JP3715335B2 - Pllシンセサイザ回路 - Google Patents
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】
本発明は、各種チューナの局部発振器等として用いられているPLLシンセサイザ回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
PLLシンセサイザ回路は、従来、BS/CS放送チューナ、テレビジョン受像機のチューナの局部発振器、ラジオ受信機のチューナの局部発振器や、通信機一般の発振手段として使用されている。
【0003】
このような従来のPLLシンセサイザ回路の回路構成を図2に示す。
この図において、1は基準周波数を発振する発振器、2は基準周波数を分周する分周器A、3は分周器Aよりの出力信号と、分周器Bよりの出力信号との位相を比較する位相比較器(P.C.)、4は位相比較出力を濾波して誤差信号とするローパスフイルタ(LPF)、5はLPF4よりの出力電圧に応じて発振周波数が制御される電圧制御発振器(VCO)、6はVCO5により発振された周波数信号を分周するプリスケーラ(P.S)、7はプリスケーラ6で分周された信号をさらに分周する分周器Bである。
【0004】
このPLLシンセサイザ回路の動作を説明すると、発振器1より発振された基準周波数信号は分周器Aで分周されて、基準周波数fcの信号とされて位相比較器3の一方の入力信号とされる。
また、電圧制御発振器5より発振された周波数信号foはプリスケーラ6により1/Pに分周されてfo/Pの周波数信号とされ、さらに分周器7により1/Nに分周されてfo/(N・P)の周波数信号とされ、位相比較器3の他方の入力信号とされる。
【0005】
位相比較器3に入力された前記2つの入力信号の位相差に応じた信号が、位相比較器3から出力されてLPF4に入力される。この位相差信号は、LPF4により濾波されて直流の誤差電圧とされてVCO5に印加される。VCO5はLPF4より印加されている電圧に応じた周波数で発振している。
このような位相比較器3、LPF4、VCO5、プリスケーラ6、分周器Bからなるループ回路は、基準周波数信号fcと周波数信号fo/(N・P)との位相すなわち周波数が一致するようにVCO5の発振周波数foを制御するため、次式が成立する。
【0006】
fc=fo/(N・P) ・・・(1)
この式を変形すると、
fo=fc・N・P ・・・(2)
【0007】
従って、PLLシンセサイザ回路の出力周波数foは、基準周波数fcのN・P倍の周波数となる。 なお、プリスケーラ6はVCO5の発振周波数が高く、分周器Bが直接分周することができない場合、あるいは分周は可能であっても分周器Bのコストが高くなってしまう場合等に前記ループ内に挿入されており、その分周比Pは固定とされている。
一方、分周器Bは一般に可変分周器とされており、その分周比Nを任意に設定することにより、前記(2)式で演算される所望の出力周波数foを得るようにしている。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、位相比較器3に入力されている基準周波数信号fcの周期で位相比較器3の電流が変化しており、このため、位相比較器3の入力インピーダンスは基準周波数fcの周期で変動するようになる。
すると、位相比較器3に接続されている分周器Bの入力インピーダンスが変動するようになり、さらに、分周器Bに接続されているプリスケーラ6の入力インピーダンスも変動するようになる。
【0009】
ここで、プリスケーラ6はVCO5の負荷となっていることから、プリスケーラ6の入力インピーダンスが変動すると、VCO5の負荷が変動したことになる。このようにVCO5の負荷が変動すると、VCO5の発振周波数が負荷変動に応じて振られるようになるため、この振られた周波数成分がスプリアス成分として出力に現れるようになる。
【0010】
ところで、PLLシンセサイザ回路からスプリアス成分の含む周波数信号が出力されると、この周波数信号が送信機や、受信機等の局部発振周波数信号として使用された場合に、送信系の隣接チャンネル漏洩電力等のスプリアス特性が劣化したり、受信系の隣接チャンネル妨害等の妨害特性が悪化するという問題点があった。
【0011】
そこで、本発明はスプリアス成分の低減されたPLLシンセサイザ回路を提供することを目的としている。
【0012】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明のPLLシンセサイザ回路は、
基準周波数信号を発生する発振器と、
上記基準周波数信号が一方の入力端に入力され、他方の入力端に入力された比較信号との位相を比較する位相比較器と、
上記位相比較器の出力をろ波して誤差信号を形成するローパスフイルタと、
上記ローパスフイルタの出力信号に応じて発振周波数が制御される電圧制御発振器と、
上記電圧制御発振器の発信出力を減衰させるアッテネータと、
入力された上記アッテネータの出力を増幅すると共に、その逆方向アイソレーション特性により上記電圧制御発振器に対する負荷変動を減衰させるバッファアンプと、
上記バッファアンプの出力信号を固定比Pで分周するプリスケーラと、
上記プリスケーラの出力信号を可変分周比Nで分周する分周器と、
上記分周器の出力を上記位相比較器の上記他方の入力端に入力された比較信号として帰還ループを形成すると共に、上記バッファアンプの出力から上記基準周波数のN・P倍の周波数の局部発振周波数信号が得られるように構成したことを特徴とするものである。
【0013】
【作用】
本発明によれば、電圧制御発振器が受ける位相比較器の入力インピーダンスの変動の影響を低減することができるため、電圧制御発振器の負荷変動が減少し、PLLシンセサイザ回路から出力される周波数信号のスプリアス成分を低減することができる。
従って、受信系の隣接チャンネル妨害特性を改善することができると共に、送信系の隣接チャンネル漏洩電力等のスプリアス特性を改善することができる。
【0014】
【実施例】
本発明のPLLシンセサイザ回路の実施例の回路構成を図1に示す。
この図において、1は基準周波数を発振する発振器、2は基準周波数を分周する分周器A、3は分周器Aよりの出力信号と、分周器Bよりの出力信号との位相を比較する位相比較器、4は位相比較出力を濾波して誤差信号とするローパスフィルタ(LPF)、5はLPF4よりの出力電圧に応じて発振周波数が制御される電圧制御発振器(VCO)、6はVCO5により発振された周波数信号を分周比Pで分周するプリスケーラ(P.S.)、7はプリスケーラ6で分周された周波数信号を分周比Nでさらに分周する分周器B、8はVCO5より出力される周波数信号のレベルを減衰させるアッテネータ(ATT)、9は必要な出力レベルを得るためのバッファアンプである。
【0015】
この実施例のPLLシンセサイザ回路の動作を説明すると、発振器1より発振された基準周波数信号は分周器Aで分周されて、基準周波数fcの信号とされて位相比較器3の一方の入力信号とされる。
また、電圧制御発振器5より発振された周波数信号foはプリスケーラ6により1/Pに分周されてfo/Pの周波数信号とされ、さらに分周器7により1/Nに分周されてfo/(N・P)の周波数信号とされ、位相比較器3の他方の入力信号とされる。
【0016】
位相比較器3に入力された前記2つの入力信号の位相差に応じた信号が、位相比較器3から出力されてLPF4に入力される。この位相差信号は、LPF4により濾波されて直流の誤差電圧とされてVCO5に印加される。VCO5はLPF4より印加されている電圧に応じた周波数で発振している。
さらに、VCO5より出力される周波数信号は、ATT8によりそのレベルが減衰され、次いでATT8により減衰された周波数信号はバッファアンプ9に入力され、必要なレベルとなるよう増幅されて、プリスケーラ6に入力される。
【0017】
このような位相比較器3、LPF4、VCO5、ATT8、バッファアンプ9、プリスケーラ6、分周器Bからなるループ回路は、基準周波数信号fcと周波数信号fo/(N・P)との位相すなわち周波数が一致するようにVCO5の発振周波数foを制御しているため、前記した(1)(2)式が成立する。
【0018】
従って、この実施例のPLLシンセサイザ回路の出力周波数foは、基準周波数fcのN・P倍の周波数となる。
なお、プリスケーラ6は、一般に2進カウンタあるいはスワローカウンタが用いられており、VCO5の発振周波数が高く、分周器Bが直接分周することができない場合、あるいは分周は可能であっても高速動作させるために分周器Bのコストが高くなってしまう場合等に前記ループ内に挿入されており、その分周比Pは固定とされている。
