JP3705116B2 - 電源供給装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源供給装置、及び該電源供給装置を含む液晶表示装置に関する。
【０００２】
【背景技術】
図３３には、液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給装置の一例が示される。なお、以下では、液晶表示装置に用いられる電源供給装置を例にとり説明を行う。この電源供給装置３２０は、電圧調整部３２２と多値電圧生成部３２４とを含む。
【０００３】
ここで、電圧調整部３２２は電源電圧ＶＳ、ＶＤＤ間の電圧を調整することにより調整電圧Ｖｒｅｇを生成する機能を有し、制御部３１４と分圧抵抗３１３とを含む。そして、制御部３１４はスイッチＳ１〜Ｓ４を含み、入力された調整電圧設定信号に基づいて分圧抵抗３１３の抵抗値を制御する。また、分圧抵抗３１３は抵抗Ｒ１〜Ｒ４を含み、制御部３１４の制御により抵抗Ｒ１〜Ｒ４が選択的にバイパスされ、これにより分圧抵抗３１３の抵抗値が変化し、調整電圧Ｖｒｅｇが決定される。そして、このように電圧調整可能とすることにより、ユーザ等が液晶表示のコントラストを調整できるようになる。
【０００４】
また、多値電圧生成部３２４は抵抗Ｒａ〜Ｒｅからなる分圧抵抗３１２を含み、電圧調整部３２２からの調整電圧Ｖｒｅｇを分割して多値の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成する機能を有する。そして、この多値の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成することにより、液晶表示における例えば６レベル駆動法が可能となる。
【０００５】
図３４には、従来の電源供給装置の他の一例が示される。図３４では図３３と異なり、多値電圧生成部３２６はボルテージフォロワ接続されたオペアンプ（演算増幅器）３０１〜３０５を含む。そして、分圧抵抗３１２の各分割端子（タップ）３３０〜３３８にこれらのオペアンプ３０１〜３０５が接続されている。そして、これらのオペアンプ３０１〜３０５により、分割端子３３０〜３３８に生成される分割電圧のインピーダンス変換を行っている。この場合、従来の電源供給装置においては、全てのオペアンプ３０１〜３０５が後に図１０で説明する構成のオペアンプ（Ｎ型オペアンプ）となっている。
【０００６】
図３３、図３４に示す電圧調整部３２２では、調整電圧設定信号に基づいて制御部３１４のスイッチＳ１〜Ｓ４をオン・オフする。そして、これにより電源ＶＳ−ＶＤＤ間に接続される分圧抵抗の段数を変化させ、調整電圧Ｖｒｅｇの生成を行っている。その後、この調整電圧Ｖｒｅｇを分圧抵抗３１２より分割する。そして、図３３の場合には、この分割された電圧をインピーダンス変換せずにそのまま多値の駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５として出力する。一方、図３４の場合には、この分割された電圧をボルテージフォロワ接続されたオペアンプ３０１〜３０５によりインピーダンス変換して多値の駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成し、出力する。
【０００７】
そして、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５は、図示しない液晶駆動信号生成部（ＬＣＤドライバ）に供給される。そして、この駆動信号生成部が、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５に基づいて液晶パネルを駆動するための駆動信号を生成することになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
液晶表示装置は携帯機器等に多く用いられている。そのため液晶表示装置には、消費電流を非常に少なくし低消費電力にしなければならないという課題がある。更に、液晶表示装置には、このように低消費電力であると共に、表示品質も高めなければならないという課題がある。そして、液晶表示装置の低消費電力化を図るためには、液晶表示装置に対して電源供給を行う電源供給装置についても低消費電力化する必要がある。また、液晶表示装置の表示の高品質化を図るためには、電源供給装置から供給される電源電圧も、液晶表示装置の表示品質を悪化させないような電源電圧とする必要がある。
【０００９】
上記の課題を鑑みた場合には、図３３、図３４に示す従来の電源供給装置３２０、３２１には以下のような問題があった。
【００１０】
液晶表示装置に使用される電源供給装置では、前述のように液晶表示のコントラスト調整等を行うために電圧調整が可能となっている。そして、図３３、図３４に示す従来例では、電圧調整部３２２により電源間に接続される抵抗の段数を変化させることにより、この電圧調整を行っている。今、分圧抵抗３１２、３１３の抵抗値を各々Ｒ１２、Ｒ１３とする。すると抵抗値Ｒ１２は、Ｒ１２＝Ｒａ＋Ｒｂ＋Ｒｃ＋Ｒｄ＋Ｒｅとなり、固定値となる。また、抵抗値Ｒ１３は、制御部３１４において、どのスイッチがオンされるかで決定される。例えば、Ｒ４〜Ｒ１の抵抗比を８：４：２：１としたとすると、Ｓ４〜Ｓ２がオフ、Ｓ１がオンの場合はＲ１３＝Ｒ４＋Ｒ３＋Ｒ２＝１４Ｒとなる（Ｒ１の抵抗値をＲとする）。このように、抵抗値Ｒ１３は、調整電圧設定信号によりＳ４〜Ｓ１をオン・オフすることにより、例えば０〜１５Ｒ（＝Ｒ１３ｔｏｔ）の間で可変させることが可能となる。
【００１１】
従来の電源供給装置では、調整電圧Ｖｒｅｇは、これらの抵抗値Ｒ１２、Ｒ１３の比により決定され、次式のように表される。なお、以下の説明ではＶＤＤ＝０Ｖとし、また、ＶＳは負電圧であり例えば−９Ｖである。
【００１２】
Ｖｒｅｇ＝ＶＳ・Ｒ１２／（Ｒ１２＋Ｒ１３） …式（１）
ここで、抵抗値Ｒ１３は、上述のように０〜１５Ｒ（Ｒ１３ｔｏｔ）の間で可変させることができ、これにより図３５（Ａ）に示すようにＶｒｅｇの値を可変することができる。例えば、Ｖｒｅｇは、Ｒ１３＝０（Ｓ４〜Ｓ１が全てオン）の場合に、次式で表されるように負の値の最大値Ｖｒｍａｘとなる。
【００１３】
Ｖｒｍａｘ＝ＶＳ …式（２）
また、Ｖｒｅｇは、Ｒ１３＝Ｒ１３ｔｏｔ＝１５Ｒ（Ｓ４〜Ｓ１が全てオフ）の場合に、次式で表されるように負の値の最小値Ｖｒｍｉｎとなる。
【００１４】
Ｖｒｍｉｎ＝ＶＳ・Ｒ１２／（Ｒ１２＋Ｒ１３ｔｏｔ） …式（３）
従って、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅは次式のようになる。
【００１５】
液晶表示装置に使用される電源供給装置では、コントラスト調整の幅を大きくできることが望ましいため、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅもなるべく広く設定できることが望まれる。そして、上式（４）から理解されるように、従来例において電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅを広くしたい場合には、段数の固定されている分圧抵抗３１２の抵抗値Ｒ１２を小さくするか、あるいは段数の切り変えが可能な分圧抵抗３１３の総抵抗値Ｒ１３ｔｏｔを大きくしなければならない。しかし、前者では、分圧抵抗の抵抗値が小さくなるので電源電圧ＶＤＤと電源電圧ＶＳ間に流れる消費電流が大きくなり、低消費電力化を図るという上記課題を解決できない。また後者では、本回路を半導体集積回路に搭載する場合において、ポリシリコン等で形成される抵抗の形状比が大きくなってしまい、チップ面積が大きくなってしまうという問題がある。
【００１６】
また、このように電源供給装置により電圧調整を行う場合には、電圧調整を行うためのセンター値Ｖｃを設定する必要がある。このセンター値Ｖｃは、液晶表示のコントラストを調整する場合に、コントラストの明暗の中心の値となるものである。この場合、図３５（Ａ）に示すように、例えば、Ｓ４〜Ｓ１＝（０１１１）（０はオフを表し、１はオンを表す）にセンター値Ｖｃを設定することが望ましい。このようにすれば、例えば上側に７レベル、下側に８レベルの範囲で電圧調整が可能となり、コントラスト調整を明るい側にも暗い側にも同等の範囲で行うことが可能となるからである。しかし、電源供給装置等を構成する半導体デバイス、あるいは、液晶表示素子にはプロセス変動等を原因とする製造上のバラツキが生じる。そして、このようなバラツキが生じた場合には、コントラスト調整の明暗の中心となるセンター値Ｖｃもばらついてしまう。この場合、上式（１）〜（４）から明らかなように、従来の電源供給装置では分圧抵抗の抵抗値Ｒ１２とＲ１３によって調整電圧の最大値、最小値、電圧調整範囲が固定されてしまう。従って、このような製造上のバラツキが生じてセンター値Ｖｃが変動した場合にも、これらの最大値、最小値、電圧調整範囲を上側あるいは下側にずらすことはできない。このため、例えばセンター値Ｖｃが図３５（Ｂ）に示すようにＳ４〜Ｓ１＝（０１００）の値となった場合には、上側に４レベルの範囲でしか電圧調整を行うことができず、コントラスト調整を明るい側にも暗い側にも同等の範囲で行うことができなくなる。これにより、上記の表示品質の向上という課題を解決できなくなる。この場合、製造上のバラツキを考慮し分圧抵抗３１３の段数を多くし電圧調整の範囲を余分に広げておくという解決法も考えられるが、この手法では半導体のチップ面積が増大してしまうという問題がある。また、従来の電源供給装置では分圧抵抗の段数を切り替えて電圧調整を行うため、このセンター値Ｖｃを決めるための値、例えば図３５（Ａ）における（０１１１）、図３５（Ｂ）における（０１００）の値を、不揮発性メモリなどに保存しておく必要があり、システムを構成する際の回路構成が複雑になるという問題があった。
【００１７】
更に、図３３、図３４に示す従来例においては、上式（１）から明らかなように、電源電圧ＶＳ等と分圧抵抗３１２、３１３の抵抗比とで調整電圧Ｖｒｅｇが決定される。従って、電源電圧が変動すると調整電圧Ｖｒｅｇも変動してしまうという問題があり、電池（バッテリー等）を電源とした液晶表示装置の場合には電池の電圧の変化によって表示品質が変化してしまうという問題もあった。
【００１８】
次に、図３３、図３４に示す多値電圧生成部３２４、３２６について考える。
【００１９】
一般的に、時分割に液晶を駆動するシステムにおいては、公知の６レベル駆動法（電圧平均化法）の計算式より求められる６値の電源電圧が用いられる。電圧の高いほうからＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５と呼ぶことにする。液晶表示装置にはコモン電極とセグメント電極があり、コモン電極にはラインの選択・非選択を決めるためのコモン信号（走査信号）が与えられる。また、セグメント電極には表示ドットの点灯・非点灯を決めるためのセグメント信号（データ信号）が与えられる。コモン電極の電圧は選択された期間にはＶ５（Ｖ０）となり、非選択の場合はＶ１（Ｖ４）となる。そして、コモン電極の電圧がＶ５（Ｖ０）の場合、セグメント電極の電圧がＶ０（Ｖ５）であれば点灯となり、Ｖ２（Ｖ３）であれば非点灯となる。なお、ここでカッコ内は交流化信号（以後ＦＲ信号と呼ぶ）の極性が反転した場合の電源電圧を表す。
【００２０】
多値電圧生成部３２４、３２６では、これらの多値の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５が生成される。この場合、図３３に示す多値電圧生成部３２４では、分圧抵抗３１２により電源電圧を分割し、これらをそのままＶ０〜Ｖ５として用いている。しかし、このように抵抗分割された電圧をそのまま液晶駆動用の電源電圧として用いるのは、表示品質の面、低消費電力の面で好ましいものではない。即ち、装置の低消費電力化を図るためには、分圧抵抗３１２を構成する抵抗Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値をなるべく高くし、分圧抵抗３１２を流れる電流値をなるべく小さくする必要がある。しかし、Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くすると、今度は、分圧抵抗３１２の分割端子３３０〜３３８における出力インピーダンスが高くなってしまう。そして、このように出力インピーダンスが高くなると、液晶を駆動する際の電源電圧の変動が大きくなり、液晶の表示品質を低下させてしまう。従って、この方式による多値電源電圧の生成は、大型の液晶パネルを駆動するものとしては不適当のものとなる。
【００２１】
一方、図３４に示す方式では、分割端子３３０〜３３８に生成される分割電圧を、ボルテージフォロワ接続されたオペアンプ３０１〜３０５を用いてインピーダンス変換することにより上記問題点を解決している。即ち、多値電圧生成部３２６からの出力インピーダンスが低くなるようにオペアンプ３０１〜３０５によりインピーダンス変換されるので、液晶の表示品質の低下を避けることができる。そして、このようにインピーダンス変換を行う場合には、分割端子３３０〜３３８における出力インピーダンスが高くなっても問題ないため、Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くすることができる。そして、Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くできれば、分圧抵抗３１２を流れる電流を小さくすることができ、装置の低消費電力化を図ることが可能となる。
【００２２】
さて、装置全体の更なる低消費電力化を図るためには、オペアンプ３０１〜３０５において消費される電力についても低く抑える必要がある。これらのオペアンプ３０１〜３０５は、後述の図１０に示すように、一方が高電源側に接続された抵抗又は定電流源と一方が低電源側に接続されたＮチャネル型駆動トランジスタとを有する駆動部を備えている。そして、オペアンプ３０１〜３０５の消費電力を抑えるためには、この駆動部において上記抵抗又は定電流源から流れる電流を少なくする必要がある。
【００２３】
しかし、低消費電力化を図るべく、このように駆動部において流れる電流を小さくすると、今度は、液晶表示にシャドウあるいはクロストークと呼ばれる現象が生じ、液晶表示の品質が非常に低くなるという問題が生じた。６レベル駆動法（電圧平均化法）と呼ばれる駆動方法では、駆動期間において画素に印加される実効電圧がオン画素同士、オフ画素同士で平均化されるようにして、表示状態の均一化を図っている。従って、この６レベル駆動法の前提である平均化状態が維持できない場合には、上記のようなシャドウ、クロストークと呼ばれる現象が生じることになる。従って、低消費電力化を図りながらも、如何にして、このようなシャドウ、クロストークと呼ばれる現象が生じないようにするかが大きな技術的課題となる。
【００２４】
本発明は、以上の問題点を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、低消費電力化を図ることができるとともに表品質を高めることができる電源供給装置及び液晶表示装置を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、電圧調整手段を含み、該電圧調整手段により調整された電源電圧を駆動対象に対して供給するための電源供給装置において、
前記電圧調整手段が、電源電圧から定電圧の第１の電圧を生成する手段と、該第１の電圧の電圧値に依存しない電圧値を持つように生成された第２の電圧を前記第１の電圧に加算する手段と、前記第２の電圧の電圧値を前記第１の電圧を基準として設定された電圧調整範囲内において可変に制御する手段とを含むことを特徴とする。
【００２６】
本発明によれば、電源電圧から定電圧の第１の電圧が生成される。そして、この第１の電圧の電圧値に依存しない電圧値を持つ第２の電圧が生成され、この第２の電圧が第１の電圧に加算される。この場合、第２の電圧の電圧値は、第１の電圧を基準として設定された電圧調整範囲内において可変に制御され、これにより所望の調整電圧を駆動対象に対して供給することが可能となる。特に、本発明によれば、第２の電圧の電圧値は第１の電圧の電圧値に依存しない。従って、第１の電圧を調整する手段により第１の電圧の電圧値を調整したとしても、これに影響されずに前記制御手段により所定の電圧調整範囲において第２の電圧の電圧値を調整することが可能となる。
【００２７】
また、本発明は、前記第１電圧生成手段により生成される前記第１の電圧及び前記加算手段により加算される前記第２の電圧に対して、駆動対象の温度特性を補償する温度特性を持たせたことを特徴とする。
【００２８】
本発明によれば、第１の電圧、第２の電圧に対して駆動対象の温度特性を補償する温度特性が持たされる。これにより、温度変化により駆動対象の素子特性が変化した場合にも、第１の電圧、第２の電圧及び第１の電圧と第２の電圧を加算して得られる調整電圧が、この素子特性を補償するように変化することになる。これにより、温度変化に依存しない安定した電源供給が可能となる。
【００２９】
また、本発明は、前記加算手段により加算される前記第２の電圧が、装置の初期動作時において所定値に固定されていることを特徴とする。
【００３０】
本発明によれば、第１の電圧に加算される第２の電圧が、装置を初期動作させる際に、所定の値に固定される。これにより、初期動作時に電源供給装置から出力される調整電圧を所望の値に固定しておくことが可能となる。即ち、調整電圧を、電圧調整範囲内のセンター値、最小値、あるいは最大値等に固定しておくことが可能となる。
【００３１】
また、本発明は、前記第１電圧生成手段が、演算増幅器と、前記演算増幅器の第１の入力端子に接続された基準電圧源と、一方が前記演算増幅器の第２の入力端子に接続され他方が固定電位に接続された第１の抵抗と、一方が前記演算増幅器の第２の入力端子に接続され他方が前記演算増幅器の出力端子に接続された第２の抵抗とを含み、前記加算手段が、前記制御手段により可変に制御される定電流源からの電流を前記第２の抵抗に対して流す手段を含むことを特徴とする。
【００３２】
本発明によれば、基準電圧源からの基準電圧と、第１、第２の抵抗の抵抗値とにより、第１の電圧の電圧値が決定される。また、制御手段により可変に制御される定電流源からの電流を第２の抵抗に対して流すことにより第２の電圧が生成され、この第２の電圧が前記第１の電圧に加算される。これにより所望の調整電圧を得ることが可能となる。このように本発明によれば、第１の電圧と第２の電圧を別個独立に生成できる。即ち、例えば第１の抵抗の抵抗値を調整することで第１の電圧の電圧値を調整できる。また、第２の抵抗に定電流源から流れる電流を調整することで、第１の電圧とは別個独立に第２の電圧の電圧値を調整できる。更に、第２の電圧の電圧調整範囲についても、第１の電圧の電圧値に依存しないものとすることもできる。また、第１の電圧は基準電圧源からの基準電圧、第２の電圧は定電流源からの電流値に基づいて決定されるため、電源電圧の変動に依存しない調整電圧を生成することができる。
【００３３】
また、本発明は、前記基準電圧源及び定電流源がＭＯＳ型トランジスタを含み、前記基準電圧源からの基準電圧及び前記定電流源からの定電流が前記ＭＯＳ型トランジスタのしきい値電圧を利用して生成されることを特徴とする。
【００３４】
本発明によれば、基準電圧源からの基準電圧及び定電流源からの定電流がＭＯＳ型トランジスタのしきい値電圧を利用して生成される。そして、ＭＯＳ型トランジスタのしきい値電圧は負の温度特性をもつ。従って、第１の電圧、第２の電圧、調整電圧、電圧調整範囲等にも負の温度特性を持たせることが可能となる。これにより、コントラスト等の特性が負の温度特性をもつ液晶表示装置等に最適の電源供給装置を提供することが可能となる。
【００３５】
また、本発明は、多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する電源供給装置において、
前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧をインピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に対する多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス変換手段とを含み、
駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換手段が接続され、駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換手段が接続されることを特徴とする。
【００３６】
本発明によれば、電圧分割手段により分割電圧が生成され、この分割された電圧が、インピーダンス変換手段によりインピーダンス変換されて駆動対象に対して供給される。そして、駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換手段によりインピーダンス変換が行われる。一方、この電荷量の極性が負である駆動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換手段によりインピーダンス変換が行われることになる。これにより、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して供給することが可能となる。
【００３７】
また、本発明は、前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続することにより形成され、前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トランジスタとを含み、前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続されたＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗とを含むことを特徴とする。
【００３８】
本発明によれば、ボルテージフォロワ接続された演算増幅器により分割電圧がインピーダンス変換され、分割電圧と同一電圧の電源電圧が駆動対象に対して供給されることになる。また、第１のインピーダンス変換手段の駆動部は、高電位側に接続された定電流源又は抵抗と、低電位側に接続されたＮチャネル型駆動トランジスタを含み、第２のインピーダンス変換手段の駆動部は、低電位側に接続された定電流源又は抵抗と、高電位側に接続されたＰチャネル型駆動トランジスタを含む。そして、この場合、第１のインピーダンス変換手段には、インピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動対象が接続されている。従って、駆動部内のＮチャネル型駆動トランジスタによりこの正の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分小さくすることも可能となる。また、第２のインピーダンス変換手段には、インピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆動対象が接続されている。従って、駆動部内のＰチャネル型駆動トランジスタによりこの負の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分に小さくすることも可能となる。
【００３９】
また、本発明は、前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するように制御する手段を含むことを特徴とする。
【００４０】
本発明によれば、多値の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するように制御される。従って、電源投入直後の所定期間内に、これらの駆動用電源電圧が所定レベルに到達することが保証されることになる。これにより、これらの駆動用電源電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を防止でき、駆動対象の表示品質等の特性を向上させることが可能となる。
【００４１】
また、本発明は、前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するように制御する手段を含み、該制御手段が、前記高電位の電源を固定電位の電源として前記低電位の電源が投入される場合には前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部において前記低電位の電源側に流れる電流を前記所定期間の間増加させる手段を含むことを特徴とする。
【００４２】
本発明によれば、電源投入直後の所定期間内の間、第２のインピーダンス変換手段の駆動部において低電位の電源側に流れる電流が増加される。これにより、多値の駆動用電源電圧の１又は複数、例えば６レベル駆動法におけるＶ１、Ｖ３が所定期間内に所定レベルに到達するように制御されることになり、例えばＶ１、Ｖ３の電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を防止できる。
【００４３】
また、本発明は、前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するように制御する手段を含み、該制御手段が、前記低電位の電源を固定電位の電源として前記高電位の電源が投入される場合には前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部において前記高電位の電源側から流れる電流を前記所定期間の間増加させる手段を含むことを特徴とする。
【００４４】
本発明によれば、電源投入直後の所定期間内の間、第１のインピーダンス変換手段の駆動部において高電位の電源側から流れる電流が増加される。これにより例えば６レベル駆動法におけるＶ２、Ｖ４が所定期間内に所定レベルに到達するように制御されることになり、例えばＶ２、Ｖ４の電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を防止できる。
【００４５】
また、本発明は、前記所定期間の間は、多値の駆動用電源の過渡状態の電圧が前記駆動対象に対して伝わらないように制御されることを特徴とする。
【００４６】
本発明によれば、駆動用電源電圧が所定レベルに到達するまでの所定期間の間は、駆動用電源の過渡状態の電圧が駆動対象に対して伝わらない。そして、所定期間が経過し、駆動用電源電圧が所定レベルに到達した後に、駆動用電源電圧が駆動対象に対して供給されることになる。これにより、駆動用電源電圧が過渡状態になることにより生ずる悪影響を、より完全に防止できる。
【００４７】
また、本発明は、多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する電源供給装置において、
前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧をインピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に対する多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス変換手段と、該インピーダンス変換手段を制御する手段とを含み、
前記インピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続することにより形成され、前記駆動部が、一方が第１の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一方が第２の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された駆動トランジスタとを含み、
前記インピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対象を駆動するための基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけ前記インピーダンス変換手段の前記定電流源又は前記抵抗に対して電流が流れるように制御する手段であることを特徴とする。
【００４８】
本発明によれば、インピーダンス変換手段を制御する手段により、基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけインピーダンス変換手段内の定電流源又は抵抗に対して電流が流れるように制御される。即ち、容量性の駆動対象を駆動する場合には、基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけ駆動用電源電圧に対して負荷がかかる。従って、この期間だけ定電流源又は抵抗に電流を流すようにすれば、この定電流源又は抵抗により駆動対象を十分に駆動することが可能となる。
【００４９】
