JP2000501906A - 呼出し信号発生方法及び装置 - Google Patents

呼出し信号発生方法及び装置

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JP2000501906A JP9521203A JP52120397A JP2000501906A JP 2000501906 A JP2000501906 A JP 2000501906A JP 9521203 A JP9521203 A JP 9521203A JP 52120397 A JP52120397 A JP 52120397A JP 2000501906 A JP2000501906 A JP 2000501906A
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Abstract

(57)【要約】 電話網内で加入者(ZI)へのA線(LA)とB線(LB)との間に所定周波数のかつ所定形状の呼出し信号を発生するに当たって、呼出し信号がこれらの線の直流レベルに直接注入されるか又は重畳される。電圧差変換手段(1)がA線(LA)とB線(LB)との間のいかなる電圧差も第1電流(I1)に変換する。信号発生手段(2)が、発生しようとする呼出し信号の周波数と形状の第1電圧を発生し、次いで信号変換手段(3)が第1電圧を第2電流(I2)に変換する。加算接続点(4)において、第1電流(I1)が第2電流(I2)から減算されて第3電流(I3)を得、かつこの電流がこれを抵抗器(R1)に通過させることによって第2電圧に変換される。第2電圧は、緩衝(5)され、かつこの電圧を抵抗器(RDC)に印加することによって第4電流(IR)に再びに変換される。この第4電流(IR)は、演算増幅器(6、7)を含む電流増幅回路によって増幅され、次いでA線(LA)に供給されかつB線(LB)から引き出される。

Description

【発明の詳細な説明】 呼出し信号発生方法及び装置 技術分野 本発明は加入者端末(subscriber’s station)に対して 電話線路に所定周波数のかつ所定形状の呼出し信号(ringing sign al)を発生する方法及び装置に関し、この信号は電話線路のA線とB線との間 に印加される。 背景及び先行技術 加入者端末又は加入者電話機を電話網とインタフェースする線路インタフェー ス回路、すなわち、LICの応用では、特定のLICに接続されている加入者へ 呼出し信号を送り得ることが必要である。呼出し信号は、加入者端末へのインタ フェースを構成する2つの線A、B間の横信号(transversal si gnal)として送られる。呼出し信号の最小許容振幅は、加入者線路の長さと 呼出し信号周波数(ringing frequency)における加入者端末 のベル又はトーン・リンガのインピーダンスとに依存する。その要件は、呼出し 信号がベルに対して少なくとも40Vの実効値を有さねばならないと云うことで ある。ベルは線路上の純粋交流負荷を構成し、線路は加入者が送受器(set) をオンフックしているとき直流に対して非常に高い抵抗を有する。 呼出し信号の周波数は、各国で特定されており、一般に20から50Hzであ る。本実施例では、呼出し信号は、隣接線路との干渉を回避するために、高調波 を実質的に含まない実質的に純粋な正弦波である。 呼出し信号(ringing)の2つの主要型式を、平衡呼出し信号と不平衡 呼出し信号とに区別することができる。 不平衡呼出し信号では、線の1つが安定又は実質的に定電位に維持されるのに 対して、他の線上では呼出し信号が直流レベルに重畳される。呼出し信号中の或 る場合にはA線が、及び他の場合にはB線が定電位に維持される。不平衡呼出し 信号は、呼出し信号の最も普通の型式でありかつ、例えば、米国で及び多くのア ジアの国々で使用されている。 平衡呼出し信号では、呼出し信号が2線間で分割される。正規には、半信号が A線に及び半信号がB線に印加され、共通モード電圧が定レベルに維持される。 平衡呼出し信号は、比較的に使用されないが、例えば、フランス及びいくつかの アフリカの国々で使用されている。 呼出し信号の両型式にとって、線路上の直流レベル、すなわち、呼出し信号中 にいつ誰かが送受器(handset)を持ち上げるかを検出するために、2線 の直流レベルがリング・トリップ電池(ring trip battery) と呼ばれるオフセット電圧だけ分離される必要がある。 