JP3788324B2

JP3788324B2 - 高周波信号受信装置

Info

Publication number: JP3788324B2
Application number: JP2001351449A
Authority: JP
Inventors: 明藤島; 利浩古澤; 春樹大脇; 一平神野
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-11-16
Filing date: 2001-11-16
Publication date: 2006-06-21
Anticipated expiration: 2021-11-16
Also published as: JP2003152580A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、１チャンネル中に複数のセグメントを含むデジタル放送波を受信する高周波信号受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の高周波信号受信装置は図９に示すように、１チャンネル中に複数のセグメントを含むデジタル放送波が入力する入力端子１と、この入力端子１に入力された信号が接続された高周波増幅器２と、この高周波増幅器２の出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力にはＰＬＬ回路３にループ接続された局部発振器４の出力信号が接続された混合器５と、この混合器５から出力される第１の中間周波数を通過させるフィルタ６と、このフィルタ６の出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力にはＰＬＬ回路７にループ接続された局部発振器８の出力が供給される混合器９と、この混合器９から出力される第２の中間周波数が供給される出力端子１０と、ＰＬＬ回路３に選局データを与えるデータ端子１１と、ＰＬＬ回路３と７に夫々基準周波数を供給する水晶振動子１２、１３から構成されていた。
【０００３】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。入力端子１には、図１０（ａ）に示されるように略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚのデジタル放送波が入力される。このデジタル放送波１５は局部発振器４の出力と混合器５で混合されて図１０（ｂ）に示されるように１２０５ＭＨｚの中間周波数１６に変換される。即ち選局される訳である。
【０００４】
そして、この混合器５からの出力された中間周波数１６はフィルタ６を介して次の混合器９で局部発振器８の出力と混合されて図１０（ｃ）に示すように４ＭＨｚに固定された中間周波数１７に変換される。なお、ここで図１０における横軸１８は周波数（ＭＨｚ）である。
【０００５】
ここで、デジタル放送波１５のうち中心周波数が１９０ＭＨｚであるＣＨ７は図１１に示すように、１チャンネル１９中に、８セグメント含まれたデジタル放送波であり、夫々のセグメントに夫々異なる音声や音楽放送が含まれている。この場合そのバンド幅２０は４ＭＨｚである。また、４７０から７７０ＭＨｚを用いて送信する映像波を含むチャンネル２１においては、図１２に示すように、そのバンド幅２２は６ＭＨｚであり、この帯域内の１チャンネル中には１３のセグメントを含んでいる。そして、その中心の１セグメントは音声か或いは音楽放送である。このようにどちらのデジタル放送波１５も受信できるように、中間周波数を通過させるフィルタ６の帯域幅は６ＭＨｚとしていた。
【０００６】
また、既存のアナログ放送波に対して妨害を与えないようにするため、空ＣＨを使うデジタル放送波の送信電力は下げて送信されるものであり、デジタル放送波を受信時にはアナログ放送波が隣接に存在することになり妨害をうけることになり、結果としてＢＥＲ劣化となり正しい受信ができなくなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の構成においては、デジタルテレビジョン放送もデジタル音声放送も夫々全てを処理するにはフィルタ６のバンド幅は妥当であった。しかし、この中で、例えば音声だけの１セグメントのみを専用に受信したい受信装置も要望されている。
【０００８】
このような１セグメントのみ受信する受信装置において、その中間周波数のフィルタ６の帯域を６ＭＨｚとすると、混合器９には必要以上に余分な信号が入力され歪みが発生するという問題があった。
