JP3717837B2 - ブラシレスモータの制御装置 - Google Patents
ブラシレスモータの制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3717837B2 JP3717837B2 JP2001356391A JP2001356391A JP3717837B2 JP 3717837 B2 JP3717837 B2 JP 3717837B2 JP 2001356391 A JP2001356391 A JP 2001356391A JP 2001356391 A JP2001356391 A JP 2001356391A JP 3717837 B2 JP3717837 B2 JP 3717837B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- phase advance
- angle
- advance angle
- brushless motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 35
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 27
- 238000009795 derivation Methods 0.000 claims description 16
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 13
- 230000005428 wave function Effects 0.000 claims description 12
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 6
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 41
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 21
- 238000005406 washing Methods 0.000 description 18
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 8
- 230000006870 function Effects 0.000 description 6
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータに交流の電力を供給して該ブラシレスモータを正逆に回転駆動するインバータと、ブラシレスモータの回転角度に応じた位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいてインバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えたブラシレスモータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の自動洗濯機においては、パルスエータ駆動用のモータとしてブラシレスモータが採用されている。
図８は、一般的なブラシレスモータの構造を表わしており、該ブラシレスモータは、図示の如く、円筒状の固定子(20)の中央部に形成された空間に、円柱状の永久磁石からなる回転子(21)を回転可能に収容して構成されている。固定子(20)の内周面には、複数のスロット(22)が凹設され、これら複数のスロットには、Ｕ相巻線(23)、Ｖ相巻線(24)及びＷ相巻線(25)が巻き付けられている。ブラシレスモータにおいては、これら複数相の巻線(23)(24)(25)に通電することによって、回転子(21)を回転させる。
【０００３】
図９は、従来の自動洗濯機に搭載されているブラシレスモータ制御装置の構成を表わしている。商用電源(４)からの交流電力が、整流回路(５)によって一旦、直流電力に変換された後、インバータ(６)によって交流電力に変換され、該交流電力がブラシレスモータ(２)に供給されて、モータの駆動が行なわれる。
ブラシレスモータ(２)には、その回転軸を中心とする円周上に、３つのホール素子からなる位置センサー(３)が取り付けられており、位置センサー(３)の３つのホール素子から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)がＰＷＭ制御回路(９)に供給され、該ＰＷＭ制御回路(９)によってインバータ(６)が制御されている。
【０００４】
図１０は、上記ＰＷＭ制御回路(９)の構成を表わしている。
位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(95)に供給されると共に、回転数検出回路(94)に供給される。回転数検出回路(94)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が電圧指令制御回路(92)を構成する位相進め角導出回路(92a)、及び位置演算回路(95)に供給される。
位置演算回路(95)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θが算出され、算出された回転角度θは、電圧指令制御回路(92)を構成する電圧指令信号生成回路(92b)に供給される。
位相進め角導出回路(92a)では、前記回転数ωに基づいて位相進め角ψが算出され、算出された位相進め角ψは、前記電圧指令信号生成回路(92b)に供給される。
回転数検出回路(94)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(91)に供給され、該回路(91)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて電圧振幅指令Ｖａが作成される。
【０００５】
電圧振幅指令Ｖａは前記電圧指令信号生成回路(92b)に供給され、該回路(92b)においては、回転数制御回路(91)から得られる電圧振幅指令Ｖａ、位相進め角導出回路(92a)から得られる位相進め角ψ、及び位置演算回路(95)から得られる回転角度θに基づいて、下記数１から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【０００６】
【数１】
Ｖｕ＊＝Ｖａ・ｃｏｓ(θ＋ψ)
【０００７】
上記Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊に対して１２０°、２４０°の位相差を与えることによりＶ相の電圧指令信号Ｖｖ＊及びＷ相の電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(73)に供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が作成される。
この様にして作成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号は、図９に示すインバータ(６)に供給されて、インバータ(６)がＰＷＭ制御される。この結果、ブラシレスモータ(２)が駆動されることになる。
上記ＰＷＭ制御回路(９)においては、上述の如く電圧指令信号の位相を前記位相進め角ψだけ進ませて、巻線に流れる電流の位相を該巻線に発生する誘起電圧の位相と一致させることにより、モータ効率の向上が図られている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記ＰＷＭ制御回路(９)を具えた従来の自動洗濯機においては、充分に高いモータ効率が得られない問題があった。
本発明の目的は、従来よりも高いモータ効率を得ることが出来るモータ制御装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決する為の手段】
そこで、出願人は、従来の自動洗濯機において充分に高いモータ効率が得られない原因を次のように究明した。
巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合、ブラシレスモータの回転角度θとして真の値よりも該ずれ角だけ大きな値或いは小さな値が得られる。
しかし、従来のＰＷＭ制御回路(９)においては、ずれ角を無視して上記回転角度θと位相進め角ψとから電圧指令信号の位相角(θ＋ψ)が算出されるため、モータの印加電圧の位相を位相進め角ψだけ進ませることが出来ない。
【００１０】
図１１は、ブラシレスモータの永久磁石から発生する磁束の方向をｄ軸、該磁束方向とは直交する方向をｑ軸として、洗い動作時にモータに印加される電圧の位相を表わしている。
モータに電圧が印加されると、巻線に電流Ｉが流れて、鎖交磁束φによる誘起電圧(ω・φ)、巻線の抵抗Ｒによる電圧(Ｒ・Ｉ)、及び巻線のインダクタンスＬによる電圧(ω・Ｌ・Ｉ)が巻線に生じる。
巻線に対する位置センサーの相対的な取付け位置が正確な位置から正転時に位相が遅れる方向にε度だけずれている場合、ｑ軸は、等価的にｑ′軸で表わすことが出来る。かかる場合、回転角度θとして真の値よりもε度だけ小さな値が得られるため、ブラシレスモータの正転時において電圧指令信号に位相進め角ψ１が与えられると、印加電圧Ｖ１の位相は(ψ１−ε)度だけ進むこととなり、ｑ′軸に平行な方向の成分からなる電流が巻線に流れて、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分が発生する。
又、ブラシレスモータの逆転時において電圧指令信号に位相進め角ψ２が与えられると、印加電圧Ｖ２の位相は(ψ２＋ε)度だけ進むこととなり、ｑ′軸に平行な方向の成分からなる電流が巻線に流れて、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分が発生する。
従来のＰＷＭ制御回路(９)においては、巻線に対する位置センサーの相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合であっても、該ずれ角を無視して電圧指令信号の位相角(θ＋ψ)が算出されるため、モータの印加電圧の位相を位相進め角ψだけ進めることが出来ず、トルクの発生に寄与しない電流成分が生じて、充分に高いモータ効率が得られないのである。
【００１１】
本発明に係るブラシレスモータの制御装置は、ブラシレスモータに交流の電力を供給して該ブラシレスモータを正逆に回転駆動するインバータと、ブラシレスモータの回転角度に応じた位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいてインバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えている。ここで、前記ＰＷＭ制御回路は、
ブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記位置信号に基づいてブラシレスモータの回転角度を検出する角度検出手段と、
前記速度検出手段から得られる回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値を導出する速度制御手段と、
ブラシレスモータの正転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角を導出すると共に、ブラシレスモータの逆転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角を導出する位相進め角導出手段と、
前記角度検出手段から得られる回転角度と、前記位相進め角導出手段によって導出された両電圧位相進め角の差とに基づいて電圧指令信号を作成する演算処理手段と、
前記作成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具えている。
【００１２】
本発明に係るブラシレスモータの制御装置においては、ブラシレスモータの回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値が導出される。
ここで、位置センサーが巻線に対して正確な位置に配置されている場合、モータの負荷重量が同一であれば、モータの正転時と逆転時とで同一の電圧振幅指令値が得られる。これに対し、位置センサーが正確な位置からずれた位置に配置されている場合には、モータの正転時と逆転時とで異なる電圧振幅指令値が得られ、両電圧振幅指令値の差は位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となる。この電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。
そこで、ブラシレスモータの正転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角が導出されると共に、ブラシレスモータの逆転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角が導出される。そして、ブラシレスモータの回転角度と両電圧位相進め角の差とに基づいて電圧指令信号を作成すれば、電圧指令信号の位相角として、位置センサーの取付け位置のずれを加味した適切な値を得ることが出来る。これによって、モータの印加電圧の位相を適切な角度だけ進ませて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが可能となり、従来よりも高いモータ効率を得ることが出来る。
【００１３】
第１の具体的構成において、前記ＰＷＭ制御回路は、更に、前記速度検出手段から得られる回転速度に基づいて電圧位相進め角を導出する第２位相進め角導出手段を具えており、前記演算処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて、前記角度検出手段から得られる回転角度に補正を施す補正処理手段と、
電圧振幅指令値とブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角とを変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数が規定されており、該正弦波関数に基づいて、前記速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と前記補正処理手段から得られる回転角度と前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えている。
【００１４】
上記第１の具体的構成を有するブラシレスモータの制御装置においては、位置センサーから得られる位置信号に基づいてブラシレスモータの回転角度が検出され、その後、補正処理手段によって前記回転角度に補正が施される。
上述の如く、正転時と逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。
【００１５】
従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差に基づいて前記検出された回転角度に補正を施せば、真の回転角度が得られることになる。
その後、速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と上述の如く得られる回転角度と第２位相進め角導出手段によって導出された電圧位相進め角とから電圧指令信号が作成される。従って、位置センサーの取付け位置が正確な位置からずれている場合であっても、電圧指令信号の位相角として、該ずれを加味した適切な値を得ることが出来る。
【００１６】
又、具体的には、前記補正処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて補正角度を算出する第１算出手段と、
前記角度検出手段から得られる回転角度に前記算出された補正角度を用いた加算処理或いは減算処理を施して補正回転角度を算出する第２算出手段
とを具えている。
【００１７】
上述の如く、正転時と逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差から、位置センサーの取付け位置のずれ角を得ることが出来る。
上記具体的構成においては、位置センサーの取付け位置のずれ角を表わす補正角度が算出され、その後、前記検出された回転角度に補正角度を加算し、或いは該回転角度から補正角度を減算することによって、回転角度に補正が施される。
【００１８】
第２の具体的構成において、前記ＰＷＭ制御回路は、更に、前記速度検出手段から得られる回転速度に基づいて電圧位相進め角を導出する第２位相進め角導出手段を具えており、前記演算処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて、前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施す補正処理手段と、
電圧振幅指令値とブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角とを変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数が規定されており、該正弦波関数に基づいて、前記速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と前記角度検出手段から得られる回転角度と前記補正処理手段から得られる電圧位相進め角とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えている。
【００１９】
上記第２の具体的構成を有するブラシレスモータの制御装置においては、位相進め角導出手段によって電圧位相進め角が導出され、その後、補正処理手段によって前記電圧位相進め角に補正が施される。
上述の如く、正転時と逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。
従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差に基づいて、位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施し、これによって得られる電圧位相進め角に角度検出手段から得られる回転角度を加算すれば、位置センサーの取付け位置のずれを加味した適切な位相角が得られることになる。
【００２０】
第３の具体的構成において、前記ＰＷＭ制御回路は、更に、電圧指令信号の信号成分の内、ブラシレスモータを構成する磁石から発生する磁束の方向とは直交する方向の成分の大きさと該直交方向成分の目標値との偏差に基づいて、電圧位相進め角を導出する第２位相進め角導出手段を具えており、前記演算処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて、前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施す補正処理手段と、
電圧振幅指令値とブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角とを変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数が規定されており、該正弦波関数に基づいて、前記速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と前記角度検出手段から得られる回転角度と前記補正処理手段から得られる電圧位相進め角とから電圧指令信号を作成する演算処理手段
とを具えている。
【００２１】
モータの印加電圧Ｖのｑ軸方向成分の大きさＶｑは、巻線のインダクタンスＬによる電圧の大きさ(ω・Ｌ・Ｉｄ)と、巻線の抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)と、鎖交磁束φによる誘起電圧の大きさ(ω・φ)との和で与えられる。ここで、インダクタンスＬによる電圧が巻線に流れる電流Ｉのｄ軸方向成分によって生じる電圧であり、ｄ軸方向成分はトルクの発生に寄与しない電流成分である。
そこで、上記第３の具体的構成を有するブラシレスモータの制御装置においては、巻線に流れる電流Ｉのｄ軸方向成分の大きさＩｄがゼロであるときの印加電圧Ｖのｑ軸方向成分の大きさ、即ち抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)と鎖交磁束φによる誘起電圧の大きさ(ω・φ)との和(Ｒ・Ｉｑ＋ω・φ)が、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分(直交方向成分)の目標値Ｖｑ＊＊として設定される。
ここで、巻線に流れる電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑはモータの負荷重量に応じて変動するが、抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)は、鎖交磁束φによる誘起電圧の大きさ(ω・φ)に比べて十分に小さいため、抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)の変動量(Ｒ・ΔＩｑ)は、誘起電圧の大きさ(ω・φ)に比べて十分に小さい。従って、前記目標値Ｖｑ＊＊の決定の際には、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑとして、負荷重量が任意の基準値であるときの一定値を用いることが出来る。又、電流Ｉのｄ軸方向成分の大きさＩｄがゼロであるとき、印加電圧Ｖのｄ軸方向成分の大きさＶｄは、インダクタンスＬによる電圧の大きさ(ω・Ｌ・Ｉｑ)によって与えられるため、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑとして、印加電圧Ｖのｄ軸方向成分の大きさＶｄから算出される値を用いることも出来る。
【００２２】
上記制御装置においては、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊を上記目標値Ｖｑ＊＊に追従させるための電圧位相進め角を導出して電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊を制御することによって、負荷重量に応じた電圧位相進め角を導出することが出来る。
その後、補正処理手段によって該電圧位相進め角に補正が施される。上述の如く、正転時及び逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差に基づいて、位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施し、これによって得られる電圧位相進め角に角度検出手段から得られる回転角度を加算すれば、位置センサーの取付け位置のずれを加味した適切な位相角が得られることになる。
【００２３】
又、具体的には、前記補正処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて補正角度を算出する第１算出手段と、
前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に、前記算出された補正角度を用いた加算処理或いは減算処理を施して補正進め角を算出する第２算出手段
とを具えている。
【００２４】
上述の如く、正転時と逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差から、位置センサーの取付け位置のずれ角を得ることが出来る。
上記具体的構成においては、位置センサーの取付け位置のずれ角を表わす補正角度が算出され、その後、前記位相角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正角度を加算し、或いは該電圧位相進め角から補正角度を減算することによって、電圧位相進め角に補正が施される。
【００２５】
【発明の効果】
本発明に係るブラシレスモータの制御装置によれば、従来よりも高いモータ効率を得ることが出来る。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態につき、３つの実施例に基づいて具体的に説明する。
第１実施例
本実施例に係る自動洗濯機は、パルスエータ駆動用のブラシレスモータと、該ブラシレスモータを制御するモータ制御装置とを具えている。
該モータ制御装置の全体構成は、ＰＷＭ制御回路を除いて、図９に示す従来の制御装置と同一であって、ブラシレスモータの円周上に配備された位置センサー(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)がＰＷＭ制御回路に供給され、該ＰＷＭ制御回路によってインバータ(６)が制御されている。
【００２７】
図１は、上記ＰＷＭ制御回路(１)の構成を表わしている。
前記位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(15)に供給されると共に、回転数検出回路(14)に供給される。回転数検出回路(14)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が電圧指令制御回路(12)を構成する位相進め角導出回路(12a)、及び位置演算回路(15)に供給される。
位置演算回路(15)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θが算出され、算出された回転角度θは、電圧指令制御回路(12)を構成する電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。
【００２８】
回転数検出回路(14)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(11)に供給され、該回路(11)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて電圧振幅指令Ｖａが作成される。回転数制御回路(11)は伝達関数Ｃ(ｓ)を有しており、電圧振幅指令Ｖａは、該伝達関数Ｃ(ｓ)を用いて、下記数２から算出される。
【００２９】
【数２】
Ｖａ＝Ｃ(ｓ)・(ω＊−ω)
【００３０】
ここで、伝達関数Ｃ(ｓ)は、例えば下記数３によって表わされ、電圧振幅指令ＶａはＰＩ制御される。
【００３１】
【数３】
Ｃ(ｓ)＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ
Ｋｐ、Ｋｉ：定数
【００３２】
上述の如く作成された電圧振幅指令Ｖａは、位相進め角導出回路(12a)に供給される。
位相進め角導出回路(12a)では、先ず、回転数検出回路(14)から得られる回転数ωに基づいて位相進め角ψｏが算出される。ここで、モータの回転数ωと後述の電圧指令信号Ｖｕ＊に与えるべき位相進め角ψとの間には、図２に示す如く一定の関係が成立し、位相進め角導出回路(12a)の内蔵メモリには、該関係を表わすテーブル或いは演算式が格納されている。かかるテーブル或いは演算式に基づいて、回転数ωから位相進め角ψｏが導出される。
その後、下記数４を用いて、前記位相進め角ψｏに補正が施される。
【００３３】
【数４】
ψ＝ψｏ−ε
【００３４】
上記数４のεは、巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置と正確な位置とのずれ角を表わしており、後述の如く求められる。
位置センサー(３)が巻線に対して正確な位置に取り付けられている場合、上記位相進め角ψが一定値に設定された状態では、ブラシレスモータの正転時と逆転時とでモータの負荷重量が同一であれば同一の電圧振幅指令Ｖａが得られる。これに対し、位置センサー(３)が正確な位置からずれた位置に取り付けられている場合には、正転時と逆転時とで異なる電圧振幅指令Ｖａが得られる。
【００３５】
図４は、ブラシレスモータの永久磁石から発生する磁束の方向をｄ軸、該磁束方向とは直交する方向をｑ軸として、モータの正転時及び逆転時に電圧指令信号に一定の位相進め角ψを与えたときにモータに印加される電圧の振幅及び位相を表わしている。
モータに電圧が印加されると、巻線に電流が流れて、鎖交磁束φによる誘起電圧(ω・φ)、巻線の抵抗Ｒによる電圧(Ｒ・Ｉ)、及び巻線のインダクタンスＬによる電圧(ω・Ｌ・Ｉ)が巻線に生じる。
巻線に対する位置センサーの相対的な取付け位置が正確な位置から位相の遅れる方向にε度だけずれている場合、モータの正転時と逆転時とで負荷重量が同一であっても、正転時には(ψ−ε)度だけ位相の進んだ電圧Ｖ１がモータに印加されるのに対し、逆転時には(ψ＋ε)度だけ位相の進んだ電圧Ｖ２がモータに印加され、両電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅は異なる。この様に、正転時と逆転時とで印加電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅が異なる理由は、正転時及び逆転時とで同一の大きさのトルクをモータに発生させるために、トルクの発生に寄与するｑ軸方向の電流成分の大きさＩｑが同一の電流を巻線に流す必要があるからである。ｑ軸方向の電流成分の大きさＩｑが同一の電流が巻線に流れると、図中に破線で示す如く、ｑ軸方向成分の大きさが同一の電圧(ω・Ｌ・Ｉ)が巻線に発生することになる。
上述の如く、巻線に対する位置センサーの相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合には、ブラシレスモータの正転時と逆転時とで異なる電圧振幅指令Ｖａが作成される。
【００３６】
電圧振幅指令Ｖａと位相進め角ψとの間には、図３に示す如く一定の関係が成立し、位相進め角導出回路(12a)の内蔵メモリには、該関係を表わすテーブル或いは演算式が格納されている。
上記位相進め角導出回路(12a)では、ブラシレスモータの正転時に位相進め角ψを一定値に設定した状態で回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａ１を用いて、前記関係に基づき位相進め角ψｏ１が導出されると共に、ブラシレスモータの逆転時に位相進め角ψを一定値に設定した状態で回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａ２を用いて、前記関係に基づき位相進め角ψｏ２が導出される。
その後、下記数５に基づいて、前記導出された位相進め角ψｏ１、ψｏ２からずれ角εが算出される。
【００３７】
【数５】
ε＝(ψｏ１−ψｏ２)／２
【００３８】
例えば洗い動作の開始前に、上述の如くずれ角εが算出され、洗い動作時には、該ずれ角εを用いて位相進め角ψｏが位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した位相進め角ψに補正され、該位相進め角ψは、図１に示す電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。
又、上述の如く回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａは、電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。
電圧指令信号生成回路(12b)においては、前記位相進め角ψ、前記電圧振幅指令Ｖａ、及び位置演算回路(15)から供給される回転角度θに基づいて、上記数１から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【００３９】
上記Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊に対して１２０°、２４０°の位相差を与えることによりＶ相の電圧指令信号Ｖｖ＊及びＷ相の電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(13)に供給される。ＰＷＭ信号生成回路(13)では、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊と所定の搬送波(三角波)とが比較され、該比較結果に基づいてＵ相の駆動信号(ＰＷＭ信号)が作成される。同様にして、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｖ相の駆動信号が作成され、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｗ相の駆動信号が作成される。
この様にして作成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号は、図９に示すインバータ(６)に供給されて、インバータ(６)がＰＷＭ制御される。この結果、ブラシレスモータ(２)が駆動されることになる。
【００４０】
図５は、本実施例の自動洗濯機の洗い動作時にモータに印加される電圧の位相を表わしている。
位置センサーの取付け位置が正確な位置からε度だけ位相の遅れる方向にずれている場合、正転時には、位相進め角ψｏの大きさとずれ角εの大きさとを加算した大きさを有する位相進め角ψ１が電圧指令信号に与えられ、ｑ軸方向に平行な方向の成分からなる電流が巻線に流れて、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分は発生しない。
一方、逆転時には、位相進め角ψｏの大きさからずれ角εの大きさを減算した大きさを有する位相進め角ψ２が電圧指令信号に与えられ、ｑ軸方向に平行な方向の成分からなる電流が巻線に流れて、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分は発生しない。
【００４１】
本実施例の自動洗濯機においては、巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合であっても、上述の如く該ずれ角を用いた補正処理の結果、得られる位相進め角ψを用いて電圧指令信号が作成されるので、電圧指令信号の位相角として位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した適切な値が得られる。従って、モータの印加電圧の位相を適切な角度だけ進ませて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが出来る。これによって高いモータ効率を得ることが出来、その結果、消費電力が低減する。
【００４２】
第２実施例
第１実施例のＰＷＭ制御回路(１)は、上述の如く、ずれ角εに基づいて位相進め角ψｏに補正を施すのに対し、本実施例のＰＷＭ制御回路は、ずれ角εに基づいて回転角度θｏに補正を施すものである。
図６は、本実施例のＰＷＭ制御回路(７)の構成を表わしており、位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(75)に供給されると共に、回転数検出回路(74)に供給される。回転数検出回路(74)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が電圧指令制御回路(72)を構成する位相進め角導出回路(72a)、及び回転数制御回路(71)に供給される。
回転数制御回路(71)では、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて、上記数２及び数３から電圧振幅指令Ｖａが作成され、該電圧振幅指令Ｖａは、位相進め角導出回路(72a)及び電圧指令信号生成回路(72b)に供給される。
位相進め角導出回路(72a)では、下記数６を用いて、回転数検出回路(74)から得られる回転数ωと回転数制御回路(71)から得られる電圧振幅指令Ｖａとから位相進め角ψが算出される。
【００４３】
【数６】
ψ＝Ｋ１・Ｖａ−Ｋ２・ω
Ｋ１、Ｋ２：正の定数
【００４４】
この様にして得られる位相進め角ψは、電圧指令制御回路(72)を構成する電圧指令信号生成回路(72b)に供給される。
回転数検出回路(74)から得られる回転数ωは、位置演算回路(75)に供給され、位置演算回路(75)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θｏが算出され、算出された回転角度θｏは、補正処理回路(76)に供給される。
又、上述の如く回転数制御回路(71)から得られる電圧振幅指令Ｖａは、補正処理回路(76)に供給される。
補正処理回路(76)では、下記数７を用いて、前記回転角度θｏに補正が施される。
【００４５】
【数７】
θ＝θｏ−ε
【００４６】
上記数７のεは、巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置と正確な位置とのずれ角を表わしており、第１実施例と同様に、上記数５を用いて、ブラシレスモータの正転時に作成された電圧振幅指令Ｖａ１と逆転時に作成された電圧振幅指令Ｖａ２とに基づいて求められる。
【００４７】
この様にして、ブラシレスモータの回転角度θｏが位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した真の回転角度θに補正され、該回転角度θは、電圧指令信号生成回路(72b)に供給される。
電圧指令信号生成回路(72b)においては、回転数制御回路(71)から供給される電圧振幅指令Ｖａ、位相進め角導出回路(72a)から供給される位相進め角ψ、及び前記回転角度θに基づいて、上記数１から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。そして、この電圧指令信号Ｖｕ＊に基づいて電圧指令信号Ｖｖ＊及び電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(73)に供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が作成される。
【００４８】
本実施例の自動洗濯機においては、巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合であっても、該ずれ角を用いた補正処理の結果、得られる真の回転角度θを用いて電圧指令信号が作成されるので、電圧指令信号の位相角(θ＋ψ)として位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した適切な値が得られる。従って、モータの印加電圧を適切な角度だけ進ませて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが出来る。これによって高いモータ効率を得ることが出来、その結果、消費電力が低減する。
【００４９】
第３実施例
第１実施例及び第２実施例のＰＷＭ制御回路は、電圧振幅指令Ｖａに基づいてずれ角εを導出するのに対し、本実施例のＰＷＭ制御回路は、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊に基づいてずれ角εを導出するものである。
図７は、本実施例のＰＷＭ制御回路(８)の構成を表わしており、位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(85)に供給されると共に、回転数検出回路(84)に供給される。回転数検出回路(84)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が位置演算回路(85)に供給される。
位置演算回路(85)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θが算出され、算出された回転角度θは、電圧指令制御回路(82)を構成する電圧指令信号生成回路(82c)に供給される。
【００５０】
回転数検出回路(84)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(81)に供給され、該回路(81)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて、上記数２及び数３から電圧振幅指令Ｖａが作成される。
電圧振幅指令Ｖａは電圧指令信号生成回路(82c)に供給され、該回路(82c)においては、回転数制御回路(81)から得られる電圧振幅指令Ｖａと、位置演算回路(85)から得られる回転角度θと、後述の位相進め角導出回路(82b)から得られる位相進め角ψとに基づいて、上記数１から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。そして、この電圧指令信号Ｖｕ＊に基づいて電圧指令信号Ｖｖ＊及び電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(83)に供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が作成される。
【００５１】
回転数制御回路(81)から得られる電圧振幅指令Ｖａは、電圧指令制御回路(82)を構成する電圧成分演算回路(82d)に供給される。電圧成分演算回路(82d)においては、該電圧振幅指令Ｖａと、後述の位相進め角導出回路(82b)において前回の演算周期にて導出された位相進め角ψとに基づいて、下記数８から、Ｕ相についての電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊が算出される。
【００５２】
【数８】
Ｖｑ＊＝Ｖａ・ｃｏｓψ
【００５３】
この様にして算出されたｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊は、電圧指令制御回路(82)を構成する減算回路(82a)に供給され、該回路(82a)にて、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の目標値Ｖｑ＊＊との偏差が算出される。
算出された偏差は、位相進め角導出回路(82b)に供給され、位相進め角導出回路(82b)では、該偏差に基づいて位相進め角ψが導出される。位相進め角導出回路(82b)は、伝達関数Ｃｐｈ(ｓ)を有しており、位相進め角ψは、該伝達関数Ｃｐｈ(ｓ)を用いて、下記数９から算出される。
【００５４】
【数９】
ψ＝Ｃｐｈ(ｓ)・(Ｖｑ＊＊−Ｖｑ＊)
【００５５】
ここで、伝達関数Ｃｐｈ(ｓ)は、例えば下記数１０によって表わされ、位相進め角ψはＰＩ制御される。
【００５６】
【数１０】
Ｃｐｈ(ｓ)＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ
Ｋｐ、Ｋｉ：定数
【００５７】
モータに印加される電圧Ｖのｑ軸方向成分の大きさＶｑは、巻線に流れる電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさをＩｑ、ｄ軸方向成分の大きさをＩｄ、巻線のインダクタンスをＬ、巻線の抵抗をＲ、巻線の鎖交磁束数をφとすると、下記数１１によって表わされる。
【００５８】
【数１１】
Ｖｑ＝ω・Ｌ・Ｉｄ＋Ｒ・Ｉｑ＋ω・φ
【００５９】
巻線に流れる電流Ｉのｑ軸方向成分がトルクの発生に寄与する電流成分であり、ｄ軸方向成分はトルクの発生に寄与しない電流成分である。
そこで、巻線に流れる電流Ｉのｄ軸方向成分の大きさＩｄがゼロであるときの印加電圧Ｖのｑ軸方向成分の大きさ(Ｒ・Ｉｑ＋ω・φ)が、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の目標値Ｖｑ＊＊として設定される。ここで、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑはモータの負荷重量に応じて変動するが、抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)は、鎖交磁束φによる誘起電圧の大きさ(ω・φ)に比べて十分に小さいため、抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)の変動量(Ｒ・ΔＩｑ)は、誘起電圧の大きさ(ω・φ)に比べて十分に小さい。従って、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさについて負荷重量が任意の一定値であるときの値を予め実験的或いは理論的に求めておき、該値を電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑとして用いることが可能である。
又、モータに印加される電圧Ｖのｄ軸方向成分の大きさＶｄは、下記数１２によって表わされ、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑとしては、ｄ軸方向成分の大きさＩｄをゼロとして下記数１２から算出した値を用いることも可能である。
【００６０】
【数１２】
Ｖｄ＝ω・Ｌ・Ｉｑ＋Ｒ・Ｉｄ
【００６１】
位相進め角導出回路(82b)では、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊を前記目標値Ｖｑ＊＊に追従させるための位相進め角ψｏが導出される。この様にして、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊を制御すれば、負荷重量に応じた位相進め角ψｏを導出することが出来る。
【００６２】
その後、第１実施例と同様に、上記数４を用いて前記位相進め角ψｏに補正が施される。ここで、上記数４のずれ角εは、後述の如く電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊に基づいて算出される。
電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊は、電圧振幅指令Ｖａの変動に応じて変動するため、ｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊と位相進め角ψとの間には、一定の関係が成立し、位相進め角導出回路(82b)の内蔵メモリには、該関係を表わすテーブル或いは演算式が格納されている。位相進め角導出回路(82b)では、ブラシレスモータの正転時に位相進め角ψを一定値に設定した状態で電圧成分演算回路(82d)から得られる値Ｖｑ＊１を用いて、前記関係に基づき位相進め角ψｏ１が導出されると共に、ブラシレスモータの逆転時に位相進め角ψを一定値に設定した状態で電圧成分演算回路(82d)から得られる値Ｖｑ＊２を用いて、前記関係に基づき位相進め角ψｏ２が導出される。その後、上記数５に基づいて、前記導出された位相進め角ψｏ１、ψｏ２からずれ角εが算出される。
【００６３】
この様にして算出されたずれ角εを用いて位相進め角ψｏが位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した位相進め角ψに補正され、これによって得られる位相進め角ψが、上述の如く電圧指令信号生成回路(82b)に供給される。
本実施例の自動洗濯機においては、負荷重量に応じた位相進め角ψｏが得られ、該位相進め角ψｏに前記ずれ角を用いた補正処理を施して得られる位相進め角ψを用いて電圧指令信号が作成される。従って、負荷重量に拘わらず常に、電圧指令信号の位相角として位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した適切な値を得ることが可能であり、モータの印加電圧の位相を適切な角度だけ進ませて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが出来る。これによって高いモータ効率を得ることが出来、その結果、消費電力が低減する。
【００６４】
尚、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能である。
例えば、第１乃至第３実施例においては、洗い動作の開始前にずれ角εを導出する構成を採用しているが、これに限らず、任意の時点、例えば製品出荷時や電源投入時にずれ角εを導出する構成を採用することが出来る。
又、第１及び第２実施例においては、電圧振幅指令Ｖａに基づいてずれ角εを導出する構成を採用し、第３実施例においては、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊に基づいてずれ角εを導出する構成を採用しているが、電圧指令信号Ｖ＊のｄ軸方向成分の大きさＶｄ＊、電圧振幅指令Ｖａをモータの回転数ωで除算して得られる値(Ｖａ／ω)、電圧指令信号Ｖ＊のｄ軸方向成分の大きさＶｄ＊をモータの回転数ωで除算して得られる値(Ｖｄ＊／ω)、或いはｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊をモータの回転数ωで除算して得られる値(Ｖｑ＊／ω)に基づいてずれ角εを導出する構成を採用することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例のブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図２】ブラシレスモータの回転速度と位相進め角との間の関係を表わすグラフである。
【図３】電圧振幅指令と位相進め角との間の関係を表わすグラフである。
【図４】モータの正転時及び逆転時に電圧指令信号に一定の位相進め角ψを与えたときにモータに印加される電圧の振幅及び位相を表わす図である。
【図５】第１実施例の自動洗濯機の洗い動作時にモータに印加される電圧の位相を表わす図である。
【図６】第２実施例のブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図７】第３実施例のブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図８】ブラシレスモータの構造を示す図である。
【図９】ブラシレスモータの制御装置の全体構成を表わすブロック図である。
【図１０】従来のブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図１１】従来の自動洗濯機の洗い動作時にモータに印加される電圧の位相を表わす図である。
【符号の説明】
(１) ＰＷＭ制御回路
(２) ブラシレスモータ
(３) 位置センサー
(４) 商用電源
(５) 整流回路
(６) インバータ
(11) 回転数制御回路
(12) 電圧指令制御回路
(12a) 位相進め角導出回路
(12b) 電圧指令信号生成回路
(13) ＰＷＭ信号生成回路
(14) 回転数検出回路
(15) 位置演算回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスモータに交流の電力を供給して該ブラシレスモータを正逆に回転駆動するインバータと、ブラシレスモータの回転角度に応じた位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいてインバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えたブラシレスモータの制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の自動洗濯機においては、パルスエータ駆動用のモータとしてブラシレスモータが採用されている。
図８は、一般的なブラシレスモータの構造を表わしており、該ブラシレスモータは、図示の如く、円筒状の固定子(20)の中央部に形成された空間に、円柱状の永久磁石からなる回転子(21)を回転可能に収容して構成されている。固定子(20)の内周面には、複数のスロット(22)が凹設され、これら複数のスロットには、Ｕ相巻線(23)、Ｖ相巻線(24)及びＷ相巻線(25)が巻き付けられている。ブラシレスモータにおいては、これら複数相の巻線(23)(24)(25)に通電することによって、回転子(21)を回転させる。
【０００３】
図９は、従来の自動洗濯機に搭載されているブラシレスモータ制御装置の構成を表わしている。商用電源(４)からの交流電力が、整流回路(５)によって一旦、直流電力に変換された後、インバータ(６)によって交流電力に変換され、該交流電力がブラシレスモータ(２)に供給されて、モータの駆動が行なわれる。
ブラシレスモータ(２)には、その回転軸を中心とする円周上に、３つのホール素子からなる位置センサー(３)が取り付けられており、位置センサー(３)の３つのホール素子から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)がＰＷＭ制御回路(９)に供給され、該ＰＷＭ制御回路(９)によってインバータ(６)が制御されている。
【０００４】
図１０は、上記ＰＷＭ制御回路(９)の構成を表わしている。
位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(95)に供給されると共に、回転数検出回路(94)に供給される。回転数検出回路(94)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が電圧指令制御回路(92)を構成する位相進め角導出回路(92a)、及び位置演算回路(95)に供給される。
位置演算回路(95)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θが算出され、算出された回転角度θは、電圧指令制御回路(92)を構成する電圧指令信号生成回路(92b)に供給される。
位相進め角導出回路(92a)では、前記回転数ωに基づいて位相進め角ψが算出され、算出された位相進め角ψは、前記電圧指令信号生成回路(92b)に供給される。
回転数検出回路(94)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(91)に供給され、該回路(91)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて電圧振幅指令Ｖａが作成される。
【０００５】
電圧振幅指令Ｖａは前記電圧指令信号生成回路(92b)に供給され、該回路(92b)においては、回転数制御回路(91)から得られる電圧振幅指令Ｖａ、位相進め角導出回路(92a)から得られる位相進め角ψ、及び位置演算回路(95)から得られる回転角度θに基づいて、下記数１から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【０００６】
【数１】
Ｖｕ＊＝Ｖａ・ｃｏｓ(θ＋ψ)
【０００７】
上記Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊に対して１２０°、２４０°の位相差を与えることによりＶ相の電圧指令信号Ｖｖ＊及びＷ相の電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(73)に供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が作成される。
この様にして作成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号は、図９に示すインバータ(６)に供給されて、インバータ(６)がＰＷＭ制御される。この結果、ブラシレスモータ(２)が駆動されることになる。
上記ＰＷＭ制御回路(９)においては、上述の如く電圧指令信号の位相を前記位相進め角ψだけ進ませて、巻線に流れる電流の位相を該巻線に発生する誘起電圧の位相と一致させることにより、モータ効率の向上が図られている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記ＰＷＭ制御回路(９)を具えた従来の自動洗濯機においては、充分に高いモータ効率が得られない問題があった。
本発明の目的は、従来よりも高いモータ効率を得ることが出来るモータ制御装置を提供することである。
【０００９】
【課題を解決する為の手段】
そこで、出願人は、従来の自動洗濯機において充分に高いモータ効率が得られない原因を次のように究明した。
巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合、ブラシレスモータの回転角度θとして真の値よりも該ずれ角だけ大きな値或いは小さな値が得られる。
しかし、従来のＰＷＭ制御回路(９)においては、ずれ角を無視して上記回転角度θと位相進め角ψとから電圧指令信号の位相角(θ＋ψ)が算出されるため、モータの印加電圧の位相を位相進め角ψだけ進ませることが出来ない。
【００１０】
図１１は、ブラシレスモータの永久磁石から発生する磁束の方向をｄ軸、該磁束方向とは直交する方向をｑ軸として、洗い動作時にモータに印加される電圧の位相を表わしている。
モータに電圧が印加されると、巻線に電流Ｉが流れて、鎖交磁束φによる誘起電圧(ω・φ)、巻線の抵抗Ｒによる電圧(Ｒ・Ｉ)、及び巻線のインダクタンスＬによる電圧(ω・Ｌ・Ｉ)が巻線に生じる。
巻線に対する位置センサーの相対的な取付け位置が正確な位置から正転時に位相が遅れる方向にε度だけずれている場合、ｑ軸は、等価的にｑ′軸で表わすことが出来る。かかる場合、回転角度θとして真の値よりもε度だけ小さな値が得られるため、ブラシレスモータの正転時において電圧指令信号に位相進め角ψ１が与えられると、印加電圧Ｖ１の位相は(ψ１−ε)度だけ進むこととなり、ｑ′軸に平行な方向の成分からなる電流が巻線に流れて、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分が発生する。
又、ブラシレスモータの逆転時において電圧指令信号に位相進め角ψ２が与えられると、印加電圧Ｖ２の位相は(ψ２＋ε)度だけ進むこととなり、ｑ′軸に平行な方向の成分からなる電流が巻線に流れて、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分が発生する。
従来のＰＷＭ制御回路(９)においては、巻線に対する位置センサーの相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合であっても、該ずれ角を無視して電圧指令信号の位相角(θ＋ψ)が算出されるため、モータの印加電圧の位相を位相進め角ψだけ進めることが出来ず、トルクの発生に寄与しない電流成分が生じて、充分に高いモータ効率が得られないのである。
【００１１】
本発明に係るブラシレスモータの制御装置は、ブラシレスモータに交流の電力を供給して該ブラシレスモータを正逆に回転駆動するインバータと、ブラシレスモータの回転角度に応じた位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいてインバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えている。ここで、前記ＰＷＭ制御回路は、
ブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記位置信号に基づいてブラシレスモータの回転角度を検出する角度検出手段と、
前記速度検出手段から得られる回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値を導出する速度制御手段と、
ブラシレスモータの正転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角を導出すると共に、ブラシレスモータの逆転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角を導出する位相進め角導出手段と、
前記角度検出手段から得られる回転角度と、前記位相進め角導出手段によって導出された両電圧位相進め角の差とに基づいて電圧指令信号を作成する演算処理手段と、
前記作成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具えている。
【００１２】
本発明に係るブラシレスモータの制御装置においては、ブラシレスモータの回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値が導出される。
ここで、位置センサーが巻線に対して正確な位置に配置されている場合、モータの負荷重量が同一であれば、モータの正転時と逆転時とで同一の電圧振幅指令値が得られる。これに対し、位置センサーが正確な位置からずれた位置に配置されている場合には、モータの正転時と逆転時とで異なる電圧振幅指令値が得られ、両電圧振幅指令値の差は位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となる。この電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。
そこで、ブラシレスモータの正転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角が導出されると共に、ブラシレスモータの逆転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角が導出される。そして、ブラシレスモータの回転角度と両電圧位相進め角の差とに基づいて電圧指令信号を作成すれば、電圧指令信号の位相角として、位置センサーの取付け位置のずれを加味した適切な値を得ることが出来る。これによって、モータの印加電圧の位相を適切な角度だけ進ませて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが可能となり、従来よりも高いモータ効率を得ることが出来る。
【００１３】
第１の具体的構成において、前記ＰＷＭ制御回路は、更に、前記速度検出手段から得られる回転速度に基づいて電圧位相進め角を導出する第２位相進め角導出手段を具えており、前記演算処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて、前記角度検出手段から得られる回転角度に補正を施す補正処理手段と、
電圧振幅指令値とブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角とを変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数が規定されており、該正弦波関数に基づいて、前記速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と前記補正処理手段から得られる回転角度と前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えている。
【００１４】
上記第１の具体的構成を有するブラシレスモータの制御装置においては、位置センサーから得られる位置信号に基づいてブラシレスモータの回転角度が検出され、その後、補正処理手段によって前記回転角度に補正が施される。
上述の如く、正転時と逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。
【００１５】
従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差に基づいて前記検出された回転角度に補正を施せば、真の回転角度が得られることになる。
その後、速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と上述の如く得られる回転角度と第２位相進め角導出手段によって導出された電圧位相進め角とから電圧指令信号が作成される。従って、位置センサーの取付け位置が正確な位置からずれている場合であっても、電圧指令信号の位相角として、該ずれを加味した適切な値を得ることが出来る。
【００１６】
又、具体的には、前記補正処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて補正角度を算出する第１算出手段と、
前記角度検出手段から得られる回転角度に前記算出された補正角度を用いた加算処理或いは減算処理を施して補正回転角度を算出する第２算出手段
とを具えている。
【００１７】
上述の如く、正転時と逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差から、位置センサーの取付け位置のずれ角を得ることが出来る。
上記具体的構成においては、位置センサーの取付け位置のずれ角を表わす補正角度が算出され、その後、前記検出された回転角度に補正角度を加算し、或いは該回転角度から補正角度を減算することによって、回転角度に補正が施される。
【００１８】
第２の具体的構成において、前記ＰＷＭ制御回路は、更に、前記速度検出手段から得られる回転速度に基づいて電圧位相進め角を導出する第２位相進め角導出手段を具えており、前記演算処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて、前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施す補正処理手段と、
電圧振幅指令値とブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角とを変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数が規定されており、該正弦波関数に基づいて、前記速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と前記角度検出手段から得られる回転角度と前記補正処理手段から得られる電圧位相進め角とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えている。
【００１９】
上記第２の具体的構成を有するブラシレスモータの制御装置においては、位相進め角導出手段によって電圧位相進め角が導出され、その後、補正処理手段によって前記電圧位相進め角に補正が施される。
上述の如く、正転時と逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。
従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差に基づいて、位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施し、これによって得られる電圧位相進め角に角度検出手段から得られる回転角度を加算すれば、位置センサーの取付け位置のずれを加味した適切な位相角が得られることになる。
【００２０】
第３の具体的構成において、前記ＰＷＭ制御回路は、更に、電圧指令信号の信号成分の内、ブラシレスモータを構成する磁石から発生する磁束の方向とは直交する方向の成分の大きさと該直交方向成分の目標値との偏差に基づいて、電圧位相進め角を導出する第２位相進め角導出手段を具えており、前記演算処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて、前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施す補正処理手段と、
電圧振幅指令値とブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角とを変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数が規定されており、該正弦波関数に基づいて、前記速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と前記角度検出手段から得られる回転角度と前記補正処理手段から得られる電圧位相進め角とから電圧指令信号を作成する演算処理手段
とを具えている。
【００２１】
モータの印加電圧Ｖのｑ軸方向成分の大きさＶｑは、巻線のインダクタンスＬによる電圧の大きさ(ω・Ｌ・Ｉｄ)と、巻線の抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)と、鎖交磁束φによる誘起電圧の大きさ(ω・φ)との和で与えられる。ここで、インダクタンスＬによる電圧が巻線に流れる電流Ｉのｄ軸方向成分によって生じる電圧であり、ｄ軸方向成分はトルクの発生に寄与しない電流成分である。
そこで、上記第３の具体的構成を有するブラシレスモータの制御装置においては、巻線に流れる電流Ｉのｄ軸方向成分の大きさＩｄがゼロであるときの印加電圧Ｖのｑ軸方向成分の大きさ、即ち抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)と鎖交磁束φによる誘起電圧の大きさ(ω・φ)との和(Ｒ・Ｉｑ＋ω・φ)が、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分(直交方向成分)の目標値Ｖｑ＊＊として設定される。
ここで、巻線に流れる電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑはモータの負荷重量に応じて変動するが、抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)は、鎖交磁束φによる誘起電圧の大きさ(ω・φ)に比べて十分に小さいため、抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)の変動量(Ｒ・ΔＩｑ)は、誘起電圧の大きさ(ω・φ)に比べて十分に小さい。従って、前記目標値Ｖｑ＊＊の決定の際には、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑとして、負荷重量が任意の基準値であるときの一定値を用いることが出来る。又、電流Ｉのｄ軸方向成分の大きさＩｄがゼロであるとき、印加電圧Ｖのｄ軸方向成分の大きさＶｄは、インダクタンスＬによる電圧の大きさ(ω・Ｌ・Ｉｑ)によって与えられるため、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑとして、印加電圧Ｖのｄ軸方向成分の大きさＶｄから算出される値を用いることも出来る。
【００２２】
上記制御装置においては、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊を上記目標値Ｖｑ＊＊に追従させるための電圧位相進め角を導出して電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊を制御することによって、負荷重量に応じた電圧位相進め角を導出することが出来る。
その後、補正処理手段によって該電圧位相進め角に補正が施される。上述の如く、正転時及び逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差に基づいて、位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施し、これによって得られる電圧位相進め角に角度検出手段から得られる回転角度を加算すれば、位置センサーの取付け位置のずれを加味した適切な位相角が得られることになる。
【００２３】
又、具体的には、前記補正処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて補正角度を算出する第１算出手段と、
前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に、前記算出された補正角度を用いた加算処理或いは減算処理を施して補正進め角を算出する第２算出手段
とを具えている。
【００２４】
上述の如く、正転時と逆転時における電圧振幅指令値の差は、位置センサーの取付け位置のずれ角に応じた値となり、電圧振幅指令値と電圧位相進め角との間には、一定の関係が成立する。従って、上記の正転時と逆転時の電圧位相進め角の差から、位置センサーの取付け位置のずれ角を得ることが出来る。
上記具体的構成においては、位置センサーの取付け位置のずれ角を表わす補正角度が算出され、その後、前記位相角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正角度を加算し、或いは該電圧位相進め角から補正角度を減算することによって、電圧位相進め角に補正が施される。
【００２５】
【発明の効果】
本発明に係るブラシレスモータの制御装置によれば、従来よりも高いモータ効率を得ることが出来る。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態につき、３つの実施例に基づいて具体的に説明する。
第１実施例
本実施例に係る自動洗濯機は、パルスエータ駆動用のブラシレスモータと、該ブラシレスモータを制御するモータ制御装置とを具えている。
該モータ制御装置の全体構成は、ＰＷＭ制御回路を除いて、図９に示す従来の制御装置と同一であって、ブラシレスモータの円周上に配備された位置センサー(３)から得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)がＰＷＭ制御回路に供給され、該ＰＷＭ制御回路によってインバータ(６)が制御されている。
【００２７】
図１は、上記ＰＷＭ制御回路(１)の構成を表わしている。
前記位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(15)に供給されると共に、回転数検出回路(14)に供給される。回転数検出回路(14)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が電圧指令制御回路(12)を構成する位相進め角導出回路(12a)、及び位置演算回路(15)に供給される。
位置演算回路(15)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θが算出され、算出された回転角度θは、電圧指令制御回路(12)を構成する電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。
【００２８】
回転数検出回路(14)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(11)に供給され、該回路(11)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて電圧振幅指令Ｖａが作成される。回転数制御回路(11)は伝達関数Ｃ(ｓ)を有しており、電圧振幅指令Ｖａは、該伝達関数Ｃ(ｓ)を用いて、下記数２から算出される。
【００２９】
【数２】
Ｖａ＝Ｃ(ｓ)・(ω＊−ω)
【００３０】
ここで、伝達関数Ｃ(ｓ)は、例えば下記数３によって表わされ、電圧振幅指令ＶａはＰＩ制御される。
【００３１】
【数３】
Ｃ(ｓ)＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ
Ｋｐ、Ｋｉ：定数
【００３２】
上述の如く作成された電圧振幅指令Ｖａは、位相進め角導出回路(12a)に供給される。
位相進め角導出回路(12a)では、先ず、回転数検出回路(14)から得られる回転数ωに基づいて位相進め角ψｏが算出される。ここで、モータの回転数ωと後述の電圧指令信号Ｖｕ＊に与えるべき位相進め角ψとの間には、図２に示す如く一定の関係が成立し、位相進め角導出回路(12a)の内蔵メモリには、該関係を表わすテーブル或いは演算式が格納されている。かかるテーブル或いは演算式に基づいて、回転数ωから位相進め角ψｏが導出される。
その後、下記数４を用いて、前記位相進め角ψｏに補正が施される。
【００３３】
【数４】
ψ＝ψｏ−ε
【００３４】
上記数４のεは、巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置と正確な位置とのずれ角を表わしており、後述の如く求められる。
位置センサー(３)が巻線に対して正確な位置に取り付けられている場合、上記位相進め角ψが一定値に設定された状態では、ブラシレスモータの正転時と逆転時とでモータの負荷重量が同一であれば同一の電圧振幅指令Ｖａが得られる。これに対し、位置センサー(３)が正確な位置からずれた位置に取り付けられている場合には、正転時と逆転時とで異なる電圧振幅指令Ｖａが得られる。
【００３５】
図４は、ブラシレスモータの永久磁石から発生する磁束の方向をｄ軸、該磁束方向とは直交する方向をｑ軸として、モータの正転時及び逆転時に電圧指令信号に一定の位相進め角ψを与えたときにモータに印加される電圧の振幅及び位相を表わしている。
モータに電圧が印加されると、巻線に電流が流れて、鎖交磁束φによる誘起電圧(ω・φ)、巻線の抵抗Ｒによる電圧(Ｒ・Ｉ)、及び巻線のインダクタンスＬによる電圧(ω・Ｌ・Ｉ)が巻線に生じる。
巻線に対する位置センサーの相対的な取付け位置が正確な位置から位相の遅れる方向にε度だけずれている場合、モータの正転時と逆転時とで負荷重量が同一であっても、正転時には(ψ−ε)度だけ位相の進んだ電圧Ｖ１がモータに印加されるのに対し、逆転時には(ψ＋ε)度だけ位相の進んだ電圧Ｖ２がモータに印加され、両電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅は異なる。この様に、正転時と逆転時とで印加電圧Ｖ１、Ｖ２の振幅が異なる理由は、正転時及び逆転時とで同一の大きさのトルクをモータに発生させるために、トルクの発生に寄与するｑ軸方向の電流成分の大きさＩｑが同一の電流を巻線に流す必要があるからである。ｑ軸方向の電流成分の大きさＩｑが同一の電流が巻線に流れると、図中に破線で示す如く、ｑ軸方向成分の大きさが同一の電圧(ω・Ｌ・Ｉ)が巻線に発生することになる。
上述の如く、巻線に対する位置センサーの相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合には、ブラシレスモータの正転時と逆転時とで異なる電圧振幅指令Ｖａが作成される。
【００３６】
電圧振幅指令Ｖａと位相進め角ψとの間には、図３に示す如く一定の関係が成立し、位相進め角導出回路(12a)の内蔵メモリには、該関係を表わすテーブル或いは演算式が格納されている。
上記位相進め角導出回路(12a)では、ブラシレスモータの正転時に位相進め角ψを一定値に設定した状態で回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａ１を用いて、前記関係に基づき位相進め角ψｏ１が導出されると共に、ブラシレスモータの逆転時に位相進め角ψを一定値に設定した状態で回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａ２を用いて、前記関係に基づき位相進め角ψｏ２が導出される。
その後、下記数５に基づいて、前記導出された位相進め角ψｏ１、ψｏ２からずれ角εが算出される。
【００３７】
【数５】
ε＝(ψｏ１−ψｏ２)／２
【００３８】
例えば洗い動作の開始前に、上述の如くずれ角εが算出され、洗い動作時には、該ずれ角εを用いて位相進め角ψｏが位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した位相進め角ψに補正され、該位相進め角ψは、図１に示す電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。
又、上述の如く回転数制御回路(11)から得られる電圧振幅指令Ｖａは、電圧指令信号生成回路(12b)に供給される。
電圧指令信号生成回路(12b)においては、前記位相進め角ψ、前記電圧振幅指令Ｖａ、及び位置演算回路(15)から供給される回転角度θに基づいて、上記数１から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。
【００３９】
上記Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊に対して１２０°、２４０°の位相差を与えることによりＶ相の電圧指令信号Ｖｖ＊及びＷ相の電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(13)に供給される。ＰＷＭ信号生成回路(13)では、Ｕ相の電圧指令信号Ｖｕ＊と所定の搬送波(三角波)とが比較され、該比較結果に基づいてＵ相の駆動信号(ＰＷＭ信号)が作成される。同様にして、Ｖ相の電圧指令信号Ｖｖ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｖ相の駆動信号が作成され、Ｗ相の電圧指令信号Ｖｗ＊と所定の搬送波とが比較されて、Ｗ相の駆動信号が作成される。
この様にして作成されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号は、図９に示すインバータ(６)に供給されて、インバータ(６)がＰＷＭ制御される。この結果、ブラシレスモータ(２)が駆動されることになる。
【００４０】
図５は、本実施例の自動洗濯機の洗い動作時にモータに印加される電圧の位相を表わしている。
位置センサーの取付け位置が正確な位置からε度だけ位相の遅れる方向にずれている場合、正転時には、位相進め角ψｏの大きさとずれ角εの大きさとを加算した大きさを有する位相進め角ψ１が電圧指令信号に与えられ、ｑ軸方向に平行な方向の成分からなる電流が巻線に流れて、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分は発生しない。
一方、逆転時には、位相進め角ψｏの大きさからずれ角εの大きさを減算した大きさを有する位相進め角ψ２が電圧指令信号に与えられ、ｑ軸方向に平行な方向の成分からなる電流が巻線に流れて、トルクの発生に寄与しないｄ軸方向の電流成分は発生しない。
【００４１】
本実施例の自動洗濯機においては、巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合であっても、上述の如く該ずれ角を用いた補正処理の結果、得られる位相進め角ψを用いて電圧指令信号が作成されるので、電圧指令信号の位相角として位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した適切な値が得られる。従って、モータの印加電圧の位相を適切な角度だけ進ませて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが出来る。これによって高いモータ効率を得ることが出来、その結果、消費電力が低減する。
【００４２】
第２実施例
第１実施例のＰＷＭ制御回路(１)は、上述の如く、ずれ角εに基づいて位相進め角ψｏに補正を施すのに対し、本実施例のＰＷＭ制御回路は、ずれ角εに基づいて回転角度θｏに補正を施すものである。
図６は、本実施例のＰＷＭ制御回路(７)の構成を表わしており、位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(75)に供給されると共に、回転数検出回路(74)に供給される。回転数検出回路(74)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が電圧指令制御回路(72)を構成する位相進め角導出回路(72a)、及び回転数制御回路(71)に供給される。
回転数制御回路(71)では、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて、上記数２及び数３から電圧振幅指令Ｖａが作成され、該電圧振幅指令Ｖａは、位相進め角導出回路(72a)及び電圧指令信号生成回路(72b)に供給される。
位相進め角導出回路(72a)では、下記数６を用いて、回転数検出回路(74)から得られる回転数ωと回転数制御回路(71)から得られる電圧振幅指令Ｖａとから位相進め角ψが算出される。
【００４３】
【数６】
ψ＝Ｋ１・Ｖａ−Ｋ２・ω
Ｋ１、Ｋ２：正の定数
【００４４】
この様にして得られる位相進め角ψは、電圧指令制御回路(72)を構成する電圧指令信号生成回路(72b)に供給される。
回転数検出回路(74)から得られる回転数ωは、位置演算回路(75)に供給され、位置演算回路(75)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θｏが算出され、算出された回転角度θｏは、補正処理回路(76)に供給される。
又、上述の如く回転数制御回路(71)から得られる電圧振幅指令Ｖａは、補正処理回路(76)に供給される。
補正処理回路(76)では、下記数７を用いて、前記回転角度θｏに補正が施される。
【００４５】
【数７】
θ＝θｏ−ε
【００４６】
上記数７のεは、巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置と正確な位置とのずれ角を表わしており、第１実施例と同様に、上記数５を用いて、ブラシレスモータの正転時に作成された電圧振幅指令Ｖａ１と逆転時に作成された電圧振幅指令Ｖａ２とに基づいて求められる。
【００４７】
この様にして、ブラシレスモータの回転角度θｏが位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した真の回転角度θに補正され、該回転角度θは、電圧指令信号生成回路(72b)に供給される。
電圧指令信号生成回路(72b)においては、回転数制御回路(71)から供給される電圧振幅指令Ｖａ、位相進め角導出回路(72a)から供給される位相進め角ψ、及び前記回転角度θに基づいて、上記数１から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。そして、この電圧指令信号Ｖｕ＊に基づいて電圧指令信号Ｖｖ＊及び電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(73)に供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が作成される。
【００４８】
本実施例の自動洗濯機においては、巻線に対する位置センサー(３)の相対的な取付け位置が正確な位置からずれている場合であっても、該ずれ角を用いた補正処理の結果、得られる真の回転角度θを用いて電圧指令信号が作成されるので、電圧指令信号の位相角(θ＋ψ)として位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した適切な値が得られる。従って、モータの印加電圧を適切な角度だけ進ませて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが出来る。これによって高いモータ効率を得ることが出来、その結果、消費電力が低減する。
【００４９】
第３実施例
第１実施例及び第２実施例のＰＷＭ制御回路は、電圧振幅指令Ｖａに基づいてずれ角εを導出するのに対し、本実施例のＰＷＭ制御回路は、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊に基づいてずれ角εを導出するものである。
図７は、本実施例のＰＷＭ制御回路(８)の構成を表わしており、位置センサーから得られる３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)は、位置演算回路(85)に供給されると共に、回転数検出回路(84)に供給される。回転数検出回路(84)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)に基づいてモータの回転数ωが検出され、その結果が位置演算回路(85)に供給される。
位置演算回路(85)では、３つの位置信号(Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ)と前記回転数ωとに基づいてモータの回転角度θが算出され、算出された回転角度θは、電圧指令制御回路(82)を構成する電圧指令信号生成回路(82c)に供給される。
【００５０】
回転数検出回路(84)から得られる回転数ωは、回転数制御回路(81)に供給され、該回路(81)にて、モータ回転数の目標値ω＊との偏差に基づいて、上記数２及び数３から電圧振幅指令Ｖａが作成される。
電圧振幅指令Ｖａは電圧指令信号生成回路(82c)に供給され、該回路(82c)においては、回転数制御回路(81)から得られる電圧振幅指令Ｖａと、位置演算回路(85)から得られる回転角度θと、後述の位相進め角導出回路(82b)から得られる位相進め角ψとに基づいて、上記数１から、ブラシレスモータのＵ相についての電圧指令信号Ｖｕ＊が算出される。そして、この電圧指令信号Ｖｕ＊に基づいて電圧指令信号Ｖｖ＊及び電圧指令信号Ｖｗ＊が作成され、これら３相の電圧指令信号(Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊)は、ＰＷＭ信号生成回路(83)に供給されて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相についてのＰＷＭ信号が作成される。
【００５１】
回転数制御回路(81)から得られる電圧振幅指令Ｖａは、電圧指令制御回路(82)を構成する電圧成分演算回路(82d)に供給される。電圧成分演算回路(82d)においては、該電圧振幅指令Ｖａと、後述の位相進め角導出回路(82b)において前回の演算周期にて導出された位相進め角ψとに基づいて、下記数８から、Ｕ相についての電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊が算出される。
【００５２】
【数８】
Ｖｑ＊＝Ｖａ・ｃｏｓψ
【００５３】
この様にして算出されたｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊は、電圧指令制御回路(82)を構成する減算回路(82a)に供給され、該回路(82a)にて、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の目標値Ｖｑ＊＊との偏差が算出される。
算出された偏差は、位相進め角導出回路(82b)に供給され、位相進め角導出回路(82b)では、該偏差に基づいて位相進め角ψが導出される。位相進め角導出回路(82b)は、伝達関数Ｃｐｈ(ｓ)を有しており、位相進め角ψは、該伝達関数Ｃｐｈ(ｓ)を用いて、下記数９から算出される。
【００５４】
【数９】
ψ＝Ｃｐｈ(ｓ)・(Ｖｑ＊＊−Ｖｑ＊)
【００５５】
ここで、伝達関数Ｃｐｈ(ｓ)は、例えば下記数１０によって表わされ、位相進め角ψはＰＩ制御される。
【００５６】
【数１０】
Ｃｐｈ(ｓ)＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓ
Ｋｐ、Ｋｉ：定数
【００５７】
モータに印加される電圧Ｖのｑ軸方向成分の大きさＶｑは、巻線に流れる電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさをＩｑ、ｄ軸方向成分の大きさをＩｄ、巻線のインダクタンスをＬ、巻線の抵抗をＲ、巻線の鎖交磁束数をφとすると、下記数１１によって表わされる。
【００５８】
【数１１】
Ｖｑ＝ω・Ｌ・Ｉｄ＋Ｒ・Ｉｑ＋ω・φ
【００５９】
巻線に流れる電流Ｉのｑ軸方向成分がトルクの発生に寄与する電流成分であり、ｄ軸方向成分はトルクの発生に寄与しない電流成分である。
そこで、巻線に流れる電流Ｉのｄ軸方向成分の大きさＩｄがゼロであるときの印加電圧Ｖのｑ軸方向成分の大きさ(Ｒ・Ｉｑ＋ω・φ)が、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の目標値Ｖｑ＊＊として設定される。ここで、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑはモータの負荷重量に応じて変動するが、抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)は、鎖交磁束φによる誘起電圧の大きさ(ω・φ)に比べて十分に小さいため、抵抗Ｒによる電圧の大きさ(Ｒ・Ｉｑ)の変動量(Ｒ・ΔＩｑ)は、誘起電圧の大きさ(ω・φ)に比べて十分に小さい。従って、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさについて負荷重量が任意の一定値であるときの値を予め実験的或いは理論的に求めておき、該値を電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑとして用いることが可能である。
又、モータに印加される電圧Ｖのｄ軸方向成分の大きさＶｄは、下記数１２によって表わされ、電流Ｉのｑ軸方向成分の大きさＩｑとしては、ｄ軸方向成分の大きさＩｄをゼロとして下記数１２から算出した値を用いることも可能である。
【００６０】
【数１２】
Ｖｄ＝ω・Ｌ・Ｉｑ＋Ｒ・Ｉｄ
【００６１】
位相進め角導出回路(82b)では、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊を前記目標値Ｖｑ＊＊に追従させるための位相進め角ψｏが導出される。この様にして、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊を制御すれば、負荷重量に応じた位相進め角ψｏを導出することが出来る。
【００６２】
その後、第１実施例と同様に、上記数４を用いて前記位相進め角ψｏに補正が施される。ここで、上記数４のずれ角εは、後述の如く電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊に基づいて算出される。
電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊は、電圧振幅指令Ｖａの変動に応じて変動するため、ｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊と位相進め角ψとの間には、一定の関係が成立し、位相進め角導出回路(82b)の内蔵メモリには、該関係を表わすテーブル或いは演算式が格納されている。位相進め角導出回路(82b)では、ブラシレスモータの正転時に位相進め角ψを一定値に設定した状態で電圧成分演算回路(82d)から得られる値Ｖｑ＊１を用いて、前記関係に基づき位相進め角ψｏ１が導出されると共に、ブラシレスモータの逆転時に位相進め角ψを一定値に設定した状態で電圧成分演算回路(82d)から得られる値Ｖｑ＊２を用いて、前記関係に基づき位相進め角ψｏ２が導出される。その後、上記数５に基づいて、前記導出された位相進め角ψｏ１、ψｏ２からずれ角εが算出される。
【００６３】
この様にして算出されたずれ角εを用いて位相進め角ψｏが位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した位相進め角ψに補正され、これによって得られる位相進め角ψが、上述の如く電圧指令信号生成回路(82b)に供給される。
本実施例の自動洗濯機においては、負荷重量に応じた位相進め角ψｏが得られ、該位相進め角ψｏに前記ずれ角を用いた補正処理を施して得られる位相進め角ψを用いて電圧指令信号が作成される。従って、負荷重量に拘わらず常に、電圧指令信号の位相角として位置センサー(３)の取付け位置のずれを加味した適切な値を得ることが可能であり、モータの印加電圧の位相を適切な角度だけ進ませて、トルクの発生に寄与しない電流成分の発生を防止することが出来る。これによって高いモータ効率を得ることが出来、その結果、消費電力が低減する。
【００６４】
尚、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能である。
例えば、第１乃至第３実施例においては、洗い動作の開始前にずれ角εを導出する構成を採用しているが、これに限らず、任意の時点、例えば製品出荷時や電源投入時にずれ角εを導出する構成を採用することが出来る。
又、第１及び第２実施例においては、電圧振幅指令Ｖａに基づいてずれ角εを導出する構成を採用し、第３実施例においては、電圧指令信号Ｖ＊のｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊に基づいてずれ角εを導出する構成を採用しているが、電圧指令信号Ｖ＊のｄ軸方向成分の大きさＶｄ＊、電圧振幅指令Ｖａをモータの回転数ωで除算して得られる値(Ｖａ／ω)、電圧指令信号Ｖ＊のｄ軸方向成分の大きさＶｄ＊をモータの回転数ωで除算して得られる値(Ｖｄ＊／ω)、或いはｑ軸方向成分の大きさＶｑ＊をモータの回転数ωで除算して得られる値(Ｖｑ＊／ω)に基づいてずれ角εを導出する構成を採用することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例のブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図２】ブラシレスモータの回転速度と位相進め角との間の関係を表わすグラフである。
【図３】電圧振幅指令と位相進め角との間の関係を表わすグラフである。
【図４】モータの正転時及び逆転時に電圧指令信号に一定の位相進め角ψを与えたときにモータに印加される電圧の振幅及び位相を表わす図である。
【図５】第１実施例の自動洗濯機の洗い動作時にモータに印加される電圧の位相を表わす図である。
【図６】第２実施例のブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図７】第３実施例のブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図８】ブラシレスモータの構造を示す図である。
【図９】ブラシレスモータの制御装置の全体構成を表わすブロック図である。
【図１０】従来のブラシレスモータの制御装置を構成するＰＷＭ制御回路の構成を表わすブロック図である。
【図１１】従来の自動洗濯機の洗い動作時にモータに印加される電圧の位相を表わす図である。
【符号の説明】
(１) ＰＷＭ制御回路
(２) ブラシレスモータ
(３) 位置センサー
(４) 商用電源
(５) 整流回路
(６) インバータ
(11) 回転数制御回路
(12) 電圧指令制御回路
(12a) 位相進め角導出回路
(12b) 電圧指令信号生成回路
(13) ＰＷＭ信号生成回路
(14) 回転数検出回路
(15) 位置演算回路
Claims (6)
- ブラシレスモータに交流の電力を供給して該ブラシレスモータを正逆に回転駆動するインバータと、ブラシレスモータの回転角度に応じた位置信号を出力する位置センサーと、該位置センサーから得られる位置信号に基づいてインバータを制御するＰＷＭ制御回路とを具えたブラシレスモータの制御装置において、前記ＰＷＭ制御回路は、
ブラシレスモータの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記位置信号に基づいてブラシレスモータの回転角度を検出する角度検出手段と、
前記速度検出手段から得られる回転速度と目標回転速度との偏差に基づいて電圧振幅指令値を導出する速度制御手段と、
ブラシレスモータの正転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角を導出すると共に、ブラシレスモータの逆転時に導出された電圧振幅指令値或いは該電圧振幅指令値に応じた値に基づいて電圧位相進め角を導出する位相進め角導出手段と、
前記角度検出手段から得られる回転角度と、前記位相進め角導出手段によって導出された両電圧位相進め角の差とに基づいて電圧指令信号を作成する演算処理手段と、
前記作成された電圧指令信号に基づいてＰＷＭ信号を作成し、該ＰＷＭ信号をインバータに供給する信号処理手段
とを具えていることを特徴とするブラシレスモータの制御装置。 - 前記ＰＷＭ制御回路は、更に、前記速度検出手段から得られる回転速度に基づいて電圧位相進め角を導出する第２位相進め角導出手段を具えており、前記演算処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて、前記角度検出手段から得られる回転角度に補正を施す補正処理手段と、
電圧振幅指令値とブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角とを変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数が規定されており、該正弦波関数に基づいて、前記速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と前記補正処理手段から得られる回転角度と前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えている請求項１に記載のブラシレスモータの制御装置。 - 前記補正処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて補正角度を算出する第１算出手段と、
前記角度検出手段から得られる回転角度に前記算出された補正角度を用いた加算処理或いは減算処理を施して補正回転角度を算出する第２算出手段
とを具えている請求項２に記載の制御装置。 - 前記ＰＷＭ制御回路は、更に、前記速度検出手段から得られる回転速度に基づいて電圧位相進め角を導出する第２位相進め角導出手段を具えており、前記演算処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて、前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施す補正処理手段と、
電圧振幅指令値とブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角とを変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数が規定されており、該正弦波関数に基づいて、前記速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と前記角度検出手段から得られる回転角度と前記補正処理手段から得られる電圧位相進め角とから電圧指令信号を作成する信号作成手段
とを具えている請求項１に記載の制御装置。 - 前記ＰＷＭ制御回路は、更に、電圧指令信号の信号成分の内、ブラシレスモータを構成する磁石から発生する磁束の方向とは直交する方向の成分の大きさと該直交方向成分の目標値との偏差に基づいて、電圧位相進め角を導出する第２位相進め角導出手段を具えており、前記演算処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて、前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に補正を施す補正処理手段と、
電圧振幅指令値とブラシレスモータの回転角度と電圧位相進め角とを変数として電圧指令信号の変化を表わす正弦波関数が規定されており、該正弦波関数に基づいて、前記速度制御手段から得られる電圧振幅指令値と前記角度検出手段から得られる回転角度と前記補正処理手段から得られる電圧位相進め角とから電圧指令信号を作成する演算処理手段
とを具えている請求項１に記載の制御装置。 - 前記補正処理手段は、
前記両電圧位相進め角の差に基づいて補正角度を算出する第１算出手段と、
前記第２位相進め角導出手段から得られる電圧位相進め角に、前記算出された補正角度を用いた加算処理或いは減算処理を施して補正進め角を算出する第２算出手段
とを具えている請求項４又は請求項５に記載の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001356391A JP3717837B2 (ja) | 2001-11-21 | 2001-11-21 | ブラシレスモータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001356391A JP3717837B2 (ja) | 2001-11-21 | 2001-11-21 | ブラシレスモータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003164180A JP2003164180A (ja) | 2003-06-06 |
| JP3717837B2 true JP3717837B2 (ja) | 2005-11-16 |
Family
ID=19167917
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001356391A Expired - Fee Related JP3717837B2 (ja) | 2001-11-21 | 2001-11-21 | ブラシレスモータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3717837B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4604538B2 (ja) * | 2004-04-01 | 2011-01-05 | パナソニック株式会社 | ブラシレスモータ制御装置 |
| JP5125218B2 (ja) | 2006-10-12 | 2013-01-23 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
| JP2008206323A (ja) * | 2007-02-21 | 2008-09-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電動機駆動装置 |
| JP5194545B2 (ja) * | 2007-04-25 | 2013-05-08 | 株式会社ジェイテクト | ブラシレスモータの制御装置 |
| TWI404324B (zh) * | 2008-05-15 | 2013-08-01 | Delta Electronics Inc | 馬達控制裝置及其控制方法 |
| CN103573664B (zh) * | 2012-07-24 | 2015-11-18 | 台达电子工业股份有限公司 | 风扇的控制方法及控制系统 |
| JP6056005B2 (ja) * | 2012-09-07 | 2017-01-11 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | モータ制御装置 |
| JP6056004B2 (ja) * | 2012-09-07 | 2017-01-11 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | モータ制御装置 |
| JP2016063735A (ja) * | 2014-09-12 | 2016-04-25 | セイコーエプソン株式会社 | ステッピングモーターの制御装置、電子機器、記録装置、ロボット、ステッピングモーターの制御方法、及び、ステッピングモーターの制御プログラム |
| JP6726632B2 (ja) | 2017-02-15 | 2020-07-22 | 株式会社ミツバ | モータ制御装置およびモータ制御装置の制御方法 |
| JP7211515B2 (ja) * | 2020-02-13 | 2023-01-24 | 日本精工株式会社 | 位相調整方法、補正値算出装置、モータ制御装置、電動アクチュエータ製品及び電動パワーステアリング装置 |
-
2001
- 2001-11-21 JP JP2001356391A patent/JP3717837B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003164180A (ja) | 2003-06-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US10312847B2 (en) | Motor control using phase current and phase voltage | |
| CN101449456B (zh) | 电动机驱动装置以及压缩机驱动装置 | |
| US11736047B2 (en) | BLDC motor controller/driver | |
| WO2001020767A1 (en) | Low ripple permanent magnet motor control | |
| JP3717837B2 (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| JP5727532B2 (ja) | ステッピングモータの電流ベクトル制御装置 | |
| JP2004032944A (ja) | 同期電動機の制御装置及び同期電動機 | |
| JP7357204B2 (ja) | 電動工具、制御方法、プログラム | |
| JP6417544B2 (ja) | モータ制御装置およびこれを備えたドラム式洗濯機またはドラム式洗濯乾燥機 | |
| JP3971978B2 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP6760095B2 (ja) | 制御装置及びブラシレスモータ | |
| JP2004266885A (ja) | 電動機制御装置および制御逸脱検出方法 | |
| JP2003088156A (ja) | ブラシレスモータの制御装置 | |
| JP2019208329A (ja) | センサレスベクトル制御装置及びセンサレスベクトル制御方法 | |
| JP3711061B2 (ja) | ブラシレスモータの制御装置及びこれを具えた自動洗濯機 | |
| JP5652701B2 (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JP4068392B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP2004023920A (ja) | 交流モータ制御装置 | |
| JP2003311077A (ja) | 洗濯機の負荷量検出方法およびその装置 | |
| JP3706556B2 (ja) | 永久磁石モータの制御装置 | |
| WO2014038144A1 (ja) | モータ制御装置とそれを備えた洗濯機および洗濯乾燥機 | |
| JP2001292592A (ja) | Ｓｒモータの制御装置 | |
| JP6759041B2 (ja) | ブラシレスモータ制御方法及びブラシレスモータ制御装置 | |
| WO2021039054A1 (ja) | 電動工具 | |
| JP2025151634A (ja) | 洗濯機及びその制御方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040915 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041102 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041228 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050823 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050831 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090909 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |