JP6523078B2

JP6523078B2 - Motor control device and motor control system

Info

Publication number: JP6523078B2
Application number: JP2015133167A
Authority: JP
Inventors: 学川上
Original assignee: Corona Corp
Current assignee: Corona Corp
Priority date: 2015-07-02
Filing date: 2015-07-02
Publication date: 2019-05-29
Anticipated expiration: 2035-07-02
Also published as: JP2017017883A

Description

本発明は、電力変換器の直流側電流を検出することにより、モータ相電流を再現するモータ制御装置、及びモータ制御システムに関する。 The present invention relates to a motor control device that reproduces motor phase current by detecting the DC side current of a power converter, and a motor control system.

モータ制御装置は、トルク等の目標値と三相交流モータに流れるモータ相電流を復元した復元モータ電流とに基づいて、三相交流モータに印加する印加電圧を指令する三相の電圧指令値を生成する。そして、モータ制御装置は、三相の電圧指令値と一定周期で連続する三角波のキャリア信号とを比較することにより、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を生成し、このＰＷＭ信号を制御信号としてインバータの複数のスイッチング素子に入力させることにより、三相交流モータをＰＷＭ制御する。 The motor control device generates a three-phase voltage command value for commanding an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor based on the target value such as torque and the restored motor current obtained by restoring the motor phase current flowing through the three-phase AC motor. Generate Then, the motor control device generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal by comparing the three-phase voltage command value with the carrier signal of the continuous triangular wave at a constant period, and controls this PWM signal. A three-phase AC motor is PWM-controlled by inputting it as a signal to a plurality of switching elements of the inverter.

また、三相交流モータの制御は、ロータの回転位置を検出する位置センサを必要とするが、三相交流モータを小型化するため、センサレス制御が求められている。このセンサレス制御の延長線上で、モータ制御装置は、モータ相電流を検出する電流センサ（たとえば、電流変換トランス（ＣＴ：Current Transformer）やホール素子等）の数を低減し、コストダウンを図ることが好ましい。たとえば、これらの電流センサを使用せずセンサレスの形態でモータ制御を行う技術も開示されている。以下、この電流センサを不要にしたモータ制御をセンサレス制御という。 Moreover, although control of a three-phase alternating current motor requires a position sensor for detecting a rotational position of a rotor, sensorless control is required in order to miniaturize the three-phase alternating current motor. On an extension of this sensorless control, the motor control device can reduce the number of current sensors (for example, current conversion transformers (CTs: current transformers, Hall elements, etc.) for detecting motor phase current, and achieve cost reduction). preferable. For example, there is also disclosed a technique of performing motor control in a sensorless mode without using these current sensors. Hereinafter, motor control which makes this current sensor unnecessary is called sensorless control.

特許文献１は、直流側電流を逐次測定し、三相のモータ電流の値を復元する技術に関し、モータ電流のＡ／Ｄ変換値と３相電流指令値との偏差を演算し、該偏差の大きさが設定値よりも大きいときに３相電流指令値を復元電流とし、該偏差の大きさが設定値以下のときにＡ／Ｄ変換値を復元電流とする技術を開示している。 Patent Document 1 relates to a technique for sequentially measuring a DC side current and restoring a three-phase motor current value, calculating a deviation between an A / D converted value of the motor current and a three-phase current command value, A technique is disclosed in which a three-phase current command value is used as a restoration current when the magnitude is larger than a set value, and an A / D conversion value is used as a restoration current when the magnitude of the deviation is less than the set value.

また、特許文献１は、電圧指令値とキャリア信号とを比較して得たＰＷＭスイッチングパターンに基づいて、特定相を決定し、直流側電流から３相の内、２相の電流を検出し、モータ電流を決定することや、Ａ／Ｄ変換器を用いて、１相の電流取得のためには、少なくとも１０μＳｅｃ必要であることを開示している。 Further, Patent Document 1 determines a specific phase based on a PWM switching pattern obtained by comparing a voltage command value and a carrier signal, and detects two of three phases from the DC side current, It is disclosed that at least 10 μsec is required for one-phase current acquisition by determining the motor current or using an A / D converter.

特許第５１４６７２７号公報（段落００８８）Patent No. 5146727 (paragraph 0088)

ところで、特許文献１の技術は、過変調等により、３相電流指令値の２相が略同値になる期間がある。この期間は、Ａ／Ｄ変換器が３相の内、１相の電流を取得することができるが、２相の電流を取得することができないので、モータ電流を決定することができない。つまり、特許文献１の技術は、３相電流指令値の２相が略同値になる期間、つまり、何れか２相の電圧指令値が所定範囲内である期間では、モータ電流を復元することができない。 By the way, in the technique of Patent Document 1, there is a period in which two phases of the three-phase current command value become substantially the same value due to overmodulation and the like. During this period, although the A / D converter can acquire one of the three phases of current, it can not determine the motor current because it can not acquire two phases of current. That is, the technique of Patent Document 1 restores the motor current in a period in which two phases of the three-phase current command value become substantially the same, that is, a period in which any two phase voltage command value is within a predetermined range. Can not.

本発明は、前記課題を解決するために、何れか２相の電圧指令値が所定値以内である期間でもモータ電流を復元することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a motor control device capable of restoring a motor current even in a period in which a voltage command value of any two phases is within a predetermined value.

前記目的を達成するために、第１発明のモータ制御装置は、直流電力を交流電力に変換する電力変換器（３）の直流側電流（ｉ_０）を検出するＡ／Ｄ変換部（２１）と、前記電力変換器を介して三相交流モータ（４）をベクトル制御するベクトル制御部（２２）と、前記直流側電流の値を用いて前記三相交流モータに流れるモータ相電流を復元する電流復元部（２３）とを備え、前記ベクトル制御部は、目標値、及び前記電流復元部が復元した復元電流（Ｉ_ＲＥ）を用いて、前記三相交流モータに印加する印加電圧を指令する第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊）を演算する電圧指令値演算部（２２２）と、前記第１電圧指令値を補正する電圧指令値補正処理部（２２３）と、前記電圧指令値補正処理部が補正した第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊、Ｖ_Ｖ１ ^＊、Ｖ_Ｗ１ ^＊）と単相三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成し、前記電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号生成部（２２６）とを備え、前記電圧指令値補正処理部は、何れか二相の第１電圧指令値の差（Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊）が所定値以内になる時に、絶対値が大きい方の第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊）の大きさを減少させ、該大きさを減少させた電圧指令値（擬似リミット電圧）を前記第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊）として出力し、前記第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊）と前記第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊）とが略一致してから、前記第１電圧指令値の大きさを増加させ、該大きさを増加させた電圧指令値を前記第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊）として出力するものであり、大きさを減少させた電圧指令値の大きさの変化量の時間積分と、大きさを増加させた電圧指令値の大きさの変化量の時間積分とは略等しいことを特徴とする。なお、（）内の符号や文字は例示である。 In order to achieve the above object, a motor control device according to a first aspect of the invention detects an DC current (i ₀ ) of a power converter (3) that converts DC power into AC power, and an A / D converter (21) And a vector control unit (22) for performing vector control of a three-phase AC motor (4) via the power converter, and restoring a motor phase current flowing in the three-phase AC motor using the value of the DC side current And a current restoration unit (23), wherein the vector control unit instructs an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor using the target value and the restoration current (I _RE ) restored by the current restoration unit. A voltage command value calculation unit (222) that calculates a first voltage command value (V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* ), and a voltage command value correction processing unit (223) that corrects the first voltage command value A second voltage finger corrected by the voltage command value correction processing unit A PWM signal generation unit (226) that generates a PWM signal by comparing a command value (V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^* ) with a single-phase triangular wave, and performing PWM control of the power converter; The voltage command value correction processing unit sets the first voltage command value (V of the larger absolute value) when the difference (V _U ^* , V _V ^* ) of the first voltage command values of any two phases is within the predetermined value. reducing the size of the _{U ^*),} the magnitude of the voltage command value reduced (output pseudo limit voltage) to the second voltage command value as (V _{U1 ^*),} the first voltage command value (V _U ^* ) And the second voltage command value (V _U1 ^* ) substantially match, the magnitude of the first voltage command value is increased, and the voltage command value obtained by increasing the magnitude is used as the second voltage the magnitude of the command value (V _{U1 ^*)} to output the result as a voltage command value of reduced size Time integral of the change amount, and wherein the substantially equal to the time integral of the magnitude of the change amount of the voltage command value with increased size. In addition, the code and character in () are examples.

第２発明のモータ制御装置は、直流電力を交流電力に変換する電力変換器（３）の直流側電流（ｉ_０）を検出するＡ／Ｄ変換部（２１）と、前記電力変換器を介して三相交流モータ（４）をベクトル制御するベクトル制御部（２２）と、前記直流側電流の値を用いて前記三相交流モータに流れるモータ相電流を復元する電流復元部（２３）とを備え、前記ベクトル制御部は、目標値、及び前記電流復元部が復元した復元電流（Ｉ_ＲＥ）を用いて、前記三相交流モータに印加する印加電圧を指令する第１電圧指令値を演算する電圧指令値演算部（２２２）と、前記第１電圧指令値を補正する電圧指令値補正処理部（２２３）と、前記電圧指令値補正処理部が補正した第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊、Ｖ_Ｖ１ ^＊、Ｖ_Ｗ１ ^＊）と単相三角波とを比較してＰＷＭ信号を生成し、前記電力変換器をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号生成部（２２６）とを備え、前記第１電圧指令値は、第一の第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊）、第二の第１電圧指令値（Ｖ_Ｗ ^＊）、及び第三の第１電圧指令値（Ｖ_Ｖ ^＊）からなり、前記電圧指令値補正処理部は、前記第一の第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊）と前記第二の第１電圧指令値（Ｖ_Ｗ ^＊）との差が所定値以内になる時に、絶対値が小さい方の第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊）の大きさを減少させた電圧指令値を前記第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊）として出力し、前記第二の第１電圧指令値（Ｖ_Ｗ ^＊）と前記第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊）とが略一致してから、前記第一の第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊）を前記第２電圧指令値として出力し、前記第一の第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊）と前記第三の第１電圧指令値（Ｖ_Ｖ ^＊）との差が所定値以内になる時に、絶対値が大きい方の第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊）を絶対値が小さい方の第１電圧指令値（Ｖ_Ｖ ^＊）まで大きさを減少させ、該大きさを減少させた第１電圧指令値（擬似リミット電圧Ｖ_Ｐ）を前記第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊）として出力し、前記第一の第１電圧指令値（Ｖ_Ｕ ^＊）と前記第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊）とが略一致してから、前記第一の第１電圧指令値の大きさを増加させ、該大きさを増加させた第１電圧指令値を前記第２電圧指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊）として出力するものであり、前記２つの大きさを減少させた第１電圧指令値の大きさの変化量の時間積分の和と、大きさを増加させた第１電圧指令値の大きさの変化量の時間積分とが略等しいことを特徴とする。なお、（）内の符号や文字は例示である。 A motor control apparatus according to a second aspect of the invention includes an A / D converter (21) for detecting a DC current (i ₀ ) of a power converter (3) for converting DC power into AC power, and the power converter A vector control unit (22) for performing vector control of the three-phase AC motor (4); and a current restoration unit (23) for restoring a motor phase current flowing in the three-phase AC motor using the value of the DC current The vector control unit calculates a first voltage command value for instructing an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor using the target value and the restored current (I _RE ) restored by the current restoring unit. A voltage command value calculation unit (222), a voltage command value correction processing unit (223) for correcting the first voltage command value, and a second voltage command value (V _U1 ^* ,) corrected by the voltage command value correction processing unit. V _V1 ^* , V _W1 ^* ) and a single-phase triangular wave And a PWM signal generation unit (226) that generates a PWM signal by comparison and performs PWM control of the power converter, the first voltage command value is a first first voltage command value (V _U ^* ), The voltage command value correction processing unit comprises the second first voltage command value (V _W ^* ) and the third first voltage command value (V _V ^* ), and the voltage command value correction processing unit When the difference between V _U ^* ) and the second first voltage command value (V _W ^* ) falls within a predetermined value, the magnitude of the first voltage command value (V _U ^* ) with the smaller absolute value is The reduced voltage command value is output as the second voltage command value (V _U1 ^* ), and the second first voltage command value (V _W ^* ) and the second voltage command value (V _U1 ^* ) are from substantially coincides, it outputs the first first voltage command value of the (V U _^*) as the second voltage command value, the first of the first voltage command (V U _^*) and the difference between the third first voltage command value (V V _^*) when the is within a predetermined value, the first voltage command value of the larger absolute value of (V U _^*) absolute The first voltage command value (pseudo-limit voltage V _P ) whose magnitude is reduced to the smaller first voltage command value (V _V ^* ) is reduced to the second voltage command value (V _U1). ^* ), And after the first first voltage command value (V _U ^* ) and the second voltage command value (V _U1 ^* ) substantially match, the first first voltage command value is output. The first voltage command value obtained by increasing the magnitude and outputting the second voltage command value (V _U1 ^* ) is output as the second voltage command value (V _U1 ^* ), the first voltage command having the two magnitudes reduced. The sum of the time integral of the magnitude change of the value and the time integral of the magnitude change of the first voltage command value with the magnitude increased are It is characterized by being approximately equal. In addition, the code and character in () are examples.