線の1つを直流の観点から所与の電位に維持することになっている(例えば、 米国ではA線を約アース電位に維持することになっている)のに対して、他の線 にはA線の直流レベルから1リング・トリップ電池である直流電位を持たせるも のとしている。この要件は、呼出し信号中に誰かが送受器を持ち上げるとき線路 電流(直流)が充分に高いことを保証しなくてはならないと云う事実から生じる 。 今日の方式に使用されるリング・トリップ電池は、回路が空きモードにあると きの開放線路における直流電池(正規には、約50Vであるが国により異なる) に相当する。呼出し信号は正弦波(1.4の波形率)であるから、線の1つは呼 出し信号期間中或るときにアース電位を超えることになる。 例えば、米国では、A線はアース電位に留まるのに対してB線は呼出し信号( ring)である。微小(infinitesimal)線路(0Ω)において 、ベルの両端間に実効値約40Vを得るためには、呼出し信号のピーク値は56 .5Vであることになる。この解法では、リング・トリップ電池が、正規には、 約48Vである。それゆえ、この解法では、B線が呼出し信号期間の或る部分中 アース電位を超えることになる。正規線路長を取り扱うために、呼出し信号の信 号レベルを更に上昇させなければならない(線路に180Ω/kmを追加する) 。 今日の電話方式では、外部呼出し信号発生器をリレーを介して接続することに よって呼出し信号が線路に印加される。この発生器は非常に高価であり、かつ線 路当たりの経費を低減させるためにしばじば複数の線路によって共用される。そ の結果、欠陥のある呼出し信号発生器が多くの線路を動作不能にするため呼出し 信号機能の信頼性が劣化する。また、呼出し信号リレーは、比較的高価であり、 かつLICを取り付ける線路インタフェース盤上のかなりの面積を占める。この 結果、少数の線路しかこのような盤上に設置することができず、これは線路当た りの高いオーバヘッド費用を暗示する。更に、呼出し信号中いつ誰かが送受器を 持ち上げるかを検出するためにリング・トリップ抵抗器網が必要である。 電話方式における今日の傾向は、モジュール(遠隔加入者ステージ)の小型化 である。この結果、少数線路用のLICを含む小さなマガジンが得られる。もち ろん、呼出し信号発生器をマガジンの線路によって共用させることもまたこれら の方式で可能であるが、非常に高いオーバヘッド費用と云う代償がある。 他の傾向は、多数の線路を含む大きなマガジンを有することである。この型式 のマガジンについては、線路インタフェース盤のパッキング密度が肝要になる。 かさばる呼出し信号接続リレー及びリング・トリップ網は、盤面上で多くの面積 を占める。この場合、呼出し信号発生器を多くの線路で共用することができかつ 費用はさほど掛からないが、呼出し信号機能の信頼性の低下と云う代償を伴う。 呼出し信号を線路へ直接印加することができるLICを製作する努力が払われ てきた。1つの試みは、シリコン上にリレー置換モジュール(relay su bstitute module)を置くことであって、これを経由して外部呼 出し信号発生器を接続することができる。しかしながら、この解法に関連してい くつかの問題がある。リレーは、LICが接続されているとき、非常に低抵抗の ものでなくてはならず、これは実施するのが困難である。更に、呼出し信号リレ ーは、高電圧に耐えることができなければならない。更にまた、呼出し信号発生 器ばかりでなく外部リング・トリップ抵抗器網が依然として必要であり、これが 主要問題の1つであると云うことである。 呼出し信号を発生する方法及び装置は米国特許第5,553,132号に開示 されており、この特許は国際特許出願WO−A1 95/20290に対応し、 この特許出願の内容は引用することによって本明細書に組み入れられている。加 入者線路に供給された電流は、直接変調されて呼出し信号を供給する。加入者線 路インタフェースの電流人力端子は、演算増幅器の出力信号と低レベル信号発生 器の出力信号とを受け、その結果、線路インタフェース回路の出力電圧の関数で ありかつ第1抵抗器に印加されている電圧によって発生された第1電流と第2抵 抗器に印加された信号発生器の出力によって発生された第2電流との和をこの電 流入力端子に供給する。 呼出し信号を発生する他の方法は、英国特許出願GB−A 2 113 04 4に開示されており、ここでは呼出し信号電流が低レベル信号発生器から導出さ れるに従って線路内へ直接注入される。 