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Die
Erfindung betrifft einen Gegentaktverstärker mit transformatorischer
Gegenkopplung zur Verstärkung
von veränderlichen
elektrischen Signalen.
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Zur
Verstärkung
von veränderlichen
elektrischen Signalen werden im Allgemeinen Verstärkerschaltungen
mit bipolaren Transistoren verwendet. Die Transistoren dienen dabei,
je nach Beschaltung, als gesteuerte Strom- oder Spannungsquelle,
die jedoch weder eingangs- noch ausgangsseitig angepasst sind. Um
eine derartige Verstärkerschaltung
in einem Verstärker
für HF(Hochfrequenz)-Signale
einer relativ großen
Bandbreite von beispielsweise 15 MHz bis 300 MHz nutzen zu können, muss
diese in geeigneter weise erweitert werden. Solche HF-Signale werden
beispielsweise bei MR(Magnet-Resonanz)-Bildgebungssystemen, insbesondere
in der medizinischen Bildgebung, beispielsweise Kernspintomografie
verwendet. Die Erweiterung der Verstärkerschaltung kann insbesondere
mit Gegenkoppelmitteln erfolgen, mit welchen die Eingangs- und die
Ausgangsimpedanz des Verstärkers
derart angepasst werden kann, dass die am Verstärkerausgang angeschlossene
Impedanz am Verstärkereingang
in gleicher oder in vorbestimmt skalierter Höhe auftritt. Im Idealfall bestimmt
sogar die Gegenkopplung die Verstärkung, so dass der Verstärker unabhängig von
der Exemplarstreuung des verwendeten Transistors arbeitet. Somit
lässt sich
auch ein über
die gesamte Bandbreite hinweg konstanter Verstärkungsfaktor des Verstärkers realisieren,
wobei nichtlineare Verzerrungen, die insbesondere auf den Transistor
zurückzuführen sind,
klein gehalten werden.
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In „Breitbandige
Ferrit-Hochfrequenztransformatoren" (J. v. Parpart, Hüthig Verlag 1997, S. 122 – 126) ist
ein solcher Verstärker
in Emitterschaltung mit transformatorischer Gegenkopplung angegeben. Die
transformatorische Gegenkopplung wird dabei mittels eines Richtkoppler-Übertragers
vorgenommen. Die Emitterschaltung ist mit einem npn-Transistor so
beschaltet, dass dieser in Eintakt-A-Betrieb arbeitet. Für eine verzerrungsarme
Verstärkung
ist hierzu jedoch ein sehr hoher Ruhestrom erforderlich.
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In „Breitbandige
Ferrit-Hochfrequenztransformatoren" (J. v. Parpart, Hüthig Verlag 1997, S. 130 – 133) ist
weiter ein Gegentaktverstärker
mit transformatorischer Gegenkopplung angegeben. Dabei wurde die
vorgenannte Emitterschaltungen mit transformatorischer Gegenkopplung
um dieselbe Emitterschaltungen mit transformatorischer Gegenkopplung symmetrisch
erweitert. Der Signaleingang und der Signalausgang sind dabei jeweils über ein
als Übertrager
mit einseitiger Mittenanzapfung ausgeführtes Symmetrierungsmittel
mit den beiden symmetrisch angeordneten Emitterschaltungen mit transformatorischer
Gegenkopplung verbunden. Dieser Verstärkertyp hat gegenüber dem
vorgenannten den Vorteil, dass er bei einer geringeren Stromaufnahme
eine bedeutend geringere Verzerrung aufweist. Aufgrund der Ausgestaltung
mit vier Hochfrequenzübertragern
ist er jedoch mit hohem technologischem Aufwand behaftet. Jeder
Hochfrequenzübertrager
bringt nämlich als
Bauteil einer Hochfrequenzschaltung inhärente Nachteile, wie zum Beispiel
begrenzte Bandbreite, Verluste und Platzbedarf, mit sich, deren
Kompensation bei der Realisierung eines Verstärkers berücksichtigt werden muss.
