JP2007067569A - 赤外線通信受信機 - Google Patents
赤外線通信受信機 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007067569A JP2007067569A JP2005248246A JP2005248246A JP2007067569A JP 2007067569 A JP2007067569 A JP 2007067569A JP 2005248246 A JP2005248246 A JP 2005248246A JP 2005248246 A JP2005248246 A JP 2005248246A JP 2007067569 A JP2007067569 A JP 2007067569A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse width
- audio signal
- communication receiver
- infrared communication
- receiving
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
- H04B10/11—Arrangements specific to free-space transmission, i.e. transmission through air or vacuum
- H04B10/114—Indoor or close-range type systems
- H04B10/1141—One-way transmission
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R2400/00—Loudspeakers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
- H04R2420/00—Details of connection covered by H04R, not provided for in its groups
- H04R2420/07—Applications of wireless loudspeakers or wireless microphones
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Abstract
【課題】 音声信号に基づいて駆動されるスピーカの音圧を下げるように調整することができる赤外線通信受信機を提供する。
【解決手段】 赤外線通信受信機100は、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信部2と、受信部2により受信した音声信号に基づいてスピーカ6を駆動するスピーカ駆動部5とを備え、受信部2は、音声信号を受信する受信ブロック3と、受信ブロック3により受信した音声信号のパルス幅を伸縮させるパルス幅伸縮部4とを有する。
【選択図】 図1
【解決手段】 赤外線通信受信機100は、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信部2と、受信部2により受信した音声信号に基づいてスピーカ6を駆動するスピーカ駆動部5とを備え、受信部2は、音声信号を受信する受信ブロック3と、受信ブロック3により受信した音声信号のパルス幅を伸縮させるパルス幅伸縮部4とを有する。
【選択図】 図1
Description
本発明は、赤外線通信受信機に関し、特に、音声データをワイヤレスで受信する赤外線通信受信機に関する。
近年、ディジタルの音声信号処理を行う機器の開発が活発に行われている。これに伴って、機器間の接続のためのディジタル音声信号技術もさかんに開発されている。また、携帯電話等機器が小型化されるに伴い、デバイスも小型化され、部品点数を減らす検討がなされている。
赤外線通信の世界標準規格であるIrDA(Infra−red Data Association)に基づいた赤外線通信デバイスにより、音声データを通信する際に、PDM(Pulse Density Modulation)変調された1bitデータ列を転送する方式が提案されている(例えば特許文献1参照)。
図10は、従来の赤外線通信受信機90を示すブロック図である。赤外線通信受信機90は、受信部92を備える。受信部92は、PDM変調された1bitデータ列により表される音声信号を赤外線により受信し、パルス幅拡張部94に与える。パルス幅拡張部94は、受信部92により与えられた音声信号のパルス幅を拡張してスピーカ駆動部95に与える。スピーカ駆動部95は、パルス幅拡張部94によってパルス幅が拡張された音声信号に基づいてスピーカ96を駆動する。
図11はパルス幅拡張部94の構成を示す回路図であり、図12はその動作を示す波形図である。パルス幅拡張部94は、トランジスタTr94と抵抗R94と容量C94とインバータInv94とを備える。トランジスタTr94のドレインと抵抗R94の一端と容量C94の一端とインバータInv94の入力側とは、ポイントAにおいて互いに結合されている。抵抗R94の他端は電源電圧Vddを与える端子に接続されており、容量C94の他端及びトランジスタTr94のソースは接地されている。
トランジスタTr94のゲートにパルス幅t_inを有する音声信号S94Aが入力されると、ポイントAにおいて発生する信号S94BとインバータInv94のしきい値電圧Vthとの交点に基づいて、パルス幅t_inよりも長いパルス幅t_outを伴う音声信号S94CがインバータInv94から出力される。