要約 本発明の目的は、費用及びスペースに関して効率的な方法でLIC内に呼出し 信号機能を統合すること、かつ加入者端末に接続された線上の直流電圧レベルを 簡単に制御できるようにすることにある。 これは、主として、A線とB線との間に所定周波数のかつ所定形状の呼出し信 号を発生することで加入者端末へのA線とB線との間のいかなる電圧差も第1電 流に変換するステップと、発生しようとする呼出し信号の周波数及び形状の第1 電圧を発生するステップと、前記第1電圧を第2電流に変換すること、第3電流 を得るように前記第2電流から前記第1電流を減算するステップと、前記第3電 流を第2電圧に変換すること、前記第2電圧を緩衝するステップと、前記緩衝さ れた電圧を第4電流に変換すること、前記第4電流を増幅するステップと、及び 増幅された第4電流をA線に供給する一方、B線から増幅された第4電流を引き 出すステップによって達成される。 この目的はまた、A線とB線との間のいかなる電圧差も第1電流に変換する電 圧差変換手段、発生しようとする呼出し信号の周波数及び形状の第1電圧を発生 する信号発生手段、前記第1電圧を第2電流に変換する信号変換手段、第3電流 を得るように前記第2電流から前記第1電流を減算する加算接続点、前記第3電 流を第2電圧に変換する電流−電圧変換手段、前記第2電圧を緩衝する緩衝手段 、前記緩衝された電圧を第4電流に変換する電圧−電流変換手段、前記第4電流 を増幅する電流増幅手段、及び増幅された第4電流をA線に供給する一方、B線 から増幅された第4電流を引き出す線路を提供することによって達成される。 電流増幅手段へ電流が与えられ、この電流が呼出し信号電流に重畳されて電話 線の直流レベルを提供する。電圧の代わりに電流を使用することで、単に所望電 流を搬送する電線路を接続することでこのような重畳が行われる。電話線路間の 直流レベルの差、すなわち、リング・トリップ電池は、適当な電流源から加算接 続点へ定電流を供給ことによって容易に設定される。 図面の簡単な説明 本発明を、添付図面を参照して非限定的実施例について詳細に説明する。これ らの図面において、 図1は加入者線路へ呼出し信号を供給する装置の回路図である。 図2は平衡呼出し信号を供給する装置の回路図である。 図3は不平衡呼出し信号を供給する装置の回路図である。 図4は不平衡呼出し信号を供給する代替装置の回路図である。 図5は図1〜図4の装置内に使用される電流ミラー装置の回路図である。 詳細な説明 図1は、インピーダンスZLによって表された加入者端末へのA線LAとB線 LBとの間に呼出し信号を発生する装置の実施例を示す。線路電流はILで示さ れ、線間電圧、すなわち、インピーダンスZLの両端間の電圧はULで示される 。 例えば、相互コンダクタンス増幅器1の形をした電圧差変換手段は、その入力 がA線及びB線に接続され、かつA線LAとB線LBとの間の電圧差ULを増幅 器出力端子の方へ逆方向に流れる第1電流I1に変換するようにされている。信 号発生器2は、所望呼出し信号と同一周波数かつ同一基本形状を有する低電圧信 号を発生するために設けられる。この発生器を、図示されていない適当な制御手 段によって呼出し信号バーストを提供するようにスイッチオン、スイッチオフす ることができる。相互コンダクタンス増幅器は、例えば、演算増幅器の出力端子 にベースが接続されたトランジスタを含む或るトランジスタ回路のような制御可 能な電流源を制御する適当に接続された演算増幅器から作られてよい。 もう1つの相互コンダクタンス増幅器3は、入力端子が信号発生器2の出力端 子に接続され、信号発生器2によって供給された低電圧信号を電流I2に変換す る。この電流はしたがって信号発生器2によって発生された信号、即ち所望呼出 し信号と同一周波数かつ同一基本形状を有し、増幅器3の出力端子から通常の方 向である順方向に出力される。 相互コンダクタンス増幅器1及び3の出力端子は加算接続点4で相互接続され 、加算接続点4は抵抗器R1を経由して通信用アース(signalgroun d)に接続されている。それゆえ、示された電流方向に従い、電流I1は加算接 続点4で電流I2から減算されて電流I3を生じ、この電流は抵抗器R1を通し て通信用アースへ流れる。抵抗器R1を通る電流I3は、通信用アースを基準に して接続点4に電圧を生じる。 緩衝又は遮断(isolating)増幅器5はこの電圧を緩衝するために設 けられ、この緩衝増幅器は増幅率が例えば1に等しくなるように接続された演算 増幅器である。