また、本発明は、多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する電源供給装置において、
前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧をインピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に対する多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス変換手段と、該インピーダンス変換手段を制御する手段とを含み、
前記インピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続することにより形成され、前記駆動部が、一方が第１の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一方が第２の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された駆動トランジスタとを含み、
前記インピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対象を駆動するための交流化信号が所定レベルの場合には、前記インピーダンス変換手段の前記定電流源又は前記抵抗に流れる電流を制限する制御を行う手段であることを特徴とする。
【００５０】
本発明によれば、インピーダンス変換手段を制御する手段により、交流化信号が所定レベルの場合には、インピーダンス変換手段内の定電流源又は抵抗に流れる電流が制限される。即ち、駆動用電源電圧によっては、交流化信号が所定のレベルの場合には、負荷がかからないような場合がある。従って、このような場合に、定電流源又は抵抗に流れる電流を制限すれば、定電流源又は抵抗に無駄な消費電流が流れるのを有効に防止することが可能となる。
【００５１】
また、本発明は、前記駆動部が、前記インピーダンス変換手段を制御する手段により制御される定電流源又は抵抗と、該制御手段により制御されない定電流源又は抵抗とを含むことを特徴とする。
【００５２】
本発明によれば、駆動部が、インピーダンス変換手段を制御する手段により制御される定電流源又は抵抗と、該制御手段により制御されない定電流源又は抵抗とを含む。このように構成すれば、制御手段により制御されない定電流源又は抵抗により駆動部の出力電圧を一定値に保持できる。そして、これと共に、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じて、定電流源又は抵抗に流れる電流を制御手段より制御すれば、低消費電力で、十分な駆動能力を持つ駆動部を実現することが可能となる。
【００５３】
また、本発明は、上記のいずれかの電圧調整手段と上記のいずれかの多値電圧生成手段とを含む電源供給装置であって、
前記電圧調整手段により電圧調整された電源電圧を前記多値電圧生成手段における前記電圧分割手段により分割し、生成された分割電圧を前記複数のインピーダンス変換手段によりインピーダンス変換することにより駆動対象に対して多値の駆動用電源電圧を供給することを特徴とする。
【００５４】
本発明によれば、電圧調整手段により調整された電源電圧に基づいて、多値電圧生成手段によりインピーダンス変換された多値の駆動用電源電圧を生成することが可能となる。これにより、多値電圧生成手段により生成される多値の駆動用電源電圧の電圧調整を行うことができる。また、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して供給することが可能となる。更に、電圧調整手段における電圧調整を演算増幅器等を利用して行った場合には、この演算増幅器等を多値電圧生成手段におけるインピーダンス変換手段として用いることも可能となる。
【００５５】
また、本発明は、上記のいずれかの電源供給装置を含む液晶表示装置であって、
前記電圧調整手段により液晶素子駆動用の電源電圧の調整を行い、該電圧調整により液晶表示におけるコントラスト調整が行われることを特徴とする。
【００５６】
本発明によれば、電圧調整手段により液晶素子駆動用の電源電圧の調整を行うことにより液晶表示におけるコントラスト調整が行われる。即ち、第１の電圧を調整することでコントラスト調整の基準となる電圧、例えばセンター値等を調整することができる。そして、第２の電圧を調整することにより、液晶表示装置を使用するユーザは所望のコントラストを得ることができる。そして、この場合、第１の電圧を調整して、センター値等を変化させても、第２の電圧の電圧値は影響を受けない。従って、センター値等と、第２の電圧及び電圧調整範囲を別個独立に設定でき、従来よりも優れたコントラスト調整が可能となる。
【００５７】
また、本発明は、上記のいずれかの電源供給装置を含み、６レベル駆動法により液晶素子が駆動される液晶表示装置であって、
前記６レベル駆動法に用いられる液晶素子駆動用の電源電圧を高電位側より第０レベル、第１レベル、第２レベル、第３レベル、第４レベル、第５レベルの駆動用電源電圧とした場合において、前記第２レベル及び第４レベルの駆動用電源電圧を前記第１のインピーダンス変換手段により供給し、前記第１レベル及び第３レベルの駆動用電源電圧を前記第２のインピーダンス変換手段により供給することを特徴とする。
【００５８】
本発明によれば、駆動期間においてインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷の量が正である第２レベル、第４レベルの駆動用電源電圧は、正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換手段により供給される。また、該電荷の量が負である第１レベル、第３レベルの駆動用電源電圧は、負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換手段により供給される。これにより、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な６値の電源電圧を、液晶素子に対して供給することが可能となる。
【００５９】
また、本発明は、電圧分割を行い、該分割電圧をインピーダンス変換して多値の駆動用電源電圧として駆動対象に対して供給するための電源供給方法であって、
駆動期間内において駆動対象から移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動対象に対しては該駆動対象から正の電荷を多く引くように前記インピーダンス変換を行い、駆動期間内において駆動対象から移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆動対象に対しては該駆動対象から負の電荷を多く引くように前記インピーダンス変換を行うことを特徴とする。
【００６０】
本発明によれば、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、駆動対象に対して供給することが可能となる。
【００６１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例について説明する。
【００６２】
１．第１の実施例
図１には、本発明の第１の実施例が示される。図１に示すように本第１の実施例の電源供給装置１００は、電圧調整部１０２と多値電圧生成部１１０を含み、電源電圧から多値の液晶駆動用の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成している。
【００６３】
ここで、電圧調整部１０２は、第１電圧生成部１０４、加算部１０６、第２電圧生成部１０７、制御部１０８を含み、調整電圧Ｖｒｅｇを生成している。
【００６４】
第１電圧生成部１０４は、電源電圧ＶＳ、ＶＤＤから、第１の電圧Ｖｘを生成する機能を有する。例えば、液晶表示のコントラスト調整を行うためのセンター値Ｖｃが、図２（Ａ）に示す位置にあったとする。この場合には、第１電圧生成部１０４は、例えばＶｘ＝Ｖｃとなるように第１の電圧Ｖｘを生成することになる。また、第２の電圧生成部１０７は上記第１の電圧の生成とは独立に第２の電圧Ｖｙを生成する。そして、この場合、第２の電圧Ｖｙは、第１の電圧Ｖｘを基準として設定された電圧調整範囲内において、制御部１０８により可変に制御される。そして、この可変に制御された第２の電圧Ｖｙが、加算部１０６において上記第１の電圧Ｖｘに加算されて、調整電圧Ｖｒｅｇが生成されることになる。
【００６５】
例えば、図２（Ａ）の場合には、第１の電圧Ｖｘに対して正又は負の値の第２電圧Ｖｙを加算することで調整電圧Ｖｒｅｇが生成される。そして、どのような値の第２の電圧Ｖｙを加算するかは、制御部１０８に入力される調整電圧設定信号により決められることになる。
【００６６】
このように、本第１の実施例では、第１の電圧Ｖｘに対して、Ｖｘの値に依存しない可変の第２の電圧Ｖｙを加算することで、調整電圧Ｖｒｅｇが生成される。従って、例えば図２（Ｂ）に示すように、コントラスト調整のためのセンター値Ｖｃが、半導体デバイス、液晶素子の製造上のバラツキにより変動した場合にも、前述した従来技術のような不具合は生じない。即ち、この場合には、センター値Ｖｃの変動に合わせてＶｘ＝Ｖｃになるように第１の電圧Ｖｘをまず調整する。そして、その後、この第１の電圧Ｖｘを基準として、可変に制御される第２の電圧Ｖｙを加算すれば、所望の調整電圧Ｖｒｅｇを得ることができる。これにより、ユーザは、所望の明度に液晶表示のコントラストを調整できることになる。そして、この場合には、図３５（Ａ）、（Ｂ）に示す従来例の場合とは異なり、常に、上側にも下側にも同等の範囲でコントラスト調整を行うことが可能となる。
【００６７】
なお、第１の電圧Ｖｘは必ずしもセンタ−値Ｖｃに一致するように調整する必要はなく、例えば図２（Ａ）、（Ｂ）におけるＶｒｍａｘあるいはＶｒｍｉｎに一致するように調整してもよい。そして、ＶｘをＶｒｍａｘに一致させた場合には、電圧調整のために加算される第２の電圧Ｖｙは正の値となり、ＶｘをＶｒｍｉｎに一致させた場合にはＶｙは負の値となる。
【００６８】
次に多値電圧生成部１１０について説明する。本第１の実施例における多値電圧生成部１１０は、電圧分割部１１２と、第１、第２のインピーダンス変換部１１４〜１２０とを含む。電圧分割部１１２では、調整電圧Ｖｒｅｇ、電源電圧ＶＤＤ間が分割されて、分割端子１２２〜１３２に分割電圧が生成される。この場合には、分割端子１２６、１３０には第１のインピーダンス変換部１１６、１２０が接続され、容量性の液晶素子に対してインピーダンス変換された電源電圧Ｖ２、Ｖ４が供給される。また、分割端子１２４、１２８には第２のインピーダンス変換部１１４、１１８が接続され、容量性の液晶素子に対してインピーダンス変換された電源電圧Ｖ１、Ｖ３が供給される。
【００６９】
さて、６レベル駆動法と呼ばれる液晶駆動においては、後述するように、電源電圧の種類により駆動期間内において液晶素子から電源供給装置へと移動しなければならない電荷量の極性が異なっていることが判明した。例えばＶ２、Ｖ４ではこの電荷量の極性は正となることが判明した。また、Ｖ１、Ｖ３ではこの電荷量の極性は負となることが判明した。そこで、本実施例では、Ｖ２、Ｖ４に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換部１１６、１２０が接続される。また、Ｖ１、Ｖ３に対しては、負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換部１１４、１１８が接続される。これにより、６レベル駆動法における電圧の平均化状態が維持でき、シャドウ、クロストークと呼ばれる現象が発生するのが防止される。この結果、液晶表示の品質を非常に向上させることが可能となった。
【００７０】
２．第２の実施例
次に、本発明の第２の実施例について説明する。本第２の実施例は、電圧調整部１０２の具体的な構成を示す実施例である。
【００７１】
図３に示す第２の実施例の電圧調整部は、オペアンプ６と、基準電圧源７と、複数の電流源を有する定電流源８と、複数のスイッチを有する制御部９とを含む。
【００７２】
オペアンプ６の＋入力端子（第１の入力端子）には、基準電圧源７が接続され、−入力端子（第２の入力端子）には、抵抗１０、１１の一方の端子と制御部９の出力が接続されている。また、抵抗１０の他方の端子はオペアンプ６の出力に接続され、抵抗１１の他方の端子は固定電位ＶＤＤに接続されている。また、制御部９は、定電流源８とオペアンプ６の−入力端子との間に介在している。そして、調整電圧設定信号に基づいて、定電流源８から抵抗１０へと流れる電流量が制御され、この電流量の変化によって電圧調整が行われる。
【００７３】
この電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒｅｇ（Ｖ５に接続される）は、第１の電圧Ｖｘと第２の電圧Ｖｙの和であり、次式のように表される。
【００７４】
Ｖｒｅｇ＝Ｖｘ＋Ｖｙ …式（５）
ここで、第１の電圧Ｖｘは、抵抗１０の抵抗値をＲ１０、抵抗１１の抵抗値をＲ１１、基準電圧源７の電圧をＶｒｅｆとすれば、オペアンプにおける出力電圧の一般式として次式で表わすことができる。
【００７５】
Ｖｘ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ１１）・Ｖｒｅｆ …式（６）
また、第２の電圧Ｖｙは、定電流源８から制御部９を介して抵抗１０に流れる電流Ｉ１０により決められる。この場合の電流Ｉ１０は、調整電圧設定信号により制御部９内のスイッチを選択的にオンすることにより可変されるものである。従って、第２の電圧Ｖｙは次式のように表される。
【００７６】
Ｖｙ＝Ｉ１０・Ｒ１０ …式（７）
以上より、調整電圧Ｖｒｅｇは次式のように表される。
【００７７】
Ｖｒｅｇ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ１１）・Ｖｒｅｆ＋Ｉ１０・Ｒ１０…式（８）
また、例えば、定電流源８から抵抗１０に流れる電流Ｉ１０の最大値をＩｍａｘとし、最小値をＩｍｉｎとした場合には、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅは次式のように表される。
【００７８】
Ｖｒａｎｇｅ＝（Ｉｍａｘ−Ｉｍｉｎ）・Ｒ１０ …式（９）
上式（６）〜（９）から明らかなように、本実施例によれば、Ｒ１０により、Ｖｙが決定され、これにより電圧の調整範囲Ｖｒａｎｇｅも決められる。そして、Ｒ１１によりＶｘが決定され、これにより電圧調整の基準となる電圧が決められる。この電圧調整の基準となる電圧は、上述のように電圧調整範囲におけるセンター値としてもよいし、最大値、最小値としてもよい。このように本実施例の電圧調整部によれば、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｒａｎｇｅを個別に、独立に設定できることになる。
【００７９】
図４には、図３に示す基準電圧源７、定電流源８、制御部９をＭＯＳトランジスタで構成した場合の回路例が示される。
【００８０】
基準電圧源７は、Ｐｃｈトランジスタ１５とＮｃｈトランジスタ２０を含む。基準電圧源７により発生されるＶｒｅｆは、Ｎｃｈトランジスタ２０の電流能力を小さくし、電源間に流れる電流を小さくすることにより、Ｐｃｈトランジスタ１５のしきい値電圧とほぼ同じ電圧とすることができる。また、定電流源８はＰｃｈトランジスタ１６〜１９を含む。そして、定電流源８では、ゲート電極が上記基準電圧Ｖｒｅｆに接続されたＰｃｈトランジスタ１６〜１９の飽和時の定電流特性を利用して定電流を得ている。また、制御部９は、上記Ｐｃｈトランジスタ１６〜１９のドレイン領域に接続されたＰｃｈトランジスタ２１〜２４を含み、Ｐｃｈトランジスタ２１〜２４のゲート電極に接続された調整電圧設定信号によって電流の導通と遮断を切り換えている。ここで定電流源８内の複数の電流源から流れる電流値の重みづけを２nとしたとする。即ち、それぞれの電流源の電流値の比率を８：４：２：１とすれば、調整電圧設定信号が４本の場合には、２4＝１６段階の電圧調整が可能となる。なお、図３、図４では調整電圧設定信号が４本の場合の例が示されるが、図３、図４とは異なった本数にすることも当然可能である。更に、調整電圧設定信号は、マイクロコンピュータ等により書き込まれるレジスタから２値信号で得ることができるので、マイクロコンピュータ等による制御も容易となる。
【００８１】
本実施例によれば、抵抗１０の抵抗値を固定し抵抗１１の抵抗値を可変する手段を持つようにすれば、電圧調整範囲を維持したまま電圧調整の基準となる電圧、例えばセンター値を変化させることが可能となる。従って、半導体デバイスや液晶素子に製造上のバラツキが生じた場合には、上記抵抗値可変手段により抵抗１１の抵抗値を調整することで上記バラツキを補正できる。即ち、例えば図２に示すようにしてＶｘがコントラスト調整のセンター値Ｖｃに一致するように調整する。そして、このように抵抗１１の抵抗値を変えても、抵抗１０の抵抗値は固定されているため、上式（９）から明らかなように、電圧調整範囲は変化しない。そして、このように変化しない電圧調整範囲内で、調整電圧設定信号を用いて所望の調整電圧Ｖｒｅｇを得ることができることになる。この点、図３３、図３４に示す従来の電源供給装置では、図３５（Ａ）、（Ｂ）に示すように電圧調整の基準となる電圧であるセンター値Ｖｃを変化させると上側及び下側に同等の範囲で電圧調整（コントラスト調整）を行うことができなかった。このため従来の電源供給装置では、電圧調整の基準となる電圧を変化させた場合にも十分広い範囲で電圧調整できるように、電圧調整範囲を余分に持たせる構成としていた。即ち、分圧抵抗３１３の段数を余分に持たせる構成としていた。
【００８２】
これに対して、本実施例によれば、電圧調整の基準となる電圧を変化させても、電圧調整範囲は変化しないため、電圧調整範囲は要求される必要最低限で済むことになる。このことは電圧調整の定電流源８内の電流源の個数、制御部９内のスイッチの個数を必要最低限にできることを意味する。なおかつ電圧調整の制御信号をマイクロコンピュータ等から書き込まれるレジスタから２値信号で得ている場合にはレジスタのビット数を必要最低限にでき、それぞれを結ぶ配線数も少なくできることを意味する。
【００８３】
更に、従来の電源供給装置では、製造上のバラツキの調整を行なった場合、調整後の分圧抵抗の段数の情報、即ち図３５（Ａ）、（Ｂ）における（０１１１）、（０１００）の情報を不揮発性メモリなどに記憶しておく必要があった。しかし、本実施例によれば、製造上のバラツキの調整は抵抗１１の抵抗値を可変することで行なうことができるため、このような情報を記憶しておく必要がなくなる。
【００８４】
また、マイクロコンピュータで制御する場合には、システムリセット信号により定電流源８からの電流を遮断するようにしておけば、抵抗１０、１１の抵抗値のみで電圧調整部の出力電圧が決定されることになる。従って、ファームウェアの中にバラツキ調整用のプログラムを内蔵する必要もなくなり、電圧調整部の出力電圧を検出する回路も必要なくなる。例えば、このようにシステムリセット時に、定電流源８からの電流を遮断するように設定しておけば、図２（Ａ）において、Ｖｘを最小値Ｖｒｍｉｎに一致させておくことが可能となる。また、システムリセット時において、制御部９内のスイッチの一部をオンさせるように設定しておけば、例えば図２（Ａ）においてＶｘをセンター値Ｖｃに一致させておくことも可能となる。
【００８５】
図５には、本実施例の電源供給装置を用いた液晶表示装置の一例が示される。
この液晶表示装置は、電源供給装置１００と、コントラスト調整部１４０と、駆動信号生成部（ＬＣＤドライバー）１４２と、液晶パネル１４４とを含む。
【００８６】
電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒｅｇは、液晶駆動用電源電圧Ｖ５として駆動信号生成部１４２に供給されると共に、一方が固定電位に接続された分圧抵抗（電圧分割部）１２の他方に接続される。そして、分圧抵抗１２により分割された電圧がボルテージフォロワ接続されたオペアンプ１〜４の＋入力端子に接続され、オペアンプ１〜４の出力は駆動用電源電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４として駆動信号生成部１４２に入力される。なお、この場合、分割端子１２６、１３０には後述するようにＮ型と呼ぶオペアンプ２、４が接続され、分割端子１２４、１２８にはＰ型と呼ぶオペアンプ１、３が接続される。また、Ｖ５については、電圧調整部内のオペアンプ６を代用してインピーダンス変換を行うことができ、これにより回路素子数を削減できることになる。
【００８７】
駆動信号生成部１４２は、例えば６レベル駆動法に基づいて、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５のいずれかを選択することで駆動信号を生成する。そして、この駆動信号により液晶素子が駆動されることになる。そして、ユーザがコントラスト調整部１４０によりコントラスト調整を行う操作をすると、コントラスト調整部１４０により出力される調整電圧設定信号によりＶｒｅｇの値が調整される。これにより液晶パネル１４４に供給されるＶ１〜Ｖ５の電圧が調整されることになり、液晶表示のコントラスト調整が行われることになる。
【００８８】
この場合、電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒｅｇは、上式（８）に示されるように、分圧抵抗１２の抵抗値とは無関係である。従って、分圧抵抗１２の抵抗値を大きくすることにより電源間に流れる電流を非常に小さくすることができる。この結果、電源供給装置及び液晶表示装置の大幅な低消費電力化を図ることが可能となる。
【００８９】
以上のように本実施例の電源供給装置は液晶表示装置に適用できるが、この液晶表示装置はその軽量と消費電力の少なさから小型・軽量の必要な携帯機器に多く用いられている。従って、液晶表示装置を備えた機器では、液晶表示装置の本来の特長（小型・軽量）を生かすべく、回路の低消費電力と小型化が要求されている。このため、その要求に沿うためにも、これまでに挙げた効果の得られる本実施例の電源供給装置を液晶表示装置に使用することは有効な手段となる。
【００９０】
次に回路の安定性という観点から本実施例の効果を説明する。
【００９１】
本実施例においては、電圧調整の基準となる電圧であるＶｘの値は、上式（６）から明らかなように、基準電圧Ｖｒｅｆの値及び抵抗１０と抵抗１１との抵抗比により決定される。これに対して、図３３、図３４に示す従来例では、電圧調整の基準となる電圧は、電源電圧ＶＤＤと電源電圧ＶＳとの間の電圧差を抵抗分割することにより決定される。このため従来例では電源電圧が変動すると電圧調整の基準となる電圧が変動してしまうという問題があったが、本実施例では電源電圧が変動してもＶｘは一定に保たれる。
【００９２】
また、本実施例においては、電圧調整範囲を決める電圧であるＶｙは、上式（７）に示すように、定電流源８から制御部９を介して抵抗１０に流れる電流Ｉ１０の値と、抵抗１０の抵抗値とによって決定される。そして、この定電流源８からの電流Ｉ１０は、電源電圧が変動しても一定に保たれる。従って、Ｖｙについても電源電圧の変動に対して一定に保つことができ、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅも一定に保てることになる。例えば、図４は図２、図３の定電流源８をＭＯＳトランジスタによって構成した例であるが、定電流領域で動作するトランジスタのゲート電圧を基準電圧Ｖｒｅｆから得ており、ゲート電圧が一定に保たれるのでドレイン電流は一定となる。これにより、電源電圧が変化しても定電流源から流れる電流が一定に保たれ、Ｖｙ及びＶｒａｎｇｅは一定に保たれる。
【００９３】
以上のように本実施例によれば電源電圧の変動に依存しない安定した調整電圧Ｖｒｅｇ（＝Ｖｘ＋Ｖｙ）と電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅとを容易に得ることができる。このことは、電池（バッテリー）を電源とした場合など動作電圧範囲の広い機器に利用する場合に、電源電圧にかかわらず安定した動作ができるということを意味する。特に、液晶表示装置におけるコントラスト調整はこの調整電圧に大きく依存する。従って、動作電圧範囲の広い機器に使用される液晶表示装置において、本実施例を適用すれば、電源電圧にかかわらず駆動用電源の電圧を一定に保ち一定のコントラストを得ることができる。また、電圧調整範囲も同様に電源電圧が変動しても一定に保つことができる。従って、本実施例によれば、表示品質を非常に向上でき、製品価値を非常に高めることができる。
【００９４】
更に、調整電圧の供給先である駆動対象の素子特性が温度特性を持つ場合があり、このような場合には、調整電圧に対してこの温度特性を補償するような温度特性を持たせることが望ましい。例えば、液晶表示素子ではその表示品質が周囲の温度に大きく依存し、一定の表示品質を保つためには周囲温度に対して負の温度特性を持つような電圧で駆動することが望ましい。これを実現するために従来では、温度特性をもつ素子、例えばサーミスタ等を分圧抵抗に接続し、温度特性の補償を行うのが一般的であった。
【００９５】
本実施例では、このような場合に、第１、第２の電圧Ｖｘ、Ｖｙに対して駆動対象の温度特性を補償するような温度特性を持たせている。例えば、図４を例にとり説明すれば以下のようになる。即ち、基準電圧源７により生じる基準電圧Ｖｒｅｆの値は、前述のようにＰｃｈトランジスタ１５のしきい値電圧とほぼ同一値となる。そして、一般にＭＯＳトランジスタのしきい値電圧は負の温度特性を持つため、この基準電圧Ｖｒｅｆの値と、抵抗１０及び抵抗１１の抵抗比とで決まる第１の電圧Ｖｘも、負の温度特性を持つことになる。更に、定電流源８から流れる電流の量もＭＯＳトランジスタのしきい値電圧に依存し、負の温度特性を持つため、第２の電圧Ｖｙ及び電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅも負の温度特性を持つことになる。即ち、本実施例によれば、調整電圧Ｖｒｅｇ及び電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅの両方に対して負の温度特性を持たせることが可能となる。このように本実施例によれば、サーミスタ等の温度特性を持つ素子を追加することなく、調整電圧Ｖｒｅｇ、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅに温度特性を持たせることが可能となる。これにより、部品点数の削減が可能となり、また、半導体装置に電源供給装置を内蔵した場合には外付け部品の削減が可能となり、装置の小型化やコストの低減化を図ることが可能となる。
【００９６】
なお、図６には、本実施例を用いた場合に駆動用電源電圧Ｖ５に現れる温度特性の一例が示される。図６から明らかなように、Ｖ５は負の温度特性を持っている。従って、このＶ５を負の温度特性をもつ液晶素子の駆動用電源電圧として使用すれば、液晶表示装置の表示品質を高めることができる。
【００９７】
また、例えば基準電圧源７内のＰチャネルトランジスタ１５あるいは定電流源８内のＰチャネルトランジスタ１６〜１９に対して直列に、トランジスタと異なる温度特性を持つ素子、例えば抵抗等を接続すれば、図６に示す温度特性曲線の勾配を変化させることもできる。これにより、液晶素子の温度特性との適合性を更に高めることが可能となる。
【００９８】
３．第３の実施例
Ａ．構成について
次に、本発明の第３の実施例について説明する。本第３の実施例は、多値電圧生成部１１０の具体的な構成を示す実施例である。
【００９９】
図７に示す本第３の実施例にかかる多値電圧生成部は、電圧分割部２０３と、オペアンプ１〜４を含む。そして、オペアンプ１〜４は、電圧分割部２０３の分割端子２２４〜２３０に接続され、各々Ｖ１〜Ｖ４を供給している。ここで、本実施例では、Ｖ１、Ｖ３を供給するオペアンプとして、図８に示す構成のオペアンプ（以下、Ｐ型オペアンプと呼ぶ）を使用し、Ｖ２、Ｖ４を供給するオペアンプとして、図１０に示す構成のオペアンプ（以下、Ｎ型オペアンプと呼ぶ）を使用している。
【０１００】
電圧分割部２０３は、ドレイン領域とゲート電極がショートされ直列に接続された９個のトランジスタを含み、これらのトランジスタを抵抗の代わりに用いることにより電圧分割を行っている。この場合、これらのトランジスタは全て同じ電流供給能力を持つように設定されているため、Ｖ０とＶ５の間の電圧は正しく９分割されることになる（１／９バイアス）。そして、９分割された電圧のうちＶ０側から低い方へ一番目の電圧をＶ１、２番目の電圧をＶ２と呼び、Ｖ５側から高い方へ一番目の電圧をＶ４、２番目の電圧をＶ３と呼ぶことにする。電圧分割は図３３、図３４に示す従来例のように抵抗を用いても当然可能である。しかし、低消費電流化を図るためには、これらの抵抗を高抵抗にしなければならず、ＩＣ内では高抵抗を作ろうとすると、大きな面積を必要としたり、新たな製造工程を追加しなければならないなどの問題が生じる。そこで、本実施例では、ドレイン領域とゲート電極をショートしたトランジスタを高抵抗の代わりに用いている。これにより、電圧分割部２０３に流れる消費電流を０．２μＡ程度に抑えることが可能となった。