この場合、パルス幅は下記の式に従って拡張される。
パルス幅t_out = t_in + C×R×ln(Vdd/Vth)、
ここで、
t_in :入力音声信号S94Aのパルス幅、
Vth :インバータInv94のしきい値電圧Vth、
である。
ここで、
t_in :入力音声信号S94Aのパルス幅、
Vth :インバータInv94のしきい値電圧Vth、
である。
このように、パルス幅拡張部94において音声信号のパルス幅を拡張してパルスの密度を大きくすることにより、より大きな音圧を得ることができる。
図13は従来の単安定マルチバイブレータ97の構成を示す回路図であり、図14はその動作を示す波形図である。単安定マルチバイブレータ97は、音声信号が入力されるインバータInv91を備える。インバータInv91の出力側には、容量C93が接続されている。容量C93のインバータInv91と反対側にはインバータInv92と抵抗R93とが互いに並列に接続されている。抵抗R93の容量C93と反対側には電源電圧Vddを与える端子が接続されている。
インバータInv92の出力側には、トランジスタTr97と定電流源I97と容量C97と比較器Compとが設けられている。トランジスタTr97のドレインと定電流源I97の一端と容量C97の一端と比較器Compの非反転入力端子とは、ラインCによって互いに結合されている。定電流源I97の他端は電源電圧Vddを与える端子に接続されており、容量C97の他端及びトランジスタTr97のソースは接地されている。比較器Compの反転入力端子は定電圧源Vref1に接続されている。
パルス幅t_inを有する音声信号S97inがインバータInv91に入力されると、この音声信号S97inの入力パルスの立ち上がりエッジが検出されて、容量C93とインバータInv92とを接続するラインAを通ってインバータInv92にパルス信号S97Aが出力される。インバータInv92は、パルス信号S97Aに基づいてゲートパルスS97Bを生成してトランジスタTr97のゲートに出力する。そしてゲートパルスS97Bをスイッチとして、図14に示す波形の信号S97CがラインCを通って比較器Compの非反転入力端子に入力され、比較器Compは、信号S97Cを定電圧源Vref1と比較してパルス幅t_outを有する信号S97outを生成する。パルス幅t_outは、下記の式によって定まる。
パルス幅t_out = tg + C97×Vref1/I97、
ここで、
t_g :ゲートパルスS97Bのパルス幅、
C97 :容量、
Vref1 :定電圧、
I97 :定電流、
である。
ここで、
t_g :ゲートパルスS97Bのパルス幅、
C97 :容量、
Vref1 :定電圧、
I97 :定電流、
である。
図13に示す単安定マルチバイブレータ97は、IrDAデバイスにおいて受信した音声信号のパルス幅を安定化することができる。
また、出力信号の電圧変化に起因する不要パルスの発生を回避する受信回路が知られている(特許文献2参照)。
特開2004−135321号公報(平成16年4月30日公開)
特開2005−130088号公報(平成17年5月19日公開)
しかしながら、図13及び図14を参照して前述した単安定マルチバイブレータ97では、パルス幅を安定化することはできるが、パルス幅は一定であり、幅を広げたり狭めたりして調整することができないという問題がある。
また、図10〜図12を参照して前述した赤外線通信受信機90では、パルス幅は入力されたパルス幅よりも拡張されるのみであり、縮小することはできない。したがって、パルス幅を縮小してスピーカの音圧を下げることができないという問題がある。また、受信部92(IrDAデバイス)に加えて、パルス幅拡張部94が必要となるので、部品点数が増加し、小型化が困難であるという問題がある。
本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされたものであって、その目的は、音声信号に基づいて駆動されるスピーカの音圧を下げるように調整することができる赤外線通信受信機を提供することにある。
本発明の赤外線通信受信機は、上記課題を解決するために、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信手段と、前記受信手段により受信した前記音声信号に基づいてスピーカを駆動するスピーカ駆動手段とを備え、前記受信手段は、前記音声信号を受信する受信ブロックと、前記受信ブロックにより受信した前記音声信号のパルス幅を伸縮させるパルス幅伸縮手段とを有することを特徴としている。
上記構成によれば、パルス幅伸縮手段により、赤外線通信受信機の受信ブロックで受信した音声信号のパルス幅が伸縮される。即ち、従来技術のようにパルス幅を拡張するのみならず、パルス幅を圧縮することができ、従って、スピーカの音圧を上げるのみならず、音圧を下げることもできる。
また、パルス幅伸縮手段は集積回路化して受信手段内に設けることができるので、部品点数を削減することができる。具体的には、従来技術における受信手段とパルス幅拡張手段とスピーカ駆動手段とスピーカという4点構成に比較して、パルス幅伸縮手段を集積回路化した受信手段とスピーカ駆動手段とスピーカという3点構成となり、部品点数を削減できる。
