JP3763580B2 - 呼出し信号発生方法及び装置 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は加入者端末（ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ’ｓ ｓｔａｔｉｏｎ）に対して電話線路に所定周波数のかつ所定形状の呼出し信号（ｒｉｎｇｉｎｇ ｓｉｇｎａｌ）を発生する方法及び装置に関し、この信号は電話線路のＡ線とＢ線との間に印加される。
背景及び先行技術
加入者端末又は加入者電話機を電話網とインタフェースする線路インタフェース回路、すなわち、ＬＩＣの応用では、特定のＬＩＣに接続されている加入者へ呼出し信号を送り得ることが必要である。呼出し信号は、加入者端末へのインタフェースを構成する２つの線Ａ、Ｂ間の横信号（ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ ｓｉｇｎａｌ）として送られる。呼出し信号の最小許容振幅は、加入者線路の長さと呼出し信号周波数（ｒｉｎｇｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）における加入者端末のベル又はトーン・リンガのインピーダンスとに依存する。その要件は、呼出し信号がベルに対して少なくとも４０Ｖの実効値を有さねばならないと云うことである。ベルは線路上の純粋交流負荷を構成し、線路は加入者が送受器（ｓｅｔ）をオンフックしているとき直流に対して非常に高い抵抗を有する。
呼出し信号の周波数は、各国で特定されており、一般に２０から５０Ｈｚである。本実施例では、呼出し信号は、隣接線路との干渉を回避するために、高調波を実質的に含まない実質的に純粋な正弦波である。
呼出し信号（ｒｉｎｇｉｎｇ）の２つの主要型式を、平衡呼出し信号と不平衡呼出し信号とに区別することができる。
不平衡呼出し信号では、線の１つが安定又は実質的に定電位に維持されるのに対して、他の線上では呼出し信号が直流レベルに重畳される。呼出し信号中の或る場合にはＡ線が、及び他の場合にはＢ線が定電位に維持される。不平衡呼出し信号は、呼出し信号の最も普通の型式でありかつ、例えば、米国で及び多くのアジアの国々で使用されている。
平衡呼出し信号では、呼出し信号が２線間で分割される。正規には、半信号がＡ線に及び半信号がＢ線に印加され、共通モード電圧が定レベルに維持される。平衡呼出し信号は、比較的に使用されないが、例えば、フランス及びいくつかのアフリカの国々で使用されている。
呼出し信号の両型式にとって、線路上の直流レベル、すなわち、呼出し信号中にいつ誰かが送受器（ｈａｎｄｓｅｔ）を持ち上げるかを検出するために、２線の直流レベルがリング・トリップ電池（ｒｉｎｇ ｔｒｉｐ ｂａｔｔｅｒｙ）と呼ばれるオフセット電圧だけ分離される必要がある。
線の１つを直流の観点から所与の電位に維持することになっている（例えば、米国ではＡ線を約アース電位に維持することになっている）のに対して、他の線にはＡ線の直流レベルから１リング・トリップ電池である直流電位を持たせるものとしている。この要件は、呼出し信号中に誰かが送受器を持ち上げるとき線路電流（直流）が充分に高いことを保証しなくてはならないと云う事実から生じる。
今日の方式に使用されるリング・トリップ電池は、回路が空きモードにあるときの開放線路における直流電池（正規には、約５０Ｖであるが国により異なる）に相当する。呼出し信号は正弦波（１．４の波形率）であるから、線の１つは呼出し信号期間中或るときにアース電位を超えることになる。
例えば、米国では、Ａ線はアース電位に留まるのに対してＢ線は呼出し信号（ｒｉｎｇ）である。微小（ｉｎｆｉｎｉｔｅｓｉｍａｌ）線路（０Ω）において、ベルの両端間に実効値約４０Ｖを得るためには、呼出し信号のピーク値は５６．５Ｖであることになる。この解法では、リング・トリップ電池が、正規には、約４８Ｖである。それゆえ、この解法では、Ｂ線が呼出し信号期間の或る部分中アース電位を超えることになる。正規線路長を取り扱うために、呼出し信号の信号レベルを更に上昇させなければならない（線路に１８０Ω／ｋｍを追加する）。