【０１０１】
図８には、図７に示すＰ型オペアンプのトランジスタレベルの回路図が示される。このＰ型オペアンプは、差動増幅部２０６と駆動部２００とを含む。差動増幅部２０６は、＋入力端子２０８、−入力端子２０９の２つの入力端子と、１つの出力端子２１０を有する回路であり、２つの入力端子の電圧差を出力端子２１０に増幅して出力する回路として公知であるので、説明は省略する。駆動部２００は、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５を有する。また、差動増幅部２０６と駆動部２００との間には、発振防止用コンデンサ２０７が設けられている。そして、ボルテージフォロワ接続の構成、即ち差動増幅部２０６の−入力端子２０９とオペアンプの出力端子２１１を接続する構成となっている。
【０１０２】
駆動部２００内のＰチャネル駆動トランジスタ２０４は、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５と直列に接続され、その接続点がオペアンプの出力端子２１１となっている。Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５は、そのドレイン領域とゲート電極とを接続することにより、抵抗の機能を持たせている。オペアンプの出力端子２１１は差動増幅部２０６の−入力端子２０９に接続され、差動増幅部２０６の出力端子２１０はＰチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電極に接続されている。このように接続した回路により＋入力端子２０８に与えられた電圧はオペアンプの出力端子２１１に同一レベルの電圧であらわれる。これは差動増幅部２０６により＋入力端子２０８とオペアンプの出力端子２１１とが同一電圧となるように、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電圧がコントロールされるためである。
【０１０３】
なお、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５については、そのゲート電極に定電圧を与えて定電流源として機能させてもよい。
【０１０４】
図９には、Ｐ型オペアンプ内のＮチャネル負荷トランジスタ２０５、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性の関係図が示される。図９において、２１４はＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流特性であり、２１５はオペアンプの出力端子２１１に負荷のない場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性である。また、２１６はオペアンプの出力端子２１１に負の負荷がかかった場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性であり、２１７はオペアンプの出力端子２１１に正の負荷がかかった場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性である。
【０１０５】
なお、ここで負の負荷がかかった場合とは、低い電圧（電位）に接続され、電流が引き抜かれる場合（負の電荷が駆動部に引き込まれる場合）をいう。また、正の負荷がかかった場合とは、高い電圧（電位）に接続され、電流が引き込まれる場合（正の電荷が駆動部に引き込まれる場合）をいう。
【０１０６】
オペアンプの出力端子２１１に負荷がかかっていない場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性は図９の２１５に示す電流特性となり、この電流特性２１５と、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流特性２１４との交点Ａにおける電流が定常電流として流れることになる。
【０１０７】
例えばオペアンプの出力端子２１１に負の負荷がかかり、出力端子２１１の電圧が下降した場合（低い電圧に接続され、電流が引き抜かれる場合）を考える。
この場合には、オペアンプの出力端子２１１は−入力端子２０９に接続されているため、−入力端子２０９の電圧が下降する。一方、＋入力端子２０８の電圧は変わらないため、＋入力端子２０８と−入力端子２０９との間に電圧差が生じ、差動増幅部２０６の出力端子２１０の電圧は差動増幅部２０６により増幅されて下降する。すると、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電極に供給されるゲート電圧が下降することになり、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力が増大する。これにより、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性は図９の２１６に示す電流特性となり、流し込み電流によりオペアンプの出力端子２１１の電圧が引き上げられることになる。
【０１０８】
次に、逆に、オペアンプの出力端子２１１に正の負荷がかかり、出力端子２１１の電圧が上昇した場合（高い電圧に接続され、電流が引き込まれる場合）を考える。この場合には、負の負荷がかかった場合と全く反対の動作になり、差動増幅部の出力端子２１０の電圧は差動増幅部２０６により増幅されて上昇する。すると、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電極に供給されるゲート電圧が上昇することになり、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力は減少する。これにより、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性は、図９の２１７に示す電流特性となる。そして、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の引き抜き電流によりオペアンプの出力端子２１１の電圧が引き下げられる。
【０１０９】
以上のように、オペアンプの出力端子２１１の電圧は、差動増幅部２０６の＋入力端子２０８の電圧よりも高くなれば引き下げられ、低くなれば引き上げられて、常に＋入力端子２０８の電圧と同一レベルに保たれることになる。
【０１１０】
さて、このＰ型オペアンプの消費電流は、差動増幅部２０６の消費電流Ｉ１と、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４とＮチャネル負荷トランジスタ２０５の間に流れる消費電流Ｉ２との合計で決まる。本実施例においては消費電流Ｉ１は０．７μＡ程度に抑えている。しかし、定常的に流れる消費電流Ｉ２は、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力には関係なく、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力により決まる。Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力を小さくすれば小さくするほど定常的に流れる消費電流Ｉ２は小さくなるが、極端に小さくする事はできない。なぜならオペアンプの出力端子２１１の電圧が上昇した場合（正の負荷がかかった場合）に、その電圧を引き下げる能力はＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力で決まるからである。即ち、消費電流を抑えれば抑えるほど電圧を引き下げる能力が落ちてしまい、電圧を引き下げる能力を上げれば上げるほど消費電流が増えてしまうことになる。
【０１１１】
ところが、後述するようにＶ１、Ｖ３においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性は負となっている。そこで、本実施例では、Ｖ１、Ｖ３には負の電荷を多く引ける駆動部２００を有するオペアンプ、即ちＰ型オペアンプを接続している。これにより、駆動期間内にＶ１、Ｖ３から十分に負の電荷を引くことができ、シャドウ、クロストーク等の現象が生じるのを防止でき、液晶の表示特性が悪化するのを防止できることになる。一方、Ｐ型オペアンプにおいては、正の負荷がかかった場合には、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５により正の電荷を引き込まなければならない。しかしながら、Ｖ１、Ｖ３においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性は負となっている。従って、Ｖ１、Ｖ３にＰ型オペアンプを接続する構成とする本実施例の場合には、Ｐ型オペアンプの駆動部２００には正の電荷を引く能力はあまり要求されないことになる。この結果、本実施例によれば、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力を十分に低く抑えることができ、駆動部２００に定常的に流れる消費電流Ｉ２を１５μＡ程度に抑えることが可能となる。これにより、Ｐ型オペアンプの消費電流をＩ１＋Ｉ２＝１５．７μＡ程度に抑えることが可能となった。
【０１１２】
図１０は図７に示すＮ型オペアンプのトランジスタレベルの回路図が示される。このＮ型オペアンプと上記Ｐ型オペアンプとは駆動部２０１の構成が異なっており、駆動部２０１は、Ｎチャネル駆動トランジスタ２１２とＰチャネル負荷トランジスタ２１３とを含んでいる。そして、差動増幅部２０６の−入力端子２０９とオペアンプの出力端子２１１とを接続することによりボルテージフォロワ接続の構成となっている。
【０１１３】
Ｎ型オペアンプでは、Ｐ型オペアンプと同様に、オペアンプの出力端子２１１の電圧は＋入力端子２０８の電圧より高くなれば引き下げられ、低くなれば引き上げられて、常に＋入力端子２０８の電圧と同一になるように保たれる。しかし、Ｎ型オペアンプでは、Ｐ型オペアンプと異なり、オペアンプの出力端子２１１の電圧が上昇した場合（正の負荷がかかった場合）に、その電圧を引き下げる能力はＮチャネル駆動トランジスタ２１２の電流供給能力で決まる。また、Ｐ型オペアンプと異なり、オペアンプの出力端子２１１の電圧が下降した場合（負の負荷がかかった場合）に、その電圧を引き上げる能力は、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電流供給能力で決まる。ここで、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３は、そのゲート電極とドレイン領域を短絡することにより、抵抗の機能を持たせているものである。なお、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３については、そのゲート電極に定電圧を与えて定電流源として機能させてもよい。
【０１１４】
さて、Ｎ型オペアンプの駆動部２０１に定常的に流れる消費電流Ｉ２は、Ｎチャネル駆動トランジスタ２１２の電流供給能力には関係なく、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電流供給能力を小さくすればするほど小さくなる。即ち、消費電流を抑えれば抑えるほど電圧を引き上げる能力が落ちてしまい、電圧を引き上げる能力を上げれば上げるほど消費電流が増えてしまうことになる。
【０１１５】
ところが、後述するようにＶ２、Ｖ４においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性は正となっている。そこで、本実施例では、Ｖ２、Ｖ４には正の電荷を多く引ける駆動部２０１を有するオペアンプ、即ちＮ型オペアンプを接続している。これにより、駆動期間内にＶ２、Ｖ４から十分に正の電荷を引くことができ、シャドウ、クロストーク等の現象が生じるのを防止できることになる。一方、Ｎ型オペアンプにおいては、負の負荷がかかった場合には、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３により負の電荷を引き込まなければならない。しかしながら、Ｖ２、Ｖ４においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性は正となっている。従って、Ｖ２、Ｖ４にＮ型オペアンプを接続する構成とする本実施例の場合には、Ｎ型オペアンプの駆動部２０１には負の電荷を引く能力はあまり要求されないことになる。この結果、本実施例によれば、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電流供給能力を十分に低く抑えることができ、駆動部２０１に定常的に流れる消費電流Ｉ２を１５μＡ程度に抑えることが可能となる。これにより、Ｎ型オペアンプの消費電流をＩ１＋Ｉ２＝１５．７μＡ程度に抑えることが可能となった（Ｉ１＝０．７μＡ）。
【０１１６】
以上のように本実施例によれば、電圧分割部２０３、Ｐ型及びＮ型オペアンプでの消費電流は各々０．２μＡ、１５．７μＡになる。従って、多値電圧生成部全体での消費電流を、０．２＋１５．７×４＝６３μＡに抑えることが可能となった。このように、液晶の表示品質を低下させないで装置全体の消費電流を最大限に減らすためには、駆動期間内においてインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動用電源電圧（Ｖ２、Ｖ４）にはＮ型オペアンプ）を接続し、該電荷量の極性が負である駆動用電源電圧（Ｖ１、Ｖ３）には、Ｐ型オペアンプを接続すればよいことが理解される。
【０１１７】
Ｂ．駆動用電源電圧にかかる負荷の計算について
次に、単純マトリクスＬＣＤを線順次に時分割駆動する場合に、駆動用電源電圧であるＶ１〜Ｖ４にどのような負荷がかかるのかを、ある大きさのＬＣＤパネルを駆動する場合を例にとり、以下に説明する。
【０１１８】
図１１（Ａ）には、コモン電極の電圧、セグメント電極の電圧とＶ０〜Ｖ５との関係が示される。例えば、コモン電極の電圧は選択された期間にはＶ５（Ｖ０）となり、非選択の場合はＶ１（Ｖ４）となる。そして、コモン電極の電圧がＶ５（Ｖ０）の場合にセグメント電極の電圧がＶ０（Ｖ５）であれば点灯となり、Ｖ２（Ｖ３）であれば非点灯となる（カッコ内はＦＲ信号＝Ｌの場合）。また、図１１（Ｂ）には、コモン電極とセグメント電極の配置例が示される。
【０１１９】
さて、以下に行う計算の目的は、Ｖ１〜Ｖ４にかかる最大負荷の相対的な大小関係を求めることにある。従って、計算を容易にするため以下に示す条件にて計算を行う。
【０１２０】
（１）ＬＣＤパネルの表示容量を６４×１００ドットとする。言い替えれば、６４ラインのコモン電極と１００ラインのセグメント電極を備えたＬＣＤパネルである（図１１（Ｂ）参照）。
【０１２１】
（２）６４ラインのコモン電極なので１／６４デューティにて時分割駆動する。
【０１２２】
（３）駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５の値は、電圧平均化法により算出される計算式により１／９バイアスとなるが、Ｖ０＝０Ｖ、Ｖ１＝−１Ｖ、Ｖ２＝−２Ｖ、Ｖ３＝−７Ｖ、Ｖ４＝−８Ｖ、Ｖ５＝−９Ｖとして計算を行いやすいようにする。
【０１２３】
（４）容量は、計算を容易にするために、コモン電極１ラインあたり１Ｆ（ファラド）であると仮定する。
【０１２４】
（５）液晶は容量性の素子であり、ＬＣＤパネルは電気的にコンデンサと等価である。従って、そのコンデンサの両端の電極（つまり、コモン電極とセグメント電極）より充放電する際に移動する電荷の量をＱ＝ＣＶ（Ｑは電荷量、Ｃは容量、Ｖは電圧）により計算し、その大きさをＶ１〜Ｖ４にかかる負荷と考える。
例えば、図１２（Ａ）、（Ｂ）には、セグメント電極の電圧がＶ３でコモン電極の電圧がＶ４の状態から、セグメント電極の電圧がＶ２でコモン電極の電圧がＶ１の状態に変化した場合に、Ｖ２に対してどのような電荷が流れこむのかが模式的に示される。即ち、図１２（Ａ）の状態では、ＬＣＤパネルを等価的に表したコンデンサ（Ｃ＝１Ｆ）のセグメント電極側には、（−７）−（−８）＝＋１Ｃ（クーロン）の電荷が蓄えられている。一方、図１２（Ｂ）の状態に変化すると、コンデンサのセグメント電極側には（−２）−（−１）＝−１Ｃの電荷が蓄えられることになる。従って、図１２（Ｂ）に示すように、この状態の変化によりＶ２では＋１−（−１）＝２Ｃの正の電荷を引き込まなければならないことになる。即ち、この場合にはＶ２には＋２の正の負荷がかかることになる。
【０１２５】
（６）本計算で求めようとしているのは、Ｖ１〜Ｖ４にかかる負荷の最大値である。従って、負荷の計算を行う場合には、全てのセグメント電極の電圧が同じ方向に変化した場合を考えればよい。例えば、図１１（Ｂ）において、セグメント電極ＳＥＧ１がＶ３からＶ２に変化し、セグメント電極ＳＥＧ２がＶ５からＶ２に変化する場合等、セグメント電極の電圧の変化の方向が混在する場合は考えなくてもよい。このように変化の方向が混在する場合の負荷の大きさは、全てのセグメント電極ＳＥＧ１〜ＳＥＧ１００の電圧が全て同じ方向に変化した場合（最大負荷の場合）よりも小さくなるからである。
【０１２６】
（７）本計算においては、Ｖ１〜Ｖ４に流れる電荷量の駆動期間内における合計を求める必要がある。そこで、図１３に示すように、駆動期間を、ＦＲ信号の切り替わり時Ａと、それ以外の期間Ｂの２つに分けて計算を行うこととする。なお、図１３において、ＦＲ信号とは、液晶駆動のための交流化信号であり、ＤＣＫ（ドットクロック）とは、駆動信号を生成するための基準となるクロックである。
【０１２７】
次に、具体的にＶ２を例にとり、Ｖ２にかかる負荷を計算する。
【０１２８】
図１１（Ａ）に示すように、セグメント電極のとりうる値は、Ｖ０、Ｖ２（ＦＲ信号＝Ｈ）、Ｖ５、Ｖ３（ＦＲ信号＝Ｌ）のいずれかである。従って、セグメント電極の電圧が、これらの電圧からＶ２に変化する場合としては、Ｖ０→Ｖ２、Ｖ２→Ｖ２、Ｖ５→Ｖ２、Ｖ３→Ｖ２の変化が考えられる。そして、ＦＲ信号の切り替え時Ａでは、期間の変わり目であるためＶ０→Ｖ２の変化、Ｖ２→Ｖ２の変化はなく、Ｖ３→Ｖ２、Ｖ５→Ｖ２の変化だけを考えればよいことになる。
また、Ｂ期間では、同一期間内であるためＶ３→Ｖ２、Ｖ５→Ｖ２の変化はなく、Ｖ０→Ｖ２、Ｖ２→Ｖ２の変化のみを考えればよいことになる。
【０１２９】
図１４には、ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。図１４に示すように、コモン電極ＣＯＭ１からＣＯＭ６４にゆくにしたがってＶ５（Ｖ０）となる期間が順次シフトすることで、セグメント電極が選択されることになる。なお、上述のように、本計算においては全てのセグメント電極の電圧が同一の方向に変化する場合のみを考えればよいので、図１４においてはＣＯＭ１〜ＣＯＭ６４と、ＳＥＧ１との関係のみを示している。
【０１３０】
さて、負荷の計算を行う際には、非選択ライン、選択終了ライン、選択開始ラインに分けて考えればよい。ここで、非選択ラインとは、コモン信号により選択されていないラインであり、図１４の＃１に示すように６４−２＝６２ラインある。また、選択終了ラインとは、該ラインの前のラインがコモン信号により選択されたラインであり、図１４の＃２に示すように１ラインある。また、選択ラインとは、コモン信号により選択されたラインであり、図１４の＃３に示すように１ラインある。負荷の計算はこれらの＃１、＃２、＃３の各々について行うことになる。
【０１３１】
図１５には、ＦＲ切り替わり時Ａにおいて、全てのセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変わる時にＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果が示されている。例えば、非選択ライン（＃１）においては、セグメント電極がＶ３からＶ２に変化し、コモン電極がＶ４からＶ１に変化している。従って、前述の図１２（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ＬＣＤパネルを等価的に表したコンデンサのセグメント電極側に蓄えられる電荷は、＋１Ｃから−１Ｃへと変化する。従って、この場合にＶ２において引き込まなければならない電荷量は＋２Ｃとなる。
そして、図１４に示すように、非選択ライン（＃１）は、６２ラインあるため、合計で２×６２＝１２４Ｃの正の電荷をＶ２において引き込まなければならないことになる。
【０１３２】
選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）についても同様に、図１５に示すように計算できる。但し、これらのラインは図１４に示すように各々１ラインしかない。そのためＶ２において引き込まなければならない電荷量の合計は少なく、各々−６Ｃとなる。
【０１３３】
以上より、ＦＲ切り替え時Ａにおいて、セグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合の電荷量の合計は１２４−６−６＝＋１１２Ｃとなる。即ち、この場合にはＶ２には正の負荷がかかることになる。
【０１３４】
図１６には、ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ５からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。図１６の場合も、図１４の場合と同様に、非選択ライン（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図１７には、その計算プロセス及び計算結果が示される。図１７に示すように、この場合にＶ２において引き込まなければならない電荷量の合計は−１６Ｃとなる。即ち、この場合にはＶ２には負の負荷がかかることになる。
【０１３５】
図１８には、ＦＲ切り替え時Ａ以外の期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。例えば、Ｂ期間におけるＢ１においては、ＣＯＭ１が選択終了ライン（＃２）、ＣＯＭ２が選択開始ライン（＃３）、ＣＯＭ３〜ＣＯＭ６４が非選択ライン（＃１）となる。同様にＢ２においては、ＣＯＭ１、ＣＯＭ２、ＣＯＭ５〜ＣＯＭ６４が非選択ライン（＃１）、ＣＯＭ３が選択終了ライン（＃２）、ＣＯＭ４が選択開始ライン（＃３）となる。Ｂ３〜Ｂ３１についても同様に考えることができる。
【０１３６】
図１８の場合も、図１４の場合と同様に、非選択ライン（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図１９には、その計算プロセス及び計算結果が示される。図１９に示すように、この場合にＶ２において引き込まなければならない電荷量の合計は＋１２８Ｃとなる。即ち、この場合にはＶ２には正の負荷がかかることになる。なお、図１８に示すＢ１〜Ｂ３２のどの場合においても図１９に示す計算結果は同一のものとなる。
【０１３７】
図２０には、ＦＲ切り替え時Ａ以外の期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２のまま変化しない場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。図２０の場合も、図１４の場合と同様に、非選択ライン（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図２１には、その計算プロセス及び計算結果が示される。図２１に示すように、この場合にＶ２にかかる負荷は０となる。
【０１３８】
以上のようにして、全ての場合についてＶ２にかかる負荷を計算できたことになる。即ち、ＦＲ切り替わり時Ａにおいては表示パターンによって、−１６Ｃ〜＋１１２Ｃの電荷を、Ｂ期間においては表示パターンによって、０Ｃ〜＋１２８Ｃの電荷をＶ２において引き込まなければならないことになる。
【０１３９】
図２２〜図２５には、Ｖ１にかかる負荷についての計算プロセス及び計算結果が示される。図２２には、ＦＲ切り替え時Ａにおいて全てのセグメント電極の電圧がＶ５からＶ２、Ｖ５からＶ０に変化する場合が示され、図２３には、ＦＲ切り替え時Ａにおいて全てのセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２、Ｖ３からＶ０に変化する場合が示される。また、図２４には、Ｂ期間において全てのセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２、Ｖ０からＶ０に変化した場合が示され、図２５には、Ｂ期間において全てのセグメント電極の電圧がＶ２からＶ２、Ｖ２からＶ０に変化した場合が示される。
【０１４０】
更に、Ｖ３、Ｖ４についても同様に負荷を計算することができる。図２６には、以上の計算結果をまとめたものが示される。図２６に示すように、Ｖ３についてはＶ２と逆の方向に同じ量の負荷がかかっており、Ｖ４についてはＶ１と逆の方向に同じ量の負荷がかかっている。
【０１４１】
図２６より、Ｖ２の最大負荷の極性（駆動期間内においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性）は正であり、Ｖ３の最大負荷の極性は負であることは明らかである。これに対して、Ｖ１とＶ４については正の負荷も負の負荷もほぼ同じ値となるため、最大の負荷の極性が正、負のいずれかであるを図２６のみでは決めることができない。しかし、一般にＦＲ信号はＤＣＫよりかなり遅く、本実施例では７０Ｈｚ程度を用いている。それに対し、Ｂ期間において負荷がかかるタイミングはＤＣＫに同期しており、本実施例の場合４ｋＨｚ程度である。従って、負荷のかかる回数は、ＦＲ切り替え時ＡよりもＢ期間の方が圧倒的に多い。例えば、図１８において、負荷のかかる回数は、ＦＲ切り替え時Ａでは１回のみであるのに対して、Ｂ期間においてはＢ１〜Ｂ３１の３２回となる。また、Ｖ１〜Ｖ４には図示しない平滑容量といわれるコンデンサが、ＶＤＤ（０Ｖ）との間に接続されるため、Ｖ１〜Ｖ４の電圧は時間的に平滑される。つまり、時間的に平滑してしまえば、駆動期間内にかかるＶ１〜Ｖ４にかかる負荷の量は、Ｂ期間にかかる負荷の量によりほぼ決定されてしまうということができる。
【０１４２】
従って、Ｖ１についてはＢ期間において負の方向にかかる負荷の方が大きいため最大負荷の極性は負となる。また、Ｖ４については、Ｂ期間において正の方向にかかる負荷の方が大きいため最大負荷の極性は正となる。
【０１４３】
以上のように、Ｖ１、Ｖ３についての最大負荷の極性は負となる。従って、Ｖ１、Ｖ３についてはＰ型オペアンプを用いることが適当であるという結論になる。また、Ｖ２、Ｖ４のについては最大負荷の極性は正となる。従って、Ｖ２、Ｖ４についてはＮ型オペアンプを用いることが適当であるという結論になる。そして、このように接続することで、多値電圧生成部全体での消費電流を６３μＡとし、表示品質を向上させるとともに低消費電力化を図るという技術的課題を達成できることになる。
【０１４４】
これに対して、図３４に示す従来例では、Ｖ１〜Ｖ４についてのインピーダンス変換は、全てＮ型オペアンプにより行われていた。しかし、このような構成とすると、Ｖ１、Ｖ３のインピーダンス変換を行うＮ型オペアンプについては、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３（図１０参照）の電流供給能力を相当に大きくしなければならなくなる。なぜならば、上述のようにＶ１、Ｖ３については駆動期間において負の電荷を多く引かなければならず、この電荷を引けなかった場合には電圧平均化法における平均化状態が維持できなくなり、シャドウ、クロストーク等の現象が生じてしまうからである。逆に、従来例において、このような現象を生じないようにすべく、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電流供給能力を増加させると、消費電流が例えば３５０μＡ以上となってしまい、低消費電力化という課題を解決できないことになる。
【０１４５】
４．第４の実施例
第４の実施例は、消費電力を更に低く抑えるべく、インピーダンス変換を行うオペアンプに電流制御機能を持たせた実施例である。
【０１４６】
図２７には、この電流制御機能を持たせたＮ型オペアンプの一例が示される。
