JP3781801B2 - 補正波形信号発生器 - Google Patents
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Description
【産業上の利用分野】
本発明はビデオ・ディスプレイの分野に関し、特に、陰極線管(CRT)ディスプレイ用の補正波形信号発生器に関する。
【0002】
【発明の背景】
投写型(projection type)ビデオ・ディスプレイでは、陰極線管ディスプレイに関連する通常の幾何学的ラスタひずみ(geometrical raster distortion)は、曲面フェイス・プレートと光学投写通路における固有の倍率とを使用すると、悪化することがある。この曲面フェイス・プレート(curved face plate)CRTを使用すると、投写通路の長さが短縮されているという利点が得られ、かつ、光学的イメージングの単純化も可能になる。しかし、チューブ(陰極線管)偏向の場合、大型スクリーン表示に課せられた、より厳格なコンバーゼンス要求を達成するためには、特殊形状の安定度の高い補正波形(correction waveform)を生成する必要がある。
【0003】
【発明の概要】
発明の課題
陰極線管ディスプレイにおける「ひずみ」を補正するための補正波形信号を発生することである。
発明の構成
本発明に係る補正波形信号発生器は、ランプ信号を入力とする入力端をもち、ほぼ放物線形状の偏向波形補正信号(P)を生成する積分器(U1,C101)を備えている。偏向レート・ランプ発生器(HRT,Q1,Q2,C2等)は積分器の入力端に結合されており、ランプ信号を供給する。また、偏向波形補正信号(P)を所定の電圧でクランプするクランプ回路(200)を備えている。また、積分器の入力端に結合され、補正DCバイアス電流(IT)を発生するパルス幅制御回路(400)を含んでいる。さらに、放物線形状の偏向波形補正信号の最大電圧を所定の電圧値に維持するための振幅制御回路(300)をも含んでいる。
発明の効果
放物線形状の偏向波形補正信号の水平方向のタイミングを安定化すると共にその最大振幅電圧を所定の電圧値に維持することができる。
【0004】
【実施例】
以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明する。
【0005】
図1(A)は、陰極線管投写を採用したビデオ・ディスプレイを示したものである。3つの陰極線管は機械的に配置され、光学的に結合されて、CRT蛍光表示面からイメージを投写してスクリーン上に単一のラスタを形成している。各々のCRTは、そこに入力されたカラー信号に適した、本質的にモノクロカラーのラスタを表示する。カラー信号はディスプレイ信号の入力信号から得られる。例えば、緑ラスタを表示するセンタCRTは、そのラスタ・センタがスクリーンに直交するような位置に置くことができる。他の2つのチューブ(陰極線管)はセンタのチューブ位置から左右対称的にずれているので、それぞれのラスタの垂直部分だけが直交してスクリーン上に投写される。従って、図1(A)の単純化された構成では、外側の表示ラスタは、電子ビーム走査から生じる他の幾何学的ひずみに加えて、台形の幾何学的ひずみを受けることになる。図1(A)および図5に示す陰極線管は、湾曲した、凹状の球面蛍光表示面を備えている。図5は、凹状球面表示面をもつCRTのフロント・セクションを示す輪郭図であり、2つのチューブ・サイズについて曲率半径と表示イメージ対角線(image diagonal)を示している。曲面フェイス・プレート陰極線管は、例えば、タイプP16LET07(RJA)赤チャネル、P16LET07(HKA)緑チャネル、P16LET07(BMB)青チャネルとしてMATSUSHITAによって製造されいる。従って、スクリーン上に位置合わせされた3つのラスタからなる投写イメージについては、電子ビーム偏向、チューブのフェイス・プレート形状および光学的表示パスが組み合わさって生じた幾何学的ひずみを、補正偏向波形で補償する必要がある。
【0006】
