JP2856917B2

JP2856917B2 - 増幅器

Info

Publication number: JP2856917B2
Application number: JP8522020A
Authority: JP
Inventors: リュフラー、ディルク
Original assignee: Eru Dei Tei Unto Co Reezaa Deisupuree Tekunorogii KG GmbH
Current assignee: Eru Dei Tei Unto Co Reezaa Deisupuree Tekunorogii KG GmbH
Priority date: 1995-01-17
Filing date: 1996-01-11
Publication date: 1999-02-10
Anticipated expiration: 2016-01-11
Also published as: WO1996022631A1; FI963582A0; FI963582A; KR970701944A; JPH09504939A; EP0750807A1; US5828267A; DE19501236A1; DE19501236C2; KR100222256B1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は出力電圧を形成する増幅器であって、同出力
電圧が入力電圧に比例し、かつ２つのプッシュプル出力
ステージ（Gegentaktendstufen）の各出力間にて形成可
能であり、さらには供給電圧の最大で２倍をなすピーク
ピーク値を有する増幅器に関する。

レーザの光強度を変調するためには約100pFの容量性
負荷を駆動する数百ボルトの電圧が必要である。ビデオ
技術においてテレビ・スクリーンを照明すべくレーザを
使用する場合、変調器を駆動する増幅器は必要とされる
高い出力電圧以外に最大で30MHzの広い帯域幅を有する
必要がある。

独立した複数の半導体部品を使用する従来の増幅器は
各種の回路に使用されている。例えば、半導体増幅器は
カスコード増幅器、伝達インピーダンス増幅器及び差動
増幅器として一般的に使用されている。しかし、これら
の増幅器は実現可能な出力電圧及び帯域幅に制限があ
る。

その一方、広い帯域幅及び十分に高い出力電圧を有す
る真空管増幅器の使用が可能である。しかし、技術的コ
ストは比較的高い。更に、高性能増幅器は真空管と、同
真空管を冷却する冷却手段とを配置する広い空間を要す
る。従って、この種の増幅器はレーザ源を有するホーム
・ビデオ装置には不適切である。特に、色の異なる３つ
のレーザ光源からの光を混合して表示色を形成すべく同
３つのレーザ光源を駆動するカラー・ビデオ装置におけ
る空間的要件は非実用的である。

従って、半導体増幅器の使用のみが商業的なカラー・
ビデオ装置の実現にとって実用的といえる。しかし、例
えばドイツ連邦共和国ミュンヘンに所在するフランツィ
ス出版社（Franzis−Verlag）から1989年に出版された
ハンス・ギュンター・シュタイデルによる“トランジス
タ−略表（Transistoren−Kurztabelle）”及びこれに
類似する表が示すように寄生キャパシタンス（parasita
eren Kapazitaeten）は限界周波数を約15MHzに制限する
ため、変調器を直接駆動するために300Vを越える降伏電
圧を有する従来のトランジスタを使用できない。30MHz
及び100pFにおけるインピーダンスは100オーム未満であ
る。このため、必要とされる遮断容量に起因して別の問
題が生じる。

その一方、150Vを越え、かつ300Vを下回る降伏電圧に
対して100MHzを越す限界周波数を有するトランジスタは
周知である。この例としては、2SA639Sまたは2SA913が
挙げられ、両者とも130MHzの限界周波数を有している。
更に、後者のトランジスタは15Wの電力損を処理し得
る。しかし、必要とされる150Vを越す出力電圧に起因し
て、これらのトランジスタを用いて変調器を直接駆動で
きない。

トランジスタが高出力を有するが最大で僅かに30Vの
降伏電圧を有していた1960年代のエア・コア、即ち変圧
器を省略した低周波増幅器において類似する問題が発生
している。この問題は負荷を２つのプッシュプル出力ス
テージ間で切り換えることにより改善されている。２つ
のプッシュプル出力ステージのうちの一方は他方に対し
て逆位相で駆動される。これにより、供給電圧によって
与えられる電圧振幅（Spannungshub）を倍増できる。

負荷を複数の出力間で動作させる２つのプッシュプル
出力ステージを有する増幅器はドイツ特許出願公告第20
61943号及びドイツ特許出願公開第2431485号に開示され
ている。ドイツ特許出願公告第2061943号は差動増幅器
を開示している。同作動増幅器において、第１のプッシ
ュプル出力ステージの負のブランチ（negative Zweig）
は第２のプッシュプル出力ステージの正のブランチ（Po
sitiven Zweig）に接続されている。ドイツ特許出願公
開第2431485号は回路を多数の実施の形態で示してい
る。一方のプッシュプル出力ステージの極性反転は反転
増幅器により他方のプッシュプル出力ステージのために
行われる。

しかし、高周波の場合、増幅器の入力を接続するポイ
ントにおけるキャパシタンスが増大する。この結果、極
性反転に必要な増幅器の並列接続に起因して限界周波数
が低減する。このため、このような増幅器の使用は制限
される。この問題は前記のポイントにおいて適切な低イ
ンピーダンスで駆動することにより回避し得る。しか
し、これは回路の電力消費を不必要に増大する。