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記音声データは、PDM変調された1bitデータ列からなり、音声データ受信時とIrDAデータ受信時とでモードを切り換えるモード切換えスイッチをさらに備え、前記パルス幅伸縮手段は、前記モード切換えスイッチにより音声データ受信時モードに切り換えられたときに、前記音声信号のパルス幅を伸縮させることが好ましい。
この構成によれば、1個のデバイスにより、音声データとIrDAデータとの双方を受信可能である。
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記パルス幅伸縮手段は、容量、電圧及び電流のうちの少なくとも1つが可変になっている単安定マルチバイブレータにより構成されることが好ましい。
この構成によれば、簡単な構成により音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用可変電圧供給回路を有することが好ましい。
この構成によれば、可変抵抗と電流源と比較器という簡単な構成の調整用可変電圧供給回路を有する単安定マルチバイブレータにより、音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用可変電流供給回路を有することが好ましい。
この構成によれば、可変抵抗と2個のトランジスタという簡単な構成の調整用可変電流供給回路を有する単安定マルチバイブレータにより、音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用容量を有することが好ましい。
この構成によれば、簡単な構成の単安定マルチバイブレータにより、音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
また、本発明の赤外線通信受信機では、前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用トリミング回路を有することが好ましい。
この構成によれば、トリミングにより音声信号のパルス幅を伸縮させることができる。
本発明の赤外線通信受信機は、以上のように、受信ブロックにより受信した音声信号のパルス幅を伸縮させるパルス幅伸縮手段を備えている。
それゆえ、音声信号に基づいて駆動されるスピーカの音圧を下げるように調整することができる赤外線通信受信機を提供できるという効果を奏する。
(実施の形態1)
本発明の一実施形態について図1ないし図8に基づいて説明すれば、以下の通りである。図1は、本発明における赤外線通信受信機100の実施の一形態を示すブロック図である。赤外線通信受信機100は、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信部2を備えている。受信部2は、受信ブロック3とパルス幅伸縮部4とを有している。受信ブロック3には、赤外線LED13と電圧比較器14と比較レベル発生回路15とが設けられている。
本発明の一実施形態について図1ないし図8に基づいて説明すれば、以下の通りである。図1は、本発明における赤外線通信受信機100の実施の一形態を示すブロック図である。赤外線通信受信機100は、音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信部2を備えている。受信部2は、受信ブロック3とパルス幅伸縮部4とを有している。受信ブロック3には、赤外線LED13と電圧比較器14と比較レベル発生回路15とが設けられている。
赤外線通信受信機100には、スピーカ駆動部5が設けられている。スピーカ駆動部5は、受信部2により受信した音声信号に基づいてスピーカ6を駆動する。
赤外線通信受信機100は、例えばIrDA受信用デバイスであり、通信レート1.152Mbps(MIR)、パルス幅(1/4)×T、T=868nsecの仕様、または、通信レート4Mbps(FIR)、パルス幅(1/4)×T、T=500nsecの仕様で受信するIrDA受信用デバイスであることが好適である。通信レート2.4kbps〜115.2kbps(SIR)、パルス幅(3/16)×T、T=8.68μsec〜104μsecの仕様で受信するIrDA受信用デバイスであってもよい。
図2は、パルス幅伸縮部4の構成を示す回路図である。パルス幅伸縮部4は、単安定マルチバイブレータ7によって構成されている。単安定マルチバイブレータ7は、音声信号が入力されるインバータInv1を備える。インバータInv1の出力側には、容量C3が接続されている。容量C3のインバータInv1と反対側にはインバータInv2と抵抗R3とが互いに並列に接続されている。抵抗R3の容量C3と反対側には電源電圧Vddを与える端子が接続されている。
インバータInv2の出力側には、トランジスタTrと、可変電流I1を供給する調整用可変電流供給回路9と、可変容量C1を有する可変コンデンサ10と、比較器Comp1とが設けられている。トランジスタTrのドレインと調整用可変電流供給回路9の一端と可変コンデンサ10の一端と比較器Comp1の非反転入力端子とは、ラインCによって互いに結合されている。調整用可変電流供給回路9の他端は電源電圧Vddを与える端子に接続されており、可変コンデンサ10の他端及びトランジスタTrのソースは接地されている。比較器Comp1の反転入力端子は可変電圧Vref2を供給する調整用可変電圧供給回路8に接続されている。
