JP3866232B2 - データ通信方法，データ送信装置およびデータ受信装置，ならびにデータ送信プログラム - Google Patents

Description

本発明は常時に身体に違和感なく装着可能な音声信号などのアナログデータを送信および受信する小型通信装置に関するものである。特に、本発明は音声や音楽などの楽音をデジタル信号化し赤外線等により伝送するシステムの低電力化および音声伝送の高品質化に属する。

従来、音声や音楽その他各種変動測定値等のアナログ信号をデジタルデータとして通信するためには図２３に示すような手段が必要であった。すなわち、従来の手段ではＡ／Ｄ変換手段８１、パラレル・シリアル変換手段８２、同期データ付加手段８３、１ｂｉｔ送信手段９３によりデジタルデータを１ｂｉｔ通信媒体１７を介して送信し、１ｂｉｔ受信手段９４、同期再生手段８４、シリアル・パラレル変換手段８５、Ｄ／Ａ変換手段８６、スピーカ駆動手段１５、および（音声信号の場合は）スピーカ１６により、受信したデジタルデータを音声や音楽として出力する構成となっている。ここでＡ／Ｄ変換手段８１は入力のアナログ音声信号（音声信号１１）を一定の時間間隔に分割し（サンプリング）、１つの区間の電圧値を１６ｂｉｔ程度（以下、１６ｂｉｔとして説明する）のバイナリーコードとして出力するものである。パラレル・シリアル変換手段８２はＡ／Ｄ変換手段８１からの１６ｂｉｔのパラレル出力されているバイナリーコードを１６ｂｉｔのシリアルなデータ列に変換する動作をする。Ａ／Ｄ変換手段８１自体がシリアルな１ｂｉｔデータ列でバイナリーコードを出力する場合は、このパラレル・シリアル変換手段８２は不必要となる。

ここで１６ｂｉｔのシリアルなデータ列は図２４に示すようなデータ列になっている。このデータ列はＤ１５からＤ０までが１つのまとまりのデータと成っているため隣接データと区別しなければならない。このため、この一まとまりのデータの前後にデータの区切りを示すためのデータ、すなわち同期信号を同期データ付加手段８３により付加する。この同期用のデータ付加の簡単な例としてはＲＳ２３２規格のように、Ｄ１５の前にスタート位置の表示ｂｉｔを２ｂｉｔ加え、Ｄ０の後ろにストップ位置の表示ｂｉｔを１ｂｉｔ加える方式や、幾つかのデータをまとめてフレームを組み、フレームの先頭にフレーム位置の指示データをフレーム同期信号として付加する方式等がある。この同期データを付加したシリアルデータ列を順次１ｂｉｔ送信手段９３によりＦＳＫ（Frequency Shift Keying）やｏｎ−ｏｆｆ−ｋｅｙｉｎｇ等の種々の変調をかけ、電磁波等の媒体を介して伝送経路すなわち１ｂｉｔ通信媒体１７としての空間に放出する。

受信側では空間に放出されたこれら電磁波等を１ｂｉｔ受信手段９４で受信し、送信側と同一の復調方式を用いて受信信号を復調することにより送信側の同期データ付加手段８３の出力と同一のシリアルデータ列を得る。次に同期再生手段８４によりこのシリアルデータ列に含まれているスタート位置の表示ｂｉｔとストップ位置の表示ビットとを認識し、その間にあるＤ１５〜Ｄ０までのデータを一まとまりのデータとして出力する。次にこの一まとまりのデータをシリアル・パラレル変換手段８５により１６ｂｉｔのパラレルのバイナリーデータに戻し、これをＤ／Ａ変換手段８６によりアナログ信号に変換する。さらにこのアナログ信号を、例えば音声信号の場合はスピーカ駆動用増幅器等から成るスピーカ駆動手段１５に入力し、このスピーカ駆動手段１５によりスピーカ１６を駆動し音声を得る動作をする。ここで各手段を実現する回路またはハードウェアはすでに発表または実用化されている。

以上述べたように，従来のデジタル方式による音声信号等のアナログデータの通信手段は図２３に示した構成になっているため主に以下の２つの問題があった。

第１は受信側の回路規模が大きいことである。同期ｂｉｔを検出するためには同期パターンとのマッチング動作等の何らかのデータ処理をしなければならず、またデータを正しく取込むために受信データからＰＬＬ（Phase Locked Loop）等の同期回路を用いて送信側クロックに同期したクロックを受信側で生成しなければならない。このため同期信号パターンのマッチング回路やＰＬＬ回路等のタイミング同期回路が必要となる。さらにバイナリーデータをアナログ信号に変換するためのＤ／Ａ変換器が必要となるため受信側で回路規模が大きくなり消費電力も大きくなっていた。

第２は正確なクロック再生と同期タイミングの抽出が必要になることである。このようなデータ通信系では送信側のクロックと受信側のクロックは完全に同期していなければならない。これらクロックが少しでもずれていると何処かで重複サンプリングやデータ跳び等のデータの重複や欠落が生じ、これによりデータ誤りが生ずる。またクロックが完全に同期していても同期パターンの認識を誤ると、一まとまりのデータを途中から受取ってしまい、これもデータ誤りとなる。

このように従来の通信方法ではバイナリーデータを一まとまりのデータとして扱わなくてはならず、このために用いる同期保護等を含む同期再生手段が回路の大規模化や誤り発生をもたらしていた。これに対し、従来は同期再生手段を高性能化することにより誤り発生を防いでいた。

以上述べたような音声等のアナログデータのデジタル伝送における問題点を解決して、回路構成がより単純化されかつ誤りの少ない高性能なデータ通信を実現するために、ノイズシェーピングを用いて音声等を１ｂｉｔ化して赤外線で伝送する技術が特許文献１や特許文献２などで提案されている。

図２５はこれら文献に開示されているデータ通信システムの構成を示したものであり、入力された音声信号１１に対してノイズシェーピングを行う１ｂｉｔ量子化手段１２と、赤外送信手段１３と、赤外線受信手段１４と、スピーカ駆動手段１５と、スピーカ１６から構成される。

具体的には図２６で示すように、１ｂｉｔ量子化手段１２はノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器２１で、赤外線送信手段１３は赤外線ＬＥＤ（発光ダイオード）２３とＬＥＤドライバ２２で、赤外線受信手段１４は受光ダイオード２４と電圧比較器２５と比較レベル発生回路２６で、スピーカ駆動手段１５はローパスフィルタ２７と電力増幅増幅器（ドライブＡＭＰ）２８から構成される。

ＬＥＤドライバ２２はノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器２１の出力が“１”のとき赤外線ＬＥＤ２３を発光させ、“０”のとき赤外線ＬＥＤ２３を発光させないと言う、赤外線光によるｏｎ−ｏｆｆキーイングを行っている。これにより、赤外線ＬＥＤ２３は図２７（ａ）に示すようにデータが“１”である発光タイミングのときに発光しデータが“０”のときは発光しない。このとき、赤外線受信手段１４が有する受光ダイオード２４の出力電圧は、発信部と受信部が近く受信部の受光量が多い場合には図２７（ｂ）に示すように大振幅で振れ、発信部と受信部が遠く受信部の受光量が少ない場合には図２７（ｃ）に示すように小振幅で振れる。

このとき、電圧比較器２５で受信されたデータの“０”，“１”を正常に判定するためには信号振幅の中心近傍に比較のための基準電圧Ｖｒｅｆを置く必要がある。この基準電圧Ｖｒｅｆを得るために、比較レベル発生回路２６は受光ダイオード２４の出力電圧を平均化している。
特開平８−３７５０２号公報 特開平５−１３００４１号公報

しかし、赤外線送信手段１３に同一データが長期間連続して入力されたような場合に問題が生じてくる。まず、“１”が連続して入力された場合、赤外線受信手段１４が有する受光ダイオード２４の出力と基準電圧Ｖｒｅｆの関係は図２８（ａ）のようになる。同図から分かるように、“１”が連続して入力されているときの基準電圧Ｖｒｅｆ（図中の点線）は論理“１”の電圧であるＶｄｄに近付く。一方、図２８（ｂ）に示すように“０”が連続して入力されているときの基準電圧Ｖｒｅｆ（図中の点線）は、論理“０”の電圧である０Ｖに近付く。

その後に時刻ｔ１０１以降で“０１”のデータが入力された場合、電圧比較器２５によりデータ“１”の検出されるタイミングが図２８（ａ）の場合（時刻ｔ１０３）と図２８（ｂ）の場合（時刻ｔ１０２）とでずれてくる。このため、電圧比較器２５から出力されるパルスの幅が図２８（ａ）の場合と図２８（ｂ）の場合とで異なることになり、図２８（ｃ）に示すようにジッタが生ずる。なお図２８（ｃ）において、実線は図２８（ａ）の場合に電圧比較器２５から出力される電圧波形を示しており、点線は図２８（ｂ）の場合に電圧比較器２５から出力される電圧波形を示している。

一般にノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器では長期間にわたって同一データが連続して発生することはなく、また、たとえ長期間にわたって同一データが連続して発生したとしても、通常の電話並の品質の音声の伝送には問題がない。しかし、オーディオ等の高品質信号の伝送においてはこのジッタが雑音となり信号品質を劣化させる。このため特許文献１や特許文献２に示される１ｂｉｔノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器と赤外線光によるｏｎ−ｏｆｆキーイングの組み合わせでは、音声信号の伝送は可能であるものの、高音質な音楽信号等の伝送はできない欠点を有していた。

一方、通信分野では上記の欠点を解決するためにマンチェスタ符号が用いられている。マンチェスタ符号は、図２９（ａ）及び図２９（ｂ）に示されるように、論理値“１”に対しては、発光ダイオードに前半のタイミングでHighレベルを入力して発光させ、後半のタイミングでは発光ダイオードにLowレベルを入力して発光させない。また、論理値“０”に対しては発光ダイオードに前半のタイミングでLowレベルを入力して発光させないで、後半のタイミングでは発光ダイオードにHighレベルを入力して発光させるものである。こうすると、受光ダイオードの出力には図２９（ｃ）に示す出力が得られる。この受光ダイオードの出力は論理値“１”および論理値“０”のいずれに対してもHighレベルの期間とLowレベルの期間が同じであるので、同じ符号（“０”又は“１”）が連続する場合はもちろんのこと連続しない場合であっても、基準電圧Ｖｒｅｆは常にＶｒｅｆ＝Ｖｄｄ／２となり、前述したジッタは発生しない。

しかし、ノイズシェーピングにより変換された符号を用いた音声伝送は、受信側で“１”のときHighレベル、“０”のときLowレベルの信号を得て、この得られた信号にフィルタ処理を施して音声信号を得ることを基本としている。このため、音声伝送された結果として図２９（ｃ）の波形が受信されてしまっては元の音声を再生することが不可能となる。すなわち、図２９（ｃ）に示した信号をそのままローパスフィルタに通しても直流になってしまうため、音声を再生できない。それゆえ、受信側においてデコーダを用いて何らかのデコード処理を行って前述した信号（図２８（ｃ）を参照）にする必要がある。

このように、ノイズシェーピングを用いた音声のｏｎ−ｏｆｆキーイングによる伝送を行う従来技術においては、受信信号波形にジッタが発生して伝送品質が劣化してしまう欠点を有していた。また、無線通信等で用いられているように、同一の符号が連続したときに発生するジッタを抑圧するマンチェスター符号等の技術を併用すると受信側に何らかのデコーダが必要となって、受信側の回路規模が大きくなるとともに消費電力も大きくなる欠点を有していた。

本発明は上述した課題に鑑みてなされたものであって、受信側の回路規模や消費電力の増大を招来することなく、従来の１ｂｉｔノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器と赤外線光によるｏｎ−ｏｆｆキーイングの組み合わせで生ずるジッタの問題を解決することのできるデータ通信方法，データ送信装置及びデータ受信装置ならびにデータ送信プログラムを提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、請求項１記載のデータ通信方法は、送信側において、音声もしくは音楽のアナログ信号または音声もしくは音楽をデジタル化したデジタル信号をノイズシェーピング方式で１ｂｉｔデータ列からなるノンリターンゼロのデジタル信号に変換し、前記送信側において、変換された前記デジタル信号の“１”に対してHighレベルを対応させるとともに“０”に対してLowレベルを対応させ、Highレベルのときはノンリターンゼロ信号のパルス幅よりも小さいパルス幅を持つリターンゼロ信号にして出力し、LowレベルのときはそのままLowレベルを出力し、前記送信側において、該出力された信号を光無線信号として送信し、受信側において、前記送信側からの前記光無線信号を受信し、前記受信側において、受信された信号から得られる電気信号を楽音出力手段に入力し、楽音信号として出力することを特徴としている。

また、請求項２記載のデータ送信装置は、音声もしくは音楽のアナログ信号または音声もしくは音楽をデジタル化したデジタル信号をノイズシェーピング方式で１ｂｉｔデータ列からなるノンリターンゼロのデジタル信号に変換する１ｂｉｔ化手段と、変換された前記デジタル信号の“１”に対してHighレベルを対応させるとともに“０”に対してLowレベルを対応させ、Highレベルのときはノンリターンゼロ信号のパルス幅よりも小さいパルス幅を持つリターンゼロ信号にして出力し、LowレベルのときはそのままLowレベルを出力するリターンゼロ手段と、該リターンゼロのデジタル信号を光無線信号として出力する無線送信手段とを具備することを特徴としている。

また、請求項３記載のデータ送信装置は、請求項２記載のデータ送信装置において、前記無線送信手段は、デジタル赤外線通信規格であるFast IrDA Physical Layer （ＦＩＲ）の物理層にのっとって前記リターンゼロのデジタル信号を送信する赤外線送信手段であることを特徴としている。
また、請求項４記載のデータ送信装置は、請求項２記載のデータ送信装置において、前記リターンゼロ手段は、Highレベルのときの前記リターンゼロのデジタル信号のパルス幅をノンリターンゼロ信号のパルス幅の１０％以上９０％未満にすることを特徴としている。
また、請求項５記載のデータ送信装置は、請求項２記載のデータ送信装置において、前記リターンゼロ手段は、Highレベルのときの前記リターンゼロのデジタル信号のパルス幅をノンリターンゼロ信号のパルス幅の５％以上４０％未満にすることを特徴としている。

また、請求項６記載のデータ送信プログラムは、音声もしくは音楽のアナログ信号または音声もしくは音楽をデジタル化したデジタル信号に対してノイズシェーピング処理を行うことにより得られる１ｂｉｔデータ列の各々のｂｉｔの間に”０”のデータをｐ個（ｐは自然数）挿入するゼロ挿入手段、前記“０”のデータが挿入された１ｂｉｔデータ列を前記ノイズシェーピング処理で使用されるノイズシェーピング周波数の（ｐ＋１）倍の速度で光無線送信手段に送出することで、Highレベルのパルス幅がノンリターンゼロ信号のHighレベルのパルス幅の｛１００／（ｐ＋１）｝％であるリターンゼロのデジタル信号を光無線信号により送信させる送信手段、としてコンピュータを機能させることを特徴としている。
また、請求項７記載のデータ送信プログラムは、請求項６記載のデータ送信プログラムにおいて、前記アナログ信号または前記デジタル信号に対して前記ノイズシェーピング処理を行って前記１ｂｉｔデータ列を生成する１ｂｉｔ量子化手段、としてさらにコンピュータを機能させることを特徴としている。

また、請求項８記載のデータ受信装置は、音声もしくは音楽のアナログ信号または音声もしくは音楽をデジタル化したデジタル信号を１ｂｉｔデータ列からなるデジタル信号に変換した信号であって、論理値“１”に対してノンリターンゼロ信号のパルス幅よりも小さいパルス幅のHighレベルが割り当てられるとともに論理値“０”に対してLowレベルが割り当てられたリターンゼロのデジタル信号を光無線信号で受信する無線受信手段と、前記無線受信手段から出力された前記デジタル信号の入力を受け、ノンリターンゼロ信号のHighレベルのパルス幅に対して１００％未満のパルス幅を持つHighレベルのパルス幅を、前記ノンリターンゼロ信号と同じ１００％のパルス幅または１００％近傍のパルス幅に拡張したデジタル信号に変換するパルス幅拡張手段と、前記パルス幅拡張手段により変換された前記デジタル信号を電気信号として生成して前記楽音出力手段を駆動する駆動手段と、前記駆動手段により生成された電気信号の入力を受け、当該電気信号を楽音信号として出力する楽音出力手段と、を具備することを特徴としている。

