JP2004208413A - Inverter device and motor current detecting method - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an inverter device which can be constituted at a low cost and can surely detect a current value of a current in each phase even when PWM control is performed with high percent modulation, and to provide a motor current detecting method. <P>SOLUTION: A shunt resistor 15 for detecting a current value of a current flowing in each phase is arranged, and a PWM control signal is generated which controls the operation of a switching element 13 of each of the phases based on triangular reference waves which have prescribed phase differences for every phase. The on-timing of each of the phases is shifted, a voltage value corresponding to the total current value of currents flowing in the respective phases is detected twice by the shunt resistor 15, and a current value of a current flowing in each of the phases is computed based on two voltage values by the duplicate detection. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータに流れる電流の電流値を検出することが可能なインバータ装置、及びインバータ装置の複数相に流れる電流の電流値検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
今日のモータ制御では、モータ駆動用のインバータの各相に流れる交流電流の電流値を検出することが不可欠となっている。このように、インバータの各相に流れる電流の電流値を検出することにより、モータの回転位置を推定したり、モータの回転速度を制御したりすることができる。
【０００３】
一般に、回路のある点に流れる電流の電流値を求める場合、予め求めたい点にシャント抵抗を接続しておき、そのシャント抵抗の両端における電圧値を測定し、その電圧値と抵抗の抵抗値とから電流値を求めることが行われている。（特許文献１及び特許文献２参照）
そして、モータ制御のためにインバータの各相に流れる電流の電流値を求める場合、各相のそれぞれに上述するようなシャント抵抗を設けることが行われている。
【０００４】
図７（ａ）は、既存のインバータ装置の回路例を示す図である。
図７（ａ）に示すインバータ装置７０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）モータ７１を駆動させるためのインバータ装置であって、互いに１２０度の位相差をもつ交流電流を各相に生成し、３相モータ７１を駆動させるためのインバータ回路７２と、インバータ回路７２の各相の上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子７３（ＳＷ１〜ＳＷ６）に電力を供給する電源回路７４と、各相にそれぞれ設けられるシャント抵抗７５と、各スイッチング素子７３のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号を生成する制御部７６と、シャント抵抗７５の両端より検出される電圧値に基づいて各相に流れる電流の電流値を検出する電流検出回路７７とで構成されている。
【０００５】
そして、制御部７６から上記６つのスイッチング素子７３にＰＷＭ制御信号を与えることによって、各スイッチング素子７３を、周期的にスイッチングさせ、各相に、互いに位相が１２０度ずれた交流電流を流し、３相モータ７１を駆動させている。
【０００６】
このように、各相にそれぞれ設けられるシャント抵抗７５により各相に流れる電流の電流値を求めることができ、３相モータ７１の動作制御を行うことができる。
また、各相にシャント抵抗７５を設けるインバータ装置７０において、各相のＰＷＭ制御信号は、通常、図７（ｂ）に示すように、同じ位相で生成される。そして、各相のＰＷＭ制御信号を高い変調率で生成する場合で、例えば、破線Ａ１のタイミングで電流検出を行った場合は、初めに、Ｕ相及びＶ相に流れる電流の電流値を検出し、次に、残りのＷ相を算出する。このように、ＰＷＭ制御信号を高い変調率で生成する場合であっても、２相の電流が検出することができれば、３相全ての電流値を求めることができる。
【０００７】
【特許文献１】
特開平５−２１３１７３号 （第４頁、第１図）
【０００８】
【特許文献２】
特開平９−７４７９３号 （第４頁、第１図）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記インバータ装置７０のように、３相モータ７１の動作制御用に各相にシャント抵抗７５を設けると、インバータ装置７０を構成する回路全体が大きくなり、その分のコストもかかるという問題がある。
【００１０】
また、１つのシャント抵抗を用いて各相の電流を検出する方法も存在するが、例えば、図７（ｃ）に示すように、２相のＤＵＴＹが同じ場合で、例えば、破線Ａ２のタイミングで電流検出を行った場合は、３相全ての電流値を求めることができないという問題がある。
【００１１】
そこで、本発明は、低コストで構成でき、且つ、高変調率でＰＷＭ制御を行っても確実に各相の電流値を検出することが可能なインバータ装置及びモータ電流検出方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成及び方法を採用した。
すなわち、本発明のインバータ装置は、複数相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成しモータを駆動させるインバータ装置であって、上記各相にそれぞれ設けられるスイッチング素子のチョッピング周期位相がずれた制御信号を生成し、上記インバータの各相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成させる制御手段と、上記各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出する電圧検出手段と、上記電圧検出手段において所定回数検出される電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出する算出手段とを備えることを特徴とする。
【００１３】
このように、各相のスイッチング素子のＯＮ動作のタイミングを互いにずらすことにより、各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出しやすくし、電圧検出手段から所定回数検出される電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出することにより、例えば、従来のインバータ装置７０のように、各相に設けられるシャント抵抗により各相の電流値を求める構成ではなく、１つのシャント抵抗により電流検出を行う構成にすることができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００１４】
また、上記インバータ装置は、上記算出手段が、上記各相の制御信号のＤＵＴＹに応じて変化する電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出するように構成される。
これより、例えば、１つのシャント抵抗により電流検出を行うことができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００１５】
また、上記インバータ装置は、上記電圧検出手段が、上記各スイッチング素子のＯＮ動作又はＯＦＦ動作に同期して上記各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出し、上記算出手段が、上記電圧検出手段で検出される複数の電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出するように構成される。
【００１６】
これより、例えば、１つのシャント抵抗により電流検出を行うことができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
また、上記インバータ装置は、更に、上記電圧検出手段で検出される電圧値を、上記各スイッチング素子のＯＮ動作のタイミング又はＯＦＦ動作のタイミングに同期して所定期間保持する電圧保持手段を備え、上記算出手段が、上記各スイッチング素子のＯＮ動作又はＯＦＦ動作に同期して上記電圧保持手段の保持する複数の電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出するように構成される。