本発明によれば、何れか２相の電圧指令値が所定値以内である期間でもモータ電流を復元することができるモータ制御装置、及びモータ制御システムを提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a motor control device and a motor control system capable of restoring the motor current even in a period in which the voltage command value of any two phases is within the predetermined value.

本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。FIG. 1 is a block diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention. １シャント抵抗を用いた電流取得法を説明するための各部における出力波形を示す図であり、（ａ）は、ＰＷＭ波形、（ｂ）は、シャント抵抗両端電圧、そして、（ｃ）は、モータ電流波形である。It is a figure which shows the output waveform in each part for demonstrating the electric current acquisition method using 1 shunt resistance, (a) is a PWM waveform, (b) is a shunt resistance both-ends voltage, And (c) is a motor It is a current waveform. ＰＷＭスイッチングパターンと検出電流の関係を示す表である。5 is a table showing the relationship between a PWM switching pattern and a detected current. １回のサンプリングデータの取得タイミング電圧の時間変化を示す図である。It is a figure which shows the time change of the acquisition timing voltage of sampling data of 1 time. 相電圧正弦波のモータ相電圧波形、及び線間電圧波形である。It is a motor phase voltage waveform of a phase voltage sine wave, and a line voltage waveform. 電圧利用率を向上させたときのモータ相電圧波形、及び線間電圧波形である。They are a motor phase voltage waveform when a voltage utilization factor is improved, and a line voltage waveform. ＰＷＭ過変調のときのモータ相電圧波形、及び線間電圧波形である。They are a motor phase voltage waveform at the time of PWM overmodulation, and a line voltage waveform. ＰＷＭ過変調のときのモータ相電圧を全相重ね合わせた波形である。It is a waveform in which the motor phase voltages at the time of PWM overmodulation are superposed in all phases. ＰＷＭ過変調時の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊と、単相三角波とを重ねたものである。The voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* at the time of PWM overmodulation and the single-phase triangular wave are superimposed. 電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊を電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊よりもΔＶ_Ｕ ^＊低下させた状態で、ＰＷＭ過変調時の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊と、単相三角波とを重ねたものである。In a state in which the voltage command value _V ^{U *} is [Delta] V _U ^* lower than the voltage command value _V ^{V *,} PWM overmodulation when the voltage command value _^V ^U _{_*,} _{V V} _*, and _V ^{W *,} and a single-phase triangular wave It is a pile of things. 本発明の第１実施形態における電圧指令値の低下、及び増加を説明するための説明図である。It is explanatory drawing for demonstrating the fall of the voltage command value in 1st Embodiment of this invention, and increase. 電圧指令値の補正処理を行う前後の電圧指令値の波形である。It is a waveform of voltage command value before and behind performing correction processing of voltage command value. 本発明の第１実施形態における電圧指令値の増加量を説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining the increase amount of the voltage command value in 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態における電圧指令値の低下、及び増加処理を説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining the fall of the voltage command value in 2nd Embodiment of this invention, and an increase process. 本発明の第２実施形態における電圧指令値の補正処理を行う前後の電圧指令値の波形である。It is a wave form of voltage command value before and behind performing amendment processing of voltage command value in a 2nd embodiment of the present invention. 本発明の比較例のモータ制御装置の電圧指令値の減少／増加処理を説明するための説明図である。It is an explanatory view for explaining decrease / increase processing of a voltage command value of a motor control device of a comparative example of the present invention.

以下、図面を参照して、本発明の実施の形態（以下、「本実施形態」と称する）につき詳細に説明する。なお、各図は、本発明を十分に理解できる程度に、概略的に示してあるに過ぎない。よって、本発明は、図示例のみに限定されるものではない。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。 Hereinafter, embodiments of the present invention (hereinafter, referred to as “this embodiment”) will be described in detail with reference to the drawings. The drawings are only schematically shown to the extent that the present invention can be sufficiently understood. Therefore, the present invention is not limited to the illustrated example. Moreover, in each figure, about the component common in common, and the same component, the same code | symbol is attached | subjected and those duplicate description is abbreviate | omitted.

（第１実施形態）
＜モータ制御システムの構成＞
図１は、第１の実施形態のモータ制御システムの構成図である。
モータ制御システム１は、モータ制御装置２と、電力変換器３と、三相交流モータ４とを備えている。モータ制御装置２は、電力変換器３を介して三相交流モータ４のトルクを制御するトルク制御装置である。電力変換器３は、直流電源Ｅが接続されており、直流電源Ｅから供給される直流電力を三相交流電力に変換して、三相交流モータ４を駆動する。 First Embodiment
<Configuration of motor control system>
FIG. 1 is a block diagram of a motor control system according to the first embodiment.
The motor control system 1 includes a motor control device 2, a power converter 3, and a three-phase alternating current motor 4. The motor control device 2 is a torque control device that controls the torque of the three-phase AC motor 4 via the power converter 3. The power converter 3 is connected to a DC power supply E, converts DC power supplied from the DC power supply E into three-phase AC power, and drives the three-phase AC motor 4.

モータ制御装置２は、Ａ／Ｄ変換部２１、ＲＯＭ（Read Only Memory）やＲＡＭ（Random Access Memory）等が内蔵されているワンチップＣＰＵ（Central Processing Unit）により構成されており、ＲＯＭに格納されたプログラムを実行することによりベクトル制御部２２と電流復元部２３との機能を実現する。Ａ／Ｄ変換部２１は、電力変換器３に直流電力を供給する直流電源Ｅに接続されたシャント抵抗ｒに流れる電力変換器３の直流側電流ｉ_Ｏを検出する。ベクトル制御部２２は、電力変換器３を介して三相交流モータ４の回転速度をベクトル制御する。そして、電流復元部２３は、電力変換器３の直流側電流の値を用いて、三相交流モータ４に流れるモータ相電流（ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ、ｉ_Ｗ）を復元するものである。 The motor control device 2 is constituted by a one-chip central processing unit (CPU) in which an A / D conversion unit 21, a ROM (Read Only Memory), a RAM (Random Access Memory), and the like are incorporated. By executing this program, the functions of the vector control unit 22 and the current restoring unit 23 are realized. A / D converter 21, detects the DC side current i _O of the power converter 3 flowing to the shunt resistor r which is connected to the DC power supply E supplying a DC power to a power converter 3. The vector control unit 22 vector-controls the rotational speed of the three-phase AC motor 4 via the power converter 3. The current restoration unit 23 restores the motor phase current (i _U , i _V , i _W ) flowing through the three-phase AC motor 4 using the value of the DC side current of the power converter 3.

ベクトル制御部２２は、電流指令値演算部２２１と電圧指令値演算部２２２と電圧指令値補正処理部２２３と電圧指令値補正判定部２２４とＰＷＭ信号生成部２２６と単相三角波発生部２２７とを備えて構成される。
電流指令値演算部２２１は、二軸電流指令値演算部２２１１と二軸−三相変換部２２１２と三相−二軸変換部２２１３とを備えて構成される。電流指令値演算部２２１には、目標値Ｔ、及び電流復元部２３からの復元された三相の復元電流Ｉ_ＲＥが入力される。目標値Ｔは、二軸電流指令値演算部２２１１に入力され、三相の復元電流Ｉ_ＲＥは、三相−二軸変換部２２１３に入力される。そして、三相−二軸変換部２２１３に入力された三相の復元電流Ｉ_ＲＥは、励磁軸（ｄ軸）、及びこれに直交するトルク軸（ｑ軸）の二軸の電流に変換され、二軸電流指令値演算部２２１１、及び電圧指令値演算部２２２の入力電流Ｉｄ、Ｉｑとして出力される。二軸電流指令値演算部２２１１は、入力された目標値Ｔ、及び二軸の入力電流Ｉｄ、Ｉｑを二軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊に演算して、二軸−三相変換部２２１２、及び電圧指令値演算部２２２に出力する。二軸−三相変換部２２１２は、二軸電流指令値演算部２２１１から入力された二軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊を三相電流指令値Ｉ_Ｕ ^＊、Ｉ_Ｖ ^＊、Ｉ_Ｗ ^＊に変換して、電流復元部２３に出力する。 The vector control unit 22 includes a current command value calculation unit 221, a voltage command value calculation unit 222, a voltage command value correction processing unit 223, a voltage command value correction determination unit 224, a PWM signal generation unit 226, and a single phase triangular wave generation unit 227. It comprises and is constituted.
The current command value calculation unit 221 is configured to include a two-axis current command value calculation unit 2211, a two-axis to three-phase conversion unit 2212, and a three-phase to two-axis conversion unit 2213. The target value T and the restored three-phase restored current I _RE from the current restoring unit 23 are input to the current command value calculating unit 221. The target value T is input to the two-axis current command value calculation unit 2211, and the three-phase restoration current I _RE is input to the three-phase to two-axis conversion unit 2213. Then, the three-phase restored current I _RE input to the three-phase to two-axis conversion unit 2213 is converted to a current of two axes of an excitation axis (d axis) and a torque axis (q axis) orthogonal to this. The input currents Id and Iq of the biaxial current command value calculator 2211 and the voltage command value calculator 222 are output. The biaxial current command value calculation unit 2211 calculates the input target value T and the biaxial input currents Id and Iq into the biaxial current command values Id ^* and Iq ^* , and a two-axis to three-phase conversion unit 2212 , And the voltage command value calculator 222. The two-axis to three-phase conversion unit 2212 converts the two-axis current command values Id ^* and Iq ^* input from the two-axis current command value calculation unit 2211 into three-phase current command values I _U ^* , I _V ^* , I _W ^* . It converts and outputs to the current restoration unit 23.

