JPH09504939A - 増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 出力電圧を形成する増幅器であって、同出力電圧が入力電圧に比例し、かつ２つのプッシュプル出力ステージ（１０，２０）の各出力（１１，２１）間にて形成可能であり、さらにはプッシュプル出力ステージ（１０，２０）の供給電圧の最大で２倍をなすピークピーク値を有する増幅器において、各プッシュプル出力ステージ（１０，２０）を差動増幅器（１２，２２；３０，４０）によって駆動し、各差動増幅器（１２，２２；３０，４０）は正差動入力（１３，２３）及び負差動入力（１４，２４）を有し、同正差動入力（１３，２３）及ひ負差動入力（１４，２４）の極性は２つの差動増幅器の正差動入力（１３，２３）及び負差動入力（１４，２４）間に同一の電圧がそれぞれ存在する際に２つのプッシュプル出力ステージ（１０，２０）の出力がそれぞれ同一の極性の電圧を有するよう限定されており、一方の差動増幅器（２２）の差動入力（２４）は他方の差動増幅器（２２）のうちの同一の極性を有する差動入力（１４）に接続されている。更に、両作動増幅器（１２，２２）の残りの２つの差動入力（１３，２３）は入力電圧に比例した電圧を印加すべく提供されている。

Description

【発明の詳細な説明】 増幅器 本発明は出力電圧を形成する増幅器であって、同出力電圧が入力電圧に比例し 、かつ２つのプッシュプル出力ステージ（Gegentaktendstufen）の各出力間にて 形成可能であり、さらには供給電圧の最大で２倍をなすピークピーク値を有する 増幅器に関する。 レーザの光強度を変調するためには約１００ｐＦの容量性負荷を駆動する数百 ボルトの電圧が必要である。ビデオ技術においてテレビ・スクリーンを照明すべ くレーザを使用する場合、変調器を駆動する増幅器は必要とされる高い出力電圧 以外に最大で３０ＭＨｚの広い帯域幅を有する必要がある。 独立した複数の半導体部品を使用する従来の増幅器は各種の回路に使用されて いる。例えば、半導体増幅器はカスコード増幅器、伝達インピーダンス増幅器及 び差動増幅器として一般的に使用されている。しかし、これらの増幅器は実現可 能な出力電圧及び帯域幅に制限がある。 その一方、広い帯域幅及び十分に高い出力電圧を有する真空管増幅器の使用が 可能である。しかし、技術的コストは比較的高い。更に、高性能増幅器は真空管 と、同真空管を冷却する冷却手段とを配置する広い空間を要する。従って、この 種の増幅器はレーザ源を有するホーム・ビデオ装置には不適切である。特に、色 の異なる３つのレーザ光源からの光を混合して表示色を形成すべく同３つのレー ザ光源を駆動するカラー・ビデオ装置における空間的要件は非実用的である。 従って、半導体増幅器の使用のみが商業的なカラー・ビデオ装置の実現にとっ て実用的といえる。しかし、例えばドイツ連邦共和国ミュンヘンに所在するフラ ンツィス出版社（Franzis−Verlag）から１９８９年に出版されたハンス・ギュ ンター・シュタイデルによる“トランジスタ−略表（Transistoren−Kurztabell e）”及びこれに類似する表が示すように寄生キャパシタンス（parasitaeren Ka pazitaeten）は限界周波数を約１５ＭＨｚに制限するため、変調器を直接駆動す るために３００Ｖを越える降伏電圧を有する従来のトランジスタを使用できな い。３０ＭＨｚ及び１００ｐＦにおけるインピーダンスは１００オーム未満であ る。このため、必要とされる遮断容量に起因して別の間題が生じる。 その一方、１５０Ｖを越え、かつ３００Ｖを下回る降伏電圧に対して１００Ｍ Ｈｚを越す限界周波数を有するトランジスタは周知である。この例としては、２ ＳＡ６３９Ｓまたは２ＳＡ９１３が挙げられ、両者とも１３０ＭＨｚの限界周波 数を有している。更に、後者のトランジスタは１５Ｗの電力損を処理し得る。し かし、必要とされる１５０Ｖを越す出力電圧に起因して、これらのトランジスタ を用いて変調器を直接駆動できない。 トランジスタが高出力を有するが最大で僅かに３０Ｖの降伏電圧を有していた １９６０年代のエア・コア、即ち変圧器を省略した低周波増幅器において類似す る間題が発生している。この間題は負荷を２つのプッシュプル出力ステージ間で 切り換えることにより改善されている。２つのプッシュプル出力ステージのうち の一方は他方に対して逆位相で駆動される。これにより、供給電圧によって与え られる電圧振幅（Spannungshub）を倍増できる。 負荷を複数の出力間で動作させる２つのプッシュプル出力ステージを有する増 幅器はドイツ特許出願公告第２０６１９４３号及びドイツ特許出願公開第２４３ １４８５号に開示されている。ドイツ特許出願公告第２０６１９４３号は差動増 幅器を開示している。同作動増幅器において、第１のプッシュプル出力ステージ の負のブランチ（negative Zweig）は第２のプッシュプル出力ステージの正のブ ランチ（Positiven Zweig）に接続されている。ドイツ特許出願公開第２４３１ ４８５号は回路を多数の実施の形態で示している。一方のプッシュプル出力ステ ージの極性反転は反転増幅器により他方のプッシュプル出力ステージのために行 われる。 しかし、高周波の場合、増幅器の入力を接続するポイントにおけるキャパシタ ンスが増大する。この結果、極性反転に必要な増幅器の並列接続に起因して限界 周波数が低減する。このため、このような増幅器の使用は制限される。この間題 は前記のポイントにおいて適切な低インピーダンスで駆動することにより回避し 得る。しかし、これは回路の電力消費を不必要に増大する。 従って、本発明の目的は最大で数メガヘルツの信号を送信し、かつ容量性負荷 を駆動し得る高出力電圧を有する広帯域増幅器を提供することにある。 本発明の目的は本明細書の冒頭で述べた種類の増幅器であって、各プッシュプ ル出力ステージを差動増幅器によって駆動し、各差動増幅器が正差動入力及び負 差動入力を有し、同正差動入力及び負差動入力の極性を２つの差動増幅器の正差 動入力及び負差動入力間に同一の電圧がそれぞれ存在する際に２つのプッシュプ ル出力ステージの出力がそれぞれ同一の極性の電圧を有するよう限定し、一方の 差動増幅器の差動入力を他方の差動増幅器のうちの同一の極性を有する差動入力 に接続し、入力電圧に比例した電圧を印加すべく両作動増幅器の残りの２つの差 動入力を有する増幅器により実現し得る。 本発明に基づく増幅器の出力電圧を互いに相反する位相で駆動する２つのプッ シュプル出力ステージの出力において形成することにより同出力が増大する。こ の結果、１５０Ｖの供給電圧を増幅器に印加した場合、±１５０Ｖの電圧制御を 実現し得る。即ち、３００Ｖの電圧振幅の実現が可能である。２つの差動増幅器 から２つのプッシュプル出力ステージに対して互いに相反する極性の電圧をそれ ぞれ印加する。この際、２つの差動増幅器の入力は本発明に基づいて直列に接続 されている。この結果、並列接続と比較した場合、１／４のキャパシタンスが前 記のポイントに存在するのみである。そして、２つのプッシュプル出力ステージ を駆動する各電圧は同ポイントから異なる極性で扱われる。即ち、前記の回路中 のポイントにおいて内部キャパシタンスによって制限される限界周波数は４倍に 増大する。 従来技術に基づく高周波用の広帯域増幅器の設計は当業者にとって周知である 。従来知られていなかった点としては、前記のポイントが高周波数特性に対して 悪影響を及ぼし、この改善が従来の並列接続に代えて簡単な直列接続を使用する ことにより行い得る点が挙げられる。この開示及び当該技術分野における他の知 識により、当業者は高周波及び高電圧をともなう広帯域増幅器の実現が可能であ る。 本発明に基づく増幅器は、個々の増幅器と比べて入力キャパシタンスを単に低 減しただけではない。即ち、同入力キャパシタンスを効果的に半分まで低減して いる。この効果は本発明の目的のステートメントから予測されたものではなく、 ２つの差動増幅器の入力を直列に接続する特別な解決策によって得られたもので ある。 本発明の好ましい別の展開において、プッシュプル出力ステージと、同プッシ ュプル出力ステージを駆動する差動増幅器とのうちの少なくともいづれか一方の 増幅度を負帰還を用いて更に低い総合増幅度まで低減することにより、周波数か ら独立して所望の増幅度を保証し得る。 従って、負帰還は全周波数について増幅度を決定する。そして、負帰還をとも なわない増幅度は負帰還によって決定される増幅度より実質的に更に大きくなる 。これは、増幅器の周波数応答が同増幅器内の部品から実質的に独立しているこ とを示す。しかし、これは半導体部品の更に低い増幅度に起因して負帰還が無効 になる限界周波数を下回る周波数にのみ適用される。 回路において、負帰還は抵抗器、コンデンサ及びコイルを互いに接続すること により各種の方法で実現し得る。しかし、本発明の増幅器では、増幅度を広い周 波数帯にわたって可能な限り一定にする必要がある。これはＲＣネットワークを 適切なサイズに形成することにより各種の方法で実現し得る。この場合、入力イ ンピーダンス、即ち、負帰還を分岐するポイントにおけるインピーダンスに起因 する増幅度の低下は本発明の負帰還の設計により補償される。 入力キャパシタンスを非常に小さく維持する必要があるため、入力インピーダ ンスは実質的に抵抗を有する。従って、負帰還電圧は簡単な抵抗器を用いてプッ シュプル出力ステージの出力から分岐し得る。これは容量性負荷の場合に間題に なる。出力電流及び出力電圧は位相が同期していない。これによって生じる大き な電流は同電流を部分周波数領域内において負帰還を介して入力へ帰還させる範 囲で出力を増加させ得る。この反応は増幅器の出力における適切な低インピーダ ンスによって抑制し得る。しかし、出力ステージはこれに対応する電力量を消費 する。 本発明の別の好ましい展開に基づき、各差動増幅器の差動入力に対して入力電 圧に比例した電圧を抵抗器を通じて負帰還し、同入力電圧に比例した電圧をプッ シュプル出力ステージの上流で分岐することにより、入力への出力の帰還は防止 される。 