【００１７】
これより、例えば、１つのシャント抵抗により電流検出を行うことができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
また、電圧保持手段により、どのタイミングでも電圧検出手段の電圧値を検出することができるので、高変調率でＰＷＭ制御信号を生成しても確実に各相の電流値を検出することが可能となる。
【００１８】
また、本発明の範囲は、インバータの各相に流れる交流電流の電流値を検出するための電流検出方法にまで及ぶ。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
＜第１の実施形態＞
図１は、本発明の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。
【００２０】
図１に示すように、インバータ装置１０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）モータ１１を駆動させるためのインバータ装置であって、互いに１２０度の位相差をもつ交流電流を各相に生成し、３相モータ１１を駆動させるためのインバータ回路１２と、インバータ回路１２の各相の上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子１３（ＳＷ１〜ＳＷ６）に電力を供給する電源回路１４と、インバータ回路１２に設けられる電圧検出手段としてのシャント抵抗１５と、インバータ回路１２の動作制御などを行う制御部１６（例えば、ＣＰＵ：Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔなど）とで構成されている。なお、インバータ装置１０は、他に、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサを備えている。
【００２１】
上記制御部１６は、各スイッチング素子１３のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成する制御手段としてのＰＷＭ制御機能１６−１と、シャント抵抗１５の両端より検出される電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換機能１６−２と、デジタル値に変換された電圧データに基づいて各相に流れる電流の電流値を算出する算出手段としての算出機能１６−３を有して構成される。
【００２２】
そして、制御部１６から生成されるＰＷＭ制御信号を上記６つのスイッチング素子１３に与えることによって、各スイッチング素子３３を周期的にスイッチングさせ、各相に、互いに位相が１２０度ずれる交流電流を流し、３相モータ１１を駆動させる。
【００２３】
次に、図２は、制御部１６において生成される各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗１５の電圧波形を示す図である。
図２に示すように、制御部１６で使用される三角基準波は、互いに所定の位相差をもっており、この三角基準波に基づいて、各相毎にＰＷＭ制御信号が生成される。また、図２には、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の下のスイッチング素子１３（ＳＷ４、ＳＷ５、及びＳＷ６）のＰＷＭ制御信号が示されている。また、図２の一番下に示す波形は、各相のＰＷＭ制御信号のＯＮタイミング（ＯＮ期間）及びＯＦＦタイミング（ＯＦＦ期間）に対応して発生するシャント抵抗１５の電圧波形を示している。
【００２４】
このように、所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を、各相毎に生成することにより、図２に示すように、各相のスイッチング素子のチョッピング周期位相がずれるので、シャント抵抗１５のみで電流検出する場合で、且つ、３相の内、２相のＤＵＴＹが同じになる場合であっても、各相の電流を検出することができる。
【００２５】
次に、インバータ装置１０における制御部１６の動作を説明する。
図３は、制御部１６の動作を説明するためのフローチャートである。
まず、ステップＳ１において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の三角基準波の電圧値と各相に所望な交流を生成させるための指令値（電圧値）とを比較し、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹを決定する。
【００２６】
次に、ステップＳ２において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の上下のスイッチング素子１３に対してそれぞれＰＷＭ制御信号を出力する。ここで、予めＡ／Ｄ変換機能１６−２において、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹに基づいてＡ／Ｄ変換のためのタイマ値を各相毎に求めておく。例えば、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹに基づいて、図２に示すような範囲Ｂ（Ｖ相下のスイッチング素子１３のみがＯＮしている時間帯）及び範囲Ｃ（Ｖ相下及びＷ相下のスイッチング素子１３の両方がＯＮしている時間帯）を求めておく。
【００２７】
次に、ステップＳ３において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、複数のタイマ値から所定のタイマをスタートさせる。例えば、図２において、タイマ値がＢに設定された第１のタイマと、タイマ値がＣに設定された第２のタイマとを用意しておき、その２つのタイマの内、Ｕ相下ドライブ信号（又はＷ相下ドライブ信号）の立下がりと同時に第１のタイマをスタートさせる。
【００２８】
次に、ステップＳ４において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、シャント抵抗１５からの電圧値を、ステップＳ３で選択されたタイマ値に基づいて読み込み、デジタル値に変換する。例えば、範囲Ｂのシャント抵抗１５の電圧値（Ｖ相下のスイッチング素子１３がＯＮのときのシャント抵抗１５の電圧値）を読み込み、デジタル値に変換する。
【００２９】
次に、ステップＳ５において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、複数のタイマ値からステップＳ３で選択されたタイマ値以外のタイマ値を選択し、そのタイマ値をスタートさせる。例えば、Ｗ相下ドライブ信号の立ち上がりと同時に第２のタイマをスタートさせる。尚、ステップＳ３で選択されたタイマ値を再度選択し、そのタイマ値をスタートさせてもよい。また、ステップＳ３において、第２のタイマをスタートさせ、ステップＳ４において、第１のタイマをスタートさせてもよい。
【００３０】
次に、ステップＳ６において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、シャント抵抗１５からの電圧値を、ステップＳ５において選択されたタイマ値で読み込み、デジタル値に変換する。例えば、第２のタイマがタイムアップするまでの時間（タイマ値Ｃ）内で、シャント抵抗１５の電圧値（Ｖ相下及びＷ相下のスイッチング素子１３がＯＮのときのシャント抵抗１５の電圧値）を読み込み、デジタル値に変換させる。
【００３１】
そして、ステップＳ７において、算出機能１６−３により、ステップＳ４及びステップＳ６で読み込んだ２つの電圧値より、３相分の電流を算出する。すなわち、例えば、ステップＳ４及びステップＳ６においてＶ相の電圧値（範囲Ｂの電圧値）とＶ相＋Ｗ相の電圧値（範囲Ｃの電圧値）が読み込こまれた場合、まず、そのＶ相の電圧値とＶ相＋Ｗ相の電圧値とからＶ相及びＷ相の各電圧値を求める。そして、Ｖ相及びＷ相の各電圧値とシャント抵抗１５の抵抗値によりＶ相及びＷ相の各電流値を求め、Ｖ相及びＷ相の合計電流値から残りのＵ相の電流値を求める。
【００３２】
なお、図２において、タイマ値は範囲Ｂや範囲Ｃに限らず、それ以外の領域、例えば、Ｗ相のみがＯＮしている領域や、Ｕ相とＷ相の両方がＯＮしている領域としてもよい。
このように、各相に流れる電流の電流値を検出するためのシャント抵抗１５を設け、且つ、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成することにより、図２に示すように各相のＯＮタイミングをずらし、シャント抵抗１５により各相に流れる電流の合計電流値に応じた電圧値を２回検出し、その２回の検出による２つの電圧値に基づいて各相に流れる電流の電流値を算出しているので、従来のように各相にシャント抵抗を設けなくとも、１つのシャント抵抗１５により各相に流れる電流の電流値を算出することができるので、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００３３】
また、各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて生成することにより、図２に示すように各相のＯＮタイミングがずらすことができるので、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。これより、その平滑用コンデンサを小さくすることができ、更に、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となる。
【００３４】
＜第２の実施形態＞
図４は、本発明の他の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。なお、図１に示すインバータ装置１０と同じ構成のものは、同じ符号を付けている。