図２７に示すオペアンプは、図１０に示すＮ型オペアンプと、駆動部２０２の構成が異なっている。即ち、駆動部２０２は、Ｎチャネル駆動トランジスタ２１２、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の他に、第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８と、電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９とを新たに含んでいる。第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８は、ドレイン領域とゲート電極を短絡されるとともに、該ドレイン領域がオペアンプの出力端子２１１に接続されている。また、電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９は、この第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８の直列に接続されると共に、ゲート電極にはコントロール端子２２２が接続されている。
【０１４７】
さて、ＬＣＤパネルを駆動する駆動信号は、ＤＣＫを基準クロックに生成される。また、ＬＣＤパネルは電気的にコンデンサと等価とみなすことができるので、ＬＣＤを駆動する時に駆動用電源電圧にかかる負荷は、駆動信号の切り替わり時、即ちＤＣＫの切り替わり時のみに発生しているといえる。即ち、ＤＣＫの立ち下がりエッジで動作を行っているシステムにおいてはＤＣＫの立ち下がり時のみに、ＤＣＫの立ち上がりエッジで動作を行っているシステムにおいてはＤＣＫの立ち上がり時のみに負荷が発生する。なぜならば、ＬＣＤはコンデンサと等価とみなすことができるため、一度、該コンデンサーがある電圧にチャージされると、他に電流の流れる経路はなく、ただその電圧を維持しているだけでよいからである。なお、以下、ＤＣＫの立ち上がりで動作するシステムを例にとり説明を行う。
【０１４８】
前述の図２６に示すように、各駆動用電源電圧にかかる負荷は必ずしも正負のうち一方向ではない。例えば、Ｖ１、Ｖ３に接続されるＰ型オペアンプに対して正の負荷がかかる場合があり、この場合には、Ｐ型オペアンプ内のＮチャネル負荷トランジスタ２０５により正の電荷を引き込んでやらなければならない。また、Ｖ２、Ｖ４に接続されるＮ型オペアンプに対して負の負荷がかかる場合があり、この場合には、Ｎ型オペアンプ内のＰチャネル負荷トランジスタ２１３により負の電荷を引き込んでやらなければならない。このため、Ｐ型オペアンプのＮチャネル負荷トランジスタ２０５、Ｎ型オペアンプのＰチャネル負荷トランジスタ２１３にもある程度の電流供給能力が必要とされる。
【０１４９】
しかし、上述のように、Ｖ１〜Ｖ４にはＤＣＫ切り替わり時のみ負荷がかかる。従って、負荷トランジスタ２０５、２１４には、ＤＣＫ切り替わり時及びその後の一定期間のみ電流を流してやればよく、それ以外の期間では電圧を保持できる程度の電流を流せば十分となる。
【０１５０】
そこで、本実施例では、図２７に示すように、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３と並列に第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８を設け、これに直列にと電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９を接続する構成としている。そして、ＤＣＫの立ち上がり時及びその後の一定期間、Ｌレベルとなるようなコントロール信号をコントロール端子２２２に入力する。これにより、ＤＣＫの立ち上がり時及びその後の一定期間のみ第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８がオンし、電流Ｉ３が流れることになる。そして、それ以外の期間においては、電圧を保持できる程度のわずかな電流Ｉ２がＰチャネル負荷トランジスタ２１３により流れることになる。図２８には、ＤＣＫ、コントロール信号、ＦＲ信号のタイミングチャートが示される。ＤＣＫの立ち上がり時及びその後の一定期間のみ電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９をオンし、電流Ｉ３を流すためのコントロール信号として図２８に示すＣＯＮＴ１信号を用いる。このＣＯＮＴ１信号は、コントロール端子２２２を介して電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９のゲート電極に入力される。
【０１５１】
本実施例においては電流Ｉ２を０．１μＡに抑え、制御電流Ｉ３を３０μＡとした。そして、制御電流Ｉ３はＤＣＫの１周期の１／４の期間のみ流すようにしたため、Ｉ３の平均電流は７．５μＡとなる。従って、駆動部２０２で消費される電流は、Ｉ２＋Ｉ３＝７．６μＡとなる。差動増幅部２０６において消費する電流Ｉ１は０．７μＡであるため、オペアンプ全体の消費電流は８．３μＡとなる。これにより、オペアンプの消費電流を、図１０に示す電流制御機能のないＮ型オペアンプの消費電流（１５．７μＡ）の約１／１．９倍にすることが可能となった。
【０１５２】
以上、Ｎ型オペアンプの場合について説明した。しかし、Ｐ型オペアンプにおいても、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５に並列に、第２のＮチャネル負荷トランジスタ及びこれに直列に接続された電流制御用のＮチャネルトランジスタを設けることで、同様の電流制御機能を持たせることが可能である。そして、この場合には、図２８のＣＯＮＴ１を反転した信号をコントロール信号として用いることになる。
【０１５３】
さて、装置の更なる低消費電力化を図るためには、コントロール端子２２２に以下に述べるようなコントロール信号を入力すればよい。
【０１５４】
図１１（Ａ）に示すように、コモン信号、セグメント信号はＦＲ信号＝Ｌの期間ではＶ０、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５のいずれかの電圧となる。また、ＦＲ信号＝Ｈの期間ではＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ５のいずれかの電圧となる。このため、ＦＲ信号＝Ｌの期間にはＶ１、Ｖ２に対して負荷はかからないことになり、またＦＲ信号＝Ｈの期間にはＶ３、Ｖ４に対して負荷はかからないことになる。そこで、ＦＲ信号＝Ｌの期間にはＶ１、Ｖ２に接続されるオペアンプの第２の負荷トランジスタをオフさせ、ＦＲ信号＝Ｈの期間にはＶ３、Ｖ４に接続されるオペアンプの第２の負荷トランジスタをオフさせるような制御を行えば、消費電力を更に低く抑えることが可能となる。
【０１５５】
例えばＶ４に図２７に示すような電流制御機能付きオペアンプを接続してインピーダンス変換を行う場合には、図２８に示すように、ＣＯＮＴ１信号とＦＲ信号とのＯＲにより得られるＣＯＮＴ５信号をコントロール端子２２２に入力する。これにより、ＦＲ信号＝Ｈの期間には、第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８はオフし、電流Ｉ３が流れないため、更なる低消費電力化が可能となる。例えば、本実施例では、以上の電流制御により、Ｉ３の平均電流を３．７５μＡとすることが可能となり、消費電流はＩ１＋Ｉ２＋Ｉ３＝４．５５μＡに抑えることが可能となった。これにより、消費電流を、電流制御機能のないＮ型オペアンプの消費電流（１５．７μＡ）の約１／３．５倍にすることが可能となった。なお、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３に接続される電流制御機能付きのオペアンプを制御する場合も、図２８に示すようなＣＯＮＴ２、ＣＯＮＴ３、ＣＯＮＴ４信号を、コントロール端子２２２に入力すれば、上記と同様に低消費電力化することが可能となる。
【０１５６】
５．第５の実施例
さて、上記第３、第４の実施例では、Ｖ１、Ｖ３にＰ型オペアンプ１、３を、Ｖ２、Ｖ４にＮ型オペアンプ２、４を接続する構成とすることで、オペアンプの駆動部に流れる電流を少なくし、低消費電力化を図っている。しかし、このような構成とした場合、装置への電源投入時に、以下のような問題が生じることが判明した。
【０１５７】
例えば、図２９（Ａ）に示すように、高電位側の電源であるＶ０＝ＶＤＤ（０Ｖ）を固定電源とする構成の場合（Ｎ基板の場合）は、電源投入時にＶ１、Ｖ３が所定電圧に到達するまでに非常に時間がかかるという問題が生じた（図３１参照）。これは、Ｖ１、Ｖ３に接続されるＰ型オペアンプ１、３では、駆動部を構成するＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力を、低消費電力化のために非常に小さくしていることに起因する。例えば、図３０（Ａ）において、ＶＤＤを固定電位の電源としてＶ５の電源が投入されると、Ｖ５の電圧が徐々に低下し、これにしたがってＶ１の電圧が徐々に低下することになる。そして、この場合のＶ１の電圧の低下は、図３０（Ａ）に示すように、Ｎチャネル駆動トランジスタ２０５により電流Ｉｐを流し、電圧平滑用コンデンサ２７０（あるいはＬＣＤパネル）から電荷を引き抜くことにより行われる。ところが、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力は非常に小さくＩｐは非常に小さいため、図３１に示すようにＶ１の電圧が所定電圧に到達するまで非常に時間がかかってしまうことになる。以上の現象はＶ３についても同様に起こり、この場合には図３１に示すように、Ｖ３が所定電圧に到達するまでには更に時間がかかってしまう。
【０１５８】
図２９（Ｂ）に示すように、低電位側の電源であるＶ５＝ＧＮＤ（０Ｖ）を固定電源とする構成の場合（Ｐ基板の場合）は、今度は、Ｖ２、Ｖ４の所定電圧への到達時間が大きくなってしまう。これは、Ｖ２、Ｖ４に接続されるＮ型オペアンプ２、４では、駆動部を構成するＰチャネル負荷トランジスタ２０４の電流供給能力を非常に小さくしていることに起因する。即ち、図３０（Ｂ）において電源投入時にＶ０から流れる電流Ｉｐが小さくなってしまい、Ｖ４の電圧の上昇が非常に遅くなってしまうからである。この点はＶ２についても同様である。
【０１５９】
以上のような現象が生じると、液晶表示の品質が非常に低下してしまう。例えば、図３１のようにＶ１、Ｖ３の電圧が正確な値に到達するまでに時間がかかると、その間、電圧平均化法の平均化状態が維持できないという事態が生じてしまう。また、図３１におけるＡの点においては、Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖ３とならなければならない関係が、Ｖ１＜Ｖ３＜Ｖ２の関係となる事態も生じ、これにより液晶表示が全面黒表示となったりする事態も生じてしまう。
【０１６０】
以上のような事態を防止するには、電源投入直後の所定期間の間、オペアンプの駆動部の電流供給能力を増加させてやればよい。この電流供給能力の増加は、例えば図２９（Ａ）に示す構成の場合は以下のようして実現できる。即ち、この場合には、Ｐ型オペアンプ１、３を、図２７に示すような構成の電流制御機能付きのオペアンプにする（図２７にはＮチャネル型オペアンプに電流制御機能を持たせたものが示されている）。即ち、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５に並列に、第２のＮチャネル負荷トランジスタ及びこれに直列に接続された電流制御用のＮチャネルトランジスタを設ける構成とする。そして、電流制御用のＮチャネルトランジスタのゲート電極に接続されるコントロール端子２２２に対して、電源投入直後の所定期間の間、電流制御用のＮチャネルトランジスタをオン状態にするようなコントロール信号を入力する。これにより、電源投入直後の所定期間の間、駆動部の電流供給能力が増加することになり、Ｖ１、Ｖ３の立ち下がりを早くすることが可能となる。これにより上記事態を防止できる。そして、図２９（Ｂ）に示す構成の場合には、Ｎ型オペアンプ２、４に電流制御機能を持たせて、同様の制御を行えばよい。
【０１６１】
なお、Ｖ１、Ｖ３（あるいはＶ２、Ｖ４）を、電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達させるためには、上記手法に限らず、例えばＶ１とＶ２、Ｖ３とＶ４をトランジスタ等で導通させる等、種々の手法を採用することができる。
【０１６２】
さて、液晶表示の品質が悪化しないようにするために更に好ましくは、上記の制御によりＶ１、Ｖ３（あるいはＶ２、Ｖ４）が所定電圧に到達するまでの所定期間の間、液晶素子に対して過渡状態の電圧が与えられないようにすることが望ましい。そして、Ｖ１、Ｖ３が所定電圧に到達した後に、駆動用電源電圧を供給するように構成する。これにより、液晶表示が全面黒表示となるような事態を完全に防止することができる。
【０１６３】
図３２には、本実施例における電源投入シーケンスのイメージ図が示される。まず、リセット信号（＃１）により、装置内にあるコントロール回路（ロジック回路）がリセットされる。そして、このコントロール回路によりアナログ電源オンの命令（＃２）が発行される。すると、装置内のアナログ回路が動作を開始し、多値の駆動用電源電圧の生成が行われる。そして、この場合、上記のように例えばＶ１、Ｖ３に接続されるオペアンプの電流供給能力を増加させて、タイマにより設定された所定期間の間に、駆動用電源電圧が所定レベルに到達するように制御が行われる。そして、この所定期間の間は、ＬＣＤドライバの出力を全て固定電位であるＶ０に固定する。これにより、過渡的な電圧が液晶素子に印加されることが防止される。そして、所定時間経過後、電源供給装置とＬＣＤドライバとの間が接続され、ＬＣＤドライバが出力可能状態に設定される。その後、上記コントロール回路により表示オン命令（＃３）が出され、ＲＡＭに格納された画像情報がＬＣＤドライバに入力され、液晶表示が行われることになる。なお、この場合、ウエイトタイムの間に表示オン命令が出されても、その命令は無効となる。
【０１６４】
その後、例えばコントロール回路によりパワーセーブ命令（＃４）が出されると、パワーセーブモードに入る。そして、パワーセーブ解除命令（＃５）が出されると、また、タイマにより設定された所定期間の間に、駆動用電源電圧が所定レベルに到達するように制御が行われることになる。
【０１６５】
以上のようなシーケンスで電源投入を行うことで、液晶表示が全面黒表示となるような事態が完全に防止される。
【０１６６】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
【０１６７】
例えば、上記実施例では、Ｖ０が固定電位であり０Ｖの場合について説明したが、Ｖ５が固定電位であり０Ｖである場合も同様に実現可能である。
【０１６８】
また、電圧調整部に用いられる基準電圧源、定電流源は図４に示すものに限らず種々の構成のものを用いることができる。また、制御部の構成も図３、図４、図５に示すものに限られるものではない。
【０１６９】
また、図７におけるＰ型オペアンプ、Ｎ型オペアンプの構成も、図８、図９に示すものに限らず、例えば、差動部、駆動部の回路構成が異なる種々のオペアンプを採用できる。
【０１７０】
また、本発明が適用される液晶駆動方法も上記実施例の駆動方法に限定されるものではない。
【０１７１】
更に、本発明は線順次に時分割駆動する表示装置ばかりでなく、複数のラインを同時に選択するような時分割駆動の表示装置にも適用できるものである。また、本発明が適用される表示装置も液晶表示装置に限定されるものではない。
【０１７２】
【発明の効果】
本発明によれば、定電圧の第１の電圧が生成され、この第１の電圧に制御手段により可変に制御される第２の電圧を加算されることで、所望の調整電圧を駆動対象に対して供給することが可能となる。特に、本発明によれば、第２の電圧の電圧値は第１の電圧の電圧値に依存しない。従って、第１の電圧を調整する手段により第１の電圧の電圧値を調整したとしても、これに影響されずに前記制御手段により所定の電圧調整範囲において第２の電圧の電圧値を調整することが可能となる。この結果、電圧調整の基準となる電圧と、電圧調整範囲等とを別個独立に調整できることになり、電圧調整の基準となる電圧を変化させたことで電圧調整範囲が狭まったりする等の事態が生じるのを有効に防止できる。これにより従来にない柔軟性に富んだ電圧調整が可能となり、該調整電圧に基づいて駆動される駆動対象の表示品質等の特性を高めることが可能となる。
【０１７３】
また、本発明によれば、温度変化により駆動対象の素子特性が変化した場合にも、第１の電圧、第２の電圧及び第１の電圧と第２の電圧を加算して得られる調整電圧が、この素子特性を補償するように変化するため、温度変化に依存しない安定した電源供給が可能となる。これにより、該調整電圧に基づいて駆動される駆動対象の表示品質等の特性を非常に高めることが可能となる。
【０１７４】
また、本発明によれば、初期動作時に電源供給装置から出力される調整電圧を電圧調整範囲内のセンター値、最小値、あるいは最大値等の所望の値に固定しておくことが可能となる。これにより、調整電圧を生成するためのファームウェアにバラツキ調整用のプログラムを内蔵したり、電圧調整部の出力電圧を検出する回路を設けたりする必要が無くなる。これにより、装置の小型化を図ることができ、半導体装置に装置を内蔵した場合にはチップサイズの削減が可能となる。
【０１７５】
また、本発明によれば、第１の抵抗の抵抗値を調整することで第１の電圧の電圧値を調整でき、第２の抵抗に対して定電流源から流れる電流を調整することで第１の電圧の調整とは別個独立に第２の電圧の電圧値を調整できる。更に、第２の電圧の電圧調整範囲についても、第１の電圧の電圧値に依存しないものとすることができる。これにより従来のように電圧調整範囲を広げるために、切り替え可能な抵抗の段数を多くするようなことが必要なくなり、装置の小型化、半導体チップサイズの削減を図ることができる。また、回路構成を従来のものに比べ簡易なものとすることができ、低消費電力化を図ることも可能となる。更に、電源電圧の変動に依存しない安定した調整電圧、電圧調整範囲を得ることが可能となる。
【０１７６】
また、本発明によれば、温度特性をもつ素子、例えばサーミスタ等を追加しなくても、第１の電圧、第２の電圧、調整電圧、電圧調整範囲等に負の温度特性を持たせることが可能となる。これにより、コントラスト等の特性が負の温度特性をもつ液晶表示装置等に最適の電源供給装置を提供することが可能となる。
【０１７７】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して供給することが可能となる。これにより、インピーダンス変換手段の駆動部に無駄な電流を流すことなく、駆動対象の表示品質等の特性を向上させることが可能となる。
【０１７８】
また、本発明によれば、第１のインピーダンス変換手段の駆動部内のＮチャネル型駆動トランジスタにより、駆動対象からの正の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分小さくすることも可能となる。また、第２のインピーダンス変換手段の駆動部内のＰチャネル型駆動トランジスタにより、駆動対象からの負の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分に小さくすることも可能となる。これにより、駆動対象の表示品質等の特性を向上させることができると共に、駆動部内を流れる電流を節約でき、大幅な低消費電流化が可能となる。これにより、本発明が内蔵される機器のバッテリー寿命等を大幅に延ばすこと等が可能となる。
【０１７９】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を防止でき、駆動対象の表示品質等の特性を向上させることが可能となる。
【０１８０】
また、本発明によれば、例えば６レベル駆動法におけるＶ１、Ｖ３が所定期間内に所定レベルに到達するように制御されることになり、例えばＶ１、Ｖ３の電圧が電源投入時に過渡状態になることによる生じる悪影響を防止できる。これにより、例えば液晶表示が全面黒表示となる等の事態を防止できる。
【０１８１】
また、本発明によれば、例えば６レベル駆動法におけるＶ２、Ｖ４が所定期間内に所定レベルに到達するように制御されることになり、例えばＶ２、Ｖ４の電圧が電源投入時に過渡状態になることによる生じる悪影響を防止できる。これにより、例えば液晶表示が全面黒表示となる等の事態を防止できる。
【０１８２】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧が過渡状態になることにより生ずる悪影響を、より完全に防止でき、駆動対象の表示品質等の特性を更に向上させることが可能となる。
【０１８３】
また、本発明によれば、基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけ定電流源又は抵抗に電流を流すように制御することにより、該定電流源又は抵抗により駆動対象を十分に駆動することが可能となる。これにより、上記期間以外の期間に定電流源又は抵抗に流れる電流を抑えることが可能となり、装置の更なる低消費電力化を図ることが可能となる。
【０１８４】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧によっては、交流化信号が所定のレベルの場合には、負荷がかからないような場合があるため、このような場合に、定電流源又は抵抗に流れる電流を制限することにより、定電流源又は抵抗に無駄な消費電流が流れるのを有効に防止することが可能となる。これにより、駆動対象の表示品質等の特性を低下させることなく、装置の更なる低消費電力化を図ることが可能となる。
【０１８５】
また、本発明によれば、制御手段により制御されない定電流源又は抵抗により駆動部の出力電圧を一定値に保持できると共に、制御手段により制御される定電流源又は抵抗により駆動対象を十分な駆動能力で駆動することが可能となる。これにより、駆動対象の表示品質等の特性を低下させることなく、装置の更なる低消費電力化を図ることが可能となる。
【０１８６】
また、本発明によれば、多値電圧生成手段により生成される多値の駆動用電源電圧の電圧調整を行うことができると共に、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して供給することが可能となる。これにより、駆動対象の表示品質等の特性を向上させながら、低消費電力化を図ることも可能となる。また、電圧調整手段における電圧調整を演算増幅器等を利用して行った場合には、この演算増幅器等を多値電圧生成手段におけるインピーダンス変換手段として用いることも可能となる。これにより、装置の更なる小型化を図ることが可能となる。
【０１８７】
また、本発明によれば、第１の電圧を調整して、センター値等を変化させても、第２の電圧の電圧値は影響を受けないため、センター値等と、第２の電圧及び電圧調整範囲を別個独立に設定でき、従来よりも優れたコントラスト調整が可能となる。これにより、小型・軽量の必要な携帯機器に多く用いられる液晶表示装置に最適なコントラスト調整手法を提供できることになる。
【０１８８】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な６値の電源電圧を、液晶素子に対して供給することが可能となる。これにより、液晶表示を行う際にシャドウ、クロストーク等の現象が生じるのを有効に防止でき、液晶表示の品質を高めることができるとともに、装置の大幅な低消費電力化を図ることも可能となる。
【０１８９】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、駆動対象に対して供給することが可能となり、駆動対象の表示特性等の特性を向上させることができると共に、装置の低消費電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例に係る電源供給装置のブロック図である。
【図２】図２（Ａ）、（Ｂ）は、本実施例による電圧調整の手法を説明するための図である。
【図３】本発明の第２の実施例に係る電圧調整部の回路図である。
【図４】基準電圧源、定電流源、制御部をＭＯＳトランジスタで構成した場合の電圧調整部の回路図である。
【図５】本発明の電源供給装置を用いた液晶表示装置の一例を示す回路図である。
【図６】本実施例を用いた場合に駆動用電源電圧Ｖ５に現れる温度特性を表す図である。
【図７】本発明の第３の実施例に係る多値電圧生成部の回路図である。
【図８】Ｐ型オペアンプをトランジスタレベルで示した回路図である。
【図９】Ｎチャネル負荷トランジスタとＰチャネル駆動トランジスタの電流特性の関係を示す図である。
【図１０】Ｎ型オペアンプをトランジスタレベルで示した回路図である。
【図１１】図１１（Ａ）は、コモン電極の電圧、セグメント電極の電圧とＶ０〜Ｖ５との関係を示す図であり、図１１（Ｂ）は、コモン電極とセグメント電極の配置の一例を示す図である。
【図１２】図１２（Ａ）、（Ｂ）は、セグメント電極、コモン電極の電圧が変化した場合に、駆動用電源電圧において、どのような電荷を引き込まなければならないかを模式的に示した図である。
【図１３】ＦＲ信号（交流化信号）、ＤＣＫ（基準クロック）のタイミングチャート図である。
【図１４】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形を示す図である。
【図１５】図１４の場合においてＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図１６】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ５からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形を示す図である。
【図１７】図１６の場合においてＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図１８】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形を示す図である。
【図１９】図１８の場合においてＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２０】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２のまま変化しない場合のコモン波形及びセグメント波形を示す図である。
【図２１】図２０の場合においてＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２２】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ５からＶ２、Ｖ５からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２３】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２、Ｖ３からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２４】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２、Ｖ０からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２５】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２からＶ２、Ｖ２からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２６】Ｖ１〜Ｖ４にかかる負荷の計算結果をまとめた図である。
【図２７】電流制御機能を持たせたＮ型オペアンプの回路図である。
【図２８】ＤＣＫ、コントロール信号、ＦＲ信号のタイミングチャート図である。
【図２９】図２９（Ａ）は、高電位側の電源を固定電源とする場合の多値電圧生成部の構成であり、図２９（Ｂ）は、低電位側の電源を固定電源とする場合の多値電圧生成部の構成である。
【図３０】図３０（Ａ）、（Ｂ）は電源投入時におけるＶ１、Ｖ４の電圧変化を説明するための図である。
【図３１】電源投入時におけるＶ１〜Ｖ５の電圧変化を表す特性図である。
【図３２】第５の実施例における電源投入のシーケンスを表すイメージ図である。
【図３３】液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給装置の一例を示す図である。
【図３４】液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給装置の他の一例を示す図である。
【図３５】図３５（Ａ）、（Ｂ）は、従来例における電圧調整の手法を説明するための図である。
【符号の説明】
１、２ Ｎ型オペアンプ
３、４ Ｐ型オペアンプ
６ オペアンプ
７ 基準電圧源
８ 定電流源
９ 制御部
１０、１１ 抵抗
１２ 分圧抵抗
１００ 電源供給装置