従って、本発明の目的は最大で数メガヘルツの信号を
送信し、かつ容量性負荷を駆動し得る高出力電圧を有す
る広帯域増幅器を提供することにある。

本発明の目的は本明細書の冒頭で述べた種類の増幅器
であって、各プッシュプル出力ステージを差動増幅器に
よって駆動し、各差動増幅器が正差動入力及び負差動入
力を有し、同正差動入力及び負差動入力の極性を２つの
差動増幅器の正差動入力及び負差動入力間に同一の電圧
がそれぞれ存在する際に２つのプッシュプル出力ステー
ジの出力がそれぞれ同一の極性の電圧を有するよう限定
し、一方の差動増幅器の差動入力を他方の差動増幅器の
うちの同一の極性を有する差動入力に接続し、入力電圧
に比例した電圧を印加すべく両作動増幅器の残りの２つ
の差動入力を有する増幅器により実現し得る。

本発明に基づく増幅器の出力電圧を互いに相反する位
相で駆動する２つのプッシュプル出力ステージの出力に
おいて形成することにより同出力が増大する。この結
果、150Vの供給電圧を増幅器に印加した場合、±150Vの
電圧制御を実現し得る。即ち、300Vの電圧振幅の実現が
可能である。２つの差動増幅器から２つのプッシュプル
出力ステージに対して互いに相反する極性の電圧をそれ
ぞれ印加する。この際、２つの差動増幅器の入力は本発
明に基づいて直列に接続されている。この結果、並列接
続と比較した場合、1/4のキャパシタンスが前記のポイ
ントに存在するのみである。そして、２つのプッシュプ
ル出力ステージを駆動する各電圧は同ポイントから異な
る極性で扱われる。即ち、前記の回路中のポイントにお
いて内部キャパシタンスによって制限される限界周波数
は４倍に増大する。

従来技術に基づく高周波用の広帯域増幅器の設計は当
業者にとって周知である。従来知られていなかった点と
しては、前記のポイントが高周波数特性に対して悪影響
を及ぼし、この改善が従来の並列接続に代えて簡単な直
列接続を使用することにより行い得る点が挙げられる。
この開示及び当該技術分野における他の知識により、当
業者は高周波及び高電圧をともなう広帯域増幅器の実現
が可能である。

本発明に基づく増幅器は、個々の増幅器と比べて入力
キャパシタンスを単に低減しただけではない。即ち、同
入力キャパシタンスを効果的に半分まで低減している。
この効果は本発明の目的のステートメントから予測され
たものではなく、２つの差動増幅器の入力を直列に接続
する特別な解決策によって得られたものである。

本発明の好ましい別の展開において、プッシュプル出
力ステージと、同プッシュプル出力ステージを駆動する
差動増幅器とのうちの少なくともいづれか一方の増幅度
を負帰還を用いて更に低い総合増幅器まで低減すること
により、周波数から独立して所望の増幅度を保証し得
る。

従って、負帰還は全周波数について増幅度を決定す
る。そして、負帰還をともなわない増幅度は負帰還によ
って決定される増幅度より実質的に更に大きくなる。こ
れは、増幅器の周波数応答が同増幅器内の部品から実質
的に独立していることを示す。しかし、これは半導体部
品の更に低い増幅度に起因して負帰還が無効になる限界
周波数を下回る周波数にのみ適用される。

回路において、負帰還は抵抗器、コンデンサ及びコイ
ルを互いに接続することにより各種の方法で実現し得
る。しかし、本発明の増幅器では、増幅度を広い周波数
帯にわたって可能な限り一定にする必要がある。これは
RCネットワークを適切なサイズに形成することにより各
種の方法で実現し得る。この場合、入力インピーダン
ス、即ち、負帰還を分岐するポイントにおけるインピー
ダンスに起因する増幅度の低下は本発明の負帰還の設計
により補償される。

入力キャパシタンスを非常に小さく維持する必要があ
るため、入力インピーダンスは実質的に抵抗を有する。
従って、負帰還電圧は簡単な抵抗器を用いてプッシュプ
ル出力ステージの出力から分岐し得る。これは容量性負
荷の場合に問題になる。出力電流及び出力電圧は位相が
同期していない。これによって生じる大きな電流は同電
流を部分周波数領域内において負帰還を介して入力へ帰
還させる範囲で出力を増加させ得る。この反応は増幅器
の出力における適切な低インピーダンスによって抑制し
得る。しかし、出力ステージはこれに対応する電力量を
消費する。

本発明の別の好ましい展開に基づき、各差動増幅器の
差動入力に対して入力電圧に比例した電圧を抵抗器を通
じて負帰還し、同入力電圧に比例した電圧をプッシュプ
ル出力ステージの上流で分岐することにより、入力への
出力の帰還は防止される。

この場合、入力インピーダンス自身はリアル（reel
l）であり得るとともに、周波数から独立した増幅は入
力における負帰還抵抗器及び別の抵抗器の抵抗値にのみ
依存する。負帰還は出力から直接取り出すことなく、寧
ろプッシュプル出力ステージの上流で分岐して取り出し
ているため、入力に対する容量性負荷に起因する位相変
位の帰還は出力の低インピーダンス設計を要することな
く実質的に抑制される。従って、この別の展開は電力消
費を低減するのみならず、純粋な抵抗性負帰還により高
周波に対して効果的な純粋にリアルな入力インピーダン
スを可能にする。