電子ビーム走査によって生じる幾何学的ひずみには、さまざまな形体のものがある。例えば、図1(B)は、南北ピンクッションひずみ(North−South pincushion distortion)として知られている、垂直走査方向の幾何学的ひずみを示している。この種のひずみの場合、垂直走査スピードが変調されると、図1(B)に示すように、水平ライン走査構造の不正確な位置付け、ボウ(bowing)またはサグ(sagging)が生じる。水平ライン走査構造の類似のひずみが図1(C)に示されているが、そこでは、ライン配置は水平走査レートの倍数で撓んで(bow)いる。この種のひずみはガルウィングひずみ(gullwing distortion)と呼ばれている。偏向波形補正の望ましい結果を示したのが図1(D)であり、3つのカラー・ラスタの組合せが位置合わせされて、表示されてる様子を示している。図1(D)に示すように、各ラスタの水平走査ラインの垂直位置は、一方が他方に対して公称的に平行となるように補正されており、また、差分配置誤差(differential placement error)は、スプリアス・カラード・エッジ(spurious colored edge)の形成またはコンバーゼンス誤差が大部分除去されるように最小化されている。従来の南北ピンクッション補正では、水平レート・パラボラ波形(horizontal rate parabola)を利用しており、このパラボラ波形は垂直レート・ランプ信号で変調されている。この種の変調された波形は、通常の場合、垂直ピンクッション誤差を適正に補正することができる。しかし、凹面陰極線管を投写光学系と併用すると、従来の被変調放物線(パラボラ)信号では十分に補正されない、ラスタ・エッジ・ライン配置誤差が生じる。従って、放物線波形は、ラスタのエッジで望ましい補正効果が得られるような形状にすると有利である。さらに、成形された放物線波形は、本発明に従って、補助偏向増幅器でのスルーレート(slew rate)制限と補助偏向コイルのインダクダンスの組み合わせによって生じる低域フィルタ効果に起因する遅延、つまり、水平位相シフト(horizontal phase shift)を補償するように、水平方向に位相合わせされる。
【0007】
表示される幾何学的誤差とコンバーゼンス誤差を低減化する種々の方法は、得られた補正が温度変化に対して安定していて、電源とビーム電流の負荷効果(loading effects)に影響されないものでなければ、価値が限られたものになる。
【0008】
図1(A)に示すように、ビデオ信号は端子Aから入力され、クロマプロセッサ(chroma processor)30に結合され、そこで、カラー成分、例えば、赤、緑、青が信号から抜き出されて陰極線管510、530、560に表示される。これらの3つの陰極線管ディスプレイは光学的に投写され、スクリーン800上に1つのイメージを形成する。端子Aに印加されたビデオ信号は、同期パルス分離器(synchronizing pulse separator)10にも結合され、そこで、水平レート同期パルスHsと垂直レート同期パルスVsが信号から抽出される。分離された水平同期パルスHsは位相ロックループ(phase locked loop)水平発振器および偏向増幅器600に結合される。分離された垂直同期パルスVsは垂直発振器および偏向増幅器700に結合される。水平PLL発振器および偏向増幅器600は、並列に接続される3つの水平偏向コイルRH、GH、BHに結合されている。コイルRHは赤水平偏向コイルを表し、コイルGHとGBは、それぞれ緑と青の水平偏向コイルを表している。同様に、垂直発振器および偏向増幅器700は直列接続の3つの垂直偏向コイルに結合されている。ここで、RVは赤垂直コイルを表し、GVとBVはそれぞれ緑と青のコイルを表している。
【0009】
偏向波形補正は、例えば、各チューブ・ネック上に位置する個別の水平および垂直補助偏向コイルに結合された補正電流によりなされる。補助偏向コイルRHCとRVCは、それぞれ水平方向と垂直方向の偏向を行うもので、赤CRTネック上に位置している。同様に、緑および青の補助偏向コイルGHCとGVC、およびBHCとBVCは、それぞれ緑と青のCRTネック上に位置している。補助偏向コイルは、それぞれ赤、緑および青チャネルを表している、補助水平および垂直偏向増幅器500/505、520/525、および540/545によって駆動される。赤水平補助偏向増幅器500は複合補正信号(composite correction signal)を発生する加算/駆動増幅器を有し、この複合補正信号は水平補助偏向コイルRHCに結合される。赤垂直補助偏向増幅器505の場合も同様であり、緑と青チャネルの場合も同様である。複合補正信号は、特定の波形形状をもつ信号を選択して加算し、個別的振幅制御を行うことによって得られる。パルスおよび波形発生器20内の回路によって生成された水平補正信号は、赤、緑および青水平補正加算増幅器500、520、540に結合される。