１０２ 電圧調整部
１０４ 第１電圧生成部
１０６ 加算部
１０７ 第２電圧生成部
１０８ 制御部
１１０ 多値電圧生成部
１１２ 電圧分割部
１１６、１２０ 第１のインピーダンス変換部
１１４、１１８ 第２のインピーダンス変換部
１２２、１２４、１２６、１２８、１３０、１３２ 分割端子
２００、２０１ 駆動部
２０３ 電位分割部
２０４ Ｐチャネル駆動トランジスタ
２０５ Ｎチャネル負荷トランジスタ
２０６ 差動増幅部
２０８ ＋入力端子
２０９ −入力端子
２１２ Ｎチャネル駆動トランジスタ
２１３ Ｐチャネル負荷トランジスタ
２１８ 第２のＰチャネル負荷トランジスタ
２１９ 電流制御用トランジスタ
２２２ コントロール端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源供給装置、及び該電源供給装置を含む液晶表示装置に関する。
【０００２】
【背景技術】
図３３には、液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給装置の一例が示される。なお、以下では、液晶表示装置に用いられる電源供給装置を例にとり説明を行う。この電源供給装置３２０は、電圧調整部３２２と多値電圧生成部３２４とを含む。
【０００３】
ここで、電圧調整部３２２は電源電圧ＶＳ、ＶＤＤ間の電圧を調整することにより調整電圧Ｖｒｅｇを生成する機能を有し、制御部３１４と分圧抵抗３１３とを含む。そして、制御部３１４はスイッチＳ１〜Ｓ４を含み、入力された調整電圧設定信号に基づいて分圧抵抗３１３の抵抗値を制御する。また、分圧抵抗３１３は抵抗Ｒ１〜Ｒ４を含み、制御部３１４の制御により抵抗Ｒ１〜Ｒ４が選択的にバイパスされ、これにより分圧抵抗３１３の抵抗値が変化し、調整電圧Ｖｒｅｇが決定される。そして、このように電圧調整可能とすることにより、ユーザ等が液晶表示のコントラストを調整できるようになる。
【０００４】
また、多値電圧生成部３２４は抵抗Ｒａ〜Ｒｅからなる分圧抵抗３１２を含み、電圧調整部３２２からの調整電圧Ｖｒｅｇを分割して多値の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成する機能を有する。そして、この多値の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成することにより、液晶表示における例えば６レベル駆動法が可能となる。
【０００５】
図３４には、従来の電源供給装置の他の一例が示される。図３４では図３３と異なり、多値電圧生成部３２６はボルテージフォロワ接続されたオペアンプ（演算増幅器）３０１〜３０５を含む。そして、分圧抵抗３１２の各分割端子（タップ）３３０〜３３８にこれらのオペアンプ３０１〜３０５が接続されている。そして、これらのオペアンプ３０１〜３０５により、分割端子３３０〜３３８に生成される分割電圧のインピーダンス変換を行っている。この場合、従来の電源供給装置においては、全てのオペアンプ３０１〜３０５が後に図１０で説明する構成のオペアンプ（Ｎ型オペアンプ）となっている。
【０００６】
図３３、図３４に示す電圧調整部３２２では、調整電圧設定信号に基づいて制御部３１４のスイッチＳ１〜Ｓ４をオン・オフする。そして、これにより電源ＶＳ−ＶＤＤ間に接続される分圧抵抗の段数を変化させ、調整電圧Ｖｒｅｇの生成を行っている。その後、この調整電圧Ｖｒｅｇを分圧抵抗３１２より分割する。そして、図３３の場合には、この分割された電圧をインピーダンス変換せずにそのまま多値の駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５として出力する。一方、図３４の場合には、この分割された電圧をボルテージフォロワ接続されたオペアンプ３０１〜３０５によりインピーダンス変換して多値の駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成し、出力する。
【０００７】
そして、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５は、図示しない液晶駆動信号生成部（ＬＣＤドライバ）に供給される。そして、この駆動信号生成部が、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５に基づいて液晶パネルを駆動するための駆動信号を生成することになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
液晶表示装置は携帯機器等に多く用いられている。そのため液晶表示装置には、消費電流を非常に少なくし低消費電力にしなければならないという課題がある。更に、液晶表示装置には、このように低消費電力であると共に、表示品質も高めなければならないという課題がある。そして、液晶表示装置の低消費電力化を図るためには、液晶表示装置に対して電源供給を行う電源供給装置についても低消費電力化する必要がある。また、液晶表示装置の表示の高品質化を図るためには、電源供給装置から供給される電源電圧も、液晶表示装置の表示品質を悪化させないような電源電圧とする必要がある。
【０００９】
上記の課題を鑑みた場合には、図３３、図３４に示す従来の電源供給装置３２０、３２１には以下のような問題があった。
【００１０】
液晶表示装置に使用される電源供給装置では、前述のように液晶表示のコントラスト調整等を行うために電圧調整が可能となっている。そして、図３３、図３４に示す従来例では、電圧調整部３２２により電源間に接続される抵抗の段数を変化させることにより、この電圧調整を行っている。今、分圧抵抗３１２、３１３の抵抗値を各々Ｒ１２、Ｒ１３とする。すると抵抗値Ｒ１２は、Ｒ１２＝Ｒａ＋Ｒｂ＋Ｒｃ＋Ｒｄ＋Ｒｅとなり、固定値となる。また、抵抗値Ｒ１３は、制御部３１４において、どのスイッチがオンされるかで決定される。例えば、Ｒ４〜Ｒ１の抵抗比を８：４：２：１としたとすると、Ｓ４〜Ｓ２がオフ、Ｓ１がオンの場合はＲ１３＝Ｒ４＋Ｒ３＋Ｒ２＝１４Ｒとなる（Ｒ１の抵抗値をＲとする）。このように、抵抗値Ｒ１３は、調整電圧設定信号によりＳ４〜Ｓ１をオン・オフすることにより、例えば０〜１５Ｒ（＝Ｒ１３ｔｏｔ）の間で可変させることが可能となる。
【００１１】
従来の電源供給装置では、調整電圧Ｖｒｅｇは、これらの抵抗値Ｒ１２、Ｒ１３の比により決定され、次式のように表される。なお、以下の説明ではＶＤＤ＝０Ｖとし、また、ＶＳは負電圧であり例えば−９Ｖである。
【００１２】
Ｖｒｅｇ＝ＶＳ・Ｒ１２／（Ｒ１２＋Ｒ１３） …式（１）
ここで、抵抗値Ｒ１３は、上述のように０〜１５Ｒ（Ｒ１３ｔｏｔ）の間で可変させることができ、これにより図３５（Ａ）に示すようにＶｒｅｇの値を可変することができる。例えば、Ｖｒｅｇは、Ｒ１３＝０（Ｓ４〜Ｓ１が全てオン）の場合に、次式で表されるように負の値の最大値Ｖｒｍａｘとなる。
【００１３】
Ｖｒｍａｘ＝ＶＳ …式（２）
また、Ｖｒｅｇは、Ｒ１３＝Ｒ１３ｔｏｔ＝１５Ｒ（Ｓ４〜Ｓ１が全てオフ）の場合に、次式で表されるように負の値の最小値Ｖｒｍｉｎとなる。
【００１４】
Ｖｒｍｉｎ＝ＶＳ・Ｒ１２／（Ｒ１２＋Ｒ１３ｔｏｔ） …式（３）
従って、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅは次式のようになる。
【００１５】
【００１６】
また、このように電源供給装置により電圧調整を行う場合には、電圧調整を行うためのセンター値Ｖｃを設定する必要がある。このセンター値Ｖｃは、液晶表示のコントラストを調整する場合に、コントラストの明暗の中心の値となるものである。この場合、図３５（Ａ）に示すように、例えば、Ｓ４〜Ｓ１＝（０１１１）（０はオフを表し、１はオンを表す）にセンター値Ｖｃを設定することが望ましい。このようにすれば、例えば上側に７レベル、下側に８レベルの範囲で電圧調整が可能となり、コントラスト調整を明るい側にも暗い側にも同等の範囲で行うことが可能となるからである。しかし、電源供給装置等を構成する半導体デバイス、あるいは、液晶表示素子にはプロセス変動等を原因とする製造上のバラツキが生じる。そして、このようなバラツキが生じた場合には、コントラスト調整の明暗の中心となるセンター値Ｖｃもばらついてしまう。この場合、上式（１）〜（４）から明らかなように、従来の電源供給装置では分圧抵抗の抵抗値Ｒ１２とＲ１３によって調整電圧の最大値、最小値、電圧調整範囲が固定されてしまう。従って、このような製造上のバラツキが生じてセンター値Ｖｃが変動した場合にも、これらの最大値、最小値、電圧調整範囲を上側あるいは下側にずらすことはできない。このため、例えばセンター値Ｖｃが図３５（Ｂ）に示すようにＳ４〜Ｓ１＝（０１００）の値となった場合には、上側に４レベルの範囲でしか電圧調整を行うことができず、コントラスト調整を明るい側にも暗い側にも同等の範囲で行うことができなくなる。これにより、上記の表示品質の向上という課題を解決できなくなる。この場合、製造上のバラツキを考慮し分圧抵抗３１３の段数を多くし電圧調整の範囲を余分に広げておくという解決法も考えられるが、この手法では半導体のチップ面積が増大してしまうという問題がある。また、従来の電源供給装置では分圧抵抗の段数を切り替えて電圧調整を行うため、このセンター値Ｖｃを決めるための値、例えば図３５（Ａ）における（０１１１）、図３５（Ｂ）における（０１００）の値を、不揮発性メモリなどに保存しておく必要があり、システムを構成する際の回路構成が複雑になるという問題があった。
【００１７】
更に、図３３、図３４に示す従来例においては、上式（１）から明らかなように、電源電圧ＶＳ等と分圧抵抗３１２、３１３の抵抗比とで調整電圧Ｖｒｅｇが決定される。従って、電源電圧が変動すると調整電圧Ｖｒｅｇも変動してしまうという問題があり、電池（バッテリー等）を電源とした液晶表示装置の場合には電池の電圧の変化によって表示品質が変化してしまうという問題もあった。
【００１８】
次に、図３３、図３４に示す多値電圧生成部３２４、３２６について考える。
【００１９】
一般的に、時分割に液晶を駆動するシステムにおいては、公知の６レベル駆動法（電圧平均化法）の計算式より求められる６値の電源電圧が用いられる。電圧の高いほうからＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５と呼ぶことにする。液晶表示装置にはコモン電極とセグメント電極があり、コモン電極にはラインの選択・非選択を決めるためのコモン信号（走査信号）が与えられる。また、セグメント電極には表示ドットの点灯・非点灯を決めるためのセグメント信号（データ信号）が与えられる。コモン電極の電圧は選択された期間にはＶ５（Ｖ０）となり、非選択の場合はＶ１（Ｖ４）となる。そして、コモン電極の電圧がＶ５（Ｖ０）の場合、セグメント電極の電圧がＶ０（Ｖ５）であれば点灯となり、Ｖ２（Ｖ３）であれば非点灯となる。なお、ここでカッコ内は交流化信号（以後ＦＲ信号と呼ぶ）の極性が反転した場合の電源電圧を表す。
【００２０】
多値電圧生成部３２４、３２６では、これらの多値の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５が生成される。この場合、図３３に示す多値電圧生成部３２４では、分圧抵抗３１２により電源電圧を分割し、これらをそのままＶ０〜Ｖ５として用いている。しかし、このように抵抗分割された電圧をそのまま液晶駆動用の電源電圧として用いるのは、表示品質の面、低消費電力の面で好ましいものではない。即ち、装置の低消費電力化を図るためには、分圧抵抗３１２を構成する抵抗Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値をなるべく高くし、分圧抵抗３１２を流れる電流値をなるべく小さくする必要がある。しかし、Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くすると、今度は、分圧抵抗３１２の分割端子３３０〜３３８における出力インピーダンスが高くなってしまう。そして、このように出力インピーダンスが高くなると、液晶を駆動する際の電源電圧の変動が大きくなり、液晶の表示品質を低下させてしまう。従って、この方式による多値電源電圧の生成は、大型の液晶パネルを駆動するものとしては不適当のものとなる。
【００２１】
一方、図３４に示す方式では、分割端子３３０〜３３８に生成される分割電圧を、ボルテージフォロワ接続されたオペアンプ３０１〜３０５を用いてインピーダンス変換することにより上記問題点を解決している。即ち、多値電圧生成部３２６からの出力インピーダンスが低くなるようにオペアンプ３０１〜３０５によりインピーダンス変換されるので、液晶の表示品質の低下を避けることができる。そして、このようにインピーダンス変換を行う場合には、分割端子３３０〜３３８における出力インピーダンスが高くなっても問題ないため、Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くすることができる。そして、Ｒａ〜Ｒｅの抵抗値を高くできれば、分圧抵抗３１２を流れる電流を小さくすることができ、装置の低消費電力化を図ることが可能となる。
【００２２】
さて、装置全体の更なる低消費電力化を図るためには、オペアンプ３０１〜３０５において消費される電力についても低く抑える必要がある。これらのオペアンプ３０１〜３０５は、後述の図１０に示すように、一方が高電源側に接続された抵抗又は定電流源と一方が低電源側に接続されたＮチャネル型駆動トランジスタとを有する駆動部を備えている。そして、オペアンプ３０１〜３０５の消費電力を抑えるためには、この駆動部において上記抵抗又は定電流源から流れる電流を少なくする必要がある。
【００２３】
しかし、低消費電力化を図るべく、このように駆動部において流れる電流を小さくすると、今度は、液晶表示にシャドウあるいはクロストークと呼ばれる現象が生じ、液晶表示の品質が非常に低くなるという問題が生じた。６レベル駆動法（電圧平均化法）と呼ばれる駆動方法では、駆動期間において画素に印加される実効電圧がオン画素同士、オフ画素同士で平均化されるようにして、表示状態の均一化を図っている。従って、この６レベル駆動法の前提である平均化状態が維持できない場合には、上記のようなシャドウ、クロストークと呼ばれる現象が生じることになる。従って、低消費電力化を図りながらも、如何にして、このようなシャドウ、クロストークと呼ばれる現象が生じないようにするかが大きな技術的課題となる。
【００２４】
本発明は、以上の問題点を解決すべくなされたものであり、その目的とするところは、低消費電力化を図ることができるとともに表品質を高めることができる電源供給装置及び液晶表示装置を提供することにある。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、本発明は、電圧調整手段を含み、該電圧調整手段により調整された電源電圧を駆動対象に対して供給するための電源供給装置において、
前記電圧調整手段が、電源電圧から定電圧の第１の電圧を生成する手段と、該第１の電圧の電圧値に依存しない電圧値を持つように生成された第２の電圧を前記第１の電圧に加算する手段と、前記第２の電圧の電圧値を前記第１の電圧を基準として設定された電圧調整範囲内において可変に制御する手段とを含むことを特徴とする。
【００２６】
本発明によれば、電源電圧から定電圧の第１の電圧が生成される。そして、この第１の電圧の電圧値に依存しない電圧値を持つ第２の電圧が生成され、この第２の電圧が第１の電圧に加算される。この場合、第２の電圧の電圧値は、第１の電圧を基準として設定された電圧調整範囲内において可変に制御され、これにより所望の調整電圧を駆動対象に対して供給することが可能となる。特に、本発明によれば、第２の電圧の電圧値は第１の電圧の電圧値に依存しない。従って、第１の電圧を調整する手段により第１の電圧の電圧値を調整したとしても、これに影響されずに前記制御手段により所定の電圧調整範囲において第２の電圧の電圧値を調整することが可能となる。
【００２７】
また、本発明は、前記第１電圧生成手段により生成される前記第１の電圧及び前記加算手段により加算される前記第２の電圧に対して、駆動対象の温度特性を補償する温度特性を持たせたことを特徴とする。
【００２８】
本発明によれば、第１の電圧、第２の電圧に対して駆動対象の温度特性を補償する温度特性が持たされる。これにより、温度変化により駆動対象の素子特性が変化した場合にも、第１の電圧、第２の電圧及び第１の電圧と第２の電圧を加算して得られる調整電圧が、この素子特性を補償するように変化することになる。これにより、温度変化に依存しない安定した電源供給が可能となる。
【００２９】
また、本発明は、前記加算手段により加算される前記第２の電圧が、装置の初期動作時において所定値に固定されていることを特徴とする。
【００３０】
本発明によれば、第１の電圧に加算される第２の電圧が、装置を初期動作させる際に、所定の値に固定される。これにより、初期動作時に電源供給装置から出力される調整電圧を所望の値に固定しておくことが可能となる。即ち、調整電圧を、電圧調整範囲内のセンター値、最小値、あるいは最大値等に固定しておくことが可能となる。
【００３１】
また、本発明は、前記第１電圧生成手段が、演算増幅器と、前記演算増幅器の第１の入力端子に接続された基準電圧源と、一方が前記演算増幅器の第２の入力端子に接続され他方が固定電位に接続された第１の抵抗と、一方が前記演算増幅器の第２の入力端子に接続され他方が前記演算増幅器の出力端子に接続された第２の抵抗とを含み、前記加算手段が、前記制御手段により可変に制御される定電流源からの電流を前記第２の抵抗に対して流す手段を含むことを特徴とする。
【００３２】
本発明によれば、基準電圧源からの基準電圧と、第１、第２の抵抗の抵抗値とにより、第１の電圧の電圧値が決定される。また、制御手段により可変に制御される定電流源からの電流を第２の抵抗に対して流すことにより第２の電圧が生成され、この第２の電圧が前記第１の電圧に加算される。これにより所望の調整電圧を得ることが可能となる。このように本発明によれば、第１の電圧と第２の電圧を別個独立に生成できる。即ち、例えば第１の抵抗の抵抗値を調整することで第１の電圧の電圧値を調整できる。また、第２の抵抗に定電流源から流れる電流を調整することで、第１の電圧とは別個独立に第２の電圧の電圧値を調整できる。更に、第２の電圧の電圧調整範囲についても、第１の電圧の電圧値に依存しないものとすることもできる。また、第１の電圧は基準電圧源からの基準電圧、第２の電圧は定電流源からの電流値に基づいて決定されるため、電源電圧の変動に依存しない調整電圧を生成することができる。
【００３３】
また、本発明は、前記基準電圧源及び定電流源がＭＯＳ型トランジスタを含み、前記基準電圧源からの基準電圧及び前記定電流源からの定電流が前記ＭＯＳ型トランジスタのしきい値電圧を利用して生成されることを特徴とする。
【００３４】
本発明によれば、基準電圧源からの基準電圧及び定電流源からの定電流がＭＯＳ型トランジスタのしきい値電圧を利用して生成される。そして、ＭＯＳ型トランジスタのしきい値電圧は負の温度特性をもつ。従って、第１の電圧、第２の電圧、調整電圧、電圧調整範囲等にも負の温度特性を持たせることが可能となる。これにより、コントラスト等の特性が負の温度特性をもつ液晶表示装置等に最適の電源供給装置を提供することが可能となる。
【００３５】
また、本発明は、多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する電源供給装置において、
前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧をインピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に対する多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス変換手段とを含み、
駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換手段が接続され、駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換手段が接続されることを特徴とする。
【００３６】
本発明によれば、電圧分割手段により分割電圧が生成され、この分割された電圧が、インピーダンス変換手段によりインピーダンス変換されて駆動対象に対して供給される。そして、駆動期間内において駆動対象からインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動対象に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換手段によりインピーダンス変換が行われる。一方、この電荷量の極性が負である駆動対象に対しては負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換手段によりインピーダンス変換が行われることになる。これにより、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して供給することが可能となる。
【００３７】
また、本発明は、前記第１、第２のインピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続することにより形成され、前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一方が低電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続されたＮチャネル型駆動トランジスタとを含み、前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部が、一方が高電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続されたＰチャネル型駆動トランジスタと、一方が低電位の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗とを含むことを特徴とする。
【００３８】
本発明によれば、ボルテージフォロワ接続された演算増幅器により分割電圧がインピーダンス変換され、分割電圧と同一電圧の電源電圧が駆動対象に対して供給されることになる。また、第１のインピーダンス変換手段の駆動部は、高電位側に接続された定電流源又は抵抗と、低電位側に接続されたＮチャネル型駆動トランジスタを含み、第２のインピーダンス変換手段の駆動部は、低電位側に接続された定電流源又は抵抗と、高電位側に接続されたＰチャネル型駆動トランジスタを含む。そして、この場合、第１のインピーダンス変換手段には、インピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動対象が接続されている。従って、駆動部内のＮチャネル型駆動トランジスタによりこの正の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分小さくすることも可能となる。また、第２のインピーダンス変換手段には、インピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆動対象が接続されている。従って、駆動部内のＰチャネル型駆動トランジスタによりこの負の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分に小さくすることも可能となる。
【００３９】
また、本発明は、前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するように制御する手段を含むことを特徴とする。
【００４０】
本発明によれば、多値の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するように制御される。従って、電源投入直後の所定期間内に、これらの駆動用電源電圧が所定レベルに到達することが保証されることになる。これにより、これらの駆動用電源電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を防止でき、駆動対象の表示品質等の特性を向上させることが可能となる。
【００４１】
また、本発明は、前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するように制御する手段を含み、該制御手段が、前記高電位の電源を固定電位の電源として前記低電位の電源が投入される場合には前記第２のインピーダンス変換手段の駆動部において前記低電位の電源側に流れる電流を前記所定期間の間増加させる手段を含むことを特徴とする。
【００４２】
本発明によれば、電源投入直後の所定期間内の間、第２のインピーダンス変換手段の駆動部において低電位の電源側に流れる電流が増加される。これにより、多値の駆動用電源電圧の１又は複数、例えば６レベル駆動法におけるＶ１、Ｖ３が所定期間内に所定レベルに到達するように制御されることになり、例えばＶ１、Ｖ３の電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を防止できる。
【００４３】
また、本発明は、前記多値電圧生成手段により生成される前記多値の駆動用電源電圧の１又は複数が電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達するように制御する手段を含み、該制御手段が、前記低電位の電源を固定電位の電源として前記高電位の電源が投入される場合には前記第１のインピーダンス変換手段の駆動部において前記高電位の電源側から流れる電流を前記所定期間の間増加させる手段を含むことを特徴とする。
【００４４】
本発明によれば、電源投入直後の所定期間内の間、第１のインピーダンス変換手段の駆動部において高電位の電源側から流れる電流が増加される。これにより例えば６レベル駆動法におけるＶ２、Ｖ４が所定期間内に所定レベルに到達するように制御されることになり、例えばＶ２、Ｖ４の電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を防止できる。
【００４５】
また、本発明は、前記所定期間の間は、多値の駆動用電源の過渡状態の電圧が前記駆動対象に対して伝わらないように制御されることを特徴とする。
【００４６】
本発明によれば、駆動用電源電圧が所定レベルに到達するまでの所定期間の間は、駆動用電源の過渡状態の電圧が駆動対象に対して伝わらない。そして、所定期間が経過し、駆動用電源電圧が所定レベルに到達した後に、駆動用電源電圧が駆動対象に対して供給されることになる。これにより、駆動用電源電圧が過渡状態になることにより生ずる悪影響を、より完全に防止できる。
【００４７】
また、本発明は、多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する電源供給装置において、
前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧をインピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に対する多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス変換手段と、該インピーダンス変換手段を制御する手段とを含み、
前記インピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続することにより形成され、前記駆動部が、一方が第１の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一方が第２の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された駆動トランジスタとを含み、
前記インピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対象を駆動するための基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけ前記インピーダンス変換手段の前記定電流源又は前記抵抗に対して電流が流れるように制御する手段であることを特徴とする。
【００４８】
本発明によれば、インピーダンス変換手段を制御する手段により、基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけインピーダンス変換手段内の定電流源又は抵抗に対して電流が流れるように制御される。即ち、容量性の駆動対象を駆動する場合には、基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけ駆動用電源電圧に対して負荷がかかる。従って、この期間だけ定電流源又は抵抗に電流を流すようにすれば、この定電流源又は抵抗により駆動対象を十分に駆動することが可能となる。
【００４９】