【0019】
一方、分周器Bは一般にプログラマブルカウンタからなる可変分周器とされており、その分周比Nを任意に設定することにより、前記(2)式で演算される所望の出力周波数fOを得ることができる。この分周比Nは一般に2進コードあるいはBCDコードとして与えられており、マニュアルで与えることができることはもちろんのこと、マイクロプロセッサ等の演算装置から供給することもできる。
【0020】
次に、ATT8とバッファアンプ9の作用を説明すると、ATT8はVCO5の出力周波数信号のレベルを減衰しているため、ATT8の出力側のインピーダンス変動の影響がATT8の入力側に低減されて現れるようになる。従って、VCO5の負荷変動はATT8の減衰量に応じて低減されることになる。さらに、バッファアンプ9はATT8で減衰されたレベルを補償して必要なレベルまで増幅するために設けられているのであるが、このためだけではなく、バッファアンプ9の逆方向アイソレーション特性によりプリスケーラ6の入力インピーダンスの変動の影響を、バッファアンプ9の入力側において低減するために設けられている。
【0021】
これにより、VCO5の負荷変動はATT8の減衰量とバッファアンプ9の逆方向アイソレーションを加算した分だけ低減されるようになり、VCO5の出力周波数の振られ方が減少することになる。従って、VCO5出力すなわちPLLシンセサイザ回路出力のスプリアス成分のレベルを低減することができるようになる。
【0022】
なお、発振器1としては一般に周波数安定度の良好な水晶発振器が用いられ、PLLシンセサイザ回路の出力周波数の安定度を向上するようにしている。
さらに、アッテネータはT型、π型等の一般的な抵抗減衰回路を使用することができ、バッファアンプとしては入力インピーダンスが高く出力インピーダンスの低いアンプが好適である。
【0023】
【発明の効果】
本発明は以上のように構成されているため、電圧制御発振器が受ける位相比較器の入力インピーダンスの変動の影響を低減することができ、電圧制御発振器の負荷変動が減少するため、PLLシンセサイザ回路から出力される周波数信号のスプリアス成分を低減することができる。
従って、受信系の隣接チャンネル妨害特性を改善することができると共に、送信系の隣接チャンネル漏洩電力等のスプリアス特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のPLLシンセサイザ回路の実施例の回路構成を示す図である。
【図2】従来のPLLシンセサイザ回路の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
1 発振器
2 分周器A
3 位相比較器
4 ローパスフィルタ
5 電圧制御発振器
6 プリスケーラ
7 分周器B
8 アッテネータ
9 バッファアンプ
【産業上の利用分野】
本発明は、各種チューナの局部発振器等として用いられているPLLシンセサイザ回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
PLLシンセサイザ回路は、従来、BS/CS放送チューナ、テレビジョン受像機のチューナの局部発振器、ラジオ受信機のチューナの局部発振器や、通信機一般の発振手段として使用されている。
【0003】
このような従来のPLLシンセサイザ回路の回路構成を図2に示す。
この図において、1は基準周波数を発振する発振器、2は基準周波数を分周する分周器A、3は分周器Aよりの出力信号と、分周器Bよりの出力信号との位相を比較する位相比較器(P.C.)、4は位相比較出力を濾波して誤差信号とするローパスフイルタ(LPF)、5はLPF4よりの出力電圧に応じて発振周波数が制御される電圧制御発振器(VCO)、6はVCO5により発振された周波数信号を分周するプリスケーラ(P.S)、7はプリスケーラ6で分周された信号をさらに分周する分周器Bである。
【0004】
このPLLシンセサイザ回路の動作を説明すると、発振器1より発振された基準周波数信号は分周器Aで分周されて、基準周波数fcの信号とされて位相比較器3の一方の入力信号とされる。
また、電圧制御発振器5より発振された周波数信号foはプリスケーラ6により1/Pに分周されてfo/Pの周波数信号とされ、さらに分周器7により1/Nに分周されてfo/(N・P)の周波数信号とされ、位相比較器3の他方の入力信号とされる。
【0005】
位相比較器3に入力された前記2つの入力信号の位相差に応じた信号が、位相比較器3から出力されてLPF4に入力される。この位相差信号は、LPF4により濾波されて直流の誤差電圧とされてVCO5に印加される。VCO5はLPF4より印加されている電圧に応じた周波数で発振している。
このような位相比較器3、LPF4、VCO5、プリスケーラ6、分周器Bからなるループ回路は、基準周波数信号fcと周波数信号fo/(N・P)との位相すなわち周波数が一致するようにVCO5の発振周波数foを制御するため、次式が成立する。
【0006】
fc=fo/(N・P) ・・・(1)
この式を変形すると、
fo=fc・N・P ・・・(2)
【0007】
従って、PLLシンセサイザ回路の出力周波数foは、基準周波数fcのN・P倍の周波数となる。 なお、プリスケーラ6はVCO5の発振周波数が高く、分周器Bが直接分周することができない場合、あるいは分周は可能であっても分周器Bのコストが高くなってしまう場合等に前記ループ内に挿入されており、その分周比Pは固定とされている。
一方、分周器Bは一般に可変分周器とされており、その分周比Nを任意に設定することにより、前記(2)式で演算される所望の出力周波数foを得るようにしている。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、位相比較器3に入力されている基準周波数信号fcの周期で位相比較器3の電流が変化しており、このため、位相比較器3の入力インピーダンスは基準周波数fcの周期で変動するようになる。
すると、位相比較器3に接続されている分周器Bの入力インピーダンスが変動するようになり、さらに、分周器Bに接続されているプリスケーラ6の入力インピーダンスも変動するようになる。
【0009】
ここで、プリスケーラ6はVCO5の負荷となっていることから、プリスケーラ6の入力インピーダンスが変動すると、VCO5の負荷が変動したことになる。このようにVCO5の負荷が変動すると、VCO5の発振周波数が負荷変動に応じて振られるようになるため、この振られた周波数成分がスプリアス成分として出力に現れるようになる。
【0010】
ところで、PLLシンセサイザ回路からスプリアス成分の含む周波数信号が出力されると、この周波数信号が送信機や、受信機等の局部発振周波数信号として使用された場合に、送信系の隣接チャンネル漏洩電力等のスプリアス特性が劣化したり、受信系の隣接チャンネル妨害等の妨害特性が悪化するという問題点があった。
【0011】
そこで、本発明はスプリアス成分の低減されたPLLシンセサイザ回路を提供することを目的としている。
【0012】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明のPLLシンセサイザ回路は、
基準周波数信号を発生する発振器と、
上記基準周波数信号が一方の入力端に入力され、他方の入力端に入力された比較信号との位相を比較する位相比較器と、
上記位相比較器の出力をろ波して誤差信号を形成するローパスフイルタと、
上記ローパスフイルタの出力信号に応じて発振周波数が制御される電圧制御発振器と、
上記電圧制御発振器の発信出力を減衰させるアッテネータと、
入力された上記アッテネータの出力を増幅すると共に、その逆方向アイソレーション特性により上記電圧制御発振器に対する負荷変動を減衰させるバッファアンプと、
上記バッファアンプの出力信号を固定比Pで分周するプリスケーラと、
上記プリスケーラの出力信号を可変分周比Nで分周する分周器と、
上記分周器の出力を上記位相比較器の上記他方の入力端に入力された比較信号として帰還ループを形成すると共に、上記バッファアンプの出力から上記基準周波数のN・P倍の周波数の局部発振周波数信号が得られるように構成したことを特徴とするものである。
【0013】
【作用】
本発明によれば、電圧制御発振器が受ける位相比較器の入力インピーダンスの変動の影響を低減することができるため、電圧制御発振器の負荷変動が減少し、PLLシンセサイザ回路から出力される周波数信号のスプリアス成分を低減することができる。
従って、受信系の隣接チャンネル妨害特性を改善することができると共に、送信系の隣接チャンネル漏洩電力等のスプリアス特性を改善することができる。
【0014】
【実施例】
本発明のPLLシンセサイザ回路の実施例の回路構成を図1に示す。
この図において、1は基準周波数を発振する発振器、2は基準周波数を分周する分周器A、3は分周器Aよりの出力信号と、分周器Bよりの出力信号との位相を比較する位相比較器、4は位相比較出力を濾波して誤差信号とするローパスフィルタ(LPF)、5はLPF4よりの出力電圧に応じて発振周波数が制御される電圧制御発振器(VCO)、6はVCO5により発振された周波数信号を分周比Pで分周するプリスケーラ(P.S.)、7はプリスケーラ6で分周された周波数信号を分周比Nでさらに分周する分周器B、8はVCO5より出力される周波数信号のレベルを減衰させるアッテネータ(ATT)、9は必要な出力レベルを得るためのバッファアンプである。
【0015】
この実施例のPLLシンセサイザ回路の動作を説明すると、発振器1より発振された基準周波数信号は分周器Aで分周されて、基準周波数fcの信号とされて位相比較器3の一方の入力信号とされる。
また、電圧制御発振器5より発振された周波数信号foはプリスケーラ6により1/Pに分周されてfo/Pの周波数信号とされ、さらに分周器7により1/Nに分周されてfo/(N・P)の周波数信号とされ、位相比較器3の他方の入力信号とされる。
【0016】
位相比較器3に入力された前記2つの入力信号の位相差に応じた信号が、位相比較器3から出力されてLPF4に入力される。この位相差信号は、LPF4により濾波されて直流の誤差電圧とされてVCO5に印加される。VCO5はLPF4より印加されている電圧に応じた周波数で発振している。
さらに、VCO5より出力される周波数信号は、ATT8によりそのレベルが減衰され、次いでATT8により減衰された周波数信号はバッファアンプ9に入力され、必要なレベルとなるよう増幅されて、プリスケーラ6に入力される。
【0017】
このような位相比較器3、LPF4、VCO5、ATT8、バッファアンプ9、プリスケーラ6、分周器Bからなるループ回路は、基準周波数信号fcと周波数信号fo/(N・P)との位相すなわち周波数が一致するようにVCO5の発振周波数foを制御しているため、前記した(1)(2)式が成立する。
【0018】
従って、この実施例のPLLシンセサイザ回路の出力周波数foは、基準周波数fcのN・P倍の周波数となる。
なお、プリスケーラ6は、一般に2進カウンタあるいはスワローカウンタが用いられており、VCO5の発振周波数が高く、分周器Bが直接分周することができない場合、あるいは分周は可能であっても高速動作させるために分周器Bのコストが高くなってしまう場合等に前記ループ内に挿入されており、その分周比Pは固定とされている。
【0019】
一方、分周器Bは一般にプログラマブルカウンタからなる可変分周器とされており、その分周比Nを任意に設定することにより、前記(2)式で演算される所望の出力周波数fOを得ることができる。この分周比Nは一般に2進コードあるいはBCDコードとして与えられており、マニュアルで与えることができることはもちろんのこと、マイクロプロセッサ等の演算装置から供給することもできる。
【0020】
次に、ATT8とバッファアンプ9の作用を説明すると、ATT8はVCO5の出力周波数信号のレベルを減衰しているため、ATT8の出力側のインピーダンス変動の影響がATT8の入力側に低減されて現れるようになる。従って、VCO5の負荷変動はATT8の減衰量に応じて低減されることになる。さらに、バッファアンプ9はATT8で減衰されたレベルを補償して必要なレベルまで増幅するために設けられているのであるが、このためだけではなく、バッファアンプ9の逆方向アイソレーション特性によりプリスケーラ6の入力インピーダンスの変動の影響を、バッファアンプ9の入力側において低減するために設けられている。
【0021】
これにより、VCO5の負荷変動はATT8の減衰量とバッファアンプ9の逆方向アイソレーションを加算した分だけ低減されるようになり、VCO5の出力周波数の振られ方が減少することになる。従って、VCO5出力すなわちPLLシンセサイザ回路出力のスプリアス成分のレベルを低減することができるようになる。
【0022】