本発明による垂直補正信号発生器50は、図2にその詳細を示すように、赤、緑および青垂直補正加算増幅器505、525、545に結合される補正信号を生成する。垂直補正信号発生器50は、水平リトレース信号入力(horizontal retrace signal input)HRTを水平発振器および偏向増幅器600から受信し、垂直レートのこぎり波信号(sawtooth signal)をパルスおよび波形発生器20から受信する。パルスおよび波形発生器20は垂直レート・パルスVRTを垂直発振器および増幅器700から受信し、水平リトレース・パルスHRTを水平偏向増幅器600から受信する。偏向駆動信号を生成するほかに、このパルスおよび波形発生器は、南北ピンクッション補正を除き、種々の偏向波形補正信号を発生する。
【0010】
垂直補正信号発生器50は図2に詳しく示されている。水平リトレース・パルス信号HRTは水平レート・ランプ信号(horizontal rate ramp signal)を生成するために使用され、この信号は積分されてほぼ放物線形状の水平レート信号が作られる。放物線形状信号は変調回路に入力され、垂直レート・ランプ信号によって変調される。この変調回路は垂直レート・ランプ信号に応答して、振幅変調された放物線形状信号を含む被変調信号を生成する。垂直ランプは放物線形状信号を変調する。この場合、振幅はフィールド周期(field period)の中心でゼロになるように直線的に減少していき、そのゼロ点で極性が反転して放物線形状信号が直線的に増加し、フィールドの終期で全振幅が得られる。変調された補正信号は、図1(E)に垂直レートで示すように、補助偏向増幅器505、525、545に結合されて、南北ピンクッション補正電流をそれぞれ補助偏向コイルRC、GVC、RVCに供給する。
【0011】
水平リトレース・パルス信号HRTは抵抗R1を介してツェナー・ダイオード・クリッパ(zener diode clipper)D1のカソードに結合され、このクリッパからは、クリップされたパルスHzcが得られるという利点がある。水平リトレース・パルスHRTは公称22Vのピーク振幅をもつが、このピーク・パルス振幅の形状と水平位相合わせ(horizontal phasing)は、図4の波形(B)に示すように、表示されるイメージのビデオ内容で変調することが可能である。このようなリトレース・パルス変調は、水平偏向に対して補正信号のスプリアス性の望ましくない水平位相変調を行う恐れがある。そこで、有用なツェナー・ダイオード・クリッパには、水平PLL発振器が同期するリトレース・パルス振幅値に対応するブレークダウン電圧を持つものが選択される。クリップされたパルスHzcと導出された補正波形は、水平PLLと同じリトレース・パルス振幅値から得られるので、偏向信号と補正信号間の望ましくない位相変調は本質的に除去でき、偏向波形と補正波形は一緒に軌跡を辿ることが保証される。水平PLLは公称6.8Vのリトレース・パルス振幅で同期されるので、クリッピング・ツェナー・ダイオードD1には、6.8Vのプレークダウン電圧をもつものが選択される。従って、電源負荷変化と、ビデオ依存振幅変化と、パルス形状変化とを含む公称22Vのリトレース・パルスHRTは、ツェナー・ダイオードD1のクリッピング作用によって都合よく除去される。ツェナー・ダイオードは7.4V(ピーク・ピーク間)の公称パルス振幅を発生するが、これは、+6.8Vに−0.7Vの逆方向導通を加えたことを表している。ツェナー・ダイオードD1を使用すると、ビデオ信号とビーム電流に関係する、パルス形状と振幅の変化が大幅に除去されるという利点がある。従って、補正波形の望ましくない水平位相変調は大幅に除去される。リトレース・パルスHRTをツェナーでクリップしてから微分を行うことの、もう1つの利点は、リトレース・パルス形状、立ち上がり時間(rise time)または振幅に左右されない、正確で安定したリセット・パルス幅が得られることである。リセット・パルスは、微分されたパルス・エッジの同一極性から生成される。さらに、リセット・パルスは持続時間、つまり、パルス幅を、リトレース・パルスHRTの持続時間の半分より大きくすることができるが、このことは、リセット・パルスがクリッピングしないで微分される場合は不可能である。
【0012】
ダイオードD1のカソードに現れた、クリップされたリトレース・パルスHzcは、ペアの直列接続抵抗R2とR3に接続されたコンデンサC1を含む直列ネットワーク(series network)に結合される。抵抗R3はアースに接続され、これら抵抗の共通接続点はトランジスタQ1のベースに接続されている。直列接続ネットワークの時定数は、クリップされたリトレース・パルスが微分されてトランジスタQ1のベースに入力されるような時定数になっている。トランジスタQ1のエミッタ端子はアースに接続され、そのコレクタ端子は抵抗R4を介してコンデンサC2に接続されている。トランジスタQ2のエミッタ端子は抵抗R5を介して+12V電源に接続され、そのコレクタはコンデンサC2、抵抗R4およびトランジスタQ3のベースの接続点に接続されている。トランジスタQ3は、そのコレクタ端子がアースに接続され、そのエミッタ端子が抵抗R6を介して+12V電源に接続されたエミッタ・フォロワ(emitter follower)として働く。トランジスタQ2は定電流源であり、その電流の大きさはエミッタ端子とベース端子に結合された信号によって制御される。トランジスタQ2のコレクタ電流はコンデンサC2を+12Vまで充電し、増加する電圧の公称直線ランプ(linear ramp)を生成する。クリップされたリトレース・パルスの微分された正縁がトランジスタQ1のベースに入力されると、このトランジスタは約8マイクロ秒の間飽和する。従って、コンデンサC2の両端に現れたランプ電圧(ramp voltage)はトランジスタQ1と抵抗R4を通して放電される。ランプ形成コンデンサ(ramp forming capacitor)C2の放電時定数は主に抵抗R4によって決まるので、抵抗R4は指数形状(exponentially shaped)の電圧放電ランプを発生するように選択されている。水平レートの形成されたランプ信号は、エミッタ・フォロワQ3を経由して、積分増幅器U1の反転入力端に接続された、直列接続のコンデンサC3と抵抗R7に結合される。増幅器U1は+12V電源からは抵抗R9を介して、−12V電源からは抵抗R8を介して電力の供給を受けている。増幅器U1の非反転入力端はアースされている。
【0013】
回路100は、有用な水平レート積分回路およびリセット・パルス発生器になっている。クリップされたリトレース・パルスHzcは、直列接続されたペアの抵抗R100とR101に接続されたコンデンサC100を含む直列接続ネットワークにも結合されている。抵抗R101はアースに接続され、抵抗の接続点はトランジスタQ100のベースに接続されている。直列接続ネットワークの時定数はクリップされたリトレース・パルスを微分し、正縁が現れると、トランジスタQ100が5マイクロ秒の間飽和して積分回路リセット・パルスIRを生成する。トランジスタQ100のエミッタ端子はU1の出力端に接続された抵抗R102に接続され、コレクタ端子はU1の反転入力端に接続されている。従って、トランジスタQ100は、I.C.U1で作られた積分回路の積分コンデンサC2を抵抗R102を通して放電またはリセットする。抵抗R102と積分コンデンサC101の放電時定数は短時間(約0.5マイクロ秒)であるので、積分コンデンサC101は急速に放電され、導通期間の残余期間の間リセットされたままになっている。
【0014】
ランプ信号はコンデンサC3と抵抗R7を介して増幅器U1の反転入力端に結合されている。増幅器U1の出力端は、積分コンデンサC101を介して反転入力に帰還するように結合されているので、ランプ信号が積分され、ほぼ放物線形状の出力信号Pが生成される。積分回路U1の出力信号Pは、回路200で成形すると利点がある、クリッパまたはアクティブ・クランプ(active clamp)に接続されている。放物線形状補正信号PはトランジスタQ200のエミッタ端子に入力されている。トランジスタQ200のコレクタはアースに接続され、ベースはトランジスタQ201のベースに接続されている。トランジスタQ201のベース端子とコレクタ端子は1つに接続され、エミッタはアースに接続されている。従って、トランジスタQ201は順方向バイアス電圧基準ダイオード(forward biased voltage reference diode)の働きをし、クリッパ・トランジスタQ200のVbeはこれによって正確に決められる。トランジスタQ201のベース端子とコレクタ端子の接続点は抵抗R200を介して+12V電源に結合されているので、コレクタ電流は約1mAに制限されている。トランジスタQ201の電流利得は例えば100であるので、ベース電流は約10μAに設定される。トランジスタQ201のベース端子とコレクタ端子の接続点はフィードバック接続されており、約10μAのベース電流によって設定された、約0.5Vのベース/コレクタ・エミッタ間電圧が得られる。トランジスタQ201両端に現れた0.5VはトランジスタQ200のベースに印加されるので、温度安定クランプ電位(temperature stable clamping potential)がトランジスタQ200のエミッタに現れる。
【0015】
増幅器U1、例えば、IC形TLO82の出力端はトランジスタQ200のエミッタに接続される。増幅器は内部電流が約+/−25mAに制限されているので、クランピング期間にトランジスタQ200に導通する最大電流はこれによって決まる。トランジスタQ200は電流利得が例えば100であるので、クランピング期間、ベース電流は約250μAになり、Vbeは約0.6Vになる。トランジスタQ200とQ201のベース・エミッタ間電圧は共に結び付けられ、温度と共に軌跡をたどっていくので、約−100mVのクランピング電圧がトランジスタQ200のエミッタに現れる。従って、積分回路U1の出力端子に現れた負の信号遷移(negative signal excursion)は、トランジスタQ200のクランピング作用によって約−100mVに制限される。
【0016】
積分回路U1の放物線形状信号出力Pは、直列接続の抵抗R10とコンデンサC4を介してトランジスタQ2のエミッタにも印加されているので、コレクタに現れたランプ形成電流を変調できるという利点がある。放物線形状変調電流がトランジスタQ2のエミッタから注入されると、ランプ勾配は始期と終期で減少する。従って、ランプが積分回路U1によって積分されると、修正された放物線形状が得られる。これはガルウィングひずみを補正するときに必要になるものである。ここで判明したことは、従来のガルウィング偏向ひずみの発生源と異なり、曲面または凹面プレート・チューブを使用すると起こる特定のガルウィングひずみには、従来採用されていたものとは反対極性のガルウィング補正が必要になることである。
【0017】
積分回路U1からの放物線形状出力信号Pは、有用な振幅制御回路300にも結合されている。この制御回路300は放物線Pの振幅を、ツェナー・ダイオードから得た基準電圧と比較し、出力電圧を出力する。この出力電圧はランプ電流ソース発生器に印加されて、負帰還制御ループが形成される。従って、有用な振幅制御回路300からは、水平ランプと放物線形状信号の生成時に発生する振幅変化を補正できる制御ループが得られる。放物線形状信号Pは、トランジスタQ301と一緒に構成されてエミッタ結合または微分増幅器となるトランジスタQ300のベースに結合される。トランジスタQ300のエミッタ端子は並列接続の抵抗R300とコンデンサC300を介してアースに接続されている。トランジスタQ300のエミッタは抵抗R301を介してトランジスタQ301のエミッタ端子にも接続されているので、利得縮退(gain degeneration)が得られ、制御ループ安定化に役立っている。トランジスタQ301のベース端子は、ツェナー・ダイオードD300と抵抗R303の接続点に現れたDC基準電位に接続されている。抵抗R303は+12V電源とツェナー・ダイオードD300のカソード間に接続され、ダイオードのアノードはアースに接続されている。ツェナー・ダイオードD300はブレークダウン電圧が5.6Vであり、この電圧がトランジスタQ301のベースに印加されると、約5VがコンデンサC300の両端に現れる。信号Pは最大振幅をもつように生成することが望ましい。しかし、放物線形状信号の振幅が大きすぎると、トランジスタQ100がブレークダウンして信号Pをクリップするおそれがある。従って、最大振幅として5.6Vを選択すると、トランジスタQ100にブレークオーバ効果(break over effects)が起こるのが防止される。トランジスタQ301のコレクタは、+12V電源に接続された、並列接続の抵抗R302とコンデンサC301に接続されている。抵抗R302とコンデンサC301は低域フィルタを形成し、水平レート電流パルスを平滑化して、制御電圧を出力する。この制御電圧はトランジスタQ2のベースに印加されて、変調電流ソースの振幅を制御する。放物線形状信号PはトランジスタQ300のベースに入力されているので、放物線波形ピークがコンデンサC300の両端電圧とトランジスタQ300のVbe電位とを加えたものを越えたとき、電流が流れる。従って、放物線波形ピークが公称5.6Vより大きくなると、コンデンサC300の両端電圧が増加する。コンデンサC300の両端電圧が増加すると、トランジスタQ301のVbe電位が減少するので、コレクタ電流の流れが減少する。その結果、抵抗R302とコンデンサC301の端子間に生じた(すなわち降下した)電圧はトランジスタQ2のベースに結合され、その電圧は減少する。従って、ランプ形成トランジスタQ2の電流は制御可能に減少するので、ランプ振幅が減少して、放物線形状信号Pの振幅が5.6Vに復元される。本実施例による振幅制御ループ300はランプおよび放物線発生器を含んでおり、放物線形状信号Pのピーク振幅をダイオードD300の両端電圧に等しくなるように維持する。従って、補正信号Pの振幅はほぼ一定に維持され、しかも、電源とコンポーネントの変動に左右されることがない。