【０００９】
また、既存のアナログ放送波に対して妨害を与えないようにするため、空ＣＨを使うデジタル放送波の送信電力は下げて送信されるものであり、デジタル放送波を受信時にはアナログ放送波が隣接に存在することになり妨害をうけることになる。さらに、デジタル放送が普及した時には、近くに強いデジタル放送波があって遠くの弱いデジタル放送波を受信する時も例えば隣接ＣＨによる妨害が発生してしまう。結果としてＢＥＲ劣化となり正しい受信ができなくなるという問題があった。
【００１０】
本発明は、このような問題点を解決するもので、歪みの少ない高周波信号受信装置を提供することを目的としたものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の高周波信号受信装置は、バンドパスフィルタには１セグメントのバンド幅を通過させるＳＡＷフィルタを用い、このＳＡＷフィルタの前後の少なくとも一方とグランド間にインダクタとコンデンサの直列回路で形成されるとともに隣接チャンネルから受ける妨害を除去するトラップフィルタを設け、前記１チャンネル中に含まれる受信希望セグメントの周波数が前記混合器から出力される予め定められた前記中間周波数になるように前記局部発振器の発振周波数を制御する中間周波数制御手段とが設けられたものである。これにより、歪みを少なくすることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、１チャンネル中に複数セグメントを含むデジタル放送波の内、１セグメントのみを受信する高周波信号受信装置であって、前記高周波信号受信装置は、前記デジタル放送波が入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力にはＰＬＬ回路にループ接続された局部発振器の出力信号が供給される混合器と、この混合器から出力される中間周波数が供給されるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタの出力が供給される出力端子とを備え、前記バンドパスフィルタには前記１セグメントのバンド幅を通過させるＳＡＷフィルタを用い、このＳＡＷフィルタの前後の少なくとも一方とグランド間にインダクタとコンデンサの直列回路で形成されるとともに隣接チャンネルから受ける妨害を除去するトラップフィルタを設け、前記１チャンネル中に含まれる受信希望セグメントの周波数が前記混合器から出力される予め定められた前記中間周波数になるように前記局部発振器の発振周波数を制御する中間周波数制御手段とが設けられた高周波信号受信装置であり、バンドパスフィルタには１セグメントのバンド幅を通過させるＳＡＷフィルタを用い、このＳＡＷフィルタの前後の少なくとも一方とグランド間にインダクタとコンデンサの直列回路で形成されるとともに隣接チャンネルから受ける妨害を除去するトラップフィルタを設けて通過帯域幅を狭くしているので、次段以降へ伝達される信号エネルギーは少なくなる。従って、歪みを低減することができる。また、次段以降への信号のパワーは少なくなるので、その分省電力化が図れる。従って、携帯機器等に使用すれば電池寿命を長くすることができる。
【００１３】
また、バンドパスフィルタのバンド幅が狭くなるので、隣接チャンネルから受ける妨害が少なくなる。
【００１４】
また、バンドパスフィルタは、ＳＡＷフィルタを用いているので、小型化が実現できるとともに、隣接信号の減衰量を大きくとることができる。
【００２０】
請求項２に記載の発明のトラップフィルタを構成するコンデンサは、バリキャップダイオードを用い、このバリキャップダイオードに外部からの電圧の印加でキャパシタンス値を調整する請求項１に記載の高周波信号受信装置であり、外部からの電圧でバリキャップダイオードのキャパシタンス値を調整するので、たとえ組立後であったとしても外部からの調整も可能となる。
【００２６】
