JP3664040B2 - PWM inverter for motor control - Google Patents

PWM inverter for motor control Download PDF

Info

Publication number
JP3664040B2
JP3664040B2 JP2000144311A JP2000144311A JP3664040B2 JP 3664040 B2 JP3664040 B2 JP 3664040B2 JP 2000144311 A JP2000144311 A JP 2000144311A JP 2000144311 A JP2000144311 A JP 2000144311A JP 3664040 B2 JP3664040 B2 JP 3664040B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
value
voltage command
command value
phase
pwm
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2000144311A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2001327173A (en
Inventor
康彦 北島
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nissan Motor Co Ltd
Original Assignee
Nissan Motor Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nissan Motor Co Ltd filed Critical Nissan Motor Co Ltd
Priority to JP2000144311A priority Critical patent/JP3664040B2/en
Publication of JP2001327173A publication Critical patent/JP2001327173A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3664040B2 publication Critical patent/JP3664040B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Landscapes

  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Multiple Motors (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータの相電流を用いてモータをフィードバック制御するモータ制御用インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電源で３相モータを駆動するため、モータの相電流を用いてモータ電流をフィードバック制御するＰＷＭ（パルス幅変調）による電流制御のインバータが使用される。
このような電流制御ＰＷＭインバータでは、制御指令が電流指令値として与えられ、これを電圧指令値に変換したあと主回路の各相のスイッチング素子に対するＰＷＭ制御信号が生成される。そして各相の相電流値が上記電圧指令値を調節するためフィードバックされる。
【０００３】
ここで、各相の相電流に関して、例えば特開平８−１９２６３に開示されるＰＷＭインバータでは、インバータ主回路の各相のスイッチング素子のスイッチング直前および直後に、電流センサでインバータ主回路の直流母線電流を検出し、検出電流の変化分をスイッチングタイミングに応じて各相別に分配することにより、相別の検出電流とすることが行なわれる。これにより、相別の電流検出が１つの電流センサで済ませられることが期待される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ＰＷＭインバータでは一般に、電圧指令値が３相とも０となったり、あるいは２相の電圧指令値がほぼ等しくなる場合が発生する。この結果、例えば３相のスイッチング素子が同時にスイッチングを行なったときは前者となり、２相のスイッチング素子が同時にスイッチングを行なえば後者となる。
図６はその具体例で、（ａ）は電圧指令値と比較三角波を示し、（ｂ）はＰＷＭパルスを、（ｃ）は直流母線電流の変化を示す。
（ａ）のように、３相ｕ、ｖ、ｗのうちｖ相の電圧指令値ｖｖ* とｗ相の電圧指令値ｖｗ* の値が同一の場合には、三角波比較により生成されるＰＷＭパルスは、（ｂ）のように、ｖ相電圧とｗ相電圧の立ち上がりおよび立ち下がり、すなわちスイッチングがそれぞれ同時となる。
【０００５】
しかしながら、上記直流母線電流を１つの電流センサで検出する従来のＰＷＭインバータでは、各相のスイッチング素子のスイッチング前後の直流母線電流をサンプルホールドしてその検出値の差から対応する相の電流値を求める構成であるので、ｖ相電圧とｗ相電圧の立ち上がりおよび立ち下がりが同時では、各相の電流情報が直流母線に現われる時間が短くて検出困難で、図６の（ｃ）のように、ｖ相電流とｗ相電流とを分離することができない。
これは、スイッチングが完全に同時である場合だけでなく、１つの相のスイッチングから他の相のスイッチングまでの間隔が短い場合も同様であり、スイッチング間の直流母線電流の検出が困難、あるいは検出精度の低下を招き、したがって各相電流を適正に求めることができないという問題がある。
【０００６】
したがって、本発明は、上記の問題点に鑑み、フィードバック制御に用いる相電流を直流母線電流から求めるモータ制御用インバータにおいて、各相間でスイッチングのタイミングが重なる場合にも各相電流を適正に求めることができるようにしたモータ制御用インバータを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このため、請求項１の本発明は、電流制御により３相の第１の電圧指令値を出力する電流制御部と、第１の電圧指令値に基づいてＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス生成手段と、ＰＷＭパルスに制御されてモータを駆動するインバータ主回路を備え、モータの相電流を電流制御部へフィードバックするモータ制御用ＰＷＭインバータにおいて、インバータ主回路の直流母線に電流センサを設けるとともに、相電流を電流センサの検出値とＰＷＭパルス生成手段から出力されるＰＷＭパルスとに基づいて演算する相電流演算部を有する。
【０００８】
そしてＰＷＭパルス生成手段は、第１の電圧指令値の大きさ順に並べた相間の差が所定間隔値より小さいとき、１ＰＷＭ周期ごとに、当該差が小さい２つの相の第１の電圧指令値の少なくも一方の値を、当該値と平均値を同一にしかつ周期の前半と後半とで異なる値とした第２の電圧指令値に補正して、各相間の差を所定間隔値以上とする電圧指令補正部と、第２の電圧指令値にしたがってＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス生成部とからなるものとした。
ＰＷＭパルス生成手段が出力するＰＷＭパルス立ち上がりまたは立ち下がりの相間のタイミング間隔が所定値以上に確保されるので、各相に対応する直流母線電流が確実に検出され、相電流が演算できる。
【０００９】
より具体的には、請求項２のように、電圧指令補正部は、１ＰＷＭ周期の前半において上記の差が小さい２つの相の少なくも一方の第１の電圧指令値をその差を拡大する方向に所定値だけ補正し、周期の後半において当該所定値だけ上記一方の第１の電圧指令値を逆方向に補正して、第２の電圧指令値とすることができる。
ＰＷＭパルス生成手段が相間のタイミング間隔を確保したＰＷＭパルスを出力するためには、第１の電圧指令値を第２の電圧指令値へ補正する電圧指令補正部を備えることにより可能となる。
電圧指令補正部では近接している相の一方の第１の電圧指令値を補正して指令値の差を大きくした第２の電圧指令値とすることにより、ＰＷＭパルスのタイミング間隔を広げる。また、補正した指令値は前半と後半で異ならせて平均値を補正前と同一にするので、１周期全体では第１の電圧指令値と同一レベルを保持しながらＰＷＭパルスのタイミング間隔が確保される。
【００１０】
請求項３の発明は、１ＰＷＭ周期の前半における補正として、とくに、差が小さい２つの相が第１の電圧指令値の最も大きい値の相を含むときは、該最も大きい値の第１の電圧指令値に所定値を加算し、差が小さい２つの相が第１の電圧指令値の最も小さい値の相を含むときは、該最も小さい値の第１の電圧指令値から所定値を減算する。
これにより、補正により得られた第２の電圧指令値が、補正前には十分な間隔があった相に近づき、その差が所定間隔値より小さくなってしまう事態が防止される。
【００１１】
請求項４の発明は、電圧指令補正部が、第１の電圧指令値の大きさ順に並べた３相の差が互いに隣り合う間でそれぞれ所定間隔値より小さいとき、１ＰＷＭ周期の前半において選択した２つの相の第１の電圧指令値をそれぞれ第１の所定値および第２の所定値だけ補正して３相の隣り合う相間を所定間隔値とし、周期の後半において第１の所定値および第２の所定値だけ選択した２つの相の第１の電圧指令値を逆方向に補正して、第２の電圧指令値とするものである。
とくに、３相間がすべて所定間隔値より小さいときにも、第２の電圧指令値の各相間が所定間隔値となるように補正されるので、各相に対応する直流母線電流が確実に検出され、相電流が演算できる。
【００１２】
請求項５の発明は、請求項５の構成においてとくに選択した２つの相が第１の電圧指令値の最も大きい値と最も小さい値の相であり、１ＰＷＭ周期の前半における補正は、最も大きい値の第１の電圧指令値に第１の所定値を加算し、最も小さい値の第１の電圧指令値から第２の所定値を減算するものである。
これにより、第１の所定値および第２の所定値は最小限の値で各相間を所定間隔値に広げることができ、補正量として第１の電圧指令値からの変化量を少なくしながらＰＷＭパルスのタイミング間隔を広げ、各相電流を求めることができる。
【００１３】
請求項６の発明は、２組のモータに対して、電流制御により３相の第１の電圧指令値を出力する電流制御部と、第１の電圧指令値を補正して第２の電圧指令値を出力する電圧指令補正部と、第２の電圧指令値に基づいてＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス生成部と、ＰＷＭパルスに制御されてモータを駆動するインバータ主回路とをそれぞれ対応して備え、各インバータ主回路が共通の直流母線を介して直流電源から電源供給され、各モータの相電流を対応する電流制御部へフィードバックするモータ制御用ＰＷＭインバータにおいて、直流母線に電流センサを設けるとともに、相電流を電流センサの検出値とＰＷＭパルス生成部から出力されるＰＷＭパルスとに基づいて演算する相電流演算部を有し、各電圧指令補正部はそれぞれ、両電流制御部からの第１の電圧指令値の大きさ順に並べた６相において互いに隣り合う相間に所定間隔値より小さい差があるとき、１ＰＷＭ周期の前半において、上記６相の互いに隣り合う相間の差が所定間隔値以上となるように、各電圧指令補正部が対応する第１の電圧指令値をその相別に設定された所定値で補正し、周期の後半において、上に補正した第１の電圧指令値を上記相別に設定された所定値だけ逆方向に補正して、第２の電圧指令値とするものとした。
２組のモータのインバータ主回路が直流電源を共用し、各電圧指令補正部において両電流制御部からの第１の電圧指令値の大きさ順に並べた６相において互いに隣り合う相間を所定間隔値以上とするので、各相に対応する直流母線電流が１つの電流センサで確実に検出され、これに基づいて相電流を求めることができる。
【００１４】
なお、上記の電圧指令値における所定間隔値は、請求項７のように、電流センサが直流母線の電流を検出するに必要な時間に相当する電圧差に止めるのが好ましい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を実施例により説明する。
図１は実施例の全体構成を示すブロック図である。
直流電源２に、６個のスイッチング素子４からなる３相ブリッジ回路３を介して、モータ５が接続され、インバータ主回路１を形成している。３相ブリッジ回路３はモータ５へ相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを出力する。
直流電源２には３相ブリッジ回路３と並列にコンデンサ６が設けられ、３相ブリッジ回路３へ供給される直流電圧を安定化させている。
【００１６】
インバータ主回路１の制御のため、モータ駆動指令として外部から電流指令値を受ける電流制御部１０が設けられ、電流制御部１０に順次電圧指令補正部１１およびＰＷＭパルス生成部１２が接続されている。
電流制御部１０は、電流指令値と後述する相電流に基づいて各相の第１の電圧指令値ｖｕ１* 、ｖｖ１* 、ｖｗ１* を出力する。電圧指令補正部１１は、第１の電圧指令値を補正して第２の電圧指令値ｖｕ２* 、ｖｖ２* 、ｖｗ２* を出力する。
ＰＷＭパルス生成部１２は、第２の電圧指令値に基づいて、３相ブリッジ回路３のスイッチング素子４をオン、オフするＰＷＭパルス信号を出力する。
【００１７】
直流電源２から３相ブリッジ回路３に向かう直流母線８には電流センサ１３が設けられ、電流センサ１３は相電流演算部１４に接続されている。
相電流演算部１４はＰＷＭパルス生成部１２と電流制御部１０に接続されており、電流センサ１３により検出した直流母線電流ＩｓとＰＷＭパルス生成部１２からのＰＷＭパルス信号とに基づいて、モータ５への相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを演算してこれをフィードバック情報として電流制御部１０へ出力する。
【００１８】
電圧指令補正部１１は、３相ブリッジ回路３のスイッチング素子４の相間のスイッチング間隔が短かくなってスイッチング間の直流母線電流の検出が困難となる程度に各相に対する第１の電圧指令値間が差が小さいとき、相間のスイッチング間隔を拡大するように補正して第２の電圧指令値とする。
図２、図３は、電圧指令補正部１１における各ＰＷＭ周期ごとの第２の電圧指令値生成の流れを示すフローチャートである。
まず、ステップ１０１において、電流制御部１０から出力された第１の電圧指令値ｖｕ１* 、ｖｖ１* 、ｖｗ１* の大きさの順序を調べる。ここでは、その１番目に大きいものを最大相電圧指令値ｖｍａｘ１* 、２番目に大きいものを第２相電圧指令値ｖｍ１* 、そして３番目のものを最小相電圧指令値ｖｍｉｎ１* と呼ぶ。
【００１９】
そして、ステップ１０２では、そのなかの最大相電圧指令値ｖｍａｘ１* と第２相電圧指令値ｖｍ１* の差Δｖ１２を求め、次のステップ１０３で、指令値の差Δｖ１２が所定値Ｄｍｉｎ以上であるかどうかをチェックする。ここで、所定値Ｄｍｉｎは、直流母線電流Ｉｓの検出に十分な時間間隔に相当する値として、あらかじめ設定される。
指令値の差Δｖ１２が所定値Ｄｍｉｎ以上であるときは、ステップ１０５へ進み、所定値Ｄｍｉｎより小さいときはステップ１０４へ進む。
【００２０】
ステップ１０４では、補正量をｖｃｍｐ１２＝Ｄｍｉｎ−Δｖ１２に設定する。一方、ステップ１０５では、補正の必要がないので、ｖｃｍｐ１２＝０とする。
ステップ１０６では、最大相電圧指令値ｖｍａｘ１* に補正量ｖｃｍｐ１２を加算して、第１の電圧指令値の１番目に大きい相に対応するＰＷＭ周期前半の補正値（第２の電圧指令値）ｖｍａｘ２f*とする。
なお、第２相電圧指令値から補正量を減算して間隔を広げる場合には、小さくなった第２相電圧指令値が最小相電圧指令値へ所定値Ｄｍｉｎよりも近づいてしまう可能性があるので、ここでは最大相電圧指令値の方を補正して一層大きくすることにより間隔を広げている。
【００２１】
つぎに、ステップ１０７において、第２相電圧指令値ｖｍ１* と最小相電圧指令値ｖｍｉｎ１* の差Δｖ２３を求め、次のステップ１０８で、指令値の差Δｖ２３が所定値Ｄｍｉｎ以上であるかどうかをチェックする。
指令値の差Δｖ２３が所定値Ｄｍｉｎ以上であるときは、ステップ１１０へ進み、所定値Ｄｍｉｎより小さいときはステップ１０９へ進む。
ステップ１０９では、補正量をｖｃｍｐ２３＝Ｄｍｉｎ−Δｖ２３に設定する。一方、ステップ１１０では、補正の必要がないので、ｖｃｍｐ２３＝０とする。
【００２２】
そして、つぎのステップ１１１において、最小相電圧指令値ｖｍｉｎ１* から補正量ｖｃｍｐ２３を減算して、第１の電圧指令値の３番目の相に対応するＰＷＭ周期前半の補正値（第２の電圧指令値）ｖｍｉｎ２f*とする。
第２相電圧指令値に補正量を加算して間隔を広げる場合には、大きくなった第２相電圧指令値が最大相電圧指令値へ所定値Ｄｍｉｎよりも近づいてしまう可能性があるので、ここでは最小相電圧指令値の方を補正して一層小さくすることにより間隔を広げている。
【００２３】
続いて、ステップ１１２で、２番目に大きい第２相電圧指令値ｖｍ１* をそのまま当該相のＰＷＭ周期前半の補正値（第２の電圧指令値）ｖｍ２f*とする。
ステップ１１３では、上記のステップ１０６、１１１、１１２において求めた補正値ｖｍａｘ２f*、ｖｍｉｎ２f*、ｖｍ２f*をＰＷＭ周期前半における第２の電圧指令値ｖｕ２* 、ｖｖ２* 、ｖｗ２* として設定し、ＰＷＭパルス生成部１２へ出力する。
【００２４】
つぎに、ＰＷＭ周期後半の第２の電圧指令値を求める。
まずステップ１１４において、最大相電圧指令値ｖｍａｘ１* から補正量ｖｃｍｐ１２を減算して、第１の電圧指令値の１番目に大きい相に対応する補正値（第２の電圧指令値）ｖｍａｘ２r*とする。
ステップ１１５では、最小相電圧指令値ｖｍｉｎ１* に補正量ｖｃｍｐ２３を加算して、第１の電圧指令値の３番目の相に対応する補正値（第２の電圧指令値）ｖｍｉｎ２r*とする。
そして、ステップ１１６で、２番目に大きい第２相電圧指令値ｖｍ１* をそのまま当該相の補正値（第２の電圧指令値）ｖｍ２r*とする。
【００２５】
ステップ１１７では、上記のステップ１１４〜１１５において求めた補正値ｖｍａｘ２r*、ｖｍｉｎ２r*、ｖｍ２r*をＰＷＭ周期後半における第２の電圧指令値ｖｕ２* 、ｖｖ２* 、ｖｗ２* として設定し、ＰＷＭパルス生成部１２へ出力する。
上記のｖｍａｘ２r*およびｖｍｉｎ２r*は、ＰＷＭ周期前半において加算あるいは減算された補正量をそれぞれ逆方向に減算、加算して設定するので、第１の電圧指令値の１番目に大きい相ならびに３番目の相に対応する各第２の電圧指令値のＰＷＭ周期前半および後半にわたる平均値は第１の電圧指令値と同一となる。
【００２６】
電流制御部１０から出力された第１の電圧指令値は、このように電圧指令補正部１１で第２の電圧指令値ｖｕ２* 、ｖｖ２* 、ｖｗ２* へ補正されてＰＷＭパルス生成部１２へ入力されるので、３相ブリッジ回路３のスイッチング素子４のオン、オフタイミングが相間で分離され、スイッチング間の直流母線電流Ｉｓを確実に検出できる。
