JP3410620B2 - Ｕ／ｄチューナ - Google Patents
Ｕ／ｄチューナInfo
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- JP3410620B2 JP3410620B2 JP33524496A JP33524496A JP3410620B2 JP 3410620 B2 JP3410620 B2 JP 3410620B2 JP 33524496 A JP33524496 A JP 33524496A JP 33524496 A JP33524496 A JP 33524496A JP 3410620 B2 JP3410620 B2 JP 3410620B2
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- Japan
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- mixer
- frequency signal
- tuner
- circuit
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- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ケーブルテレビ
（以下「ＣＡＴＶ」という）の受信端末（セットトップ
ボックス）で多チャンネルのテレビ信号等の受信を行わ
せるＵ／Ｄ（アップ／ダウン）チューナに関するもので
ある。
（以下「ＣＡＴＶ」という）の受信端末（セットトップ
ボックス）で多チャンネルのテレビ信号等の受信を行わ
せるＵ／Ｄ（アップ／ダウン）チューナに関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】近年ＣＡＴＶはアナログ信号からデジタ
ル化の方向へと種々実用化試験が行われており、多チャ
ンネル化に拍車をかけている。従来受信帯域は５５０Ｍ
Ｈｚまでであったものがデジタルチャンネルが加わり、
７５０ＭＨｚ、８６０ＭＨｚへと広帯域になりつつあ
る。Ｕ／Ｄチューナは上記のような多チャンネルの信号
を受信するのに最適なチューナであり、ＣＡＴＶの分野
では一般的に広く使用されている。尚、Ｕ／Ｄチューナ
は信号を、いったん高い周波数へコンバートし、それか
ら低い周波数にコンバートするダブルコンバージョン式
のものである。
ル化の方向へと種々実用化試験が行われており、多チャ
ンネル化に拍車をかけている。従来受信帯域は５５０Ｍ
Ｈｚまでであったものがデジタルチャンネルが加わり、
７５０ＭＨｚ、８６０ＭＨｚへと広帯域になりつつあ
る。Ｕ／Ｄチューナは上記のような多チャンネルの信号
を受信するのに最適なチューナであり、ＣＡＴＶの分野
では一般的に広く使用されている。尚、Ｕ／Ｄチューナ
は信号を、いったん高い周波数へコンバートし、それか
ら低い周波数にコンバートするダブルコンバージョン式
のものである。
【０００３】図１は、Ｕ／Ｄチューナの構成図である。
図１において、１はＣＡＴＶの入力端子であり、５０〜
７５０ＭＨｚの帯域のＴＶ信号が印加される。２は５０
〜７５０ＭＨｚのバンドパスフィルタであり、その出力
は高帯域・高周波増幅回路３に導出される。４は第１ミ
キサー、５は第１局部発振器であり、上記高帯域・高周
波増幅回路３からの信号は、上記第１ミキサー４及び第
１局部発振器５より成る第１周波数変換回路で選局さ
れ、９５０ＭＨｚに周波数変換される。
図１において、１はＣＡＴＶの入力端子であり、５０〜
７５０ＭＨｚの帯域のＴＶ信号が印加される。２は５０
〜７５０ＭＨｚのバンドパスフィルタであり、その出力
は高帯域・高周波増幅回路３に導出される。４は第１ミ
キサー、５は第１局部発振器であり、上記高帯域・高周
波増幅回路３からの信号は、上記第１ミキサー４及び第
１局部発振器５より成る第１周波数変換回路で選局さ
れ、９５０ＭＨｚに周波数変換される。
【０００４】６は９５０ＭＨｚの第１中間周波数に同調
した第１ＩＦバンドパスフィルタであり、７は第１中間
周波増幅器、８はＩＦ同調回路からなる第２ＩＦバンド
パスフィルタ、９は第２ミキサー、１０は第２局部発振
器であり、上記第２ミキサー９及び第２局部発振器１０
よりなる第２周波数変換回路で９５０ＭＨｚから第２中
間周波数の信号に変換される。１１は第２中間周波増幅