請求項３に記載の発明は、１チャンネル中に複数セグメントを含むデジタル放送波の内、１セグメントのみを受信する高周波信号受信装置であって、前記高周波信号受信装置は、前記デジタル放送波が入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１のＰＬＬ回路にループ接続された第１の局部発振器の出力信号が供給される第１の混合器と、この第１の混合器から出力される第１の中間周波数が供給されるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタの出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第２のＰＬＬ回路にループ接続された第２の局部発振器の出力が供給される第２の混合器と、この第２の混合器から出力される第２の中間周波数が供給される出力端子とを備え、前記第２の局部発振器と前記第２の混合器との間に接続されるとともに前記第２の混合器に近づけて配置された分周器と、前記第１、第２のＰＬＬ回路に接続された一つの水晶発振子と、前記バンドパスフィルタの前後の少なくとも一方とグランド間にインダクタとコンデンサの直列回路で形成されるとともに隣接チャンネルから受ける妨害を除去するトラップフィルタとを設け、前記バンドパスフィルタには前記１セグメントのバンド幅を通過させるＳＡＷフィルタを用い、前記デジタル放送波の周波数より前記第１の中間周波数を低く設定するとともに、この第１の中間周波数より前記第２の中間周波数は更に低く設定し、受信希望の前記１セグメントの周波数が前記第１の混合器から出力される予め定められた前記第１の中間周波数になるように前記第１の局部発振器の発振周波数を制御する中間周波数制御手段とが設けられた高周波信号受信装置であり、バンドパスフィルタ幅はＳＡＷフィルタを用いて狭くしているので、次段以降へ伝達される信号エネルギーは少なくなる。従って、歪みを低減することができる。また、次段以降への信号のパワーは少なくなるので、その分省電力化が図れる。従って、携帯機器等に使用すれば電池寿命を長くすることができる。
【００２７】
また、バンドパスフィルタのバンド幅が狭くなるので、隣接チャンネルから受ける妨害が少なくなる。
【００２８】
更にまた、デジタル放送波の周波数より第１の中間周波数を高く設定しているので、使用部品の高周波特性の範囲で余裕をもって使用することができ、低価格が実現できるとともに、ＮＦ性能の良い高周波信号受信装置を得ることができる。
【００３２】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００３３】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における高周波信号受信装置のブロック図である。図１において、本発明の高周波信号受信装置は、略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚのデジタル放送波が入力される入力端子３１と、この入力端子３１に接続された増幅器３２と、この増幅器３２の出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力にはＰＬＬ回路３３にループ接続された局部発振器３４の出力が接続された混合器３５と、この混合器３５の出力に接続されるとともに第１の中間周波数を通過させるバンドパスフィルタ３６と、このバンドパスフィルタ３６の出力が一方の入力に接続されるとともに他方の入力にはＰＬＬ回路３７にループ接続された局部発振器３８の出力が接続された混合器３９と、この混合器３９の出力には第２の中間周波数が供給される出力端子４０が接続されている。
【００３４】
また、ＰＬＬ回路３３と３７はともに一つの水晶発振子４１に接続されるとともにマイクロコンピュータ４２に接続されている。そして、このマイクロコンピュータ４２はデータ端子４３に接続されている。
【００３５】
ここで、入力端子３１に入力されるデジタル放送波４５の周波数は図２（ａ）に示すように略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚであり、混合器３５から出力される第１の中間周波数は、図２（ｂ）の４６に示すように１２０５ＭＨｚと入力信号より高く設定している。
【００３６】
ここで、第１の中間周波数は局部発振器３４の出力周波数をＰＬＬ回路３３を介してマイクロコンピュータ４２で制御することにより、チャンネル選局するとともに、同一チャンネル内において、受信を希望するセグメントの周波数が第１の中間周波数１２０５ＭＨｚになるように、局部発振器３４の発振周波数を設定している。この第１の中間周波数は局部発振器３４と、ＰＬＬ回路３３と、マイクロコンピュータ４２で、本発明でいう中間周波数設定手段を形成している。
【００３７】
また、混合器３９から出力される第２の中間周波数は、図２（ｃ）の４７に示すように略４ＭＨｚに設定されている。
【００３８】
ここで、第２の中間周波数は局部発振器３８の出力周波数をＰＬＬ回路３７を介してマイクロコンピュータ４２で制御することにより、４ＭＨｚになるように、局部発振器３８の発振周波数を設定している。