図４はこの分離状況を示す波形チャートである。（ａ）は第１の電圧指令値と比較三角波を示し、（ｂ）は第２の電圧指令値と比較三角波を、（ｃ）はＰＷＭパルスを、（ｄ）は直流母線電流の変化を示す。
ここでは、（ａ）のように、ｕ相の第１の電圧指令値ｖｕ１* の値が最も大きく、これより十分離れてｖ相とｗ相の第１の電圧指令値ｖｖ１* 、ｖｗ１* がｖｖ１* ＞ｖｗ１*で互いに近接した値であったものとする。
【００２７】
（ｂ）は第２の電圧指令値を示し、ＰＷＭ周期前半では、３番目の相はｖｗ１* からｖｃｍｐ２３＝Ｄｍｉｎ−Δｖ２３を減じたｖｗ２* となっている。
ここで、Δｖ２３＝ｖｖ１* −ｖｗ１* である。
他の相の第２の電圧指令値ｖｕ２* 、ｖｖ２* の値は第１の電圧指令値と同一である。ｖｗ２* とｖｖ２* の差はＤｍｉｎとなる。
またＰＷＭ周期後半では、３番目の相がｖｗ１* にｖｃｍｐ２３を加算した値のｖｗ２* となっている。
他の相の第２の電圧指令値ｖｕ２* 、ｖｖ２* の値は、前半と同様に、第１の電圧指令値と同一である。
【００２８】
第２の電圧指令値から三角波比較により生成されるＰＷＭパルスは、図３の（ｃ）に示されるように、ｌＰＷＭ周期の前半においてｖｗ２* とｖｖ２* がＤｍｉｎだけ分離され、その結果、ｖ相とｗ相間のパルスの立ち下がり、立ち上がりのタイミング間隔ΔＴが確保される。
これにより、（ｄ）に示すように、各パルスによるスイッチング間の直流母線電流Ｉｓの検出が可能となって、相電流演算部１４において相電流ｉｕはもちろんのこと、相電流ｉｖ、ｉｗを明確に求めることができる。
なお、ｌＰＷＭ周期の後半ではｖｖ２* とｖｗ２* （＝ｖｗ１* ＋ｖｃｍｐ２３）間の差はＤｍｉｎより小さくなるので、この差においても十分直流母線電流Ｉｓが検出可能なようにＤｍｉｎの値を設定するのが好ましい。しかし、Ｄｍｉｎを直流母線電流の検出が可能な最小値に設定した場合にも、ＰＷＭ周期の前半でタイミング間隔ΔＴが確保されて直流母線電流Ｉｓが検出されるから、その検出値を当該周期における直流母線電流として用いることができる。
【００２９】
以上、第１の電圧指令値の大きさが２番目と３番目のものが近接している場合について説明したが、１番目と２番目の第１の電圧指令値が近接している場合、あるいは第１の電圧指令値のすべてが互いに近接している場合も同様である。
【００３０】
本実施例は以上のように構成され、フィードバック制御に用いるモータ５の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを直流母線電流Ｉｓから演算するＰＷＭインバータにおいて、電流制御部１０で生成される３相の第１の電圧指令値に互いに近接しているものがある場合、その間を所定値Ｄｍｉｎだけ離間させてオフセットした第２の電圧指令値に補正、変換し、この第２の電圧指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成するようにしたので、３相ブリッジ回路３におけるスイッチングが同時期に重なるおそれがある場合にも、スイッチング間に所定のタイミング間隔が確保されて、スイッチング間に直流母線電流Ｉｓを確実に検出でき、各相の相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを演算することができる。
【００３１】
また、上記所定値Ｄｍｉｎの離間オフセットはＰＷＭ周期の前半に限定し、後半における第２の電圧指令値は同量だけ逆側にオフセットした値に補正するので、ＰＷＭ周期の前半後半を通した全体の平均としては第１の電圧指令値と同一であるから、モータ５の駆動自体にはなんら影響を与えない。
【００３２】
つぎに、図５は第２の実施例を示す。この実施例は、直流電源を共用する２組の電流制御ＰＷＭインバータの直流母線に設けた１つの電流センサで、２組のモータの相電流を演算するようにしたものである。
各モータ５Ａ、５Ｂの３相ブリッジ回路３Ａ、３Ｂにはそれぞれ第１の実施例と同様の電流制御部１０Ａ、１０Ｂ、電圧指令補正部１１Ａ、１１ＢおよびＰＷＭパルス生成部１２Ａ、１２Ｂが接続されるとともに、各３相ブリッジ回路３Ａ、３Ｂは共通の直流電源１に接続されている。
電圧指令補正部１１Ａ、１１Ｂは相互に接続されて、対応する電流制御部１０Ａ、１０Ｂからの第１の電圧指令値の情報を他方の電圧指令補正部１１Ｂ、１１Ａへ送出するようになっている。
【００３３】
直流電源１から３相ブリッジ回路に向かう直流母線８には、２つの３相ブリッジ回路３Ａ、３Ｂへの分岐前に１つの電流センサ１３が設けられ、電流センサ１３は相電流演算部１６に接続されている。
相電流演算部１６は２組のモータ５Ａ、５Ｂに共通であって、ＰＷＭパルス生成部１２Ａおよび１２ＢからＰＷＭパルス信号が入力され、各モータ５Ａ、５Ｂへの相電流ｉｕａ、ｉｖａ、ｉｗａ、ならびにｉｕｂ、ｉｖｂ、ｉｗｂを演算し、これをフィードバック情報として対応する電流制御部１０Ａおよび１０Ｂへ出力する。
【００３４】
各電圧指令補正部１１Ａ、１１Ｂは、ＰＷＭパルス生成部１２Ａ、１２Ｂへの２組計６つの電圧指令値相互間の差が所定値以上となるように、電流制御部１０Ａおよび１０Ｂからの第１の電圧指令値を補正する。
すなわち、各電圧指令補正部では、両電流制御部１０Ａおよび１０Ｂから出力された第１の電圧指令値ｖｕ１a*、ｖｖ１a*、ｖｗ１a*、ｖｕ１b*、ｖｖ１b*、ｖｗ１b*の大きさの順序を調べる。
【００３５】
そして、これらのなかで、まず値が０に近い２つのｖｍ１３* とｖｍ１４* の差が所定値Ｄｍｉｎ以上でないときは、その差がＤｍｉｎとなるように一方の値、例えばｖｍ１３* を変更して第２の電圧指令値ｖｍ２３* とする。差が所定値Ｄｍｉｎ以上であるときはｖｍ１３* の値をそのまま第２の電圧指令値ｖｍ２３* とする。
【００３６】
続けて、ｖｍ２３* を値が大きい方向に隣り合う値ｖｍ１２* と比較して、差が小さければその差がＤｍｉｎとなるように大きい方の値ｖｍ１２* を変更（補正）して第２の電圧指令値ｖｍ２２* とする。差が所定値Ｄｍｉｎ以上であるときはｖｍ１２* の値をそのまま第２の電圧指令値ｖｍ２２* とする。
さらに、ｖｍ２２* を値が大きい方向に隣り合う値ｖｍ１１* と比較して、差が小さければその差がＤｍｉｎとなるように大きい方の値ｖｍ１１* を変更して第２の電圧指令値ｖｍ２１* とする。差が所定値Ｄｍｉｎ以上であるときはｖｍ１１* の値をそのまま第２の電圧指令値ｖｍ２１* とする。
【００３７】
同様にして、ｖｍ１４* から順に値が小さい方向に隣り合う値との差が所定値Ｄｍｉｎ以上となるように、必要な補正を施して第２の電圧指令値ｖｍ２４* 、ｖｍ２５* 、ｖｍ２６* を設定する。
【００３８】
電圧指令補正部１１Ａでは、以上に設定したｖｍ２１* 〜ｖｍ２６* のうち、ｖｕ１a*、ｖｖ１a*、ｖｗ１a*に対応する相電圧をＰＷＭ周期の前半における第２の電圧指令値ｖｕ２a*、ｖｖ２a*、ｖｗ２a*としてＰＷＭパルス生成部１２Ａへ出力し、電圧指令補正部１１Ｂは、ｖｍ２１* 〜ｖｍ２６* のうち、ｖｕ１b*、ｖｖ１b*、ｖｗ１b*に対応する相電圧をＰＷＭ周期の前半における第２の電圧指令値ｖｕ２b*、ｖｖ２b*、ｖｗ２b*としてＰＷＭパルス生成部１２Ｂへ出力する。
【００３９】
そして、ＰＷＭ周期の後半については、電圧指令補正部１１Ａでは、ｖｕ１a*、ｖｖ１a*、ｖｗ１a*を基準に前半に行なった補正と同量だけ逆側にオフセットした値の相電圧を第２の電圧指令値としてＰＷＭパルス生成部１２Ａへ出力し、電圧指令補正部１１Ｂでは、ｖｕ１b*、ｖｖ１b*、ｖｗ１b*を基準に前半に行なった補正と同量だけ逆側にオフセットした値の相電圧を第２の電圧指令値としてＰＷＭパルス生成部１２Ｂへ出力する。
その他の構成は、前実施例と同様である。
【００４０】
本実施例は以上のように構成され、直流電源１を共用する２組のモータ５Ａ、５Ｂにそれぞれ個別にＰＷＭパルスを供給する場合にも、ＰＷＭ周期の前半において、両者における電圧指令値すべての間が少なくも所定値Ｄｍｉｎだけ離間されるように補正した第２の電圧指令値に基づいてＰＷＭパルスを生成するようにしたので、各３相ブリッジ回路３Ａ、３Ｂにおけるスイッチング間に所定のタイミング間隔が確保されて、スイッチング間に直流母線電流Ｉｓを確実に検出でき、各相の相電流ｉｕａ、ｉｖａ、ｉｗａ、ならびにｉｕｂ、ｉｖｂ、ｉｗｂを演算することができる。
【００４１】
なお、この実施例では２組のモータ制御について説明したが、３組以上のモータを制御する場合にも本発明を同様に適用することができる。
また、各実施例では、ＰＷＭ周期の前半において隣接する相電圧の差が所定値Ｄｍｉｎとなるように補正するが、これに限らず、ＰＷＭ周期の後半において隣接する相電圧の差が所定値Ｄｍｉｎとなるように補正量を設定し、その前半には当該補正量だけ逆方向にオフセットさせて第２の電圧指令値とすることもできる。
【００４２】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明は、インバータ主回路からモータへの相電流を電流制御部へフィードバックするモータ制御用ＰＷＭインバータにおいて、第１の電圧指令値の大きさ順に並べた相間の差が所定間隔値より小さいとき、１ＰＷＭ周期ごとに、当該差が小さい２つの相の第１の電圧指令値の少なくも一方の値を、当該値と平均値を同一にしかつ周期の前半と後半とで異なる値とした第２の電圧指令値に補正して、各相間の差を所定間隔値以上とする電圧指令補正部と、第２の電圧指令値にしたがってＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス生成部とからなるＰＷＭパルス生成手段により各相間のＰＷＭパルスの立ち上がりまたは立ち下がりのタイミング間隔を所定値以上としてＰＷＭパルスを生成するので、インバータ主回路の直流母線の各相に対応する電流が１つの電流センサで確実に検出でき、この直流母線電流に基づいて相電流が演算できるという効果を有する。
【００４３】
そしてとくに、電圧指令補正部は、１ＰＷＭ周期の前半において差が小さい２つの相の少なくも一方の第１の電圧指令値をその差を拡大する方向に所定値だけ補正し、周期の後半において当該所定値だけ上記一方の第１の電圧指令値を逆方向に補正して、第２の電圧指令値とすることができる。
これにより、相間の電圧指令値の差が広げられて直流母線の各相電流が識別検出可となるとともに、電圧指令値の１周期全体での平均値は補正前と同一レベルを保持する。
【００４４】
なお、１ＰＷＭ周期の前半においては、差が小さい２つの相が第１の電圧指令値の最も大きい値の相を含むときは、該最も大きい値の第１の電圧指令値に所定値を加算し、差が小さい２つの相が第１の電圧指令値の最も小さい値の相を含むときは、該最も小さい値の第１の電圧指令値から所定値を減算して補正することにより、補正により得られた第２の電圧指令値が、補正前には十分な間隔があった相に近づいてその差が所定間隔値より小さくなってしまう事態が防止される。
【００４５】
また、第１の電圧指令値の大きさ順に並べた３相の差が互いに隣り合う間でいずれも所定間隔値より小さいときは、１ＰＷＭ周期の前半において選択した２つの相の第１の電圧指令値をそれぞれ第１の所定値および第２の所定値だけ補正して３相の隣り合う相間を所定間隔値とし、周期の後半において第１の所定値および第２の所定値だけ選択した２つの相の第１の電圧指令値を逆方向に補正して、第２の電圧指令値とすることにより、３相間がすべて所定間隔値より小さいときにも、第２の電圧指令値の各相間が広げられて各相に対応する直流母線電流が確実に検出され、相電流が演算できる。
【００４６】
この際、とくに第１の電圧指令値の最も大きい値と最も小さい値の相を選択して、１ＰＷＭ周期の前半において、最も大きい値の第１の電圧指令値に第１の所定値を加算し、最も小さい値の第１の電圧指令値から第２の所定値を減算して補正することにより、最小限の補正量で各相間をＰＷＭパルスのタイミング間隔を広げ、各相電流を求めることができる。
【００４７】
さらに、２組のモータについてそれぞれ電流制御部、電圧指令補正部、ＰＷＭパルス生成部およびインバータ主回路が設けられ、各インバータ主回路が共通の直流母線を介して直流電源から電源供給され、モータの相電流を各電流制御部へフィードバックするモータ制御用ＰＷＭインバータにおいては、電圧指令補正部は両電流制御部からの第１の電圧指令値の大きさ順に並べた６相において互いに隣り合う相間の差が所定間隔値以上となるように、第１の電圧指令値をその相別に設定された所定値で補正し、周期の後半において、その所定値だけ逆方向に補正して、第２の電圧指令値とするものとすることにより、モータが２つに増えた場合にも、各相に対応する直流母線電流が１つの電流センサで確実に検出され、これに基づいて相電流を求めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図である。
【図２】第２の電圧指令値生成の流れを示すフローチャートである。
【図３】第２の電圧指令値生成の流れを示すフローチャートである。
【図４】実施例の作用を説明する波形チャートである。
【図５】第２の実施例を示すブロック図である。
【図６】従来の問題点を示す波形チャートである。
【符号の説明】
１ インバータ主回路
２ 直流電源
３、３Ａ、３Ｂ ３相ブリッジ回路
４ スイッチング素子
５、５Ａ、５Ｂ モータ
６ コンデンサ
８ 直流母線
１０、１０Ａ、１０Ｂ 電流制御部
１１、１１Ａ、１１Ｂ 電圧指令補正部
１２、１２Ａ、１２Ｂ ＰＷＭパルス生成部
１３ 電流センサ
１４、１６ 相電流演算部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control inverter that performs feedback control of a motor using a phase current of the motor.
[0002]
[Prior art]
In order to drive a three-phase motor with a DC power supply, a current controlled inverter using PWM (pulse width modulation) that feedback-controls the motor current using the phase current of the motor is used.
In such a current control PWM inverter, a control command is given as a current command value, and after converting this to a voltage command value, a PWM control signal is generated for each phase switching element of the main circuit. The phase current value of each phase is fed back to adjust the voltage command value.
[0003]
Here, regarding the phase current of each phase, for example, in the PWM inverter disclosed in JP-A-8-19263, the DC bus current of the inverter main circuit is detected by the current sensor immediately before and immediately after the switching of the switching element of each phase of the inverter main circuit. Is detected, and the change in the detected current is distributed to each phase according to the switching timing, so that the detected current for each phase is obtained. Thereby, it is expected that the current detection for each phase can be performed by one current sensor.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
In general, in the PWM inverter, there are cases where the voltage command values are zero for all three phases, or the voltage command values for the two phases are substantially equal. As a result, for example, when the three-phase switching elements perform switching simultaneously, the former becomes the latter, and when the two-phase switching elements perform switching simultaneously, the latter becomes the latter.
FIG. 6 is a specific example thereof, (a) shows a voltage command value and a comparative triangular wave, (b) shows a PWM pulse, and (c) shows a change in DC bus current.
As shown in (a), when the v-phase voltage command value vv * and the w-phase voltage command value vw * are the same among the three phases u, v, and w, the PWM pulse generated by the triangular wave comparison is generated. As shown in (b), the rise and fall of the v-phase voltage and the w-phase voltage, that is, switching is performed simultaneously.
[0005]