また、本発明は、多値電圧生成手段を含み、該多値電圧生成手段により多値の駆動用電源電圧を生成して供給する電源供給装置において、
前記多値電圧生成手段が、分割端子に分割電圧を生成する電圧分割手段と、前記分割端子の各々と前記駆動対象の各々の間に接続され分割端子に生成された分割電圧をインピーダンス変換することにより容量性の駆動対象に対する多値の駆動用電源電圧を生成する複数のインピーダンス変換手段と、該インピーダンス変換手段を制御する手段とを含み、
前記インピーダンス変換手段が差動部と駆動部とを含む演算増幅器をボルテージフォロワ接続することにより形成され、前記駆動部が、一方が第１の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された定電流源又は抵抗と、一方が第２の電源側に接続され他方が出力端子側に接続された駆動トランジスタとを含み、
前記インピーダンス変換手段を制御する手段が、駆動対象を駆動するための交流化信号が所定レベルの場合には、前記インピーダンス変換手段の前記定電流源又は前記抵抗に流れる電流を制限する制御を行う手段であることを特徴とする。
【００５０】
本発明によれば、インピーダンス変換手段を制御する手段により、交流化信号が所定レベルの場合には、インピーダンス変換手段内の定電流源又は抵抗に流れる電流が制限される。即ち、駆動用電源電圧によっては、交流化信号が所定のレベルの場合には、負荷がかからないような場合がある。従って、このような場合に、定電流源又は抵抗に流れる電流を制限すれば、定電流源又は抵抗に無駄な消費電流が流れるのを有効に防止することが可能となる。
【００５１】
また、本発明は、前記駆動部が、前記インピーダンス変換手段を制御する手段により制御される定電流源又は抵抗と、該制御手段により制御されない定電流源又は抵抗とを含むことを特徴とする。
【００５２】
本発明によれば、駆動部が、インピーダンス変換手段を制御する手段により制御される定電流源又は抵抗と、該制御手段により制御されない定電流源又は抵抗とを含む。このように構成すれば、制御手段により制御されない定電流源又は抵抗により駆動部の出力電圧を一定値に保持できる。そして、これと共に、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じて、定電流源又は抵抗に流れる電流を制御手段より制御すれば、低消費電力で、十分な駆動能力を持つ駆動部を実現することが可能となる。
【００５３】
また、本発明は、上記のいずれかの電圧調整手段と上記のいずれかの多値電圧生成手段とを含む電源供給装置であって、
前記電圧調整手段により電圧調整された電源電圧を前記多値電圧生成手段における前記電圧分割手段により分割し、生成された分割電圧を前記複数のインピーダンス変換手段によりインピーダンス変換することにより駆動対象に対して多値の駆動用電源電圧を供給することを特徴とする。
【００５４】
本発明によれば、電圧調整手段により調整された電源電圧に基づいて、多値電圧生成手段によりインピーダンス変換された多値の駆動用電源電圧を生成することが可能となる。これにより、多値電圧生成手段により生成される多値の駆動用電源電圧の電圧調整を行うことができる。また、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して供給することが可能となる。更に、電圧調整手段における電圧調整を演算増幅器等を利用して行った場合には、この演算増幅器等を多値電圧生成手段におけるインピーダンス変換手段として用いることも可能となる。
【００５５】
また、本発明は、上記のいずれかの電源供給装置を含む液晶表示装置であって、
前記電圧調整手段により液晶素子駆動用の電源電圧の調整を行い、該電圧調整により液晶表示におけるコントラスト調整が行われることを特徴とする。
【００５６】
本発明によれば、電圧調整手段により液晶素子駆動用の電源電圧の調整を行うことにより液晶表示におけるコントラスト調整が行われる。即ち、第１の電圧を調整することでコントラスト調整の基準となる電圧、例えばセンター値等を調整することができる。そして、第２の電圧を調整することにより、液晶表示装置を使用するユーザは所望のコントラストを得ることができる。そして、この場合、第１の電圧を調整して、センター値等を変化させても、第２の電圧の電圧値は影響を受けない。従って、センター値等と、第２の電圧及び電圧調整範囲を別個独立に設定でき、従来よりも優れたコントラスト調整が可能となる。
【００５７】
また、本発明は、上記のいずれかの電源供給装置を含み、６レベル駆動法により液晶素子が駆動される液晶表示装置であって、
前記６レベル駆動法に用いられる液晶素子駆動用の電源電圧を高電位側より第０レベル、第１レベル、第２レベル、第３レベル、第４レベル、第５レベルの駆動用電源電圧とした場合において、前記第２レベル及び第４レベルの駆動用電源電圧を前記第１のインピーダンス変換手段により供給し、前記第１レベル及び第３レベルの駆動用電源電圧を前記第２のインピーダンス変換手段により供給することを特徴とする。
【００５８】
本発明によれば、駆動期間においてインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷の量が正である第２レベル、第４レベルの駆動用電源電圧は、正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換手段により供給される。また、該電荷の量が負である第１レベル、第３レベルの駆動用電源電圧は、負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換手段により供給される。これにより、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な６値の電源電圧を、液晶素子に対して供給することが可能となる。
【００５９】
また、本発明は、電圧分割を行い、該分割電圧をインピーダンス変換して多値の駆動用電源電圧として駆動対象に対して供給するための電源供給方法であって、
駆動期間内において駆動対象から移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動対象に対しては該駆動対象から正の電荷を多く引くように前記インピーダンス変換を行い、駆動期間内において駆動対象から移動させる必要がある電荷量の極性が負である駆動対象に対しては該駆動対象から負の電荷を多く引くように前記インピーダンス変換を行うことを特徴とする。
【００６０】
本発明によれば、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、駆動対象に対して供給することが可能となる。
【００６１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施例について説明する。
【００６２】
１．第１の実施例
図１には、本発明の第１の実施例が示される。図１に示すように本第１の実施例の電源供給装置１００は、電圧調整部１０２と多値電圧生成部１１０を含み、電源電圧から多値の液晶駆動用の電源電圧Ｖ０〜Ｖ５を生成している。
【００６３】
ここで、電圧調整部１０２は、第１電圧生成部１０４、加算部１０６、第２電圧生成部１０７、制御部１０８を含み、調整電圧Ｖｒｅｇを生成している。
【００６４】
第１電圧生成部１０４は、電源電圧ＶＳ、ＶＤＤから、第１の電圧Ｖｘを生成する機能を有する。例えば、液晶表示のコントラスト調整を行うためのセンター値Ｖｃが、図２（Ａ）に示す位置にあったとする。この場合には、第１電圧生成部１０４は、例えばＶｘ＝Ｖｃとなるように第１の電圧Ｖｘを生成することになる。また、第２の電圧生成部１０７は上記第１の電圧の生成とは独立に第２の電圧Ｖｙを生成する。そして、この場合、第２の電圧Ｖｙは、第１の電圧Ｖｘを基準として設定された電圧調整範囲内において、制御部１０８により可変に制御される。そして、この可変に制御された第２の電圧Ｖｙが、加算部１０６において上記第１の電圧Ｖｘに加算されて、調整電圧Ｖｒｅｇが生成されることになる。
【００６５】
例えば、図２（Ａ）の場合には、第１の電圧Ｖｘに対して正又は負の値の第２電圧Ｖｙを加算することで調整電圧Ｖｒｅｇが生成される。そして、どのような値の第２の電圧Ｖｙを加算するかは、制御部１０８に入力される調整電圧設定信号により決められることになる。
【００６６】
このように、本第１の実施例では、第１の電圧Ｖｘに対して、Ｖｘの値に依存しない可変の第２の電圧Ｖｙを加算することで、調整電圧Ｖｒｅｇが生成される。従って、例えば図２（Ｂ）に示すように、コントラスト調整のためのセンター値Ｖｃが、半導体デバイス、液晶素子の製造上のバラツキにより変動した場合にも、前述した従来技術のような不具合は生じない。即ち、この場合には、センター値Ｖｃの変動に合わせてＶｘ＝Ｖｃになるように第１の電圧Ｖｘをまず調整する。そして、その後、この第１の電圧Ｖｘを基準として、可変に制御される第２の電圧Ｖｙを加算すれば、所望の調整電圧Ｖｒｅｇを得ることができる。これにより、ユーザは、所望の明度に液晶表示のコントラストを調整できることになる。そして、この場合には、図３５（Ａ）、（Ｂ）に示す従来例の場合とは異なり、常に、上側にも下側にも同等の範囲でコントラスト調整を行うことが可能となる。
【００６７】
なお、第１の電圧Ｖｘは必ずしもセンタ−値Ｖｃに一致するように調整する必要はなく、例えば図２（Ａ）、（Ｂ）におけるＶｒｍａｘあるいはＶｒｍｉｎに一致するように調整してもよい。そして、ＶｘをＶｒｍａｘに一致させた場合には、電圧調整のために加算される第２の電圧Ｖｙは正の値となり、ＶｘをＶｒｍｉｎに一致させた場合にはＶｙは負の値となる。
【００６８】
次に多値電圧生成部１１０について説明する。本第１の実施例における多値電圧生成部１１０は、電圧分割部１１２と、第１、第２のインピーダンス変換部１１４〜１２０とを含む。電圧分割部１１２では、調整電圧Ｖｒｅｇ、電源電圧ＶＤＤ間が分割されて、分割端子１２２〜１３２に分割電圧が生成される。この場合には、分割端子１２６、１３０には第１のインピーダンス変換部１１６、１２０が接続され、容量性の液晶素子に対してインピーダンス変換された電源電圧Ｖ２、Ｖ４が供給される。また、分割端子１２４、１２８には第２のインピーダンス変換部１１４、１１８が接続され、容量性の液晶素子に対してインピーダンス変換された電源電圧Ｖ１、Ｖ３が供給される。
【００６９】
さて、６レベル駆動法と呼ばれる液晶駆動においては、後述するように、電源電圧の種類により駆動期間内において液晶素子から電源供給装置へと移動しなければならない電荷量の極性が異なっていることが判明した。例えばＶ２、Ｖ４ではこの電荷量の極性は正となることが判明した。また、Ｖ１、Ｖ３ではこの電荷量の極性は負となることが判明した。そこで、本実施例では、Ｖ２、Ｖ４に対しては正の電荷を多く引ける駆動部を有する第１のインピーダンス変換部１１６、１２０が接続される。また、Ｖ１、Ｖ３に対しては、負の電荷を多く引ける駆動部を有する第２のインピーダンス変換部１１４、１１８が接続される。これにより、６レベル駆動法における電圧の平均化状態が維持でき、シャドウ、クロストークと呼ばれる現象が発生するのが防止される。この結果、液晶表示の品質を非常に向上させることが可能となった。
【００７０】
２．第２の実施例
次に、本発明の第２の実施例について説明する。本第２の実施例は、電圧調整部１０２の具体的な構成を示す実施例である。
【００７１】
図３に示す第２の実施例の電圧調整部は、オペアンプ６と、基準電圧源７と、複数の電流源を有する定電流源８と、複数のスイッチを有する制御部９とを含む。
【００７２】
オペアンプ６の＋入力端子（第１の入力端子）には、基準電圧源７が接続され、−入力端子（第２の入力端子）には、抵抗１０、１１の一方の端子と制御部９の出力が接続されている。また、抵抗１０の他方の端子はオペアンプ６の出力に接続され、抵抗１１の他方の端子は固定電位ＶＤＤに接続されている。また、制御部９は、定電流源８とオペアンプ６の−入力端子との間に介在している。そして、調整電圧設定信号に基づいて、定電流源８から抵抗１０へと流れる電流量が制御され、この電流量の変化によって電圧調整が行われる。
【００７３】
この電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒｅｇ（Ｖ５に接続される）は、第１の電圧Ｖｘと第２の電圧Ｖｙの和であり、次式のように表される。
【００７４】
Ｖｒｅｇ＝Ｖｘ＋Ｖｙ …式（５）
ここで、第１の電圧Ｖｘは、抵抗１０の抵抗値をＲ１０、抵抗１１の抵抗値をＲ１１、基準電圧源７の電圧をＶｒｅｆとすれば、オペアンプにおける出力電圧の一般式として次式で表わすことができる。
【００７５】
Ｖｘ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ１１）・Ｖｒｅｆ …式（６）
また、第２の電圧Ｖｙは、定電流源８から制御部９を介して抵抗１０に流れる電流Ｉ１０により決められる。この場合の電流Ｉ１０は、調整電圧設定信号により制御部９内のスイッチを選択的にオンすることにより可変されるものである。従って、第２の電圧Ｖｙは次式のように表される。
【００７６】
Ｖｙ＝Ｉ１０・Ｒ１０ …式（７）
以上より、調整電圧Ｖｒｅｇは次式のように表される。
【００７７】
Ｖｒｅｇ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ１１）・Ｖｒｅｆ＋Ｉ１０・Ｒ１０…式（８）
また、例えば、定電流源８から抵抗１０に流れる電流Ｉ１０の最大値をＩｍａｘとし、最小値をＩｍｉｎとした場合には、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅは次式のように表される。
【００７８】
Ｖｒａｎｇｅ＝（Ｉｍａｘ−Ｉｍｉｎ）・Ｒ１０ …式（９）
上式（６）〜（９）から明らかなように、本実施例によれば、Ｒ１０により、Ｖｙが決定され、これにより電圧の調整範囲Ｖｒａｎｇｅも決められる。そして、Ｒ１１によりＶｘが決定され、これにより電圧調整の基準となる電圧が決められる。この電圧調整の基準となる電圧は、上述のように電圧調整範囲におけるセンター値としてもよいし、最大値、最小値としてもよい。このように本実施例の電圧調整部によれば、Ｖｘ、Ｖｙ、Ｖｒａｎｇｅを個別に、独立に設定できることになる。
【００７９】
図４には、図３に示す基準電圧源７、定電流源８、制御部９をＭＯＳトランジスタで構成した場合の回路例が示される。
【００８０】
基準電圧源７は、Ｐｃｈトランジスタ１５とＮｃｈトランジスタ２０を含む。基準電圧源７により発生されるＶｒｅｆは、Ｎｃｈトランジスタ２０の電流能力を小さくし、電源間に流れる電流を小さくすることにより、Ｐｃｈトランジスタ１５のしきい値電圧とほぼ同じ電圧とすることができる。また、定電流源８はＰｃｈトランジスタ１６〜１９を含む。そして、定電流源８では、ゲート電極が上記基準電圧Ｖｒｅｆに接続されたＰｃｈトランジスタ１６〜１９の飽和時の定電流特性を利用して定電流を得ている。また、制御部９は、上記Ｐｃｈトランジスタ１６〜１９のドレイン領域に接続されたＰｃｈトランジスタ２１〜２４を含み、Ｐｃｈトランジスタ２１〜２４のゲート電極に接続された調整電圧設定信号によって電流の導通と遮断を切り換えている。ここで定電流源８内の複数の電流源から流れる電流値の重みづけを２nとしたとする。即ち、それぞれの電流源の電流値の比率を８：４：２：１とすれば、調整電圧設定信号が４本の場合には、２4＝１６段階の電圧調整が可能となる。なお、図３、図４では調整電圧設定信号が４本の場合の例が示されるが、図３、図４とは異なった本数にすることも当然可能である。更に、調整電圧設定信号は、マイクロコンピュータ等により書き込まれるレジスタから２値信号で得ることができるので、マイクロコンピュータ等による制御も容易となる。
【００８１】
本実施例によれば、抵抗１０の抵抗値を固定し抵抗１１の抵抗値を可変する手段を持つようにすれば、電圧調整範囲を維持したまま電圧調整の基準となる電圧、例えばセンター値を変化させることが可能となる。従って、半導体デバイスや液晶素子に製造上のバラツキが生じた場合には、上記抵抗値可変手段により抵抗１１の抵抗値を調整することで上記バラツキを補正できる。即ち、例えば図２に示すようにしてＶｘがコントラスト調整のセンター値Ｖｃに一致するように調整する。そして、このように抵抗１１の抵抗値を変えても、抵抗１０の抵抗値は固定されているため、上式（９）から明らかなように、電圧調整範囲は変化しない。そして、このように変化しない電圧調整範囲内で、調整電圧設定信号を用いて所望の調整電圧Ｖｒｅｇを得ることができることになる。この点、図３３、図３４に示す従来の電源供給装置では、図３５（Ａ）、（Ｂ）に示すように電圧調整の基準となる電圧であるセンター値Ｖｃを変化させると上側及び下側に同等の範囲で電圧調整（コントラスト調整）を行うことができなかった。このため従来の電源供給装置では、電圧調整の基準となる電圧を変化させた場合にも十分広い範囲で電圧調整できるように、電圧調整範囲を余分に持たせる構成としていた。即ち、分圧抵抗３１３の段数を余分に持たせる構成としていた。
【００８２】
これに対して、本実施例によれば、電圧調整の基準となる電圧を変化させても、電圧調整範囲は変化しないため、電圧調整範囲は要求される必要最低限で済むことになる。このことは電圧調整の定電流源８内の電流源の個数、制御部９内のスイッチの個数を必要最低限にできることを意味する。なおかつ電圧調整の制御信号をマイクロコンピュータ等から書き込まれるレジスタから２値信号で得ている場合にはレジスタのビット数を必要最低限にでき、それぞれを結ぶ配線数も少なくできることを意味する。
【００８３】
更に、従来の電源供給装置では、製造上のバラツキの調整を行なった場合、調整後の分圧抵抗の段数の情報、即ち図３５（Ａ）、（Ｂ）における（０１１１）、（０１００）の情報を不揮発性メモリなどに記憶しておく必要があった。しかし、本実施例によれば、製造上のバラツキの調整は抵抗１１の抵抗値を可変することで行なうことができるため、このような情報を記憶しておく必要がなくなる。
【００８４】
また、マイクロコンピュータで制御する場合には、システムリセット信号により定電流源８からの電流を遮断するようにしておけば、抵抗１０、１１の抵抗値のみで電圧調整部の出力電圧が決定されることになる。従って、ファームウェアの中にバラツキ調整用のプログラムを内蔵する必要もなくなり、電圧調整部の出力電圧を検出する回路も必要なくなる。例えば、このようにシステムリセット時に、定電流源８からの電流を遮断するように設定しておけば、図２（Ａ）において、Ｖｘを最小値Ｖｒｍｉｎに一致させておくことが可能となる。また、システムリセット時において、制御部９内のスイッチの一部をオンさせるように設定しておけば、例えば図２（Ａ）においてＶｘをセンター値Ｖｃに一致させておくことも可能となる。
【００８５】
図５には、本実施例の電源供給装置を用いた液晶表示装置の一例が示される。
この液晶表示装置は、電源供給装置１００と、コントラスト調整部１４０と、駆動信号生成部（ＬＣＤドライバー）１４２と、液晶パネル１４４とを含む。
【００８６】
電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒｅｇは、液晶駆動用電源電圧Ｖ５として駆動信号生成部１４２に供給されると共に、一方が固定電位に接続された分圧抵抗（電圧分割部）１２の他方に接続される。そして、分圧抵抗１２により分割された電圧がボルテージフォロワ接続されたオペアンプ１〜４の＋入力端子に接続され、オペアンプ１〜４の出力は駆動用電源電圧Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４として駆動信号生成部１４２に入力される。なお、この場合、分割端子１２６、１３０には後述するようにＮ型と呼ぶオペアンプ２、４が接続され、分割端子１２４、１２８にはＰ型と呼ぶオペアンプ１、３が接続される。また、Ｖ５については、電圧調整部内のオペアンプ６を代用してインピーダンス変換を行うことができ、これにより回路素子数を削減できることになる。
【００８７】
駆動信号生成部１４２は、例えば６レベル駆動法に基づいて、これらの駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５のいずれかを選択することで駆動信号を生成する。そして、この駆動信号により液晶素子が駆動されることになる。そして、ユーザがコントラスト調整部１４０によりコントラスト調整を行う操作をすると、コントラスト調整部１４０により出力される調整電圧設定信号によりＶｒｅｇの値が調整される。これにより液晶パネル１４４に供給されるＶ１〜Ｖ５の電圧が調整されることになり、液晶表示のコントラスト調整が行われることになる。
【００８８】
この場合、電圧調整部の出力である調整電圧Ｖｒｅｇは、上式（８）に示されるように、分圧抵抗１２の抵抗値とは無関係である。従って、分圧抵抗１２の抵抗値を大きくすることにより電源間に流れる電流を非常に小さくすることができる。この結果、電源供給装置及び液晶表示装置の大幅な低消費電力化を図ることが可能となる。
【００８９】
以上のように本実施例の電源供給装置は液晶表示装置に適用できるが、この液晶表示装置はその軽量と消費電力の少なさから小型・軽量の必要な携帯機器に多く用いられている。従って、液晶表示装置を備えた機器では、液晶表示装置の本来の特長（小型・軽量）を生かすべく、回路の低消費電力と小型化が要求されている。このため、その要求に沿うためにも、これまでに挙げた効果の得られる本実施例の電源供給装置を液晶表示装置に使用することは有効な手段となる。
【００９０】
次に回路の安定性という観点から本実施例の効果を説明する。
【００９１】
本実施例においては、電圧調整の基準となる電圧であるＶｘの値は、上式（６）から明らかなように、基準電圧Ｖｒｅｆの値及び抵抗１０と抵抗１１との抵抗比により決定される。これに対して、図３３、図３４に示す従来例では、電圧調整の基準となる電圧は、電源電圧ＶＤＤと電源電圧ＶＳとの間の電圧差を抵抗分割することにより決定される。このため従来例では電源電圧が変動すると電圧調整の基準となる電圧が変動してしまうという問題があったが、本実施例では電源電圧が変動してもＶｘは一定に保たれる。
【００９２】
また、本実施例においては、電圧調整範囲を決める電圧であるＶｙは、上式（７）に示すように、定電流源８から制御部９を介して抵抗１０に流れる電流Ｉ１０の値と、抵抗１０の抵抗値とによって決定される。そして、この定電流源８からの電流Ｉ１０は、電源電圧が変動しても一定に保たれる。従って、Ｖｙについても電源電圧の変動に対して一定に保つことができ、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅも一定に保てることになる。例えば、図４は図２、図３の定電流源８をＭＯＳトランジスタによって構成した例であるが、定電流領域で動作するトランジスタのゲート電圧を基準電圧Ｖｒｅｆから得ており、ゲート電圧が一定に保たれるのでドレイン電流は一定となる。これにより、電源電圧が変化しても定電流源から流れる電流が一定に保たれ、Ｖｙ及びＶｒａｎｇｅは一定に保たれる。
【００９３】
以上のように本実施例によれば電源電圧の変動に依存しない安定した調整電圧Ｖｒｅｇ（＝Ｖｘ＋Ｖｙ）と電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅとを容易に得ることができる。このことは、電池（バッテリー）を電源とした場合など動作電圧範囲の広い機器に利用する場合に、電源電圧にかかわらず安定した動作ができるということを意味する。特に、液晶表示装置におけるコントラスト調整はこの調整電圧に大きく依存する。従って、動作電圧範囲の広い機器に使用される液晶表示装置において、本実施例を適用すれば、電源電圧にかかわらず駆動用電源の電圧を一定に保ち一定のコントラストを得ることができる。また、電圧調整範囲も同様に電源電圧が変動しても一定に保つことができる。従って、本実施例によれば、表示品質を非常に向上でき、製品価値を非常に高めることができる。
【００９４】
更に、調整電圧の供給先である駆動対象の素子特性が温度特性を持つ場合があり、このような場合には、調整電圧に対してこの温度特性を補償するような温度特性を持たせることが望ましい。例えば、液晶表示素子ではその表示品質が周囲の温度に大きく依存し、一定の表示品質を保つためには周囲温度に対して負の温度特性を持つような電圧で駆動することが望ましい。これを実現するために従来では、温度特性をもつ素子、例えばサーミスタ等を分圧抵抗に接続し、温度特性の補償を行うのが一般的であった。
【００９５】
本実施例では、このような場合に、第１、第２の電圧Ｖｘ、Ｖｙに対して駆動対象の温度特性を補償するような温度特性を持たせている。例えば、図４を例にとり説明すれば以下のようになる。即ち、基準電圧源７により生じる基準電圧Ｖｒｅｆの値は、前述のようにＰｃｈトランジスタ１５のしきい値電圧とほぼ同一値となる。そして、一般にＭＯＳトランジスタのしきい値電圧は負の温度特性を持つため、この基準電圧Ｖｒｅｆの値と、抵抗１０及び抵抗１１の抵抗比とで決まる第１の電圧Ｖｘも、負の温度特性を持つことになる。更に、定電流源８から流れる電流の量もＭＯＳトランジスタのしきい値電圧に依存し、負の温度特性を持つため、第２の電圧Ｖｙ及び電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅも負の温度特性を持つことになる。即ち、本実施例によれば、調整電圧Ｖｒｅｇ及び電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅの両方に対して負の温度特性を持たせることが可能となる。このように本実施例によれば、サーミスタ等の温度特性を持つ素子を追加することなく、調整電圧Ｖｒｅｇ、電圧調整範囲Ｖｒａｎｇｅに温度特性を持たせることが可能となる。これにより、部品点数の削減が可能となり、また、半導体装置に電源供給装置を内蔵した場合には外付け部品の削減が可能となり、装置の小型化やコストの低減化を図ることが可能となる。
【００９６】
なお、図６には、本実施例を用いた場合に駆動用電源電圧Ｖ５に現れる温度特性の一例が示される。図６から明らかなように、Ｖ５は負の温度特性を持っている。従って、このＶ５を負の温度特性をもつ液晶素子の駆動用電源電圧として使用すれば、液晶表示装置の表示品質を高めることができる。
【００９７】
また、例えば基準電圧源７内のＰチャネルトランジスタ１５あるいは定電流源８内のＰチャネルトランジスタ１６〜１９に対して直列に、トランジスタと異なる温度特性を持つ素子、例えば抵抗等を接続すれば、図６に示す温度特性曲線の勾配を変化させることもできる。これにより、液晶素子の温度特性との適合性を更に高めることが可能となる。
【００９８】
３．第３の実施例
Ａ．構成について
次に、本発明の第３の実施例について説明する。本第３の実施例は、多値電圧生成部１１０の具体的な構成を示す実施例である。
【００９９】
図７に示す本第３の実施例にかかる多値電圧生成部は、電圧分割部２０３と、オペアンプ１〜４を含む。そして、オペアンプ１〜４は、電圧分割部２０３の分割端子２２４〜２３０に接続され、各々Ｖ１〜Ｖ４を供給している。ここで、本実施例では、Ｖ１、Ｖ３を供給するオペアンプとして、図８に示す構成のオペアンプ（以下、Ｐ型オペアンプと呼ぶ）を使用し、Ｖ２、Ｖ４を供給するオペアンプとして、図１０に示す構成のオペアンプ（以下、Ｎ型オペアンプと呼ぶ）を使用している。
【０１００】
電圧分割部２０３は、ドレイン領域とゲート電極がショートされ直列に接続された９個のトランジスタを含み、これらのトランジスタを抵抗の代わりに用いることにより電圧分割を行っている。この場合、これらのトランジスタは全て同じ電流供給能力を持つように設定されているため、Ｖ０とＶ５の間の電圧は正しく９分割されることになる（１／９バイアス）。そして、９分割された電圧のうちＶ０側から低い方へ一番目の電圧をＶ１、２番目の電圧をＶ２と呼び、Ｖ５側から高い方へ一番目の電圧をＶ４、２番目の電圧をＶ３と呼ぶことにする。電圧分割は図３３、図３４に示す従来例のように抵抗を用いても当然可能である。しかし、低消費電流化を図るためには、これらの抵抗を高抵抗にしなければならず、ＩＣ内では高抵抗を作ろうとすると、大きな面積を必要としたり、新たな製造工程を追加しなければならないなどの問題が生じる。そこで、本実施例では、ドレイン領域とゲート電極をショートしたトランジスタを高抵抗の代わりに用いている。これにより、電圧分割部２０３に流れる消費電流を０．２μＡ程度に抑えることが可能となった。
【０１０１】
図８には、図７に示すＰ型オペアンプのトランジスタレベルの回路図が示される。このＰ型オペアンプは、差動増幅部２０６と駆動部２００とを含む。差動増幅部２０６は、＋入力端子２０８、−入力端子２０９の２つの入力端子と、１つの出力端子２１０を有する回路であり、２つの入力端子の電圧差を出力端子２１０に増幅して出力する回路として公知であるので、説明は省略する。駆動部２００は、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５を有する。また、差動増幅部２０６と駆動部２００との間には、発振防止用コンデンサ２０７が設けられている。そして、ボルテージフォロワ接続の構成、即ち差動増幅部２０６の−入力端子２０９とオペアンプの出力端子２１１を接続する構成となっている。