電圧指令値演算部２２２は、電流指令値演算部２２１からの二軸電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊と入力電流Ｉｄ、Ｉｑとを用いて、三相交流モータ４に印加する印加電圧を指令する第１の電圧指令値としての電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊を演算する。ここで、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊は、電圧利用率を高めるために、線間の正弦波形を維持しつつ、線間電圧が高くなるように相電圧の変形を行っている。また、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊は、本実施形態では、ＰＷＭ過変調を前提としている。電圧指令値演算部２２２は、演算された電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊を、本実施形態の特徴構成である電圧指令値補正処理部２２３、及び電圧指令値補正判定部２２４に出力する。 Voltage command value calculation unit 222 uses the two-axis current command values Id ^* and Iq ^* from current command value calculation unit 221 and input currents Id and Iq to command an applied voltage to be applied to three-phase AC motor 4 The voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* as the first voltage command value are calculated. Here, the voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* maintain the sine waveform between the lines and increase the line voltage so as to increase the line voltage in order to increase the voltage utilization factor. Is going. Further, in the present embodiment, the voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* are premised on PWM overmodulation. The voltage command value calculation unit 222 calculates the calculated voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* into a voltage command value correction processing unit 223 and a voltage command value correction determination unit, which are characteristic features of the present embodiment. Output to 224.

電圧指令値補正処理部２２３は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊の何れか２つの値を設定値まで減少させ、適切なタイミングで減少分を増加させる補正を行い、第２電圧指令値としての電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊、Ｖ_Ｖ１ ^＊、Ｖ_Ｗ１ ^＊を出力する。また、電圧指令値補正処理部２２３は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊の減少量（変化量）の時間積分と、増加量（変化量）の時間積分とを等しくなるようにしている。電圧指令値補正判定部２２４は、電圧指令値補正処理部２２３が電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊の補正を行うタイミングか否かを判定し、該タイミングを電圧指令値補正処理部２２３に送信する。擬似リミット値２２５は、電圧指令値補正処理部２２３の補正後の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊の値が設定されており、該設定値は電圧指令値補正判定部２２４が判定する判定基準としても使用される。 The voltage command value correction processing unit 223 reduces any two of the voltage command values V _U ^* , V _V ^* , and V _W ^* to the set value, and performs correction to increase the amount of decrease at an appropriate timing. 2) Output voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^* as voltage command values. Further, voltage command value correction processing unit 223 makes the time integration of the decrease amount (change amount) of voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* equal to the time integration of the increase amount (change amount) It is like that. Voltage command value correction determination unit 224 determines whether it is the timing at which voltage command value correction processing unit 223 corrects voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* , and the timing is used to correct the voltage command value. It is transmitted to the processing unit 223. The pseudo limit value 225 is set with the voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* corrected by the voltage command value correction processing unit 223, and the setting value is the voltage command value correction determination unit 224. Is also used as a determination criterion.

電圧指令値補正処理部２２３は、補正された電圧指令値Ｖ_ｕ１ ^＊、Ｖ_ｖ１ ^＊、Ｖ_ｗ１ ^＊をＰＷＭ信号生成部２２６に出力する。そして、ＰＷＭ信号生成部２２６は、電圧指令値演算部２２２からの電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊と単相三角波発生部２２７が生成する単相三角波とを比較してＰＷＭ信号Ｕ_Ｐ、Ｖ_Ｐ、Ｗ_Ｐを生成し、電力変換器３に出力して電力変換器３をＰＷＭ制御する。 The voltage command value correction processing unit 223 outputs the corrected voltage command values V _u1 ^* , V _v1 ^* , V _w1 ^* to the PWM signal generation unit 226. Then, PWM signal generation unit 226 compares voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* from voltage command value calculation unit 222 with a single-phase triangular wave generated by single-phase triangular wave generation unit 227 and performs PWM. The signals U _p , V _p and W _p are generated and output to the power converter 3 to perform PWM control of the power converter 3.

電流復元部２３は、偏差演算部２３１と設定部２３２とＡ／Ｄ変換制御部２３３とを備えて構成される。偏差演算部２３１は、Ａ／Ｄ変換部２１から出力された測定電流値（出力値）Ｉ_Ｏと電流指令値演算部２２１の二軸−三相変換部２２１２で変換された三相電流指令値Ｉ^＊（Ｉ_Ｕ ^＊、Ｉ_Ｖ ^＊、Ｉ_Ｗ ^＊）とが入力され、測定電流値（出力値）Ｉ_Ｏと三相電流指令値Ｉ^＊との偏差Ｉ_Ｄを演算し、演算結果を設定部２３２に出力する。 The current restoration unit 23 includes a deviation calculation unit 231, a setting unit 232, and an A / D conversion control unit 233. Deviation calculation unit 231 determines the measured current value (output value) I _O output from A / D conversion unit 21 and the three-phase current command value converted by two-axis to three-phase conversion unit 2212 of current command value calculation unit 221. I ^* (I _U ^* , I _V ^* , I _W ^* ) is input, the deviation I _D between the measured current value (output value) I _O and the three-phase current command value I ^* is calculated, and the calculation result is set Output to the part 232.

設定部２３２は、いわゆる、コンパレータとスイッチとの機能を有している。設定部２３２は、偏差演算部２３１からの偏差Ｉ_Ｄの大きさ（｜Ｉ_Ｄ｜）が設定された規定幅データ（設定値）Ｉ_Ｓの大きさ（｜Ｉ_Ｓ｜）よりも大きいときは、スイッチが「ａ」に切り替わり、電流指令値演算部２２１から指令された電流指令値Ｉ^＊を電流指令値演算部２２１に復元電流Ｉ_ＲＥの値として出力する。一方、設定部２３２は、偏差演算部２３１からの偏差Ｉ_Ｄの大きさ（｜Ｉ_Ｄ｜）が設定された規定幅データ（設定値）Ｉ_Ｓの大きさ（｜Ｉ_Ｓ｜）以下のときは、スイッチが「ｂ」に切り替わり、Ａ／Ｄ変換部２１からの測定電流値（出力値）Ｉ_Ｏを、電流指令値演算部２２１に復元電流Ｉ_ＲＥの値として出力する。 The setting unit 232 has a so-called function of a comparator and a switch. When the setting unit 232 determines that the magnitude (| I _D |) of the deviation I _D from the deviation calculation unit 231 is larger than the magnitude (| I _S |) of the specified width data (setting value) I _S The switch is switched to “a”, and the current command value I ^* instructed from the current command value calculation unit 221 is output to the current command value calculation unit 221 as the value of the restoration current I _RE . On the other hand, when the setting unit 232 determines that the magnitude (| I _D |) of the deviation I _D from the deviation calculation portion 231 is less than or equal to the predetermined width data (setting value) I _S (| I _S |) The switch is switched to "b", and the measured current value (output value) _IO from the A / D converter 21 is output to the current command value calculator 221 as the value of the restoration current I _RE .

つまり、設定部２３２は、ノイズ等により、Ａ／Ｄ変換部２１が測定した測定電流値（出力値）Ｉ_Ｏのバラツキが大きいときには、電流指令値Ｉ^＊を復元電流Ｉ_ＲＥの値とし、測定電流値Ｉ_Ｏのバラツキが小さいときには、測定電流値Ｉ_Ｏを、復元電流Ｉ_ＲＥの値とする。これにより、モータ制御装置２は、ノイズの大きさにかかわらず、安定して、三相交流モータ４を制御することができる。 That is, setting section 232, due to noise or the like, when the variation of the A / D converter 21 measures the current value measured is (output value) I _O is large, the value of the recovery current I _RE and the current instruction value I ^*, any measurement When the variation of the current value I _O is small, the measured current value I _O is taken as the value of the restoration current I _RE . Thus, the motor control device 2 can stably control the three-phase AC motor 4 regardless of the magnitude of the noise.

さらに、Ａ／Ｄ変換制御部２３３は、電力変換器３の三相交流モータ４のＵ相、Ｖ相、及びＷ相におけるＤｕｔｙ１００％のときの無通電状態、及び通電状態を表すＰＷＭスイッチングパターン（図３参照）を用いて、単相三角波発生部２２７が発生する単相三角波の周期に同期させてＡ／Ｄ変換部２１を制御する。 Furthermore, the A / D conversion control unit 233 is a PWM switching pattern representing a non-energized state and an energized state at 100% duty in the U phase, V phase, and W phase of the three-phase AC motor 4 of the power converter 3. The A / D converter 21 is controlled in synchronization with the cycle of the single-phase triangular wave generated by the single-phase triangular wave generator 227 using (see FIG. 3).

＜モータ制御装置の動作＞
以下、本実施形態のモータ制御装置２の動作につき説明する。まず、図２乃至図４を参照して、測定電流値Ｉ_Ｏを取得して復元電流Ｉ_ＲＥの値を出力する電流復元部２３の動作について説明し、図６乃至図１１を用いて、本実施形態の特徴構成である電圧指令値補正処理部２２３の動作を説明する。 <Operation of motor control device>
Hereinafter, the operation of the motor control device 2 of the present embodiment will be described. First, with reference to FIGS. 2 to 4, the operation of the current restoration unit 23 which obtains the measured current value I _O and outputs the value of the restoration current I _RE will be described. An operation of the voltage command value correction processing unit 223 which is a characteristic configuration of the embodiment will be described.

図２（ａ）乃至図２（ｃ）は、１シャント抵抗を用いた電流取得法を説明するための各部における出力波形を示す図である。なお、図２（ａ）乃至図２（ｃ）において、横軸の時間軸は、同様の時間単位で示してある。図２（ａ）は、ＰＷＭ信号生成部２２６から電力変換器３に出力されるＰＷＭ信号Ｕ_Ｐ、Ｖ_Ｐ、Ｗ_Ｐの波形を示す。横軸は時間であり、本実施形態では、１キャリア周期２００μｓとした２周期分の時間を示している。なお、１キャリア周期２００μｓの値は、単相三角波発生部２２４が生成する単相三角波の周期である２００μｓとしてある。 FIG. 2A to FIG. 2C are diagrams showing output waveforms at respective portions for explaining a current acquisition method using one shunt resistor. In FIG. 2A to FIG. 2C, the time axis of the horizontal axis is shown in the same time unit. FIG. 2A shows the waveforms of the PWM signals U _P , V _P , and W _P output from the PWM signal generation unit 226 to the power converter 3. The horizontal axis is time, and in the present embodiment, time for two cycles with one carrier cycle of 200 μs is shown. The value of one carrier period of 200 μs is set to 200 μs, which is the period of the single-phase triangular wave generated by the single-phase triangular wave generation unit 224.

図２（ｂ）は、シャント抵抗ｒの両端電圧波形であり、このタイミング（１）、及びタイミング（２）によって取得されるシャント抵抗ｒに流れる直流電流値ｉ_Ｏと後記する図３のＰＷＭスイッチングパターンによって特定されたモータ相電流の検出電流、この場合は、ｉ_Ｕ、及び−ｉ_ＷがＡ／Ｄ変換部２１を介してモータ電流の各相の測定電流値（出力値）Ｉ_Ｏとして検出され、電流復元部２３の偏差演算部２３１、及び設定部２３２に入力される。 Figure 2 (b) is a voltage waveforms across the shunt resistor r, PWM switching of FIG. 3 the timing (1), and which is being described below with DC current value i _O flowing to the shunt resistor r acquired by the timing (2) Detected current of motor phase current specified by pattern, in this case i _U and -i _W detected as measured current value (output value) I _O of each phase of motor current through A / D converter 21 And is input to the deviation calculation unit 231 and the setting unit 232 of the current restoration unit 23.