負帰還により、増幅度は増幅器自身の増幅度が負帰還
によって調整された増幅度を下回る周波数まで一定に維
持される。この周波数より更に高い周波数では、増幅度
は周波数の増加とともに急速に低下する。

本発明の別の効果的な展開では、周波数に関連した増
幅度の低下は、負帰還を直列接続した複数の抵抗器また
は個々の抵抗器を通じて行い、チョークまたはコンデン
サ等の移相器を複数の抵抗器の直列接続のタップに接続
するか、または抵抗器に並列に接続し、位相器は負帰還
を増幅器の限界周波数付近まで低減させるべく接続する
ことにより緩和されている。

負帰還の低下により、増幅器を周波数から実際に独立
して動作させるべく同増幅器を動作させ得る最大周波数
が増大する。更に、位相器により位相位置が変更される
ため、負帰還に代えて正帰還を非常に高い周波数におい
て実現し得る。この結果、この種の帰還を採用すること
により、負帰還を伴うことなく動作する増幅器よりも更
に高い増幅度を実現し得る。また、この種の帰還は増幅
度の低下を起こすカットオフを更に引き上げるべく使用
し得る。

本発明の別の好ましい展開では、差動増幅器として演
算増幅器を使用している。この展開において、差動増幅
器は高い入力抵抗及び高利得を有する。この結果、増幅
器の入力抵抗及び所望の増幅度は外部配線を通じて実質
的に調整し得る。これにより、増幅器の入力は効果的な
低インピーダンスを用いて設計し得る。これは高周波の
実現及び干渉の防止に特に効果を示す。

現在、各種の限界周波数、電圧及び出力を有する演算
増幅器は電気工学の分野において一般的に使用されてい
る。集積回路のうち、これらの演算増幅器は大量生産に
より安価に入手し得る標準部品のうちの１つに数えられ
る。従って、これらの部品を有する本発明の増幅器は比
較的安価に製造できる。

市販されている集積演算増幅器では、限界周波数を実
質的に決定する入力キャパシタンスは互いに接続された
複数のトランジスタの場合と同様に考慮する必要があ
る。演算増幅器の価格は入力キャパシタンスが小さくな
るに従い急激に高くなる。入力キャパシタンスは増幅器
を直列に接続することにより実質的に低下させ得る。こ
のため、本発明の増幅器のコストは従来の高周波増幅器
のコストより実質的に低くなる。従って、本発明の増幅
器は電気製品の消費市場において手頃な価格である。更
に、近い将来、レーザ・ビデオ技術における本発明の増
幅器の使用は家庭における高品質の大型投写テレビの実
現を可能にする。

本発明の別の好ましい展開において、演算増幅器は入
力電圧を演算増幅器の正差動入力と、増幅器のゼロ電位
との間に印加可能にすべく結線されている。更に、ゼロ
電位における低インピーダンス終端抵抗が入力電圧を形
成すべく入力に接続されている。

正の差動入力に起因して演算増幅器の高い入力抵抗値
が入力において効力を生じる。このため前記の回路構成
では、演算増幅器を駆動するために入力側に存在する信
号から電流を取り出していない。しかし、高周波に対し
て効果を示す低インピーダンス入力を形成すべく、低イ
ンピーダンス終端抵抗を使用している。

これは電流に関して、増幅器を増幅する信号の形成か
ら完全に分離している点で効果的といえる。入力信号を
形成する回路からの電流は終端抵抗を通ってのみ流れ、
そして再び戻される。この回路では、電圧供給線に沿っ
て入力電流が形成されることはない。従って、増幅器は
接地エラーに対して敏感ではない。

しかし、終端抵抗に対する演算増幅器入力の電位のみ
を考慮したカップリングは入力側における干渉を促進し
得る。前記の実施の形態において、これは低い値を有す
る終端抵抗によって防止されている。同終端抵抗によ
り、増幅器の入力に発生し得る干渉が短絡される。この
目的を実現すべく、50オームの終端抵抗の使用が好まし
い。

実現可能な最大の電圧振幅を増幅器の出力において実
現すべく、２つのプッシュプル出力ステージの静止電圧
（Ruhespannung）、即ちゼロ入力電圧における出力電圧
は最大供給電圧の正確に半分の値に調整される。これは
小さな公差を有する部品を使用した規格大量生産により
正確に実現し得る。しかし、これは本発明の増幅器のコ
ストを不必要に引き上げる。これは従来技術において低
い公差を有する部品を使用し、かつ所望の静止電圧をト
リマ電位差計（Trimmpotentiometern）を用いて回路の
所定のポイントで調整する理由である。

しかし、トリマ電位差計は高周波増幅器の高いキャパ
シタンス及び内部インダクタンスに起因して同高周波増
幅器にはあまり適さない。更に、金属チップを有するネ
ジ回し等の不適切な道具を使用した場合、調整は更に困
難になる。金属チップを有するネジ回しは調整中にアン
テナの役割を果たし、高周波干渉を引き起こし得る。こ
の種の調整に関する問題は当業者にとって周知である。