また、請求項９記載のデータ受信装置は、請求項８記載のデータ受信装置において、前記無線受信手段は、デジタル赤外線通信規格であるFast IrDA Physical Layer （ＦＩＲ）の物理層にのっとって前記リターンゼロのデジタル信号を無線で受信する赤外線受信手段であることを特徴としている。
また、請求項１０記載のデータ受信装置は、請求項８記載のデータ受信装置において、ノンリターンゼロ信号のHighレベルのパルス幅に対して１００％未満のパルス幅を持つ前記駆動信号のHighレベルのパルス幅を前記ノンリターンゼロ信号と同じ１００％のパルス幅または１００％近傍のパルス幅に拡張して前記駆動手段に出力するパルス幅拡張手段をさらに有することを特徴としている。

以上説明したように、ノイズシェーピングされた１ｂｉｔデータを赤外線のon-offキーイングで送受信する従来技術ではどうしてもジッタが発生してしまうが、本発明によればジッタを大きく抑圧可能であるため、高品質な音声伝送を赤外線等を用いて可能となると共に、従来技術に比べて大幅な電力削減が可能となる。

また、請求項３又は９記載の発明によれば、無線送受信手段としてＩｒＤＡ送受信器のような赤外線送受信手段を用いるだけで、規格化されているＩｒＤＡ受信器内のフィルタによりＩｒＤＡ−ＦＩＲ以外の規格に従って通信する他の機器からの信号を除去することができ、当該他の機器との混信による誤動作を未然に防ぐことができる。
また、請求項５記載の発明によれば、より良い雑音の抑圧効果を得ることが可能となる。

また、請求項６記載の発明によれば、ＩｒＤＡ送信器等の無線送信手段を備えたパーソナルコンピュータ等のコンピュータ上で動作するソフトウェアにより、特別なハードウェアを付加することなくデータ送信装置を実現することができる。

また、請求項８記載の発明によれば、データ送信装置からデータ受信装置に伝送されるノンリターンゼロ信号のHighレベルのパルス幅を小さくしてジッタを低減しつつ、データ受信装置においては受信したリターンゼロ信号のパルス幅を広げることでスピーカ等の楽音出力手段の駆動信号の振幅値を大きくなるため、より大きな音圧が得られる。

以下、図面を参照して本発明の各実施形態について説明する。
〔第１実施形態〕
図１は本発明の第１実施形態によるデータ通信システムの構成を示すブロック図である。このデータ通信システムは、伝送路（通信媒体）である空間６０を介してデータ送信装置とデータ受信装置が配置されている。すなわち、データ送信装置は１ｂｉｔ量子化手段６１，リターンゼロ手段６２及び送信手段６３で構成され、データ受信装置は受信手段６４，スピーカ駆動手段６５及びスピーカ１６で構成される。

１ｂｉｔ量子化手段６１は、音声が空気の疎密波として空中を伝わるように、音声信号１１をパルスの疎密波に変換する。つまり、音声信号１１のレベルが高くなるにつれてより密なパルス列が出力され、音声信号１１のレベルが低くなるにつれてより疎なパルス列が出力される。このパルス列は通常のシリアルデータ列と同様であるが、図２４に示したような数ｂｉｔで一まとまりのデータとしてシリアルに展開されているのではなく、一つ一つのデータが独立したデータを構成している。このため、図２４を参照して説明したように一まとまりのデータの先頭位置を示す同期データの付加などは不必要となる。

また、ノイズシェーピング方式により変換された出力信号はもともと１ｂｉｔなのでパラレル・シリアル変換手段も不必要となる。従って受信側の同期パターンによる同期抽出も不要であり、このためデータ再生のための各種演算処理が不要となりデータを取込むためのクロック再生も不要になる。

さらに、受信したデータ列は振幅一定のパルスの疎密波としての波形を有しているため、この波形のまま低インピーダンスドライバー等のスピーカ駆動手段６５によりスピーカ１６を駆動すれば、スピーカ１６を含む音声信号再生回路がローパスフィルタとして作用し，そのまま音声信号として再生できる。スピーカ駆動手段がローパスフィルタまたはハイパスフィルタ、あるいはこれら両者を含む構成であっても同様な機能が得られる。

なお、本実施形態では１ｂｉｔ量子化されたシリアルデータ列の通信手段として赤外線を用いるものとする。ここで、送信手段６３及び受信手段６４としては赤外線のデジタル通信ユニットであればあらゆるものが適用可能である。それゆえ、送信手段６３及び受信手段６４は、例えば図２６に示した赤外線送信手段１３及び赤外線受信手段１４のような構成とすることができる。また、スピーカ駆動手段６５も、例えば図２６に示したスピーカ駆動手段１５のような構成とすることができる。

音声または音楽等のアナログ信号または音声または音楽等をデジタル化したデジタル信号を音声信号１１として１ｂｉｔ量子化手段６１へ入力する。１ｂｉｔ量子化手段６１は、入力されたアナログ信号またはデジタル信号をノイズシェーピング方式で１ｂｉｔのデータ列であるデジタル信号（パルスの疎密波）に変換し、この１ｂｉｔデータ列に変換されたデジタル信号の論理値“１”に対してHighレベルの出力に対応させ、論理値“０”に対してLowレベルの出力を対応させる。なお、１ｂｉｔ量子化手段６１から出力される信号はノンリターンゼロ（ＮＲＺ；Non Return to Zero）信号である。

リターンゼロ手段６２は、１ｂｉｔ量子化手段６１から出力されるノンリターンゼロ信号がHighレベルのときにそのパルスの幅を例えば１０％以上９０％未満としたリターンゼロ（ＲＺ、Return to Zero）の信号にし、ノンリターンゼロ信号がLowレベルのときは入力されたノンリターンゼロ信号をそのまま出力する。送信手段６３はリターンゼロ手段６２から出力された信号を赤外線で空間６０へ出力する。受信手段６４は送信手段６３から出力された赤外線信号を空間６０を介して受信する。受信手段６４で受信された信号はスピーカ１６を駆動するスピーカ駆動手段６５へ入力され、スピーカ駆動手段６５の出力によりスピーカ１６を駆動する。

このように、本実施形態が特許文献１や特許文献２等と大きく異なるのはリターンゼロ手段６２を有することである。

次に、図１に示したデータ通信システム内の各回路の動作をさらに詳しく説明する。音声信号１１を１ｂｉｔ量子化手段６１で量子化した値が図２（ａ）に示すように“１０１１１”であったとすると、１ｂｉｔ量子化手段６１からは図２７（ｂ）等と同様な図２（ａ）の出力波形が出力される。なお、図２（ａ）〜図２（ｃ）及び図２（ｅ）において縦軸は電圧であり横軸は時間である。

リターンゼロ手段６２は、図２（ｂ）に示したようにデューティが１０％以上かつ９０％未満なるクロックを内部で生成し、このクロックと１ｂｉｔ量子化手段６１の出力波形との論理積をとる。その結果、リターンゼロ手段６２からは図２（ｃ）に示す波形が出力される。なお、このとき論理積は後述するように２入力ＡＮＤ回路で簡単に実現することが出来る。このリターンゼロ手段６２から出力された信号を送信手段６３に入力し、入力された信号に従って図２（ｄ）に示すような発光タイミングで、赤外線を空間６０に送出する送信手段６３内の発光ダイオードを発光させる。

データ受信装置でこの赤外線を受信手段６４内の受光ダイオードで受光すると、受光ダイオードの出力には、図２（ｅ）に示すように、図２（ｃ）に示すデータ送信装置側の波形と同じ出力信号が得られる。そこで、この出力信号をスピーカ駆動手段６５へ入力し、スピーカ駆動手段６５の出力によりスピーカ１６を駆動することにより音声信号が再生される。

図３（ａ）〜（ｃ）は、図２８（ａ）〜（ｃ）と同様の動作を本実施形態で行ったときにおける受信手段６４内の受光ダイオードの出力と基準電圧Ｖｒｅｆの関係、および、受信手段６４内の電圧比較器から出力される電圧波形を示している。なお、図３（ａ）〜（ｃ）において縦軸は電圧であり横軸は時間である。図２８（ｃ）と同様に、図３（ｃ）に示す実線は図３（ａ）のように“１”が連続して入力される場合に受信手段６４内の電圧比較器から出力される電圧波形を示し、図３（ｃ）に示す点線は図３（ｂ）のように“０”が連続して入力される場合に受信手段６４内の電圧比較器から出力される電圧波形を示している。