【0018】
本実施例によるパルス幅制御回路400は直流電流を生成し、これは反転入力端U1に結合される。この直流電流をI.C.U1で積分すると、水平レートのチルト(tilt)あるいはランプ成分が水平レート放物線形状信号Pに加えられる。積分増幅器U1の反転入力端は抵抗R409を介して本実施例によるパルス幅制御回路400に接続される。抵抗R409を介して結合される直流電流は、正と負の12V電源から得られる分割電位(divided potential) を基準にしてパルス幅を測定することにより得られる。有用な回路200について説明したように、放物線形状信号Pの負の遷移は回路200によって−100mVにクランプされる。クランピング動作回路(clamping action circuit) 200は増幅器U1の出力回路からの電流をシンク(sink)し、その結果、I.C.U1内の電流リミッタにより電流が制限される。I.C.U1の出力回路は、クランプされた負信号遷移が持続している間、電流制限状態に保たれている。増幅器U1内の電流制限状態は-12V電源をソースとする電流をモニタすることで観察できる。例えば、クランピングの開始時に、電流は制限値まで増加し、クランピングが持続している間そのままになっている。−12V電源は抵抗R8を介して接続されているので、電源電流が制限値まで増加すると、電源抵抗R8両端の電圧降下により電圧増加またはパルスが発生する。従って、I.C.U1で電流が制限されると、回路200のクランプ作用の持続時間に等しい持続時間をもつ正パルスPCが抵抗R8とI.C.U1の接続点に現れる。パルスPCは直列接続の抵抗R401とR402に結合される。抵抗R402は−12V電源に接続され、抵抗の接続点はトランジスタQ400のベース端子に接続された分圧器を形成している。トランジスタQ400は飽和スイッチの働きをし、エミッタ端子は−12V電源に接続されている。トランジスタQ400のコレクタ端子は抵抗R404を介して+12V電源に接続されている。トランジスタQ400のコレクタは、直列接続されている抵抗R403とシャント接続されているコンデンサC400とにより形成される低域フィルタにも接続されている。コンデンサC400の一端は+12V電源に接続され、その他端はエミッタ結合増幅トランジスタQ401のベース端子に接続されている。トランジスタQ401のコレクタ端子はアースに接続され、エミッタは抵抗R405を介して+12V電源に接続されている。Q401のエミッタは抵抗R406を介してトランジスタQ402のエミッタ端子にも接続されている。トランジスタQ401とQ402は、利得縮退(gain degeneration) 、つまり、ループ・ダンピング(loop damping)がトランジスタQ402のエミッタにおける抵抗R406から生じる、差動増幅器と考えてもよい。トランジスタQ402のベースは抵抗R407とR408の接続点に接続され、その接続点は正と負の12Vの電源間に接続された分圧器を形成している。抵抗R408は−12V電源に接続され、抵抗R407は+12V電源に接続されている。トランジスタQ402のコレクタ端子はコンデンサC401を介してアースに結合され、かつ、抵抗R409を介して積分増幅器U1の反転入力端に接続される。
【0019】
抵抗R8に現れた正パルスPCは増幅され、トランジスタQ400によって反転される。反転されたコレクタ・パルスは、抵抗R403とコンデンサC400によって低域炉波され、つまり、積分されてDC電圧VPCが得られる。低域濾波されたDC電圧VPCは、パルスPCの幅に比例して変化する振幅をもっている。電圧VPCは、トランジスタQ401とQ402で形成された差動増幅器に結合され、そこで分圧抵抗R407とR408から得た基準DC電圧と比較される。分圧器は積分回路と関連回路に電力を供給する電源電圧間に結合されているので、どちらかの電源が変化すると、基準電位が変化し、パルス幅が補正されることになる。パルスPCの精度を向上するために、抵抗R407とR408は抵抗値の許容範囲が2%になっている。分圧器は正と負の12V電源間に現れる電圧比11/63.5に等しい基準電圧を出力する。電圧比11/63.5は、パルスPCの幅、すなわち、持続時間が水平周期の比であることを表している。したがって、電圧VPCの変化は望ましいパルス持続間を表している基準電圧と比較され、補正電流がトランジスタQ402に流れるようにする。補正電流ITは抵抗R409を介して結合されて、増幅器U1の反転入力端に現れるバイアス電流を変化させる。抵抗R408によって発生した、補正DCバイアス電流ITの積分効果は、U1の出力信号を、電流ITに比例する勾配をもつ浅いランプに上乗せさせることである。したがって、放物線形状信号Pはチルトされるので、波形尖端は異なるDC電位をもち、その結果、負の放物線形状信号遷移は回路200によってクランプされる。クランプ作用の結果、補正バイアス電流ITに応じて制御される幅または持続時間をもつ、電流制限パルスPCが生成される。本実施例によるパルス幅制御回路400は、電源および回路200のクランピング電圧の変化を補償する制御ループを形成する。
【0020】
積分回路U1からの成形された放物線形状信号Pは平衡変調器I.C.U2に結合されて、そこから垂直レート・ピンクッション補正信号が生成される。I.C.U2からの変調された出力信号は補正振幅コントロールを経由して補助偏向増幅器505、525、545およびそれぞれが赤、緑および青カラー投写チューブに対応している補助垂直偏向コイルRVC、GVC、BVCに結合される。集積回路U2は、水平レート放物線形状信号を垂直レートのこぎり波信号で抑圧搬送波振幅変調(suppressed carrier amplitudemodification)し、図1の波形(E)に示すように、変調された波形、つまり、ボウタイ(bow tie)信号を出力する。
【0021】
図3(A)は水平リトレース・パルスHRTの開始を基準にした水平インターバルと時刻の間に現れる種々の波形とそのタイミング関係を示している。(A)に示す信号振幅は単なる例として示したものである。リトレース・パルスHRTは、例えば、水平偏向出力変圧器のCRTヒータ巻線から得ることができ、パルス振幅は約22Vにすることができる。(A)に示すパルスは公称持続時間が約12マイクロ秒であり、種々の負荷メカニズムから得られる、代表的な形状、幅および立ち上がり時間の変調を除いて示されている。波形Rは、図2のトランジスタQ2のコレクタに現れる水平レート・ランプRを表している。ランプRは、図面を分かりやすくするためガルウィング補正成形が省かれているので、直線ランプが増加するものとして示されている。しかし、放電抵抗R4の作用から得られる指数リセット周期(exponential reset period)は示されている。成形された放物線形状信号は、図2のI.C.U1の出力に現れる波形Pで示されている。特定の放物線形状信号の開始時刻と停止時刻は、図4の波形(A)により正確に示されている。水平リトレース・パルスHRTを基準にして放物線形状信号の進んだ水平位相(advanced horizontal phase)は、補正信号通路に現れる遅延効果を補償するために必要な、本実施例による位相進みを示している。従って、得られる偏向補正は、水平偏向に対して水平方向に中心に位置している。
【0022】
図3の波形(B)は、例えば、緑垂直補正コイルGVCにおける被変調放物線補正電流(modulated parbolic correction current)I COR を示している。図示の補正電流I COR は水平ラスタ走査の中心に位置している。波形I COR が水平レートで表示されるとき、(B)と同じように、すべての垂直走査線は重なり合うので、放物線形状信号に加えられる垂直レート変調は、実効的に図示のように波形を埋めている。さらに、波形I COR は図に示すように、振幅が異なる2つの放物線形状信号が示されおり、これは、信号Pを垂直のこぎり波で抑止搬送波振幅変調した結果である。成形された放物線形状信号Pは、図示のように、補助偏向/補正コイルによって得られた補正効果を水平方向に中心合わせするために必要な位相進みが例えば5マイクロ秒になっている。成形された放物線形状補正信号が時間的に進んでいるのは、抵抗R409を介して得られたバイアス電流によって生じたチルト成分の結果である。
【0023】