図２（ｃ）は、モータ電流波形であり、各モータ相電流（ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ、ｉ_Ｗ）のそれぞれ電気角３６０°を有した相電流のうちの、ここでは、キャリア周期２周期分のモータ電流波形と図２（ｂ）の期間（１）、及び期間（２）で取得される検出電流ｉ_Ｕ、及び−ｉ_Ｗを取得部（１）、及び取得部（２）として示してある。 FIG. 2 (c) shows motor current waveforms, and of the phase currents of the respective motor phase currents (i _U , i _v , i _w ) each having an electrical angle of 360 °, here two carrier cycles 2 (b) and the detected current i _U acquired in the period (2) and -i _W are shown as an acquisition unit (1) and an acquisition unit (2). is there.

図３は、ＰＷＭスイッチングパターンと検出電流との関係を示す表である。図３は、図２（ａ）、及び図２（ｂ）を参照して説明した期間（１）、及び期間（２）で取得される検出電流ｉ_Ｕ、及び検出電流−ｉ_Ｗとそれ以外の検出電流をＰＷＭスイッチングパターンに対応させて図示している。 FIG. 3 is a table showing the relationship between the PWM switching pattern and the detected current. FIG. 3 shows the detection current i _U and the detection current −i _W acquired in the period (1) and the period (2) described with reference to FIGS. 2 (a) and 2 (b) and others The detection current of is illustrated corresponding to the PWM switching pattern.

図３は、ＰＷＭスイッチングパターンと特定の電流相との関係の説明図である。図３は、三相交流モータ４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相におけるＤｕｔｙ１００％のときの無通電状態、及び通電状態を表すＰＷＭスイッチングパターンと、各ＰＷＭスイッチングパターンによって定まる特定の電流相（特定相と称する）との関係を示している。図３では、ＰＷＭスイッチングパターンは、無通電状態を「ＯＦＦ」とし、通電状態を「ＯＮ」として、各相の状態をＡ〜Ｈの８通りのＰＷＭスイッチングパターンとして示している。 FIG. 3 is an explanatory view of the relationship between the PWM switching pattern and a specific current phase. FIG. 3 shows PWM switching patterns representing non-energized state and energized state in the case of 100% duty in U phase, V phase and W phase of three-phase AC motor 4 and a specific current phase determined by each PWM switching pattern The relationship with the specific phase is shown. In FIG. 3, in the PWM switching pattern, the non-energized state is “OFF”, the energized state is “ON”, and the states of the respective phases are shown as eight PWM switching patterns of A to H.

図３は、ＰＷＭスイッチングパターンＡ〜Ｈの特定相が以下のようになることを示している。すなわち、パターンＡとして、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相がそれぞれ「ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＦＦ」となる場合に、特定相を特定できず検出電流は「なし」状態となる。また、パターンＢとして、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相がそれぞれ「ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＦＦ」となる場合に、特定相が「Ｕ相」となり、検出電流はｉ_Ｕとなる。また、パターンＣとして、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相がそれぞれ「ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＦＦ」となる場合に、特定電流相が「Ｖ相」となり、検出電流はｉ_Ｖとなる。また、パターンＤとして、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相がそれぞれ「ＯＮ、ＯＮ、ＯＦＦ」となる場合に、特定電流相が「Ｗ相」となり、検出電流は−ｉ_Ｗとなる。また、パターンＥとして、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相がそれぞれ「ＯＦＦ、ＯＦＦ、ＯＮ」となる場合に、特定電流相が「Ｗ相」となり、検出電流はｉ_Ｗとなる。また、パターンＦとして、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相がそれぞれ「ＯＮ、ＯＦＦ、ＯＮ」となる場合に、特定電流相が「Ｖ相」となり、検出電流は−ｉ_Ｖとなる。また、パターンＧとして、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相がそれぞれ「ＯＦＦ、ＯＮ、ＯＮ」となる場合に、特定電流相が「Ｕ相」となり、検出電流は−ｉ_Ｕとなる。また、パターンＨとして、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相がそれぞれ「ＯＮ、ＯＮ、ＯＮ」となる場合に、特定電流相が特定できず検出電流は「なし」状態となる。 FIG. 3 shows that the specific phases of the PWM switching patterns A to H are as follows. That is, as the pattern A, when the U phase, the V phase, and the W phase are respectively “OFF, OFF, OFF”, the specific phase can not be identified, and the detection current is in the “none” state. Further, as the pattern B, U-phase, V-phase, and W phase are "ON, OFF, OFF" when the particular phase is "U phase", and the detection current _{i U.} Further, as a pattern C, U-phase, V-phase, and W phase are "OFF, ON, OFF" when a specific current phase becomes "V-phase", the detection current is _{i V.} Further, as the pattern D, when the U phase, the V phase, and the W phase are respectively “ON, ON, OFF”, the specific current phase is “W phase”, and the detection current is −i _W. Further, as a pattern E, U-phase, V-phase, and W phase are "OFF, OFF, ON" when a specific current phase is "W-phase", and the detection current _{i W.} Further, as the pattern F, U-phase, V-phase, and W phase are "ON, OFF, ON" when a specific current phase becomes "V-phase", the detected current becomes -i _V. Further, as the pattern G, U-phase, V-phase, and W phase are "OFF, ON, ON" when a specific current phase becomes "U phase", the detected current becomes -i _U. Further, as the pattern H, when the U phase, the V phase and the W phase are respectively "ON, ON, ON", the specific current phase can not be identified, and the detection current is in the "none" state.

そして、本実施形態においては、電流復元部２３のＡ／Ｄ変換制御部２３３は、このＰＷＭスイッチングパターンに対応した電力変換器３のスイッチングパターン、すなわち、図３における検出電流「なし」の２つのパターンを除いた６つのスイッチングパターンに同期させて、Ａ／Ｄ変換部２１を制御する。したがって、電流復元部２３は、単相三角波の周期２００μｓ中におけるＰＷＭスイッチパターンの内、前記の図３における６つのスイッチングパターンを検出電流の取得部として規定する。 Then, in the present embodiment, the A / D conversion control unit 233 of the current restoration unit 23 selects the switching pattern of the power converter 3 corresponding to this PWM switching pattern, that is, the two detection currents “none” in FIG. The A / D converter 21 is controlled in synchronization with the six switching patterns excluding the pattern. Therefore, the current restoration unit 23 defines six switching patterns in FIG. 3 among the PWM switch patterns in the cycle 200 μs of the single-phase triangular wave as the detection current acquisition unit.

さらに、Ａ／Ｄ変換制御部２３３は、単相三角波の周期２００μｓ中におけるＰＷＭスイッチングパターンの内、隣接した２つの期間、すなわち、図２の取得部（１）、及び取得部（２）において、ここでは、Ｕ相、及びＷ相の二相の検出電流を、１キャリア周期内に各１回検出し取得させる。 Furthermore, the A / D conversion control unit 233 controls the adjacent two periods of the PWM switching pattern in the cycle 200 μs of the single-phase triangular wave, that is, in the acquisition unit (1) and the acquisition unit (2) of FIG. Here, two U-phase and W-phase detection currents are detected and acquired once in one carrier period.

図４は、１回のサンプリングデータの取得タイミング電圧の時間変化を示す図である。図４において、縦軸はタイミング電圧（Ｖ）であり、横軸は時間（μｓ）である。
図４は、シャント抵抗ｒに流れる電流ｉ_Ｏのステップ応答を示しており、ａ）領域は、Ａ／Ｄ変換部２１への入力直前のフィルタ回路等による充電時間、及びセットアップ時間（約６μｓ）であり、ｂ）領域は、１データのＡ／Ｄ変換部２１での電流検出時間を含むＡ／Ｄ変換時間（２．６μｓ）であり、ｃ）領域は、Ａ／Ｄ変換部２１中でのレジスタ等の設定処理時間（約１μｓ）である。シャント抵抗ｒに流れる電流ｉ_Ｏの変化が開始してからＡ／Ｄ変換部２１の出力変化が完了するまでに必要な必要最低時間は、ａ）〜ｃ）領域のトータル時間であり、約１０μｓｅｃと見積もられる。 FIG. 4 is a diagram showing a time change of acquisition timing voltage of one sampling data. In FIG. 4, the vertical axis is the timing voltage (V), and the horizontal axis is time (μs).
FIG. 4 shows the step response of the current i _O flowing in the shunt resistor r, where a) the region represents the charging time by the filter circuit etc. immediately before the input to the A / D converter 21 and the setup time (about 6 μs) B) area is A / D conversion time (2.6 μs) including current detection time in A / D conversion section 21 of 1 data; c) area is A / D conversion section 21 Setting processing time (approximately 1 μs) of the register etc. Required minimum time required for the output change is complete current i _O A / D converter 21 from the change in the start of flowing to the shunt resistor r is, a) to c) a total time in the region, about 10μsec It is estimated that

図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃは、モータ相電圧波形、及び線間電圧波形である。モータ相電圧波形は、電圧指令値演算部２２２（図１）が生成する電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊に相当する。図５Ａ，図５Ｂ，図５Ｃは、縦軸が電圧（Ｖ）であり、横軸が位相（ｄｅｇ）である。
図５Ａ（ａ）は、基本的なＵ相，Ｖ相の相電圧波形であり、図５Ａ（ｂ）は、ＵＶ相の線間電圧波形であり、双方共に正弦波形を示す。Ｕ相，Ｖ相の相電圧波形は、位相が１２０°ずれている正弦波形である。また、ピーク値±１００Ｖの相電圧は、線間電圧では、√３倍（±１７３Ｖ）のピーク電圧になる。 5A, 5B, and 5C are motor phase voltage waveforms and line voltage waveforms. The motor phase voltage waveform corresponds to voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* generated by the voltage command value calculation unit 222 (FIG. 1). In FIGS. 5A, 5B, and 5C, the vertical axis represents voltage (V), and the horizontal axis represents phase (deg).
FIG. 5A (a) shows basic U-phase and V-phase phase voltage waveforms, and FIG. 5A (b) shows UV phase line voltage waveforms, both of which show sine waveforms. The U-phase and V-phase phase voltage waveforms are sinusoidal waveforms that are 120 ° out of phase. In addition, the phase voltage of the peak value ± 100 V is a peak voltage of √3 times (± 173 V) in the line voltage.

図５Ｂ（ａ）は、電圧利用率を向上させるために波形変形した相電圧変形波形であり、図５Ｂ（ｂ）は、その線間電圧波形である。相電圧変形波形は、ピーク電圧±２００Ｖの正弦波の線間電圧波形を維持しつつ、相電圧をピーク電圧±１００Ｖに制限したものである。 FIG. 5B (a) is a phase voltage deformation waveform in which the waveform is deformed in order to improve the voltage utilization rate, and FIG. 5B (b) is a voltage waveform between the lines. The phase voltage deformation waveform is one in which the phase voltage is limited to the peak voltage ± 100 V while maintaining the line voltage waveform of the sine wave of the peak voltage ± 200 V.

図５Ｃ（ａ）は、電圧利用率向上のための波形変形とＰＷＭ過変調とを行ったときの相電圧波形であり、図５Ｃ（ｂ）は、その線間電圧波形である。線間電圧波形は、ピーク電圧±２００Ｖの状態が一定時間継続しており、正弦波ではない。また、図５Ｃ（ａ）の相電圧波形は、図５Ｂ（ａ）の相電圧波形変形の振幅を増加させた波形（原波形Ｖ相）に対して、±１００Ｖを超える過変調部分（破線部分）をカットしたものである。 FIG. 5C (a) is a phase voltage waveform when waveform deformation and PWM overmodulation are performed to improve the voltage utilization rate, and FIG. 5C (b) is a voltage waveform between the lines. The line voltage waveform has a peak voltage of ± 200 V for a certain period of time and is not a sine wave. Further, the phase voltage waveform of FIG. 5C (a) is an overmodulation portion (broken line portion) exceeding ± 100 V with respect to the waveform (original waveform V phase) in which the amplitude of the phase voltage waveform deformation of FIG. 5B (a) is increased. ) Is cut.

図６は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊の波形であり、図５Ｃ（ａ）の相電圧波形Ｖ_Ｕ，Ｖ_Ｖ、及び相電圧波形Ｖ_Ｗを全相重ね合わせものに相当するが、振幅が±１３０Ｖになっている。
この電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊は、過変調部分のカットのため、２つの相のピーク値が重なる期間が存在し、この期間では、他の一相は、正負反転した値になっている。破線の円で示した複数の期間がピーク値の重なる期間であり、例えば、破線の直線（ＰＷＭ動作ピックアップポイント）で特定した期間は、Ｕ相、及びＶ相がピーク値（約１３０Ｖ）で重なっており、Ｗ相が−１３０Ｖである。また、ピーク値の重なる期間は、２つの電圧指令値が近似する期間であり、電流取得が困難な電流取得不可領域である。 FIG. 6 shows waveforms of voltage command values V _U ^* , V _V ^* , and V _W ^* , and the phase voltage waveforms V _U and V _V and the phase voltage waveform V _W of FIG. , But the amplitude is ± 130V.
The voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* have a period in which the peak values of the two phases overlap due to the cut of the overmodulation part, and in this period, the other one phase is inverted The value is A plurality of periods indicated by a broken line circle is a period in which peak values overlap, for example, a period specified by a broken line (PWM operation pickup point) is overlapped by U and V phases at peak values (approximately 130 V) And the W phase is -130V. Further, the overlapping period of peak values is a period in which two voltage command values approximate each other, and is a current acquisition impossible region where current acquisition is difficult.

図７は、図６の破線の直線で特定した期間について、三相の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊と、単相三角波発生部２２７が生成した単相三角波とを重ねたものである。縦軸は、ＰＷＭカウント値（０〜ＰＷＭ＿Ｍａｘ）であり、横軸は時間である。この期間において、ＰＷＭ信号生成部２２６が生成するＰＷＭ波形は、Ｕ相電圧Ｕｐ＝“１”であり、Ｖ相電圧Ｖｐ＝“１”であり、Ｗ相電圧Ｗｐ＝“０”である。 7 overlaps three-phase voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* and a single-phase triangular wave generated by the single-phase triangular wave generator 227 in a period specified by the broken line in FIG. It is The vertical axis is the PWM count value (0 to PWM_Max), and the horizontal axis is time. In this period, the PWM waveform generated by the PWM signal generation unit 226 is U phase voltage Up = “1”, V phase voltage Vp = “1”, and W phase voltage Wp = “0”.

図３のＰＷＭスイッチングパターンによれば、Ｕｐ＝１、Ｖｐ＝１、Ｗｐ＝０の状態は、負のＷ相電流−ｉ_Ｗを検出可能であるが、他の相電流を検出することができない。つまり、他の２相の電流（Ｕ相電流ｉ_Ｕ、Ｖ相電流ｉ_Ｖ）が検出できないので、モータ電流を検出することができない。そこで、電圧指令値補正処理部２２３は、２つの相のピーク値が重なる期間に対して、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、及び電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊の何れか一方の値を減少させて、他の一相の電流検出期間を生成し、その後、減少させた電圧指令値を増加させて、辻褄合わせを行うことにする。 According to the PWM switching pattern of FIG. 3, the state of Up = 1, Vp = 1, Wp = 0 can detect negative W-phase current -i _W but can not detect other phase currents . That is, the motor current can not be detected because the other two-phase currents (U-phase current i _U and V-phase current i _V ) can not be detected. Therefore, the voltage command value correction processing unit 223 reduces either one of the voltage command value V _U ^* and the voltage command value V _V ^* with respect to the period in which the peak values of the two phases overlap with each other. A current detection period of one phase is generated, and then the decreased voltage command value is increased to perform combination.

図８は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊を電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊よりもΔＶ_ＵＶ ^＊減少させた状態で、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊と、単相三角波とを重ねたものである。電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊が単相三角波よりも低い期間、つまり、Ｕｐ＝０、Ｖｐ＝１、Ｗｐ＝０の期間が両側に発生し、Ｖ相電流ｉ_Ｖが検出可能になる。 Figure 8 is a state in which [Delta] V _UV ^* is smaller than the voltage command value _V ^{U *} the voltage command value _V ^{V *,} * voltage command value _V ^_U, ^V V _*, and _V ^{W *,} overlapped and single-phase triangular wave It is Voltage command value _V ^{U *} is less time than the single-phase triangular wave, i.e., a period of Up = 0, Vp = 1, Wp = 0 occurs on both sides, V-phase current _{i V} becomes detectable.

ΔＶ_ＵＶ ^＊は、単相三角波の傾斜に相電流検出に必要な時間（例えば、１０μSec）を乗算した電圧である。つまり、ΔＶ_ＵＶ ^＊は、単相三角波の周期と相電流検出に必要な時間との比と、電流指令値の最大値（ピーク値）との積である。これにより、Ａ／Ｄ変換部２１は、負のＷ相電流−ｉ_Ｗ、及びＶ相電流ｉ_Ｖが検出可能になる。つまり、Ｕ相電流ｉ_Ｕ＝−（ｉ_Ｖ＋ｉ_Ｗ）なので、モータ制御装置２は、直流電源Ｅに接続されたシャント抵抗ｒを用いて、全相の電流ｉ_Ｕ，ｉ_Ｖ，ｉ_Ｗを検出乃至演算することができる。 ΔV _UV ^* is a voltage obtained by multiplying the slope of the single-phase triangular wave by the time required for phase current detection (for example, 10 μsec). That is, ΔV _UV ^* is the product of the ratio of the period of the single-phase triangular wave to the time required for phase current detection and the maximum value (peak value) of the current command value. As a result, the A / D conversion unit 21 can detect the negative W-phase current -i _W and the V-phase current i _V. That is, since the U-phase current i _U = − (i _V + i _W ), the motor control device 2 uses the shunt resistance r connected to the DC power supply E to generate all phase currents i _U , i _V and i _W. It can be detected or calculated.

図９は、本発明の第１実施形態における電圧指令値の低下、及び増加を説明するための説明図である。この図９は、ＰＷＭ過変調を行った電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊を減少／増加処理し、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊を出力する電圧指令値補正処理部２２３の処理を説明している。処理前の第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊は、時刻ｔ０から略直線的に増加し、時刻ｔ１を介して、時刻ｔ２で出力リミット電圧Ｖ_Ｌに到達し、時刻ｔ４を介して、時刻ｔ５で、略直線的に低下し、時刻ｔ８で電圧０まで戻る台形状である。 FIG. 9 is an explanatory view for explaining the decrease and increase of the voltage command value in the first embodiment of the present invention. This FIG. 9 illustrates the processing of the voltage command value correction processing unit 223 that decreases / increases the voltage command value V _U ^* subjected to PWM overmodulation and outputs the voltage command value V _U1 ^* . The first voltage command value V _U ^* before processing increases substantially linearly from time t 0 and reaches the output limit voltage V _L at time t 2 through time t 1 and time t 5 through time t 4 Then, it decreases in a substantially linear manner, and has a trapezoidal shape returning to voltage 0 at time t8.

処理後の電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊は、時刻ｔ０の電圧０から略直線的に増加し、時刻ｔ２で出力リミット電圧Ｖ_Ｌ＝Ｖ_ｕ１ ^＊ _ｍａｘに到達し、第二の電圧指令値Ｖ_Ｖ１ ^＊が所定電圧範囲内になる時刻ｔ４で、擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを出力し、時刻ｔ５，ｔ６を介して、時刻ｔ７で略直線的に低下し、時刻ｔ８で電圧０まで戻っている。 The voltage command value V _U1 ^* after processing increases substantially linearly from voltage 0 at time t0, and reaches output limit voltage V _L = V _u1 ^* _max at time t2, and the second voltage command value V _V1 ^* There at the time t4 which falls within a predetermined voltage range, and outputs a pseudo limit voltage V _P, via the time t5, t6, substantially decreased linearly in time t7, the has returned to the voltage 0 at time t8.

つまり、電圧指令値補正処理部２２３は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊とが所定値以内になる時刻ｔ４に、絶対値が大きい方の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊を所定電圧（Ｖ_Ｌ−Ｖ_Ｐ）だけ減少させ、該低下させた電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊と電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊とが一致する時刻ｔ６から、第２電圧指令値としての電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊を第１電圧指令値としての電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊よりも増加させている。ここで、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊を減少させた一定電圧Ｖ_Ｐを「擬似リミット電圧」ということにする。また、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊とが所定電圧範囲内になるとは、該所定電圧が小さければ、電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊と擬似リミット電圧Ｖ_Ｐとが略一致することでもある。また、所定電圧（Ｖ_Ｌ−Ｖ_Ｐ）は、前記したΔＶ_ＵＶ ^＊であり、単相三角波の周期（例えば、２００μSec）と相電流検出に必要な必要最低時間（例えば、１０μSec）との比と、電流指令値の最大値（ピーク値）との積である。 That is, the voltage command value correcting section 223, the time ^{t4 *} and the voltage command value V _U ^* and the voltage command value V _V falls within a predetermined value, the voltage command value V _U ^* a predetermined voltage larger absolute value _(V L -V _P) only decreased from time t6 and low Do not voltage command value _{V U1} ^* and the voltage command value _V ^{U *} coincide, the voltage command value _{V U1} ^* as a second voltage command value The voltage command value V _U ^* as the first voltage command value is increased. Here, the constant voltage V _P with the reduced voltage command value V _U ^* to be referred to as "pseudo-limit voltage". In addition, if voltage command value V _U ^* and voltage command value V _V ^* fall within the predetermined voltage range, voltage command value V _V ^* and pseudo limit voltage V _P substantially match if the predetermined voltage is small. It is also. Further, the predetermined voltage (V _L -V _P ) is ΔV _UV ^* described above, and the ratio of the period (for example, 200 μsec) of the single-phase triangular wave to the minimum necessary time (for example, 10 μsec) necessary for phase current detection , The product of the maximum value (peak value) of the current command value.

図１０は、電圧指令値の補正処理を行う前後の電圧指令値の波形であり、図１０（ａ）は、補正処理前の波形であり、図１０（ｂ）は、該補正処理前の波形に補正処理後の波形を重ねている。
図１０（ａ）において、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊は、互いに位相が１２０°ずれた、補正処理前の波形であり、電圧利用率を向上させるための波形変形、及びＰＷＭ過変調された波形である。第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊は、０〜１８０°の正の台形波と、１８０°〜３６０°までの負の台形波とが連結されたものであり、第二の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊は、１２０°〜３００°までの正の台形波と、３００°〜１２０°までの負の台形波とが連結されたものであり、第三の電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊は、２４０°〜６０°までの正の台形波と、６０°〜２４０°までの負の台形波とが連結されたものである。 FIG. 10 shows waveforms of voltage command values before and after correction processing of voltage command values, FIG. 10 (a) is a waveform before correction processing, and FIG. 10 (b) is a waveform before the correction processing. The waveform after correction processing is superimposed on the
In FIG. 10A, voltage command values V _U ^* , V _V ^* , and V _W ^* are waveforms before correction processing that are out of phase with each other by 120 °, and waveform deformation for improving the voltage utilization rate, And PWM overmodulated waveform. The first voltage command value V _U ^* is a combination of a positive trapezoidal wave of 0 to 180 ° and a negative trapezoidal wave of 180 ° to 360 °, and the second voltage command value V _U ^* Is a combination of a positive trapezoidal wave of 120 ° to 300 ° and a negative trapezoidal wave of 300 ° to 120 °, and the third voltage command value V _W ^* is 240 ° to A positive trapezoidal wave of up to 60 ° and a negative trapezoidal wave of 60 ° to 240 ° are connected.

図１０（ｂ）の補正処理後の電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊、Ｖ_Ｖ１ ^＊、Ｖ_Ｗ１ ^＊は、減少／増加処理を行った波形であり、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊の絶対値は、電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊の絶対値が疑似リミット電圧Ｖ_Ｐまで立ち上がった時に減少を開始し、電圧指令値Ｖ_Ｖ１ ^＊の絶対値は、電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊の絶対値が疑似リミット電圧Ｖ_Ｐまで立ち上がった時に減少を開始し、電圧指令値Ｖ_Ｗ１ ^＊の絶対値は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の絶対値が疑似リミット電圧Ｖ_Ｐまで立ち上がった時に減少を開始している。 Voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^* after the correction process of FIG. 10 (b) are waveforms after the decrease / increase process, and the absolute value of the voltage command value V _U1 ^* is the voltage command It starts decreasing when the absolute value of value V _V ^* rises to pseudo limit voltage V _P, and as the absolute value of voltage command value V _V1 ^* , the absolute value of voltage command value V _W ^* rises to pseudo limit voltage V _P The absolute value of the voltage command value V _W1 ^* starts decreasing when the absolute value of the voltage command value V _U ^* rises up to the pseudo limit voltage V _P.

モータ制御装置２は、三相交流モータ４が発生するトルクを目標値Ｔに制御するトルク制御装置である。モータ制御装置は、一般的に、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊＝０としたとき、トルクはｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊に比例し、三相交流モータ４に印加される電圧と電流とは略比例する。本実施形態のモータ制御装置２は、トルクと電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊、Ｖ_Ｖ１ ^＊、Ｖ_Ｗ１ ^＊とが略比例関係にあるという前提の下に、減少させた電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の減少量（変化量）の時間積分と、増加させた電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の増加量（変化量）の時間積分とを略等しくしている。 The motor control device 2 is a torque control device that controls the torque generated by the three-phase AC motor 4 to a target value T. In the motor controller, generally, when the d-axis current command value Id ^* = 0, the torque is proportional to the q-axis current command value Iq ^* , and the voltage and current applied to the three-phase AC motor 4 are approximately Proportional. The motor control device 2 of this embodiment, * the torque voltage command value _{^{_{^{_{V U1, V V1 *, V}}}}} W1 * under the assumption that the Togaryaku proportional voltage command values _V ^{U *} reduced with reduced The time integration of the amount (change amount) and the time integration of the increase amount (change amount) of the increased voltage command value V _U ^* are made substantially equal.

図１１は、本発明の第１実施形態における電圧指令値の増加量を説明する説明図である。
電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊の増加期間（ｔ６〜ｔ８）は、擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを維持する時間Ｔ_Ｘの期間（ｔ６〜ｔ７）と、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊が低下する期間（ｔ７〜ｔ８）とがある。
（１）まず、電圧指令値の減少量（Ｖ_Ｕ ^＊−Ｖ_Ｕ１ ^＊）の時間積分Ｓ１を演算する。つまり、時刻ｔ４から電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊＝擬似リミット電圧Ｖ_Ｐになる時刻ｔ６まで、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と擬似リミット電圧Ｖ_Ｐとの差（Ｖ_Ｕ ^＊−Ｖ_Ｐ）の時間積分Ｓ１を演算する。
（２）次に、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊＝擬似リミット電圧Ｖ_Ｐになってから、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊＝擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを維持するまでの時間Ｔ_Ｘを演算する。増加した電流指令値（Ｖ_Ｕ１ ^＊−Ｖ_Ｕ ^＊）の時間積分Ｓ２は、三角形の面積により求められ、Ｓ２＝Ｔ_Ｘ×Ｖ_Ｐ／２である。したがって、Ｔ_Ｘ＝２・Ｓ１／Ｖ_Ｐである。 FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining the amount of increase of the voltage command value in the first embodiment of the present invention.
Period the voltage command value _{V U1} ^* increase period (t6 to t8) is where the period of time _{T X} to maintain a pseudo-limit voltage _{V P (t6~t7),} ^* the voltage command value _{V U1} decreases (t7 to t8 And there.
(1) First, the time integral S1 of the decrease amount (V _U ^* −V _U1 ^* ) of the voltage command value is calculated. That is, from time t4 to time t6 when voltage command value V _U ^* = pseudo-limit voltage V _P , time integration S1 of the difference (V _U ^* −V _P ) between voltage command value V _U ^* and pseudo-limit voltage V _P Calculate
(2) Next, after the voltage command value V _U ^* = the pseudo limit voltage V _P , a time T _X until the voltage command value V _U1 ^* = the pseudo limit voltage V _P is maintained is calculated. The time integral S2 of the increased current command value (V _U1 ^* -V _U ^* ) is determined by the area of the triangle, and S2 = T _X × V _P / 2. Therefore, T _X = 2 · S1 / V _P.

（３）電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の低下に伴い、時間Ｔ_Ｘが経過した時点（ｃ点、ｔ７）での電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊と電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊との比率を維持するように、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊を低下させる。
つまり、時間Ｔ_Ｘが経過した時点（ｃ点、ｔ７）において、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊と電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊との比率Ｋ＝Ｖ_Ｕ１ ^＊（ｔ７）／Ｖ_Ｕ（ｔ７）を演算し、その後の電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊（ｔ）は、
Ｖ_Ｕ１ ^＊（ｔ）＝Ｋ・Ｖ_Ｕ ^＊（ｔ）
で算出する。なお、時刻ｔ８において、Ｖ_Ｕ１ ^＊＝Ｖ_Ｕ ^＊＝０になったときに電圧指令値の増加補正は終了する。 (3) with the decrease of the voltage command value _V ^{U *,} so as to maintain the ratio of the time when _{the T X} has elapsed (c point, t7) between the voltage command value _{V U1} ^* and the voltage command value _V ^{U *} in , Voltage command value V _U1 ^* is reduced.
That is, at the time (time c, t7) at which time T _X has elapsed, the ratio K = V _U1 ^* (t 7) / V _U (t 7) of voltage command value V _U1 ^* and voltage command value V _U ^* is calculated , And voltage command value V _U1 ^* (t) after that
V _U1 ^* (t) = K · V _U ^* (t)
Calculated by When V _U1 ^* = V _U ^* = 0 at time t8, the increase correction of the voltage command value ends.

（第２実施形態）
前記第１実施形態は、第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊と第二の電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊とが所定範囲内になった場合であって、第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊が低下するときに、第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊を擬似リミット電圧Ｖ_Ｐまで減少させたが、第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊が増加するときにも擬似リミット電圧Ｖ_Ｐまで減少させることができる。つまり、第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の増加時、及び減少時の双方で、擬似リミット電圧Ｖ_Ｐまで減少させることができる。 Second Embodiment
In the first embodiment, the first voltage command value V _U ^* is lowered when the first voltage command value V _U ^* and the second voltage command value V _V ^* fall within the predetermined range. When the first voltage command value V _U ^* is reduced to the pseudo limit voltage V _P , the first voltage command value V _U ^* may also be reduced to the pseudo limit voltage V _P when it increases. it can. That is, the pseudo limit voltage V _P can be reduced both when the first voltage command value V _U ^* increases and when it decreases.

図１２は、本発明の第２実施形態における電圧指令値の低下、及び増加を説明する説明図である。
電圧指令値補正処理部２２３は、第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊が増加している場合に、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊が擬似リミット電圧Ｖ_Ｐに到達する前は（ｔ０〜ｔ１）、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊＝電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊を出力し、擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを超えているときに（ｔ１〜ｔ２ａ）、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊＝擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを出力する。また、電圧指令値補正処理部２２３は、第三の電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊が減少している場合であって（ｔ＞ｔ２）、擬似リミット電圧Ｖ_Ｐよりも低いときに（ｔ２ａ〜ｔ４）、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊＝電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊＝Ｖ_Ｌを出力する。 FIG. 12 is an explanatory diagram for explaining the decrease and increase of the voltage command value in the second embodiment of the present invention.
When the first voltage command value V _U ^* is increasing, the voltage command value correction processing unit 223 performs the voltage before the voltage command value V _U ^* reaches the pseudo limit voltage V _P (t 0 to t 1). The command value V _U1 ^* = outputs the voltage command value V _U ^* , and when the pseudo limit voltage V _P is exceeded (t1 to t 2 a), the voltage command value V _U1 ^* = outputs the pseudo limit voltage V _P. In addition, voltage command value correction processing unit 223 is a case where third voltage command value V _W ^* is decreasing (t> t 2), and is lower than pseudo limit voltage V _P (t 2 a to t 4). , Voltage command value V _U1 ^* = voltage command value V _U ^* = V _L is output.

また、前記第１実施形態と同様に、電圧指令値補正処理部２２３は、第二の電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊が増加している場合であって、電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊が擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを超えているときに（ｔ４〜ｔ６）、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊＝擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを出力する。また、第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の低下中においても、擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを出力する期間があるので（ｔ５〜ｔ６）、電圧指令値補正処理部２２３は、第一の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の増加時（Ｓ３）と減少時（Ｓ４）との双方で、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊を減少させ、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊＝擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを出力する。これにより、電流取得電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊が単相三角波よりも低い期間、つまり、Ｕｐ＝０、Ｖｐ＝１、Ｗｐ＝０の期間が単相三角波の両側に発生し（図８参照）、三相交流モータ４に流れる相電流ｉ_Ｖが検出可能になる。 Further, as in the first embodiment, the voltage command value correction processing unit 223 is a case where the second voltage command value V _V ^* is increasing, and the voltage command value V _V ^* is a pseudo limit voltage V _{When P} is exceeded (t4 to t6), voltage command value V _U1 ^* = simulated limit voltage V _P is output. Also in the first voltage command value V _U ^* in decrease, because there is a period for outputting a pseudo limit voltage V _P (t5 to t6), the voltage command value correcting section 223, the first voltage command value The voltage command value V _U ^* is decreased and the voltage command value V _U1 ^* = a pseudo limit voltage V _P is output when V _U ^* increases (S 3) and decreases (S 4). As a result, a period in which the current acquisition voltage command value V _U ^* is lower than that of the single-phase triangular wave, ie, a period of Up = 0, Vp = 1, and Wp = 0 occurs on both sides of the single-phase triangular wave (see FIG. 8) The phase current i _V flowing through the three-phase AC motor 4 can be detected.

そして、本実施形態では、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の減少量（変化量）の時間積分Ｓ３，Ｓ４の和が電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の増加量（変化量）の時間積分Ｓ５に等しくなるように、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊を電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊よりも増加させる。つまり、第１実施形態と同様に、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊の増加時は、擬似リミット電圧Ｖ_Ｐを維持する時間Ｔ_Ｘとなる期間（ｔ６〜ｔ７）と、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊が減少する期間（ｔ７〜ｔ８）とを設け、電圧指令値補正処理部２２３は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の増加量（変化量）の時間積分Ｓ５が電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊の低下量（変化量）の時間積分Ｓ３，Ｓ４の和になるようにしている。 In the present embodiment, so that the sum of the time integration S3, S4 of the amount of decrease in voltage command value V _U ^* (variation) is equal to the time integral S5 in increase of the voltage command value V _U ^* (amount of change) In addition, the voltage command value V _U1 ^* is increased more than the voltage command value V _U ^* . That is, like the first embodiment, when the increase of the voltage command value _{V U1} ^* is the period (t6 to t7) to be time _{T X} to maintain a pseudo-limit voltage _{V P,} the voltage command value _{V U1} ^* decreases to providing a period (t7 to t8), the voltage command value correcting section 223, the amount of increase in the voltage command value _V ^{U *} decrease of the time integration S5 is the voltage command value _V ^{U *} of (variation) (variation Time integration S3 and S4 of.

図１３は、電圧指令値の補正処理を行う前後の電圧指令値の波形であり、図１３（ａ）は、補正処理前の電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊であり、図１３（ｂ）は、電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊に補正処理後の電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊、Ｖ_Ｖ１ ^＊、Ｖ_Ｗ１ ^＊を重ね合わせたものである。 FIG. 13 shows waveforms of voltage command values before and after correction processing of voltage command values, and FIG. 13 (a) shows voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* before correction processing, FIG. 13B shows the voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* superimposed with the voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^* after the correction processing.

図１３（ａ）は、図６、及び図１０（ａ）と同一波形であり、２つの相のピーク値が重なる期間（電流取得不可領域（図６））が存在する。図１３（ｂ）は、２つの相のピーク値が重なる期間の両側で電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊のずらし処理を行っているので、三相交流モータ４に流れる相電流を検出できる。なお、ずらし時間は、シャント抵抗ｒに流れる電流ｉ_Ｏの変化が開始してからＡ／Ｄ変換部２１のデータ取得時間（必要最低時間）である１０μＳｅｃ必要である。また、図８から分かるように、単相三角波の周期は、図６の電流取得不可領域の時間、つまり、ＰＷＭ過変調になる時間に略一致乃至この時間よりも長くしている。 FIG. 13 (a) has the same waveform as FIG. 6 and FIG. 10 (a), and there is a period (current acquisition impossible region (FIG. 6)) in which peak values of two phases overlap. In FIG. 13 (b), since the voltage command values V _U ^* , V _V ^* , V _W ^* are shifted on both sides of the period in which the peak values of the two phases overlap, the phases flowing in the three-phase AC motor 4 The current can be detected. Note that the shift time, it is necessary 10μSec is from the start change in the current i _O flowing to the shunt resistor r is A / D data acquisition time of the conversion section 21 (required minimum time). Also, as can be seen from FIG. 8, the period of the single-phase triangular wave is approximately equal to or longer than the time of the current unobtainable region of FIG. 6, that is, the time of PWM overmodulation.

（比較例）
図１４は、本発明の比較例のモータ制御装置の電圧指令値の減少／増加処理を説明するための説明図である。図１４（ａ）は、電圧指令値、及び単相三角波の関係を示し、図１４（ｂ）は、減少／増加した電圧指令値、及び単相三角波の関係を示し、図１４（ｃ）は、ＰＷＭ信号の波形を示し、図１４（ｄ）は、シャント抵抗に流れる電流波形を示す。 (Comparative example)
FIG. 14 is an explanatory diagram for explaining the decrease / increase processing of the voltage command value of the motor control device of the comparative example of the present invention. FIG. 14 (a) shows the relationship between the voltage command value and the single phase triangular wave, and FIG. 14 (b) shows the relationship between the decreased / increased voltage command value and the single phase triangular wave, and FIG. 14 (d) shows a waveform of a PWM signal, and FIG. 14 (d) shows a current waveform flowing in the shunt resistor.

図１４（ａ）において、３つの電圧指令値Ｖ_Ｕ ^＊，Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊は、その周期が単相三角波に比較して長いため、変化が少なく、直線的であるとする。また、２つの電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊，Ｖ_Ｗ ^＊は、近似しており、所定電圧内に納まっているとする。図１４（ｂ）において、比較例のベクトル制御部は、単相三角波の前半部で、電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊を減少させ、単相三角波の後半部で電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊を増加させて、電圧指令値Ｖ_Ｗ１ ^＊を出力している。 In FIG. 14A, the three voltage command values V _U ^* , V _V ^* and V _W ^* have a small change and are linear since their cycles are longer than those of single-phase triangular waves. Further, it is assumed that the two voltage command values V _V ^* and V _W ^* are approximate and fall within a predetermined voltage. In FIG. 14B, the vector control unit of the comparative example decreases the voltage command value V _W ^* in the first half of the single phase triangular wave and increases the voltage command value V _W ^* in the second half of the single phase triangular wave. , And outputs a voltage command value V _W1 ^* .

図１４（ｃ）において、ＰＷＭ信号生成部は、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊と、単相三角波とを比較し、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊の方が単相三角波よりも大きな値のときにＨｉｇｈレベルを出力し、電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊の方が単相三角波よりも小さな値のときにＬｏｗレベルを出力する。つまり、ＰＷＭ信号Ｕ_Ｐは、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｐよりも幅が狭い信号であり、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｐは、ＰＷＭ信号Ｗ_Ｐよりも幅が狭い信号である。 In FIG. 14C, the PWM signal generation unit compares the voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^* with the single phase triangular wave, and the voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1. ^* towards outputs a High level when the value larger than the single-phase triangular wave, * the voltage command value _V ^_U1, ^V V1 _*, towards _{V W1} ^* is the Low level when a value smaller than the single-phase triangular wave Output. That, PWM signal _{U P} is a narrow signal than the PWM signal _{V P,} the PWM signal _{V P} is a narrow signal width than the PWM signal _{W P.}

ここで、電圧指令値Ｖ_Ｗ１ ^＊は前半部で低下し、後半部で増加しているので、ＰＷＭ信号Ｗ_Ｐは、パルス幅が前半部、及び後半部で負の時間軸方向に移動する。これにより、ＰＷＭ信号Ｗ_Ｐは、電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊と単相三角波とを比較するときよりも、ΔＴ_ｍｉｎの電流取得期間を得る。なお、電圧指令値Ｖ_Ｖ ^＊とＶ_Ｗ ^＊とは近似しているので（図１４（ａ））、電圧指令値Ｖ_Ｗ ^＊と単相三角波とを比較するときのＰＷＭ信号Ｗ_Ｐは、ＰＷＭ信号Ｖ_Ｐと略一致する。 Here, since the voltage command value V _W1 ^* decreases in the first half and increases in the second half, the PWM signal W _P moves in the negative time axis direction in the first half and the second half of the pulse width. As a result, the PWM signal W _P obtains a current acquisition period of ΔT _min compared to when comparing the voltage command value V _W ^* with the single-phase triangular wave. Since voltage command values V _V ^* and V _W ^* are similar (FIG. 14 (a)), PWM signal W _P when comparing voltage command value V _W ^* with a single-phase triangular wave is PWM It substantially coincides with the signal V _P.

図１４（ｄ）において、シャント抵抗ｒに流れる電流ｉ_０は、１ＰＷＭ周期の前半部において、ＰＷＭ信号Ｖ_ＰからＰＷＭ信号Ｗ_Ｐを減じた信号（Ｖ_Ｐ−Ｗ_Ｐ）の部分で、負のＷ相電流（−ｉ_Ｗ）を検出することができ、ＰＷＭ信号Ｕ_ＰからＰＷＭ信号Ｖ_Ｐを減じた信号（Ｕ_Ｐ−Ｖ_Ｐ）の部分で、Ｕ相電流（ｉ_Ｕ）を検出することができる。また、ｉ_Ｕ＋ｉ_Ｖ＋ｉ_Ｗ＝０の関係があるので、Ｖ相の相電流ｉ_Ｖ＝−（ｉ_Ｕ＋ｉ_Ｗ）を演算することができる。なお、電圧指令値Ｖ_Ｗ１ ^＊の増加量、及び減少量が同値であれば、１ＰＷＭ周期の後半部においても、ＰＷＭ信号Ｗ_ＰからＰＷＭ信号Ｖ_Ｐを減じた部分で、負のＶ相電流（−ｉ_Ｖ）を検出することができる。 In FIG. 14 (d), current i ₀ flowing through shunt resistor r is negative in the portion (the signal (V _P −W _P )) obtained by subtracting PWM signal W _P from PWM signal V _P in the first half of one PWM cycle. W-phase current can be detected (-i _W), the portion of the signal obtained by subtracting the PWM signal _{V P} from the PWM signal _{_{_{U P (U P -V P)}}} , detecting the U-phase current _{(i U)} Can. Further, since there is a relationship of i _U + i _V + i _W = 0, it is possible to calculate the phase current i _V = − (i _U + i _W ) of the V phase. If the increment and decrement of voltage command value V _W1 ^* are the same value, negative V-phase current (a portion obtained by subtracting PWM signal V _P from PWM signal W _P also in the latter half of one PWM cycle) -I _V ) can be detected.

比較例のモータ制御装置は、三相の電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊の何れか２つが近似し、所定範囲内に納まっているときに、１ＰＷＭ周期の期間内で電圧指令値の減少、及び増加による辻褄合わせを行った。これに対して、第２実施形態のモータ制御装置２は、波形変形、及び過変調により、三相の電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊の何れか２つが所定範囲内に納まっているときに、１ＰＷＭ周期の両側の２箇所で、電圧指令値を減少させ、その後、辻褄合わせのための増加を行っている点で相違する。つまり、２つの第１電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊の大きさの減少は、単相三角波の周期内に行っており、第１電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊の大きさの増加は、単相三角波の周期外で行っている。なお、第２実施形態のモータ制御装置２は、過変調により、三相の電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊の何れか２つが所定範囲内に納まる時間は、１ＰＷＭ周期に略一致乃至この時間よりも長くしている。 In the motor control device of the comparative example, when any two of the three-phase voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^* approximate and fall within the predetermined range, the voltage is within 1 PWM cycle. We combined by decreasing and increasing the command value. On the other hand, in the motor control device 2 of the second embodiment, any two of the three-phase voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* and V _W1 ^* fall within the predetermined range due to waveform deformation and over modulation. The difference is that the voltage command value is decreased at two places on both sides of one PWM cycle when the voltage is stored, and thereafter, an increase for combination is performed. That is, the reduction of the magnitudes of the two first voltage command values V _U1 ^* is performed within the cycle of the single-phase triangular wave, and the increase of the magnitude of the first voltage command value V _U1 ^* is the cycle of the single-phase triangular wave I'm outside. In the motor control device 2 of the second embodiment, the time during which any two of the three-phase voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^* fall within the predetermined range due to overmodulation is one PWM cycle. Approximately match or longer than this time.

（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記各実施形態のモータ制御装置２は、過変調なる時間、つまり、三相の電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊のＰＷＭ出力限界付近で、電圧指令値の減少処理を行ったが、過変調でなくても、三相の電圧指令値Ｖ_Ｕ１ ^＊，Ｖ_Ｖ１ ^＊，Ｖ_Ｗ１ ^＊の何れか２つが所定値以内になる時に、電圧指令値の減少処理を行うことができる。 (Modification)
The present invention is not limited to the embodiment described above, and various modifications can be made, for example, as follows.
(1) The motor control device 2 of each of the above embodiments reduces the voltage command value near the PWM output limit of the three-phase voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^{* at} the time when the overmodulation occurs. Although the process has been performed, the voltage command value is reduced when any two of the three-phase voltage command values V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^* fall within the predetermined value, even if not over-modulated. be able to.

（２）前記各実施形態の図９、及び図１２は、電圧指令値が正の場合について説明したが、電圧指令値が負の場合も、同様に電圧指令値の減少／増加処理を行うことができる。負の場合を含めれば、モータ制御装置２は、何れか二相の第１電圧指令値の差が所定値以内になる時に、絶対値が大きい方の第１電圧指令値を絶対値が小さい方の第１電圧指令値まで大きさを減少させ、さらに、第１電圧指令値の大きさを増加させ、大きさを減少させた電圧指令値の大きさの変化量の時間積分と、大きさを増加させた電圧指令値の大きさの変化量の時間積分とは略等しくする。 (2) Although FIG. 9 and FIG. 12 of each said embodiment demonstrated the case where voltage command value was positive, when voltage command value is negative, decrease / increase processing of voltage command value is performed similarly. Can. If a negative case is included, the motor control device 2 sets the first voltage command value having the larger absolute value to the one having the smaller absolute value when the difference between the first voltage command values of any two phases is within the predetermined value. The magnitude is reduced to the first voltage command value, and the magnitude of the first voltage command value is increased, and the magnitude is changed with time integration of the variation of the magnitude of the voltage command value, and the magnitude The time integration of the amount of change in magnitude of the increased voltage command value is approximately equal.

（３）前記各実施形態の図９、及び図１２は、トルク制御を前提として、電圧指令値の減少量の時間積分と、増加量の時間積分とを略等しくなるようにした。出力制御（パワー制御）の場合には、例えば、低下量の二乗を時間積分した二乗積分と増加量の二乗を時間積分した二乗積分とを略等しくすることもできる。 (3) In FIGS. 9 and 12 of the above-described embodiments, the time integration of the decrease amount of the voltage command value and the time integration of the increase amount are substantially equal on the premise of the torque control. In the case of output control (power control), for example, it is possible to make the square integral obtained by time-integrating the square of the decrease amount substantially equal to the square integral obtained by time-integrating the square of the increase amount.

１モータ制御システム
２モータ制御装置
３電力変換器
４三相交流モータ
２１Ａ／Ｄ変換部
２２ベクトル制御部
２３電流復元部
２２１電流指令値演算部
２２１１二軸電流指令値演算部
２２１２二軸−三相変換部
２２１３三相−二軸変換部
２２２電圧指令値演算部
２２３電圧指令値補正処理部
２２４電圧指令値補正判定部
２２５擬似リミット値
２２６ＰＷＭ信号生成部
２２７単相三角波発生部
２３１偏差演算部
２３２設定部
２３３Ａ／Ｄ変換制御部
Ｔ目標値（目標回転速度）
Ｉ^＊、Ｉ_Ｕ ^＊、Ｉ_Ｖ ^＊、Ｉ_Ｗ ^＊、Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊電流指令値
Ｖ_Ｕ ^＊、Ｖ_Ｖ ^＊、Ｖ_Ｗ ^＊電圧指令値（第１電圧指令値）
Ｖ_Ｕ１ ^＊、Ｖ_Ｖ１ ^＊、Ｖ_Ｗ１ ^＊電圧指令値（第２電圧指令値）
Ｕ_Ｐ、Ｖ_Ｐ、Ｗ_ＰＰＷＭ信号
ｉ_Ｕ、ｉ_Ｖ、ｉ_Ｗモータ電流
Ｉｄ、Ｉｑ、Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、入力電流
Ｉ_ＲＥ復元電流
Ｉ_Ｏ測定電流値（出力値）
Ｉ_Ｄ偏差
Ｉ_Ｓ規定幅データ（設定値）
Ｅ直流電源
ｒシャント抵抗 Reference Signs List 1 motor control system 2 motor control device 3 power converter 4 three-phase AC motor 21 A / D conversion unit 22 vector control unit 23 current restoration unit 221 current command value calculation unit 2211 two-axis current command value calculation unit 2212 two axes-three Phase converter 2213 Three-phase to two-axis converter 222 Voltage command value calculator 223 Voltage command value correction processor 224 Voltage command value correction determiner 225 Pseudo limit value 226 PWM signal generator 227 Single phase triangular wave generator 231 Deviation calculator 232 Setting section 233 A / D conversion control section T Target value (target rotation speed)
^{_{^{_{^{I *, I U *, I}}}}} V *, I W *, Id *, Iq * current command value _{^{_{^{_{V U *, V V *,}}}}} V W * voltage command value (first voltage command value)
V _U1 ^* , V _V1 ^* , V _W1 ^* Voltage command value (second voltage command value)
U _P , V _P , W _P PWM signal i _U , i _V , i _W motor current Id, Iq, Iu, Iv, Iw, input current I _RE restoration current I _O measurement current value (output value)
I _D deviation I _S specified width data (set value)
E DC power supply r Shunt resistor

Claims

An A / D conversion unit that detects a DC side current of a power converter that converts DC power into AC power;
A vector control unit for performing vector control of a three-phase AC motor via the power converter;
And a current restoration unit for restoring a motor phase current flowing through the three-phase AC motor using the value of the DC current.
The vector control unit
A voltage command value computing unit that computes a first voltage command value for commanding an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor using the target value and the restoration current restored by the current restoration unit;
A voltage command value correction processing unit that corrects the first voltage command value;
And a PWM signal generation unit that generates a PWM signal by comparing the second voltage command value corrected by the voltage command value correction processing unit and the single-phase triangular wave, and performs PWM control of the power converter,
The voltage command value correction processing unit decreases the magnitude of the first voltage command value having the larger absolute value when the difference between the first voltage command values of any two phases becomes within a predetermined value, and Output a voltage command value obtained by reducing the voltage as the second voltage command value,
After the first voltage command value and the second voltage command value substantially coincide with each other, the magnitude of the first voltage command value is increased, and the voltage command value obtained by increasing the magnitude is used as the second voltage command. Output as a value,
A motor control apparatus characterized in that a time integral of a change in magnitude of a voltage command value whose magnitude is reduced is substantially equal to a time integration of a change in magnitude of a voltage command value whose magnitude is increased. .

The motor control device according to claim 1, wherein
The voltage command value correction processing unit
The decrease time until the first voltage command value and the second voltage command value substantially match from the start of the decrease of the voltage command value is the change of the output of the A / D conversion unit from the start of the change of the DC side current. A motor control device characterized in that it is set to a maximum value or more of time until completion.

The motor control device according to claim 1, wherein
The reduced voltage command value is a voltage command value when the first voltage command value having the larger absolute value and the first voltage command value having the smaller absolute value substantially coincide with each other, the first voltage command value And maintain the constant until the second voltage command value substantially matches,
The predetermined value is a ratio of the maximum value of the time from the start of change of the DC current to the end of change of the output of the A / D conversion unit and the period of the single-phase triangular wave and the first voltage command value. A motor control device characterized by being calculated by the product of the maximum value.

The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein
The motor control device according to claim 1, wherein the time integration includes a square integration in which the absolute value is squared and then time integration is performed.

The motor control device according to claim 1, wherein
The voltage command value obtained by increasing the magnitude of the first voltage command value maintains the voltage command value when the first voltage command value and the second voltage command value substantially match, for a predetermined time, and the predetermined time A motor control device characterized in that the magnitude of the second voltage command value is reduced so as to maintain the ratio of the second voltage command value to the first voltage command value when maintained.

An A / D conversion unit that detects a DC side current of a power converter that converts DC power into AC power;
A vector control unit for performing vector control of a three-phase AC motor via the power converter;
And a current restoration unit for restoring a motor phase current flowing through the three-phase AC motor using the value of the DC current.
The vector control unit
A voltage command value computing unit that computes a first voltage command value for commanding an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor using the target value and the restoration current restored by the current restoration unit;
A voltage command value correction processing unit that corrects the first voltage command value;
And a PWM signal generation unit that generates a PWM signal by comparing the second voltage command value corrected by the voltage command value correction processing unit and the single-phase triangular wave, and performs PWM control of the power converter,
The first voltage command value includes a first first voltage command value, a second first voltage command value, and a third first voltage command value.
The voltage command value correction processing unit determines the first voltage command value having a smaller absolute value when the difference between the first first voltage command value and the second first voltage command value is within a predetermined value. Output a voltage command value with a reduced magnitude as the second voltage command value,
After the second first voltage command value and the second voltage command value substantially match, the first first voltage command value is output as the second voltage command value.
When the difference between the first first voltage command value and the third first voltage command value falls within a predetermined value, the first voltage command value with the larger absolute value is the first voltage with the smaller absolute value. The magnitude is reduced to the voltage command value, and the reduced first magnitude voltage command value is output as the second voltage command value,
A first voltage obtained by increasing the magnitude of the first first voltage command value after the first first voltage command value and the second voltage command value substantially match. Outputting a command value as the second voltage command value;
The sum of the time integrals of the amount of change in the magnitude of the first voltage command value reduced by the two magnitudes and the time integral of the amount of change in the magnitude of the first voltage command value increased in magnitude are approximately A motor control device characterized by being equal.

A motor control system comprising: a three-phase AC motor; a power converter for driving the three-phase AC motor; and a motor control device for controlling the power converter,
The motor control device
An A / D conversion unit that detects a DC side current of the power converter;
A vector control unit for performing vector control of a three-phase AC motor via the power converter;
And a current restoration unit for restoring a motor phase current flowing through the three-phase AC motor using the value of the DC current.
The vector control unit
A voltage command value computing unit that computes a first voltage command value for commanding an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor using the target value and the restoration current restored by the current restoration unit;
A voltage command value correction processing unit that corrects the first voltage command value;
And a PWM signal generation unit that generates a PWM signal by comparing the second voltage command value corrected by the voltage command value correction processing unit and the single-phase triangular wave, and performs PWM control of the power converter,
The voltage command value correction processing unit decreases the magnitude of the first voltage command value having the larger absolute value when the difference between the first voltage command values of any two phases becomes within a predetermined value, and Outputting a first voltage command value with a reduced value as the second voltage command value,
After the first voltage command value and the second voltage command value substantially match, the magnitude of the first voltage command value is increased, and the first voltage command value obtained by increasing the magnitude is calculated as the second voltage command value. It is output as a voltage command value,
The time integration of the variation of the magnitude of the first voltage command value whose magnitude is reduced and the time integration of the variation of the magnitude of the first voltage command value whose magnitude is increased are substantially equal. Motor control system.

A motor control system comprising: a three-phase AC motor; a power converter for driving the three-phase AC motor; and a motor control device for controlling the power converter,
The motor control device
An A / D conversion unit that detects a DC side current of the power converter;
A vector control unit for performing vector control of a three-phase AC motor via the power converter;
And a current restoration unit for restoring a motor phase current flowing through the three-phase AC motor using the value of the DC current.
The vector control unit
A voltage command value computing unit that computes a first voltage command value for commanding an applied voltage to be applied to the three-phase AC motor using the target value and the restoration current restored by the current restoration unit;
A voltage command value correction processing unit that corrects the first voltage command value;
And a PWM signal generation unit that generates a PWM signal by comparing the second voltage command value corrected by the voltage command value correction processing unit and the single-phase triangular wave, and performs PWM control of the power converter,
The first voltage command value includes a first first voltage command value, a second first voltage command value, and a third first voltage command value.
The voltage command value correction processing unit determines the first voltage command value having a smaller absolute value when the difference between the first first voltage command value and the second first voltage command value is within a predetermined value. The voltage command value obtained by reducing the voltage is output as the second voltage command value,
After the second first voltage command value and the second voltage command value substantially match, the first first voltage command value is output as the second voltage command value.
When the difference between the first first voltage command value and the third first voltage command value falls within a predetermined value, the first voltage command value with the larger absolute value is the first voltage with the smaller absolute value. The magnitude is reduced to the voltage command value, and the first voltage command value obtained by reducing the magnitude is output as the second voltage command value.
The voltage command value obtained by increasing the magnitude of the first first voltage command value after the first first voltage command value and the second voltage command value substantially match. Is output as the second voltage command value,
A feature is that the sum of time integrals of the change amounts of the magnitudes of the voltage command values obtained by reducing the two magnitudes is substantially equal to the time integration of the change amounts of the magnitudes of the voltage command values having the magnitudes increased. Motor control system.