この場合、入力インピーダンス自身はリアル（reell）であり得るとともに、 周波数から独立した増幅は入力における負帰還抵抗器及び別の抵抗器の抵抗値に のみ依存する。負帰還は出力から直接取り出すことなく、寧ろプッシュプル出力 ステージの上流で分岐して取り出しているため、入力に対する容量性負荷に起因 する位相変位の帰還は出力の低インピーダンス設計を要することなく実質的に抑 制される。従って、この別の展開は電力消費を低減するのみならず、純粋な抵抗 性負帰還により高周波に対して効果的な純粋にリアルな入力インピーダンスを可 能にする。 負帰還により、増幅度は増幅器自身の増幅度が負帰還によって調整された増幅 度を下回る周波数まで一定に維持される。この周波数より更に高い周波数では、 増幅度は周波数の増加とともに急速に低下する。 本発明の別の効果的な展開では、周波数に関連した増幅度の低下は、負帰還を 直列接続した複数の抵抗器または個々の抵抗器を通じて行い、チョークまたはコ ンデンサ等の移相器を複数の抵抗器の直列接続のタップに接続するか、または抵 抗器に並列に接続し、位相器は負帰還を増幅器の限界周波数付近まで低減させる べく接続することにより緩和されている。 負帰還の低下により、増幅器を周波数から実際に独立して動作させるべく同増 幅器を動作させ得る最大周波数が増大する。更に、位相器により位相位置が変更 されるため、負帰還に代えて正帰還を非常に高い周波数において実現し得る。こ の結果、この種の帰還を採用することにより、負帰還を伴うことなく動作する増 幅器よりも更に高い増幅度を実現し得る。また、この種の帰還は増幅度の低下を 起こすカットオフを更に引き上げるべく使用し得る。 本発明の別の好ましい展開では、差動増幅器として演算増幅器を使用している 。この展開において、差動増幅器は高い入力抵抗及び高利得を有する。この結果 、増幅器の入力抵抗及び所望の増幅度は外部配線を通じて実質的に調整し得る。 これにより、増幅器の入力は効果的な低インピーダンスを用いて設計し得る。こ れは高周波の実現及び干渉の防止に特に効果を示す。 現在、各種の限界周波数、電圧及び出力を有する演算増幅器は電気工学の分野 において一般的に使用されている。集積回路のうち、これらの演算増幅器は大量 生産により安価に入手し得る標準部品のうちの１つに数えられる。従って、これ らの部品を有する本発明の増幅器は比較的安価に製造できる。 市販されている集積演算増幅器では、限界周波数を実質的に決定する入力キャ パシタンスは互いに接続された複数のトランジスタの場合と同様に考慮する必要 がある。演算増幅器の価格は入力キャパシタンスが小さくなるに従い急激に高く なる。入力キャパシタンスは増幅器を直列に接続することにより実質的に低下さ せ得る。このため、本発明の増幅器のコストは従来の高周波増幅器のコストより 実質的に低くなる。従って、本発明の増幅器は電気製品の消費市場において手頃 な価格である。更に、近い将来、レーザ・ビデオ技術における本発明の増幅器の 使用は家庭における高品質の大型投写テレビの実現を可能にする。 本発明の別の好ましい展開において、演算増幅器は入力電圧を演算増幅器の正 差動入力と、増幅器のゼロ電位との間に印加可能にすべく結線されている。更に 、ゼロ電位における低インピーダンス終端抵抗が入力電圧を形成すべく入力に接 続されている。 正の差動入力に起因して演算増幅器の高い入力抵抗値が入力において効力を生 じる。このため前記の回路構成では、演算増幅器を駆動するために入力側に存在 する信号から電流を取り出していない。しかし、高周波に対して効果を示す低イ ンピーダンス入力を形成すべく、低インピーダンス終端抵抗を使用している。 これは電流に関して、増幅器を増幅する信号の形成から完全に分離している点 で効果的といえる。入力信号を形成する回路からの電流は終端抵抗を通ってのみ 流れ、そして再び戻される。この回路では、電圧供給線に沿って入力電流が形成 されることはない。従って、増幅器は接地エラーに対して敏感ではない。 しかし、終端抵抗に対する演算増幅器入力の電位のみを考慮したカップリング は入力側における干渉を促進し得る。前記の実施の形態において、これは低い値 を有する終端抵抗によって防止されている。同終端抵抗により、増幅器の入力に 発生し得る干渉が短絡される。この目的を実現すべく、５０オームの終端抵抗の 使用が好ましい。 実現可能な最大の電圧振幅を増幅器の出力において実現すべく、２つのプッシ ュプル出力ステージの静止電圧（Ruhespannung）、即ちゼロ入力電圧における出 力電圧は最大供給電圧の正確に半分の値に調整される。これは小さな公差を有す る部品を使用した規格大量生産により正確に実現し得る。しかし、これは本発明 の増幅器のコストを不必要に引き上げる。これは従来技術において低い公差を有 する部品を使用し、かつ所望の静止電圧をトリマ電位差計（Trimmpotentiometer n）を用いて回路の所定のポイントで調整する理由である。 しかし、トリマ電位差計は高周波増幅器の高いキャパシタンス及び内部インダ クタンスに起因して同高周波増幅器にはあまり適さない。