器、１２は第３ＩＦバンドパスフィルタであり、１３は
第２中間周波信号の出力端子である。
した第１ＩＦバンドパスフィルタであり、７は第１中間
周波増幅器、８はＩＦ同調回路からなる第２ＩＦバンド
パスフィルタ、９は第２ミキサー、１０は第２局部発振
器であり、上記第２ミキサー９及び第２局部発振器１０
よりなる第２周波数変換回路で９５０ＭＨｚから第２中
間周波数の信号に変換される。１１は第２中間周波増幅
器、１２は第３ＩＦバンドパスフィルタであり、１３は
第２中間周波信号の出力端子である。
【０００５】図４は、従来例の要部の具体的な構成を示
す回路図であり、上記図１に示すＵ／Ｄチューナにおい
て、ＩＦ同調回路を構成する第２ＩＦバンドパスフィル
タ８及び第２ミキサー９と第２局部発振器１０より成る
第２周波数変換回路で構成した図中点線の枠で示す中間
周波回路１４に対応する部分を詳細に示したものであ
る。
す回路図であり、上記図１に示すＵ／Ｄチューナにおい
て、ＩＦ同調回路を構成する第２ＩＦバンドパスフィル
タ８及び第２ミキサー９と第２局部発振器１０より成る
第２周波数変換回路で構成した図中点線の枠で示す中間
周波回路１４に対応する部分を詳細に示したものであ
る。
【０００６】図４に示す従来の中間周波回路１４−１に
おいて、図１に対応する部分には同一符号を付し、説明
を省略する。図４において、Ｌ１は高周波チョークコイ
ル、Ｌ２，Ｌ３は中心導体、Ｚｏはトリマー、Ｃ１，Ｃ
４は結合コンデンサ、Ｃ２，Ｃ３は同調コンデンサ、Ｃ
５は第２局部発振器１０と第２ミキサー９−１間に設け
た結合コンデンサ、Ｃｅは接地コンデンサ、＋Ｂは電源
電圧である。
おいて、図１に対応する部分には同一符号を付し、説明
を省略する。図４において、Ｌ１は高周波チョークコイ
ル、Ｌ２，Ｌ３は中心導体、Ｚｏはトリマー、Ｃ１，Ｃ
４は結合コンデンサ、Ｃ２，Ｃ３は同調コンデンサ、Ｃ
５は第２局部発振器１０と第２ミキサー９−１間に設け
た結合コンデンサ、Ｃｅは接地コンデンサ、＋Ｂは電源
電圧である。
【０００７】トランジスタＴr1より成る第１中間周波増
幅器７−１で増幅された第１中間周波信号は、結合コン
デンサＣ１を介して同調コンデンサＣ２と中心導体Ｌ２
及び同調コンデンサＣ３と中心導体Ｌ３より成る共振回
路に導かれる。そして、この共振回路でバンドパスフィ
ルタを形成した同調回路を通過した後、結合コンデンサ
Ｃ４を介し、トランジスタＴr2より成る第２ミキサー９
−１に供給され、該第２ミキサー９−１で結合コンデン
サＣ５を介して供給される第２局部発振器１０からの第
２局部発振信号と混合され、第２の中間周波信号に周波
数変換される。
幅器７−１で増幅された第１中間周波信号は、結合コン
デンサＣ１を介して同調コンデンサＣ２と中心導体Ｌ２
及び同調コンデンサＣ３と中心導体Ｌ３より成る共振回
路に導かれる。そして、この共振回路でバンドパスフィ
ルタを形成した同調回路を通過した後、結合コンデンサ
Ｃ４を介し、トランジスタＴr2より成る第２ミキサー９
−１に供給され、該第２ミキサー９−１で結合コンデン
サＣ５を介して供給される第２局部発振器１０からの第
２局部発振信号と混合され、第２の中間周波信号に周波
数変換される。
【０００８】バンドパスフィルタを形成する１次側同調
回路はコンデンサＣ２と中心導体Ｌ２で構成され、又、
２次側同調回路はコンデンサＣ２と中心導体Ｌ３で構成
される。そして、上記の各同調回路はトリマーＺｏで上
記中心導体Ｌ２，Ｌ３との間隔を変えることにより分布
常数回路の特性インピーダンスを変化させ、複同調特性
の調整を行うことができるようになる。上記中心導体Ｌ
２及びＬ３は、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、各々
独立の筺体に設けられ、プリント基板（ＰＷＢ）上に垂
直に形成し、且つ平行にＺｏトリマーが配置される。
回路はコンデンサＣ２と中心導体Ｌ２で構成され、又、
２次側同調回路はコンデンサＣ２と中心導体Ｌ３で構成
される。そして、上記の各同調回路はトリマーＺｏで上
記中心導体Ｌ２，Ｌ３との間隔を変えることにより分布
常数回路の特性インピーダンスを変化させ、複同調特性
の調整を行うことができるようになる。上記中心導体Ｌ
２及びＬ３は、図５（ａ）、（ｂ）に示すように、各々
独立の筺体に設けられ、プリント基板（ＰＷＢ）上に垂
直に形成し、且つ平行にＺｏトリマーが配置される。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の回路構成に
よれば、中間周波回路１４−１における第２ＩＦバンド
パスフィルタ部の波形調整は、人的手段により、トリマ
ーＺｏを可変して行っており、その調整には熟練を要
し、時間がかかり、コストアップに要因になるという問
題があった。また、バンドパスフィルタを構成する上記
中間周波回路１４−１の共振回路が、中心導体とトリマ
ーＺｏより成る分布定数回路の立体構造になっているの
で、回路の取り扱いが面倒であるという問題があった。
よれば、中間周波回路１４−１における第２ＩＦバンド
パスフィルタ部の波形調整は、人的手段により、トリマ
ーＺｏを可変して行っており、その調整には熟練を要
し、時間がかかり、コストアップに要因になるという問
題があった。また、バンドパスフィルタを構成する上記
中間周波回路１４−１の共振回路が、中心導体とトリマ
ーＺｏより成る分布定数回路の立体構造になっているの
で、回路の取り扱いが面倒であるという問題があった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の問題を解決するた
め、本発明の請求項１記載のＵ／Ｄチューナは、受信し
た高周波信号を第１中間周波信号に変換する第１局部発
振器と第１ミキサーより成る第１周波数変換手段と、上
記第１中間周波信号を増幅する第１中間周波増幅手段
と、該第１中間周波増幅手段より導出する第１中間周波
信号を第２中間周波信号に変換する第２局部発振器と第
２ミキサーより成る第２周波数変換手段と、上記第２中
間周波信号を増幅する第２中間周波増幅手段とを設けた
ダブルコンバージョン方式のＵ／Ｄチューナにおいて、
上記第１中間周波増幅手段に平面分布定数型のマイクロ
ストリップラインで構成したインダクタンスとコンデン
サより成る同調回路を有するバンドパスフィルタ手段を
設け、上記第２ミキサーの入力インピーダンスを可変調
整する入力インピーダンス調整手段を設け、上記入力イ
ンピーダンスの可変で、上記バンドパスフィルタ手段の
フィルタ特性を調整するようにしたことを特徴とする。
め、本発明の請求項１記載のＵ／Ｄチューナは、受信し
た高周波信号を第１中間周波信号に変換する第１局部発
振器と第１ミキサーより成る第１周波数変換手段と、上
記第１中間周波信号を増幅する第１中間周波増幅手段
と、該第１中間周波増幅手段より導出する第１中間周波
信号を第２中間周波信号に変換する第２局部発振器と第
２ミキサーより成る第２周波数変換手段と、上記第２中
間周波信号を増幅する第２中間周波増幅手段とを設けた
ダブルコンバージョン方式のＵ／Ｄチューナにおいて、
上記第１中間周波増幅手段に平面分布定数型のマイクロ
ストリップラインで構成したインダクタンスとコンデン
サより成る同調回路を有するバンドパスフィルタ手段を
設け、上記第２ミキサーの入力インピーダンスを可変調
整する入力インピーダンス調整手段を設け、上記入力イ
ンピーダンスの可変で、上記バンドパスフィルタ手段の
フィルタ特性を調整するようにしたことを特徴とする。
【００１１】従って、受信した高周波信号は第１局部発
振器と第１ミキサーより成る第１周波数変換手段で第１
中間周波信号に変換された後、第１中間周波増幅手段で
増幅されて、第２局部発振器と第２ミキサーより成る第
２周波数変換手段に導かれ、ここで第２中間周波信号に
変換される。
振器と第１ミキサーより成る第１周波数変換手段で第１
中間周波信号に変換された後、第１中間周波増幅手段で
増幅されて、第２局部発振器と第２ミキサーより成る第
２周波数変換手段に導かれ、ここで第２中間周波信号に
変換される。
【００１２】上記第１中間周波増幅手段には、平面分布
定数型のマイクロストリップラインで構成したインダク
タンスとコンデンサより成る共振回路を有するバンドパ
スフィルタ手段が設けられているので、バンドパスフィ
ルタ手段により、上記共振回路に同調した周波数特性の
第１中間周波信号が導出され、この第１中間周波信号
は、上記第２ミキサーに供給される。
定数型のマイクロストリップラインで構成したインダク
タンスとコンデンサより成る共振回路を有するバンドパ
スフィルタ手段が設けられているので、バンドパスフィ
ルタ手段により、上記共振回路に同調した周波数特性の