図3は、調整用可変電圧供給回路8の構成を示す回路図である。調整用可変電圧供給回路8は、比較器Comp2を有している。比較器Comp2の非反転入力端子には、定電流Irefを供給する定電流源と、可変抵抗VR1とが互いに並列に接続されている。定電流源の比較器Comp2と反対側には、電源電圧Vddを与える端子が接続されている。可変抵抗VR1の比較器Comp2と反対側は接地されている。比較器Comp2の出力は、その反転入力端子に接続されている。
比較器Comp2から出力される可変電圧Vref2は、下記の式により定められる。
Vref2 = Iref×VR1
ここで、
Iref:定電流、
VR1 :可変抵抗、
このように、Irefを定電流とし、可変抵抗VR1を変化させることにより可変電圧Vref2の調整が可能である。
ここで、
Iref:定電流、
VR1 :可変抵抗、
このように、Irefを定電流とし、可変抵抗VR1を変化させることにより可変電圧Vref2の調整が可能である。
図4は、調整用可変電流供給回路9の構成を示す回路図である。調整用可変電流供給回路9は、互いのゲートが接続された2個のトランジスタM1・M2を備えている。トランジスタM1・M2のソースは、電源電圧Vddを与える端子にそれぞれ接続されている。トランジスタM1のドレイン及びゲートとトランジスタM2のゲートとは、可変抵抗VR2に接続されている。可変抵抗VR2のトランジスタM1と反対側は接地されている。
トランジスタM2のドレインから供給される可変電流I1は、下記の式により定められる。
I1 = (Vdd−Vgs1)/VR2、
ここで、
Vgs1:トランジスタM1のゲートとソースとの間の電圧、
である。
ここで、
Vgs1:トランジスタM1のゲートとソースとの間の電圧、
である。
このように、可変抵抗VR2を変化させることにより、可変電流I1の調整が可能である。
図5は、パルス幅伸縮部4を構成する単安定マルチバイブレータ7の動作を説明するための波形図である。パルス幅t_inを有する音声信号S7inがインバータInv1に入力されると、容量C3と抵抗R3とにより構成されたハイパスフィルタにより、この音声信号S7inの入力パルスの立ち上がりエッジが検出されて、パルス信号S7AがラインAを通ってインバータInv2に出力される。インバータInv2は、パルス信号S7Aに基づいてゲートパルスS7Bを生成してトランジスタTrのゲートに出力する。そしてゲートパルスS7Bをスイッチとして、図5に示す信号S7CがラインCを通って比較器Comp1の非反転入力端子に入力され、比較器Comp1は、信号S7Cを可変電圧Vref2と比較してパルス幅t_outを有する信号S7outを生成する。信号S7outのパルス幅t_outは、下記の式によって定まる。
パルス幅t_out = tg + C1×Vref2/I1、
ここで、
tg :ゲートパルスS7Bのパルス幅、
C1 :調整用可変容量、
Vref2 :調整用可変電圧、
I1 :調整用可変電流、
である。
ここで、
tg :ゲートパルスS7Bのパルス幅、
C1 :調整用可変容量、
Vref2 :調整用可変電圧、
I1 :調整用可変電流、
である。
可変電圧Vref2を変化させると、信号S7Cとの交点が移動し、信号S7outのパルス幅t_outを調整することができる。例えば、手動のボリューム調整つまみにより、可変電圧Vref2を減少させると、信号S7Cとの交点が図5において左下側に移動し、その結果、信号S7outのパルス幅t_outを縮小させることができる。可変電圧Vref2を増大させると、信号S7Cとの交点が図5において右上側に移動し、その結果、パルス幅t_outを拡大することができる。
また、可変電流I1と可変容量C1とのいずれかを変化させることによって、信号S7Cの波形の傾きを変化させることができ、信号S7Cと可変電圧Vref2との交点を移動させて、パルス幅t_outを伸縮させることができる。
例えば、可変電流I1を増大させると、信号S7Cの傾きが増大し、信号S7Cと可変電圧Vref2との交点が図5において左側に移動する結果、パルス幅t_outを縮小させることができる。可変電流I1を減少させると、信号S7Cの傾きが減少し、可変電圧Vref2との交点が右側に移動する結果、パルス幅t_outを拡大することができる。
また、可変容量C1を増大させると、信号S7Cの傾きが減少し、可変電圧Vref2との交点が右側に移動する結果、パルス幅t_outを拡大することができる。可変容量C1を減少させると、信号S7Cの傾きが増大し、可変電圧Vref2との交点が左側に移動する結果、パルス幅t_outを縮小させることができる。
このように、可変容量C1、可変電流I1及び可変電圧Vref2のいずれかを変化させることにより信号S7outのパルス幅t_outを調整することができる。
また、上式の第1項のtgは、第2項のC1×Vref2/I1に比べて、通常無視できる程度に小さい。この場合、パルス幅t_outは可変容量C1、可変電圧Vref2に対して比例関係となるので、パルス幅の調整が容易になる。
本実施の形態によれば、単安定マルチバイブレータ7に入力される音声信号S7inのパルス幅t_inよりも狭いパルス幅を出力することが可能であるため、音圧を下げる方向にも音声信号を調整することができる。
図6は、パルス幅伸縮部4の単安定マルチバイブレータ7に設けられた調整用トリミング回路18の構成を示す回路図である。調整用可変電圧供給回路8の可変抵抗VR1、及び調整用可変電流供給回路9の可変抵抗VR2は、この調整用トリミング回路18によって構成することができる。調整用トリミング回路18によれば、トリミングビット数nに応じて、
R×2n、
によって表される抵抗値が得られる。トリミング素子trim1・trim2・trim3・trim4・trim5・trim6に対して、(on,off,on,off,on,off)で調整した場合、調整用トリミング回路18の抵抗値は、
2R+8R+32R=42R、
となる。
R×2n、
によって表される抵抗値が得られる。トリミング素子trim1・trim2・trim3・trim4・trim5・trim6に対して、(on,off,on,off,on,off)で調整した場合、調整用トリミング回路18の抵抗値は、
2R+8R+32R=42R、
となる。
ここでは、onの場合トリミング素子はショートされ、offの場合トリミング素子はオープンとする。
ICに内蔵できるトリミング素子のためのトリミング方法として、ポリシリコンレーザートリミング,ポリシリコン溶断トリミング,ツェナーザップダイオードトリミング等の方法が知られている。
図7はパルス幅伸縮部4を構成する単安定マルチバイブレータの他の実施の形態を示す回路図であり、図8はその動作を説明するための波形図である。図2及び図5において前述した構成要素と同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明は省略する。
単安定マルチバイブレータ7Aは、誤動作防止用回路12を有している。誤動作防止用回路12には、トランジスタTr7と定電流源I2と容量C7と比較器Comp7とインバータInv7とが設けられている。トランジスタTr7のドレインと定電流源I2の一端と容量C7の一端と比較器Comp7の反転入力端子とは、ラインDによって互いに結合されている。定電流源I2の他端は電源電圧Vddを与える端子に接続されており、容量C7の他端及びトランジスタTr7のソースは接地されている。比較器Comp7の非反転入力端子は定電圧源Vref3に接続されている。トランジスタTr7のゲートには、パルス幅t_inを有する音声信号S7inが入力される。
容量C3及び抵抗R3とインバータInv2との間には、インバータInv8とNAND回路19とがこの順番に設けられている。インバータInv8の出力端子は、NAND回路19の一方の入力端子に接続されており、誤動作防止用回路12に設けられたインバータInv7の出力端子は、NAND回路19の他方の入力端子に接続されている。
パルス幅t_inを有する音声信号S7inが誤動作防止用回路12のトランジスタTr7のゲートに入力されると、図8に示す信号S7DがラインDを通って比較器Comp7の反転入力端子に入力され、比較器Comp7は、信号S7Dを定電圧源Vref3と比較してパルス幅t_stopを有する信号S7Eを生成してNAND回路19の他方の端子に供給する。このため、ゲートパルスS7Bの出力後、一定期間(パルス幅t_stopの期間)誤動作を防止することができる。
このように構成された単安定マルチバイブレータ7Aでも、可変容量C1、可変電流I1及び可変電圧Vref2のいずれかを変化させることによりパルス幅t_outを伸縮させることができる。
図9は、赤外線通信受信機の他の実施の形態を示すブロック図である。図1を参照して前述した構成要素と同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明は省略する。
赤外線通信受信機100Aの受信部2Aは、識別部16を有している。識別部16は、受信ブロック3によって受信されたデータが、PDM変調された1bitデータ列であるか、IrDAデータであるかを識別する。受信部2Aにはモード切換スイッチ17が設けられている。モード切換スイッチ17は、識別部16による識別結果に基づいて、受信ブロック3に設けられた電圧比較器14の出力先を切り換える。受信されたデータがPDM変調された1bitデータ列であると識別部16により識別されたときは、モード切換スイッチ17は電圧比較器14の出力先をパルス幅伸縮部4に切換える。IrDAでは、データ転送の前にプリアンプル期間があり、そのプリアンプル期間でデバイスの認識等を行っている。IrDAデータであるか否かは、プリアンプル期間で認識できる。“PDM変調された1bitデータ列”では、プリアンプル期間に認識できないため、IrDAデータとは区別可能である。
このように、音声データ通信時とIrDAデータ通信時との間でモードを切り換えるモード切換えスイッチ17を備えることにより、1つの受信デバイスで音声データとIrDAデータとの両方を受信することができる。
本実施の形態では、IrDA受信用デバイスの例を示したが、本発明はこれに限定されない。例えば赤外線リモコン受信用デバイスに対しても本発明を適用することができる。赤外線リモコン受信用デバイスでは、通信レートは1kbps以下であり、パルス幅は送信コードに応じて異なる。
また、パルス幅伸縮部4の単安定マルチバイブレータ7において、容量と電流と電圧とのすべてが可変になっている構成例を示したが、本発明はこれに限定されない。容量と電流と電圧との少なくとも1つが可変になっているように構成すればよい。
なお、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
本発明は、赤外線通信受信機に適用することができ、特に、音声データをワイヤレスで受信する赤外線通信受信機に適用することができる。
1 赤外線通信受信機
2 受信部(受信手段)