更に、金属チップを有 するネジ回し等の不適切な道具を使用した場合、調整は更に困難になる。金属チ ップを有するネジ回しは調整中にアンテナの役割を果たし、高周波干渉を引き起 こし得る。この種の調整に関する間題は当業者にとって周知である。 本発明の更に別の展開において、これらの間題は調整可能な電流源及び調整可 能な電圧形成器のうちの少なくとも一方によって防止される。これにより、直流 電圧成分をプッシュプル出力ステージの出力電圧に対して加えるか、または同出 力電圧から差し引くことが可能である。 差動増幅器の出力電圧は電流源及び電圧形成器を用いて変更し得る。電流源及 び電圧形成器は増幅器の残りの構成部品から効果的に分離される。この結果、発 生し得る高周波に関する干渉は調整中に電流源及び電圧形成器のうちの少なくと もいづれか一方の高い出力キャパシタンスにおいて短絡される。 前記の調整には、直流電圧成分のみが必要とされる。このため、従来枝術にお いて周知の並列接続したコンデンサまたはコイルを使用して、電流源及び電圧形 成器を増幅器の残りの構成部品から分離した場合、同電圧形成器及び電流源のう ちの少なくともいづれか一方の内部抵抗は同増幅器の高周波特性に対して僅かな 影響を及ぼすのみである。 例えば、適切、かつ簡単な電流源は供給電圧に接続された高い値の抵抗器であ ることが好ましい。簡単な電圧分割器を電圧形成器として使用し得る。コンデン サを用いることにより、直流電流に関する電圧分割器の安定性を維持し得る。そ の一方、高周波を電流源からデカップリングすべくインダクタを使用し得る。 しかし、実際のヒデオ・アプリケーションでは、前記した３０ＭＨｚの高周波 において避けられない回路内の導線インダクタンスは高周波のデカップリングに 効果的である。このため、電流形成器内のインダクタを省略し得る。 本発明の更に別の展開に基づき、調整可能な電流源を複数の互いに接続された 差動入力に接続し、調整可能な電圧形成器の電圧を入力電圧に対して加えるか、 または同入力電圧から差し引くことを可能にして電流源及び電圧形成器の両者を 使用した場合、２つのパラメータ、即ち調整可能な電流及び電圧を調整に使用し 得る。増幅器内の２つのパラメータはこれらのパラメータを使用して変更し得る 。前記の回路内において、これらのパラメータは２つのプッシュプル出力ステー ジのゼロ入力電圧における２つの出力電圧である。この回路は個々の電流源また は個々の電圧形成器と比較して効果的である。即ち、プッシュプル出力ステージ は静止電圧について最適化し得る。 更に、２つのプッシュプル出力ステージの出力電圧をそれぞれ独立して簡単に 調整し得る。即ち、一方のプッシュプル出力ステージの出力電圧は電流源から供 給される電流から独立している。これは以下に示す簡単な調整を可能にする。即 ち、電流源の電流から独立したプッシュプル出力ステージにおける電圧を電圧形 成器を調整することにより最初に固定する。次いで、他方のプッシュプル出力ス テージの電圧を電流源の電流を用いて調整する。 この調整例は簡単である。これにより、２つのプッシュプル出力ステージの各 出力電圧の最適な調整を本実施の形態に基づく回路により実現し得る。この際、 ２つの迅速な調整のみが必要とされる。増幅器は調整に要する時間が短いため、 経済的な製造が可能である。更に、同増幅器は維持及び修理が簡単である。この ため、増幅器はホーム・ビデオの分野等、コンシューマー・アプリケーションに 対して特に効果的に使用し得る。 前記のように、増幅器はビデオ技術の分野においてレーザーを駆動すべく使用 し得る。この目的のために必要な変調器は１００ｐＦの内部キャパシタンスを有 する。所定の黒レベルに対して同一電圧をビデオ・アプリケーション内のコンデ ンサにおいて常に形成するために、負荷を所定値まで時々放電することが好まし い。本発明の好ましい別の展開では、この目的を実現すべく負荷に対して並列に 印加し得るクランプ電圧（Klemmspannung）を、プッシュプル出力ステージの少 なくとも１つの出力に印加するとともに、１つ以上のカップリング・コンデンサ を提供している。同カップリング・コンデンサは増幅器による動作が可能な容量 性負荷のキャパシタンスを越える全キャパシタンスを有する。 前記のコンデンサの充電の調整はクランプ（Klemmung）によって行う。クラン プ電圧を印加する際に増幅器を放電するために、プッシュプル出力ステージにお ける急激な電圧変化を制限する別のキャパシタンスをカップリング・コンデンサ を用いて負荷の上流へ接続する。カップリング・コンデンサにおける電圧降下に 起因して、クランプ時間中以外に生じる負荷に対する最大電圧の過剰な減衰を防 止すべく、カップリング・コンデンサのキャパシタンスは容量性負荷のキャパシ タンスより実質的に更に大きくなるよう選択されている。 好ましい別の展開に基づき、プッシュプル出力ステージの出力に対して接続さ れたカップリング・コンデンサのキャパシタンスとともに、プッシュプル出力ス テージの出力において内部抵抗が１μｓ未満となるようにカップリング・コンデ ンサのキャパシタンスを設計した場合、クランプはライン変換（Zeilenwechsel ）を行うためにビデオ・システム内において利用可能な時間中に容量性負荷にお け る電圧を十分な精度をともなって黒レベルに維持し得る。 