第１中間周波信号が導出され、この第１中間周波信号
は、上記第２ミキサーに供給される。
【００１３】第２ミキサーには、入力インピーダンス調
整手段が設けられているので、この入力インピーダンス
調整手段を調整すると、上記第２ミキサーの入力インピ
ーダンスが変化し、上記バンドパスフィルタ手段のフィ
ルタ特性を可変調整することができ、上記第２ミキサー
に供給する第１中間周波信号の周波数特性を調整するこ
とができる。
整手段が設けられているので、この入力インピーダンス
調整手段を調整すると、上記第２ミキサーの入力インピ
ーダンスが変化し、上記バンドパスフィルタ手段のフィ
ルタ特性を可変調整することができ、上記第２ミキサー
に供給する第１中間周波信号の周波数特性を調整するこ
とができる。
【００１４】また、本発明の請求項２記載のＵ／Ｄチュ
ーナは、上記請求項１記載のＵ／Ｄチューナにおいて、
第２ミキサーをシングルゲート型ＦＥＴで構成したこと
を特徴とする。
ーナは、上記請求項１記載のＵ／Ｄチューナにおいて、
第２ミキサーをシングルゲート型ＦＥＴで構成したこと
を特徴とする。
【００１５】従って、この発明では、第２ミキサーにシ
ングルゲート型ＦＥＴを用いるので、この第２ミキサー
の入力インピーダンスの変化量を大きくすることがで
き、上記バンドパスフィルタ手段のフィルタ特性の可変
調整範囲を拡げることができる。
ングルゲート型ＦＥＴを用いるので、この第２ミキサー
の入力インピーダンスの変化量を大きくすることがで
き、上記バンドパスフィルタ手段のフィルタ特性の可変
調整範囲を拡げることができる。
【００１６】また、本発明の請求項３記載のＵ／Ｄチュ
ーナは、上記請求項２記載のＵ／Ｄチューナにおいて、
上記インピーダンス調整手段は、上記シングルゲート型
ＦＥＴのゲートバイアスを調整するゲートバイアス調整
手段であることを特徴とする。
ーナは、上記請求項２記載のＵ／Ｄチューナにおいて、
上記インピーダンス調整手段は、上記シングルゲート型
ＦＥＴのゲートバイアスを調整するゲートバイアス調整
手段であることを特徴とする。
【００１７】従って、この発明では、シングルゲート型
ＦＥＴのゲートバイアスをゲートバイアス調整手段によ
り可変調整するので、上記シングルゲート型ＦＥＴの入
力インピーダンスを簡単に調整でき、上記バンドパスフ
ィルタ手段のフィルタ特性の調整を簡単な構成で容易に
行うことができる。
ＦＥＴのゲートバイアスをゲートバイアス調整手段によ
り可変調整するので、上記シングルゲート型ＦＥＴの入
力インピーダンスを簡単に調整でき、上記バンドパスフ
ィルタ手段のフィルタ特性の調整を簡単な構成で容易に
行うことができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を説明
する。本発明のＵ／Ｄチューナの全体の構成は図１に示
すように、バンドパスフィルタ２、高帯域・高周波増幅
回路３より成る高周波増幅回路と、第１局部発振器５、
第１ミキサー４より成る第１周波数変換回路と、第１Ｉ
Ｆバンドパスフィルタ６と第１中間周波増幅器７（第１
中間周波数増幅手段）と、第１ＩＦバンドパスフィルタ
８及び、第２ミキサー９、第２局部発振器１０より成る
第２周波変換回路で構成した中間周波回路１４と、第２
中間周波増幅器１１と第３ＩＦバンドパスフィルタ１２
より成る。
する。本発明のＵ／Ｄチューナの全体の構成は図１に示
すように、バンドパスフィルタ２、高帯域・高周波増幅
回路３より成る高周波増幅回路と、第１局部発振器５、
第１ミキサー４より成る第１周波数変換回路と、第１Ｉ
Ｆバンドパスフィルタ６と第１中間周波増幅器７（第１
中間周波数増幅手段）と、第１ＩＦバンドパスフィルタ
８及び、第２ミキサー９、第２局部発振器１０より成る
第２周波変換回路で構成した中間周波回路１４と、第２
中間周波増幅器１１と第３ＩＦバンドパスフィルタ１２
より成る。
【００１９】図１に示すＵ／Ｄチューナにおいて、本発
明が従来技術と相違する点は、図１中点線の枠で示す中
間周波回路１４の構成にあり、その詳細な回路を図２に
示す。図２において、図１に示す従来例に対応する部分
には同一符号を付し、説明を省略する。
明が従来技術と相違する点は、図１中点線の枠で示す中
間周波回路１４の構成にあり、その詳細な回路を図２に
示す。図２において、図１に示す従来例に対応する部分
には同一符号を付し、説明を省略する。