【００３９】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。入力端子３１には、図２（ａ）に示すように略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚのデジタル放送波が入力される。このデジタル放送波４５は局部発振器３４の出力と混合器３５で混合されて図２（ｂ）に示すように１２０５ＭＨｚの中間周波数４６に変換される。即ち選局される訳である。
【００４０】
そして、この混合器３５からの出力された中間周波数４６はフィルタ３６を介して次に混合器３９で局部発振器３８から出力される信号と混合されて図２（ｃ）に示すように４ＭＨｚの中間周波数４７に変換される。
【００４１】
なお、本実施の形態では、混合器３９の出力を４ＭＨｚとしたが、これは４ＭＨｚに限ることなく２ＭＨｚでも１ＭＨｚであってもよい。
【００４２】
ここで、バンドパスフィルタ３６のバンド幅５０は、図３に示すように０．４３ＭＨｚにしている。これは、図１１或いは図１２に示したデジタル放送波の内、１セグメントのみ取り出すためである。このようにして、受信希望セグメントのみ抽出するので、以降の回路に余分なエネルギーが供給されることは無く、歪みが少なくなる。
【００４３】
なお、このバンドパスフィルタ３６のバンド幅５０は、部品のバラツキや外部温度変化も考慮して、３セグメント幅（略１．５ＭＨｚ）にすることにより、安定した性能が得られる。この場合の混合器３９から出力されるバンドパスフィルタ３６の出力波形を図４に示す。
【００４４】
図４（ａ）は、３セグメント目５２を選局した場合である。即ち３セグメント目５２の中心周波数を中間周波数１２０５ＭＨｚになるように、マイクロコンピュータ４２で局部発振器３４の出力周波数を制御している。
【００４５】
５３は隣接するアナログ放送波の音声信号である。このようにバンド幅の狭い狭帯域のバンドパスフィルタ３６を用いているので、妨害信号である音声信号５３を充分小さくすることができる。
【００４６】
図４（ｂ）は、２セグメント目５４を選局した場合であり、図４（ｃ）は１セグメント目５５を選んだ場合である。１セグメント目５５を選んだ場合は、バンドパスフィルタ３６による隣接チャンネルの減衰効果は少なく、妨害信号である音声信号５３のレベルは高くなる。しかし、この場合においても従来のバンドパスフィルタ６の場合と同じである。その他のセグメントを選局した場合は、順次バンドパスフィルタ３６に狭帯域フィルタを用いた効果が現れるようになる。
【００４７】
本実施の形態におけるバンドパスフィルタ３６はＳＡＷ（表面弾性波）フィルタを用いたが、これはＳＡＷフィルタのみに限ることは無く、コンデンサとインダクタで構成されたバンドパスフィルタであっても良い。また、このバンドパスフィルタの前後か或いはどちらか一方にパターンで形成されたインダクタとコンデンサの直列回路を用いたトラップフィルタを設けても良い。図５と図６は、第１中間周波フィルタ（実施の形態１では、バンドパスフィルタ３６に該当する）６０の入力にトラップフィルタを挿入した例である。図５において、入力６１と出力６２との間にバンドパスフィルタ６０が接続されている。そしてこのバンドパスフィルタ６０の入力側とグランドとの間にパターンで形成されたインダクタ６３とコンデンサ６４が直列接続されてトラップフィルタを形成している。インダクタ６３に形成された調整部６５をレーザトリミングすることにより、トラップ周波数を調整するものである。
【００４８】
また、図６は、トラップフィルタの他の例であり、入力６１と出力６２との間にバンドパスフィルタ６０が接続されている。そしてこのバンドパスフィルタ６０の入力側とグランドとの間に、パターンで形成されたインダクタ６６と、固定コンデンサ６７と、バリキャップダイオード６８が直列接続されてトラップフィルタを形成している。６９は抵抗であり、端子７０からバリキャップダイオード６８に電圧を供給して、トラップ周波数を調整するものである。
【００４９】
ここで、図５、図６に用いるインダクタ６３或いは６６の値は略６ｎＨであり、コンデンサ６４は３ｐＦとして、略１．２ＧＨｚのトラップフィルタとしている。なお、このとき用いたプリント基板の厚さは１．１６４ｍｍであり、比誘電率は４．４であるので、インダクタ６３、６６の長さは８ｍｍ、幅は０．３ｍｍとなる。
【００５０】
以上のように、本実施の形態によれば、バンドパスフィルタ３６のバンド幅は複数セグメントの全体幅より狭くしているので、次段以降への信号エネルギーは少なくなり、歪みを低減することができる。また、次段以降へ伝達される信号のパワーは少なくなるので、その分省電力化が図れる。従って、携帯機器等に使用すれば電池寿命を長くすることができる。