本実施形態では従来に比べて受光側のパルス幅が狭いため、図３（ａ）に示すように“１”が連続して入力されたとき、受光ダイオードの出力電圧の平均値である基準電圧Ｖｒｅｆは、図３（ａ）に点線で示したように図２８（ａ）における基準電圧Ｖｒｅｆより小さくなる。一方、図３（ｂ）に示すように“０”が連続して入力されたとき、基準電圧Ｖｒｅｆは図３（ｂ）に点線で示すように図２８（ｂ）における基準電圧Ｖｒｅｆと同様である。このため、本実施形態では“１”が連続して入力されたときと“０”が連続して入力されたときの基準電圧Ｖｒｅｆの差が従来に比べて小さくなる。その結果、図２８（ａ）〜（ｃ）と同様にしてその後に“０１”のデータが入力されたときに電圧比較器で“１”が検出されるときのタイミングのずれも小さくなり、ジッタを大幅に低減することが可能となる。

以上のように、従来技術で説明したようなシステムでは１ｂｉｔ量子化された信号をマンチェスタ符号等のジッタ抑圧のための既存の符号化技術を用いて送信できなかったためにジッタが生じていたが、本実施形態ではリターンゼロ手段を用いることによりジッタを抑圧して高品質の音声伝送が可能である。これが本実施形態が従来技術と大きく異なるところである。

〔第２実施形態〕
本発明の第２実施形態によるデータ通信システムでは、第１実施形態で説明した送信手段６３と受信手段６４がデジタルデータの赤外線通信規格ＩｒＤＡの物理層であるFast IrDA Physical Layer （ＦＩＲ）に従って通信するものである。

図４は本実施形態によるデータ通信システムの構成を示すブロック図であって、図１（第１実施形態）に示したものと同じ構成要素には同一の符号を付してある。図４では、図１の送信手段６３及び受信手段６４をそれぞれＩｒＤＡ送信器９１及びＩｒＤＡ受信器９２で構成している。本実施形態によるデータ通信システムの動作は、ＩｒＤＡ−ＦＩＲを利用している点を除いて第１実施形態によるデータ通信システムの動作と同じであるため、ここでは説明を省略する。

ＩｒＤＡ−ＦＩＲの物理層としては発光ピーク波長８７０ｎｍ、放射強度１００ｍＷ／ｓｒ、伝送速度１Ｍｂｐｓ〜４Ｍｂｐｓ等が規定されている。ただし、本実施形態においては、伝送速度に関して１Ｍｂｐｓ以下での伝送も可能である。ＩｒＤＡ−ＦＩＲはＩｒＤＡ１．１として近年広くパーソナルコンピュータやＰＤＡ（Personal Digital Assistants）の赤外線通信に用いられている高速赤外線データ伝送方式であって、後に示す第８実施形態のように、ＩｒＤＡ送信器９１またはＩｒＤＡ受信器９２をパーソナルコンピュータで代用可能になるといった利点を有する。

また、本実施形態のようにデータ通信システム内の送受信手段としてＩｒＤＡ送受信器を用いた場合、以下のような利点がある。第１実施形態で説明した受信手段６４はデータ通信システム外の他の機器から送信される信号を受信する可能性があり、送信手段６３がLowレベルを送信しているときに他の機器からHighレベルの信号を受信すると誤動作につながることがある。特に、本発明の各実施形態ではデータ送信装置とデータ受信装置との間でリターンゼロ信号を伝送しているため、ノンリターンゼロ信号に比べてLowレベルの期間が長く、他の機器からの信号が受信される確率が高くなる。

ここで、ＩｒＤＡの物理層の規格としては、上述した伝送速度１Ｍｂｐｓ〜４ＭｂｐｓのＦＩＲ以外にも、伝送速度２．４ｋｂｐｓ〜１１５．２ｋｂｐｓのＳＩＲおよび伝送速度５７６ｋｂｐｓ〜１．１５２ＭｂｐｓのＭＩＲが存在する。そのためＩｒＤＡの規格では、ＦＩＲを用いた機器，ＳＩＲを用いた機器，ＭＩＲを用いた機器が混在できるように、各機器の受信手段内にフィルタを内蔵することを規定しており、それによって各機器が使用する伝送速度以外の信号を受信しないようにして混信を防止している。

本実施形態では受信手段６４としてＩｒＤＡ受信器９２を用いているため、このＩｒＤＡ受信器９２に内蔵されているフィルタによって１Ｍｂｐｓ〜４Ｍｂｐｓ以外の伝送速度の信号を除去することができる。したがって、例えばテレビやオーディオ機器のリモコン装置といった他の機器から送信される赤外線による影響を受けずに済む。また、近年、ＩｒＤＡの送受信ユニットは小型化が進んでいるため、データ送信装置およびデータ受信装置ともに小型化することが可能となる。さらに、ＩｒＤＡではデューティが１００％のデータは受け付けないが、本発明の各実施形態では図１の送信手段６３の前段に設けたリターンゼロ手段６２によってノンリターンゼロ信号をリターンゼロ信号に変換して送信手段６３に入力している。このため、本実施形態のように送信手段６３でＩｒＤＡに従った通信を行うにあたって、ＩｒＤＡ送信器９１以外に特別な回路等を追加することなく送信手段６３を実現できる。

なお、送受信手段としてＩｒＤＡ送受信器以外のものを用いる場合にも、ＩｒＤＡ受信器と同様に受信手段６４内にフィルタを設けることが好ましい。

〔第３実施形態〕
図５は本発明の第３実施形態によるデータ通信システムの構成を示したブロック図であり、図１（第１実施形態）に示したものと同じ構成要素には同一の符号を付してある。本実施形態では図１の構成において受信手段６４とスピーカ駆動手段６５の間にパルス幅拡張手段１０１を挿入している。このパルス幅拡張手段１０１により、リターンゼロ手段６２により狭めたパルス幅を拡張して、元のノンリターンゼロ信号と同様の１００％のデューティの波形または１００％に近いデューティの波形に変換して１ｂｉｔ量子化手段６１の出力と同様な波形を得るものである。こうした構成とすることによる利点について以下に説明する。

例えば、リターンゼロ手段６２により１ｂｉｔ量子化手段６１から出力されるノンリターンゼロ信号をデューティが５０％のリターンゼロ信号にしたとすると、受信手段６４の出力をスピーカ駆動手段６５内のローパスフィルタを介して得られる信号振幅値は、デューティが１００％のときの１／２となる。これにより、スピーカ１６から出力される音声信号の音圧は６ｄＢ減衰する。そこで、本実施形態ではリターンゼロ手段６２に加えてパルス幅拡張手段１０１を設け、リターンゼロ手段６２で伝送する信号のパルス幅のデューティを小さくして伝送によるジッタを低減しつつ、パルス幅拡張手段１０１によりスピーカ駆動手段６５に入力される信号のパルス幅を広げて、最大の音声信号の音圧が得られるようにしている。

図６は具体的なパルス幅拡張手段１０１の実現例を示した回路図である。以下、図７に示す波形図も参照して図６に示した回路の動作を説明する。なお図７において、縦軸は電圧、横軸は時間、実線は図６に示す入力端子１１１に与えられる入力Ｉｎ（受信手段６４の出力）の電圧波形、点線は図６に示す出力端子１１３からスピーカ駆動手段６５に出力される出力Ｏｕｔの電圧波形、一点鎖線は図６中のＡ点の電圧波形である。