【００２０】図２に示す中間周波回路１４は、バンドパ
スフィルタ部１５と、第１の中間周波信号を第２の中間
周波信号に変換する周波数変換部１６（第２周波数変換
部）より成る。
スフィルタ部１５と、第１の中間周波信号を第２の中間
周波信号に変換する周波数変換部１６（第２周波数変換
部）より成る。
【００２１】上記バンドパスフィルタ部１５は、高周波
チョークコイルＬ１、接地コンデンサＣｅ、直流阻止用
コンデンサＣ１、マイクロストリップラインＬ２，Ｌ
３、上記マイクロストリップラインＬ２への結合用マイ
クロストリップラインＬ４、上記マイクロストリップラ
インＬ２，Ｌ３間を結合する結合用マイクロストリップ
ラインＬ５，Ｌ６、上記マイクロストリップラインＬ２
との間で共振回路を形成する共振用コンデンサＣ２、上
記マイクロストリップラインＬ３との間で共振回路を形
成する共振用コンデンサＣ３及び、上記共振回路の出力
を次段のトランジスタＴr2で構成する第２のミキサー９
に結合する結合用コンデンサＣ４より成る。
チョークコイルＬ１、接地コンデンサＣｅ、直流阻止用
コンデンサＣ１、マイクロストリップラインＬ２，Ｌ
３、上記マイクロストリップラインＬ２への結合用マイ
クロストリップラインＬ４、上記マイクロストリップラ
インＬ２，Ｌ３間を結合する結合用マイクロストリップ
ラインＬ５，Ｌ６、上記マイクロストリップラインＬ２
との間で共振回路を形成する共振用コンデンサＣ２、上
記マイクロストリップラインＬ３との間で共振回路を形
成する共振用コンデンサＣ３及び、上記共振回路の出力
を次段のトランジスタＴr2で構成する第２のミキサー９
に結合する結合用コンデンサＣ４より成る。
【００２２】上記各マイクロストリップラインＬ２，Ｌ
３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６は図３に示すように絶縁基板１７
上に導体１８をパターン化して形成した平面型ストリッ
プライン（マイクロストリップライン）であり、図５に
示す従来例のような立体型の分布定数線路（ストリップ
ライン）とは相違した構成にしている。従って、中間周
波回路１４のバンドパスフィルタがマイクロストリップ
ラインより成る平面型分布定数回路で構成されるので、
製造上のバラツキが少なくなり、所望の特性を持つ共振
回路を得ることができる。
３，Ｌ４，Ｌ５，Ｌ６は図３に示すように絶縁基板１７
上に導体１８をパターン化して形成した平面型ストリッ
プライン（マイクロストリップライン）であり、図５に
示す従来例のような立体型の分布定数線路（ストリップ
ライン）とは相違した構成にしている。従って、中間周
波回路１４のバンドパスフィルタがマイクロストリップ
ラインより成る平面型分布定数回路で構成されるので、
製造上のバラツキが少なくなり、所望の特性を持つ共振
回路を得ることができる。
【００２３】一方、上記中間周波回路１４において、第
２の中間周波数の信号に変換する周波数変換部１６は、
上記第２ミキサー９を構成するトランジスタＴr2と、上
記第２ミキサー９に結合コンデンサＣ５を介して第２の
局部発振周波信号を供給する第２局部発振器１０と、上
記第２ミキサー９にバイアス電圧を供給する高周波チョ
ークコイルＬ７、接地コンデンサＣｅ、バイアス電圧調
整用ボリュームＶＲ及びバイアス供給用電源Ｅにより成
るバイアス調整回路で構成する。
２の中間周波数の信号に変換する周波数変換部１６は、
上記第２ミキサー９を構成するトランジスタＴr2と、上
記第２ミキサー９に結合コンデンサＣ５を介して第２の
局部発振周波信号を供給する第２局部発振器１０と、上
記第２ミキサー９にバイアス電圧を供給する高周波チョ
ークコイルＬ７、接地コンデンサＣｅ、バイアス電圧調
整用ボリュームＶＲ及びバイアス供給用電源Ｅにより成
るバイアス調整回路で構成する。
【００２４】そして、上記第２ミキサー９を構成するト
ランジスタＴr2は、従来デュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴ
を採用していたのに対して、シングルゲート型の接合型
あるいは、ＭＯＳ型ＦＥＴにする。これは、シングルゲ
ート型のＦＥＴの場合、バイアス電圧の変化により入力
インピーダンスが変化し易く、また入力容量Ｃｉｓｓが
約２Ｐ変化するのに対して相互コンダクタンスＧｍの変
化が比較的緩やかであり、電力利得では３ｄＢ程度の変
化になる。また、ミラー効果により更に変化量を大きく
することができるためである。
ランジスタＴr2は、従来デュアルゲート型ＭＯＳＦＥＴ
を採用していたのに対して、シングルゲート型の接合型
あるいは、ＭＯＳ型ＦＥＴにする。これは、シングルゲ
ート型のＦＥＴの場合、バイアス電圧の変化により入力
インピーダンスが変化し易く、また入力容量Ｃｉｓｓが
約２Ｐ変化するのに対して相互コンダクタンスＧｍの変
化が比較的緩やかであり、電力利得では３ｄＢ程度の変
化になる。また、ミラー効果により更に変化量を大きく
することができるためである。
【００２５】本発明の実施形態は、以上のような構成で
あるので、トランジスタＴr1より成る第１中間周波増幅
器７で増幅された第１中間周波数信号は、中間周波回路
１４に供給され、直流阻止用コンデンサＣ１を介して結
合用マイクロストリップラインＬ４に入力し、マイクロ
ストリップラインＬ２とコンデンサＣ２より成る１次側
同調回路に導かれる。そして、この１次側同調回路より
導出される同調出力は、結合用マイクロストリップライ
ンＬ５，Ｌ６を介して、２次側のマイクロストリップラ
インＬ３に誘導され、該マイクロストリップラインＬ３
と共振用コンデンサＣ３より成る２次側同調回路で共振
する同調信号が出力される。
あるので、トランジスタＴr1より成る第１中間周波増幅
器７で増幅された第１中間周波数信号は、中間周波回路
１４に供給され、直流阻止用コンデンサＣ１を介して結
合用マイクロストリップラインＬ４に入力し、マイクロ
ストリップラインＬ２とコンデンサＣ２より成る１次側
同調回路に導かれる。そして、この１次側同調回路より
導出される同調出力は、結合用マイクロストリップライ
ンＬ５，Ｌ６を介して、２次側のマイクロストリップラ
インＬ３に誘導され、該マイクロストリップラインＬ３
と共振用コンデンサＣ３より成る２次側同調回路で共振
する同調信号が出力される。
【００２６】上記共振用コンデンサＣ２，Ｃ３とマイク
ロストリップラインＬ２，Ｌ３より成る１次及び２次側
同調回路は、バンドパスフィルタを形成する。このバン
ドパスフィルタの出力は、結合用コンデンサＣ４を介し
て、次段のシングルゲート型ＦＥＴより成る第２ミキサ
ー９に入力される。
ロストリップラインＬ２，Ｌ３より成る１次及び２次側
同調回路は、バンドパスフィルタを形成する。このバン
ドパスフィルタの出力は、結合用コンデンサＣ４を介し
て、次段のシングルゲート型ＦＥＴより成る第２ミキサ
ー９に入力される。
【００２７】第２ミキサー９の入力には、同時に第２局
部発振器１０からの第２局部発振周波数信号が結合用コ
ンデンサＣ５を介して供給されている。従って、上記第
２ミキサー９で上記同調回路からの受信信号は第２の中
間周波数の信号に周波数変換され、第２中間周波増幅器
１１に供給される。
部発振器１０からの第２局部発振周波数信号が結合用コ
ンデンサＣ５を介して供給されている。従って、上記第
２ミキサー９で上記同調回路からの受信信号は第２の中
間周波数の信号に周波数変換され、第２中間周波増幅器
１１に供給される。
【００２８】上記第２ミキサー９を構成するシングルゲ
ート型ＦＥＴのゲート端子には、バイアス電源Ｅよりバ
イアス電圧調整用ボリュームＶＲで可変分圧したバイア
ス電圧が供給されている。従って、上記バイアス電圧調
整用ボリュームＶＲを調整すると、上記シングルゲート
型ＦＥＴのゲート端子のバイアス電圧が変化し、このＦ
ＥＴの入力インピーダンスが変化する。このように、上
記シングルゲート型ＦＥＴの入力インピーダンスが変化
すると、この変化する特性に応じ、上記シングルゲート
型ＦＥＴに接続される上記の共振用コンデンサＣ２，Ｃ
３及びマイクロストリップラインＬ２，Ｌ３より成る各
同調回路の同調特性は連動して変化する。
ート型ＦＥＴのゲート端子には、バイアス電源Ｅよりバ
イアス電圧調整用ボリュームＶＲで可変分圧したバイア
ス電圧が供給されている。従って、上記バイアス電圧調
整用ボリュームＶＲを調整すると、上記シングルゲート
型ＦＥＴのゲート端子のバイアス電圧が変化し、このＦ
ＥＴの入力インピーダンスが変化する。このように、上
記シングルゲート型ＦＥＴの入力インピーダンスが変化
すると、この変化する特性に応じ、上記シングルゲート
型ＦＥＴに接続される上記の共振用コンデンサＣ２，Ｃ
３及びマイクロストリップラインＬ２，Ｌ３より成る各