本発明の更に別の展開において、これらの問題は調整
可能な電流源及び調整可能な電圧形成器のうちの少なく
とも一方によって防止される。これにより、直流電圧成
分をプッシュプル出力ステージの出力電圧に対して加え
るか、または同出力電圧から差し引くことが可能であ
る。

差動増幅器の出力電圧は電流源及び電圧形成器を用い
て変更し得る。電流源及び電圧形成器は増幅器の残りの
構成部品から効果的に分離される。この結果、発生し得
る高周波に関する干渉は調整中に電流源及び電圧形成器
のうちの少なくともいづれか一方の高い出力キャパシタ
ンスにおいて短絡される。

前記の調整には、直流電圧成分のみが必要とされる。
このため、従来技術において周知の並列接続したコンデ
ンサまたはコイルを使用して、電流源及び電圧形成器を
増幅器の残りの構成部品から分離した場合、同電圧形成
器及び電流源のうちの少なくともいづれか一方の内部抵
抗は同増幅器の高周波特性に対して僅かな影響を及ぼす
のみである。

例えば、適切、かつ簡単な電流源は供給電圧に接続さ
れた高い値の抵抗器であることが好ましい。簡単な電圧
分割器を電圧形成器として使用し得る。コンデンサを用
いることにより、直流電圧に関する電圧分割器の安定性
を維持し得る。その一方、高周波を電流源からデカップ
リングすべくインダクタを使用し得る。

しかし、実際のビデオ・アプリケーションでは、前記
した30MHzの高周波において避けられない回路内の導線
インダクタンスは高周波のデカップリングに効果的であ
る。このため、電流形成器内のインダクタを省略し得
る。

本発明の更に別の展開に基づき、調整可能な電流源を
複数の互いに接続された差動入力に接続し、調整可能な
電圧形成器の電圧を入力電圧に対して加えるか、または
同入力電圧から差し引くことを可能にして電流源及び電
圧形成器の両者を使用した場合、２つのパラメータ、即
ち調整可能な電流及び電圧を調整に使用し得る。増幅器
内の２つのパラメータはこれらのパラメータを使用して
変更し得る。前記の回路内において、これらのパラメー
タは２つのプッシュプル出力ステージのゼロ入力電圧に
おける２つの出力電圧である。この回路は個々の電流源
または個々の電圧形成器と比較して効果的である。即
ち、プッシュプル出力ステージは静止電圧について最適
化し得る。

更に、２つのプッシュプル出力ステージの出力電圧を
それぞれ独立して簡単に調整し得る。即ち、一方のプッ
シュプル出力ステージの出力電圧は電流源から供給され
る電流から独立している。これは以下に示す簡単な調整
を可能にする。即ち、電流源の電流から独立したプッシ
ュプル出力ステージにおける電圧を電圧形成器を調整す
ることにより最初に固定する。次いで、他方のプッシュ
プル出力ステージの電圧を電流源の電流を用いて調整す
る。

この調整例は簡単である。これにより、２つのプッシ
ュプル出力ステージの各出力電圧の最適な調整を本実施
の形態に基づく回路により実現し得る。この際、２つの
迅速な調整のみが必要とされる。増幅器は調整に要する
時間が短いため、経済的な製造が可能である。更に、同
増幅器は維持及び修理が簡単である。このため、増幅器
はホーム・ビデオの分野等、コンシューマー・アプリケ
ーションに対して特に効果的に使用し得る。

前記のように、増幅器はビデオ技術の分野においてレ
ーザーを駆動すべく使用し得る。この目的のために必要
な変調器は100pFの内部キャパシタンスを有する。所定
の黒レベルに対して同一電圧をビデオ・アプリケーショ
ン内のコンデンサにおいて常に形成するために、負荷を
所定値まで時々放電することが好ましい。本発明の好ま
しい別の展開では、この目的を実現すべく負荷に対して
並列に印加し得るクランプ電圧（Klemmspannung）を、
プッシュプル出力ステージの少なくとも１つの出力に印
加するとともに、１つ以上のカップリング・コンデンサ
を提供している。同カップリング・コンデンサは増幅器
による動作が可能な容量性負荷のキャパシタンスを越え
る全キャパシタンスを有する。

前記のコンデンサの充電の調整はクランプ（Klemmun
g）によって行う。クランプ電圧を印加する際に増幅器
を放電するために、プッシュプル出力ステージにおける
急激な電圧変化を制限する別のキャパシタンスをカップ
リング・コンデンサを用いて負荷の上流へ接続する。カ
ップリング・コンデンサにおける電圧降下に起因して、
クランプ時間中以外に生じる負荷に対する最大電圧の過
剰な減衰を防止すべく、カップリング・コンデンサのキ
ャパシタンスは容量性負荷のキャパシタンスより実質的
に更に大きくなるよう選択されている。

好ましい別の展開に基づき、プッシュプル出力ステー
ジの出力に対して接続されたカップリング・コンデンサ
のキャパシタンスとともに、プッシュプル出力ステージ
の出力において内部抵抗が１μｓ未満となるようにカッ
プリング・コンデンサのキャパシタンスを設計した場
合、クランプはライン変換（Zeilenwechsel）を行うた
めにビデオ・システム内において利用可能な時間中に容
量性負荷における電圧を十分な精度をともなって黒レベ
ルに維持し得る。

従って、負荷のキャパシタンス及び増幅器の内部抵抗
はカップリング・コンデンサのサイズに対する下限値及
び上限値を付与する。容量性負荷をともなう本発明の増
幅器の最適な設計を行うために当業者は前記の事項を考
慮する必要がある。

本発明を図面に基づいて以下に詳述する。

図１は本発明の増幅器の基本回路図である。

図２はプッシュプル出力ステージにおいて静止電位
（Ruhepotentials）の簡単な調整を提供する差動増幅器
としての演算増幅器を用いた実施の形態を示す。

図３は図２に示す実施の形態に類似する実施の形態を
示す。ただし、容量性負荷の特に好ましいドライブのた
めの回路変更をともなう。

図１は本発明の増幅器の基本原理を示す。回路は高周
波数において高出力電圧を形成する増幅器に使用可能で
ある。本発明の増幅器は高周波及び高出力電圧のために
図１に示す重要な回路の特徴を使用する一方で、前置増
幅器等の図１に示す以外の構成要素を有し得る。

図１に示す回路では、Uaで示す高出力電圧は互いに逆
位相となるよう駆動された２つのプッシュプル出力ステ
ージ10,20によって形成される。出力電圧Uaはプッシュ
プル出力ステージ10,20の出力11,21間で形成される。

プッシュプル出力ステージの出力電圧は供給電圧によ
って常には限定される。レーザ・ビデオ・システムにお
いて、変調器を駆動する増幅器に対する供給電圧として
180Vを選択する。１つのプッシュプル出力ステージ10ま
たは20を使用した場合、出力11または21における負荷で
の電圧振幅は僅かに180Vである。しかし、負荷は２つの
プッシュプル出力ステージの出力間において加えられる
ため、総電圧範囲は±180Vになる。即ち、180ボルトを
越す高い電圧を実現すべくエンド・トランジスタをプッ
シュプル出力ステージ10,20内に設置することなく360V
の総電圧振幅を実現し得る。

プッシュプル出力ステージ10,20を互いに相反する極
性で駆動し得ることは従来技術から明らかである。即
ち、反転増幅器及び非反転増幅器は増幅器内のポイント
において入力電圧Ueに比例する電圧を形成する。そし
て、これらの増幅器を介して得られた電圧は逆の極性を
ともなって出力ステージへ供給される。しかし、入力キ
ャパシタンスの並列接続により、反転増幅器及び非反転
増幅器を接続したポイントにおいて高いキャパシタンス
が形成される。これは高周波における増幅を減衰する。

これとは対照的に、図１に示すプッシュプル出力ステ
ージ10,20を駆動すべく使用される互いに相反する極性
を備えた複数の信号は２つの差動増幅器12,22を介して
形成される。２つの差動増幅器12,22の差動入力13,14,2
3,24は互いに直列に接続されている。従って、差動増幅
器12,22の入力インピーダンスは入力電圧Ueに対して直
列である。この直列接続の結果、入力キャパシタンスは
並列接続と比較して４分の１まで低減される。これは更
に高い周波数の改善された送信を可能にする。

図１の回路において、入力電圧Ueはゼロ電位にある。
従って、差動増幅器22の正の差動入力23も同様にゼロに
ある。

図１に示す極性は例示を目的とするものである。即
ち、負の差動入力はゼロ電位におけるものであって、か
つ全ての極性が反転されている場合におけるものであり
得る。全ての極性が反転されている場合、回路は同じ高
周波特性を示し得る。

前記の直列接続は差動増幅器22の負の差動入力24を差
動増幅器12の同一極性の差動入力14に対して接続するこ
とによって実現される。入力電圧Ueまたは同入力電圧Ue
に比例した電圧はゼロ電位において差動増幅器の他の差
動入力13に対して印加される。

直列接続により、電圧Ueは内部抵抗の分割に対応する
差動増幅器の複数の入力間において２つの部分電圧へ分
割される。差動増幅器の入力回路内の構成要素の公差か
ら独立して分割を実現すべく別の抵抗器を差動入力13,1
4及び23,24において並列に接続し得る。入力電圧Ueに対
する所望の終端抵抗値である50オームでは、これらの抵
抗器の値はそれぞれ25オームになる。前記の数値は差動
増幅器12,22の入力回路が従来実現可能な抵抗値より更
に低い抵抗値を用いて設計されていることを示す。これ
は従来の回路と比較して高周波終増幅に更に適する回路
の形成を可能にする。

図２は図１の回路に類似する回路設計を示す。差動増
幅器12,22は適切に設計された演算増幅器30,40によって
置換されている。

差動増幅器12,22の平衡回路網、即ちシュミレーショ
ン（Nachbildung）は抵抗器32,34,36,44,46を含む。こ
のうち抵抗器34,36は演算増幅器20及びプッシュプル出
力ステージ10からの増幅器ブランチの負帰還に使用され
る。抵抗器44,46は演算増幅器40及びプッシュプル出力
ステージ20からの反転増幅器ブランチの負帰還に使用さ
れる。抵抗器32は非反転増幅器として演算増幅器30を駆
動する基本回路内に従来ゼロ電位にて接続された抵抗器
と、反転増幅器として演算増幅器40の回路内に配置され
た従来の直列抵抗とを置換する。

図２に示す回路において、オペレーションに必要な全
ての電流はプッシュプル出力ステージ10,20の出力と、
回路の中性線（Nulleitung）とから抵抗器32,34,36,44,
46を通じて取り出される。しかし、電圧Ueは演算増幅器
30の正の入力に存在するため、電流は電圧Ueを形成する
入力回路から回路へ供給されない。即ち、演算増幅器30
の非常に高い入力抵抗値は入力電圧Ueを電位に関して増
幅器の入力に対してのみカップリングすることを保証す
る。

従って、異なる電流に起因する中性線内の干渉が入力
回路内へ伝搬されることはない。更に、電圧Ueを形成す
る回路と、図２に示す増幅器との間の接地エラーは実用
面での影響を生じない。

図２に示す増幅器の入力において、高インピーダンス
入力における高周波のカップリングは低い終端抵抗値
（例えば、50オーム）により回避可能である。

このステップ、即ち、入力電圧Ueと、入力電圧Ueの低
インピーダンス・ターミナル（niederohmigen Abschlus
s）との電流をともなわないカップリング（stromlosen
Ankopplung）は増幅器内の干渉を排除する。これは本発
明の増幅器を高周波アプリケーションに特に適するもの
とする。

更に、負帰還ネットワークは２つのコンデンサ38,48
を有する。コンデンサ38,48は高周波における負帰還を
低減する。この結果、周波数に対する増幅の依存性を高
周波において低減し得る。従って、低周波において実現
し得る周波数を限界周波数付近の非常に高い周波数にお
いて実現できる。複数の抵抗器及びコンデンサを負帰還
ネットワーク内において適切に設計することにより、帰
還電圧の相回転を高い周波数の場合にも実現できる。こ
の結果、再生帰還は正帰還として機能し、これにより限
界周波数を高め得る。

図２は演算増幅器40に接続され、かつプッシュプル出
力ステージ10,20から出力11,21への出力電圧の調整を行
う調整可能な電圧形成器50及び電流源52を示している。
これにより、以下に詳述するように２つの出力11,12間
に形成される電圧レベルは供給電圧によって付与された
電圧範囲の完全な利用を可能にする。

演算増幅器の高電圧増幅により、差動入力13,14及び2
3,24間の電圧を通常の動作、即ち過励振を生じない動作
の範囲内においてゼロの値で印加し得る。更に、高い入
力抵抗により、演算増幅器30,40の差動入力13,14,23,24
には電流が存在しない。これら２つの演算増幅器の特徴
は図２に示す回路の設計を大幅に簡略化する。

前記の特徴に基づき、電圧U1＝Ue−Urefが抵抗器32に
対して印加される。この結果、R1が抵抗器32の抵抗値を
示す場合、電流I1＝（Ue−Uref）/R1が抵抗器32内を流
れる。

電流源52からの電流Irefは２つの電流へ分割される。
このうちの一方の電流は抵抗器32内を通って流れ、他方
の電流は抵抗器44,46を通って流れる。以下、負帰還の
ための抵抗器44,46の全抵抗値はR2で示す。

負帰還抵抗器R2を通って流れる電流は電流の分割に起
因してIref−I1となる。プッシュプル出力ステージ20の
出力21における出力電圧Ua2の合成電圧に関して、これ
は以下の式を提供する。

Ua2＝Uref＋（Iref−I1）＊R2 Ua2＝−Ue＊R2/R1＋Uref＊（１＋R2/R1）＋R2＊Iref 前記の数式のうちの第１の項はUe及びUa2間の直線状
をなす比例関係を示す。符合は演算増幅器40が反転増幅
器として機能し、さらにはプッシュプル出力ステージ20
とともにR2/R1の全増幅度を有することを示す。

Ueから独立さた次の項はUref及びIrefを用いた式を含
む。これは出力電圧Ua2を電流源52及び電圧形成器50に
よって調整し得ることを示す。

その一方、プッシュプル出力ステージ10の出力電圧は
電流Irefから独立している。演算増幅器30の高い入力抵
抗値のため、総電流I1は抵抗器34,36を通って抵抗32内
を流れる。抵抗器34,36はR3によって示す全抵抗値を有
する。プッシュプル出力ステージ10の出力11における出
力電圧Ua1の合成電圧に関して、これは以下の式を提供
する。

Ua1＝（R3＋R1）I1＋Uref＝Ue＊（R3＋R1）/R1−Uref
＊R3/R1 第１の項はこの場合における増幅度を示す、しかし同
増幅は係数（R3＋R1）/R1だけ行われる。更に、電圧Ue
に比例する項は正の符合を有する。これはプッシュプル
出力ステージ10とともに演算増幅器30によって行われる
非反転増幅を示す。Ueから独立した数式内の第２の項は
Urefにのみ従属し、Irefからは独立している。

図２の増幅器は簡単な方法で直流電圧に対して調整し
得る。電圧Ua1は短絡入力とともにUrefによって最初に
調整される。次いで、出力電圧Ua2はIrefを制御するこ
とによって調整される。この結果、増幅器のバランシン
グは２つの調整のみで行われる。

演算増幅器30,40またはプッシュプル出力ステージ10,
11内の内部抵抗器による調整に代えて、独立した電流源
52及び独立した電圧形成器50による調整の結果、調整ツ
ールを介した干渉等により調整の間に増幅器に到達し得
る高周波をデカップリングすることが可能である。この
ような離調は図２に示す増幅器内では発生不能である。

高周波デカップリングを改善すべく、電流源52をイン
ダクタとともに演算増幅器40に対して直列接続し得る。
しかし、増幅器を数メガヘルツの範囲で設計した場合、
印刷回路基板上の線路インダクタンスはデカップリング
には十分である。電圧形成器50を並列接続した抵抗器に
より高周波についてデカップリングする。

可能な限り高い出力電圧を有する増幅器をデザインす
るために、電圧Ua1及びUa2をUe＝０においてプッシュプ
ル出力ステージの供給電圧の平均電圧へ調整する。さら
に、演算増幅器30及びプッシュプル出力ステージ10から
なる増幅器ブランチにおける増幅度は演算増幅器40及び
プッシュプル出力ステージ20からなる増幅器ブランチの
増幅度と等しくなるよう選択する。この結果、以下の式
が成立する。

１＋R3/R1＝R2/R1 図３は図２の回路に類似する回路を示す。しかし、図
２の回路とは対照的に図３の回路において、負帰還はプ
ッシュプル出力ステージの出力から分岐していない。寧
ろ、負帰還に必要な出力電圧は抵抗器39,49により、演
算増幅器30及びプッシュプル出力ステージ10間と、演算
増幅器40及びプッシュプル出力ステージ40間とにおいて
それぞれ取り出される。更に、低周波において実現され
る増幅度と同一の増幅度における周波数の最大値の増加
は、図２に示すように負帰還抵抗器に対して並列に接続
されたコンデンサ38,48に代えて、抵抗器54を同抵抗器5
4に直列接続したコンデンサ56とともに抵抗器32に対し
て並列に接続することにより実現される。高周波におい
て効果を示すコンデンサ56を両ブランチに対して１つの
み提供すればよいため、構成部品に要する費用の低減が
可能である。

図３に示す回路は抵抗器及びコンデンサの直列接続を
用いた図３に示す容量性負荷60のドライブに特に適す
る。容量性負荷は黒色に対してゼロ以外の値を形成し得
る残留電荷を排除すべくビデオ・アプリケーション内に
おける放電が必要である。この短絡はクランプとも称さ
れる。同短絡は１μｓ未満の時間内において各ラインの
末端で行われる。

図３に示す回路において、このクランプを実現すべく
２つの電圧VC1,VC2を負荷へ直接印加し得る。プッシュ
プル出力ステージをクランプ・プロセスからデカップリ
ングすべく、２つのコンデンサ57,58が図３のプッシュ
プル出力ステージ10,20の出力11,21及び負荷60の間にそ
れぞれ接続されている。２つのコンデンサ57,58のキャ
パシタンスは負荷60のキャパシタンスより実質的に更に
大きい。この結果、使用可能な全出力電圧をコンデンサ
57,58とは無関係に負荷60に対して印加し得る。

コンデンサ57,58の電荷をクランプ・プロセス中に所
定の電荷まで変更すべくコンデンサ57,58を十分に迅速
に、即ち、プッシュプル出力ステージ10,20の内部抵抗
によって与えられた時定数内で放電する必要がある。更
に、出力11または21におけるコンデンサ57または58のキ
ャパシタンスは利用可能なクランプ時間（マイクロ秒の
範囲）より更に短いことを要する。この条件は負荷60の
キャパシタンスより更に大きいキャパシタンスの要件と
ともにコンデンサ57,58の設計に対する下限及び上限を
付与する。

本実施の形態において、100nFのキャパシタンスを有
するコンデンサがレーザ光線の強度を制御する変調器を
動作させるために使用される。プッシュプル出力ステー
ジは並列に接続された３つの2SC4623トランジスタを正
部分に含むとともに、並列に接続された３つの2SA1541
トランジスタを負部分に含む。全てのトランジスタは直
列に接続された33オームの保護抵抗をエミッタに含む。
これにより、プッシュプル出力ステージに対して６オー
ム未満の内部抵抗が得られる。

従って、クランプ電圧VC1,VC2はコンデンサを通じて
プッシュプル出力ステージ10及び20の出力電圧へそれぞ
れ帰還する。このため、演算増幅器30,40及びプッシュ
プル出力ステージ10,20間の負帰還は図２に示す回路と
は異なる方法にて効果的に取り出される。この結果、ク
ランプ電圧の印加を負帰還を介して入力上に再び作用さ
せることはできない。

図２に示す回路は出力電圧Uaに代えて入力電圧Ueをク
ランプするために使用し得る。更に、容量性負荷60にお
いてクランプ電圧を形成するために、電流源52及び電圧
形成器50に対して切換え可能な構造を提供可能である。
この結果、電流源52及び電圧形成器50はクランプ中にク
ランプ電圧について所望の値を実現する。

図３に示す増幅器は変調されたレーザを使用するビデ
オ投射装置に使用される。この目的を実現すべくVPH05
型増幅器をプッシュプル出力ステージのエンド・トラン
ジスタを駆動するために使用する。演算増幅器としてLT
1253型増幅器を使用する。２つの抵抗器38,39はそれぞ
れ470オームの抵抗を有する。更に、抵抗器41は直列に
接続した２つの抵抗器からなり、同２つの抵抗器はそれ
ぞれ470オームの抵抗を有する。高周波において効果を
示す抵抗器54及びコンデンサ56の直列接続は100オーム
及び15pFを用いて実現した。

可変抵抗器を電流源52に使用した。更に、電圧分割器
を電圧形成器53に使用した。これらに対して演算増幅器
30,40のマイナス15ボルトの供給電圧をそれぞれ印加し
た。高周波デカップリングのために基準電圧Urefを調整
すべく100nFの別のコンデンサを電圧分割器に対して並
列に接続した。

この増幅器により高品質ビデオ画像が効果的に形成さ
れる。これはレーザの強度を制御する変調器を駆動する
ために高電圧を必要とするにも拘わらず、本発明の増幅
器によって形成される高周波により実質的に達成され
た。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭56−34213（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−196908（ＪＰ，Ａ) 特開平４−172804（ＪＰ，Ａ) 実開平２−86210（ＪＰ，Ｕ) 実開昭62−39325（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H03F 3/26 H03F 3/68

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】出力電圧を形成する増幅器であって、前記
出力電圧が入力電圧に比例し、かつ２つのプッシュプル
出力ステージ（10,20）の各出力（11,21）間にて形成可
能であり、さらにはプッシュプル出力ステージ（10,2
0）の供給電圧の最大で２倍をなすピークピーク値を有
する増幅器において、前記各プッシュプル出力ステージ
（10,20）を差動増幅器（30,40）によって駆動し、前記
各差動増幅器（30,40）は正差動入力（13,23）及び負差
動入力（14,24）を有し、同正差動入力（13,23）及び負
差動入力（14,24）の極性は２つの差動増幅器の正差動
入力（13,23）及び負差動入力（14,24）間に同一の電圧
がそれぞれ存在する際に２つのプッシュプル出力ステー
ジ（10,20）の出力がそれぞれ同一の極性の電圧を有す
るよう限定されており、一方の差動増幅器（40）の差動
入力（24）は他方の差動増幅器（30）のうちの同一の極
性を有する差動入力（14）に接続されており、前記両作
動増幅器（30,40）の残りの２つの差動入力（13,23）は
前記入力電圧に比例した電圧を印加すべく提供され、前
記プッシュプル出力ステージ（10,20）と、同プッシュ
プル出力ステージ（10,20）を駆動する差動増幅器（30,
40）とのうちの少なくともいづれか一方の増幅度は負帰
還により更に低い総合増幅度まで低減され、互いに接続
された同一の極性を有する２つの差動入力（14,24）に
接続された調整可能な電流源（52）と、直流電圧成分を
前記入力電圧に対して加えるか、又は同入力電圧から差
し引くことが可能となるように残りの２つの差動入力
（13,23）のうちの一つ（23）に接続された調整可能な
電圧形成器（50,53）を有し、これにより、２つのプッ
シュプル出力ステージ（10,20）の出力電圧をそれぞれ
独立して調整することが可能である増幅器。
【請求項２】前記各差動増幅器（30;40）の少なくとも
１つの差動入力（14;24）に対して前記入力電圧に比例
した電圧を抵抗器を通じて負帰還し、前記入力電圧に比
例した電圧はプッシュプル出力ステージ（10;20）の上
流で分岐されている請求項１に記載の増幅器。
【請求項３】前記負帰還は直列接続された複数の抵抗器
（34,36）または個々の抵抗器（39;49）を通じて行い、
チョークまたはコンデンサ（38,48;56）等の移相器を複
数の抵抗器の直列接続（34,36;44,46）のタップに接続
するか、または抵抗器（32）に並列に接続し、前記位相
器は負帰還を増幅器の限界周波数付近まで低減させるべ
く接続されている請求項１または２に記載の増幅器。
【請求項４】前記差動増幅器は演算増幅器（30,40）で
ある請求項１乃至３のいづれか一項に記載の増幅器。
【請求項５】前記入力電圧は演算増幅器（40）の正差動
入力と、増幅器のゼロ電位との間に印加可能であり、入
力電圧のためにゼロ電位での低い終端抵抗値を増幅器の
入力に有する請求項４に記載の増幅器。
【請求項６】クランプ電圧をプッシュプル出力ステージ
（10;20）の少なくとも１つの出力（11;21）において負
荷（60）に対して並列に印加可能であり、１つ以上のカ
ップリング・コンデンサ（57,58）を有し、同カップリ
ング・コンデンサ（57,58）の全キャパシタンスは増幅
器による動作が可能な容量性負荷（60）のキャパシタン
スを越える請求項１乃至５のいづれか一項に記載の増幅
器。
【請求項７】プッシュプル出力ステージ（10,20）の出
力に対して接続されたカップリング・コンデンサ（57,5
8）のキャパシタンスとともに、前記プッシュプル出力
ステージ（10,20）の出力（11,21）において内部抵抗に
よって与えられる時定数は１μｓ未満である請求項６に
記載の増幅器。