【０１０２】
駆動部２００内のＰチャネル駆動トランジスタ２０４は、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５と直列に接続され、その接続点がオペアンプの出力端子２１１となっている。Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５は、そのドレイン領域とゲート電極とを接続することにより、抵抗の機能を持たせている。オペアンプの出力端子２１１は差動増幅部２０６の−入力端子２０９に接続され、差動増幅部２０６の出力端子２１０はＰチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電極に接続されている。このように接続した回路により＋入力端子２０８に与えられた電圧はオペアンプの出力端子２１１に同一レベルの電圧であらわれる。これは差動増幅部２０６により＋入力端子２０８とオペアンプの出力端子２１１とが同一電圧となるように、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電圧がコントロールされるためである。
【０１０３】
なお、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５については、そのゲート電極に定電圧を与えて定電流源として機能させてもよい。
【０１０４】
図９には、Ｐ型オペアンプ内のＮチャネル負荷トランジスタ２０５、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性の関係図が示される。図９において、２１４はＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流特性であり、２１５はオペアンプの出力端子２１１に負荷のない場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性である。また、２１６はオペアンプの出力端子２１１に負の負荷がかかった場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性であり、２１７はオペアンプの出力端子２１１に正の負荷がかかった場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性である。
【０１０５】
なお、ここで負の負荷がかかった場合とは、低い電圧（電位）に接続され、電流が引き抜かれる場合（負の電荷が駆動部に引き込まれる場合）をいう。また、正の負荷がかかった場合とは、高い電圧（電位）に接続され、電流が引き込まれる場合（正の電荷が駆動部に引き込まれる場合）をいう。
【０１０６】
オペアンプの出力端子２１１に負荷がかかっていない場合のＰチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性は図９の２１５に示す電流特性となり、この電流特性２１５と、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流特性２１４との交点Ａにおける電流が定常電流として流れることになる。
【０１０７】
例えばオペアンプの出力端子２１１に負の負荷がかかり、出力端子２１１の電圧が下降した場合（低い電圧に接続され、電流が引き抜かれる場合）を考える。
この場合には、オペアンプの出力端子２１１は−入力端子２０９に接続されているため、−入力端子２０９の電圧が下降する。一方、＋入力端子２０８の電圧は変わらないため、＋入力端子２０８と−入力端子２０９との間に電圧差が生じ、差動増幅部２０６の出力端子２１０の電圧は差動増幅部２０６により増幅されて下降する。すると、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電極に供給されるゲート電圧が下降することになり、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力が増大する。これにより、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性は図９の２１６に示す電流特性となり、流し込み電流によりオペアンプの出力端子２１１の電圧が引き上げられることになる。
【０１０８】
次に、逆に、オペアンプの出力端子２１１に正の負荷がかかり、出力端子２１１の電圧が上昇した場合（高い電圧に接続され、電流が引き込まれる場合）を考える。この場合には、負の負荷がかかった場合と全く反対の動作になり、差動増幅部の出力端子２１０の電圧は差動増幅部２０６により増幅されて上昇する。すると、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４のゲート電極に供給されるゲート電圧が上昇することになり、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力は減少する。これにより、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流特性は、図９の２１７に示す電流特性となる。そして、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の引き抜き電流によりオペアンプの出力端子２１１の電圧が引き下げられる。
【０１０９】
以上のように、オペアンプの出力端子２１１の電圧は、差動増幅部２０６の＋入力端子２０８の電圧よりも高くなれば引き下げられ、低くなれば引き上げられて、常に＋入力端子２０８の電圧と同一レベルに保たれることになる。
【０１１０】
さて、このＰ型オペアンプの消費電流は、差動増幅部２０６の消費電流Ｉ１と、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４とＮチャネル負荷トランジスタ２０５の間に流れる消費電流Ｉ２との合計で決まる。本実施例においては消費電流Ｉ１は０．７μＡ程度に抑えている。しかし、定常的に流れる消費電流Ｉ２は、Ｐチャネル駆動トランジスタ２０４の電流供給能力には関係なく、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力により決まる。Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力を小さくすれば小さくするほど定常的に流れる消費電流Ｉ２は小さくなるが、極端に小さくする事はできない。なぜならオペアンプの出力端子２１１の電圧が上昇した場合（正の負荷がかかった場合）に、その電圧を引き下げる能力はＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力で決まるからである。即ち、消費電流を抑えれば抑えるほど電圧を引き下げる能力が落ちてしまい、電圧を引き下げる能力を上げれば上げるほど消費電流が増えてしまうことになる。
【０１１１】
ところが、後述するようにＶ１、Ｖ３においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性は負となっている。そこで、本実施例では、Ｖ１、Ｖ３には負の電荷を多く引ける駆動部２００を有するオペアンプ、即ちＰ型オペアンプを接続している。これにより、駆動期間内にＶ１、Ｖ３から十分に負の電荷を引くことができ、シャドウ、クロストーク等の現象が生じるのを防止でき、液晶の表示特性が悪化するのを防止できることになる。一方、Ｐ型オペアンプにおいては、正の負荷がかかった場合には、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５により正の電荷を引き込まなければならない。しかしながら、Ｖ１、Ｖ３においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性は負となっている。従って、Ｖ１、Ｖ３にＰ型オペアンプを接続する構成とする本実施例の場合には、Ｐ型オペアンプの駆動部２００には正の電荷を引く能力はあまり要求されないことになる。この結果、本実施例によれば、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力を十分に低く抑えることができ、駆動部２００に定常的に流れる消費電流Ｉ２を１５μＡ程度に抑えることが可能となる。これにより、Ｐ型オペアンプの消費電流をＩ１＋Ｉ２＝１５．７μＡ程度に抑えることが可能となった。
【０１１２】
図１０は図７に示すＮ型オペアンプのトランジスタレベルの回路図が示される。このＮ型オペアンプと上記Ｐ型オペアンプとは駆動部２０１の構成が異なっており、駆動部２０１は、Ｎチャネル駆動トランジスタ２１２とＰチャネル負荷トランジスタ２１３とを含んでいる。そして、差動増幅部２０６の−入力端子２０９とオペアンプの出力端子２１１とを接続することによりボルテージフォロワ接続の構成となっている。
【０１１３】
Ｎ型オペアンプでは、Ｐ型オペアンプと同様に、オペアンプの出力端子２１１の電圧は＋入力端子２０８の電圧より高くなれば引き下げられ、低くなれば引き上げられて、常に＋入力端子２０８の電圧と同一になるように保たれる。しかし、Ｎ型オペアンプでは、Ｐ型オペアンプと異なり、オペアンプの出力端子２１１の電圧が上昇した場合（正の負荷がかかった場合）に、その電圧を引き下げる能力はＮチャネル駆動トランジスタ２１２の電流供給能力で決まる。また、Ｐ型オペアンプと異なり、オペアンプの出力端子２１１の電圧が下降した場合（負の負荷がかかった場合）に、その電圧を引き上げる能力は、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電流供給能力で決まる。ここで、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３は、そのゲート電極とドレイン領域を短絡することにより、抵抗の機能を持たせているものである。なお、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３については、そのゲート電極に定電圧を与えて定電流源として機能させてもよい。
【０１１４】
さて、Ｎ型オペアンプの駆動部２０１に定常的に流れる消費電流Ｉ２は、Ｎチャネル駆動トランジスタ２１２の電流供給能力には関係なく、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電流供給能力を小さくすればするほど小さくなる。即ち、消費電流を抑えれば抑えるほど電圧を引き上げる能力が落ちてしまい、電圧を引き上げる能力を上げれば上げるほど消費電流が増えてしまうことになる。
【０１１５】
ところが、後述するようにＶ２、Ｖ４においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性は正となっている。そこで、本実施例では、Ｖ２、Ｖ４には正の電荷を多く引ける駆動部２０１を有するオペアンプ、即ちＮ型オペアンプを接続している。これにより、駆動期間内にＶ２、Ｖ４から十分に正の電荷を引くことができ、シャドウ、クロストーク等の現象が生じるのを防止できることになる。一方、Ｎ型オペアンプにおいては、負の負荷がかかった場合には、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３により負の電荷を引き込まなければならない。しかしながら、Ｖ２、Ｖ４においては、駆動期間においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性は正となっている。従って、Ｖ２、Ｖ４にＮ型オペアンプを接続する構成とする本実施例の場合には、Ｎ型オペアンプの駆動部２０１には負の電荷を引く能力はあまり要求されないことになる。この結果、本実施例によれば、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電流供給能力を十分に低く抑えることができ、駆動部２０１に定常的に流れる消費電流Ｉ２を１５μＡ程度に抑えることが可能となる。これにより、Ｎ型オペアンプの消費電流をＩ１＋Ｉ２＝１５．７μＡ程度に抑えることが可能となった（Ｉ１＝０．７μＡ）。
【０１１６】
以上のように本実施例によれば、電圧分割部２０３、Ｐ型及びＮ型オペアンプでの消費電流は各々０．２μＡ、１５．７μＡになる。従って、多値電圧生成部全体での消費電流を、０．２＋１５．７×４＝６３μＡに抑えることが可能となった。このように、液晶の表示品質を低下させないで装置全体の消費電流を最大限に減らすためには、駆動期間内においてインピーダンス変換手段へと移動させる必要がある電荷量の極性が正である駆動用電源電圧（Ｖ２、Ｖ４）にはＮ型オペアンプ）を接続し、該電荷量の極性が負である駆動用電源電圧（Ｖ１、Ｖ３）には、Ｐ型オペアンプを接続すればよいことが理解される。
【０１１７】
Ｂ．駆動用電源電圧にかかる負荷の計算について
次に、単純マトリクスＬＣＤを線順次に時分割駆動する場合に、駆動用電源電圧であるＶ１〜Ｖ４にどのような負荷がかかるのかを、ある大きさのＬＣＤパネルを駆動する場合を例にとり、以下に説明する。
【０１１８】
図１１（Ａ）には、コモン電極の電圧、セグメント電極の電圧とＶ０〜Ｖ５との関係が示される。例えば、コモン電極の電圧は選択された期間にはＶ５（Ｖ０）となり、非選択の場合はＶ１（Ｖ４）となる。そして、コモン電極の電圧がＶ５（Ｖ０）の場合にセグメント電極の電圧がＶ０（Ｖ５）であれば点灯となり、Ｖ２（Ｖ３）であれば非点灯となる（カッコ内はＦＲ信号＝Ｌの場合）。また、図１１（Ｂ）には、コモン電極とセグメント電極の配置例が示される。
【０１１９】
さて、以下に行う計算の目的は、Ｖ１〜Ｖ４にかかる最大負荷の相対的な大小関係を求めることにある。従って、計算を容易にするため以下に示す条件にて計算を行う。
【０１２０】
（１）ＬＣＤパネルの表示容量を６４×１００ドットとする。言い替えれば、６４ラインのコモン電極と１００ラインのセグメント電極を備えたＬＣＤパネルである（図１１（Ｂ）参照）。
【０１２１】
（２）６４ラインのコモン電極なので１／６４デューティにて時分割駆動する。
【０１２２】
（３）駆動用電源電圧Ｖ０〜Ｖ５の値は、電圧平均化法により算出される計算式により１／９バイアスとなるが、Ｖ０＝０Ｖ、Ｖ１＝−１Ｖ、Ｖ２＝−２Ｖ、Ｖ３＝−７Ｖ、Ｖ４＝−８Ｖ、Ｖ５＝−９Ｖとして計算を行いやすいようにする。
【０１２３】
（４）容量は、計算を容易にするために、コモン電極１ラインあたり１Ｆ（ファラド）であると仮定する。
【０１２４】
（５）液晶は容量性の素子であり、ＬＣＤパネルは電気的にコンデンサと等価である。従って、そのコンデンサの両端の電極（つまり、コモン電極とセグメント電極）より充放電する際に移動する電荷の量をＱ＝ＣＶ（Ｑは電荷量、Ｃは容量、Ｖは電圧）により計算し、その大きさをＶ１〜Ｖ４にかかる負荷と考える。
例えば、図１２（Ａ）、（Ｂ）には、セグメント電極の電圧がＶ３でコモン電極の電圧がＶ４の状態から、セグメント電極の電圧がＶ２でコモン電極の電圧がＶ１の状態に変化した場合に、Ｖ２に対してどのような電荷が流れこむのかが模式的に示される。即ち、図１２（Ａ）の状態では、ＬＣＤパネルを等価的に表したコンデンサ（Ｃ＝１Ｆ）のセグメント電極側には、（−７）−（−８）＝＋１Ｃ（クーロン）の電荷が蓄えられている。一方、図１２（Ｂ）の状態に変化すると、コンデンサのセグメント電極側には（−２）−（−１）＝−１Ｃの電荷が蓄えられることになる。従って、図１２（Ｂ）に示すように、この状態の変化によりＶ２では＋１−（−１）＝２Ｃの正の電荷を引き込まなければならないことになる。即ち、この場合にはＶ２には＋２の正の負荷がかかることになる。
【０１２５】
（６）本計算で求めようとしているのは、Ｖ１〜Ｖ４にかかる負荷の最大値である。従って、負荷の計算を行う場合には、全てのセグメント電極の電圧が同じ方向に変化した場合を考えればよい。例えば、図１１（Ｂ）において、セグメント電極ＳＥＧ１がＶ３からＶ２に変化し、セグメント電極ＳＥＧ２がＶ５からＶ２に変化する場合等、セグメント電極の電圧の変化の方向が混在する場合は考えなくてもよい。このように変化の方向が混在する場合の負荷の大きさは、全てのセグメント電極ＳＥＧ１〜ＳＥＧ１００の電圧が全て同じ方向に変化した場合（最大負荷の場合）よりも小さくなるからである。
【０１２６】
（７）本計算においては、Ｖ１〜Ｖ４に流れる電荷量の駆動期間内における合計を求める必要がある。そこで、図１３に示すように、駆動期間を、ＦＲ信号の切り替わり時Ａと、それ以外の期間Ｂの２つに分けて計算を行うこととする。なお、図１３において、ＦＲ信号とは、液晶駆動のための交流化信号であり、ＤＣＫ（ドットクロック）とは、駆動信号を生成するための基準となるクロックである。
【０１２７】
次に、具体的にＶ２を例にとり、Ｖ２にかかる負荷を計算する。
【０１２８】
図１１（Ａ）に示すように、セグメント電極のとりうる値は、Ｖ０、Ｖ２（ＦＲ信号＝Ｈ）、Ｖ５、Ｖ３（ＦＲ信号＝Ｌ）のいずれかである。従って、セグメント電極の電圧が、これらの電圧からＶ２に変化する場合としては、Ｖ０→Ｖ２、Ｖ２→Ｖ２、Ｖ５→Ｖ２、Ｖ３→Ｖ２の変化が考えられる。そして、ＦＲ信号の切り替え時Ａでは、期間の変わり目であるためＶ０→Ｖ２の変化、Ｖ２→Ｖ２の変化はなく、Ｖ３→Ｖ２、Ｖ５→Ｖ２の変化だけを考えればよいことになる。
また、Ｂ期間では、同一期間内であるためＶ３→Ｖ２、Ｖ５→Ｖ２の変化はなく、Ｖ０→Ｖ２、Ｖ２→Ｖ２の変化のみを考えればよいことになる。
【０１２９】
図１４には、ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。図１４に示すように、コモン電極ＣＯＭ１からＣＯＭ６４にゆくにしたがってＶ５（Ｖ０）となる期間が順次シフトすることで、セグメント電極が選択されることになる。なお、上述のように、本計算においては全てのセグメント電極の電圧が同一の方向に変化する場合のみを考えればよいので、図１４においてはＣＯＭ１〜ＣＯＭ６４と、ＳＥＧ１との関係のみを示している。
【０１３０】
さて、負荷の計算を行う際には、非選択ライン、選択終了ライン、選択開始ラインに分けて考えればよい。ここで、非選択ラインとは、コモン信号により選択されていないラインであり、図１４の＃１に示すように６４−２＝６２ラインある。また、選択終了ラインとは、該ラインの前のラインがコモン信号により選択されたラインであり、図１４の＃２に示すように１ラインある。また、選択ラインとは、コモン信号により選択されたラインであり、図１４の＃３に示すように１ラインある。負荷の計算はこれらの＃１、＃２、＃３の各々について行うことになる。
【０１３１】
図１５には、ＦＲ切り替わり時Ａにおいて、全てのセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変わる時にＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果が示されている。例えば、非選択ライン（＃１）においては、セグメント電極がＶ３からＶ２に変化し、コモン電極がＶ４からＶ１に変化している。従って、前述の図１２（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ＬＣＤパネルを等価的に表したコンデンサのセグメント電極側に蓄えられる電荷は、＋１Ｃから−１Ｃへと変化する。従って、この場合にＶ２において引き込まなければならない電荷量は＋２Ｃとなる。
そして、図１４に示すように、非選択ライン（＃１）は、６２ラインあるため、合計で２×６２＝１２４Ｃの正の電荷をＶ２において引き込まなければならないことになる。
【０１３２】
選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）についても同様に、図１５に示すように計算できる。但し、これらのラインは図１４に示すように各々１ラインしかない。そのためＶ２において引き込まなければならない電荷量の合計は少なく、各々−６Ｃとなる。
【０１３３】
以上より、ＦＲ切り替え時Ａにおいて、セグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合の電荷量の合計は１２４−６−６＝＋１１２Ｃとなる。即ち、この場合にはＶ２には正の負荷がかかることになる。
【０１３４】
図１６には、ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ５からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。図１６の場合も、図１４の場合と同様に、非選択ライン（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図１７には、その計算プロセス及び計算結果が示される。図１７に示すように、この場合にＶ２において引き込まなければならない電荷量の合計は−１６Ｃとなる。即ち、この場合にはＶ２には負の負荷がかかることになる。
【０１３５】
図１８には、ＦＲ切り替え時Ａ以外の期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。例えば、Ｂ期間におけるＢ１においては、ＣＯＭ１が選択終了ライン（＃２）、ＣＯＭ２が選択開始ライン（＃３）、ＣＯＭ３〜ＣＯＭ６４が非選択ライン（＃１）となる。同様にＢ２においては、ＣＯＭ１、ＣＯＭ２、ＣＯＭ５〜ＣＯＭ６４が非選択ライン（＃１）、ＣＯＭ３が選択終了ライン（＃２）、ＣＯＭ４が選択開始ライン（＃３）となる。Ｂ３〜Ｂ３１についても同様に考えることができる。
【０１３６】
図１８の場合も、図１４の場合と同様に、非選択ライン（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図１９には、その計算プロセス及び計算結果が示される。図１９に示すように、この場合にＶ２において引き込まなければならない電荷量の合計は＋１２８Ｃとなる。即ち、この場合にはＶ２には正の負荷がかかることになる。なお、図１８に示すＢ１〜Ｂ３２のどの場合においても図１９に示す計算結果は同一のものとなる。
【０１３７】
図２０には、ＦＲ切り替え時Ａ以外の期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２のまま変化しない場合のコモン波形及びセグメント波形が示される。図２０の場合も、図１４の場合と同様に、非選択ライン（＃１）、選択終了ライン（＃２）、選択開始ライン（＃３）に分けて負荷の計算を行う。図２１には、その計算プロセス及び計算結果が示される。図２１に示すように、この場合にＶ２にかかる負荷は０となる。
【０１３８】
以上のようにして、全ての場合についてＶ２にかかる負荷を計算できたことになる。即ち、ＦＲ切り替わり時Ａにおいては表示パターンによって、−１６Ｃ〜＋１１２Ｃの電荷を、Ｂ期間においては表示パターンによって、０Ｃ〜＋１２８Ｃの電荷をＶ２において引き込まなければならないことになる。
【０１３９】
図２２〜図２５には、Ｖ１にかかる負荷についての計算プロセス及び計算結果が示される。図２２には、ＦＲ切り替え時Ａにおいて全てのセグメント電極の電圧がＶ５からＶ２、Ｖ５からＶ０に変化する場合が示され、図２３には、ＦＲ切り替え時Ａにおいて全てのセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２、Ｖ３からＶ０に変化する場合が示される。また、図２４には、Ｂ期間において全てのセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２、Ｖ０からＶ０に変化した場合が示され、図２５には、Ｂ期間において全てのセグメント電極の電圧がＶ２からＶ２、Ｖ２からＶ０に変化した場合が示される。
【０１４０】
更に、Ｖ３、Ｖ４についても同様に負荷を計算することができる。図２６には、以上の計算結果をまとめたものが示される。図２６に示すように、Ｖ３についてはＶ２と逆の方向に同じ量の負荷がかかっており、Ｖ４についてはＶ１と逆の方向に同じ量の負荷がかかっている。
【０１４１】
図２６より、Ｖ２の最大負荷の極性（駆動期間内においてオペアンプ側に移動させる必要がある電荷量の極性）は正であり、Ｖ３の最大負荷の極性は負であることは明らかである。これに対して、Ｖ１とＶ４については正の負荷も負の負荷もほぼ同じ値となるため、最大の負荷の極性が正、負のいずれかであるを図２６のみでは決めることができない。しかし、一般にＦＲ信号はＤＣＫよりかなり遅く、本実施例では７０Ｈｚ程度を用いている。それに対し、Ｂ期間において負荷がかかるタイミングはＤＣＫに同期しており、本実施例の場合４ｋＨｚ程度である。従って、負荷のかかる回数は、ＦＲ切り替え時ＡよりもＢ期間の方が圧倒的に多い。例えば、図１８において、負荷のかかる回数は、ＦＲ切り替え時Ａでは１回のみであるのに対して、Ｂ期間においてはＢ１〜Ｂ３１の３２回となる。また、Ｖ１〜Ｖ４には図示しない平滑容量といわれるコンデンサが、ＶＤＤ（０Ｖ）との間に接続されるため、Ｖ１〜Ｖ４の電圧は時間的に平滑される。つまり、時間的に平滑してしまえば、駆動期間内にかかるＶ１〜Ｖ４にかかる負荷の量は、Ｂ期間にかかる負荷の量によりほぼ決定されてしまうということができる。
【０１４２】
従って、Ｖ１についてはＢ期間において負の方向にかかる負荷の方が大きいため最大負荷の極性は負となる。また、Ｖ４については、Ｂ期間において正の方向にかかる負荷の方が大きいため最大負荷の極性は正となる。
【０１４３】
以上のように、Ｖ１、Ｖ３についての最大負荷の極性は負となる。従って、Ｖ１、Ｖ３についてはＰ型オペアンプを用いることが適当であるという結論になる。また、Ｖ２、Ｖ４のについては最大負荷の極性は正となる。従って、Ｖ２、Ｖ４についてはＮ型オペアンプを用いることが適当であるという結論になる。そして、このように接続することで、多値電圧生成部全体での消費電流を６３μＡとし、表示品質を向上させるとともに低消費電力化を図るという技術的課題を達成できることになる。
【０１４４】
これに対して、図３４に示す従来例では、Ｖ１〜Ｖ４についてのインピーダンス変換は、全てＮ型オペアンプにより行われていた。しかし、このような構成とすると、Ｖ１、Ｖ３のインピーダンス変換を行うＮ型オペアンプについては、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３（図１０参照）の電流供給能力を相当に大きくしなければならなくなる。なぜならば、上述のようにＶ１、Ｖ３については駆動期間において負の電荷を多く引かなければならず、この電荷を引けなかった場合には電圧平均化法における平均化状態が維持できなくなり、シャドウ、クロストーク等の現象が生じてしまうからである。逆に、従来例において、このような現象を生じないようにすべく、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の電流供給能力を増加させると、消費電流が例えば３５０μＡ以上となってしまい、低消費電力化という課題を解決できないことになる。
【０１４５】
４．第４の実施例
第４の実施例は、消費電力を更に低く抑えるべく、インピーダンス変換を行うオペアンプに電流制御機能を持たせた実施例である。
【０１４６】
図２７には、この電流制御機能を持たせたＮ型オペアンプの一例が示される。
図２７に示すオペアンプは、図１０に示すＮ型オペアンプと、駆動部２０２の構成が異なっている。即ち、駆動部２０２は、Ｎチャネル駆動トランジスタ２１２、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３の他に、第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８と、電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９とを新たに含んでいる。第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８は、ドレイン領域とゲート電極を短絡されるとともに、該ドレイン領域がオペアンプの出力端子２１１に接続されている。また、電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９は、この第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８の直列に接続されると共に、ゲート電極にはコントロール端子２２２が接続されている。
【０１４７】