それゆえ、接続点4は増幅器5の正入力端子に接続され、負入力 端子はその増幅器の出力端子に接続されている。緩衝増幅器5の出力端子は、抵 抗器RDCを通して仮想通信用アースに接続されている。これによって、緩衝増 幅器5からの出力電圧、即ち、接続点4の電位は、抵抗器RDCを通して適当な 大きさの電流IRに変換されることになる。この電流IRは、抵抗器RDCとア ースとの間に接続された電流ミラー装置20によってセンシング(sense) されかつミラーされることになる。実効的に、ミラー装置は、それぞれ、出力端 子AIN−、AIN+を有する2つの電流発生器21、22を含み、これらの出 力端子から電流IRと同じ強度を有する電流が導き出される。 したがって、電流強度IRは加入者線路に注入される電流を表すことになり、 それゆえ、電流発生器21はA線LA用にかつ電流発生器22はB線LB用に配 置される。電流発生器21、22から引き出された電流IRは、それぞれ、A線 LA及びB線LBに接続された演算増幅器6及び7を含む電流増幅手段によって 係数GR倍に増幅される。A線については、電流IRは第1演算増幅器6の負入 力端子から引き出され、この増幅器の正入力端子は抵抗器R4を通してA線LA に接続されている。増幅器6は更なる抵抗器R5、R11を介して利得GRを生 じるように接続され、これらの抵抗器は利得に応じて選択された抵抗を有するよ う、すなわち、比R11/R5がGRに等しくなるように選択される。抵抗器R 4の抵抗は、R11に等しい。抵抗器R11は、演算増幅器6の負入力端子とそ の出力端子との間に接続されている。他の抵抗器R5は、出力端子とA線との間 に接続されている。増幅された電流GR×IRは、このようにしてA線LAに印 加される。 B線を駆動するために配置された第2演算増幅器7が同様に接続されている。 それゆえ、電流強度IRはこの増幅器の正入力端子から引き出され、この端子は また第1増幅器の抵抗器R4に相当する抵抗器R12を通してB線LBに直接接 続されている。抵抗器R7、R8は、第1増幅器6の抵抗器R11、R5のよう に接続され、すなわち、抵抗器R7は第2増幅器7の負入力端子と出力端子との 間に接続され、かつこの出力端子は抵抗器R8を通してB線に接続されている。 抵抗器R7及びR8は所望利得を生じるように選択され、それゆえ、R7/R8 =GRとなるような抵抗値を有する。抵抗器R12は、抵抗器R7と同様な抵抗 値を有し、それゆえ、R12/R8=GRである。このように、図1に示すよう に、電流GR×IRがB線LBから引き出される。 典型的に、電流IRは、演算増幅器6、7を含む電流増幅回路によって、数百 倍、例えば、係数GR=800倍増幅されることになる。これは、入力電流強度 IRを低くできることを意味する。出力抵抗器R5、R8は、かなり小さい抵抗 、例えば、6、7オーム程度の数オームを有する。 加入者線路が開放(オンフック)のときリング・トリップ電池、すなわち、A 線とB線との間の直流レベル差を設定するために、電流源8はこの設定に相当し て選択された振幅を有する定直流電流14を加算接続点4に供給する。 送受器の持ち上げられたことを検出するために、すなわち、直流電流に対する 小抵抗を提供するインピーダンスZLの変化によって表示される、加入者が応答 していることを検出するために、図1に示される比較器9が設けられ、加算接続 点4の電圧を電圧源23からの高基準電圧REFH又は電圧源24からの低基準 電圧REFLのどちらかと比較する。これらの電圧源は通信用アースを基準にし て電圧を発生する。これらの基準電圧REFH及びREFLは、概略的に表示さ れたスイッチ10によって比較器9に印加される。比較器9は、その正入力端子 が接続点4に接続されかつその負入力端子がスイッチ10に接続されている。通 常は、送受器がオンのとき、すなわち、フックオン(hook−on)している 間、スイッチ10はこの図に表示された位置をとる、すなわち、接続点4の電圧 が高電圧基準REFHと比較される。 加算接続点4の電圧が高基準電圧REFHを超えるとき、これは、加人者が応 答している場合を示す。ただし、両電圧は通信用アースを基準にしている。なぜ ならば、その際は、線間電圧は低く、したがって小さい電流I1しか接続点4か ら引き出されないからである。このとき、論理1が比較器9によって発生され、 この出力信号が信号発生器2及びスイッチ10を制御するために使用される。そ れゆえ、比較器9の出力端子は信号発生器2の制御入力に接続されてこれをター ンオフするので、呼出し信号を発生することはできない。比較器9の出力端子は またスイッチ10に接続されるので、同時に、比較器9からの論理1がスイッチ 10を低基準電圧REFLへスイッチさせ、この基準電圧が、以後、比較器9に よって加算接続点4の電圧と比較される。もしそのとき加算接続点4の電位が依 然として低基準電圧REFLより高いならば、オフフック状態が存在すると決定 される。 しかしながら、もし加算接続点4の電位が低基準電圧REFL以下に急速に下 がるならば、これは、かなりの電流I1が接続点4から引き出され、電圧ULが かなりであることを示し、比較器9の出力信号は再び論理零になる。この論理零 が信号発生器2を再び開始させて呼出し信号と同一周波数かつ同一形状の低電圧 信号を供給させる。論理零はまた、再び高基準電圧REFHを比較器9に供給す るようスイッチ10を動作し、それによって比較されるようにする。 比較器9の入力に接続点4の電位を供給するに当たって、不要な交流成分を除 去するために、図示されていないフィルタ回路によってこの電位を適当な低域通 過フィルタ処理することができる。 ミラー装置20の単純化された回路図が図5に示されている。抵抗器RDCか らの線がこの回路の入力Rに接続されており、それゆえ、ここに電流IRが流れ 込む。この入力端子は、差働増幅器26の正人力端子に接続され、この正端子は アースされている。人力端子Rは定常状態では仮想アースにあり、したがって抵 抗器R9を通して電流は流れない。電流IRは、2つの異なるタイプのトランジ スタT1、T2、即ち、1つはPNPトランジスタ及び1つはNPNトランジス タの相互接続点に流れ、これらのトランジスタはそれらのコレクタを相互接続点 で接続し合うように直列接続されている。トランジスタT1、T2は、それらの ベースを、2つの並列電流ミラー内で同じように接続された同様のトランジスタ T3、T4及びT5、T6のベースに接続されている。それゆえ、全てのPNP トランジスタT1、T3、T5はそれらのベースを互いに接続され、及び同じこ とが全てのNPNトランジスタT2、T4、T6についても云える。これらの並 列ミラー動作(parallel mirroring)回路内の相互接続点か ら、すなわち、ミラー装置20の出力端子から電流AIN−及びBIN+が引き 出される(又は実際にこの端子へ送達される)。これらのトランジスタのベース はまた中間増幅段に接続され、この段は入力端子Rの電位をアース電位になるよ うに制御する。 図2は、A線LAとB線LBとの間に平衡呼出し信号を生じる適当な直流電流 を加入者線路に供給するために必要な構成要素の回路図を示し、加入者端末は上 記のようにインピーダンスZLによって表される。加入者インピーダンスZLの 両端間の電圧はULである。図2の回路図は、呼出し信号を発生するために必要 な構成要素が示された図1と共に使用される。図2で、ミラー装置20、及び増 幅器6、7を含む出力回路、電流増幅回路は、図1に示されているものと同じ構 成要素である。 A線電圧及びB線電圧は、それぞれ、緩衝増幅器11及び12によってピック アップ又は緩衝され、かつこれらの増幅器の出力端子は直列接続された2つの等 しい抵抗器R2によって相互接続されている。したがって、これらの抵抗器R2 間の相互接続点に、A線電圧とB線電圧の平均値である瞬時電位UMVが得られ る。瞬時電位UMVは、緩衝増幅器13によって緩衝され、かつ相互コンダクタ ンス増幅器14の第1入力端子に供給される。電圧源27からの直流基準電圧値 URVは、相互コンダクタンス増幅器14の第2入力端子に供給されて、瞬時電 圧値UMVと比較され差値(UMV−URV)を得る。この差値は、コンダクタ ンス係数(conductance factor)gm倍だけ増幅器14によ って増幅されてgm×(UMV−URV)なる電流を生じる。この電流は、相互 コンダクタンス増幅器14の2つの出力端子から等しい電流ILONGとして引 き抜かれ、概略的に示されるように、演算増幅器6及び7の正入力端子に接続さ れているこの相互コンダクタンス増幅器によって、演算増幅器6及び7において 、 それぞれ、適当な算述符号を付けられて呼出し信号IRに加算される。図1もま た参照されたい。加算された信号は、演算増幅器回路によって係数GR倍増幅さ れる。これによって、電流GR×(IR−ILONG)がA線に供給され、及び 電流GR×(IR+ILONG)がB線から引き出される。これらの電流は定常 状態で等しくなければならない。すなわち、ILONGは消滅しなければならず 、かつこれらの電流は、このことが達成されるまで、したがって、電圧差UMV −URVが零に等しくなるまで、説明したフィードバック・ループによって制御 される。 図3は、図2に類似し、インピーダンスZLによって表された加入者端末への A線LAとB線LBとの間に不平衡呼出し信号を供給する回路図を示す。図3の 実施例の素子は、基準電圧値URVを発生する素子に関するものを除き、図2の 実施例の素子と同等であり、図2及び3のこれら同等の素子については詳細に説 明しない。 図3の実施例において、基準電圧値URVは、B線電圧の直流成分を見付ける べく低域通過フィルタ17をB線LBに接続してこの電圧成分を本質的にフィル タ処理することで発生され、したがって、起こり得る呼出し信号がB線電圧から 除去される。低域通過フィルタ処理された電圧は、フィルタ17の出力端子とア ースとの間に直列接続されている等しい抵抗の2つの抵抗器R3によって2で除 算される。したがって、これらの抵抗器R3間の相互接続点は、B線の直流電位 の半分に等しい電位を有し、この接続点は緩衝増幅器18の入力端子に接続され 、緩衝増幅器18の出力端子は電圧減算回路19の入力端子に接続されている。 電圧減算回路19は、緩衝増幅器18の出力端子の電圧から所定の定電圧UG/ 2を減算して、相互コンダクタンス増幅器14の他の入力端子に供給される基準 電圧URVを得るようにされている。電圧減算回路19によって減算される電圧 UG/2は、A線の所望電圧に相当する。それゆえ、減算される電圧は、例えば 、A線のアース電位より僅かに低い直流レベルを供給するように適当な直流レベ ルに設定される。したがって、A線は−UGなる定電位を有し、この値は約−2 ボルトの大きさの程度の低い負電圧値である。 電圧減算回路19は抵抗器R10を含んで良く、定電流源25を接続すること によって、この抵抗器を通して生じる電流から、値UG/(2・R10)を有す る電流が減算される。 図4を参照されたい。A線とB線との間の不平衡呼出し信号用装置の第2実施 例によれば、A線の電圧が増幅器11によってセンシングされて瞬時値を得る。 増幅器11は相互コンダクタンス増幅器14の入力端子に直接接続され、増幅器 14はそれの他の入力端子を図2の回路におけるように所定の定基準電圧URV を受けるように接続されている。それゆえ、増幅器14で、瞬時値が直流電圧値 と比較されて差値を得、かつA線及びB線に供給される電流は、上に説明された のと同じようにして、前記差値が零になるまで制御される。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 EP(AT,BE,CH,DE, DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,IT,L U,MC,NL,PT,SE),OA(BF,BJ,CF ,CG,CI,CM,GA,GN,ML,MR,NE, SN,TD,TG),AP(KE,LS,MW,SD,S Z,UG),UA(AM,AZ,BY,KG,KZ,MD ,RU,TJ,TM),AL,AM,AT,AU,AZ ,BA,BB,BG,BR,BY,CA,CH,CN, CU,CZ,DE,DK,EE,ES,FI,GB,G E,HU,IL,IS,JP,KE,KG,KP,KR ,KZ,LC,LK,LR,LS,LT,LU,LV, MD,MG,MK,MN,MW,MX,NO,NZ,P L,PT,RO,RU,SD,SE,SG,SI,SK ,TJ,TM,TR,TT,UA,UG,US,UZ, VN (72)発明者 ワリン,ベルント スウェーデン国 エス―181 48 リディ ンゴ,ラルクツネット 10 (72)発明者 ウィクルンド,スベン スウェーデン国 エス―194 33 ウップ ランドス バスビイ,ドラゴンベーゲン 12,ザ セブンス

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 1.電話線路のA線(LA)とB線(LB)との間の加入者端末(ZL)に対 して前記電話線路に所定周波数かつ所定形状の呼出し信号を発生する方法であっ て、 前記A線(LA)と前記B線(LB)との間の電圧(UL)を第l電流(I1 )に変換するステップ(1)と、 発生しようとする呼出し信号の周波数に等しい周波数を有しかつ前記呼出し信 号の形状と同等の又は共形の形状を有する第1電圧を発生するステップ(2)と 、 前記第1電圧を第2電流(I2)に変換するステップ(3)と、 第3電流(I3)を得るように前記第2電流(I2)から前記第1電流(I1 )を減算するステップ(4)と、 前記第3電流(I3)を第2電圧に変換するステップと、 前記第2電圧を第4電流(IR)に変換するステップと、 前記第4電流(IR)を増幅し、かつ前記増幅された第4電流を前記A線(L A)に供給する一方、前記B線(LB)から前記増幅された第4電流を引き出す ステップと を特徴とする方法。 2.請求項1記載の方法であって、更に、 一定の第5電流(14)を発生するステップ(8)と、 前記第2電流(I2)から前記第1電流(I1)を減算した結果に前記第5電 流(I4)を加算して前記第3電流(I3)を修正し、前記A線から供給された 電流と前記B線から引き出された電流とが前記線間の直流レベルに差を生じるよ うにするステップと を特徴とする方法。 3.請求項1及び2のうちの1つに記載の方法であって、更に、 基準電圧を第1値(REFH)に設定するステップと、 前記第2電圧を前記基準電圧と比較するステップと、 前記第2電圧が前記基準電圧を超えることは、前記加入者端末(ZL)が応答 していること、すなわち、オフフック状態が存在することを表示し、前記第2電 圧が前記基準電圧を超える場合に、前記第1電圧の発生を中断し、それゆえまた 前記呼出し信号の発生を中断するステップと を特徴とする方法。 4.請求項3記載の方法であって、更に、 前記第2電圧が前記基準電圧を超える場合に、前記中断するステップの後、前 記基準電圧の値を第2値(REFL)へ下げるステップと、 前記第2電圧を前記基準電圧と再び比較するステップと、 前記第2電圧がいまや前記基準電圧より低い場合に、前記第1電圧の発生を再 開し、かつまた前記第1電圧を前記第1高値(REFH)へ上昇させ、その後請 求項2のステップを繰り返すステップと を特徴とする方法。 5.A線電圧とB線電圧の平均値である瞬時値をセンシングすることと、 差値を得るように前記瞬時値を基準値と比較することと、 前記A線に供給される電流と前記B線に供給される電流とを前記差値が零にな るまで制御することと を含む前記A線と前記B線との間の平衡呼出し信号についての請求項1から4の うちの1つに記載の方法であって、 前記基準値が所定直流電圧であることを特徴とする方法。 6.A線電圧とB線電圧の平均値である瞬時値をセンシングすることと、 差値を得るように前記瞬時値を基準値と比較することと、 前記A線に供給される電流と前記B線に供給される電流とを前記差値が零にな るまで制御することと を含む前記A線と前記B線との間の不平衡呼出し信号についての請求項1から4 のうちの1つに記載の方法であって、 前記B線電圧をセンシングし、 前記センシングされたB線電圧を低域通過フィルタ処理し、 前記低域通過フィルタ処理された電圧を2で除算し、かつ 前記基準値を得るように前記除算された電圧から所定の定電圧を減算すること によって 前記基準値が発生されることを特徴とする方法。 7.前記A線と前記B線との間の不平衡呼出し信号についての請求項1から4 のうちの1つに記載の方法であって、 瞬時値を得るように前記A線電圧をセンシングすることと、 差値を得るように前記瞬時値を直流電圧値と比較することと、 前記A線に供給される電流と前記B線に供給される電流とを前記差値が零にな るまで制御することと を特徴とする方法。 8.A線(LA)とB線(LB)との間の加入者端末ZLに対して電話線路に 所定周波数のかつ所定形状の呼出し信号を発生する装置であって、 前記A線(LA)と前記B線(LB)との間の電圧(UL)を第1電流(I1 )に変換する電圧変換手段(1)と、 発生しようとする呼出し信号の周波数のかつ前記呼出し信号と同じ基本形状の 第1電圧を発生する信号発生手段(2)と、 前記第1電圧を第2電流(I2)に変換する信号変換手段(3)と、 第3電流(I3)を得るように前記第2電流(I2)から前記第1電流(I1 )を減算するために前記電圧変換手段(1)と前記信号変換手段(3)とに接続 された加算接続点(4)と、 前記第3電流(I3)を第2電圧に変換するために前記加算接続点(4)に接 続された電流−電圧変換手段(R1)と、 前記第2電圧を第4電流(IR)に変換するために加算接続点(4)にまた接 続された電圧−電流変換手段(RDC)と、 前記第4電流(IR)を増幅し、かつ前記増幅された第4電流を前記A線(L A)に供給する一方、前記B線(LB)から前記増幅された第4電流を引き出す ために前記電圧−電流変換手段(RDC)に接続された電流増幅手段(6、R4 、R11、R5;7、R12、R7、R8)と を特徴とする装置。 