【００３５】
図４に示すように、インバータ装置４０は、３相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）モータ１１を駆動させるためのインバータ装置であって、互いに１２０度の位相差をもつ交流電流を各相に生成し、３相モータ１１を駆動させるためのインバータ回路１２と、インバータ回路１２の各相の上下にそれぞれ設けられるスイッチング素子１３（ＳＷ１〜ＳＷ６）に電力を供給する電源回路１４と、インバータ回路１２に設けられる電圧検出手段としてのシャント抵抗１５と、各相のＰＷＭ制御信号のＯＮ／ＯＦＦのタイミングをトリガにしてシャント抵抗１５の両端にかかる電圧の電圧値を所定時間保持する電圧保持手段としてのサンプルホールド回路４１と、インバータ回路１２の動作制御などを行う制御部１６とで構成されている。なお、インバータ装置１０は、他に、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサを備えている。
【００３６】
上記制御部１６は、各スイッチング素子１３のＯＮ／ＯＦＦの切替動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成する制御手段としてのＰＷＭ制御機能１６−１と、サンプルホールド回路４１で保持している電圧値（アナログ値）をデジタル値に変換するＡ／Ｄ変換機能１６−２と、デジタル値に変換された電圧データに基づいて各相に流れる電流の電流値を算出する算出手段としての算出機能１６−３を有して構成される。
【００３７】
そして、制御部１６から生成されるＰＷＭ制御信号を上記６つのスイッチング素子１３に与えることによって、各スイッチング素子３３を周期的にスイッチングさせ、各相に、互いに位相が１２０度ずれる交流電流を流し、３相モータ７１を駆動させる。
【００３８】
次に、図５は、制御部１６において生成される各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗１５の電圧波形を示す図である。
図５に示すように、制御部１６で使用される三角基準波は、互いに所定の位相差をもっており、この三角基準波に基づいて、各相毎にＰＷＭ制御信号が生成される。また、図５には、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の下のスイッチング素子１３（ＳＷ４、ＳＷ５、及びＳＷ６）のＰＷＭ制御信号が示されている。また、図５の一番下に示す波形は、サンプホールド回路４１において各相のＰＷＭ制御信号のＯＮタイミング又はＯＦＦタイミングに同期して保持されたシャント抵抗１５の電圧波形を示している。図５に示す例では、Ｕ相下のスイッチング素子１３のＯＮタイミングに同期して（トリガＤにより）、Ｕ相及びＷ相のＰＷＭ制御信号がＯＮとなるときのシャント抵抗１５の電圧値を所定時間（範囲Ｇ）保持している。また、Ｗ相下のスイッチング素子１３のＯＮタイミングに同期して（トリガＥにより）、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ制御信号がＯＮとなるときのシャント抵抗１５の電圧値を所定時間（範囲H）保持している。また、Ｖ相下のスイッチング素子１３のＯＦＦタイミングに同期して（トリガＦにより）、Ｗ相のＰＷＭ制御信号がＯＮとなるときのシャント抵抗１５の電圧値を所定時間（範囲Ｉ）保持している。
【００３９】
このように、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成することにより、図５に示すように各相のＯＮタイミングがずれ、且つ、サンプルホールド回路４１によりシャント抵抗１５の両端にかかる電圧の電圧値が所定時間保持されるので、どのタイミングでもシャント抵抗１５の電圧値を検出することができる。また、サンプホールド回路４１により、どのタイミングでもシャント抵抗１５の電圧値を検出することができるので、インバータ装置１０の制御部１６のように、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹに基づいてＡ／Ｄ変換用のタイマ値を求める必要がなくなる。
【００４０】
次に、インバータ装置４０における制御部１６の動作を説明する。
図６は、制御部１６の動作を説明するためのフローチャートである。
まず、ステップＳＴ１において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の三角基準波と各相の交流生成指令値に基づいて、各相のＰＷＭ制御信号のＤＵＴＹを決定する。
【００４１】
次に、ステップＳＴ２において、ＰＷＭ制御機能１６−１により、各相の上下のスイッチング素子１３に対してそれぞれＰＷＭ制御信号を出力する。
次に、ステップＳＴ３において、どの相のシャント抵抗１５の電圧値を読み込むかを決定する。すなわち、例えば、Ｗ相及びＶ相の電圧値（範囲Ｇ）を読み込むことを決定する。
【００４２】
次に、ステップＳＴ４において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、サンプルホールド回路４１からステップＳＴ３において決定された相の電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。例えば、範囲Ｇにおいてサンプルホールド回路４１が保持している電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。
【００４３】
次に、ステップＳＴ５において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、ステップＳＴ３において決定された相以外のどの相のシャント抵抗１５の電圧値を読み込むか決定する。すなわち、例えば、Ｗ相及びＶ相の電圧値（範囲Ｈ）を読み込むことを決定する。
【００４４】
次に、ステップＳＴ６において、Ａ／Ｄ変換機能１６−２により、サンプルホールド回路４１からステップＳＴ５において決定された相の電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。例えば、範囲Ｈにおいてサンプルホールド回路４１が保持している電圧値を読み込み、デジタル値に変換する。
【００４５】
そして、ステップＳＴ７において、算出機能１６−３により、ステップＳＴ４及びステップＳＴ６で読み込んだ２つの電圧データより、３相分の電流を算出する。すなわち、例えば、ステップＳＴ４及びステップＳＴ６においてＵ相＋Ｗ相の電圧値（範囲Ｇの電圧値）とＶ相＋Ｗ相の電圧値（範囲Ｈの電圧値）が読み込こまれた場合、まず、そのＵ相＋Ｗ相の電圧値とシャント抵抗１５の抵抗値とからＶ相に負方向に流れる電流の電流値を求め、Ｖ相＋Ｗ相の電圧値とシャント抵抗１５の抵抗値とからＵ相に負方向に流れる電流の電流値を求める。そして、Ｖ相及びＵ相の各電流値から残りのＷ相の電流値を求める。
【００４６】
このように、各相に流れる電流の電流値を検出するためのシャント抵抗１５を設け、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を生成することにより、図５に示すように各相のＯＮタイミングをずらし、そして、各相に流れる電流の合計電流値に応じた電圧値を所定時間保持しておき、その所定時間保持された電圧値を２回検出し、その２回の電圧検出による２つの電圧値に基づいて各相に流れる電流の電流値を算出しているので、従来のように各相にシャント抵抗を設けなくとも、１つのシャント抵抗１５により各相に流れる電流の電流値を算出することができるので、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００４７】
また、サンプホールド回路４１によりどのタイミングでもシャント抵抗１５の電圧値を検出することができるので、高変調率でＰＷＭ制御信号を生成しても確実に各相の電流値を検出することが可能となる。
また、各相のスイッチング素子１３の動作を制御するＰＷＭ制御信号を、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて生成することにより、図５に示すように各相のＯＮタイミングをずらすことができるので、電源回路１４から各スイッチング素子１３に印加される電圧を制限する平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。これより、その平滑用コンデンサを小さくすることができ、更に、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となる。
＜その他の実施形態＞
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、各請求項に記載した範囲において、種々の構成を採用可能である。例えば、以下のような構成変更も可能である。
【００４８】
（１）上記実施形態では、シャント抵抗１５から電圧値を２回検出し、その２回分の電圧値から各相の電流値を求めているが、シャント抵抗１５で検出する電圧値の回数は、特に限定されない。すなわち、３つ以上の電圧値に基づいて各相の電流値を求めてもよい。
【００４９】
（２）上記実施形態では、各相の電流値をシャント抵抗１５により算出しているが、トランスなど他の負荷ディバイスで各相の電流値を算出するようにしてもよい。
（３）上記実施形態では、各相の三角基準波の互いの位相差は、モータ駆動時では、一定であるが、この位相差を動的に可変させてもよい。
【００５０】
（４）上記実施形態では、制御部１６において、３相のスイッチング素子のＯＮタイミングをずらして各相のＰＷＭ制御信号を出力しているが、制御部１６の後段に３相のスイッチング素子のＯＮタイミングをずらすための制御回路を搭載し、その制御回路から各相のＰＷＭ制御信号出力するようにしてもよい。