なお、発振器1としては一般に周波数安定度の良好な水晶発振器が用いられ、PLLシンセサイザ回路の出力周波数の安定度を向上するようにしている。
さらに、アッテネータはT型、π型等の一般的な抵抗減衰回路を使用することができ、バッファアンプとしては入力インピーダンスが高く出力インピーダンスの低いアンプが好適である。
【0023】
【発明の効果】
本発明は以上のように構成されているため、電圧制御発振器が受ける位相比較器の入力インピーダンスの変動の影響を低減することができ、電圧制御発振器の負荷変動が減少するため、PLLシンセサイザ回路から出力される周波数信号のスプリアス成分を低減することができる。
従って、受信系の隣接チャンネル妨害特性を改善することができると共に、送信系の隣接チャンネル漏洩電力等のスプリアス特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明のPLLシンセサイザ回路の実施例の回路構成を示す図である。
【図2】従来のPLLシンセサイザ回路の回路構成を示す図である。
【符号の説明】
1 発振器
2 分周器A
3 位相比較器
4 ローパスフィルタ
5 電圧制御発振器
6 プリスケーラ
7 分周器B
8 アッテネータ
9 バッファアンプ
Claims (1)
- 基準周波数信号を発生する発振器と、
上記基準周波数信号が一方の入力端に入力され、他方の入力端に入力された比較信号との位相を比較する位相比較器と、
上記位相比較器の出力をろ波して誤差信号を形成するローパスフイルタと、
上記ローパスフイルタの出力信号に応じて発振周波数が制御される電圧制御発振器と、
上記電圧制御発振器の発信出力を減衰させるアッテネータと、
入力された上記アッテネータの出力を増幅すると共に、その逆方向アイソレーション特性により上記電圧制御発振器に対する負荷変動を減衰させるバッファアンプと、
上記バッファアンプの出力信号を固定比Pで分周するプリスケーラと、
上記プリスケーラの出力信号を可変分周比Nで分周する分周器と、
上記分周器の出力を上記位相比較器の上記他方の入力端に入力された比較信号として帰還ループを形成すると共に、上記バッファアンプの出力から上記基準周波数のN・P倍の周波数の局部発振周波数信号が得られるように構成したことを特徴とするPLLシンセサイザ回路。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP16074394A JP3715335B2 (ja) | 1994-06-21 | 1994-06-21 | Pllシンセサイザ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
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JP16074394A JP3715335B2 (ja) | 1994-06-21 | 1994-06-21 | Pllシンセサイザ回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH088739A JPH088739A (ja) | 1996-01-12 |
JP3715335B2 true JP3715335B2 (ja) | 2005-11-09 |
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ID=15721501
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CN105406862B (zh) * | 2015-12-07 | 2019-01-08 | 扬州海科电子科技有限公司 | 一种低杂散宽带10~20GHz锁相环装置 |
CN116886093A (zh) * | 2023-08-08 | 2023-10-13 | 深圳扬兴科技有限公司 | 一种压电实时时钟振荡器 |
-
1994
- 1994-06-21 JP JP16074394A patent/JP3715335B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JPH088739A (ja) | 1996-01-12 |
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