さて、ＬＣＤパネルを駆動する駆動信号は、ＤＣＫを基準クロックに生成される。また、ＬＣＤパネルは電気的にコンデンサと等価とみなすことができるので、ＬＣＤを駆動する時に駆動用電源電圧にかかる負荷は、駆動信号の切り替わり時、即ちＤＣＫの切り替わり時のみに発生しているといえる。即ち、ＤＣＫの立ち下がりエッジで動作を行っているシステムにおいてはＤＣＫの立ち下がり時のみに、ＤＣＫの立ち上がりエッジで動作を行っているシステムにおいてはＤＣＫの立ち上がり時のみに負荷が発生する。なぜならば、ＬＣＤはコンデンサと等価とみなすことができるため、一度、該コンデンサーがある電圧にチャージされると、他に電流の流れる経路はなく、ただその電圧を維持しているだけでよいからである。なお、以下、ＤＣＫの立ち上がりで動作するシステムを例にとり説明を行う。
【０１４８】
前述の図２６に示すように、各駆動用電源電圧にかかる負荷は必ずしも正負のうち一方向ではない。例えば、Ｖ１、Ｖ３に接続されるＰ型オペアンプに対して正の負荷がかかる場合があり、この場合には、Ｐ型オペアンプ内のＮチャネル負荷トランジスタ２０５により正の電荷を引き込んでやらなければならない。また、Ｖ２、Ｖ４に接続されるＮ型オペアンプに対して負の負荷がかかる場合があり、この場合には、Ｎ型オペアンプ内のＰチャネル負荷トランジスタ２１３により負の電荷を引き込んでやらなければならない。このため、Ｐ型オペアンプのＮチャネル負荷トランジスタ２０５、Ｎ型オペアンプのＰチャネル負荷トランジスタ２１３にもある程度の電流供給能力が必要とされる。
【０１４９】
しかし、上述のように、Ｖ１〜Ｖ４にはＤＣＫ切り替わり時のみ負荷がかかる。従って、負荷トランジスタ２０５、２１４には、ＤＣＫ切り替わり時及びその後の一定期間のみ電流を流してやればよく、それ以外の期間では電圧を保持できる程度の電流を流せば十分となる。
【０１５０】
そこで、本実施例では、図２７に示すように、Ｐチャネル負荷トランジスタ２１３と並列に第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８を設け、これに直列にと電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９を接続する構成としている。そして、ＤＣＫの立ち上がり時及びその後の一定期間、Ｌレベルとなるようなコントロール信号をコントロール端子２２２に入力する。これにより、ＤＣＫの立ち上がり時及びその後の一定期間のみ第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８がオンし、電流Ｉ３が流れることになる。そして、それ以外の期間においては、電圧を保持できる程度のわずかな電流Ｉ２がＰチャネル負荷トランジスタ２１３により流れることになる。図２８には、ＤＣＫ、コントロール信号、ＦＲ信号のタイミングチャートが示される。ＤＣＫの立ち上がり時及びその後の一定期間のみ電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９をオンし、電流Ｉ３を流すためのコントロール信号として図２８に示すＣＯＮＴ１信号を用いる。このＣＯＮＴ１信号は、コントロール端子２２２を介して電流制御用Ｐチャネルトランジスタ２１９のゲート電極に入力される。
【０１５１】
本実施例においては電流Ｉ２を０．１μＡに抑え、制御電流Ｉ３を３０μＡとした。そして、制御電流Ｉ３はＤＣＫの１周期の１／４の期間のみ流すようにしたため、Ｉ３の平均電流は７．５μＡとなる。従って、駆動部２０２で消費される電流は、Ｉ２＋Ｉ３＝７．６μＡとなる。差動増幅部２０６において消費する電流Ｉ１は０．７μＡであるため、オペアンプ全体の消費電流は８．３μＡとなる。これにより、オペアンプの消費電流を、図１０に示す電流制御機能のないＮ型オペアンプの消費電流（１５．７μＡ）の約１／１．９倍にすることが可能となった。
【０１５２】
以上、Ｎ型オペアンプの場合について説明した。しかし、Ｐ型オペアンプにおいても、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５に並列に、第２のＮチャネル負荷トランジスタ及びこれに直列に接続された電流制御用のＮチャネルトランジスタを設けることで、同様の電流制御機能を持たせることが可能である。そして、この場合には、図２８のＣＯＮＴ１を反転した信号をコントロール信号として用いることになる。
【０１５３】
さて、装置の更なる低消費電力化を図るためには、コントロール端子２２２に以下に述べるようなコントロール信号を入力すればよい。
【０１５４】
図１１（Ａ）に示すように、コモン信号、セグメント信号はＦＲ信号＝Ｌの期間ではＶ０、Ｖ３、Ｖ４、Ｖ５のいずれかの電圧となる。また、ＦＲ信号＝Ｈの期間ではＶ０、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ５のいずれかの電圧となる。このため、ＦＲ信号＝Ｌの期間にはＶ１、Ｖ２に対して負荷はかからないことになり、またＦＲ信号＝Ｈの期間にはＶ３、Ｖ４に対して負荷はかからないことになる。そこで、ＦＲ信号＝Ｌの期間にはＶ１、Ｖ２に接続されるオペアンプの第２の負荷トランジスタをオフさせ、ＦＲ信号＝Ｈの期間にはＶ３、Ｖ４に接続されるオペアンプの第２の負荷トランジスタをオフさせるような制御を行えば、消費電力を更に低く抑えることが可能となる。
【０１５５】
例えばＶ４に図２７に示すような電流制御機能付きオペアンプを接続してインピーダンス変換を行う場合には、図２８に示すように、ＣＯＮＴ１信号とＦＲ信号とのＯＲにより得られるＣＯＮＴ５信号をコントロール端子２２２に入力する。これにより、ＦＲ信号＝Ｈの期間には、第２のＰチャネル負荷トランジスタ２１８はオフし、電流Ｉ３が流れないため、更なる低消費電力化が可能となる。例えば、本実施例では、以上の電流制御により、Ｉ３の平均電流を３．７５μＡとすることが可能となり、消費電流はＩ１＋Ｉ２＋Ｉ３＝４．５５μＡに抑えることが可能となった。これにより、消費電流を、電流制御機能のないＮ型オペアンプの消費電流（１５．７μＡ）の約１／３．５倍にすることが可能となった。なお、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３に接続される電流制御機能付きのオペアンプを制御する場合も、図２８に示すようなＣＯＮＴ２、ＣＯＮＴ３、ＣＯＮＴ４信号を、コントロール端子２２２に入力すれば、上記と同様に低消費電力化することが可能となる。
【０１５６】
５．第５の実施例
さて、上記第３、第４の実施例では、Ｖ１、Ｖ３にＰ型オペアンプ１、３を、Ｖ２、Ｖ４にＮ型オペアンプ２、４を接続する構成とすることで、オペアンプの駆動部に流れる電流を少なくし、低消費電力化を図っている。しかし、このような構成とした場合、装置への電源投入時に、以下のような問題が生じることが判明した。
【０１５７】
例えば、図２９（Ａ）に示すように、高電位側の電源であるＶ０＝ＶＤＤ（０Ｖ）を固定電源とする構成の場合（Ｎ基板の場合）は、電源投入時にＶ１、Ｖ３が所定電圧に到達するまでに非常に時間がかかるという問題が生じた（図３１参照）。これは、Ｖ１、Ｖ３に接続されるＰ型オペアンプ１、３では、駆動部を構成するＮチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力を、低消費電力化のために非常に小さくしていることに起因する。例えば、図３０（Ａ）において、ＶＤＤを固定電位の電源としてＶ５の電源が投入されると、Ｖ５の電圧が徐々に低下し、これにしたがってＶ１の電圧が徐々に低下することになる。そして、この場合のＶ１の電圧の低下は、図３０（Ａ）に示すように、Ｎチャネル駆動トランジスタ２０５により電流Ｉｐを流し、電圧平滑用コンデンサ２７０（あるいはＬＣＤパネル）から電荷を引き抜くことにより行われる。ところが、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５の電流供給能力は非常に小さくＩｐは非常に小さいため、図３１に示すようにＶ１の電圧が所定電圧に到達するまで非常に時間がかかってしまうことになる。以上の現象はＶ３についても同様に起こり、この場合には図３１に示すように、Ｖ３が所定電圧に到達するまでには更に時間がかかってしまう。
【０１５８】
図２９（Ｂ）に示すように、低電位側の電源であるＶ５＝ＧＮＤ（０Ｖ）を固定電源とする構成の場合（Ｐ基板の場合）は、今度は、Ｖ２、Ｖ４の所定電圧への到達時間が大きくなってしまう。これは、Ｖ２、Ｖ４に接続されるＮ型オペアンプ２、４では、駆動部を構成するＰチャネル負荷トランジスタ２０４の電流供給能力を非常に小さくしていることに起因する。即ち、図３０（Ｂ）において電源投入時にＶ０から流れる電流Ｉｐが小さくなってしまい、Ｖ４の電圧の上昇が非常に遅くなってしまうからである。この点はＶ２についても同様である。
【０１５９】
以上のような現象が生じると、液晶表示の品質が非常に低下してしまう。例えば、図３１のようにＶ１、Ｖ３の電圧が正確な値に到達するまでに時間がかかると、その間、電圧平均化法の平均化状態が維持できないという事態が生じてしまう。また、図３１におけるＡの点においては、Ｖ１＜Ｖ２＜Ｖ３とならなければならない関係が、Ｖ１＜Ｖ３＜Ｖ２の関係となる事態も生じ、これにより液晶表示が全面黒表示となったりする事態も生じてしまう。
【０１６０】
以上のような事態を防止するには、電源投入直後の所定期間の間、オペアンプの駆動部の電流供給能力を増加させてやればよい。この電流供給能力の増加は、例えば図２９（Ａ）に示す構成の場合は以下のようして実現できる。即ち、この場合には、Ｐ型オペアンプ１、３を、図２７に示すような構成の電流制御機能付きのオペアンプにする（図２７にはＮチャネル型オペアンプに電流制御機能を持たせたものが示されている）。即ち、Ｎチャネル負荷トランジスタ２０５に並列に、第２のＮチャネル負荷トランジスタ及びこれに直列に接続された電流制御用のＮチャネルトランジスタを設ける構成とする。そして、電流制御用のＮチャネルトランジスタのゲート電極に接続されるコントロール端子２２２に対して、電源投入直後の所定期間の間、電流制御用のＮチャネルトランジスタをオン状態にするようなコントロール信号を入力する。これにより、電源投入直後の所定期間の間、駆動部の電流供給能力が増加することになり、Ｖ１、Ｖ３の立ち下がりを早くすることが可能となる。これにより上記事態を防止できる。そして、図２９（Ｂ）に示す構成の場合には、Ｎ型オペアンプ２、４に電流制御機能を持たせて、同様の制御を行えばよい。
【０１６１】
なお、Ｖ１、Ｖ３（あるいはＶ２、Ｖ４）を、電源投入直後の所定期間内に所定レベルに到達させるためには、上記手法に限らず、例えばＶ１とＶ２、Ｖ３とＶ４をトランジスタ等で導通させる等、種々の手法を採用することができる。
【０１６２】
さて、液晶表示の品質が悪化しないようにするために更に好ましくは、上記の制御によりＶ１、Ｖ３（あるいはＶ２、Ｖ４）が所定電圧に到達するまでの所定期間の間、液晶素子に対して過渡状態の電圧が与えられないようにすることが望ましい。そして、Ｖ１、Ｖ３が所定電圧に到達した後に、駆動用電源電圧を供給するように構成する。これにより、液晶表示が全面黒表示となるような事態を完全に防止することができる。
【０１６３】
図３２には、本実施例における電源投入シーケンスのイメージ図が示される。まず、リセット信号（＃１）により、装置内にあるコントロール回路（ロジック回路）がリセットされる。そして、このコントロール回路によりアナログ電源オンの命令（＃２）が発行される。すると、装置内のアナログ回路が動作を開始し、多値の駆動用電源電圧の生成が行われる。そして、この場合、上記のように例えばＶ１、Ｖ３に接続されるオペアンプの電流供給能力を増加させて、タイマにより設定された所定期間の間に、駆動用電源電圧が所定レベルに到達するように制御が行われる。そして、この所定期間の間は、ＬＣＤドライバの出力を全て固定電位であるＶ０に固定する。これにより、過渡的な電圧が液晶素子に印加されることが防止される。そして、所定時間経過後、電源供給装置とＬＣＤドライバとの間が接続され、ＬＣＤドライバが出力可能状態に設定される。その後、上記コントロール回路により表示オン命令（＃３）が出され、ＲＡＭに格納された画像情報がＬＣＤドライバに入力され、液晶表示が行われることになる。なお、この場合、ウエイトタイムの間に表示オン命令が出されても、その命令は無効となる。
【０１６４】
その後、例えばコントロール回路によりパワーセーブ命令（＃４）が出されると、パワーセーブモードに入る。そして、パワーセーブ解除命令（＃５）が出されると、また、タイマにより設定された所定期間の間に、駆動用電源電圧が所定レベルに到達するように制御が行われることになる。
【０１６５】
以上のようなシーケンスで電源投入を行うことで、液晶表示が全面黒表示となるような事態が完全に防止される。
【０１６６】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。
【０１６７】
例えば、上記実施例では、Ｖ０が固定電位であり０Ｖの場合について説明したが、Ｖ５が固定電位であり０Ｖである場合も同様に実現可能である。
【０１６８】
また、電圧調整部に用いられる基準電圧源、定電流源は図４に示すものに限らず種々の構成のものを用いることができる。また、制御部の構成も図３、図４、図５に示すものに限られるものではない。
【０１６９】
また、図７におけるＰ型オペアンプ、Ｎ型オペアンプの構成も、図８、図９に示すものに限らず、例えば、差動部、駆動部の回路構成が異なる種々のオペアンプを採用できる。
【０１７０】
また、本発明が適用される液晶駆動方法も上記実施例の駆動方法に限定されるものではない。
【０１７１】
更に、本発明は線順次に時分割駆動する表示装置ばかりでなく、複数のラインを同時に選択するような時分割駆動の表示装置にも適用できるものである。また、本発明が適用される表示装置も液晶表示装置に限定されるものではない。
【０１７２】
【発明の効果】
本発明によれば、定電圧の第１の電圧が生成され、この第１の電圧に制御手段により可変に制御される第２の電圧を加算されることで、所望の調整電圧を駆動対象に対して供給することが可能となる。特に、本発明によれば、第２の電圧の電圧値は第１の電圧の電圧値に依存しない。従って、第１の電圧を調整する手段により第１の電圧の電圧値を調整したとしても、これに影響されずに前記制御手段により所定の電圧調整範囲において第２の電圧の電圧値を調整することが可能となる。この結果、電圧調整の基準となる電圧と、電圧調整範囲等とを別個独立に調整できることになり、電圧調整の基準となる電圧を変化させたことで電圧調整範囲が狭まったりする等の事態が生じるのを有効に防止できる。これにより従来にない柔軟性に富んだ電圧調整が可能となり、該調整電圧に基づいて駆動される駆動対象の表示品質等の特性を高めることが可能となる。
【０１７３】
また、本発明によれば、温度変化により駆動対象の素子特性が変化した場合にも、第１の電圧、第２の電圧及び第１の電圧と第２の電圧を加算して得られる調整電圧が、この素子特性を補償するように変化するため、温度変化に依存しない安定した電源供給が可能となる。これにより、該調整電圧に基づいて駆動される駆動対象の表示品質等の特性を非常に高めることが可能となる。
【０１７４】
また、本発明によれば、初期動作時に電源供給装置から出力される調整電圧を電圧調整範囲内のセンター値、最小値、あるいは最大値等の所望の値に固定しておくことが可能となる。これにより、調整電圧を生成するためのファームウェアにバラツキ調整用のプログラムを内蔵したり、電圧調整部の出力電圧を検出する回路を設けたりする必要が無くなる。これにより、装置の小型化を図ることができ、半導体装置に装置を内蔵した場合にはチップサイズの削減が可能となる。
【０１７５】
また、本発明によれば、第１の抵抗の抵抗値を調整することで第１の電圧の電圧値を調整でき、第２の抵抗に対して定電流源から流れる電流を調整することで第１の電圧の調整とは別個独立に第２の電圧の電圧値を調整できる。更に、第２の電圧の電圧調整範囲についても、第１の電圧の電圧値に依存しないものとすることができる。これにより従来のように電圧調整範囲を広げるために、切り替え可能な抵抗の段数を多くするようなことが必要なくなり、装置の小型化、半導体チップサイズの削減を図ることができる。また、回路構成を従来のものに比べ簡易なものとすることができ、低消費電力化を図ることも可能となる。更に、電源電圧の変動に依存しない安定した調整電圧、電圧調整範囲を得ることが可能となる。
【０１７６】
また、本発明によれば、温度特性をもつ素子、例えばサーミスタ等を追加しなくても、第１の電圧、第２の電圧、調整電圧、電圧調整範囲等に負の温度特性を持たせることが可能となる。これにより、コントラスト等の特性が負の温度特性をもつ液晶表示装置等に最適の電源供給装置を提供することが可能となる。
【０１７７】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して供給することが可能となる。これにより、インピーダンス変換手段の駆動部に無駄な電流を流すことなく、駆動対象の表示品質等の特性を向上させることが可能となる。
【０１７８】
また、本発明によれば、第１のインピーダンス変換手段の駆動部内のＮチャネル型駆動トランジスタにより、駆動対象からの正の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分小さくすることも可能となる。また、第２のインピーダンス変換手段の駆動部内のＰチャネル型駆動トランジスタにより、駆動対象からの負の電荷を十分に吸収できるとともに、定電流源又は抵抗に流れる電流を十分に小さくすることも可能となる。これにより、駆動対象の表示品質等の特性を向上させることができると共に、駆動部内を流れる電流を節約でき、大幅な低消費電流化が可能となる。これにより、本発明が内蔵される機器のバッテリー寿命等を大幅に延ばすこと等が可能となる。
【０１７９】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧が過渡状態になることによる生じる悪影響を防止でき、駆動対象の表示品質等の特性を向上させることが可能となる。
【０１８０】
また、本発明によれば、例えば６レベル駆動法におけるＶ１、Ｖ３が所定期間内に所定レベルに到達するように制御されることになり、例えばＶ１、Ｖ３の電圧が電源投入時に過渡状態になることによる生じる悪影響を防止できる。これにより、例えば液晶表示が全面黒表示となる等の事態を防止できる。
【０１８１】
また、本発明によれば、例えば６レベル駆動法におけるＶ２、Ｖ４が所定期間内に所定レベルに到達するように制御されることになり、例えばＶ２、Ｖ４の電圧が電源投入時に過渡状態になることによる生じる悪影響を防止できる。これにより、例えば液晶表示が全面黒表示となる等の事態を防止できる。
【０１８２】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧が過渡状態になることにより生ずる悪影響を、より完全に防止でき、駆動対象の表示品質等の特性を更に向上させることが可能となる。
【０１８３】
また、本発明によれば、基準クロックの立ち上がり又は立ち下がりの直後の一定期間だけ定電流源又は抵抗に電流を流すように制御することにより、該定電流源又は抵抗により駆動対象を十分に駆動することが可能となる。これにより、上記期間以外の期間に定電流源又は抵抗に流れる電流を抑えることが可能となり、装置の更なる低消費電力化を図ることが可能となる。
【０１８４】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧によっては、交流化信号が所定のレベルの場合には、負荷がかからないような場合があるため、このような場合に、定電流源又は抵抗に流れる電流を制限することにより、定電流源又は抵抗に無駄な消費電流が流れるのを有効に防止することが可能となる。これにより、駆動対象の表示品質等の特性を低下させることなく、装置の更なる低消費電力化を図ることが可能となる。
【０１８５】
また、本発明によれば、制御手段により制御されない定電流源又は抵抗により駆動部の出力電圧を一定値に保持できると共に、制御手段により制御される定電流源又は抵抗により駆動対象を十分な駆動能力で駆動することが可能となる。これにより、駆動対象の表示品質等の特性を低下させることなく、装置の更なる低消費電力化を図ることが可能となる。
【０１８６】
また、本発明によれば、多値電圧生成手段により生成される多値の駆動用電源電圧の電圧調整を行うことができると共に、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、容量性の駆動対象に対して供給することが可能となる。これにより、駆動対象の表示品質等の特性を向上させながら、低消費電力化を図ることも可能となる。また、電圧調整手段における電圧調整を演算増幅器等を利用して行った場合には、この演算増幅器等を多値電圧生成手段におけるインピーダンス変換手段として用いることも可能となる。これにより、装置の更なる小型化を図ることが可能となる。
【０１８７】
また、本発明によれば、第１の電圧を調整して、センター値等を変化させても、第２の電圧の電圧値は影響を受けないため、センター値等と、第２の電圧及び電圧調整範囲を別個独立に設定でき、従来よりも優れたコントラスト調整が可能となる。これにより、小型・軽量の必要な携帯機器に多く用いられる液晶表示装置に最適なコントラスト調整手法を提供できることになる。
【０１８８】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な６値の電源電圧を、液晶素子に対して供給することが可能となる。これにより、液晶表示を行う際にシャドウ、クロストーク等の現象が生じるのを有効に防止でき、液晶表示の品質を高めることができるとともに、装置の大幅な低消費電力化を図ることも可能となる。
【０１８９】
また、本発明によれば、駆動用電源電圧にかかる負荷に応じた適正な多値の電源電圧を、駆動対象に対して供給することが可能となり、駆動対象の表示特性等の特性を向上させることができると共に、装置の低消費電力化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例に係る電源供給装置のブロック図である。
【図２】図２（Ａ）、（Ｂ）は、本実施例による電圧調整の手法を説明するための図である。
【図３】本発明の第２の実施例に係る電圧調整部の回路図である。
【図４】基準電圧源、定電流源、制御部をＭＯＳトランジスタで構成した場合の電圧調整部の回路図である。
【図５】本発明の電源供給装置を用いた液晶表示装置の一例を示す回路図である。
【図６】本実施例を用いた場合に駆動用電源電圧Ｖ５に現れる温度特性を表す図である。
【図７】本発明の第３の実施例に係る多値電圧生成部の回路図である。
【図８】Ｐ型オペアンプをトランジスタレベルで示した回路図である。
【図９】Ｎチャネル負荷トランジスタとＰチャネル駆動トランジスタの電流特性の関係を示す図である。
【図１０】Ｎ型オペアンプをトランジスタレベルで示した回路図である。
【図１１】図１１（Ａ）は、コモン電極の電圧、セグメント電極の電圧とＶ０〜Ｖ５との関係を示す図であり、図１１（Ｂ）は、コモン電極とセグメント電極の配置の一例を示す図である。
【図１２】図１２（Ａ）、（Ｂ）は、セグメント電極、コモン電極の電圧が変化した場合に、駆動用電源電圧において、どのような電荷を引き込まなければならないかを模式的に示した図である。
【図１３】ＦＲ信号（交流化信号）、ＤＣＫ（基準クロック）のタイミングチャート図である。
【図１４】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形を示す図である。
【図１５】図１４の場合においてＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図１６】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ５からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形を示す図である。
【図１７】図１６の場合においてＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図１８】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２に変化する場合のコモン波形及びセグメント波形を示す図である。
【図１９】図１８の場合においてＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２０】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２のまま変化しない場合のコモン波形及びセグメント波形を示す図である。
【図２１】図２０の場合においてＶ２にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２２】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ５からＶ２、Ｖ５からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２３】ＦＲ切り替え時Ａにおいてセグメント電極の電圧がＶ３からＶ２、Ｖ３からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２４】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ０からＶ２、Ｖ０からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２５】期間Ｂにおいてセグメント電極の電圧がＶ２からＶ２、Ｖ２からＶ０に変化する場合のＶ１にかかる負荷を計算するプロセス及び計算結果を示す図である。
【図２６】Ｖ１〜Ｖ４にかかる負荷の計算結果をまとめた図である。
【図２７】電流制御機能を持たせたＮ型オペアンプの回路図である。
【図２８】ＤＣＫ、コントロール信号、ＦＲ信号のタイミングチャート図である。
【図２９】図２９（Ａ）は、高電位側の電源を固定電源とする場合の多値電圧生成部の構成であり、図２９（Ｂ）は、低電位側の電源を固定電源とする場合の多値電圧生成部の構成である。
【図３０】図３０（Ａ）、（Ｂ）は電源投入時におけるＶ１、Ｖ４の電圧変化を説明するための図である。
【図３１】電源投入時におけるＶ１〜Ｖ５の電圧変化を表す特性図である。
【図３２】第５の実施例における電源投入のシーケンスを表すイメージ図である。
【図３３】液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給装置の一例を示す図である。
【図３４】液晶表示装置等に用いられる従来の電源供給装置の他の一例を示す図である。
【図３５】図３５（Ａ）、（Ｂ）は、従来例における電圧調整の手法を説明するための図である。
【符号の説明】
１、２ Ｎ型オペアンプ
３、４ Ｐ型オペアンプ
６ オペアンプ
７ 基準電圧源
８ 定電流源
９ 制御部
１０、１１ 抵抗
１２ 分圧抵抗
１００ 電源供給装置
１０２ 電圧調整部
１０４ 第１電圧生成部
１０６ 加算部
１０７ 第２電圧生成部
１０８ 制御部
１１０ 多値電圧生成部
１１２ 電圧分割部
１１６、１２０ 第１のインピーダンス変換部
１１４、１１８ 第２のインピーダンス変換部
１２２、１２４、１２６、１２８、１３０、１３２ 分割端子
２００、２０１ 駆動部
２０３ 電位分割部
２０４ Ｐチャネル駆動トランジスタ
２０５ Ｎチャネル負荷トランジスタ
２０６ 差動増幅部
２０８ ＋入力端子
２０９ −入力端子
２１２ Ｎチャネル駆動トランジスタ
２１３ Ｐチャネル負荷トランジスタ
２１８ 第２のＰチャネル負荷トランジスタ
２１９ 電流制御用トランジスタ
２２２ コントロール端子
Claims (3)
- 電圧調整手段を含み、該電圧調整手段により調整された電源電圧を駆動対象に対して供給するための電源供給装置において、
前記電圧調整手段が、
第１、第２の入力端子と出力端子とを有する演算増幅器と、
前記演算増幅器の前記第１の入力端子に接続された基準電圧源と、
一方が前記演算増幅器の前記第２の入力端子に接続され他方が固定電位に接続された第１の抵抗と、
一方が前記演算増幅器の前記第２の入力端子に接続され他方が前記演算増幅器の前記出力端子に接続された第２の抵抗と、
定電流源と、
前記定電流源と前記演算増幅器の前記第２の入力端子との間に設けられ、前記定電流源から前記第２の入力端子を介して前記第２の抵抗に流れる電流を可変に制御する手段とを含むことを特徴とする電源供給装置。 - 請求項１において、
前記基準電圧源からの基準電圧及び前記定電流源からの定電流に対して、駆動対象の温度特性を補償する温度特性を持たせたことを特徴とする電源供給装置。 - 請求項１又は２のいずれかにおいて、
定電流源から前記第２の抵抗に流れる電流が、装置の初期動作時において所定値に固定されていることを特徴とする電源供給装置。
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