図4に示すように、波形(A)は、有用な補正波形の形状を生成するために利用される種々波形の水平方向の位相合わせを示している。補正波形Pは、公称的には放物線形状になっているが、特定のラスタ・ロケーションで特定の補正が得られる、さらに別の種々波形を含んでいる。波形(A)は、水平リトレース・パルスHRTが、左側と右側のラスタの表示時に現れる各種波形に対して、時刻t0に位相合わせされていることを示している。時刻RHS,t3−t0のとき、ラスタの右側が表示され、補正波形Pはクランピング作用回路200により成形される。有用なクランプ200は負の尖端またはピークをクリップして、時刻t3−t0、例えば、5マイクロ秒の間にゼロの補正波形振幅が得られる。飽和、つまり、電流制限パルスPCは、図示のように、時刻RHS,t3−t0に現れている。パルスPCの立ち下がりエッジは積分リセット・パルスIRの開始と一致しているが、これは、パルスIRが積分周期を終了させ、従って放物線生成を終了させるためである。波形Pの水平方向のタイミングが不安定であるとすれば、それはパルスPCの前縁が移動し、パルス幅が変わったためである。ラスタの右側が表示されている期間中、波形Pは時刻RHSでゼロに縮減されているが、それぞれの補正コイルの実際の被変調電流I COR は遅延しているだけでなく、立ち上がり/立ち下がり時間において衰退している。従って、時刻t3における信号Pの見かけ上の急峻な波形は、ゼロ補正値に向かって円滑化すなわちフレア(flare)される。補正波形生成の水平位相合わせ、つまり、開始点t1は積分リセット・パルスIRによって決まる。パルスIRが時刻t1に終了したとき、コンデンサC101は積分を行い、補正波形信号Pの生成を開始することが可能になる。時刻LHS,t1−t2のとき、ラスタの左側が表示され、補正波形Pは時刻t1−t2の期間に現れる指数形状EXPの積分により成形される。この指数形状は、コンデンサC2が抵抗R4を介して放電することにより生成される。LHSの期間中、波形Pは、ランプ信号Rの指数形状の放電部分の積分によって得られる形状になっている。時刻t2においてランプ・リセット・パルスRRは終了し、指数放電は終了し、直線ランプ生成が開始される。従って、t2−t3までのトレース時間に、ランプRは積分されて、補正波形Pの放物線形状成分が得られる。時刻t2のあと、ランプRはガルウィング補正と共に生成され、積分のあと、公称放物線形状の補正信号Pが得られる。
【0024】
補正信号Pの放物線信号成分(parabolic signal component)は、垂直のこぎり波により変調される時、南北ピンクッション補正を行う。ピンクッション補正に加えて、この放物線信号成分はガルイング補正を行うために成形され、かつ、左および右のラスタ・エッジ補正を行うために更に成形(すなわちフレア)される。従って、放物線状に成形された補正信号は、前進した水平位相を伴って発生され、特定のラスタ位置において補正効果を生じさせるために成形された、種々の領域を含む。かくして、正確に限定され且つ安定的に実行される偏向補正が、高い品質のイメージ・ディスプレイに対して提供される。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による特徴を備えたCRT投写ディスプレイのブロック構成と、さまざまな幾何学的ひずみを有するラスタとを示した図である。
【図2】図1に示した垂直補正発生器の詳細な回路構成を示した図である。
【図3】本発明の一実施例における種々の波形を示した図である。
【図4】水平帰線消去インターバルの前後に現れる図3の波形を示した図である。
【図5】CRTの凹状曲面フェース・プレートを示す図である。
【符号の説明】
10 同期分離器
20 パルスおよび波形発生器
30 クロマプロセッサ
50 垂直補正発生器
600 水平PLL発振器および偏向増幅器
700 垂直発振器および偏向増幅器
Claims (1)
- 補正波形信号発生器であって、
ランプ信号を発生する偏向レート・ランプ波発生器と、
前記ランプ信号を入力とする入力端を有し、放物線形状の偏向波形補正信号(P)を生成する積分器(U1,C101)と、
前記放物線形状の偏向波形補正信号(P)を所定の電圧でクランプするクランプ回路(200)と、
前記クランプ回路が前記放物線形状の偏向波形補正信号をクランプすることにより発生する前記積分器の電流制限パルス(PC)の幅に基づいて補正DCバイアス電流(IT)を発生し、前記補正DCバイアス電流を前記積分器(U1)の入力に供給するパルス幅制御回路(400)と、
前記放物線形状の偏向波形補正信号の最大電圧を所定の電圧値に維持するための振幅制御回路(300)と、から成る
補正波形信号発生器。
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