今日の電話方式では、外部呼出し信号発生器をリレーを介して接続することによって呼出し信号が線路に印加される。この発生器は非常に高価であり、かつ線路当たりの経費を低減させるためにしばしば複数の線路によって共用される。その結果、欠陥のある呼出し信号発生器が多くの線路を動作不能にするため呼出し信号機能の信頼性が劣化する。また、呼出し信号リレーは、比較的高価であり、かつＬＩＣを取り付ける線路インタフェース盤上のかなりの面積を占める。この結果、少数の線路しかこのような盤上に設置することができず、これは線路当たりの高いオーバヘッド費用を暗示する。更に、呼出し信号中いつ誰かが送受器を持ち上げるかを検出するためにリング・トリップ抵抗器網が必要である。
電話方式における今日の傾向は、モジュール（遠隔加入者ステージ）の小型化である。この結果、少数線路用のＬＩＣを含む小さなマガジンが得られる。もちろん、呼出し信号発生器をマガジンの線路によって共用させることもまたこれらの方式で可能であるが、非常に高いオーバヘッド費用と云う代償がある。
他の傾向は、多数の線路を含む大きなマガジンを有することである。この型式のマガジンについては、線路インタフェース盤のパッキング密度が肝要になる。かさばる呼出し信号接続リレー及びリング・トリップ網は、盤面上で多くの面積を占める。この場合、呼出し信号発生器を多くの線路で共用することができかつ費用はさほど掛からないが、呼出し信号機能の信頼性の低下と云う代償を伴う。
呼出し信号を線路へ直接印加することができるＬＩＣを製作する努力が払われてきた。１つの試みは、シリコン上にリレー置換モジュール（ｒｅｌａｙ ｓｕｂｓｔｉｔｕｔｅ ｍｏｄｕｌｅ）を置くことであって、これを経由して外部呼出し信号発生器を接続することができる。しかしながら、この解法に関連していくつかの問題がある。リレーは、ＬＩＣが接続されているとき、非常に低抵抗のものでなくてはならず、これは実施するのが困難である。更に、呼出し信号リレーは、高電圧に耐えることができなければならない。更にまた、呼出し信号発生器ばかりでなく外部リング・トリップ抵抗器網が依然として必要であり、これが主要問題の１つであると云うことである。
呼出し信号を発生する方法及び装置は米国特許第５，５５３，１３２号に開示されており、この特許は国際特許出願ＷＯ−Ａ１ ９５／２０２９０に対応し、この特許出願の内容は引用することによって本明細書に組み入れられている。加入者線路に供給された電流は、直接変調されて呼出し信号を供給する。加入者線路インタフェースの電流入力端子は、演算増幅器の出力信号と低レベル信号発生器の出力信号とを受け、その結果、線路インタフェース回路の出力電圧の関数でありかつ第１抵抗器に印加されている電圧によって発生された第１電流と第２抵抗器に印加された信号発生器の出力によって発生された第２電流との和をこの電流入力端子に供給する。
呼出し信号を発生する他の方法は、英国特許出願ＧＢ−Ａ ２ １１３ ０４４に開示されており、ここでは呼出し信号電流が低レベル信号発生器から導出されるに従って線路内へ直接注入される。
要 約
本発明の目的は、費用及びスペースに関して効率的な方法でＬＩＣ内に呼出し信号機能を統合すること、かつ加入者端末に接続された線上の直流電圧レベルを簡単に制御できるようにすることにある。
これは、主として、Ａ線とＢ線との間に所定周波数のかつ所定形状の呼出し信号を発生することで加入者端末へのＡ線とＢ線との間のいかなる電圧差も第１電流に変換するステップと、発生しようとする呼出し信号の周波数及び形状の第１電圧を発生するステップと、前記第１電圧を第２電流に変換すること、第３電流を得るように前記第２電流から前記第１電流を減算するステップと、前記第３電流を第２電圧に変換すること、前記第２電圧を緩衝するステップと、前記緩衝された電圧を第４電流に変換すること、前記第４電流を増幅するステップと、及び増幅された第４電流をＡ線に供給する一方、Ｂ線から増幅された第４電流を引き出すステップによって達成される。
この目的はまた、Ａ線とＢ線との間のいかなる電圧差も第１電流に変換する電圧差変換手段、発生しようとする呼出し信号の周波数及び形状の第１電圧を発生する信号発生手段、前記第１電圧を第２電流に変換する信号変換手段、第３電流を得るように前記第２電流から前記第１電流を減算する加算接続点、前記第３電流を第２電圧に変換する電流−電圧変換手段、前記第２電圧を緩衝する緩衝手段、前記緩衝された電圧を第４電流に変換する電圧−電流変換手段、前記第４電流を増幅する電流増幅手段、及び増幅された第４電流をＡ線に供給する一方、Ｂ線から増幅された第４電流を引き出す線路を提供することによって達成される。
電流増幅手段へ電流が与えられ、この電流が呼出し信号電流に重畳されて電話線の直流レベルを提供する。電圧の代わりに電流を使用することで、単に所望電流を搬送する電線路を接続することでこのような重畳が行われる。電話線路間の直流レベルの差、すなわち、リング・トリップ電池は、適当な電流源から加算接続点へ定電流を供給ことによって容易に設定される。
【図面の簡単な説明】
本発明を、添付図面を参照して非限定的に実施例について詳細に説明する。これらの図面において、
図１は加入者線路へ呼出し信号を供給する装置の回路図である。
図２は平衡呼出し信号を供給する装置の回路図である。
図３は不平衡呼出し信号を供給する装置の回路図である。
図４は不平衡呼出し信号を供給する代替装置の回路図である。
図５は図１〜図４の装置内に使用される電流ミラー装置の回路図である。
詳細な説明
図１は、インピーダンスＺＬによって表された加入者端末へのＡ線ＬＡとＢ線ＬＢとの間に呼出し信号を発生する装置の実施例を示す。線路電流はＩＬで示され、線間電圧、すなわち、インピーダンスＺＬの両端間の電圧はＵＬで示される。
例えば、相互コンダクタンス増幅器１の形をした電圧差変換手段は、その入力がＡ線及びＢ線に接続され、かつＡ線ＬＡとＢ線ＬＢとの間の電圧差ＵＬを増幅器出力端子の方へ逆方向に流れる第１電流Ｉ１に変換するようにされている。信号発生器２は、所望呼出し信号と同一周波数かつ同一基本形状を有する低電圧信号を発生するために設けられる。この発生器を、図示されていない適当な制御手段によって呼出し信号バーストを提供するようにスイッチオン、スイッチオフすることができる。相互コンダクタンス増幅器は、例えば、演算増幅器の出力端子にベースが接続されたトランジスタを含む或るトランジスタ回路のような制御可能な電流源を制御する適当に接続された演算増幅器から作られてよい。
もう１つの相互コンダクタンス増幅器３は、入力端子が信号発生器２の出力端子に接続され、信号発生器２によって供給された低電圧信号を電流Ｉ２に変換する。この電流はしたがって信号発生器２によって発生された信号、即ち所望呼出し信号と同一周波数かつ同一基本形状を有し、増幅器３の出力端子から通常の方向である順方向に出力される。
相互コンダクタンス増幅器１及び３の出力端子は加算接続点４で相互接続され、加算接続点４は抵抗器Ｒ１を経由して通信用アース（ｓｉｇｎａｌ ｇｒｏｕｎｄ）に接続されている。それゆえ、示された電流方向に従い、電流Ｉ１は加算接続点４で電流Ｉ２から減算されて電流Ｉ３を生じ、この電流は抵抗器Ｒ１を通して通信用アースへ流れる。抵抗器Ｒ１を通る電流Ｉ３は、通信用アースを基準にして接続点４に電圧を生じる。
緩衝又は遮断（ｉｓｏｌａｔｉｎｇ）増幅器５はこの電圧を緩衝するために設けられ、この緩衝増幅器は増幅率が例えば１に等しくなるように接続された演算増幅器である。それゆえ、接続点４は増幅器５の正入力端子に接続され、負入力端子はその増幅器の出力端子に接続されている。緩衝増幅器５の出力端子は、抵抗器ＲＤＣを通して仮想通信用アースに接続されている。これによって、緩衝増幅器５からの出力電圧、即ち、接続点４の電位は、抵抗器ＲＤＣを通して適当な大きさの電流ＩＲに変換されることになる。この電流ＩＲは、抵抗器ＲＤＣとアースとの間に接続された電流ミラー装置２０によってセンシング（ｓｅｎｓｅ）されかつミラーされることになる。実効的に、ミラー装置は、それぞれ、出力端子ＡＩＮ−、ＡＩＮ＋を有する２つの電流発生器２１、２２を含み、これらの出力端子から電流ＩＲと同じ強度を有する電流が導き出される。
したがって、電流強度ＩＲは加入者線路に注入される電流を表すことになり、それゆえ、電流発生器２１はＡ線ＬＡ用にかつ電流発生器２２はＢ線ＬＢ用に配置される。電流発生器２１、２２から引き出された電流ＩＲは、それぞれ、Ａ線ＬＡ及びＢ線ＬＢに接続された演算増幅器６及び７を含む電流増幅手段によって係数ＧＲ倍に増幅される。Ａ線については、電流ＩＲは第１演算増幅器６の負入力端子から引き出され、この増幅器の正入力端子は抵抗器Ｒ４を通してＡ線ＬＡに接続されている。増幅器６は更なる抵抗器Ｒ５、Ｒ１１を介して利得ＧＲを生じるように接続され、これらの抵抗器は利得に応じて選択された抵抗を有するよう、すなわち、比Ｒ１１／Ｒ５がＧＲに等しくなるように選択される。抵抗器Ｒ４の抵抗は、Ｒ１１に等しい。抵抗器Ｒ１１は、演算増幅器６の負入力端子とその出力端子との間に接続されている。他の抵抗器Ｒ５は、出力端子とＡ線との間に接続されている。増幅された電流ＧＲ×ＩＲは、このようにしてＡ線ＬＡに印加される。
Ｂ線を駆動するために配置された第２演算増幅器７が同様に接続されている。それゆえ、電流強度ＩＲはこの増幅器の正入力端子から引き出され、この端子はまた第１増幅器の抵抗器Ｒ４に相当する抵抗器Ｒ１２を通してＢ線ＬＢに直接接続されている。抵抗器Ｒ７、Ｒ８は、第１増幅器６の抵抗器Ｒ１１、Ｒ５のように接続され、すなわち、抵抗器Ｒ７は第２増幅器７の負入力端子と出力端子との間に接続され、かつこの出力端子は抵抗器Ｒ８を通してＢ線に接続されている。抵抗器７及びＲ８は所望利得を生じるように選択され、それゆえ、Ｒ７／Ｒ８＝ＧＲとなるような抵抗値を有する。抵抗器Ｒ１２は、抵抗器Ｒ７と同様な抵抗値を有し、それゆえ、Ｒ１２／Ｒ８＝ＧＲである。このように、図１に示すように、電流ＧＲ×ＩＲがＢ線ＬＢから引き出される。
典型的に、電流ＩＲは、演算増幅器６、７を含む電流増幅回路によって、数百倍、例えば、係数ＧＲ＝８００倍増幅されることになる。これは、入力電流強度ＩＲを低くできることを意味する。出力抵抗器Ｒ５、Ｒ８は、かなり小さい抵抗、例えば、６、７オーム程度の数オームを有する。
加入者線路が開放（オンフック）のときリング・トリップ電池、すなわち、Ａ線とＢ線との間の直流レベル差を設定するために、電流源８はこの設定に相当して選択された振幅を有する定直流電流１４を加算接続点４に供給する。
送受器の持ち上げられたことを検出するために、すなわち、直流電流に対する小抵抗を提供するインピーダンスＺＬの変化によって表示される、加入者が応答していることを検出するために、図１に示される比較器９が設けられ、加算接続点４の電圧を電圧源２３からの高基準電圧ＲＥＦＨ又は電圧源２４からの低基準電圧ＲＥＦＬのどちらかと比較する。これらの電圧源は通信用アースを基準にして電圧を発生する。これらの基準電圧ＲＥＦＨ及びＲＥＦＬは、概略的に表示されたスイッチ１０によって比較器９に印加される。比較器９は、その正入力端子が接続点４に接続されかつその負入力端子がスイッチ１０に接続されている。通常は、送受器がオンのとき、すなわち、フックオン（ｈｏｏｋ−ｏｎ）している間、スイッチ１０はこの図に表示された位置をとる、すなわち、接続点４の電圧が高電圧基準ＲＥＦＨと比較される。
加算接続点４の電圧が高基準電圧ＲＥＦＨを超えるとき、これは、加入者が応答している場合を示す。ただし、両電圧は通信用アースを基準にしている。なぜならば、その際は、線間電圧は低く、したがって小さい電流Ｉ１しか接続点４から引き出されないからである。このとき、論理１が比較器９によって発生され、この出力信号が信号発生器２及びスイッチ１０を制御するために使用される。それゆえ、比較器９の出力端子は信号発生器２の制御入力に接続されてこれをターンオフするので、呼出し信号を発生することはできない。比較器９の出力端子はまたスイッチ１０に接続されるので、同時に、比較器９からの論理１がスイッチ１０を低基準電圧ＲＥＦＬへスイッチさせ、この基準電圧が、以後、比較器９によって加算接続点４の電圧と比較される。もしそのとき加算接続点４の電位が依然として低基準電圧ＲＥＦＬより高いならば、オフフック状態が存在すると決定される。
しかしながら、もし加算接続点４の電位が低基準電圧ＲＥＦＬ以下に急速に下がるならば、これは、かなりの電流Ｉ１が接続点４から引き出され、電圧ＵＬがかなりであることを示し、比較器９の出力信号は再び論理零になる。この論理零が信号発生器２を再び開始させて呼出し信号と同一周波数かつ同一形状の低電圧信号を供給させる。論理零はまた、再び高基準電圧ＲＥＦＨを比較器９に供給するようスイッチ１０を動作し、それによって比較されるようにする。
比較器９の入力に接続点４の電位を供給するに当たって、不要な交流成分を除去するために、図示されていないフィルタ回路によってこの電位を適当な低域通過フィルタ処理することができる。
ミラー装置２０の単純化された回路図が図５に示されている。抵抗器ＲＤＣからの線がこの回路の入力Ｒに接続されており、それゆえ、ここに電流ＩＲが流れ込む。この入力端子は、差働増幅器２６の正入力端子に接続され、この正端子はアースされている。入力端子Ｒは定常状態では仮想アースにあり、したがって抵抗器Ｒ９を通して電流は流れない。電流ＩＲは、２つの異なるタイプのトランジスタＴ１、Ｔ２、即ち、１つはＰＮＰトランジスタ及び１つはＮＰＮトランジスタの相互接続点に流れ、これらのトランジスタはそれらのコレクタを相互接続点で接続し合うように直列接続されている。トランジスタＴ１、Ｔ２は、それらのベースを、２つの並列電流ミラー内で同じように接続された同様のトランジスタＴ３、Ｔ４及びＴ５、Ｔ６のベースに接続されている。それゆえ、全てのＰＮＰトランジスタＴ１、Ｔ３、Ｔ５はそれらのベースを互いに接続され、及び同じことが全てのＮＰＮトランジスタＴ２、Ｔ４、Ｔ６についても云える。これらの並列ミラー動作（ｐａｒａｌｌｅｌ ｍｉｒｒｏｒｉｎｇ）回路内の相互接続点から、すなわち、ミラー装置２０の出力端子から電流ＡＩＮ−及びＢＩＮ＋が引き出される（又は実際にこの端子へ送達される）。これらのトランジスタのベースはまた中間増幅段に接続され、この段は入力端子Ｒの電位をアース電位になるように制御する。
図２は、Ａ線ＬＡとＢ線ＬＢとの間に平衡呼出し信号を生じる適当な直流電流を加入者線路に供給するために必要な構成要素の回路図を示し、加入者端末は上記のようにインピーダンスＺＬによって表される。加入者インピーダンスＺＬの両端間の電圧はＵＬである。図２の回路図は、呼出し信号を発生するために必要な構成要素が示された図１と共に使用される。図２で、ミラー装置２０、及び増幅器６、７を含む出力回路、電流増幅回路は、図１に示されているものと同じ構成要素である。
Ａ線電圧及びＢ線電圧は、それぞれ、緩衝増幅器１１及び１２によってピックアップ又は緩衝され、かつこれらの増幅器の出力端子は直列接続された２つの等しい抵抗器Ｒ２によって相互接続されている。したがって、これらの抵抗器Ｒ２間の相互接続点に、Ａ線電圧とＢ線電圧の平均値である瞬時電位ＵＭＶが得られる。瞬時電位ＵＭＶは、緩衝増幅器１３によって緩衝され、かつ相互コンダクタンス増幅器１４の第１入力端子に供給される。電圧源２７からの直流基準電圧値ＵＲＶは、相互コンダクタンス増幅器１４の第２入力端子に供給されて、瞬時電圧値ＵＭＶと比較され差値（ＵＭＶ−ＵＲＶ）を得る。この差値は、コンダクタンス係数（ｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ ｆａｃｔｒｏ）ｇｍ倍だけ増幅器１４によって増幅されてｇｍ×（ＵＭＶ−ＵＲＶ）なる電流を生じる。この電流は、相互コンダクタンス増幅器１４の２つの出力端子から等しい電流ＩＬＯＮＧとして引き抜かれ、概略的に示されるように、演算増幅器６及び７の正入力端子に接続されているこの相互コンダクタンス増幅器によって、演算増幅器６及び７において、それぞれ、適当な算述符号を付けられて呼出し信号ＩＲに加算される。図１もまた参照されたい。加算された信号は、演算増幅器回路によって係数ＧＲ倍増幅される。これによって、電流ＧＲ×（ＩＲ−ＩＬＯＮＧ）がＡ線に供給され、及び電流ＧＲ×（ＩＲ＋ＩＬＯＮＧ）がＢ線から引き出される。これらの電流は定常状態で等しくなければならない。すなわち、ＩＬＯＮＧは消滅しなければならず、かつこれらの電流は、このことが達成されるまで、したがって、電圧差ＵＭＶ−ＵＲＶが零に等しくなるまで、説明したフィードバック・ループによって制御される。
図３は、図２に類似し、インピーダンスＺＬによって表された加入者端末へのＡ線ＬＡとＢ線ＬＢとの間に不平衡呼出し信号を供給する回路図を示す。図３の実施例の素子は、基準電圧値ＵＲＶを発生する素子に関するものを除き、図２の実施例の素子と同等であり、図２及び３のこれら同等の素子については詳細に説明しない。
図３の実施例において、基準電圧値ＵＲＶは、Ｂ線電圧の直流成分を見付けるべく低域通過フィルタ１７をＢ線ＬＢに接続してこの電圧成分を本質的にフィルタ処理することで発生され、したがって、起こり得る呼出し信号がＢ線電圧から除去される。低域通過フィルタ処理された電圧は、フィルタ１７の出力端子とアースとの間に直列接続されている等しい抵抗の２つの抵抗器Ｒ３によって２で除算される。したがって、これらの抵抗器Ｒ３間の相互接続点は、Ｂ線の直流電位の半分に等しい電位を有し、この接続点は緩衝増幅器１８の入力端子に接続され、緩衝増幅器１８の出力端子は電圧減算回路１９の入力端子に接続されている。電圧減算回路１９は、緩衝増幅器１８の出力端子の電圧から所定の定電圧ＵＧ／２を減算して、相互コンダクタンス増幅器１４の他の入力端子に供給される基準電圧ＵＲＶを得るようにされている。電圧減算回路１９によって減算される電圧ＵＧ／２は、Ａ線の所望電圧に相当する。それゆえ、減算される電圧は、例えば、Ａ線のアース電位より僅かに低い直流レベルを供給するように適当な直流レベルに設定される。したがって、Ａ線は−ＵＧなる定電位を有し、この値は約−２ボルトの大きさの程度の低い負電圧値である。
電圧減算回路１９は抵抗器Ｒ１０を含んで良く、定電流源２５を接続することによって、この抵抗器を通して生じる電流から、値ＵＧ／（２・Ｒ１０）を有する電流が減算される。
図４を参照されたい。Ａ線とＢ線との間の不平衡呼出し信号用装置の第２実施例によれば、Ａ線の電圧が増幅器１１によってセンシングされて瞬時値を得る。増幅器１１は相互コンダクタンス増幅器１４の入力端子に直接接続され、増幅器１４はそれの他の入力端子を図２の回路におけるように所定の定基準電圧ＵＲＶを受けるように接続されている。それゆえ、増幅器１４で、瞬時値が直流電圧値と比較されて差値を得、かつＡ線及びＢ線に供給される電流は、上に説明されたのと同じようにして、前記差値が零になるまで制御される。

Claims (14)

1. 電話線路のＡ線（ＬＡ）とＢ線（ＬＢ）との間の加入者端末（ＺＬ）に対して前記電話線路に所定周波数かつ所定形状の呼出し信号を発生する方法であって、
   前記Ａ線（ＬＡ）と前記Ｂ線（ＬＢ）との間の電圧（ＵＬ）を第１電流（Ｉ１）に変換するステップ（１）と、
   発生しようとする呼出し信号の周波数に等しい周波数を有しかつ前記呼出し信号の形状と同等の形状を有する第１電圧を発生するステップ（２）と、
   前記第１電圧を第２電流（Ｉ２）に変化するステップ（３）と、
   第３電流（Ｉ３）を得るように前記第２電流（Ｉ２）から前記第１電流（Ｉ１）を減算するステップ（４）と、
   前記第３電流（Ｉ３）を第２電圧に変換するステップと、
   前記第２電圧を第４電流（ＩＲ）に変換するステップと、
   前記第４電流（ＩＲ）を増幅し、かつ前記増幅された第４電流を前記Ａ線（ＬＡ）に供給する一方、前記Ｂ線（ＬＢ）から前記増幅された第４電流を引き出すステップと
   を特徴とする方法。
2. 請求項１記載の方法であって、更に、
   一定の第５電流（Ｉ４）を発生するステップ（８）と、
   前記第２電流（Ｉ２）から前記第１電流（Ｉ１）を減算した結果に前記第５電流（Ｉ４）を加算して前記第３電流（Ｉ３）を修正し、前記Ａ線から供給された電流と前記Ｂ線から引き出された電流とが前記線間の直流レベルに差を生じるようにするステップと
   を特徴とする方法。
3. 請求項１及び２のうちの１つに記載の方法であって、更に、
   基準電圧を第１値（ＲＥＦＨ）に設定するステップと、
   前記第２電圧を前記基準電圧と比較するステップと、
   前記第２電圧が前記基準電圧を超えることは、前記加入者端末（ＺＬ）が応答していること、すなわち、オフフック状態が存在することを表示し、前記第２電圧が前記基準電圧を超える場合に、前記第１電圧の発生を中断し、それゆえまた前記呼出し信号の発生を中断するステップと
   を特徴とする方法。
4. 請求項３記載の方法であって、更に、
   前記第２電圧が前記基準電圧を超える場合に、前記中断するステップの後、前記基準電圧の値を第２値（ＲＥＦＬ）へ下げるステップと、
   前記第２電圧を前記基準電圧と再び比較するステップと、
   前記第２電圧がいまや前記基準電圧より低い場合に、前記第１電圧の発生を再開し、かつまた前記第１電圧を前記第１高値（ＲＥＦＨ）へ上昇させ、その後請求項２のステップを繰り返すステップと
   を特徴とする方法。
5. Ａ線電圧とＢ線電圧の平均値である瞬時時をセンシングすることと、
   差値を得るように前記瞬時値を基準値と比較することと、
   前記Ａ線に供給される電流と前記Ｂ線に供給される電流とを前記差値が零になるまで制御することと
   を含む前記Ａ線と前記Ｂ線との間の平衡呼出し信号についての請求項１から４のうちの１つに記載の方法であって、
   前記基準値が所定直流電圧であることを特徴とする方法。
6. Ａ線電圧とＢ線電圧の平均値である瞬時値をセンシングすることと、
   差値を得るように前記瞬時値を基準値と比較することと、
   前記Ａ線に供給される電流と前記Ｂ線に供給される電流とを前記差値が零になるまで制御することと
   を含む前記Ａ線と前記Ｂ線との間の不平衡呼出し信号についての請求項１から４のうちの１つに記載の方法であって、
   前記Ｂ線電圧をセンシングし、
   前記センシングされたＢ線電圧を低域通過フィルタ処理し、
   前記低域通過フィルタ処理された電圧を２で除算し、かつ
   前記基準値を得るように前記除算された電圧から所定の定電圧を減算することによって
   前記基準値が発生されることを特徴とする方法。
7. 前記Ａ線と前記Ｂ線との間の不平衡呼出し信号についての請求項１から４のうちの１つに記載の方法であって、
   瞬時値を得るように前記Ａ線電圧をセンシングすることと、
   差値を得るように前記瞬時値を直流電圧値と比較することと、
   前記Ａ線に供給される電流と前記Ｂ線に供給される電流とを前記差値が零になるまで制御することと
   を特徴とする方法。
8. Ａ線（ＬＡ）とＢ線（ＬＢ）との間の加入者端末ＺＬに対して電話線路に所定周波数のかつ所定形状の呼出し信号を発生する装置であって、
   前記Ａ線（ＬＡ）と前記Ｂ線（ＬＢ）との間の電圧（ＵＬ）を第１電流（Ｉ１）に変換する電圧変換手段（１）と、
   発生しようとする呼出し信号の周波数のかつ前記呼出し信号と同じ形状の第１電圧を発生する信号発生手段（２）と、
   前記第１電圧を第２電流（Ｉ２）に変換する信号変換手段（３）と、
   第３電流（Ｉ３）を得るように前記第２電流（Ｉ２）から前記第１電流（Ｉ１）を減算するために前記電圧変換手段（１）と前記信号変換手段（３）とに接続された加算接続点（４）と、
   前記第３電流（Ｉ３）を第２電圧に変換するために前記加算接続点（４）に接続された電流−電圧変換手段（Ｒ１）と、
   前記第２電圧を第４電流（ＩＲ）に変換するために加算接続点（４）にまた接続された電圧−電流変換手段（ＲＤＣ）と、
   前記第４電流（ＩＲ）を増幅し、かつ前記増幅された第４電流を前記Ａ線（ＬＡ）に供給する一方、前記Ｂ線（ＬＢ）から前記増幅された第４電流を引き出すために前記電圧−電流変換手段（ＲＤＣ）に接続された電流増幅手段（６、Ｒ４、Ｒ１１、Ｒ５；７、Ｒ１２、Ｒ７、Ｒ８）と
   を特徴とする装置。
9. 請求項８記載の装置であって、
   それぞれ、前記Ａ線から供給された電流と前記Ｂ線からと引き出された電流とが第５電流（Ｉ４）の大きさに相当する差を前記線間の直流レベルに生じるように、前記加算接続点（４）で加算される前記第５電流（Ｉ４）を発生するために前記接続点（４）に接続された定電流発生手段（８）
   を特徴とする装置。
10. 請求項８及び９のうちの１つに記載の装置であって、
    前記第２電圧を基準電圧と比較するために前記加算接続点（４）に接続された比較器（９）と、
    前記第２電圧が前記基準電圧より高いと云うことは前記加入者端末（ＺＬ）が応答していることを表示し、前記比較の結果は前記第２電圧が前記基準電圧より高いと云う場合に、前記第１電圧の発生を中断し、そうすることによって前記呼出し信号を中断するために前記比較器（９）が前記信号発生手段（２）を制御するように前記信号発生手段に接続されていることと
    を特徴とする装置。
11. 請求項１０記載の装置であって、
    前記比較器（９）に基準電圧を提供するために前記比較器に第１基準電圧源（２３）又は第２基準電圧源（２４）を接続するように配置されたスイッチ（１０）であって、前記第１基準電圧源（２３）が第２電圧源（２４）によって提供される電圧（ＲＥＦＬ）より高い電圧（ＲＥＦＨ）を提供する前記スイッチと、
    前記比較器（９）によって行われた比較の結果は前記第２電圧が前記基準電圧より高いと云う場合にまた、以後、前記第２電圧が前記第２基準電圧（２４）によって提供される前記電圧（ＲＥＦＬ）と比較されるように、前記スイッチ（１０）を制御して前記第２基準電圧源（２４）を前記比較器に接続させるために前記比較器がまた前記スイッチに接続されていることと、
    そうでなくて、前記比較器によって行われた比較の結果は前記第２電圧が前記基準電圧より低いと云う場合に、以後、前記第２電圧が前記第１基準電圧（２３）によって提供される前記電圧（ＲＥＦＨ）と比較されるように、前記信号発生手段（２）を制御して前記第１電圧の発生を開始させかつ前記スイッチ（１０）を制御して前記第１基準電圧源（２３）を前記比較器（９）に接続させるために前記比較器が配置されていることと
    を特徴とする装置。
12. 瞬時値を得るようにＡ線電圧とＢ線電圧の平均値をセンシングするセンシング手段と、
    差値を得るように前記瞬時値を基準値と比較するために前記センシング手段に接続された比較手段と、
    前記Ａ線に供給される電流と前記Ｂ線に供給される電流とを前記差値が零になるまで制御するために前記比較手段に接続された制御手段と
    を含む前記Ａ線と前記Ｂ線との間の平衡呼出し信号についての請求項８から１１のうちの１つに記載の装置であって、
    前記基準値を提供するために前記比較手段に接続された直流電圧源を特徴とする装置。
13. 瞬時値を得るようにＡ線電圧とＢ線電圧の平均値をセンシングするセンシング手段と、
    差値を得るように前記瞬時値を基準値と比較するために前記センシング手段に接続された比較手段と、
    前記Ａ線に供給される電流と前記Ｂ線に供給される電流とを前記差値が零になるまで制御するために前記比較手段に接続された制御手段とを
    含む前記Ａ線と前記Ｂ線との間の不平衡呼出し信号についての請求項８から１１のうちの１つに記載の装置であって、
    前記基準値を発生するために前記比較手段に接続され、かつ
    Ｂ線電圧を低域通過フィルタ処理するフィルタ手段と、
    前記低域通過フィルタ処理されたＢ線電圧の所定端数である端数電圧を発生するために、特に、前記低域通過フィルタ処理された電圧を数２で除算するために、前記フィルタ手段に接続された除算手段と、
    前記比較手段に供給される前記基準値を得るように前記端数電圧から所定の定電圧を減算する手段と
    を特徴とする装置。
14. 前記Ａ線と前記Ｂ線との間の不平衡呼出し信号についての請求項８から１１のうちの１つに記載の装置であって、
    瞬時値を得るように前記Ａ線電圧をセンシングするセンシング手段と、
    差値を得るように前記瞬時値を直流電圧値と比較するために前記センシング手段に接続された比較手段と、
    前記Ａ線に供給される電流と前記Ｂ線に供給される電流とを前記差値が零になるまで制御するために前記比較手段に接続された制御手段と
    を特徴とする装置。

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