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Der
Erfindung liegt nun die Aufgabe zu Grunde, einen Gegentaktverstärker mit
transformatorischer Gegenkopplung anzugeben, der mit einem gegenüber dem
Stand der Technik geringeren technologischen Aufwand auszubilden
ist.
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Zur
Lösung
der Aufgabe wird ein Gegentaktverstärker entsprechend den Merkmalen
des unabhängigen
Patentanspruchs 1 angegeben.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Gegentaktverstärker handelt
es sich um einen Gegentaktverstärker
mit transformatorischer Gegen kopplung zur Verstärkung von veränderlichen
elektrischen Signalen, aufweisend
- – einen
Signaleingang und einen Signalausgang,
- – ein
mit dem Signaleingang und dem Signalausgang verbundenes transformatorisches
Gegenkoppelmittel
und
- – eine
Verstärkerschaltung,
umfassend
- – einen
Eingang und einen Ausgang sowie
- – einen
ersten und einen zweiten Transistor,
wobei
- – der
Eingang der Verstärkerschaltung
mit dem Signaleingang und
- – der
Ausgang der Verstärkerschaltung
mit dem Signalausgang
über das transformatorische
Gegenkoppelmittel verbunden sind.
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Indem
der Verstärker
mit einer aus zwei geeigneten Transistoren ausgestalteten Gegentaktschaltung
ausgeführt
ist und diese über
nur ein transformatorisches Gegenkoppelmittel mit dem Signaleingang
und -ausgang verbunden sind, sind die damit verbundenen Vorteile
insbesondere in einer Reduktion der Anzahl von im Verstärker verschalteten Übertragern
zu sehen.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen des Gegentaktverstärkers gemäß der Erfindung ergeben sich
aus den von Anspruch 1 abhängigen
Ansprüchen.
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Es
ist insbesondere vorteilhaft, dass das transformatorische Gegenkoppelmittel
als Richtkoppler-Übertrager
ausgestaltet ist, welcher einen Eingangs- und einen Ausgangsübertrager
mit jeweiliger Primär-
und Sekundärwicklung
aufweist. Dabei ist der Eingang der Verstärkerschaltung über die
Primärwicklung
des Eingangsübertragers
mit dem Signaleingang und über
die Sekundärwicklung
des Ausgangsübertragers
zumindest für
das zu verstärkende veränderliche
elektrische Signal mit einem Bezugspotenzial, insbesondere Erdpotenzial,
verbunden. Weiter ist der Ausgang der Verstärkerschaltung über die
Primärwicklung
des Ausgangsübertragers mit
dem Signalausgang und über die
Sekundärwicklung
des Eingangsübertragers
zumindest für
das zu verstärkende
veränderliche
elektrische Signal mit dem Bezugspotenzial, insbesondere Erdpotenzial, verbunden.
Mittels eines solchen Gegenkopplungsnetzwerkes ist die Eingangsimpedanz
der Verstärkerschaltung
identisch oder skaliert identisch mit der am Ausgang angeschlossenen
Impedanz.
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Es
ist vorteilhaft, wenn die beiden jeweils einen Kollektor, eine Basis
und einen Emitter aufweisenden Transistoren basisseitig mit dem
Verstärkereingang
und kollektorseitig mit dem Verstärkerausgang verbunden sind.
Dabei sind die Basis und der Emitter des ersten Transistors mit
einem ersten Spannungsversorgungsanschluss und die Basis und der
Emitter des zweiten Transistors mit einem zweiten Spannungsversorgungsanschluss
verbunden. Eine derartige Verschaltung zweier Transistoren liefert
eine einfach zu realisierende und für diesen Einsatzzweck ausreichend
schnell und effektiv arbeitende Gegentaktverstärkeranordnung, wenn insbesondere
jeweils unterschiedliche Transistortypen, also ein npn-Transistor
und ein pnp-Transistor verwendet werden. Eine an die Spannungsversorgungsanschlüsse angeschlossene
Spannungsquelle liefert dabei insbesondere eine um das Bezugspotenzial symmetrische
Spannung. Ist beispielsweise das Bezugspotenzial das Erdpotenzial,
so ist vorzugsweise am ersten Spannungsversorgungsanschluss eine positive
Spannung von z. B. +5 V und am zweiten Spannungsversorgungsanschluss
eine negative Spannung von z. B. -5V anzulegen. Damit müssen die
Sekundärwicklungen
des Richtkoppler-Übertragers
nicht mit einer Spannung zur Spannungsversorgung der Verstärkerschaltung
beaufschlagt werden. Die Verstärkerschaltung
wird hiermit direkt über
die Spannungsversorgungsanschlüsse
mit Spannung versorgt.