図７に示すように、初期状態として時刻ｔ３０では入力ＩｎがLowレベル，Ａ点の電位がHighレベル，出力ＯｕｔがLowレベルであるものとする。この状態では、電源端子１１０に印加された電源電圧Ｖｄｄにより抵抗１１４を通じて容量１１５が充電され電荷が蓄積された状態にある。そして、入力Ｉｎが時刻ｔ３１でHighレベルになると、ＮＭＯＳトランジスタ１１６がオンになり、容量１１５に貯められていた電荷が放電され、時刻ｔ３２でＡ点の電位はＧＮＤレベルになり出力ＯｕｔはHighレベルになる。その後、時刻ｔ３３で入力ＩｎがLowレベルになるとＮＭＯＳトランジスタ１１６はオフになり、容量１１５及び抵抗１１４からなるＣＲの時定数に従い容量１１５が充電されてゆき、Ａ点の電位が上昇してゆく。そして、時刻ｔ３４でＡ点の電位がインバータ１１７のしきい値を越えると出力ＯｕｔはLowレベルとなる。このとき、ＣＲの時定数を調整して出力Ｏｕｔのパルス幅Ｂが１ｂｉｔ量子化手段６１から出力される信号のようにデューティ１００％と同様になるようにすれば、パルス幅拡張手段１０１が実現できる。

〔第４実施形態〕
図８は本発明の第４実施形態によるデータ通信システムの構成を示したブロック図であり、図１（第１実施形態）又は図４（第２実施形態）に示したものと同じ構成要素には同一の符号を付してある。本実施形態は、第１実施形態で説明した図１の構成要素の中でスピーカ１６以外の構成要素を具体的な回路にしたものである。すなわち、図１の１ｂｉｔ量子化手段６１，リターンゼロ手段６２，送信手段６３，受信手段６４の具体的な回路構成例として、図８ではそれぞれノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器１３１，リターンゼロ回路１３２，ＩｒＤＡ送信器９１（図４を参照），ＩｒＤＡ受信器９２（図４を参照）を用いている。また、図１のスピーカ駆動手段６５が図８ではバッファ１３５，インバータ１３６，差動ローパスフィルタ１３７及び差動ハイパスフィルタ１３８で実現される。

ノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器１３１は、音声または音楽等のアナログの音声信号１１をノイズシェーピング方式でデジタルの１ｂｉｔデータ列に変換する。

リターンゼロ回路１３２は例えば図９（ａ）に示す回路で実現することができ、この場合におけるリターンゼロ回路１３２内の各部の電圧波形は図９（ｂ）に示したものとなる。

図９（ａ）の構成ではリターンゼロ回路１３２から出力されるリターンゼロ信号のパルス幅がＲＣの時定数で定まる。初期状態として、入力端子１４０に与えられる入力ＩｎがLowレベルであるものとする。これにより、ＰＭＯＳトランジスタ１４１はオンとなるためＡ点の電位はHighレベルとなり、インバータ１４４及び１４５を介したＢ点の電位もHighレベルとなる。また、このとき入力ＩｎがLowレベルであるため、ＡＮＤ回路１４６から出力端子１４７に出力される出力ＯｕｔはLowレベルとなる。

この後、時刻ｔ４０で入力ＩｎがHighレベルになると、この時点ではＢ点の電位がHighレベルであるためＡＮＤ回路１４６は出力ＯｕｔとしてHighレベルを出力する。また、入力ＩｎがHighレベルであるためＰＭＯＳトランジスタ１４１がオフとなり、抵抗１４２及び容量１４３からなるＲＣの時定数で容量１４３が充電されてゆき、Ａ点の電位が徐々に低下してゆく。そして、時刻ｔ４１でＡ点の電位がインバータ１４４のしきい値を下回ると、インバータ１４４の出力がHighレベルとなってインバータ１４５の出力であるＢ点の電位がLowレベルとなる。その結果、出力ＯｕｔはLowレベルに戻る。この後、時刻ｔ４２で入力ＩｎがLowレベルになると、初期状態について説明したのと同様の動作がなされて初期状態と同じ状態に戻る。

あるいは、図１０に示すような構成としても良い。この場合、ＡＮＤ回路１５２を用いてクロック信号１０１と１ｂｉｔ量子化手段６１から出力される１ｂｉｔデータ列とのＡＮＤをとることにより、図２（ｂ）に示した波形のクロック信号１０１がHighレベルのときは１ｂｉｔ量子化手段６１からのデータ値をそのまま通過させ、クロック信号１０１がLowレベルのときは１ｂｉｔ量子化手段６１の出力によらず常に“０”が出力される。これにより、デューティ１００％を含む信号(例えばＮＲＺ等)が到来しても、図１１に示すようなデューティを例えば５０％にしたデータ列とすることが出来る。

なお、クロック信号１０１は例えば図１２（ａ）に示すようなパルス発生回路１５１で実現することができ、この場合における図１２（ａ）内の各部の電圧波形は図１２（ｂ）に示したものとなる。図１２（ａ）に示すリターンゼロ回路ではパルス発生回路１５１が発生させるクロック信号のパルス幅で出力Ｏｕｔのパルス幅が定まる。すなわち、ノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器１３１からの入力Ｉｎが時刻ｔ４５から時刻ｔ４８にわたってHighレベルであり、パルス発生回路１５１は時刻ｔ４６から時刻ｔ４７にわたってHighレベルのパルスをＣ点に出力する。このため、ＩｒＤＡ送信器１３２に出力される出力Ｏｕｔも時刻ｔ４６から時刻ｔ４７にわたってHighレベルとなる。
差動ローパスフィルタ１３７及び差動ハイパスフィルタ１３８は、いずれも音声・音楽帯（可聴帯域）を扱うフィルタであって、それらの具体的な構成および動作については、次の第５実施形態でさらに詳しく説明する。

次に、図８に示したデータ通信システムの動作を説明する。音声信号１１はノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器１３１に入力され、ノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器１３１は音声信号１１を１ｂｉｔデータ列のノンリターンゼロデジタル信号に変換して出力する。この１ｂｉｔデータ列のノンリターンゼロ信号はリターンゼロ回路１３２に入力されてリターンゼロ信号に変換される。このリターンゼロ回路１３２の出力はＩｒＤＡ送信器９１に入力され、ＩｒＤＡ送信器９１はＩｒＤＡ−ＦＩＲに従って８７０ｎｍの赤外線を放射する。上述したようにＩｒＤＡ送信器９１としてはＩｒＤＡ１．１等の規格を満たすＩｒＤＡ送受信ユニット等を使用可能であり、放射された赤外線をＩｒＤＡ送信器９１と同じくＩｒＤＡ１．１等の規格を満たすＩｒＤＡ受信器９２で受信し、ＩｒＤＡ受信器９２の受信出力をバッファ１３５とインバータ１３６に入力して差動信号に変換する。そして、バッファ１３５とインバータ１３６の出力を差動ローパスフィルタ１３７に入力してシェーピングされた量子化雑音（詳細は後述）を除去する。また、差動ローパスフィルタ１３７の出力を差動ハイパスフィルタ１３８に入力してパルス周波数信号成分（詳細は後述）を除去する。そして、差動ハイパスフィルタ１３８の出力をスピーカ１６に入力してスピーカ１６から音声信号を出力する。

なお、バッファ１３５とインバータ１３６は図１３のように３つのインバータ１６２、１６３、１６４でも構成可能である。これらインバータのうち、インバータ１６２及びインバータ１６３が図８のバッファ１３５に対応し、インバータ１６４が図８のインバータ１３６に対応している。
また、図８において差動ローパルフィルタ１３７と差動ハイパスフィルタ１３８を入れ替えても図８と同様の動作になる。

〔第５実施形態〕
本実施形態は、図８（第４実施形態）に示した差動ローパスフィルタ１３７及び差動ハイパスフィルタ１３８の具体的な回路構成例に係るものである。図１４は本発明の第５実施形態による差動ローパスフィルタ１３７及び差動ハイパスフィルタ１３８の構成を示した回路図である。

図１４に示したように、差動入力端子１７０Ａと差動出力端子１７４Ａの間に抵抗１７１Ａ、コイル１７２Ａ、容量１７３Ａを直列に接続し、差動入力端子１７０Ｂと差動出力端子１７４Ｂの間に抵抗１７１Ｂ、コイル１７２Ｂ、容量１７３Ｂを直列に接続し、コイル１７２Ａと容量１７３Ａの接続点とコイル１７２Ｂと容量１７３Ｂの接続点の間に容量１７５を挿入している。また、差動出力端子１７４ＡとＧＮＤの間に抵抗１７６Ａを挿入し、差動出力端子１７４ＢとＧＮＤの間に抵抗１７６Ｂを接続している。