However, in the conventional PWM inverter that detects the DC bus current with one current sensor, the DC bus current before and after switching of each phase switching element is sampled and held, and the current value of the corresponding phase is calculated from the difference between the detected values. Since the rise and fall of the v-phase voltage and the w-phase voltage are simultaneous, it is difficult to detect because the time when the current information of each phase appears on the DC bus is short, as shown in FIG. The v-phase current and the w-phase current cannot be separated.
This is the case not only when switching is completely simultaneous, but also when the interval from one phase switching to the other phase switching is short, making it difficult or impossible to detect the DC bus current between the switching. There is a problem in that the accuracy is lowered, and therefore each phase current cannot be obtained properly.
[0006]
Therefore, in view of the above-described problems, the present invention appropriately obtains each phase current even when the switching timings overlap between the phases in the motor control inverter that obtains the phase current used for feedback control from the DC bus current. It is an object of the present invention to provide an inverter for motor control that can be used.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
  Therefore, the present invention of claim 1 includes a current control unit that outputs a first voltage command value of three phases by current control, and a PWM pulse generation unit that outputs a PWM pulse based on the first voltage command value. In the PWM inverter for motor control, which includes an inverter main circuit that drives the motor under the control of the PWM pulse and feeds back the phase current of the motor to the current control unit, a current sensor is provided on the DC bus of the inverter main circuit, and the phase current Has a phase current calculation unit that calculates the value based on the detection value of the current sensor and the PWM pulse output from the PWM pulse generation means.To do.
[0008]
  And the PWM pulse generation meansWhen the difference between the phases arranged in the order of the magnitude of the first voltage command value is smaller than the predetermined interval value, at least one value of the first voltage command values of the two phases having the small difference is calculated for each PWM cycle. A voltage command correction unit that corrects the second voltage command value so that the average value is the same as the value and different between the first half and the second half of the cycle, and the difference between the phases is equal to or greater than a predetermined interval value; And a PWM pulse generator that outputs a PWM pulse according to the voltage command value of 2.
  Since the timing interval between the PWM pulse rising and falling phases output by the PWM pulse generating means is ensured to be equal to or greater than a predetermined value, the DC bus current corresponding to each phase can be detected reliably and the phase current can be calculated.
[0009]
  More specifically, as in claim 2, the voltage command correction unit increases the difference between at least one of the first voltage command values of two phases in which the difference is small in the first half of one PWM cycle. The first voltage command value can be corrected in the reverse direction by the predetermined value in the second half of the cycle to obtain the second voltage command value.
  In order for the PWM pulse generation means to output a PWM pulse in which the timing interval between phases is secured, it is possible to provide a voltage command correction unit that corrects the first voltage command value to the second voltage command value.
  The voltage command correction unit corrects the first voltage command value of one of the adjacent phases to obtain a second voltage command value in which the difference between the command values is increased, thereby widening the PWM pulse timing interval. In addition, the corrected command value is made different in the first half and the second half so that the average value is the same as that before the correction. Therefore, the PWM pulse timing interval is secured while maintaining the same level as the first voltage command value in one cycle. The
[0010]
  Claim 3As a correction in the first half of one PWM cycle, in particular, when two phases having a small difference include a phase having the largest value of the first voltage command value, the first voltage command value having the largest value is set to the first voltage command value. A predetermined value is added, and when two phases having a small difference include a phase having the smallest value of the first voltage command value, the predetermined value is subtracted from the first voltage command value having the smallest value.
  Thereby, the situation where the second voltage command value obtained by the correction approaches a phase having a sufficient interval before the correction and the difference becomes smaller than the predetermined interval value is prevented.
[0011]
  Claim 4According to the invention, the two voltage phases selected by the voltage command correction unit in the first half of one PWM period when the difference between the three phases arranged in the order of the magnitude of the first voltage command value is smaller than the predetermined interval value between adjacent ones. The first voltage command value is corrected by a first predetermined value and a second predetermined value, respectively, so that a predetermined interval value is set between three adjacent phases, and the first predetermined value and the second predetermined value are set in the second half of the cycle. The first voltage command value of the two phases selected only by the value is corrected in the reverse direction to obtain the second voltage command value.
  In particular, even when all of the three phases are smaller than the predetermined interval value, the second voltage command value is corrected so that the respective phases of the second voltage command value become the predetermined interval value, so that the DC bus current corresponding to each phase is reliably detected. The phase current can be calculated.
[0012]
  Claim 5In the invention of claim 5, the two phases particularly selected in the configuration of claim 5 are the phase having the largest value and the smallest value of the first voltage command value, and the correction in the first half of one PWM cycle is the first value having the largest value. The first predetermined value is added to the voltage command value, and the second predetermined value is subtracted from the first voltage command value having the smallest value.
  As a result, the first predetermined value and the second predetermined value can be expanded to a predetermined interval value between the phases with a minimum value, and the PWM is performed while reducing the amount of change from the first voltage command value as a correction amount. Each phase current can be obtained by extending the pulse timing interval.
[0013]
  Claim 6According to the invention, for two sets of motors, a current control unit that outputs a first voltage command value of three phases by current control, and a second voltage command value is output by correcting the first voltage command value Each inverter comprising a voltage command correction unit that performs, a PWM pulse generation unit that outputs a PWM pulse based on the second voltage command value, and an inverter main circuit that is controlled by the PWM pulse and drives the motor. In the PWM inverter for motor control in which the main circuit is supplied with power from a DC power source via a common DC bus and feeds back the phase current of each motor to the corresponding current control unit, a current sensor is provided on the DC bus and the phase current is A phase current calculation unit that calculates based on the detection value of the current sensor and the PWM pulse output from the PWM pulse generation unit, and each voltage command correction unit is both current control unit In the six phases arranged in the order of the first voltage command values, there is a difference smaller than the predetermined interval value between the adjacent phases. In the first half of one PWM cycle, the difference between the six adjacent phases is predetermined. The first voltage command value corresponding to each voltage command correction unit is corrected with a predetermined value set for each phase so that the voltage command correction unit is equal to or greater than the interval value, and is corrected upward in the second half of the cycle. Is corrected in the reverse direction by a predetermined value set for each phase to obtain the second voltage command value.