【００５１】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、従来のように各相にシャント抵抗を設けなくとも、各相に流れる電流の電流値を算出することができるので、インバータ装置を構成する回路全体を小型化することが可能となり、その分コストも抑えることが可能となる。
【００５２】
また、電圧保持手段によりどのタイミングでも電圧検出手段の電圧値を検出することができるので、高変調率でＰＷＭ制御信号を生成しても確実に各相の電流値を検出することが可能となる。
また、各相のＰＷＭ制御信号を、各相毎に所定の位相差をもつ三角基準波に基づいて生成することにより、各相のＯＮタイミングがずらすことができるので、インバータに印加される電圧を制限する平滑用コンデンサの容量を小さくすることができる。これより、その平滑用コンデンサを小さくすることができ、更に、インバータ装置１０を構成する回路全体を小型化することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。
【図２】各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗１５の電圧波形を示す図である。
【図３】制御部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図４】本発明の他の実施形態のインバータ装置の回路例を示す図である。
【図５】各相の三角基準波、各相のＰＷＭ制御信号、及び各相のＰＷＭ制御信号に対応するシャント抵抗の電圧波形を示す図である。
【図６】制御部の動作を説明するためのフローチャートである。
【図７】（ａ）は、既存のインバータ装置の回路例を示す図である。（ｂ）及び（ｃ）は、既存のインバータ装置におけるＰＷＭ制御信号の波形を示す図である。
【符号の説明】
１０ インバータ装置
１１ ３相モータ
１２ インバータ回路
１３ スイッチング素子
１４ 電源回路
１５ シャント抵抗
１６ 制御部
４０ インバータ装置
４１ サンプルホールド回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverter device capable of detecting a current value of a current flowing through a motor, and a method of detecting a current value of a current flowing through a plurality of phases of the inverter device.
[0002]
[Prior art]
In today's motor control, it is indispensable to detect a current value of an alternating current flowing in each phase of a motor driving inverter. Thus, by detecting the current value of the current flowing through each phase of the inverter, it is possible to estimate the rotational position of the motor or control the rotational speed of the motor.
[0003]
Generally, when calculating the current value of a current flowing at a certain point in a circuit, a shunt resistor is connected to a desired point in advance, the voltage value at both ends of the shunt resistor is measured, and the voltage value and the resistance value of the resistor are measured. The current value is calculated from the following equation. (See Patent Documents 1 and 2)
When a current value of a current flowing through each phase of the inverter is obtained for motor control, a shunt resistor as described above is provided for each phase.
[0004]
FIG. 7A is a diagram illustrating a circuit example of an existing inverter device.
An inverter device 70 shown in FIG. 7A is an inverter device for driving a three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) motor 71, and supplies AC currents having a phase difference of 120 degrees to each other. An inverter circuit 72 generated for each phase to drive a three-phase motor 71; a power supply circuit 74 for supplying power to switching elements 73 (SW1 to SW6) provided above and below each phase of the inverter circuit 72; A shunt resistor 75 provided for each phase, a control unit 76 for generating a PWM (Pulse Width Modulation) control signal for controlling the ON / OFF switching operation of each switching element 73, and a voltage detected from both ends of the shunt resistor 75. And a current detection circuit 77 for detecting a current value of a current flowing through each phase based on the value.
[0005]
Then, by providing a PWM control signal from the control unit 76 to the six switching elements 73, each switching element 73 is periodically switched, and an alternating current whose phase is shifted by 120 degrees from each other flows through each phase. The phase motor 71 is driven.
[0006]
Thus, the current value of the current flowing in each phase can be obtained by the shunt resistor 75 provided in each phase, and the operation control of the three-phase motor 71 can be performed.
Further, in the inverter device 70 in which the shunt resistor 75 is provided for each phase, the PWM control signal for each phase is usually generated in the same phase as shown in FIG. When the PWM control signal of each phase is generated at a high modulation rate, for example, when the current is detected at the timing of the broken line A1, the current values of the currents flowing in the U phase and the V phase are detected first. Next, the remaining W phase is calculated. As described above, even when the PWM control signal is generated at a high modulation rate, if two-phase currents can be detected, current values of all three phases can be obtained.
[0007]
[Patent Document 1]
JP-A-5-213173 (page 4, FIG. 1)
[0008]
[Patent Document 2]
JP-A-9-74793 (page 4, FIG. 1)
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
However, when the shunt resistor 75 is provided for each phase for controlling the operation of the three-phase motor 71 as in the inverter device 70, the entire circuit constituting the inverter device 70 becomes large, and the cost increases accordingly. is there.
[0010]
There is also a method of detecting the current of each phase using one shunt resistor. For example, as shown in FIG. 7C, when the duty of the two phases is the same, for example, at the timing of the broken line A2 When current detection is performed, there is a problem that current values of all three phases cannot be obtained.
[0011]
Therefore, the present invention provides an inverter device and a motor current detection method that can be configured at low cost and that can reliably detect the current value of each phase even when performing PWM control at a high modulation rate. Aim.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention employs the following configuration and method.
That is, the inverter device of the present invention is an inverter device that generates an alternating current having a predetermined phase difference between a plurality of phases and drives the motor, and the chopping cycle phases of the switching elements provided for the respective phases are shifted. Control means for generating a control signal to generate an alternating current having a predetermined phase difference between each phase of the inverter, and voltage detecting means for detecting a voltage value corresponding to a total current value of the alternating current flowing through each phase And calculating means for calculating a current value of the alternating current flowing in each of the phases based on the voltage value detected a predetermined number of times by the voltage detecting means.
[0013]
As described above, by shifting the ON operation timing of the switching element of each phase from each other, it is easy to detect a voltage value corresponding to the total current value of the alternating current flowing through each phase, and the voltage is detected by the voltage detecting means a predetermined number of times. By calculating the current value of the alternating current flowing in each phase based on the voltage value, for example, instead of a configuration in which the current value of each phase is obtained by a shunt resistor provided in each phase as in the conventional inverter device 70, Since the current detection can be performed by one shunt resistor, the entire circuit constituting the inverter device can be reduced in size, and the cost can be reduced accordingly.
[0014]
Further, the inverter device is configured such that the calculation means calculates a current value of an alternating current flowing through each phase based on a voltage value that changes according to the duty of the control signal of each phase.
Thus, for example, current detection can be performed by one shunt resistor, so that the entire circuit constituting the inverter device can be reduced in size, and the cost can be reduced accordingly.
[0015]
Further, in the inverter device, the voltage detecting means may detect a voltage value corresponding to a total current value of the alternating current flowing through each of the phases in synchronization with the ON operation or the OFF operation of each of the switching elements. Is configured to calculate a current value of the alternating current flowing through each phase based on a plurality of voltage values detected by the voltage detection means.
[0016]
Thus, for example, current detection can be performed by one shunt resistor, so that the entire circuit constituting the inverter device can be reduced in size, and the cost can be reduced accordingly.
The inverter device further includes voltage holding means for holding a voltage value detected by the voltage detection means for a predetermined period in synchronization with an ON operation timing or an OFF operation timing of each of the switching elements. The calculating means is configured to calculate a current value of an alternating current flowing through each phase based on a plurality of voltage values held by the voltage holding means in synchronization with the ON operation or the OFF operation of each switching element. .
[0017]
Thus, for example, current detection can be performed by one shunt resistor, so that the entire circuit constituting the inverter device can be reduced in size, and the cost can be reduced accordingly.
Further, since the voltage value of the voltage detecting means can be detected at any timing by the voltage holding means, it is possible to reliably detect the current value of each phase even if the PWM control signal is generated at a high modulation rate. Become.
[0018]
The scope of the present invention extends to a current detection method for detecting a current value of an alternating current flowing through each phase of the inverter.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
<First embodiment>
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit example of an inverter device according to an embodiment of the present invention.
[0020]
As shown in FIG. 1, an inverter device 10 is an inverter device for driving a three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) motor 11, and outputs AC currents having a phase difference of 120 degrees from each other. An inverter circuit 12 that is generated in a phase and drives the three-phase motor 11; a power supply circuit 14 that supplies power to switching elements 13 (SW1 to SW6) provided above and below each phase of the inverter circuit 12; The circuit 12 includes a shunt resistor 15 as a voltage detecting means provided in the circuit 12 and a control unit 16 (for example, CPU: Central Processing Unit) for controlling the operation of the inverter circuit 12 and the like. In addition, the inverter device 10 further includes a smoothing capacitor for limiting a voltage applied from the power supply circuit 14 to each switching element 13.
[0021]
The control unit 16 includes a PWM control function 16-1 as a control unit that generates a PWM control signal for controlling the ON / OFF switching operation of each switching element 13, and a voltage value detected from both ends of the shunt resistor 15 ( A / D conversion function 16-2 for converting an analog value) into a digital value, and calculation function 16-3 as calculation means for calculating a current value of a current flowing in each phase based on the voltage data converted into the digital value. It is comprised having.
[0022]
Then, by providing a PWM control signal generated from the control unit 16 to the six switching elements 13, each switching element 33 is periodically switched, and an alternating current having a phase deviated from each other by 120 degrees flows through each phase, The three-phase motor 11 is driven.
[0023]
Next, FIG. 2 is a diagram illustrating a triangular reference wave of each phase, a PWM control signal of each phase, and a voltage waveform of the shunt resistor 15 corresponding to the PWM control signal of each phase generated by the control unit 16.
As shown in FIG. 2, the triangular reference waves used by the control unit 16 have a predetermined phase difference from each other, and a PWM control signal is generated for each phase based on the triangular reference waves. FIG. 2 shows PWM control signals of the switching elements 13 (SW4, SW5, and SW6) below the U, V, and W phases. 2 shows a voltage waveform of the shunt resistor 15 generated corresponding to the ON timing (ON period) and OFF timing (OFF period) of the PWM control signal of each phase.
[0024]
As described above, by generating the PWM control signal for controlling the operation of the switching element 13 of each phase for each phase based on the triangular reference wave having a predetermined phase difference, as shown in FIG. , The phase of the chopping cycle of the switching element is shifted, so that the current of each phase is detected even when the current is detected only by the shunt resistor 15 and the DUTY of the two phases is the same among the three phases. be able to.
[0025]
Next, the operation of the control unit 16 in the inverter device 10 will be described.
FIG. 3 is a flowchart for explaining the operation of the control unit 16.
First, in step S1, the PWM control function 16-1 compares the voltage value of the triangular reference wave of each phase with a command value (voltage value) for generating a desired alternating current in each phase, and the PWM of each phase is compared. DUTY of the control signal is determined.
[0026]
Next, in step S2, the PWM control function 16-1 outputs a PWM control signal to the upper and lower switching elements 13 of each phase. Here, in the A / D conversion function 16-2, a timer value for A / D conversion is obtained for each phase based on the duty of the PWM control signal of each phase. For example, based on the duty of the PWM control signal of each phase, a range B (a time period during which only the switching element 13 below the V phase is ON) and a range C (V phase below and W phase below) as shown in FIG. (A time zone during which both of the switching elements 13 are ON).
[0027]
Next, in step S3, a predetermined timer is started from a plurality of timer values by the A / D conversion function 16-2. For example, in FIG. 2, a first timer whose timer value is set to B and a second timer whose timer value is set to C are prepared, and the U-phase lower drive of the two timers is prepared. The first timer is started simultaneously with the fall of the signal (or the W-phase lower drive signal).
[0028]
Next, in step S4, the voltage value from the shunt resistor 15 is read by the A / D conversion function 16-2 based on the timer value selected in step S3, and is converted into a digital value. For example, the voltage value of the shunt resistor 15 in the range B (the voltage value of the shunt resistor 15 when the switching element 13 below the V phase is ON) is read and converted to a digital value.
[0029]
Next, in step S5, the A / D conversion function 16-2 selects a timer value other than the timer value selected in step S3 from the plurality of timer values, and starts the timer value. For example, the second timer is started simultaneously with the rise of the W-phase lower drive signal. Note that the timer value selected in step S3 may be selected again and the timer value may be started. Further, in step S3, the second timer may be started, and in step S4, the first timer may be started.
[0030]
Next, in step S6, the voltage value from the shunt resistor 15 is read by the A / D conversion function 16-2 using the timer value selected in step S5, and is converted into a digital value. For example, within the time (timer value C) until the second timer times out, the voltage value of the shunt resistor 15 (the voltage value of the shunt resistor 15 when the switching element 13 below the V phase and the W phase is ON) ) And convert them to digital values.
[0031]
Then, in step S7, the calculation function 16-3 calculates three phase currents from the two voltage values read in step S4 and step S6. That is, for example, when the voltage value of the V phase (the voltage value of the range B) and the voltage value of the V phase + W phase (the voltage value of the range C) are read in step S4 and step S6, first, the V phase And the V-phase and W-phase voltage values, the V-phase and W-phase voltage values are obtained. Then, the V-phase and W-phase current values are obtained from the V-phase and W-phase voltage values and the resistance value of the shunt resistor 15, and the remaining U-phase current values are obtained from the V-phase and W-phase total current values. .
[0032]
In FIG. 2, the timer value is not limited to the range B or the range C, but may be any other region, for example, a region where only the W phase is ON or a region where both the U phase and the W phase are ON. Is also good.
Thus, the shunt resistor 15 for detecting the current value of the current flowing in each phase is provided, and the operation of the switching element 13 of each phase is controlled based on the triangular reference wave having a predetermined phase difference for each phase. By generating a PWM control signal to be controlled, the ON timing of each phase is shifted as shown in FIG. 2, and a voltage value corresponding to the total current value of the current flowing through each phase is detected twice by the shunt resistor 15. Since the current value of the current flowing in each phase is calculated based on two voltage values obtained by the two detections, each shunt resistor 15 can be connected to each phase without providing a shunt resistor in each phase as in the related art. Since the current value of the flowing current can be calculated, the entire circuit constituting the inverter device 10 can be reduced in size, and the cost can be reduced accordingly.
[0033]
Further, by generating a PWM control signal for controlling the operation of the switching element 13 of each phase based on a triangular reference wave having a predetermined phase difference for each phase, the ON timing of each phase is generated as shown in FIG. Can be shifted, so that the capacity of the smoothing capacitor for limiting the voltage applied from the power supply circuit 14 to each switching element 13 can be reduced. Thus, the size of the smoothing capacitor can be reduced, and further, the entire circuit constituting the inverter device 10 can be reduced in size.
[0034]
<Second embodiment>
FIG. 4 is a diagram illustrating a circuit example of an inverter device according to another embodiment of the present invention. The components having the same configuration as the inverter device 10 shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
[0035]
As shown in FIG. 4, the inverter device 40 is an inverter device for driving the three-phase (U-phase, V-phase, and W-phase) motors 11, and outputs AC currents having a phase difference of 120 degrees from each other. An inverter circuit 12 that is generated in a phase and drives the three-phase motor 11; a power supply circuit 14 that supplies power to switching elements 13 (SW1 to SW6) provided above and below each phase of the inverter circuit 12; A shunt resistor as voltage detection means provided in the circuit; and a voltage holding means for holding a voltage value of a voltage applied to both ends of the shunt resistor for a predetermined time triggered by ON / OFF timing of a PWM control signal for each phase. And a control unit 16 that controls the operation of the inverter circuit 12 and the like. In addition, the inverter device 10 further includes a smoothing capacitor for limiting a voltage applied from the power supply circuit 14 to each switching element 13.
[0036]
The control unit 16 includes a PWM control function 16-1 as a control unit that generates a PWM control signal for controlling the ON / OFF switching operation of each switching element 13, and a voltage value ( A / D conversion function 16-2 for converting an analog value) into a digital value, and calculation function 16-3 as calculation means for calculating a current value of a current flowing in each phase based on the voltage data converted into the digital value. It is comprised having.
[0037]
Then, by providing a PWM control signal generated from the control unit 16 to the six switching elements 13, each switching element 33 is periodically switched, and an alternating current having a phase deviated from each other by 120 degrees flows through each phase, The three-phase motor 71 is driven.
[0038]
Next, FIG. 5 is a diagram illustrating a triangular reference wave of each phase generated by the control unit 16, a PWM control signal of each phase, and a voltage waveform of the shunt resistor 15 corresponding to the PWM control signal of each phase.
As shown in FIG. 5, the triangular reference waves used in the control unit 16 have a predetermined phase difference from each other, and a PWM control signal is generated for each phase based on the triangular reference waves. FIG. 5 shows PWM control signals of the switching elements 13 (SW4, SW5, and SW6) below the U, V, and W phases. 5 shows a voltage waveform of the shunt resistor 15 which is held in the sample hold circuit 41 in synchronization with the ON timing or the OFF timing of the PWM control signal of each phase. In the example shown in FIG. 5, the voltage value of the shunt resistor 15 when the U-phase and W-phase PWM control signals are turned on is synchronized with the ON timing of the U-phase lower switching element 13 (by trigger D). Time (range G) is held. Further, in synchronization with the ON timing of the switching element 13 below the W phase (by the trigger E), the voltage value of the shunt resistor 15 when the V-phase and W-phase PWM control signals are turned ON is set for a predetermined time (range H). keeping. Further, the voltage value of the shunt resistor 15 when the PWM control signal of the W phase is turned on is held for a predetermined time (range I) in synchronization with the OFF timing of the switching element 13 below the V phase (by the trigger F). I have.
[0039]
As described above, by generating the PWM control signal for controlling the operation of the switching element 13 of each phase based on the triangular reference wave having a predetermined phase difference for each phase, as shown in FIG. Since the timing is shifted and the voltage value of the voltage applied across the shunt resistor 15 is held for a predetermined time by the sample hold circuit 41, the voltage value of the shunt resistor 15 can be detected at any timing. Further, since the voltage value of the shunt resistor 15 can be detected at any timing by the sum hold circuit 41, the A / D is controlled based on the duty of the PWM control signal of each phase, as in the control unit 16 of the inverter device 10. There is no need to determine the timer value for conversion.
[0040]
Next, the operation of the control unit 16 in the inverter device 40 will be described.
FIG. 6 is a flowchart for explaining the operation of the control unit 16.
First, in step ST1, the PWM control function 16-1 determines the duty of the PWM control signal of each phase based on the triangular reference wave of each phase and the AC generation command value of each phase.
[0041]
Next, in step ST2, the PWM control function 16-1 outputs a PWM control signal to the upper and lower switching elements 13 of each phase.
Next, in step ST3, it is determined which phase the voltage value of the shunt resistor 15 is to be read. That is, for example, it is determined to read the voltage values (range G) of the W phase and the V phase.
[0042]
Next, in step ST4, the voltage value of the phase determined in step ST3 is read from the sample and hold circuit 41 by the A / D conversion function 16-2 and converted into a digital value. For example, the voltage value held by the sample and hold circuit 41 in the range G is read and converted into a digital value.
[0043]
Next, in step ST5, the A / D conversion function 16-2 determines which phase other than the phase determined in step ST3 reads the voltage value of the shunt resistor 15. That is, for example, it is determined to read the voltage values (range H) of the W phase and the V phase.
[0044]
Next, in step ST6, the voltage value of the phase determined in step ST5 is read from the sample / hold circuit 41 by the A / D conversion function 16-2 and converted into a digital value. For example, the voltage value held by the sample and hold circuit 41 in the range H is read and converted into a digital value.
[0045]
Then, in step ST7, the calculation function 16-3 calculates a current for three phases from the two voltage data read in step ST4 and step ST6. That is, for example, when the U-phase + W-phase voltage value (voltage value in range G) and the V-phase + W-phase voltage value (voltage value in range H) are read in step ST4 and step ST6, The current value of the current flowing in the negative direction to the V-phase is determined from the voltage value of the U-phase + W-phase and the resistance value of the shunt resistor 15, and the current value of the U-phase is determined from the voltage value of the V-phase + W phase and the resistance value of the shunt resistor 15. Find the current value of the current flowing in the direction. Then, the remaining W-phase current values are obtained from the V-phase and U-phase current values.
[0046]
Thus, the shunt resistor 15 for detecting the current value of the current flowing in each phase is provided, and the operation of the switching element 13 of each phase is controlled based on the triangular reference wave having a predetermined phase difference for each phase. By generating the PWM control signal, the ON timing of each phase is shifted as shown in FIG. 5, and a voltage value corresponding to the total current value of the current flowing through each phase is held for a predetermined time, and the predetermined time is maintained. Since the held voltage value is detected twice and the current value of the current flowing in each phase is calculated based on the two voltage values obtained by the two voltage detections, a shunt resistor is provided for each phase as in the related art. Even without providing the shunt resistor 15, the current value of the current flowing in each phase can be calculated by one shunt resistor 15, so that the entire circuit constituting the inverter device 10 can be reduced in size, and the cost can be reduced accordingly. It is possible.
[0047]
Further, since the voltage value of the shunt resistor 15 can be detected at any timing by the sump hold circuit 41, it is possible to reliably detect the current value of each phase even if a PWM control signal is generated at a high modulation rate. Become.
Further, by generating a PWM control signal for controlling the operation of the switching element 13 of each phase based on a triangular reference wave having a predetermined phase difference for each phase, the ON timing of each phase is generated as shown in FIG. Can be shifted, so that the capacity of the smoothing capacitor that limits the voltage applied from the power supply circuit 14 to each switching element 13 can be reduced. Thus, the size of the smoothing capacitor can be reduced, and further, the entire circuit constituting the inverter device 10 can be reduced in size.
<Other embodiments>
The present invention is not limited to the above embodiment, and various configurations can be adopted within the scope described in each claim. For example, the following configuration changes are possible.
[0048]
(1) In the above embodiment, the voltage value is detected twice from the shunt resistor 15 and the current value of each phase is obtained from the two voltage values. However, the number of voltage values detected by the shunt resistor 15 is as follows. There is no particular limitation. That is, the current value of each phase may be obtained based on three or more voltage values.
[0049]
(2) In the above embodiment, the current value of each phase is calculated by the shunt resistor 15, but the current value of each phase may be calculated by another load device such as a transformer.
(3) In the above embodiment, the phase difference between the triangular reference waves of each phase is constant when the motor is driven, but this phase difference may be dynamically varied.
[0050]
(4) In the above embodiment, the control unit 16 outputs the PWM control signal of each phase by shifting the ON timing of the three-phase switching element. A control circuit for shifting the timing may be mounted, and the control circuit may output a PWM control signal for each phase.
[0051]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the current value of the current flowing through each phase can be calculated without providing a shunt resistor in each phase as in the related art. And the cost can be reduced accordingly.
[0052]
Further, since the voltage value of the voltage detecting means can be detected at any timing by the voltage holding means, it is possible to reliably detect the current value of each phase even if the PWM control signal is generated at a high modulation rate. .
Further, by generating the PWM control signal of each phase based on a triangular reference wave having a predetermined phase difference for each phase, the ON timing of each phase can be shifted, so that the voltage applied to the inverter is reduced. The capacity of the smoothing capacitor to be limited can be reduced. Thus, the size of the smoothing capacitor can be reduced, and further, the entire circuit constituting the inverter device 10 can be reduced in size.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit example of an inverter device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a triangular reference wave of each phase, a PWM control signal of each phase, and a voltage waveform of a shunt resistor 15 corresponding to the PWM control signal of each phase.
FIG. 3 is a flowchart illustrating an operation of a control unit.
FIG. 4 is a diagram illustrating a circuit example of an inverter device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a triangular reference wave of each phase, a PWM control signal of each phase, and a voltage waveform of a shunt resistor corresponding to the PWM control signal of each phase.
FIG. 6 is a flowchart illustrating an operation of a control unit.
FIG. 7A is a diagram illustrating a circuit example of an existing inverter device. (B) And (c) is a figure which shows the waveform of a PWM control signal in the existing inverter device.
[Explanation of symbols]
10 Inverter device
11 Three-phase motor
12 Inverter circuit
13 Switching element
14 Power supply circuit
15 Shunt resistor
16 control unit
40 Inverter device
41 Sample Hold Circuit

Claims (7)

複数相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成しモータを駆動させるインバータ装置であって、
上記各相にそれぞれ設けられるスイッチング素子のチョッピング周期位相がずれた制御信号を生成し、上記インバータの各相に互いに所定の位相差をもつ交流電流を生成させる制御手段と、
上記各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出する電圧検出手段と、
上記電圧検出手段において所定回数検出される電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出する算出手段と、
を備えることを特徴とするインバータ装置。An inverter device that generates an alternating current having a predetermined phase difference between a plurality of phases and drives a motor,
Control means for generating a control signal in which the chopping cycle phases of the switching elements provided in the respective phases are shifted, and generating an alternating current having a predetermined phase difference with respect to each phase of the inverter;
Voltage detection means for detecting a voltage value according to the total current value of the alternating current flowing through each phase,
Calculating means for calculating a current value of an alternating current flowing through each phase based on a voltage value detected a predetermined number of times by the voltage detecting means;
An inverter device comprising: 請求項１に記載のインバータ装置であって、
上記算出手段は、上記各相の制御信号のＤＵＴＹに応じて変化する電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出することを特徴とするインバータ装置。The inverter device according to claim 1, wherein
The inverter device, wherein the calculating means calculates a current value of an alternating current flowing through each of the phases based on a voltage value that changes according to the duty of the control signal of each of the phases. 請求項１に記載のインバータ装置であって、
上記電圧検出手段は、上記各スイッチング素子のＯＮ動作のタイミング又はＯＦＦ動作のタイミングに同期して上記各相に流れる交流電流の合計電流値に応じた電圧値を検出し、
上記算出手段は、上記電圧検出手段において検出された２つの電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出することを特徴とするインバータ装置。The inverter device according to claim 1, wherein
The voltage detecting means detects a voltage value corresponding to a total current value of alternating current flowing in each phase in synchronization with a timing of an ON operation or a timing of an OFF operation of each of the switching elements,
The inverter device, wherein the calculating means calculates a current value of an alternating current flowing in each phase based on the two voltage values detected by the voltage detecting means. 請求項１に記載のインバータ装置であって、
上記電圧検出手段で検出される電圧値を、上記各スイッチング素子のＯＮ動作又はＯＦＦ動作に同期して所定期間保持する電圧保持手段を備え、
上記算出手段は、上記各スイッチング素子のＯＮ動作又はＯＦＦ動作に同期して上記電圧保持手段の保持する２つの電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を算出することを特徴とするインバータ装置。The inverter device according to claim 1, wherein
A voltage holding unit that holds a voltage value detected by the voltage detection unit for a predetermined period in synchronization with an ON operation or an OFF operation of each of the switching elements;
The calculation means calculates a current value of an alternating current flowing in each phase based on two voltage values held by the voltage holding means in synchronization with an ON operation or an OFF operation of each switching element. Inverter device. 複数相に互いに所定の位相差をもつ交流電流が流れることによって駆動するモータの上記各相の交流電流の電流値を検出するモータ電流検出方法であって、
上記各相にそれぞれ設けられるスイッチング素子のチョッピング周期位相をずらし、
上記各相に流れる交流電流の合計電流値に対応する電圧値を上記スイッチング素子のＯＮ動作のタイミングに基づいて検出し、
上記スイッチング素子のＯＮ動作のタイミングに基づいて検出される複数の電圧値に基づいて、上記各相に流れる交流電流の電流値を算出することを特徴とするモータ電流検出方法。A motor current detection method for detecting a current value of the AC current of each phase of a motor driven by an AC current having a predetermined phase difference with respect to a plurality of phases,
The chopping cycle phases of the switching elements provided for the respective phases are shifted,
Detecting a voltage value corresponding to a total current value of the alternating current flowing through each phase based on the ON operation timing of the switching element;
A motor current detection method, wherein a current value of an alternating current flowing through each phase is calculated based on a plurality of voltage values detected based on an ON operation timing of the switching element. 請求項５に記載のモータ電流検出方法であって、
上記スイッチング素子のＯＮ動作のタイミング又はＯＦＦ動作のタイミングに同期して上記各相に流れる交流電流の合計電流値に対応する電圧値を２回検出し、該２つの電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を検出することを特徴とするモータ電流検出方法。The motor current detection method according to claim 5, wherein
A voltage value corresponding to the total current value of the alternating current flowing through each phase is detected twice in synchronization with the timing of the ON operation or the timing of the OFF operation of the switching element, and each phase is detected based on the two voltage values. A motor current detection method comprising detecting a current value of an alternating current flowing through a motor. 請求項５に記載のモータ電流検出方法であって、
上記スイッチング素子のＯＮ動作のタイミング又はＯＦＦ動作のタイミングに同期して上記各相に流れる交流電流の合計電流値に対応する電圧値を所定時間保持し、
上記所定時間保持される２つの電圧値に基づいて上記各相に流れる交流電流の電流値を検出することを特徴とするモータ電流検出方法。The motor current detection method according to claim 5, wherein
Holding a voltage value corresponding to the total current value of the alternating current flowing through each phase for a predetermined time in synchronization with the ON operation timing or the OFF operation timing of the switching element;
A motor current detection method, wherein a current value of an alternating current flowing through each phase is detected based on the two voltage values held for the predetermined time.
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