【００５１】
また、バンドパスフィルタ３６のバンド幅が狭くなるので、隣接チャンネルから受ける妨害が少なくなる。
【００５２】
また、デジタル放送波の周波数４５より第１の中間周波数４６を高く設定しているので、イメージ周波数が受信帯域に妨害を与えることはない。
【００５３】
更に、ＰＬＬ回路３３に供給される基準周波数とＰＬＬ回路３７に供給される基準周波数とは同一の水晶発振子４１から供給されているので、小型化を図ることができるとともに低価格化を実現することができる。
【００５４】
なお、ＰＬＬ回路３３およびＰＬＬ回路３７はマイクロコンピュータ４２で制御しており、外部からの制御が容易となる。
【００５５】
更にまた、増幅器３２と、ＰＬＬ回路３３と、局部発振器３４と、混合器３５と、局部発振器３８と、ＰＬＬ回路３７と、混合器３９とは、同一のパッケージに集積されているので、小型化を図ることができるとともに部品管理や製造工数の削減ができる。なお、マイクロコンピュータ４２も同一のパッケージに集積することもできる。
【００５６】
（実施の形態２）
図７は、実施の形態２における高周波信号受信装置のブロック図である。実施の形態１では、アップ・ダウン方式のダブルスーパーであったのに対し、実施の形態２では、ダウン・ダウン方式のダブルスーパーである点において相違する。
【００５７】
以下、実施の形態２を説明する。図７において、本発明の高周波信号受信装置は、１チャンネル中に最大１３のセグメント（但し、７チャンネルは８セグメント）を含むデジタル放送波を受信する高周波信号受信装置であって、この高周波信号受信装置は、略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚのデジタル放送波が入力される入力端子７１と、この入力端子７１に接続された増幅器７２と、この増幅器７２の出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力にはＰＬＬ回路７３にループ接続された局部発振器７４の出力が接続された混合器７５と、この混合器７５の出力に接続されるとともに第１の中間周波数を通過させるバンドパスフィルタ７６と、このバンドパスフィルタ７６の出力が一方の入力に接続された混合器７７と、この混合器７７の出力には第２の中間周波数が供給される出力端子７８が接続されている。
【００５８】
また、混合器７７の他方の入力には、ＰＬＬ回路７９にループ接続された局部発振器８０が分周器８１を介して接続されている。また、ＰＬＬ回路７３と７９はともに一つの水晶発振子８２に接続され、ＰＬＬ回路７３はマイクロコンピュータ８３に接続されている。そして、このマイクロコンピュータ８３はデータ端子８４に接続されている。ＰＬＬ回路７３は、局部発振器７４の発振周波数を希望する特定のセグメントの信号が混合器７５で混合されて１２０５ＭＨｚになるように設定しており、マイクロコンピュータ８３と合わせて本発明でいう中間周波数設定手段を形成している。
【００５９】
ここで、入力端子７１に入力されるデジタル放送波の周波数４５は図２（ａ）に示すように略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚであり、混合器７５から出力される第１の中間周波数は、図２（ｂ）の４９に示すように５６ＭＨｚと低く設定している。
【００６０】
また、混合器７７から出力される第２の中間周波数は図２（ｃ）の４７に示すように４ＭＨｚに設定されている。
【００６１】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。入力端子７１には、図２（ａ）に示されるように略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚのデジタル放送波が入力される。このデジタル放送波４５は局部発振器７４の出力と混合器７５で混合されて図２（ｂ）に示すように５６ＭＨｚの中間周波数４９に変換される。即ち選局される訳である。
【００６２】
そして、この混合器７５からの出力された中間周波数４９はフィルタ７６を介して次に混合器７７で、局部発振器８０が分配器８１を介して出力される信号と混合されて図２（ｃ）に示すように４ＭＨｚの中間周波数４７に変換される。なお、説明していない部分については実施の形態１と同様である。
【００６３】
なお、本実施の形態では、デジタル放送波４５の周波数より第１の中間周波数４９を低く設定しているので、ＮＦ性能が良い高周波信号受信装置を得ることができる。
【００６４】
また、分周器８１からの出力が１２０１ＭＨｚになるように局部発振器８０の発振周波数を設定しているので、局部発振器７４の出力が局部発振器８０の出力に妨害を与えることはない。ここで重要なことは局部発振器８０の発振周波数は局部発振器７４の整数倍にしないことである。整数倍にするとその高調波が妨害を与えることになる。また、局部発振器８０の出力は、入力端子７１に入力される信号と大きく異なるので、局部発振器８０の出力が入力端子（アンテナ側）７１に悪影響を与えることはない。
【００６５】
また、分周器８１は混合器７７に近づけて配置することが重要である。これは、分配器８１の分配出力が妨害波となって入力端子７１側へ悪影響を与えないようにするための配慮である。
【００６６】
（実施の形態３）
図８は、実施の形態３における高周波信号受信装置のブロック図である。実施の形態１においては、アップ・ダウン方式のダブルスーパーであったのに対して実施の形態３ではシングルスーパーである点において相違する。
【００６７】
以下、説明する。図８における高周波信号受信装置は、１チャンネル中に最大１３のセグメントを含むデジタル放送波を受信する高周波信号受信装置であって、この高周波信号受信装置は、略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚのデジタル放送波が入力される入力端子９１と、この入力端子９１に接続された増幅器９０と、この増幅器９０の出力に接続された同調フィルタ９２と、この同調フィルタ９２の出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力にはＰＬＬ回路９３にループ接続された局部発振器９４の出力が接続された混合器９５と、この混合器９５の出力に接続されるとともに中間周波数を通過させるバンドパスフィルタ９６と、このバンドパスフィルタ９６の出力に接続された出力端子９７を有している。
【００６８】
また、ＰＬＬ回路９３はマイクロコンピュータ９８が接続され、このマイクロコンピュータ９８はデータ端子９９に接続されている。
【００６９】
ここで、入力端子９１に入力されるデジタル放送波４５の周波数は実施の形態１と同様に、図２（ａ）に示すように略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚであり、混合器９５から出力される中間周波数は実施の形態１と同様に、図２（ｃ）の４７に示すように４Ｈｚに直接変換される。ここで、中間周波数は局部発振器９４の出力周波数をマイクロコンピュータ９８で制御することにより決定されマイクロコンピュータ９８で受信希望チャンネルと、この受信希望チャンネルの受信希望セグメントが４ＭＨｚになるように制御している。
【００７０】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。入力端子９１には、図２（ａ）に示すように略９０ＭＨｚから７７０ＭＨｚのデジタル放送波が入力される。このデジタル放送波４５は局部発振器９４の出力と混合器９５で混合された後、バンドパスフィルタ９６を介して出力端子９７から出力される。
【００７１】
ここで、デジタル放送波４５の１チャンネル中に含まれるセグメントの数は実施の形態１と同様である。従って、マイクロコンピュータ９８で局部発振器９４の発振周波数を制御して選局するとともに同調フィルタ９０をも制御する。なお、ＰＬＬ回路９３の出力で同調フィルタ９２の中心周波数も制御して概略の選局をする。
【００７２】
なお、本実施の形態で説明していない部分については実施の形態１と同様である。
【００７３】
【発明の効果】
以上のように本発明の高周波信号受信装置によれば、バンドパスフィルタには１セグメントのバンド幅を通過させるＳＡＷフィルタを用い、このＳＡＷフィルタの前後の少なくとも一方とグランド間にインダクタとコンデンサの直列回路で形成されるとともに隣接チャンネルから受ける妨害を除去するトラップフィルタを設けて通過帯域幅を狭くしているので、次段以降へ伝達される信号エネルギーは少なくなる。従って、歪みを低減することができる。また、次段以降への信号のパワーは少なくなるので、その分省電力化が図れる。従って、携帯機器等に使用すれば電池寿命を長くすることができる。
また、バンドパスフィルタはＳＡＷフィルタを用いているので、小型化が実現できるとともに、隣接信号の減衰量を大きくとることができる。
【００７４】
また、バンドパスフィルタのバンド幅が狭くなるので、隣接チャンネルから受ける妨害が少なくでき、正しい受信が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における高周波信号受信装置のブロック図
【図２】（ａ）は、実施の形態１，２，３における高周波信号受信装置のデジタル放送波信号図
（ｂ）は、実施の形態１，２における高周波信号受信装置の第１の中間周波数の信号図
（ｃ）は、実施の形態１，２，３における高周波信号受信装置の出力周波数の信号図
【図３】同、バンドパスフィルタの通過帯域特性図
【図４】（ａ）は同、中間周波数近傍の第１の動作説明図
（ｂ）は同、中間周波数近傍の第２の動作説明図
（ｃ）は同、中間周波数近傍の第３の動作説明図
【図５】同、トラップフィルタの第１のブロック図
【図６】同、トラップフィルタの第２のブロック図
【図７】同、実施の形態２における高周波信号受信装置のブロック図
【図８】同、実施の形態３における高周波信号受信装置のブロック図
【図９】従来の高周波信号受信装置のブロック図
【図１０】（ａ）は同、高周波信号受信装置のデジタル放送波信号図
（ｂ）は同、第１の中間周波数の信号図
（ｃ）は同、出力周波数の信号図
【図１１】同、チャンネルに含まれるセグメントの第１の説明図
【図１２】同、チャンネルに含まれるセグメントの第２の説明図
【符号の説明】
３１入力端子
３３ＰＬＬ回路
３４局部発振器
３５混合器
３６バンドパスフィルタ
４０出力端子
４２マイクロコンピュータ

Claims

１チャンネル中に複数セグメントを含むデジタル放送波の内、１セグメントのみを受信する高周波信号受信装置であって、前記高周波信号受信装置は、前記デジタル放送波が入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力にはＰＬＬ回路にループ接続された局部発振器の出力信号が供給される混合器と、この混合器から出力される中間周波数が供給されるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタの出力が供給される出力端子とを備え、前記バンドパスフィルタには前記１セグメントのバンド幅を通過させるＳＡＷフィルタを用い、このＳＡＷフィルタの前後の少なくとも一方とグランド間にインダクタとコンデンサの直列回路で形成されるとともに隣接チャンネルから受ける妨害を除去するトラップフィルタを設け、前記１チャンネル中に含まれる受信希望セグメントの周波数が前記混合器から出力される予め定められた前記中間周波数になるように前記局部発振器の発振周波数を制御する中間周波数制御手段とが設けられた高周波信号受信装置。
トラップフィルタを構成するコンデンサはバリキャップダイオードを用い、このバリキャップダイオードに外部からの電圧の印加でキャパシタンス値を調整する請求項１に記載の高周波信号受信装置。
１チャンネル中に複数セグメントを含むデジタル放送波の内、１セグメントのみを受信する高周波信号受信装置であって、前記高周波信号受信装置は、前記デジタル放送波が入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第１のＰＬＬ回路にループ接続された第１の局部発振器の出力信号が供給される第１の混合器と、この第１の混合器から出力される第１の中間周波数が供給されるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタの出力が一方の入力に供給されるとともに他方の入力には第２のＰＬＬ回路にループ接続された第２の局部発振器の出力が供給される第２の混合器と、この第２の混合器から出力される第２の中間周波数が供給される出力端子とを備え、前記第２の局部発振器と前記第２の混合器との間に接続されるとともに前記第２の混合器に近づけて配置された分周器と、前記第１、第２のＰＬＬ回路に接続された一つの水晶発振子と、前記バンドパスフィルタの前後の少なくとも一方とグランド間にインダクタとコンデンサの直列回路で形成されるとともに隣接チャンネルから受ける妨害を除去するトラップフィルタとを設け、前記バンドパスフィルタには前記１セグメントのバンド幅を通過させるＳＡＷフィルタを用い、前記デジタル放送波の周波数より前記第１の中間周波数を低く設定するとともに、この第１の中間周波数より前記第２の中間周波数は更に低く設定し、受信希望の前記１セグメントの周波数が前記第１の混合器から出力される予め定められた前記第１の中間周波数になるように前記第１の局部発振器の発振周波数を制御する中間周波数制御手段とが設けられた高周波信号受信装置。