従って、負荷のキャパシタンス及び増幅器の内部抵抗はカップリング・コンデ ンサのサイズに対する下限値及び上限値を付与する。容量性負荷をともなう本発 明の増幅器の最適な設計を行うために当業者は前記の事項を考慮する必要がある 。 本発明を図面に基づいて以下に詳述する。 図１は本発明の増幅器の基本回路図である。 図２はプッシュプル出力ステージにおいて静止電位（Ruhepotentials）の簡単 な調整を提供する差動増幅器としての演算増幅器を用いた実施の形態を示す。 図３は図２に示す実施の形態に類似する実施の形態を示す。ただし、容量性負 荷の特に好ましいドライブのための回路変更をともなう。 図１は本発明の増幅器の基本原理を示す。回路は高周波数において高出力電圧 を形成する増幅器に使用可能である。本発明の増幅器は高周波及び高出力電圧の ために図１に示す重要な回路の特徴を使用する一方で、前置増幅器等の図１に示 す以外の構成要素を有し得る。 図１に示す回路では、Ｕａで示す高出力電圧は互いに逆位相となるよう駆動さ れた２つのプッシュプル出力ステージ１０，２０によって形成される。出力電圧 Ｕａはプッシュプル出力ステージ１０，２０の出力１１，２１間で形成される。 プッシュプル出力ステージの出力電圧は供給電圧によって常には限定される。 レーザ・ビデオ・システムにおいて、変調器を駆動する増幅器に対する供給電圧 として１８０Ｖを選択する。１つのプッシュプル出力ステージ１０または２０を 使用した場合、出力１１または２１における負荷での電圧振幅は僅かに１８０Ｖ である。しかし、負荷は２つのプッシュプル出力ステージの出力間において加え られるため、総電圧範囲は±１８０Ｖになる。即ち、１８０ボルトを越す高い電 圧を実現すべくエンド・トランジスタをプッシュプル出力ステージ１０，２０内 に設置することなく３６０Ｖの総電圧振幅を実現し得る。 プッシュプル出力ステージ１０，２０を互いに相反する極性で駆動し得ること は従来技術から明らかである。即ち、反転増幅器及び非反転増幅器は増幅器内の ポイントにおいて入力電圧Ｕｅに比例する電圧を形成する。そして、これらの増 幅器を介して得られた電圧は逆の極性をともなって出力ステージへ供給される。 しかし、入力キャパシタンスの並列接続により、反転増幅器及び非反転増幅器を 接続したポイントにおいて高いキャパシタンスが形成される。これは高周波にお ける増幅を減衰する。 これとは対照的に、図１に示すプッシュプル出力ステージ１０，２０を駆動す べく使用される互いに相反する極性を備えた複数の信号は２つの差動増幅器１２ ，２２を介して形成される。２つの差動増幅器１２，２２の差動入力１３，１４ ，２３，２４は互いに直列に接続されている。従って、差動増幅器１２，２２の 入力インピーダンスは入力電圧Ｕｅに対して直列である。この直列接続の結果、 入力キャパシタンスは並列接続と比較して４分の１まで低減される。これは更に 高い周波数の改善された送信を可能にする。 図１の回路において、入力電圧Ｕｅはゼロ電位にある。従って、差動増幅器２ ２の正の差動入力２３も同様にゼロにある。 図１に示す極性は例示を目的とするものである。即ち、負の差動入力はゼロ電 位におけるものであって、かつ全ての極性が反転されている場合におけるもので あり得る。全ての極性が反転されている場合、回路は同じ高周波特性を示し得る 。 前記の直列接続は差動増幅器２２の負の差動入力２４を差動増幅器１２の同一 極性の差動入力１４に対して接続することによって実現される。入力電圧Ｕｅま たは同入力電圧Ｕｅに比例した電圧はゼロ電位において差動増幅器の他の差動入 力１３に対して印加される。 直列接続により、電圧Ｕｅは内部抵抗の分割に対応する差動増幅器の複数の入 力間において２つの部分電圧へ分割される。差動増幅器の入力回路内の構成要素 の公差から独立して分割を実現すべく別の抵抗器を差動入力１３，１４及び２３ ，２４において並列に接続し得る。入力電圧Ｕｅに対する所望の終端抵抗値であ る ５０オームでは、これらの抵抗器の値はそれぞれ２５オームになる。前記の数値 は差動増幅器１２，２２の入力回路が従来実現可能な抵抗値より更に低い抵抗値 を用いて設計されていることを示す。これは従来の回路と比較して高周波数増幅 に更に適する回路の形成を可能にする。 図２は図１の回路に類似する回路設計を示す。差動増幅器１２，２２は適切に 設計された演算増幅器３０，４０によって置換されている。 差動増幅器１２，２２の平衡回路網、即ちシュミレーション（Nachbildung） は抵抗器３２，３４，３６，４４，４６を含む。このうち抵抗器３４，３６は演 算増幅器２０及びプッシュプル出力ステージ１０からの増幅器ブランチの負帰還 に使用される。抵抗器４４，４６は演算増幅器４０及びプッシュプル出力ステー ジ２０からの反転増幅器ブランチの負帰還に使用される。抵抗器３２は非反転増 幅器として演算増幅器３０を駆動する基本回路内に従来ゼロ電位にて接続された 抵抗器と、反転増幅器として演算増幅器４０の回路内に配置された従来の直列抵 抗とを置換する。 図２に示す回路において、オペレーションに必要な全ての電流はプッシュプル 出力ステージ１０，２０の出力と、回路の中性線（Nulleitung）とから抵抗器３ ２，３４，３６，４４，４６を通じて取り出される。しかし、電圧Ｕｅは演算増 幅器３０の正の入力に存在するため、電流は電圧Ｕｅを形成する入力回路から回 路へ供給されない。即ち、演算増幅器３０の非常に高い入力抵抗値は入力電圧Ｕ ｅを電位に関して増幅器の入力に対してのみカップリングすることを保証する。 従って、異なる電流に起因する中性線内の干渉が入力回路内へ伝搬されること はない。更に、電圧Ｕｅを形成する回路と、図２に示す増幅器との間の接地エラ ーは実用面での影響を生じない。 図２に示す増幅器の入力において、高インピーダンス入力における高周波のカ ップリングは低い終端抵抗値（例えば、５０オーム）により回避可能である。 このステップ、即ち、入力電圧Ｕｅと、入力電圧Ｕｅの低インピーダンス・タ ーミナル（niederohmigen Abschluss）との電流をともなわないカップリング （stromlosen Ankopplung）は増幅器内の干渉を排除する。これは本発明の増幅 器を高周波アプリケーションに特に適するものとする。 更に、負帰還ネットワークは２つのコンデンサ３８，４８を有する。コンデン サ３８，４８は高周波における負帰還を低減する。この結果、周波数に対する増 幅の依存性を高周波において低減し得る。従って、低周波において実現し得る周 波数を限界周波数付近の非常に高い周波数において実現できる。複数の抵抗器及 びコンデンサを負帰還ネットワーク内において適切に設計することにより、帰還 電圧の相回転を高い周波数の場合にも実現できる。この結果、再生帰還は正帰還 として機能し、これにより限界周波数を高め得る。 図２は演算増幅器４０に接続され、かつプッシュプル出力ステージ１０，２０ から出力１１，２１への出力電圧の調整を行う調整可能な電圧形成器５０及び電 流源５２を示している。これにより、以下に詳述するように２つの出力１１，１ ２間に形成される電圧レベルは供給電圧によって付与された電圧範囲の完全な利 用を可能にする。 演算増幅器の高電圧増幅により、差動入力１３，１４及び２３，２４間の電圧 を通常の動作、即ち過励振を生じない動作の範囲内においてゼロの値で印加し得 る。更に、高い入力抵抗により、演算増幅器３０，４０の差動入力１３，１４， ２３，２４には電流が存在しない。これら２つの演算増幅器の特徴は図２に示す 回路の設計を大幅に簡略化する。 前記の特徴に基づき、電圧Ｕ１＝Ｕｅ−Ｕrefが抵抗器３２に対して印加され る。この結果、Ｒ１が抵抗器３２の抵抗値を示す場合、電流Ｉ１＝（Ｕｅ−Ｕre f）／Ｒ１が抵抗器３２内を流れる。 電流源５２からの電流Ｉrefは２つの電流へ分割される。このうちの一方の電 流は抵抗器３２内を通って流れ、他方の電流は抵抗器４４，４６を通って流れる 。以下、負帰還のための抵抗器４４，４６の全抵抗値はＲ２で示す。 負帰還抵抗器Ｒ２を通って流れる電流は電流の分割に起因してＩref−Ｉ１と なる。プッシュプル出力ステージ２０の出力２１における出力電圧Ｕａ２の合成 電圧に関して、これは以下の式を提供する。 Ｕａ２＝Ｕref＋（Ｉref−Ｉ１）＊Ｒ２ Ｕａ２＝−Ｕｅ＊Ｒ２／Ｒ１＋Ｕref＊（１＋Ｒ２／Ｒ１）＋Ｒ２＊Ｉref 前記の数式のうちの第１の項はＵｅ及びＵａ２間の直線状をなす比例関係を示 す。符合は演算増幅器４０が反転増幅器として機能し、さらにはプッシュプル出 力ステージ２０とともにＲ２／Ｒ１の全増幅度を有することを示す。 Ｕｅから独立した次の項はＵref及びＩrefを用いた式を含む。これは出力電圧 Ｕａ２を電流源５２及び電圧形成器５０によって調整し得ることを示す。 その一方、プッシュプル出力ステージ１０の出力電圧は電流Ｉrefから独立し ている。演算増幅器３０の高い入力抵抗値のため、総電流Ｉ１は抵抗器３４，３ ６を通って抵抗３２内を流れる。抵抗器３４，３６はＲ３によって示す全抵抗値 を有する。プッシュプル出力ステージ１０の出力１１における出力電圧Ｕａ１の 合成電圧に関して、これは以下の式を提供する。 Ｕａ１＝（Ｒ３＋Ｒ１）Ｉ１＋Ｕref＝Ｕｅ＊（Ｒ３＋Ｒ１）／Ｒ１−Ｕref＊ Ｒ３／Ｒ１ 第１の項はこの場合における増幅度を示す、しかし同増幅は係数（Ｒ３＋Ｒ１ ）／Ｒ１だけ行われる。更に、電圧Ｕｅに比例する項は正の符合を有する。これ はプッシュプル出力ステージ１０とともに演算増幅器３０によって行われる非反 転増幅を示す。Ｕｅから独立した数式内の第２の項はＵrefにのみ従属し、Ｉref からは独立している。 図２の増幅器は簡単な方法で直流電圧に対して調整し得る。電圧Ｕａ１は短絡 入力とともにＵrefによって最初に調整される。次いで、出力電圧Ｕａ２はＩref を制御することによって調整される。この結果、増幅器のバランシングは２つの 調整のみで行われる。 