9.請求項8記載の装置であって、 それぞれ、前記A線から供給された電流と前記B線からと引き出された電流と が第5電流(I4)の大きさに相当する差を前記線間の直流レベルに生じるよう に、前記加算接続点(4)で加算される前記第5電流(I4)を発生するために 前記接続点(4)に接続された定電流発生手段(8) を特徴とする装置。 10.請求項8及び9のうちの1つに記載の装置であって、 前記第2電圧を基準電圧と比較するために前記加算接続点(4)に接続された 比較器(9)と、 前記第2電圧が前記基準電圧より高いと云うことは前記加入者端末(ZL)が 応答していることを表示し、前記比較の結果は前記第2電圧が前記基準電圧より 高いと云う場合に、前記第1電圧の発生を中断し、そうすることによって前記呼 出し信号を中断するために前記比較器(9)が前記信号発生手段(2)を制御す るように前記信号発生手段に接続されていることと を特徴とする装置。 11.佳請求項10記載の装置であって、 前記比較器(9)に基準電圧を提供するために前記比較器に第1基準電圧源( 23)又は第2基準電圧源(24)を接続するように配置されたスイッチ(10 )であって、前記第1基準電圧源(23)が第2電圧源(24)によって提供さ れる電圧(REFL)より高い電圧(REFH)を提供する前記スイッチと、 前記比較器(9)によって行われた比較の結果は前記第2電圧が前記基準電圧 より高いと云う場合にまた、以後、前記第2電圧が前記第2基準電圧(24)に よって提供される前記電圧(REFL)と比較されるように、前記スイッチ(1 0)を制御して前記第2基準電圧源(24)を前記比較器に接続させるために前 記比較器がまた前記スイッチに接続されていることと、 そうでなくて、前記比較器によって行われた比較の結果は前記第2電圧が前記 基準電圧より低いと云う場合に、以後、前記第2電圧が前記第1基準電圧(23 )によって提供される前記電圧(REFH)と比較されるように、前記信号発生 手段(2)を制御して前記第1電圧の発生を開始させかつ前記スイッチ(10) を制御して前記第1基準電圧源(23)を前記比較器(9)に接続させるために 前 記比較器が配置されていることと を特徴とする装置。 12.瞬時値を得るようにA線電圧とB線電圧の平均値をセンシングするセンシ ング手段と、 差値を得るように前記瞬時値を基準値と比較するために前記センシング手段に 接続された比較手段と、 前記A線に供給される電流と前記B線に供給される電流とを前記差値が零にな るまで制御するために前記比較手段に接続された制御手段と を含む前記A線と前記B線との間の平衡呼出し信号についての請求項8から11 のうちの1つに記載の装置であって、 前記基準値を提供するために前記比較手段に接続された直流電圧源を特徴とす る装置。 13.瞬時値を得るようにA線電圧とB線電圧の平均値をセンシングするセンシ ング手段と、 差値を得るように前記瞬時値を基準値と比較するために前記センシング手段に 接続された比較手段と、 前記A線に供給される電流と前記B線に供給される電流とを前記差値が零にな るまで制御するために前記比較手段に接続された制御手段とを 含む前記A線と前記B線との間の不平衡呼出し信号についての請求項8から11 のうちの1つに記載の装置であって、 前記基準値を発生するために前記比較手段に接続され、かつ B線電圧を低域通過フィルタ処理するフィルタ手段と、 前記低域通過フィルタ処理されたB線電圧の所定端数である端数電圧を発生す るために、特に、前記低域通過フィルタ処理された電圧を数2で除算するために 、前記フィルタ手段に接続された除算手段と、 前記比較手段に供給される前記基準値を得るように前記端数電圧から所定の定 電圧を減算する手段と を特徴とする装置。 14.前記A線と前記B線との間の不平衡呼出し信号についての請求項8から1 1のうちの1つに記載の装置であって、 瞬時値を得るように前記A線電圧をセンシングするセンシング手段と、 差値を得るように前記瞬時値を直流電圧値と比較するために前記センシング手 段に接続された比較手段と、 前記A線に供給される電流と前記B線に供給される電流とを前記差値が零にな るまで制御するために前記比較手段に接続された制御手段と を特徴とする装置。
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