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Zudem
ist vorteilhaft, wenn jeweils zwischen Basis und zugeordnetem Spannungsversorgungsanschluss
mindestens ein Widerstand vorgesehen ist. Vorteilhaft ist auch,
wenn jeweils zwischen Emitter und zugeordnetem Spannungsversorgungsanschluss
mindestens ein Widerstand vorgesehen ist, wobei die Emitter jeweils über mindestens
eine Kapazität
mit dem Bezugspotenti al, insbesondere Erdpotenzial, verbunden sind.
Die so geschalteten Widerstände
dienen dazu, den Ruhestrom für
die Transistoren vorteilhaft festzulegen. Emitterseitig sind durch die
Kapazitäten
die Transistoren für
die veränderlichen
elektrischen Signale auf Bezugspotenzial, insbesondere Erdpotenzial,
bezogen.
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Vorteilhafterweise
ist dabei mindestens ein einstellbarer Widerstand, insbesondere
Trimmwiderstand, vorgesehen. Entsprechen beispielsweise die Kennlinien
beider Transistoren nicht einander, so können die Ruheströme auch
nachträglich
mittels des mindestens einen einstellbaren Widerstandes angepasst
werden. Somit kann der optimale Arbeitspunkt für geringst mögliche Verzerrungen
gewählt werden.
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Es
ist günstig,
wenn zwischen der Basis jedes Transistors und dem Eingang der Verstärkerschaltung
jeweils mindestens eine Kapazität
vorgesehen ist und beide Basen über
mindestens einen Widerstand miteinander verbunden sind. Hiermit kann
das veränderliche
elektrische Signal direkt an beide Basen weitergeleitet und eine
Wechselspannungsgegenkopplung über
den Richtkoppler-Übertrager
realisiert werden. Den gleichspannungsbezogene Arbeitspunkt der
Transistoren betreffend, liegen dabei beide Kollektoren über die
Sekundärwicklung des
Eingangsübertragers
auf Bezugspotenzial, insbesondere Erdpotenzial.
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Es
ist auch günstig,
wenn zwischen der Basis jedes Transistors und dem Eingang der Verstärkerschaltung
jeweils eine Parallelschaltung aus mindestens einer Kapazität und mindestens
einem Widerstand vorgesehen ist. Weiter ist zwischen der Primärwicklung
des Eingangsübertragers
und dem Signaleingang, zwischen der Primärwicklung des Ausgangsübertragers
und dem Signalausgang, und zwischen den Sekundärwicklungen und dem Bezugspotenzial
jeweils mindestens eine Kapazität
vorgesehen. Hiermit kann neben der Wechselspannungsgegenkopplung
auch eine Gleichspannungsgegenkopplung über den Richtkoppler-Übertrager
realisiert werden. Dies ist besonders dann vorteil haft, wenn der
Verstärker über einen
sehr großen
Temperaturbereich mit möglichst
gleichen Eigenschaften arbeiten soll. Die Widerstandswerte der beiden
Widerstände
beider Parallelschaltungen sind dabei so zu wählen, dass der Ruhestrom durch
beide Transistoren im Wesentlichen gleich ist. Idealerweise liegen
die beiden Kollektoren dabei auf Bezugspotenzial, insbesondere Erdpotenzial.
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Vorteilhafterweise
ist der Gegentaktverstärker
für Frequenzen
von 10 kHz und höher,
insbesondere bis 10 GHz, ausgelegt. Günstigerweise ist das veränderliche
elektrische Signal ein Hochfrequenzsignal. Der Frequenzbereich erstreckt
sich dabei von 10 kHz bis 10 GHz.
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Es
ist von Vorteil, wenn der erste Transistor ein pnp-Transistor und
der zweite Transistor ein npn-Transistor ist. Somit kann auf Symmetrierungsmittel,
wie beispielsweise Symmetrierübertrager
verzichtet werden, die in der Regel nicht verzerrungsarm und darüber hinaus
kostspielig und voluminös
sind.
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Besonders
vorteilhaft sind die beiden Transistoren als komplementäres pnp-
und npn-Transistorpaar ausgeführt.
Durch die komplementäre
Ausführungsform
vereinfacht sich beispielsweise die Anpassung der Ruheströme beider
Transistoren. So können
im Idealfall die Widerstandswerte der ruhestrombeeinflussenden Widerstände in der
Verstärkerschaltung
für beide
Transistoren gleich groß gewählt werden.
Darüber
hinaus weist der Verstärker durch
die komplementäre
Ausführungsform
einen hohen Aussteuerbereich auf.
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Vorteilhaft
sind/ist der Eingang- und/oder der Ausgangsübertrager des Richtkoppler-Übertragers jeweils
mit einem Ringkern ausgeführt,
der eine gute magnetische Kopplung von Primär- und Sekundärwicklung
bei gleichzeitig niedriger kapazitiver Kopplung ermöglicht.
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Vorteilhaft
ist auch, wenn der Eingangs- und der Ausgangsübertrager des Richtkoppler-Übertragers
mit einem gemeinsamen Doppellochkern ausgeführt sind, der eine gute magnetische
Kopplung der Primär-
und Sekundärwicklungen
bei gleichzeitig niedriger kapazitiver Kopplung ermöglicht.
Die Anordnung des Eingangs- und des Ausgangsübertrager auf einem gemeinsamen
Kern ist zudem auch mit einer Platzersparnis verbunden.
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Günstigerweise
entspricht das Windungsverhältnis
n des Eingangsübertragers
dem Windungsverhältnis
m des Ausgangsübertragers.
Das Windungsverhältnis
n ist dabei durch das Verhältnis
der Windungszahlen der Sekundär-
und Primärwicklung des
Eingangsübertragers
und das Windungsverhältnis
m durch das Verhältnis
der Windungszahlen der Sekundär-
und Primärwicklung
des Ausgangsübertragers
gegeben. Sind dabei die Windungszahlen der Sekundärwicklungen
jeweils größer als
die entsprechenden Windungszahlen der Primärwicklungen, wird die am Signaleingang
eingespeiste Leistung durch den Richtkoppler-Übertrager verstärkt am Signalausgang
ausgegeben. Der Betrag der Leistungsverstärkung ist dabei durch das Quadrat
des Windungsverhältnisses
von Sekundärwicklung
zu Primärwicklung
des Richtkoppler-Übertragers
gegeben.
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Es
ist auch günstig,
wenn sich das Windungsverhältnis
n des Eingangsübertragers
vom Windungsverhältnis
m des Ausgangsübertragers
unterscheidet. Sind dabei die Windungszahlen der Sekundärwicklungen
jeweils größer als
die entsprechenden Windungszahlen der Primärwicklungen, wird die am Signaleingang
eingespeiste Leistung durch den Richtkoppler-Übertrager verstärkt am Signalausgang
ausgegeben. Der Betrag der Leistungsverstärkung ist dabei durch das Produkt
der einzelnen Windungsverhältnisse
von Sekundärwicklung
zu Primärwicklung
des Richtkoppler-Übertragers
gegeben. Mit der Berücksichtigung
von unterschiedlichen Windungsverhältnissen im Richtkoppler-Übertrager ist ein weiterer
Freiheitsgrad gegeben, die Eingangsimpedanz des erfindungsgemäßen Gegentaktverstärkers in
Bezug auf seine Ausgangsimpedanz anzupassen.
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Vorteilhafterweise
ist der Gegentaktverstärker
als Teil einer HF-Verstärkerelektronik
eines Magnet-Resonanz-Bildgebungssystemes vorgesehen. Gerade bei
MR-Bildgebungssystemen kommt es auf eine möglichst verzerrungsfreie, vom
erfindungsgemäßen Gegentaktverstärker gebotene
Verstärkung von
HF-Signalen, insbesondere Bildsignalen, über eine relativ große Bandbreite
von beispielsweise 15 MHz bis 300 MHz an. Für eine Verwendung in MR-Bildgebungssystemen
zeichnet den erfindungsgemäßen Gegentaktverstärker darüber hinaus
vorteilhafterweise aus, dass er insbesondere Energie und Platz sparend
ausgestaltet werden kann.
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Bevorzugte,
jedoch keinesfalls einschränkende
Ausführungsbeispiele
der Vorrichtung werden nunmehr anhand der Zeichnung näher erläutert. Zur Veranschaulichung
ist die Zeichnung als Schaltbilder ausgeführt und gewisse Merkmale sind
schematisiert dargestellt. Im Einzelnen zeigen
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1 einen
Gegentaktverstärker
mit wechselspannungsgegenkopplung und
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2 einen
Gegentaktverstärker
mit Wechselspannungs- und Gleichspannungsgegenkopplung.
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Einander
entsprechende Teile sind in den 1 und 2 mit
denselben Bezugszeichen versehen.
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In 1 ist
ein Gegentaktverstärker
mit Wechselspannungsgegenkopplung dargestellt. Der Gegentaktverstärker weist
dabei einen Signaleingang 1, einen Signalausgang 2,
ein transformatorisches Gegenkoppelmittel 100 und eine
Verstärkerschaltung 200 auf.
Der Signaleingang 1 und der Signalausgang 2 sind über das
transformatorische Gegenkoppelmittel 100, das als so genannter
Richtkoppler-Übertrager
ausgeführt
ist, mit der Verstärkerschaltung 200 verbunden.
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Der
Richtkoppler-Übertrager 100 ist
aus einem Eingangsübertrager 110 mit
einer Primärwicklung 111 und
einer Sekundärwicklung 112 und
aus einem Ausgangsübertrager 120 mit
einer Primärwicklung 121 und
einer Sekundärwicklung 122 ausgestaltet,
wobei der Eingangsübertrager 110 und
der Ausgangsübertrager 120 in
geeigneter Weise miteinander verschaltet sind. Dabei sind die Primärwicklung 111 des
Eingangsübertragers 110 über einen
Knotenpunkt 101 mit der Sekundärwicklung 122 des
Ausgangsübertragers 120 und
die Primärwicklung 121 des
Ausgangsübertragers 120 über einen
weiteren Knotenpunkt 102 mit der Sekundärwicklung 112 des Eingangsübertragers 110 verbunden.
Die Sekundärwicklungen 112 und 122 sind
zudem an ihrem anderen Ende über
einen dritten Knotenpunkt 103 miteinander verbunden, der
auf ein Bezugspotential P, insbesondere Erdpotential, bezogen ist.
Der Signaleingang 1, in welchen ein veränderliches elektrisches Signal
S1, insbesondere ein Hochfrequenzsignal im Frequenzbereich von 10
kHz bis 10 GHz, einzuspeisen ist, ist mit der Primärwicklung 111 des
Eingangsübertragers 110 und
somit über
diese mit dem Knotenpunkt 101 verbunden. Der Signalausgang 2,
der das vom Gegentaktverstärker
verstärkte
Eingangssignal S1 als Ausgangssignal S2 liefert, ist hingegen mit
der Primärwicklung 121 des
Ausgangsübertragers 120 und
somit über
diese mit dem Knotenpunkt 102 verbunden.
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Die
Verschaltung der Verstärkerschaltung 200 mit
dem Richtkoppler-Übertrager 100 erfolgt über einen
Eingang 201 und einen Ausgang 202 der Verstärkerschaltung 200,
indem der Eingang 201 an den Knotenpunkt 101 und
der Ausgang 202 an den Knotenpunkt 102 angeschlossen
werden. Die Verstärkerschaltung 200 weist
einen ersten und einen zweiten Transistor 210 und 220 auf,
wobei beide Transistoren 210, 220 insbesondere
als komplementäres
pnp- und npn-Transistorpaar 210, 220 ausgeführt sind.
Vorzugsweise ist das Transistorpaar 210, 220 wegen
der Platzersparnis und besseren thermischen Kopplung als integriertes
Bauteil ausgebildet. Die Transistoren 210, 220 weisen
jeweils einen Kollektor 211, 221, jeweils eine
Basis 212, 222 und jeweils einen Emitter 213, 223 auf.
Dabei sind die Kollektoren 211, 221 gemeinsam
miteinander verbunden am Ausgang 202 und die Basen 212, 222 über jeweils
eine Kapazi tät 251, 252 am
Eingang 201 der Verstärkerschaltung 200 angeschlossen.
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Zur
Spannungsversorgung der Verstärkerschaltung 200 sind
zwei Spannungsversorgungsanschlüsse 231 und 232 vorgesehen,
die mit um das Bezugspotential P symmetrischen Gleichspannungen
+U und -U zu beaufschlagen sind. Ist beispielsweise das Bezugspotential
P gleich dem Erdpotential und somit 0 V, so liegen typischerweise
am Spannungsversorgungsanschluss 231 +5 V und am Spannungsversorgungsanschluss 232 -5
V an.
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Die
Basis 212 und der Emitter 213 des pnp-Transistors 210 sind
jeweils über
entsprechend zugeordnete Widerstände 241 und 243 am
Spannungsversorgungsanschluss 231 angeschlossen. Symmetrisch
dazu sind die Basis 222 und der Emitter 223 des
npn-Transistors 220 jeweils über entsprechend zugeordnete
Widerstände 242 und 244 am zweiten
Spannungsversorgungsanschluss 232 angeschlossen. Beide
Basen 212 und 222 sind zudem über einen weiteren Widerstand 247 miteinander
verbunden. Die Widerstände 241, 247 und 242 bilden somit
einen Spannungsteiler für
die Spannungsdifferenz 2·U
zwischen den Spannungsversorgungsanschlüssen 231 und 232 und
bestimmen dadurch die an den Basen 212 und 222 anliegenden
Spannungen. Mittels der Widerstände 241 und 242 können folglich
auch die Ruheströme
in den Transistoren 210 und 220 bei gegebenen
Emitterwiderständen 243 und 244 unabhängig voneinander
eingestellt werden. Dadurch kann für reale Transistorpaare empirisch der
optimale Arbeitspunkt für
geringst mögliche
Verzerrungen eingestellt werden, da pnp- und npn-Transistoren in
der Regel nicht exakt gleiche Kennlinien aufweisen.
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Die
Emitter 213, 223 sind für das eingespeiste Hochfrequenzsignal
S1 auf das Bezugspotential P, insbesondere Erdpotential, bezogen,
indem sie zusätzlich
jeweils über
eine Kapazität 253, 254 mit
dem Bezugspotential P verbunden sind.
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Soll
der Gegentaktverstärker über einen
großen
Temperaturbereich möglichst
mit gleichen Eigenschaften arbeiten, ist ein Gegentaktverstärker mit Wechselspannungs-
und Gleichspannungsgegenkopplung besonders geeignet. Ein solcher
Gegentaktverstärker
ist in 2 dargestellt. Der wesentliche Unterschied zum
Ausführungsbeispiel
gemäß 1 besteht
darin, dass die Basen 212 und 222 jeweils über eine
Parallelschaltung 261, 262 der Kapazität 251, 252 mit
einem Widerstand 245, 246 am Eingang 201 der
Verstärkerschaltung 200 angeschlossen,
und dass die Sekundärwicklungen 112, 122 des Richtkopplerübertragers 100 potenzialgetrennt
mit dem Bezugspotenzial P sowie die Primärwicklungen 111, 121 potenzialgetrennt
entsprechend mit dem Signaleingang 1 bzw. dem Signalausgang 2 verbunden sind.
Dies wird dadurch erreicht, dass die Verbindungen des Richtkoppler-Übertragers 100 mit
dem Signaleingang 1 und dem Signalausgang 2 sowie
die Verbindung des Richtkoppler-Übertragers 100 über den
Knotenpunkt 103 mit dem Bezugspotential P jeweils mit Kapazitäten 255, 256, 257 versehen
sein.
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Die
Widerstände 241, 245, 246 und 242 bilden
in dem Ausführungsbeispiel
gemäß 2 auch einen
Spannungsteiler. Die Summe der Widerstandswerte der Widerstände 245 und 246 entspricht
dabei vorzugsweise dem Widerstandswert des Widerstandes 247 aus 1.
Insbesondere ist der jeweilige widerstandswert der widerstände 245 und 246 halb
so groß wie
der Widerstandswert des Widerstandes 247. Wird einer oder
mehrere der in den 1 und 2 angegebenen
Widerstände 241, 242, 243, 244, 245, 246, 247 als
Trimmwiderstand ausgeführt, ist
eine optimale Ruhestrom- und Arbeitspunktanpassung für geringst
mögliche
Verzerrungen auch nachträglich
möglich.
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Der
Ruhestrom durch beide Transistoren 210 und 220 ist
für die
in 2 dargestellte Verstärkerschaltung 200 per
Schaltungszwang näherungsweise
gleich. Bei gut gepaarten Transistoren 210, 220 ist
bei gleich großen
Emitterwiderstandswerten der Widerstandswert des Widerstandes 241 im
Allgemeinen gleich dem Widerstandswert des Widerstandes 242 zu
wählen,
damit das Potential an den Kollektoren 211 und 221 nahe
dem Bezugspotential P, insbesondere Erdpotential (0 Volt),
liegt. Die Widerstandswerte der Widerstände 241 und 242 können aber
auch leicht unterschiedlich gewählt
werden, damit auch bei ungleichen Transistoreigenschaften das Kollektorpotential
dem Bezugspotential P, insbesondere Erdpotential, möglichst
entspricht. Damit ergibt sich der größte verzerrungsfreie Spannungshub
für das
am Ausgang 202 der Verstärkerschaltung 200 liegende
Signal.
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Die
in
1 und
2 angegebenen erfindungsgemäßen Verstärker haben
die Eigenschaft, eine am Signalausgang
2 angeschlossene
Lastimpedanz Z2 von beispielsweise 50 Ω als Eingangsimpedanz Z1 am
Signaleingang
1 abzubilden. Die Leistungsverstärkung g
des Eingangssignals S1 wird über
die Windungsverhältnisse
n und m im Richtkoppler-Übertrager
100 bestimmt.
Das Windungsverhältnis
n ist dabei dem Eingangsübertrager
110 zugeordnet
und durch das Verhältnis
der Windungszahl b der Sekundärwicklung
112 zur
Windungszahl a der Primärwicklung
111 gegeben:
Entsprechend ist das
Windungsverhältnis
m dem Ausgangsübertrager
120 zugeordnet
und durch das Verhältnis
der Windungszahl d der Sekundärwicklung
122 zur
Windungszahl c der Primärwicklung
121 gegeben:
Für die Leistungsverstärkung g
gilt im Allgemeinen die Gleichung:
g = n·m. -
In
der Regel entsprechen die Windungsverhältnisse n und m einander, so
dass die Leistungsverstärkung
g durch das Quadrat des Windungsverhältnisses bestimmt ist. Es gibt
aber auch Anwendungsfälle,
die eine skalierte Abbildung der Impedanz Z2 am Signalausgang
2 auf
den Signaleingang
1 erfordern. Wird beispielsweise am Signalausgang
2 ein
transformatorischer 3dB-Leistungsteiler angeschlossen, der den Signalausgang
2 mit
einer Impedanz von Z2 = 25 Ω belastet
und ist am Signaleingang
1 jedoch eine genormte Eingangsimpedanz
Z1 von 50 Ω erforderlich,
so kann hierfür
ein Richtkoppler-Übertrager
100 mit
unterschiedlichen Windungsverhältnissen
m und n des Eingangsübertragers
110 und
des Ausgangsübertragers
120 eingesetzt
werden. Für
das Impedanztransformationsverhältnis
p gilt dann:
Mit den beiden Windungsverhältnissen
n und m als Freiheitsgrade lassen sich somit sowohl die Leistungsverstärkung g
als auch das Impedanztransformationsverhältnis p einstellen.