3 受信ブロック
4 パルス幅伸縮部(パルス幅伸縮手段)
5 スピーカ駆動部(スピーカ駆動手段)
6 スピーカ
7 単安定マルチバイブレータ
8 調整用可変電圧供給回路
9 調整用可変電流供給回路
10 調整用容量
11 調整用トリミング回路
12 誤動作防止用回路
13 赤外線LED
16 識別部
17 モード切換スイッチ
2 受信部(受信手段)
3 受信ブロック
4 パルス幅伸縮部(パルス幅伸縮手段)
5 スピーカ駆動部(スピーカ駆動手段)
6 スピーカ
7 単安定マルチバイブレータ
8 調整用可変電圧供給回路
9 調整用可変電流供給回路
10 調整用容量
11 調整用トリミング回路
12 誤動作防止用回路
13 赤外線LED
16 識別部
17 モード切換スイッチ
Claims (7)
- 音声データを表す音声信号を赤外線により受信する受信手段と、
前記受信手段により受信した前記音声信号に基づいてスピーカを駆動するスピーカ駆動手段とを備え、
前記受信手段は、前記音声信号を受信する受信ブロックと、
前記受信ブロックにより受信した前記音声信号のパルス幅を伸縮させるパルス幅伸縮手段とを有することを特徴とする赤外線通信受信機。 - 前記音声データは、PDM変調された1bitデータ列からなり、
音声データ受信時とIrDAデータ受信時とでモードを切り換えるモード切換えスイッチをさらに備え、
前記パルス幅伸縮手段は、前記モード切換えスイッチにより音声データ受信時モードに切り換えられたときに、前記音声信号のパルス幅を伸縮させる請求項1記載の赤外線通信受信機。 - 前記パルス幅伸縮手段は、容量、電圧及び電流のうちの少なくとも1つが可変になっている単安定マルチバイブレータにより構成される請求項1記載の赤外線通信受信機。
- 前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用可変電圧供給回路を有する請求項3記載の赤外線通信受信機。
- 前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用可変電流供給回路を有する請求項3記載の赤外線通信受信機。
- 前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用容量を有する請求項3記載の赤外線通信受信機。
- 前記単安定マルチバイブレータは、前記音声信号のパルス幅を伸縮させるための調整用トリミング回路を有する請求項3記載の赤外線通信受信機。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005248246A JP2007067569A (ja) | 2005-08-29 | 2005-08-29 | 赤外線通信受信機 |
US11/508,259 US7864928B2 (en) | 2005-08-29 | 2006-08-23 | Infrared communication receiver |
CNA2006101219079A CN1925368A (zh) | 2005-08-29 | 2006-08-29 | 红外线通信接收机 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005248246A JP2007067569A (ja) | 2005-08-29 | 2005-08-29 | 赤外線通信受信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007067569A true JP2007067569A (ja) | 2007-03-15 |
Family
ID=37804248
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005248246A Pending JP2007067569A (ja) | 2005-08-29 | 2005-08-29 | 赤外線通信受信機 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7864928B2 (ja) |
JP (1) | JP2007067569A (ja) |
CN (1) | CN1925368A (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
TWI500276B (zh) * | 2010-03-22 | 2015-09-11 | Unwired Technology Llc | 雙模編碼器、包括此編碼器之系統、及用以產生紅外線信號之方法 |
US9748943B2 (en) | 2015-08-13 | 2017-08-29 | Arm Ltd. | Programmable current for correlated electron switch |
US9851738B2 (en) * | 2015-08-13 | 2017-12-26 | Arm Ltd. | Programmable voltage reference |
US9979385B2 (en) | 2015-10-05 | 2018-05-22 | Arm Ltd. | Circuit and method for monitoring correlated electron switches |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3800273A (en) * | 1970-05-06 | 1974-03-26 | Us Navy | Portable sonar system |
JPH03117912A (ja) | 1989-09-29 | 1991-05-20 | Mitsubishi Electric Corp | パルス発生回路 |
JPH04101521A (ja) | 1990-08-21 | 1992-04-03 | Fujitsu Ltd | ページング受信機 |
JPH07254719A (ja) | 1994-03-16 | 1995-10-03 | Fujitsu Ltd | 半導体装置及び半導体装置の素子値調整方法 |
JP3140915B2 (ja) | 1994-07-29 | 2001-03-05 | シャープ株式会社 | スイッチングレギュレータ |
JP2002296023A (ja) | 2001-03-30 | 2002-10-09 | Yokogawa Electric Corp | 超音波ポテンシオメータ |
CN1496076A (zh) | 2002-09-18 | 2004-05-12 | �ձ����ŵ绰��ʽ���� | 数据通信方法,数据发射设备,数据接收设备和数据发射程序 |
JP3866232B2 (ja) | 2002-09-18 | 2007-01-10 | 日本電信電話株式会社 | データ通信方法,データ送信装置およびデータ受信装置,ならびにデータ送信プログラム |
JP4246030B2 (ja) | 2003-10-22 | 2009-04-02 | シャープ株式会社 | 赤外線受信回路,電子機器および赤外線受信方法 |
-
2005
- 2005-08-29 JP JP2005248246A patent/JP2007067569A/ja active Pending
-
2006
- 2006-08-23 US US11/508,259 patent/US7864928B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2006-08-29 CN CNA2006101219079A patent/CN1925368A/zh active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20070047961A1 (en) | 2007-03-01 |
US7864928B2 (en) | 2011-01-04 |
CN1925368A (zh) | 2007-03-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6144222A (en) | Programmable LED driver | |
US6900663B1 (en) | Low voltage differential signal driver circuit and method | |
JP4245571B2 (ja) | 充電制御回路及び充電装置 | |
JP4139800B2 (ja) | Agc回路 | |
US7554360B1 (en) | High speed level shifter circuit in advanced CMOS technology | |
US7227413B1 (en) | Audio amplification device with antipop circuitry | |
US20060188048A1 (en) | Clock Extracting Circuit | |
JP2007067569A (ja) | 赤外線通信受信機 | |
TW201351881A (zh) | 限制輸出高電壓之混合型晶片上調節器 | |
JP2004350273A (ja) | 電圧モード電流補助式プリエンファシスドライバ | |
JP2005006486A (ja) | パルス幅変調(pwm)バッファ回路 | |
JP2008271224A (ja) | 出力回路 | |
JP4566692B2 (ja) | 発光ダイオード駆動装置及びそれを備えた光伝送装置 | |
JP4958434B2 (ja) | 電圧選択回路 | |
CN107408926A (zh) | 具有自适应开关频率的包络跟踪电路和方法 | |
JP5933466B2 (ja) | 電流出力回路および無線通信装置 | |
JP4097149B2 (ja) | 差動駆動回路およびそれを内蔵する電子機器 | |
JP3928728B2 (ja) | デジタルアンプ | |
KR20060123921A (ko) | 카메라의 렌즈 구동 장치 | |
JP2006060320A (ja) | 差動信号駆動回路及び差動信号駆動方法 | |
JP2007258888A (ja) | 増幅回路 | |
JP2008301083A (ja) | 差動信号生成回路 | |
JP4467959B2 (ja) | デジタルスイッチ、およびレベル変換デジタルスイッチ | |
CN103532470A (zh) | 用于驱动音圈电机的装置和方法 | |
CN109635943B (zh) | 数模混合神经元电路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20081216 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20090414 |