本回路はＲＬＣを用いたハイパスフィルタとローパスフィルタであるが、本発明の各実施形態によるデータ受信装置に適用することで、次に述べるような従来にはない特殊な効果を発揮する。

ノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器１３１とリターンゼロ回路１３２で変換された音声信号１１の波形は、図１５で示すようにスペクトラム成分として音声信号成分、シェーピング雑音信号成分、パルス周波数信号成分を有している。これら信号成分の中でパルス周波数信号成分は他の信号成分より１桁以上大きく、また、このパルス周波数信号成分は音声信号成分を含まないため電力として消費すると無効電力になってしまう。このため、本実施形態ではコイル１７２Ａ及びコイル１７２Ｂによるインダクタンス成分を入れている。パルス周波数信号成分の周波数帯は数ＭＨｚであるため、インダクタンスを含んだインピーダンスはこの周波数帯において非常に大きい。したがって、この周波数帯ではコイル１７２Ａ及びコイル１７２Ｂの作用により電流が流れず、パルス周波数信号成分による電力消費は非常に少なくなる。

しかし、いま述べたようなインダクタンスによるフィルタだけでは、音声信号成分の近傍以上の領域に分布するシェーピングされた量子化雑音（図１５中のシェーピング雑音信号成分）の中の、特に音声信号成分の近傍の部分を除去することが困難になる。これは、コイル１７２Ａと容量１７５で構成されるフィルタの減衰量が１／（４π^２ｆ^２ＬＣ）で表わされ、ｆ^２（ｆは周波数、Ｌはコイル１７２Ａのインダクタンス、Ｃは容量１７５のキャパシタンス）に比例するためである。そこで本実施形態では、音声信号成分の近傍の部分におけるシェーピング雑音信号成分を除去するために、抵抗１７１Ａ及び抵抗１７１Ｂならびに容量１７５から成るＲＣのローパスフィルタを設けている。

また、抵抗１７１Ａ及び抵抗１７１Ｂとコイル１７２Ａ及びコイル１７２Ｂはそれぞれ直列に接続されており、差動入力端子１７０Ａ及び１７０Ｂから見て容量１７５の手前にある。このため、抵抗１７１Ａ及び抵抗１７１Ｂに流れるパルス周波数信号成分の電流はコイル１７２Ａ及びコイル１７２Ｂで非常に小さく制限されており、抵抗１７１Ａ及び抵抗１７１Ｂでのパルス周波数信号成分の電力消費はない。一方、第４実施形態のようにスピーカ駆動手段６５をバッファ１３５とインバータ１３６で構成すると、ＩｒＤＡ受信器９２が光を受光していないときはバッファ１３５の出力は電源レベルになり、インバータ１３６の出力はＧＮＤレベルになっている。

ここで、一般に用いられているダイナミック形スピーカはインダクタンス成分であるため直流電流に対しては非常に低いインピーダンスを示す。また、コイル１７２Ａ及びコイル１７２Ｂも直流に対しては低い抵抗を示すため、ＩｒＤＡ受信器９２が信号を受けていない場合、スピーカ１６およびスピーカ駆動手段を構成しているバッファ１３５及びインバータ１３６には大きな直流電流が流れてしまう。このため、本実施形態では容量１７３Ａ及び容量１７３Ｂならびに抵抗１７６Ａ及び抵抗１７６Ｂでハイパスフィルタを構成して直流電流が流れるのを防止している。

このように、ノイズシェーピングされリターンゼロ化された信号をバッファ１３５とインバータ１３６に与えてスピーカ１６を駆動する場合には、上述したようなフィルタをスピーカ駆動手段とスピーカ１６の間に挿入することにより、通常の回路にＬＲＣフィルタを挿入する場合よりも大幅に電力を低減できる。

なお、図１４において、抵抗１７１Ａ及び抵抗１７１Ｂの代わりに、低周波領域で抵抗１７１Ａ及び抵抗１７１Ｂと同等のインピーダンスを示す値の大きなインダクタンスのコイル１７２Ａ及びコイル１７２Ｂを用いても同等の効果が得られる。

また、図８において差動ローパルフィルタ１３７と差動ハイパスフィルタ１３８を入れ替えた場合の具体的回路は図１６のようになる。なお、図１６において図１４と同じ構成要素には同一の符号を付している。図１６から明らかなように、容量１７３Ａ及び容量１７３Ｂならびに抵抗１７６Ａ及び抵抗１７６Ｂからなる差動ハイパスフィルタが差動入力端子１７０Ａ及び１７０Ｂ側に配置され、抵抗１７１Ａ及び抵抗１７１Ｂならびにコイル１７２Ａ及びコイル１７２Ｂならびに容量１７５からなる差動ローパスフィルタが差動出力端子１７４Ａ及び１７４Ｂ側に配置されている。

〔第６実施形態〕
第５実施形態で説明したように、差動ローパスフィルタ１３７及び差動ハイパスフィルタ１３８をスピーカ１６の前段に設けることが望ましいが、本発明はこうした構成に限定されるものではない。

例えば、スピーカ駆動手段６５とスピーカ１６の間に、図１４または図１６に示したものとは異なる構成を持ち、容量と抵抗またはコイルにより構成されたローパスフィルタまたはハイパスフィルタあるいはその両者を挿入してもよい。

あるいは、図１７に示すようにローパスフィルタまたはハイパスフィルタを省略して、例えば図１３に示した構成を持つスピーカ駆動手段６５をスピーカ１６に直結しても良い。これにより、低入力インピーダンスのスピーカ１６を差動で駆動するためにはインバータ３個で非常に簡易に駆動可能である。

また、上述した説明ではスピーカ１６を差動で駆動していたが、本発明はこうした構成に限定されるものではなく、例えば図１８に示すようにスピーカ駆動手段６５を単一のインバータ２６１で実現しても良い。この場合には、受信手段６４から出力されるパルス列でスピーカ１６をそのまま駆動すれば良く、低入力インピーダンスのスピーカを駆動する場合にはインバータ１個で非常に簡易に駆動可能である。

〔第７実施形態〕
第１実施形態の説明では、リターンゼロ手段６２から出力されるリターンゼロ信号のデューティを１０％以上９０％未満としたが、こうした範囲に限定されるものでなく、理論的には０％及び１００％以外のデューティであれば良い。

ただ、消費電力の観点からすると、リターンゼロ手段６２やリターンゼロ回路１３２から出力される信号のデューティをなるべく小さくして、例えば１０％以上５０％以下に規定することが好ましい。これによりＩｒＤＡ送信器９１内に設けた発光ダイオードの駆動電力を大幅に低減できる。現在、ノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器１３１およびリターンゼロ回路１３２をあわせても数十ｍＷで動作させ得るのに対し、ＩｒＤＡ１．１規格の赤外線発光器でデューティ１００％の赤外線を放射すると１Ｗ以上の消費電力を必要としてしまう。そこで、例えばリターンゼロ回路１３２から出力される信号のデューティを２５％にすれば、赤外線発光器での消費電力は２５０ｍＷと１／４に削減することが可能となる。これは上述した各実施形態によるリターンゼロ手段又はリターンゼロ回路を用いることによる従来にはない大きな特長である。

また、雑音特性の観点からすると、リターンゼロ手段６２やリターンゼロ回路１３２から出力される信号のデューティを４０％未満とすることでより良い雑音の抑圧効果が得られる。したがって、デューティを例えば５％以上４０％未満とすることが好ましい。

さらに、回路設計上の観点からはデューティを７５％，５０％，２５％など｛（ｍ／２^ｎ）×１００｝％（ｍ，ｎはｍ＜２^ｎを満たす自然数）にすると都合が良い。

〔第８実施形態〕
本実施形態では、ＩｒＤＡ規格の赤外線送受信器が一般のパーソナルコンピュータや小型ＰＤＡ等に搭載されていることから、例えば図１（第１実施形態）の１ｂｉｔ量子化手段６１およびリターンゼロ手段６２をアプリケーションソフトで実現し、送信手段６３としてパーソナルコンピュータに搭載されているＩｒＤＡ送信器から送信するものである。図１９は本実施形態によるデータ通信システムのうち、データ送信装置の構成を示したブロック図である。なお、データ受信装置の構成は上述した各実施形態のものと同じである。

パーソナルコンピュータ１９０は、自身のメモリまたはディスク等の記憶体の中に音声または音楽をデジタル化した音声ファイル１９１と、この音声ファイル１９１に記憶されているデジタルデータを読み出して、ソフトウェアプログラムでノイズシェーピング処理を施す１ｂｉｔ量子化プログラム１９２と、ノイズシェーピング処理した１ｂｉｔデータ列の各々のｂｉｔの間に“０”のデータを挿入するゼロ挿入プログラム１９３と、図８に示したものと同様のＩｒＤＡ送信器９１を有している。なお、ゼロ挿入プログラム１９３は１ｂｉｔデータ列の各ｂｉｔの前に“０”のデータを挿入する。あるいは、ゼロ挿入プログラム１９３は１ｂｉｔデータ列の各ｂｉｔの後に“０”のデータを挿入する。そして、ゼロ挿入プログラム１９３による処理がなされた出力データをノイズシェーピング周波数の２倍の速度でＩｒＤＡ送信器９１から出力する。これにより、デューティ５０％のノイズシェーピング処理された１ｂｉｔデータ列をＦＩＲに従ってＩｒＤＡ送信器９１から出力することができる。

本実施形態の構成を用いると、パーソナルコンピュータに内蔵されているＩｒＤＡと通信の物理レイヤーを同一にできるため、パーソナルコンピュータ上で動作するソフトウェアによりＩ／Ｏ機器を付加することなくデータ送信装置を実現することが可能である。つまり、データ送信装置としては特別なハードウェアを必要とせず、前記機能を有するアプリケーションソフトをパーソナルコンピュータにインストールするだけで上述した各実施形態におけるデータ送信装置が構成可能となる。

なお、図１９ではゼロ挿入プログラム１９３の出力を直接ＩｒＤＡ送信器９１に与えているが、本発明はこうした形態に限定されるものではない。例えば、図２０に示すようにゼロ挿入プログラム１９３とＩｒＤＡ送信器９１の間に音声ファイル１９４を設け、ゼロ挿入プログラム１９３による処理がなされたデータをいったん音声ファイル１９４に蓄積しておいて、適当なタイミングで音声ファイル１９４に蓄積されたデータを読み出してＩｒＤＡ送信器９１から送信するようにしても良い。

また、上述した説明ではデューティを５０％とした場合について説明したが、これを一般化して、ｐ（ｐは自然数）個の“０”を挿入するとともに、出力データをノイズシェーピング周波数の（ｐ＋１）倍の速度でＩｒＤＡ送信器９１から出力させるようにすれば｛１００／（ｐ＋１）｝％のデューティが得られる。したがって、ｐの値を適宜設定することで所望のデューティを得ることができる。

また、上述した説明では１ｂｉｔ量子化手段６１及びリターンゼロ手段６２をソフトウェアプログラムで実現したが、リターンゼロ手段６２だけをソフトウェアプログラムで実現するようにしても良い。

また、１ｂｉｔ量子化プログラム１９２やゼロ挿入プログラム１９３をコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませて実行するようにしてもよい。なお、ここでいうコンピュータシステムとは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。

コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」は、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（ＲＡＭ）のように、一定時間プログラムを保持しているものも含む。

また、上記各プログラムは、これらプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する伝送媒体は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。

また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。

〔第９実施形態〕
上述した各実施形態では赤外線を用いたデータ通信システムを例に挙げて説明したが、本発明はこうした構成に限定されるものではなく、赤外線に代えて光（可視光線）、紫外線、電波、磁気波等を用いても良い。すなわち、図１に示した送信手段６３は、１ｂｉｔデジタルデータ列を予め定められた変調方式により変調して光、紫外線、電波、磁気波等を空中等に放出するものであれば良い。また、図１に示した受信手段６４は、空中等に放出された光、紫外線、電波、磁気波等を受信し、これを復調して元の１ｂｉｔデジタルデータ列を得るものであれば良い。

図２１は本発明の第９実施形態によるデータ通信システムの構成を示すブロック図であって、図１（第１実施形態）に示したものと同じ構成要素には同一の符号を付してある。本実施形態では、図１における送信手段６３としてリターンゼロ手段６２から出力される信号をＦＳＫ、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）等の方式で変調して送信するための（ＲＦ送信回路＋アンテナ）２６３を有する送信器を用いるとともに、図１における受信手段６４としてＦＳＫ、ＡＳＫ、ＰＳＫ等の方式で復調し受信するための（ＲＦ受信回路＋アンテナ）２６４を有する受信器を用いるものである。これら送受信器は従来の電波によるデータ送受信ユニットを用いて構成可能である。本実施形態におけるデータ通信システムの動作は、第１実施形態のような赤外線ではなく電波を用いて行う点を除けば第１実施形態におけるデータ通信システムの動作と同じである。

〔第１０実施形態〕
図２２は本発明の第１０実施形態によるデータ通信システムの構成を示したブロック図であって、図１（第１実施形態）に示したものと同じ構成要素には同一の符号を付してある。本実施形態は、データ通信システムに対する入力がアナログ信号ではなく、音声や音楽等のアナログ信号がバイナリー変換された多数ｂｉｔのデジタル信号（図中のデジタル音声信号２５１）の場合である。また、本実施形態では図１に示した１ｂｉｔ量子化手段６１として、多数ｂｉｔのデジタル信号を１ｂｉｔデジタルデータ列に変換する１ｂｉｔノイズシェーピング量子化器２７１を用いるものである。本実施形態におけるデータ通信システムの動作は、多数ｂｉｔのデジタル信号が入力される点を除いて第１実施形態におけるデータ通信システムの動作と同じである。

以上述べた各実施形態においては、スピーカを出力装置として用いた音声または音楽信号の場合について説明したが、音声信号以外のアナログデータ、例えばアナログ的に変動するデータの測定の場合にはスピーカの代わりにペンレコーダ等を用いて本発明を適用することが出来ることは言うまでもない。

以上、本発明の各実施形態を詳述したが、具体的な構成は上述した実施形態に限られるものではなく、本発明発明の要旨を逸脱しない範囲の構成等も含まれる。例えば、上述した実施形態を適宜組み合わせるようにしても良いのは勿論である。

本発明の第１実施形態によるデータ通信システムの構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態によるデータ通信システムの動作を示す図であって、（ａ）は１ｂｉｔ量子化手段の出力電圧波形、（ｂ）はリターンゼロ手段が内部で発生させるクロックの電圧波形、（ｃ）は図２（ａ）に示す信号波形と図２（ｂ）に示す信号波形の論理積をとって得られるリターンゼロ手段の出力電圧波形、（ｄ）は送信手段内の発光ダイオードの発光タイミング、（ｅ）は受信手段内の受光ダイオードの出力電圧波形である。 本発明の第１実施形態において同一のデータが連続してデータ通信システムに入力されたときの受光部の動作を示した図であって、（ａ）は“１”が続いたときの基準電圧Ｖｒｅｆの動きを示す電圧波形、（ｂ）は“０”が続いたときの基準電圧Ｖｒｅｆの動きを示す電圧波形、（ｃ）は受信手段内の電圧比較器の出力電圧波形である。 本発明の第２実施形態によるデータ通信システムの構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態によるデータ通信システムの構成を示すブロック図である。 図５に示すパルス幅拡張手段の具体的実現例を示した回路図である。 図６に示した回路の動作を示す波形図である。 本発明の第４実施形態によるデータ通信システムの構成を示すブロック図である。 （ａ）は、図８に示すリターンゼロ回路の第１の具体的構成例を示す回路図であり、（ｂ）は、図９（ａ）に示す回路の動作を示す波形図である。 図８に示すリターンゼロ回路の第２の具体的構成例を用いたデータ送信装置の構成を示すブロック図である。 図１０に示した回路の出力波形を示す波形図である。 （ａ）は、上記リターンゼロ回路の第２の具体的構成例を示す回路図であり、（ｂ）は、図１２（ａ）に示す回路の動作を示す波形図である。 図８に示したバッファ及びインバータからなる回路を３つのインバータで構成したときの回路図である。 本発明の第５実施形態によるデータ通信システムにおける差動ローパスフィルタ及び差動ハイパスフィルタの構成を示した回路図である。 ノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器とリターンゼロ回路を介した出力信号のパワースペクトラムの例を示した図である。 本発明の第５実施形態によるデータ通信システムにおける差動ローパスフィルタ及び差動ハイパスフィルタの他の構成例を示した回路図である。 本発明の第６実施形態によるデータ通信システムの構成を示したブロック図であって、スピーカ駆動手段を３個のインバータで実現して差動で駆動するようにした場合である。 本発明の第６実施形態によるデータ通信システムの他の構成例を示したブロック図であって、スピーカ駆動手段を１個のインバータで実現した場合である。 本発明の第８実施形態によるデータ通信システムにおけるデータ送信装置側に係る構成を示したブロック図である。 本発明の第８実施形態によるデータ通信システムにおけるデータ送信装置側に係る他の構成例を示したブロック図である。 本発明の第９実施形態によるデータ通信システムの構成を示すブロック図である。 本発明の第１０実施形態によるデータ通信システムの構成を示すブロック図である。 従来のアナログデータ送受信系を示すブロック図である。 シリアルデータ列の１例を示すデータ構成図である。 図２３に示す従来のアナログデータ送受信系に改良を加えた従来のデータ通信システムの構成例を示すブロック図である。 図２５に示したデータ通信システムの具体的構成例を示したブロック図である。 図２６に示した赤外線ＬＥＤ及び受光ダイオードの動作を示した図であって、（ａ）は赤外線ＬＥＤの発光タイミングを示し、（ｂ）は受光が強いときの受光ダイオードの出力電圧を示し、（ｃ）は受光が弱いときの受光ダイオードの出力電圧を示している 図２６に示す従来のデータ通信システムに対して、同一のデータが連続して入力されたときの受光部の動作を示す図であって、（ａ）は“１”が続いたときの基準電圧Ｖｒｅｆの動きを示す波形図、（ｂ）は“０”が続いたときの基準電圧Ｖｒｅｆの動きを示す波形図、（ｃ）は図２６に示す電圧比較器の出力電圧を示す図である。 マンチェスタ符号を用いたときの発光ダイオードおよび受光ダイオードの動作を示した図であって、（ａ）は発光ダイオードへの入力電圧を示す波形図、（ｂ）は発光ダイオードの発光タイミングを示す図、（ｃ）は受光ダイオードの出力電圧を示す波形図である。

符号の説明

１１ 音声信号
１６ スピーカ
６０ 空間
６１ １ｂｉｔ量子化手段
６２ リターンゼロ手段
６３ 送信手段
６４ 受信手段
６５ スピーカ駆動手段
９１ ＩｒＤＡ送信器
９２ ＩｒＤＡ受信器
１０１ パルス幅拡張手段
１３１ ノイズシェーピングＡ／Ｄ変換器
１３２ リターンゼロ回路
１３５ バッファ
１３６ インバータ
１３７ 差動ローパスフィルタ
１３８ 差動ハイパスフィルタ
１５１ パルス発生回路
１５２ ＡＮＤ回路
１６２〜１６４ インバータ
１７０Ａ，１７０Ｂ 差動入力端子
１７４Ａ，１７４Ｂ 差動出力端子
１７１Ａ，１７１Ｂ，１７６Ａ，１７６Ｂ 抵抗
１７２Ａ，１７２Ｂ コイル
１７３Ａ，１７３Ｂ，１７５ 容量
１９０ パーソナルコンピュータ
１９１，１９４ 音声ファイル
１９２ １ｂｉｔ量子化プログラム
１９３ ゼロ挿入プログラム
２６１ インバータ
２６３ ＲＦ送信回路＋アンテナ
２６４ ＲＦ受信回路＋アンテナ
２７１ １ｂｉｔノイズシェーピング量子化器

Claims (9)

1. 送信側において、音声もしくは音楽のアナログ信号または音声もしくは音楽をデジタル化したデジタル信号をノイズシェーピング方式で１ｂｉｔデータ列からなるノンリターンゼロのデジタル信号に変換し、
   前記送信側において、変換された前記デジタル信号の“１”に対してHighレベルを対応させるとともに“０”に対してLowレベルを対応させ、Highレベルのときはノンリターンゼロ信号のパルス幅よりも小さいパルス幅を持つリターンゼロ信号にして出力し、LowレベルのときはそのままLowレベルを出力し、
   前記送信側において、該出力された信号を光無線信号として送信し、
   受信側において、前記送信側からの前記光無線信号を受信し、
   前記受信側において、受信された信号から得られる電気信号を楽音出力手段に入力し、楽音信号として出力することを特徴とするデータ通信方法。
2. 音声もしくは音楽のアナログ信号または音声もしくは音楽をデジタル化したデジタル信号をノイズシェーピング方式で１ｂｉｔデータ列からなるノンリターンゼロのデジタル信号に変換する１ｂｉｔ化手段と、
   変換された前記デジタル信号の“１”に対してHighレベルを対応させるとともに“０”に対してLowレベルを対応させ、Highレベルのときはノンリターンゼロ信号のパルス幅よりも小さいパルス幅を持つリターンゼロ信号にして出力し、LowレベルのときはそのままLowレベルを出力するリターンゼロ手段と、
   該リターンゼロのデジタル信号を光無線信号として出力する無線送信手段と
   を具備することを特徴とするデータ送信装置。
3. 前記無線送信手段は、デジタル赤外線通信規格であるFast IrDA Physical Layer （ＦＩＲ）の物理層にのっとって前記リターンゼロのデジタル信号を送信する赤外線送信手段であることを特徴とする請求項２記載のデータ送信装置。
4. 前記リターンゼロ手段は、Highレベルのときの前記リターンゼロのデジタル信号のパルス幅をノンリターンゼロ信号のパルス幅の１０％以上９０％未満にすることを特徴とする請求項２記載のデータ送信装置。
5. 前記リターンゼロ手段は、Highレベルのときの前記リターンゼロのデジタル信号のパルス幅をノンリターンゼロ信号のパルス幅の５％以上４０％未満にすることを特徴とする請求項２記載のデータ送信装置。
6. 音声もしくは音楽のアナログ信号または音声もしくは音楽をデジタル化したデジタル信号に対してノイズシェーピング処理を行うことにより得られる１ｂｉｔデータ列の各々のｂｉｔの間に“０”のデータをｐ個（ｐは自然数）挿入するゼロ挿入手段、
   前記“０”のデータが挿入された１ｂｉｔデータ列を前記ノイズシェーピング処理で使用されるノイズシェーピング周波数の（ｐ＋１）倍の速度で光無線送信手段に送出することで、Highレベルのパルス幅がノンリターンゼロ信号のHighレベルのパルス幅の｛１００／（ｐ＋１）｝％であるリターンゼロのデジタル信号を光無線信号により送信させる送信手段、
   としてコンピュータを機能させることを特徴とするデータ送信プログラム。
7. 前記アナログ信号または前記デジタル信号に対して前記ノイズシェーピング処理を行って前記１ｂｉｔデータ列を生成する１ｂｉｔ量子化手段、
   としてさらにコンピュータを機能させることを特徴とする請求項６記載のデータ送信プログラム。
8. 音声もしくは音楽のアナログ信号または音声もしくは音楽をデジタル化したデジタル信号を１ｂｉｔデータ列からなるデジタル信号に変換した信号であって、論理値“１”に対してノンリターンゼロ信号のパルス幅よりも小さいパルス幅のHighレベルが割り当てられるとともに論理値“０”に対してLowレベルが割り当てられたリターンゼロのデジタル信号を光無線信号で受信する無線受信手段と、
   前記無線受信手段から出力された前記デジタル信号の入力を受け、ノンリターンゼロ信号のHighレベルのパルス幅に対して１００％未満のパルス幅を持つHighレベルのパルス幅を、前記ノンリターンゼロ信号と同じ１００％のパルス幅または１００％近傍のパルス幅に拡張したデジタル信号に変換するパルス幅拡張手段と、
   前記パルス幅拡張手段により変換された前記デジタル信号を電気信号として生成する駆動手段と、
   前記駆動手段により生成された電気信号の入力を受け、当該電気信号を楽音信号として出力する楽音出力手段と、
   を具備することを特徴とするデータ受信装置。
9. 前記無線受信手段は、デジタル赤外線通信規格であるFast IrDA Physical Layer （ＦＩＲ）の物理層にのっとって前記リターンゼロのデジタル信号を無線で受信する赤外線受信手段であることを特徴とする請求項８記載のデータ受信装置。

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