演算増幅器３０，４０またはプッシュプル出力ステージ１０，１１内の内部抵 抗器による調整に代えて、独立した電流源５２及び独立した電圧形成器５０によ る調整の結果、調整ツールを介した干渉等により調整の間に増幅器に到達し得る 高周波をデカップリングすることが可能である。このような離調は図２に示す増 幅器内では発生不能である。 高周波デカップリングを改善すべく、電流源５２をインダクタとともに演算増 幅器４０に対して直列接続し得る。しかし、増幅器を数メガヘルツの範囲で設計 した場合、印刷回路基板上の線路インダクタンスはデカップリングには十分であ る。電圧形成器５０を並列接続した抵抗器により高周波についてデカップリング する。 可能な限り高い出力電圧を有する増幅器をデザインするために、電圧Ｕａ１及 びＵａ２をＵｅ＝０においてプッシュプル出力ステージの供給電圧の平均電圧へ 調整する。さらに、演算増幅器３０及びプッシュプル出力ステージ１０からなる 増幅器ブランチにおける増幅度は演算増幅器４０及びプッシュプル出力ステージ ２０からなる増幅器ブランチの増幅度と等しくなるよう選択する。この結果、以 下の式が成立する。 １＋Ｒ３／Ｒ１＝Ｒ２／Ｒ１ 図３は図２の回路に類似する回路を示す。しかし、図２の回路とは対照的に図 ３の回路において、負帰還はプッシュプル出力ステージの出力から分岐していな い。寧ろ、負帰還に必要な出力電圧は抵抗器３９，４９により、演算増幅器３０ 及びプッシュプル出力ステージ１０間と、演算増幅器４０及びプッシュプル出力 ステージ４０間とにおいてそれぞれ取り出される。更に、低周波において実現さ れる増幅度と同一の増幅度における周波数の最大値の増加は、図２に示すように 負帰還抵抗器に対して並列に接続されたコンデンサ３８，４８に代えて、抵抗器 ５４を同抵抗器５４に直列接続したコンデンサ５６とともに抵抗器３２に対して 並列に接続することにより実現される。高周波において効果を示すコンデンサ５ ６を両ブランチに対して１つのみ提供すればよいため、構成部品に要する費用の 低減が可能である。 図３に示す回路は抵抗器及びコンデンサの直列接続を用いた図３に示す容量性 負荷６０のドライブに特に適する。容量性負荷は黒色に対してゼロ以外の値を形 成し得る残留電荷を排除すべくビデオ・アプリケーション内における放電が必要 である。この短絡はタランプとも称される。同短絡は１μｓ未満の時間内におい て各ラインの末端で行われる。 図３に示す回路において、このクランプを実現すべく２つの電圧ＶＣ１，ＶＣ ２を負荷へ直接印加し得る。プッシュプル出力ステージをクランプ・プロセスか らデカップリングすべく、２つのコンデンサ５７，５８が図３のプッシュプル出 力ステージ１０，２０の出力１１，２１及び負荷６０の間にそれぞれ接続されて いる。２つのコンデンサ５７，５８のキャパシタンスは負荷６０のキャパシタン スより実質的に更に大きい。この結果、使用可能な全出力電圧をコンデンサ５７ ，５８とは無関係に負荷６０に対して印加し得る。 コンデンサ５７，５８の電荷をクランプ・プロセス中に所定の電荷まで変更す べくコンデンサ５７，５８を十分に迅速に、即ち、プッシュプル出力ステージ１ ０，２０の内部抵抗によって与えられた時定数内で放電する必要がある。更に、 出力１１または２１におけるコンデンサ５７または５８のキャパシタンスは利用 可能なクランプ時間（マイクロ秒の範囲）より更に短いことを要する。この条件 は負荷６０のキャパシタンスより更に大きいキャパシタンスの要件とともにコン デンサ５７，５８の設計に対する下限及び上限を付与する。 本実施の形態において、１００ｎＦのキャパシタンスを有するコンデンサがレ ーザ光線の強度を制御する変調器を動作させるために使用される。プッシュプル 出力ステージは並列に接続された３つの２ＳＣ４６２３トランジスタを正部分に 含むとともに、並列に接続された３つの２ＳＡ１５４１トランジスタを負部分に 含む。全てのトランジスタは直列に接続された３３オームの保護抵抗をエミッタ に含む。これにより、プッシュプル出力ステージに対して６オーム未満の内部抵 抗が得られる。 従って、タランプ電圧ＶＣ１，ＶＣ２はコンデンサを通じてプッシュプル出力 ステージ１０及び２０の出力電圧へそれぞれ帰還する。このため、演算増幅器３ ０，４０及びプッシュプル出力ステージ１０，２０間の負帰還は図２に示す回路 とは異なる方法にて効果的に取り出される。この結果、クランプ電圧の印加を負 帰還を介して入力上に再び作用させることはできない。 図２に示す回路は出力電圧Ｕａに代えて入力電圧Ｕｅをクランプするために使 用し得る。更に、容量性負荷６０においてクランプ電圧を形成するために、電流 源５２及び電圧形成器５０に対して切換え可能な構造を提供可能である。この結 果、電流源５２及び電圧形成器５０はクランプ中にクランプ電圧について所望の 値を実現する。 図３に示す増幅器は変調されたレーザを使用するビデオ投射装置に使用される 。この目的を実現すべくＶＰＨ０５型増幅器をプッシュプル出力ステージのエン ド・トランジスタを駆動するために使用する。演算増幅器としてＬＴ１２５３型 増幅器を使用する。２つの抵抗器３８，３９はそれぞれ４７０オームの抵抗を有 する。更に、抵抗器４１は直列に接続した２つの抵抗器からなり、同２つの抵抗 器はそれぞれ４７０オームの抵抗を有する。高周波において効果を示す抵抗器５ ４及びコンデンサ５６の直列接続は１００オーム及び１５ｐＦを用いて実現した 。 可変抵抗器を電流源５２に使用した。更に、電圧分割器を電圧形成器５３に使 用した。これらに対して演算増幅器３０，４０のマイナス１５ボルトの供給電圧 をそれぞれ印加した。高周波デカップリングのために基準電圧Ｕrefを調整すべ く１００ｎＦの別のコンデンサを電圧分割器に対して並列に接続した。 この増幅器により高品質ビデオ画像が効果的に形成される。これはレーザの強 度を制御する変調器を駆動するために高電圧を必要とするにも拘わらず、本発明 の増幅器によって形成される高周波により実質的に達成された。

───────────────────────────────────────────────────── 【要約の続き】 例した電圧を印加すべく提供されている。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．出力電圧を形成する増幅器であって、前記出力電圧が入力電圧に比例し、か つ２つのプッシュプル出力ステージ（１０，２０）の各出力（１１，２１）間に て形成可能であり、さらにはプッシュプル出力ステージ（１０，２０）の供給電 圧の最大で２倍をなすピークピーク値を有する増幅器において、前記各プッシュ プル出力ステージ（１０，２０）を差動増幅器（１２，２２；３０，４０）によ って駆動し、前記各差動増幅器（１２，２２；３０，４０）は正差動入力（１３ ，２３）及び負差動入力（１４，２４）を有し、同正差動入力（１３，２３）及 び負差動入力（１４，２４）の極性は２つの差動増幅器の正差動入力（１３，２ ３）及び負差動入力（１４，２４）間に同一の電圧がそれぞれ存在する際に２つ のプッシュプル出力ステージ（１０，２０）の出力がそれぞれ同一の極性の電圧 を有するよう限定されており、一方の差動増幅器（２２）の差動入力（２４）は 他方の差動増幅器（２２）のうちの同一の極性を有する差動入力（１４）に接続 されており、前記両作動増幅器（１２，２２）の残りの２つの差動入力（１３， ２３）は前記入力電圧に比例した電圧を印加すべく提供されている増幅器。 ２．前記プッシュプル出力ステージ（１０，２０）と、同プッシュプル出力ステ ージ（１０，２０）を駆動する差動増幅器（３０，４０）とのうちの少なくとも いづれか一方の増幅度は負帰還により更に低い総合増幅度まで低減される請求項 １に記載の増幅器。 ３．前記各差動増幅器（３０；４０）の少なくとも１つの差動入力（１４；２４ ）に対して前記入力電圧に比例した電圧を抵抗器を通じて負帰還し、前記入力電 圧に比例した電圧はプッシュプル出力ステージ（１０；２０）の上流で分岐され ている請求項２に記載の増幅器。 ４．前記負帰還は直列接続された複数の抵抗器（３４，３６）または個々の抵抗 器（３９；４１）を通じて行い、チョークまたはコンデンサ（３８，４８；５６ ）等の移相器を複数の抵抗器の直列接続（３４，３６；４４，４６）のタップに 接続するか、または抵抗器（３２）に並列に接続し、前記位相器は負帰還を増幅 器の限界周波数付近まで低減させるべく接続されている請求項２または３に記載 の増幅器。 ５．前記差動増幅器は演算増幅器（３０，４０）である請求項１乃至４のいづれ か一項に記載の増幅器。 ６．前記入力電圧は演算増幅器（４０）の正差動入力と、増幅器のゼロ電位との 間に印加可能であり、入力電圧のためにゼロ電位での低い終端抵抗値を増幅器の 入力に有する請求項５に記載の増幅器。 ７．調整可能な電流源（５２）及び調整可能な電圧形成器（５３）のうちの少な くともいづれか一方を有し、これにより直流電圧成分をプッシュプル出力ステー ジ（１０，２０）の出力電圧に対して加えるか、または同出力電圧から差し引く ことが可能な請求項１乃至６のいづれか一項に記載の増幅器。 ８．前記調整可能な電流源（５２）を互いに接続された複数の差動入力（１４， ２４）に接続し、前記調整可能な電圧形成器（５３）の電圧を前記入力電圧に対 して加えるか、または同入力電圧から差し引くことが可能な請求項７に記載の増 幅器。 ９．クランプ電圧をプッシュプル出力ステージ（１０；２０）の少なくとも１つ の出力（１１；２１）において負荷（６０）に対して並列に印加可能であり、１ つ以上のカップリング・コンデンサ（５７，５８）を有し、同カップリング・コ ンデンサ（５７，５８）の全キャパシタンスは増幅器による動作か可能な容量性 負荷（６０）のキャパシタンスを越える請求項１乃至８のいづれか一項に記載の 増幅器。 １０．プッシュプル出力ステージ（１０，２０）の出力に対して接続されたカッ ブリング・コンデンサ（５７，５８）のキャパシタンスとともに、前記プッシュ プル出力ステージ（１０，２０）の出力（１１，２１）において内部抵抗によっ て与えられる時定数は１μＳ未満である請求項８に記載の増幅器。