同調回路の同調特性は連動して変化する。
【００２９】従って、上記バイアス電圧調整用ボリュー
ムＶＲにより上記シングルゲート型ＦＥＴのゲートに印
加するバイアス電圧を調整することにより、上記各同調
回路の複同調特性の調整を行うことができる。上記のバ
イアス電圧調整用ボリュームＶＲは半固定式であるの
で、上記バンドパスフィルタ部１５におけるバンドパス
特性の自動調整も可能になる。
ムＶＲにより上記シングルゲート型ＦＥＴのゲートに印
加するバイアス電圧を調整することにより、上記各同調
回路の複同調特性の調整を行うことができる。上記のバ
イアス電圧調整用ボリュームＶＲは半固定式であるの
で、上記バンドパスフィルタ部１５におけるバンドパス
特性の自動調整も可能になる。
【００３０】以上のようにシングルゲート型ＦＥＴのゲ
ートバイアス電圧を調整して上記ＦＥＴの入力インピー
ダンスを変化させ、上記バンドパスフィルタ部１５の複
同調特性を調整するものでは、従来技術で説明したトリ
マーＺｏによりバンドパスフィルタを構成する中心導体
との結合度を調整するものに比べて調整範囲が狭くな
る。しかし、絶縁基板上に設けた平面分布定数型のマイ
クロストリップラインで共振回路を構成するので、この
マイクロストリップラインを高精度に形成することがで
き、特性のバラツキを少なくして調整に支障をきたさな
いようにすることができる。
ートバイアス電圧を調整して上記ＦＥＴの入力インピー
ダンスを変化させ、上記バンドパスフィルタ部１５の複
同調特性を調整するものでは、従来技術で説明したトリ
マーＺｏによりバンドパスフィルタを構成する中心導体
との結合度を調整するものに比べて調整範囲が狭くな
る。しかし、絶縁基板上に設けた平面分布定数型のマイ
クロストリップラインで共振回路を構成するので、この
マイクロストリップラインを高精度に形成することがで
き、特性のバラツキを少なくして調整に支障をきたさな
いようにすることができる。
【００３１】
【発明の効果】本発明は、以上の構成であるので、第２
ミキサーの入力インピーダンスを可変調整するだけで、
第１中間周波信号の周波数特性を簡単に調整することが
でき、調整に要する時間を短縮させることができる。ま
た、上記の周波数特性の調整を第２ミキサーの入力バイ
アス電圧を可変するだけで行えるので、バラツキが少な
く、しかも経時変化の少ない調整を行うことができる。
ミキサーの入力インピーダンスを可変調整するだけで、
第１中間周波信号の周波数特性を簡単に調整することが
でき、調整に要する時間を短縮させることができる。ま
た、上記の周波数特性の調整を第２ミキサーの入力バイ
アス電圧を可変するだけで行えるので、バラツキが少な
く、しかも経時変化の少ない調整を行うことができる。
【００３２】また、第２ミキサーの入力バイアス電圧を
調整するだけで、第１中間周波信号の周波数特性を調整
することができるので、調整の自動化を容易に行うこと
ができる。更にまた、第１中間周波信号の周波数特性を
定めるバンドパスフィルタの共振手段は平面分布定数型
のマイクロストリップラインとコンデンサで構成されて
いるので、構造上の可動部分がなく、製造上のバラツキ
の少ない装置を提供することができる。
調整するだけで、第１中間周波信号の周波数特性を調整
することができるので、調整の自動化を容易に行うこと
ができる。更にまた、第１中間周波信号の周波数特性を
定めるバンドパスフィルタの共振手段は平面分布定数型
のマイクロストリップラインとコンデンサで構成されて
いるので、構造上の可動部分がなく、製造上のバラツキ
の少ない装置を提供することができる。
【図１】 Ｕ／Ｄチューナの全体構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】 本発明の要部の構成を示す回路図である。
【図３】 本発明の要部の構成を示す断面図である。
【図４】 従来例の構成を示す回路図である。
【図５】 従来例の要部の断面図である。
２ バンドパスフィルタ
３ 高帯域・高周波増幅器
４ 第１ミキサー
５ 第１局部発振器
６ 第１ＩＦバンドパスフィルタ
７ 第１中間周波増幅器（第１中間周波増幅手段）
８ 第２ＩＦバンドパスフィルタ
９ 第２ミキサー
１０ 第２局部発振器
１１ 第２中間周波増幅器
１４ 中間周波回路
Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６ 中心導体
Ｃ２、Ｃ３ 共振コンデンサ
Ｅ バイアス電圧
ＶＲ バイアス電圧調整用ボリューム１６ 周波数変換部（第２周波数変換手段）
１７ 絶縁基板
１８ マイクロストリップライン
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/18
H03J 7/18
H04N 5/44
H04N 7/16
Claims (3)
- 【請求項１】 受信した高周波信号を第１中間周波信号
に変換する第１局部発振器と第１ミキサーより成る第１
周波数変換手段と、上記第１中間周波信号を増幅する第
１中間周波増幅手段と、該第１中間周波増幅手段より導
出する第１中間周波信号を第２中間周波信号に変換する
第２局部発振器と第２ミキサーより成る第２周波数変換
手段と、上記第２中間周波信号を増幅する第２中間周波
増幅手段とを設けたダブルコンバージョン方式のＵ／Ｄ
チューナにおいて、 上記第１中間周波増幅手段の出力側と上記第２周波数変
換手段の入力側との間に、平面分布定数型のマイクロス
トリップラインで構成したインダクタンスとコンデンサ
より成る同調回路を有するバンドパスフィルタ手段を設
け、上記第２周波数変換手段に、 上記第２ミキサーの入力イ
ンピーダンスを可変調整する入力インピーダンス調整手
段を設け、 上記入力インピーダンスの可変で、上記バンドパスフィ
ルタ手段のフィルタ特性を調整するようにしたことを特
徴とするＵ／Ｄチューナ。 - 【請求項２】 上記第２ミキサーをシングルゲート型Ｆ
ＥＴで構成したことを特徴とする請求項１記載のＵ／Ｄ
チューナ。 - 【請求項３】 上記インピーダンス調整手段は、上記シ
ングルゲート型ＦＥＴのゲートバイアスを調整するゲー
トバイアス調整手段であることを特徴とする請求項２記
載のＵ／Ｄチューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33524496A JP3410620B2 (ja) | 1996-12-16 | 1996-12-16 | Ｕ／ｄチューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33524496A JP3410620B2 (ja) | 1996-12-16 | 1996-12-16 | Ｕ／ｄチューナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10173563A JPH10173563A (ja) | 1998-06-26 |
| JP3410620B2 true JP3410620B2 (ja) | 2003-05-26 |
Family
ID=18286360
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33524496A Expired - Fee Related JP3410620B2 (ja) | 1996-12-16 | 1996-12-16 | Ｕ／ｄチューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3410620B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6879817B1 (en) * | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US8571510B2 (en) * | 2008-08-18 | 2013-10-29 | Qualcomm Incorporated | High linearity low noise receiver with load switching |
-
1996
- 1996-12-16 JP JP33524496A patent/JP3410620B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10173563A (ja) | 1998-06-26 |
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Legal Events
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