  The inverter main circuits of the two sets of motors share a DC power source, and in each voltage command correction unit, a predetermined interval value is set between the phases adjacent to each other in the six phases arranged in the order of the magnitudes of the first voltage command values from both current control units. As described above, the DC bus current corresponding to each phase is reliably detected by one current sensor, and the phase current can be obtained based on this.
[0014]
  The predetermined interval value in the voltage command value isClaim 7Thus, it is preferable to stop the voltage difference corresponding to the time required for the current sensor to detect the current of the DC bus.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described by way of examples.
FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the embodiment.
A motor 5 is connected to the DC power source 2 via a three-phase bridge circuit 3 composed of six switching elements 4 to form an inverter main circuit 1. The three-phase bridge circuit 3 outputs phase currents iu, iv, iw to the motor 5.
The DC power source 2 is provided with a capacitor 6 in parallel with the three-phase bridge circuit 3 to stabilize the DC voltage supplied to the three-phase bridge circuit 3.
[0016]
For controlling the inverter main circuit 1, a current control unit 10 that receives a current command value from the outside as a motor drive command is provided, and a voltage command correction unit 11 and a PWM pulse generation unit 12 are sequentially connected to the current control unit 10. .
The current control unit 10 outputs first voltage command values vu1 *, vv1 *, vw1 * of each phase based on the current command value and a phase current described later. The voltage command correction unit 11 corrects the first voltage command value and outputs second voltage command values vu2 *, vv2 *, vw2 *.
The PWM pulse generation unit 12 outputs a PWM pulse signal that turns on and off the switching element 4 of the three-phase bridge circuit 3 based on the second voltage command value.
[0017]
A current sensor 13 is provided on the DC bus 8 from the DC power supply 2 to the three-phase bridge circuit 3, and the current sensor 13 is connected to the phase current calculation unit 14.
The phase current calculation unit 14 is connected to the PWM pulse generation unit 12 and the current control unit 10, and based on the DC bus current Is detected by the current sensor 13 and the PWM pulse signal from the PWM pulse generation unit 12, the motor 5 The phase currents iu, iv, and iw are calculated and output to the current control unit 10 as feedback information.
[0018]
The voltage command correction unit 11 is arranged between the first voltage command values for each phase to such an extent that the switching interval between the phases of the switching element 4 of the three-phase bridge circuit 3 becomes short and it becomes difficult to detect the DC bus current during switching. When the difference is small, the switching interval between phases is corrected so as to be expanded to obtain the second voltage command value.
2 and 3 are flowcharts showing the flow of the second voltage command value generation for each PWM cycle in the voltage command correction unit 11.
First, in step 101, the order of the magnitudes of the first voltage command values vu1 *, vv1 *, vw1 * output from the current control unit 10 is examined. Here, the first largest one is called a maximum phase voltage command value vmax1 *, the second largest one is called a second phase voltage command value vm1 *, and the third one is called a minimum phase voltage command value vmin1 *.
[0019]
In step 102, a difference Δv12 between the maximum phase voltage command value vmax1 * and the second phase voltage command value vm1 * is obtained. In the next step 103, whether the command value difference Δv12 is equal to or greater than a predetermined value Dmin. Check if. Here, the predetermined value Dmin is set in advance as a value corresponding to a time interval sufficient for detecting the DC bus current Is.
When the command value difference Δv12 is equal to or larger than the predetermined value Dmin, the process proceeds to step 105, and when smaller than the predetermined value Dmin, the process proceeds to step 104.
[0020]
In step 104, the correction amount is set to vcmp12 = Dmin−Δv12. On the other hand, in step 105, no correction is required, so vcmp12 = 0.
In step 106, the correction amount vcmp12 is added to the maximum phase voltage command value vmax1 *, and the correction value (second voltage command value) vmax2f in the first half of the PWM cycle corresponding to the first largest phase of the first voltage command value. *
When the correction amount is subtracted from the second phase voltage command value to widen the interval, the smaller second phase voltage command value may approach the minimum phase voltage command value than the predetermined value Dmin. Therefore, here, the interval is widened by correcting the maximum phase voltage command value to be larger.
[0021]
Next, in step 107, a difference Δv23 between the second phase voltage command value vm1 * and the minimum phase voltage command value vmin1 * is obtained, and in the next step 108, whether or not the command value difference Δv23 is equal to or larger than a predetermined value Dmin is determined. To check.
When the command value difference Δv23 is equal to or larger than the predetermined value Dmin, the process proceeds to step 110, and when smaller than the predetermined value Dmin, the process proceeds to step 109.
In step 109, the correction amount is set to vcmp23 = Dmin−Δv23. On the other hand, in step 110, no correction is required, so vcmp23 = 0.
[0022]
In the next step 111, the correction amount vcmp23 is subtracted from the minimum phase voltage command value vmin1 * to obtain a correction value (second voltage command in the first half of the PWM cycle corresponding to the third phase of the first voltage command value). Value) vmin2f *.
When the correction amount is added to the second phase voltage command value to widen the interval, the increased second phase voltage command value may be closer to the maximum phase voltage command value than the predetermined value Dmin. Here, the interval is widened by correcting the minimum phase voltage command value to make it smaller.
[0023]
Subsequently, at step 112, the second-largest second phase voltage command value vm1 * is directly used as a correction value (second voltage command value) vm2f * in the first half of the PWM cycle of the phase.
In step 113, the correction values vmax2f *, vmin2f *, and vm2f * obtained in steps 106, 111, and 112 are set as the second voltage command values vu2 *, vv2 *, and vw2 * in the first half of the PWM cycle, and the PWM pulse is set. Output to the generator 12.
[0024]
Next, a second voltage command value in the latter half of the PWM cycle is obtained.
First, in step 114, the correction amount vcmp12 is subtracted from the maximum phase voltage command value vmax1 * to obtain a correction value (second voltage command value) vmax2r * corresponding to the first largest phase of the first voltage command value. .
In step 115, the correction amount vcmp23 is added to the minimum phase voltage command value vmin1 * to obtain a correction value (second voltage command value) vmin2r * corresponding to the third phase of the first voltage command value.
In step 116, the second-largest second phase voltage command value vm1 * is directly used as the correction value (second voltage command value) vm2r * for that phase.
[0025]
In step 117, the correction values vmax2r *, vmin2r *, and vm2r * obtained in steps 114 to 115 are set as the second voltage command values vu2 *, vv2 *, and vw2 * in the latter half of the PWM cycle, and the PWM pulse generator 12 is output.
The above-mentioned vmax2r * and vmin2r * are set by subtracting and adding the correction amounts added or subtracted in the first half of the PWM cycle in the reverse direction, respectively, so that the first largest phase of the first voltage command value and the third The average value over the first half and the second half of the PWM cycle of each second voltage command value corresponding to the phase is the same as the first voltage command value.
[0026]
The first voltage command value output from the current control unit 10 is corrected to the second voltage command values vu2 *, vv2 *, and vw2 * by the voltage command correction unit 11 in this way and input to the PWM pulse generation unit 12. Therefore, the on / off timing of the switching element 4 of the three-phase bridge circuit 3 is separated between the phases, and the DC bus current Is during switching can be reliably detected.
FIG. 4 is a waveform chart showing this separation state. (A) shows the first voltage command value and the comparative triangular wave, (b) shows the second voltage command value and the comparative triangular wave, (c) shows the PWM pulse, and (d) shows the change in the DC bus current. .
Here, as shown in (a), the u-phase first voltage command value vu1 * is the largest, and the v-phase and w-phase first voltage command values vv1 * and vw1 * are sufficiently separated from each other. It is assumed that vv1 *> vw1 * and the values are close to each other.
[0027]
(B) shows a second voltage command value, and in the first half of the PWM cycle, the third phase is vw2 * obtained by subtracting vcmp23 = Dmin−Δv23 from vw1 *.
Here, Δv23 = vv1 * −vw1 *.
The values of the second voltage command values vu2 * and vv2 * of the other phases are the same as the first voltage command values. The difference between vw2 * and vv2 * is Dmin.
In the latter half of the PWM cycle, the third phase is vw2 * which is a value obtained by adding vcmp23 to vw1 *.
The values of the second voltage command values vu2 * and vv2 * for the other phases are the same as the first voltage command values, as in the first half.
[0028]
As shown in FIG. 3C, the PWM pulse generated from the second voltage command value by the triangular wave comparison separates vw2 * and vv2 * by Dmin in the first half of the lPWM period. The pulse falling and rising timing intervals ΔT between the w phase and the w phase are ensured.
As a result, as shown in (d), it becomes possible to detect the DC bus current Is during switching by each pulse, and the phase current iv and iw as well as the phase current iu are clearly defined in the phase current calculation unit 14. Can be requested.
Since the difference between vv2 * and vw2 * (= vw1 * + vcmp23) is smaller than Dmin in the latter half of the lPWM cycle, the value of Dmin is set so that the DC bus current Is can be detected sufficiently even in this difference. Is preferred. However, even when Dmin is set to the minimum value at which the DC bus current can be detected, the timing interval ΔT is secured in the first half of the PWM cycle and the DC bus current Is is detected. It can be used as a DC bus current.
[0029]
As described above, the case where the second and third ones having the first voltage command value are close to each other has been described. However, when the first and second first voltage command values are close to each other, or The same applies when all of the first voltage command values are close to each other.
[0030]
The present embodiment is configured as described above. In the PWM inverter that calculates the phase currents iu, iv, and iw of the motor 5 used for feedback control from the DC bus current Is, the first of the three phases generated by the current control unit 10. If there is a voltage command value close to each other, the voltage command value is corrected and converted to a second voltage command value offset by being separated by a predetermined value Dmin, and the PWM pulse is based on the second voltage command value. Therefore, even when switching in the three-phase bridge circuit 3 may overlap at the same time, a predetermined timing interval is ensured between switching, and the DC bus current Is is reliably detected during switching. The phase currents iu, iv and iw of each phase can be calculated.
[0031]
Further, the separation offset of the predetermined value Dmin is limited to the first half of the PWM cycle, and the second voltage command value in the second half is corrected to a value offset to the opposite side by the same amount. Is the same as the first voltage command value, and does not affect the driving of the motor 5 itself.
[0032]
FIG. 5 shows a second embodiment. In this embodiment, the phase currents of two sets of motors are calculated by one current sensor provided on the DC bus of two sets of current control PWM inverters sharing a DC power supply.
Current control units 10A and 10B, voltage command correction units 11A and 11B, and PWM pulse generation units 12A and 12B similar to those in the first embodiment are connected to the three-phase bridge circuits 3A and 3B of the motors 5A and 5B, respectively. In addition, the three-phase bridge circuits 3A and 3B are connected to a common DC power source 1.
The voltage command correction units 11A and 11B are connected to each other and send information on the first voltage command value from the corresponding current control units 10A and 10B to the other voltage command correction units 11B and 11A. .
[0033]
The DC bus 8 from the DC power source 1 to the three-phase bridge circuit is provided with one current sensor 13 before branching to the two three-phase bridge circuits 3A and 3B, and the current sensor 13 is connected to the phase current calculation unit 16 Has been.
The phase current calculation unit 16 is common to the two sets of motors 5A and 5B. The PWM pulse signal is input from the PWM pulse generation units 12A and 12B, and the phase currents iua, iva, iwa to the motors 5A and 5B, and Iub, ivb, and iwb are calculated and output as feedback information to the corresponding current control units 10A and 10B.
[0034]
Each of the voltage command correction units 11A and 11B receives the first from the current control units 10A and 10B so that the difference between the two sets of six voltage command values to the PWM pulse generation units 12A and 12B is equal to or greater than a predetermined value. Correct the voltage command value.
That is, each voltage command correction unit examines the order of the magnitudes of the first voltage command values vu1a *, vv1a *, vw1a *, vu1b *, vv1b *, and vw1b * output from both current control units 10A and 10B. .
[0035]
Of these, when the difference between two vm13 * and vm14 * whose values are close to 0 is not equal to or greater than a predetermined value Dmin, one value, for example, vm13 * is changed so that the difference becomes Dmin. The second voltage command value vm23 * is assumed. When the difference is not less than the predetermined value Dmin, the value of vm13 * is used as the second voltage command value vm23 * as it is.
[0036]
Subsequently, vm23 * is compared with a value vm12 * that is adjacent in the larger direction, and if the difference is small, the larger value vm12 * is changed (corrected) so that the difference becomes Dmin. The command value is vm22 *. When the difference is equal to or greater than the predetermined value Dmin, the value of vm12 * is directly used as the second voltage command value vm22 *.
Further, vm22 * is compared with a value vm11 * that is adjacent in the direction in which the value is larger. If the difference is small, the larger value vm11 * is changed so that the difference becomes Dmin, and the second voltage command value vm21 * is changed. And When the difference is equal to or larger than the predetermined value Dmin, the value of vm11 * is used as it is as the second voltage command value vm21 *.
[0037]
Similarly, the second voltage command values vm24 *, vm25 *, and vm26 * are obtained by performing necessary corrections so that the difference from the value adjacent in the direction of decreasing value in order from vm14 * is equal to or greater than the predetermined value Dmin. Set.
[0038]
In the voltage command correction unit 11A, among the vm21 * to vm26 * set as described above, the phase voltage corresponding to vu1a *, vv1a *, vw1a * is set to the second voltage command value vu2a *, vv2a *, vw2a * is output to the PWM pulse generation unit 12A, and the voltage command correction unit 11B outputs the phase voltage corresponding to vu1b *, vv1b *, and vw1b * out of vm21 * to vm26 * as the second voltage in the first half of the PWM period. The command values vu2b *, vv2b *, and vw2b * are output to the PWM pulse generator 12B.
[0039]
In the second half of the PWM cycle, the voltage command correction unit 11A sets the phase voltage having a value offset to the opposite side by the same amount as the correction performed in the first half with reference to vu1a *, vv1a *, and vw1a *. The command value is output to the PWM pulse generation unit 12A, and the voltage command correction unit 11B outputs a phase voltage having a value offset to the opposite side by the same amount as the correction performed in the first half with reference to vu1b *, vv1b *, and vw1b *. 2 is output to the PWM pulse generator 12B as a voltage command value of 2.
Other configurations are the same as in the previous embodiment.
[0040]
The present embodiment is configured as described above. Even when PWM pulses are individually supplied to the two sets of motors 5A and 5B sharing the DC power source 1, all voltage command values in both of them can be obtained in the first half of the PWM cycle. Since the PWM pulse is generated based on the second voltage command value corrected so that the interval is at least separated by the predetermined value Dmin, a predetermined timing interval is set between the switching in each of the three-phase bridge circuits 3A and 3B. Is ensured, and the DC bus current Is can be reliably detected during switching, and the phase currents iua, iva, iwa and iub, ivb, iwb of each phase can be calculated.
[0041]
In this embodiment, two sets of motor control have been described, but the present invention can be similarly applied to control of three or more sets of motors.
In each embodiment, the difference between adjacent phase voltages is corrected to a predetermined value Dmin in the first half of the PWM cycle. However, the present invention is not limited to this, and the difference between adjacent phase voltages in the second half of the PWM cycle is the predetermined value Dmin. It is also possible to set the correction amount so that the second voltage command value is offset in the reverse direction by the correction amount in the first half.
[0042]
【The invention's effect】
  As described above, the present invention provides a motor control PWM inverter that feeds back a phase current from an inverter main circuit to a motor to a current control unit.When the difference between the phases arranged in the order of the magnitude of the first voltage command value is smaller than the predetermined interval value, at least one value of the first voltage command values of the two phases having a small difference is calculated for each PWM period. A voltage command correction unit that corrects the second voltage command value so that the average value is the same as the first value and a different value in the first half and the second half of the cycle, and sets a difference between the phases to a predetermined interval value or more; A PWM pulse generator that outputs a PWM pulse according to the voltage command valuePWM pulse generation meansBySince the PWM pulse is generated by setting the rising or falling timing interval of the PWM pulse between each phase to a predetermined value or more, the current corresponding to each phase of the DC bus of the inverter main circuit can be reliably detected by one current sensor. The phase current can be calculated based on the DC bus current.
[0043]
  In particular, the voltage command correction unit corrects at least one first voltage command value of at least one of the two phases having a small difference in the first half of one PWM cycle by a predetermined value in a direction in which the difference is enlarged. The one first voltage command value can be corrected in the reverse direction by a predetermined value to obtain the second voltage command value.
  As a result, the difference in voltage command value between the phases is widened so that each phase current of the DC bus can be identified and detected, and the average value of the voltage command value in one entire period is maintained at the same level as before correction.
[0044]
In the first half of one PWM cycle, when two phases having a small difference include a phase having the largest value of the first voltage command value, a predetermined value is added to the first voltage command value having the largest value. When the two phases having a small difference include the phase having the smallest value of the first voltage command value, correction is performed by subtracting a predetermined value from the first voltage command value having the smallest value, thereby correcting the difference. The situation where the obtained second voltage command value approaches a phase having a sufficient interval before correction and the difference becomes smaller than a predetermined interval value is prevented.
[0045]
In addition, when the difference between the three phases arranged in the order of the magnitude of the first voltage command value is smaller than the predetermined interval value between adjacent ones, the first voltage command of the two phases selected in the first half of one PWM cycle Two values selected by the first predetermined value and the second predetermined value in the second half of the period are corrected by the first predetermined value and the second predetermined value, respectively, and the adjacent phase of the three phases is set as the predetermined interval value. By correcting the first voltage command value of the phase in the reverse direction to obtain the second voltage command value, even when all of the three phases are smaller than the predetermined interval value, each phase of the second voltage command value is The DC bus current corresponding to each phase is reliably detected and the phase current can be calculated.
[0046]
At this time, in particular, the phase having the largest value and the smallest value of the first voltage command value is selected, and the first predetermined value is added to the first voltage command value having the largest value in the first half of one PWM cycle. By subtracting the second predetermined value from the first voltage command value having the smallest value and performing correction, the timing interval of the PWM pulse is widened between the phases with a minimum correction amount, and each phase current is obtained. it can.
[0047]
Furthermore, a current control unit, a voltage command correction unit, a PWM pulse generation unit, and an inverter main circuit are provided for each of the two sets of motors, and each inverter main circuit is supplied with power from a DC power source via a common DC bus, In the motor control PWM inverter that feeds back the phase current to each current control unit, the voltage command correction unit is the difference between adjacent phases in the six phases arranged in the order of the magnitude of the first voltage command value from both current control units. The first voltage command value is corrected with a predetermined value set for each phase so that is equal to or greater than a predetermined interval value, and the second voltage command value is corrected in the reverse direction by the predetermined value in the second half of the cycle. By setting the value, even when the number of motors is increased to two, the DC bus current corresponding to each phase is reliably detected by one current sensor, and based on this, the phase current is detected. It can be determined.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a flowchart showing a flow of second voltage command value generation.
FIG. 3 is a flowchart showing a flow of second voltage command value generation.
FIG. 4 is a waveform chart for explaining the operation of the embodiment.
FIG. 5 is a block diagram showing a second embodiment.
FIG. 6 is a waveform chart showing conventional problems.
[Explanation of symbols]
1 Inverter main circuit
2 DC power supply
3, 3A, 3B Three-phase bridge circuit
4 Switching elements
5, 5A, 5B Motor
6 capacitors
8 DC bus
10, 10A, 10B Current controller
11, 11A, 11B Voltage command correction unit
12, 12A, 12B PWM pulse generator
13 Current sensor
14, 16 phase current calculation section

Claims (7)

電流制御により３相の第１の電圧指令値を出力する電流制御部と、第１の電圧指令値に基づいてＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス生成手段と、ＰＷＭパルスに制御されてモータを駆動するインバータ主回路を備え、モータの相電流を電流制御部へフィードバックするモータ制御用ＰＷＭインバータにおいて、
インバータ主回路の直流母線に電流センサを設けるとともに、
前記相電流を前記電流センサの検出値とＰＷＭパルス生成手段から出力されるＰＷＭパルスとに基づいて演算する相電流演算部を有し、
前記ＰＷＭパルス生成手段は、
前記第１の電圧指令値の大きさ順に並べた相間の差が所定間隔値より小さいとき、１ＰＷＭ周期ごとに、当該差が小さい２つの相の第１の電圧指令値の少なくも一方の値を、当該値と平均値を同一にしかつ前記周期の前半と後半とで異なる値とした第２の電圧指令値に補正して、各相間の差を所定間隔値以上とする電圧指令補正部と、
前記第２の電圧指令値にしたがってＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス生成部とからなることを特徴とするモータ制御用ＰＷＭインバータ。A current control unit that outputs a first voltage command value of three phases by current control, a PWM pulse generation means that outputs a PWM pulse based on the first voltage command value, and a motor that is controlled by the PWM pulse to drive the motor In the PWM inverter for motor control that includes an inverter main circuit and feeds back the phase current of the motor to the current control unit,
While providing a current sensor on the DC bus of the inverter main circuit,
A phase current calculation unit that calculates the phase current based on a detection value of the current sensor and a PWM pulse output from the PWM pulse generation unit;
The PWM pulse generating means includes
When the difference between the phases arranged in the order of the magnitude of the first voltage command value is smaller than the predetermined interval value, at least one value of the first voltage command values of the two phases having the small difference is calculated for each PWM cycle. A voltage command correction unit that makes the value equal to the average value and corrects to a second voltage command value that is different between the first half and the second half of the cycle, and makes a difference between the phases equal to or greater than a predetermined interval value;
A PWM inverter for motor control, comprising: a PWM pulse generator that outputs a PWM pulse in accordance with the second voltage command value . 前記電圧指令補正部は、１ＰＷＭ周期の前半において前記差が小さい２つの相の少なくも一方の第１の電圧指令値を前記差を拡大する方向に所定値だけ補正し、周期の後半において当該所定値だけ前記一方の第１の電圧指令値を逆方向に補正して、前記第２の電圧指令値とするものであることを特徴とする請求項１記載のモータ制御用ＰＷＭインバータ。The voltage command correction unit corrects at least one first voltage command value of at least one of the two phases having a small difference in the first half of one PWM cycle by a predetermined value in a direction in which the difference is enlarged, and performs the predetermined command in the second half of the cycle. 2. The PWM inverter for motor control according to claim 1 , wherein the first voltage command value is corrected in the reverse direction by the value to obtain the second voltage command value . 前記１ＰＷＭ周期の前半における補正は、
前記差が小さい２つの相が第１の電圧指令値の最も大きい値の相を含むときは、該最も大きい値の第１の電圧指令値に前記所定値を加算し、
前記差が小さい２つの相が第１の電圧指令値の最も小さい値の相を含むときは、該最も小さい値の第１の電圧指令値から前記所定値を減算したものであることを特徴とする請求項２記載のモータ制御用ＰＷＭインバータ。 The correction in the first half of the 1PWM period is
When the two phases having a small difference include the phase having the largest value of the first voltage command value, the predetermined value is added to the first voltage command value having the largest value,
When the two phases having a small difference include the phase having the smallest value of the first voltage command value, the predetermined value is subtracted from the first voltage command value having the smallest value. The motor control PWM inverter according to claim 2. 前記電圧指令補正部は、第１の電圧指令値の大きさ順に並べた３相の差が互いに隣り合う間でそれぞれ所定間隔値より小さいとき、１ＰＷＭ周期の前半において選択した２つの相の第１の電圧指令値をそれぞれ第１の所定値および第２の所定値だけ補正して３相の隣り合う相間を所定間隔値とし、周期の後半において前記第１の所定値および第２の所定値だけ前記選択した２つの相の第１の電圧指令値を逆方向に補正して、前記第２の電圧指令値とするものであることを特徴とする請求項２記載のモータ制御用ＰＷＭインバータ。When the difference between the three phases arranged in the order of the magnitude of the first voltage command value is smaller than the predetermined interval value between the adjacent ones, the voltage command correction unit first of the two phases selected in the first half of one PWM cycle The voltage command values are corrected by a first predetermined value and a second predetermined value, respectively, so that three adjacent phases are set as predetermined interval values, and only the first predetermined value and the second predetermined value in the latter half of the cycle. 3. The motor control PWM inverter according to claim 2, wherein the first voltage command values of the two selected phases are corrected in opposite directions to obtain the second voltage command value . 4. 前記選択した２つの相は第１の電圧指令値の最も大きい値と最も小さい値の相であり、前記１ＰＷＭ周期の前半における補正は、最も大きい値の第１の電圧指令値に前記第１の所定値を加算し、最も小さい値の第１の電圧指令値から前記第２の所定値を減算したものであることを特徴とする請求項４記載のモータ制御用ＰＷＭインバータ。The selected two phases are the phase of the largest value and the smallest value of the first voltage command value, and the correction in the first half of the 1 PWM cycle is performed by changing the first voltage command value to the largest value. 5. The motor control PWM inverter according to claim 4, wherein a predetermined value is added and the second predetermined value is subtracted from the first voltage command value having the smallest value . ２組のモータに対して、電流制御により３相の第１の電圧指令値を出力する電流制御部と、第１の電圧指令値を補正して第２の電圧指令値を出力する電圧指令補正部と、第２の電圧指令値に基づいてＰＷＭパルスを出力するＰＷＭパルス生成部と、ＰＷＭパルスに制御されてモータを駆動するインバータ主回路とをそれぞれ対応して備え、各インバータ主回路が共通の直流母線を介して直流電源から電源供給され、各モータの相電流を対応する電流制御部へフィードバックするモータ制御用ＰＷＭインバータにおいて、
前記直流母線に電流センサを設けるとともに、
前記相電流を前記電流センサの検出値とＰＷＭパルス生成部から出力されるＰＷＭパルスとに基づいて演算する相電流演算部を有し、
各電圧指令補正部はそれぞれ、両電流制御部からの第１の電圧指令値の大きさ順に並べた６相において互いに隣り合う相間に所定間隔値より小さい差があるとき、１ＰＷＭ周期の 前半において、前記６相の互いに隣り合う相間の差が所定間隔値以上となるように、各電圧指令補正部が対応する第１の電圧指令値をその相別に設定された所定値で補正し、周期の後半において、前記補正した第１の電圧指令値を前記相別に設定された所定値だけ逆方向に補正して、前記第２の電圧指令値とするものであることを特徴とするモータ制御用ＰＷＭインバータ。 A current control unit that outputs a first voltage command value of three phases by current control for two sets of motors, and a voltage command correction that corrects the first voltage command value and outputs a second voltage command value , A PWM pulse generation unit that outputs a PWM pulse based on the second voltage command value, and an inverter main circuit that drives the motor under the control of the PWM pulse, and each inverter main circuit is common In the PWM inverter for motor control that is supplied with power from the DC power source via the DC bus of the motor and feeds back the phase current of each motor to the corresponding current control unit,
While providing a current sensor on the DC bus,
A phase current calculation unit that calculates the phase current based on a detection value of the current sensor and a PWM pulse output from the PWM pulse generation unit;
When each voltage command correction unit has a difference smaller than a predetermined interval value between phases adjacent to each other in the six phases arranged in the order of the magnitudes of the first voltage command values from both current control units, in the first half of one PWM cycle , Each voltage command correction unit corrects the corresponding first voltage command value with a predetermined value set for each phase so that the difference between the six phases adjacent to each other is equal to or greater than a predetermined interval value. Wherein the corrected first voltage command value is corrected in the reverse direction by a predetermined value set for each phase to obtain the second voltage command value. . 前記所定間隔値が、前記電流センサが前記直流母線の電流を検出するに必要な時間に相当する電圧差であることを特徴とする請求項１から６のいずれか１に記載のモータ制御用ＰＷＭインバータ。 7. The motor control PWM according to claim 1, wherein the predetermined interval value is a voltage difference corresponding to a time required for the current sensor to detect a current of the DC bus. Inverter.
JP2000144311A 2000-05-17 2000-05-17 PWM inverter for motor control Expired - Fee Related JP3664040B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000144311A JP3664040B2 (en) 2000-05-17 2000-05-17 PWM inverter for motor control

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2000144311A JP3664040B2 (en) 2000-05-17 2000-05-17 PWM inverter for motor control

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2001327173A JP2001327173A (en) 2001-11-22
JP3664040B2 true JP3664040B2 (en) 2005-06-22

Family

ID=18650986

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2000144311A Expired - Fee Related JP3664040B2 (en) 2000-05-17 2000-05-17 PWM inverter for motor control

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3664040B2 (en)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010103733A1 (en) 2009-03-09 2010-09-16 株式会社日立産機システム Power conversion device, and method for controlling thereof
WO2014136761A1 (en) 2013-03-05 2014-09-12 ダイキン工業株式会社 Power-converter control device
US9444369B2 (en) 2013-09-18 2016-09-13 Denso Corporation Power conversion apparatus and electric power steering apparatus having the same
US9520817B2 (en) 2013-09-18 2016-12-13 Denso Corporation Power conversion apparatus and electric power steering apparatus having the same
CN112271971A (en) * 2020-11-11 2021-01-26 睿驰电装(大连)电动系统有限公司 Method and device for determining bus current of motor controller and electronic equipment

Families Citing this family (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4045105B2 (en) 2002-01-30 2008-02-13 株式会社日立産機システム Pulse width modulation method, power conversion device, and inverter device
US20060071627A1 (en) * 2002-03-28 2006-04-06 Ho Eddy Y Y Motor current reconstruction via DC bus current measurement
JP4069741B2 (en) 2002-12-19 2008-04-02 株式会社日立製作所 Pulse width modulation method and power converter
JP4505725B2 (en) * 2004-03-18 2010-07-21 富士電機システムズ株式会社 Three-phase inverter device
JP4681830B2 (en) * 2004-06-24 2011-05-11 パナソニック株式会社 PWM circuit and PWM circuit control method
JP4656298B2 (en) * 2004-12-24 2011-03-23 株式会社安川電機 Power converter
JP2006238583A (en) * 2005-02-24 2006-09-07 Fuji Electric Systems Co Ltd Pwm pulse generating system of multilevel power converter
JP4643404B2 (en) * 2005-09-15 2011-03-02 三菱電機株式会社 Inverter control device
JP4497148B2 (en) * 2005-10-24 2010-07-07 パナソニック株式会社 Inverter device
WO2007049473A1 (en) * 2005-10-24 2007-05-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Inverter apparatus
JP4722689B2 (en) * 2005-12-08 2011-07-13 本田技研工業株式会社 Electric motor control device
JP4679394B2 (en) * 2006-03-02 2011-04-27 パナソニック株式会社 Motor drive device
JP4621612B2 (en) * 2006-03-09 2011-01-26 株式会社東芝 Inverter device and microcomputer
JP4866216B2 (en) * 2006-11-22 2012-02-01 株式会社日立製作所 Power converter
JP5200569B2 (en) * 2007-03-05 2013-06-05 パナソニック株式会社 Inverter device
JP5103299B2 (en) * 2008-06-27 2012-12-19 株式会社日立産機システム Power converter
JP4696146B2 (en) 2008-06-27 2011-06-08 株式会社日立製作所 Disconnection detection method and power conversion device
JP5325561B2 (en) * 2008-12-22 2013-10-23 株式会社日立製作所 Three-phase AC motor control device and control method thereof
JP5289567B2 (en) 2009-06-08 2013-09-11 三菱電機株式会社 Power converter
JP5375480B2 (en) * 2009-09-18 2013-12-25 株式会社デンソー Rotating machine control device
JP5321530B2 (en) * 2010-04-23 2013-10-23 三菱電機株式会社 Three-phase voltage type PWM inverter control device
JP5253470B2 (en) * 2010-09-13 2013-07-31 三菱電機株式会社 Inverter control device
JP5821181B2 (en) * 2010-12-14 2015-11-24 ダイキン工業株式会社 Inverter control method
JP2013162536A (en) 2012-02-01 2013-08-19 Mitsubishi Electric Corp Power conversion device
JP5973856B2 (en) * 2012-09-18 2016-08-23 日立オートモティブシステムズ株式会社 Electric power steering device and control device for electric power steering device
JP5908424B2 (en) 2013-03-25 2016-04-26 日立オートモティブシステムズステアリング株式会社 Motor control device and power steering device
US10348218B2 (en) 2014-12-15 2019-07-09 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Power conversion device and electric power steering device using the same
JP6250221B2 (en) * 2015-02-16 2017-12-20 三菱電機株式会社 Power converter
WO2016132427A1 (en) * 2015-02-16 2016-08-25 三菱電機株式会社 Power conversion device
JP6523078B2 (en) * 2015-07-02 2019-05-29 株式会社コロナ Motor control device and motor control system
JP6641794B2 (en) * 2015-08-28 2020-02-05 株式会社リコー Motor drive device, motor control device, transport device, and motor drive method
WO2018042636A1 (en) * 2016-09-02 2018-03-08 三菱電機株式会社 Inverter device, compressor drive device, and air-conditioner
JP6725443B2 (en) * 2017-03-15 2020-07-15 日立グローバルライフソリューションズ株式会社 Vibration control device and washing machine
WO2018055671A1 (en) * 2016-09-20 2018-03-29 三菱電機株式会社 Inverter device, compressor drive device, and air conditioner
JP7447636B2 (en) * 2020-03-31 2024-03-12 株式会社富士通ゼネラル motor control device
JP7406446B2 (en) * 2020-04-28 2023-12-27 ローム株式会社 motor control circuit

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010103733A1 (en) 2009-03-09 2010-09-16 株式会社日立産機システム Power conversion device, and method for controlling thereof
US8710781B2 (en) 2009-03-09 2014-04-29 Hitachi Industrial Equipment Systems Co., Ltd. Power conversion device and method for controlling thereof
WO2014136761A1 (en) 2013-03-05 2014-09-12 ダイキン工業株式会社 Power-converter control device
US9634580B2 (en) 2013-03-05 2017-04-25 Daikin Industries, Ltd. Power converter controller
US9444369B2 (en) 2013-09-18 2016-09-13 Denso Corporation Power conversion apparatus and electric power steering apparatus having the same
US9520817B2 (en) 2013-09-18 2016-12-13 Denso Corporation Power conversion apparatus and electric power steering apparatus having the same
CN112271971A (en) * 2020-11-11 2021-01-26 睿驰电装(大连)电动系统有限公司 Method and device for determining bus current of motor controller and electronic equipment
CN112271971B (en) * 2020-11-11 2022-05-13 睿驰电装(大连)电动系统有限公司 Method and device for determining bus current of motor controller and electronic equipment

Also Published As

Publication number Publication date
JP2001327173A (en) 2001-11-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP3664040B2 (en) PWM inverter for motor control
JP3825434B2 (en) Apparatus and method for controlling brushless DC motor
WO2010143514A1 (en) Control device for load-driving system
WO2019180763A1 (en) Power conversion device and rotary machine driving system
JP2001298992A (en) Motor controller
JP2013017363A (en) Motor control device
JP2002119062A (en) Method and apparatus for pulse width modulation and power converter
US6005784A (en) Voltage type inverter device and method of controlling the same
JP5124979B2 (en) Multi-axis motor controller
JP4529113B2 (en) Voltage source inverter and control method thereof
JP2004201440A (en) Method and apparatus for pulse width modulation, power conversion method, and power converter
JP5104083B2 (en) Power conversion device and power conversion method
WO2021020231A1 (en) Inverter device
JP2000050529A (en) Method for limiting current of power converter
JP2003309975A (en) Pwm cycloconverter and control method therefor
WO2017010274A1 (en) Power conversion device and electric power steering device equipped with same
WO2023053595A1 (en) Motor control device
JP4677668B2 (en) Multiphase AC motor drive controller
JP2006074951A (en) Controller for ac motor
JP2004208413A (en) Inverter device and motor current detecting method
JP7245057B2 (en) motor controller
JP2013121204A (en) Motor control device
JP2007097394A (en) Electric power transformer
CN108702123B (en) Inverter control device
JP5408918B2 (en) Motor control method and control apparatus

Legal Events

Date Code Title Description
A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20041207

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20041214

A521 Written amendment

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20050207

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20050308

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20050321

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090408

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090408

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100408

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110408

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120408

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130408

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130408

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140408

Year of fee payment: 9

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees