JP7221424B2 - Inverter control device and motor drive device - Google Patents
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Description
本開示は、インバータを制御するインバータ制御装置、及びインバータ制御装置を備えた電動機駆動装置に関する。 The present disclosure relates to an inverter control device that controls an inverter, and an electric motor drive device that includes the inverter control device.
電気車に推進力を付与する電動機は、インバータによって駆動される。電気車が走行する軌道上には、各種信号機の受信機である地上子が配置される。これらの地上子を誤動作させないよう、電気車には、漏洩ノイズに対する規制が定められている。下記特許文献1には、コモンモードノイズを抑制するために、インバータと電動機とを繋ぐ配線の周囲に、フェライト又はアモルファス金属等の強磁性体を素材とする中空形状のコアを配置することが記載されている。
An electric motor that provides propulsion to the electric vehicle is driven by an inverter. Beacons, which are receivers for various traffic signals, are placed on the track on which the electric train runs. In order to prevent these ground coils from malfunctioning, electric vehicles are regulated against leakage noise.
しかしながら、電気車の床下のスペースは限られている。このため、上記特許文献1に記載のコアのようなフィルタ部品を追設するための十分なスペースがない場合がある。このような場合、フィルタ部品を追設するためのスペースを確保するために、インバータ制御装置の仕様の見直しを余儀なくされることがある。
However, the space under the floor of an electric vehicle is limited. Therefore, in some cases, there is not enough space for additionally installing a filter component such as the core described in
また、フィルタ部品のフィルタ特性は、電動機を含めたインピーダンスに従って決定する必要がある。ところが、電動機の製造者と、インバータ制御装置の製造者とが同じであるとは限らない。この場合、フィルタ部品の追設に頼ることは、インバータ制御装置の製造者において設計工数を増大させ、実車両での調整作業を増大させる。このため、フィルタ部品の追設に頼らずに漏洩ノイズを抑制することが望まれる。 Also, the filter characteristics of the filter component must be determined according to the impedance including the motor. However, the manufacturer of the electric motor and the manufacturer of the inverter control device are not always the same. In this case, relying on the additional installation of the filter component increases the design man-hours of the manufacturer of the inverter control device and increases the adjustment work on the actual vehicle. For this reason, it is desirable to suppress leakage noise without relying on additional filter components.
本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、フィルタ部品の追設に頼らずに漏洩ノイズを抑制することができるインバータ制御装置を得ることを目的とする。 The present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain an inverter control device capable of suppressing leakage noise without relying on additionally installing a filter component.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示は、パルス幅変調により三相の電動機を駆動するインバータを制御するインバータ制御装置である。インバータ制御装置は、三相の搬送波を生成する搬送波生成部と、搬送波と変調波との比較によりインバータのスイッチング状態を制御するパルス幅変調制御部と、を備える。搬送波生成部は、搬送波周波数指令と電動機周波数とに基づいて第一から第三の搬送波位相を演算する位相演算部と、第一から第三の搬送波位相に基づいて三相の搬送波を出力する搬送波出力部と、を備える。第一から第三の搬送波位相は互いに位相差を有し、電動機周波数の変化に応じて位相差も連続的に変化する。 In order to solve the above-described problems and achieve an object, the present disclosure is an inverter control device that controls an inverter that drives a three-phase electric motor by pulse width modulation. The inverter control device includes a carrier generation section that generates a three-phase carrier wave, and a pulse width modulation control section that controls the switching state of the inverter by comparing the carrier wave and the modulated wave. The carrier wave generator includes a phase calculator that calculates first to third carrier wave phases based on the carrier wave frequency command and the motor frequency, and a carrier wave that outputs a three-phase carrier wave based on the first to third carrier wave phases. and an output unit. The first to third carrier wave phases have a phase difference with each other, and the phase difference also changes continuously as the motor frequency changes.
本開示に係るインバータ制御装置によれば、フィルタ部品の追設に頼らずに漏洩ノイズを抑制することができるという効果を奏する。 According to the inverter control device according to the present disclosure, it is possible to suppress leakage noise without relying on additionally installing a filter component.
以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係るインバータ制御装置及び電動機駆動装置について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態では、鉄道システムに適用される電動機駆動装置を例示して説明するが、他の用途への適用を除外する意図ではない。 An inverter control device and an electric motor drive device according to embodiments of the present disclosure will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. In the following embodiments, an electric motor drive device applied to a railway system will be described as an example, but application to other uses is not excluded.
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係るインバータ制御装置5を含む電動機駆動装置1の構成例を示す図である。実施の形態1に係る電動機駆動装置1は、図1に示すように、フィルタコンデンサ3と、インバータ4と、インバータ制御装置5とを備える。インバータ4は、電動機105と接続されている。電動機105は、電気車に搭載される三相の電動機である。
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of an electric
架線101から供給される直流電力は、集電装置102及びフィルタリアクトル2を介し、電動機駆動装置1に供給される。架線101の先には、図示しない変電所があり、架線101は、電動機駆動装置1から見て、外部電源という位置づけである。なお、集電装置102に印加される架線101の電圧である架線電圧、及びインバータ4の各変換容量は、駆動方式によって異なる。架線電圧の範囲は、おおよそ6百から3千[V]である。また、変換容量の範囲は、数十から数百[kVA]である。
DC power supplied from the
電動機駆動装置1の正側端子Pは、フィルタリアクトル2に接続される。電動機駆動装置1の負側端子Nは、車輪103を介してレール104に接続される。これにより、架線101から供給される直流電力による直流電流は、フィルタリアクトル2、電動機駆動装置1、電動機105、車輪103及びレール104を介して流れ、変電所に戻る。
A positive terminal P of the electric
なお、図1では、架線101として架空電線を示し、集電装置102としてパンタグラフ状の集電装置をそれぞれ示しているが、これらに限定されない。架線101としては、地下鉄等で使用されている第三軌条でもよく、これに合わせ、集電装置102は第三軌条用の集電装置を用いてもよい。また、図1では、架線101が直流架線である場合を示しているが、架線101は交流架線でもよい。なお、架線101が交流架線である場合、フィルタリアクトル2の代わりに、受電する交流電圧を降圧するための変圧器が設けられ、変圧器の後段には変圧器から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータが設けられる。
Note that FIG. 1 shows an overhead wire as the
また、図1では、フィルタリアクトル2は、電動機駆動装置1の外部の構成要素として示しているが、これに限定されない。フィルタリアクトル2は、電動機駆動装置1の内部に設けられる場合もある。
Moreover, although the
フィルタコンデンサ3は、電動機駆動装置1の内部において、正側端子Pと負側端子Nとの間に接続される。これにより、フィルタコンデンサ3は、インバータ4の入力側において、インバータ4の各両端に並列に接続される。
The filter capacitor 3 is connected between the positive terminal P and the negative terminal N inside the
フィルタコンデンサ3は、印加される直流電圧を平滑する。また、フィルタコンデンサ3は、フィルタリアクトル2に接続され、フィルタリアクトル2と共にLCフィルタ回路を構成する。このLCフィルタ回路は、架線101側から流入するサージ電圧を抑制する。また、LCフィルタ回路は、インバータ4に流れる電流のリプル成分の大きさを抑制する。インバータ4は、電動機105に電力を供給する電力変換回路である。
Filter capacitor 3 smoothes the applied DC voltage. Also, the filter capacitor 3 is connected to the
インバータ4の動作は、インバータ制御装置5によって制御される。インバータ4は、フィルタコンデンサ3の直流電圧を任意の電圧値を有する任意の周波数の交流電圧に変換して電動機105に印加する。
The operation of
インバータ制御装置5は、電圧指令演算部6と、PWM制御部7と、搬送波生成部8と、を備える。インバータ制御装置5には、トルク指令に関する情報と、電動機周波数に関する情報とが入力される。電圧指令演算部6は、トルク指令及び電動機周波数に基づいて電圧指令を演算する。搬送波生成部8は、電動機周波数に基づいて搬送波を生成する。PWM制御部7は、電圧指令と搬送波とに基づいて、インバータ4のスイッチング素子を制御するためのPWM制御信号を生成してインバータ4に出力する。PWM制御信号は、電圧指令と搬送波とを振幅比較することで生成される。PWM制御信号の生成手法については後述する。
The inverter control device 5 includes a voltage
図2は、一般的なインバータ主回路の構成例を示す図である。インバータ主回路は、上アームの半導体素子UPI,VPI,WPIと、下アームの半導体素子UNI,VNI,WNIと、を備える。 FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a general inverter main circuit. The inverter main circuit includes upper arm semiconductor elements UPI, VPI, WPI and lower arm semiconductor elements UNI, VNI, WNI.
半導体素子UPIと半導体素子UNIとは直列に接続されてU相レグとなる。半導体素子VPIと半導体素子VNIとは直列に接続されてV相レグとなる。半導体素子WPIと半導体素子WNIとは直列に接続されてW相レグとなる。U相、V相及びW相の各レグは、互いに並列に接続されて三相のブリッジ回路を構成する。 Semiconductor element UPI and semiconductor element UNI are connected in series to form a U-phase leg. Semiconductor element VPI and semiconductor element VNI are connected in series to form a V-phase leg. Semiconductor element WPI and semiconductor element WNI are connected in series to form a W-phase leg. The U-phase, V-phase and W-phase legs are connected in parallel to form a three-phase bridge circuit.
図3は、漏洩電流の説明に用いる図1の等価回路を示す図である。図3では、電動機105をインダクタンスの回路記号で表している。電動機の種類に依らず、三相インバータで三相モータを駆動する場合、三相モータの中性点電位は変動する。このため、図3に示すように、電動機105の中性点電位32と接地電位である基準電位31との間に浮遊容量34が接続される等価回路が形成される。中性点電位32は、PWM制御に起因する高周波成分を含んでいる。従って、電動機105にU相電圧33U、V相電圧33V及びW相電圧33Wが印加されると、浮遊容量34を介して漏洩電流35が流れる。
FIG. 3 is a diagram showing an equivalent circuit of FIG. 1 used for explanation of leakage current. In FIG. 3, the
なお、中性点電位32と基準電位31との間の電位差は、「コモンモード電圧」と呼ばれる。三相インバータの場合、コモンモード電圧は、(Vu+Vv+Vw)/3と計算される。但し、VuはU相電圧33Uであり、VvはV相電圧33Vであり、VwはW相電圧33Wである。
A potential difference between the neutral point potential 32 and the
図4は、図2に示す各アームの半導体素子に与えるPWM制御信号の生成手法の説明に用いる図である。図4には、正弦波であるU相電圧指令26U、V相電圧指令26V及びW相電圧指令26Wと、三角波である搬送波28とが示されている。横軸は位相角であり、縦軸は振幅値を表している。縦軸の1[Vpu]は、インバータ4に印加される電圧振幅の1/2、言い替えるとフィルタコンデンサ3の電圧である直流電圧の1/2に相当する。
FIG. 4 is a diagram used for explaining a method of generating PWM control signals to be applied to the semiconductor elements of each arm shown in FIG. FIG. 4 shows a
図5は、図4に示す各相電圧指令によって生成されるPWM制御信号を示す図である。上段側から、U相PWM制御信号、V相PWM制御信号及びW相PWM制御信号の順で示している。図5の横軸は、図4と同じ位相角である。図5には、変調率が0.8であるときのPWM制御信号の波形が示されている。本明細書において、変調率は、インバータ4に印加される直流電圧の1/2と、インバータ4が電動機105に印加する交流相電圧の振幅との比であると定義する。なお、ここでの定義は一例であり、変調率は、どのように定義されていてもよい。
FIG. 5 is a diagram showing PWM control signals generated by each phase voltage command shown in FIG. The U-phase PWM control signal, the V-phase PWM control signal, and the W-phase PWM control signal are shown in this order from the top. The horizontal axis in FIG. 5 is the same phase angle as in FIG. FIG. 5 shows the waveform of the PWM control signal when the modulation factor is 0.8. In this specification, the modulation factor is defined as the ratio of 1/2 of the DC voltage applied to the
PWM制御部7は、U相電圧指令26Uと三角波信号である搬送波28を比較する。U相電圧指令26Uが搬送波28よりも大きいときは「ON」、U相電圧指令26Uが搬送波28以下のときは「OFF」となる。このようにして、図5の上段部に示されるU相PWM制御信号が生成される。V相PWM制御信号及びW相PWM制御信号もU相PWM制御信号と同様に、V相電圧指令26V及びW相電圧指令26Wのそれぞれと、搬送波28との比較によって生成される。このときに生成されるV相PWM制御信号及びW相PWM制御信号は、それぞれ図5の中段部及び下段部に示されている。
The PWM control unit 7 compares the
図6は、図5に示すPWM制御信号によって生ずるコモンモード電圧を示す図である。図6において、横軸は位相角、縦軸はコモンモード電圧の振幅を表している。図6に示されるように、変調率が比較的大きいときのコモンモード電圧は、±1[Vpu]又は±1/3[Vpu]のレベル間を1ステップずつ変化する波形となる。 FIG. 6 is a diagram showing common mode voltages produced by the PWM control signals shown in FIG. In FIG. 6, the horizontal axis represents the phase angle, and the vertical axis represents the amplitude of the common mode voltage. As shown in FIG. 6, the common mode voltage when the modulation factor is relatively large has a waveform that changes step by step between levels of ±1 [Vpu] or ±1/3 [Vpu].
漏洩電流は、コモンモード電圧に変化がある度に流れる。また、コモンモード電圧の単位時間あたりの変化量(電圧変化率)が大きいほど、漏洩電流の振幅も大きくなる。従って、浮遊容量34を介して流れる漏洩電流35の抑制には、コモンモードの変化率の低減が重要となる。
A leakage current flows whenever there is a change in the common mode voltage. Further, the amplitude of the leakage current increases as the amount of change (voltage change rate) per unit time of the common mode voltage increases. Therefore, in order to suppress the leakage current 35 flowing through the
図7は、図4とは異なる変調率の各相電圧指令の例を示す図である。図7には、変調率が0.1であるときの各相電圧指令が示されている。実線、破線及び一点鎖線の区別は、図4と同じである。即ち、実線はU相電圧指令26Uを示し、破線はV相電圧指令26Vを示し、一点鎖線はW相電圧指令26Wを示している。
FIG. 7 is a diagram showing an example of each phase voltage command with a modulation rate different from that in FIG. FIG. 7 shows each phase voltage command when the modulation factor is 0.1. The distinction between solid lines, broken lines and dashed-dotted lines is the same as in FIG. That is, the solid line indicates the
図8は、図7に示す各相電圧指令によって生成されるPWM制御信号を示す図である。図8には、変調率が0.1であるときのPWM制御信号の波形が示されている。PWM制御信号の並びは図5と同じであり、上段側から、U相PWM制御信号、V相PWM制御信号及びW相PWM制御信号の順で示されている。 FIG. 8 is a diagram showing PWM control signals generated by each phase voltage command shown in FIG. FIG. 8 shows the waveform of the PWM control signal when the modulation factor is 0.1. The arrangement of the PWM control signals is the same as in FIG. 5, and is shown in the order of the U-phase PWM control signal, the V-phase PWM control signal, and the W-phase PWM control signal from the top side.
変調率が0に近い値のときには、図8に示されるように、各相のPWM制御信号は互いの差が小さくなり、インバータ4の出力は、ゼロ電圧ベクトルの状態が大半となる。ここで、ゼロ電圧ベクトルの状態とは、全ての上アーム側素子がオンとなるか、若しくは、全ての下アーム素子がオンとなるかの何れかの状態であることを意味する。
When the modulation factor is a value close to 0, as shown in FIG. 8, the difference between the PWM control signals of each phase becomes small, and the output of the
図9は、図8に示すPWM制御信号によって生ずるコモンモード電圧を示す図である。図9に示されるように、変調率が0に近いときには、コモンモード電圧が±1[Vpu]のレベル間を短時間で往来する波形となる。このため、変調率が比較的大きい0.8の場合と比べて、電圧変化率が大きくなり、浮遊容量34を介して流れる漏洩電流35が大きくなる。
FIG. 9 is a diagram showing common mode voltages produced by the PWM control signals shown in FIG. As shown in FIG. 9, when the modulation factor is close to 0, the common mode voltage has a waveform that alternates between levels of ±1 [Vpu] in a short period of time. As a result, the voltage change rate is increased and the leakage current 35 flowing through the
図10は、図7に示す各相電圧指令及び搬送波において各相の搬送波位相を互いに120°ずらした場合の波形例を示す図である。図10に示す例では、破線で示されるV相搬送波28Vは、実線で示されるU相搬送波28Uに対して位相が120°遅れている。また、一点鎖線で示されるW相搬送波28Wは、U相搬送波28Uに対して位相が120°進んでいる。なお、位相が120°進んでいることと、位相が240°遅れていることは、等価である。
FIG. 10 is a diagram showing an example of waveforms when the phase voltage commands and carrier waves shown in FIG. 7 are shifted from each other by 120 degrees. In the example shown in FIG. 10, the V-
図11は、図10に示す各相電圧指令及び各相搬送波によって生成されるPWM制御信号を示す図である。図11に示される波形によれば、各相のPWM制御信号のオン又はオフのタイミングが互いにずれていることが示されている。このため、各相の搬送波位相を互いに120°ずらした場合には、図8とは異なり、変調率が0に近い値をとる場合でも、ゼロ電圧ベクトルを生じないことが理解できる。 11 is a diagram showing a PWM control signal generated by each phase voltage command and each phase carrier wave shown in FIG. 10. FIG. The waveforms shown in FIG. 11 indicate that the timings of turning on or off the PWM control signals for each phase are shifted from each other. Therefore, when the carrier wave phases of the respective phases are shifted from each other by 120°, unlike FIG. 8, even if the modulation factor takes a value close to 0, it can be understood that a zero voltage vector does not occur.
図12は、図11に示すPWM制御信号によって生ずるコモンモード電圧波形の例を示す図である。図12によれば、変調率が0に近い場合であっても、コモンモード電圧は±1/3[Vpu]のレベル間を往来する波形となる。このため、各相の搬送波位相が同じである図9の例と比べて、電圧変化率が小さくなるので、浮遊容量34を介して流れる漏洩電流35が低減される。
12 is a diagram showing an example of common mode voltage waveforms generated by the PWM control signal shown in FIG. 11. FIG. According to FIG. 12, even when the modulation factor is close to 0, the common mode voltage has a waveform that alternates between levels of ±1/3 [Vpu]. Therefore, compared to the example of FIG. 9 in which each phase has the same carrier wave phase, the voltage change rate is smaller, so the leakage current 35 flowing through the
図13は、各相の搬送波が同一であるときの従来制御に係る電動機電流の高調波分布の例を示す図である。図13の縦軸は電流振幅を表す。図13の波形の制御パラメータは、搬送波周波数が800Hz、駆動周波数が20Hz、変調率が0.2である。図13によれば、駆動周波数の20Hz成分が大きく現れると共に、振幅は比較的小さいものの、搬送波周波数の2f成分(1600Hz)が現れている。 FIG. 13 is a diagram showing an example of the harmonic distribution of the motor current according to the conventional control when the carrier wave of each phase is the same. The vertical axis in FIG. 13 represents the current amplitude. Control parameters for the waveform in FIG. 13 are a carrier frequency of 800 Hz, a drive frequency of 20 Hz, and a modulation rate of 0.2. According to FIG. 13, the 20 Hz component of the drive frequency appears large, and the 2f component (1600 Hz) of the carrier frequency appears although the amplitude is relatively small.
図14は、各相の搬送波位相を互いに120°ずらした場合の従来制御に係る電動機電流の高調波分布の例を示す図である。なお、搬送波位相以外の制御パラメータは、図13の例と同一である。図14によれば、搬送波周波数の1f成分(800Hz)が顕著に増加していることが示されている。この結果から理解できるように、各相の搬送波位相を互いに120°ずらした場合には、電動機から発せられる電磁騒音が増大するという課題が生ずる。 FIG. 14 is a diagram showing an example of the harmonic distribution of the motor current according to the conventional control when the carrier wave phases of the respective phases are shifted from each other by 120°. Control parameters other than the carrier phase are the same as in the example of FIG. FIG. 14 shows that the 1f component (800 Hz) of the carrier wave frequency has significantly increased. As can be understood from this result, when the carrier wave phases of the respective phases are shifted from each other by 120°, there arises a problem that the electromagnetic noise emitted from the motor increases.
図12では、各相の搬送波位相を互いに120°ずらした場合には、浮遊容量34を介して流れる漏洩電流35が低減されることについて説明した。しかしながら、各相の搬送波位相を互いに120°ずらした場合において、変調率の値が比較的に大きい場合には、浮遊容量34を介して流れる漏洩電流35の低減効果が小さくなることが、本願の開示者らによって見出された。以下、この点について説明する。
In FIG. 12, it has been explained that the leakage current 35 flowing through the
図15は、各相の搬送波位相を互いに120°ずらした場合の従来制御に係るコモンモード電圧波形の例を示す図である。図15の波形における搬送波位相以外の制御パラメータは、搬送波周波数が800Hz、駆動周波数が20Hz、変調率が0.8である。図15によれば、搬送波位相を120°ずらした状態であっても、変調率が増加するとコモンモード電圧波形が、±1[Vpu」のレベルに変化するようになり、漏洩電流35の低減効果が小さくなることが理解できる。 FIG. 15 is a diagram showing an example of common-mode voltage waveforms according to conventional control when carrier wave phases of respective phases are shifted from each other by 120°. Control parameters other than the carrier wave phase in the waveform of FIG. 15 are a carrier wave frequency of 800 Hz, a drive frequency of 20 Hz, and a modulation factor of 0.8. According to FIG. 15, even when the carrier wave phase is shifted by 120°, the common mode voltage waveform changes to a level of ±1 [Vpu] as the modulation factor increases, and the leakage current 35 is effectively reduced. can be understood to be smaller.
図16は、実施の形態1における制御手法の概念の説明に使用する図である。横軸は変調率であり、縦軸はノイズレベルを表している。電動機の速度が大きいほど変調率も大きくなるので、横軸の変調率は電動機の速度と読み替えてもよい。縦軸のノイズレベルは、漏洩電流35に起因するノイズレベルを意味している。太実線K1は、搬送波位相差がある場合、即ち各相の搬送波位相に位相差がある場合のノイズレベルを表している。太破線K2は、搬送波位相差がない場合、即ち各相の搬送波位相に位相差がない場合のノイズレベルを表している。また、横軸に平行に引かれている細破線K3は、ノイズレベルの制限値を表している。なお、制限値は、電気車の車種及び路線によって変化する値である。
FIG. 16 is a diagram used for explaining the concept of the control method in
図16によれば、搬送波位相差がない場合、変調率が大きくなるほど漏洩電流35に起因するノイズレベルは小さくなることが示されている。一方、搬送波位相差がある場合は、変調率が大きくなるほど漏洩電流35に起因するノイズレベルは大きくなることが示されている。従って、搬送波位相差なしでノイズレベルの制限値を満足できる範囲では、搬送波位相差のない従来の変調方式を選択するのが騒音の観点で望ましいと言える。 According to FIG. 16, when there is no carrier wave phase difference, the noise level caused by the leakage current 35 decreases as the modulation rate increases. On the other hand, when there is a carrier wave phase difference, it is shown that the noise level caused by the leakage current 35 increases as the modulation rate increases. Therefore, it can be said that it is desirable from the standpoint of noise to select the conventional modulation method without carrier wave phase difference within the range where the noise level limit value can be satisfied without carrier wave phase difference.
以上に説明した事項を踏まえ、実施の形態1に係るインバータ制御装置5では、搬送波生成部8を図17のように構成する。図17は、実施の形態1に係る搬送波生成部8の構成例を示す図である。実施の形態1に係る搬送波生成部8は、図17に示すように、位相演算部81と、搬送波出力部82とを備える。
Based on the matters explained above, in the inverter control device 5 according to
位相演算部81は、積分器811と、位相差演算部812と、減算器813と、加算器814とを備える。積分器811は、搬送波周波数指令fcに基づいて第一の搬送波位相θcuを演算する。位相差演算部812は、電動機周波数に基づいて位相差Δθcを演算する。減算器813は、第一の搬送波位相θcuから位相差Δθcを減算することで第二の搬送波位相θcvを演算する。加算器814は、第一の搬送波位相θcuに位相差Δθcを加算することで第三の搬送波位相θcwを演算する。なお、図17では、位相差演算部812の入力信号を電動機周波数としているが、これに限定されない。電動機周波数に代えて、変調率又は電気車の速度情報を用いてもよい。また、位相差演算部812は、参照テーブルに従って位相差Δθcを出力する構成でもよいし、関数演算によって位相差Δθcを出力する構成でもよい。
図17の処理において、位相差Δθcは、搬送波位相のずらし幅を意味している。図16を用いて説明したように、各相間における搬送波位相のずらし幅は、変調率との関係で騒音の問題が生ずる。このため、搬送波位相のずらし幅は、必要最小限とすることが望ましい。また、動作モードを設け、動作モードの切り替えによって搬送波位相のずらし幅を制御する構成も考えられる。しかしながら、動作モードを切り替える構成では、トルクショックを生じる懸念がある。そこで、実施の形態1では、搬送波位相のずらし幅を連続的に変化させる構成にすると共に、電動機周波数が増加するほど、搬送波位相のずらし幅を漸減させる構成としている。In the processing of FIG. 17, the phase difference Δθc means the shift width of the carrier wave phase. As described with reference to FIG. 16, the carrier wave phase shift width between phases causes a noise problem in relation to the modulation factor. Therefore, it is desirable to minimize the shift width of the carrier wave phase. Also, a configuration is conceivable in which an operation mode is provided and the shift width of the carrier wave phase is controlled by switching the operation mode. However, there is a concern that a torque shock may occur in the configuration that switches the operation mode. Therefore, in
位相演算部81によって演算された第一の搬送波位相θcu、第二の搬送波位相θcv及び第三の搬送波位相θcwは、搬送波出力部82に入力される。搬送波出力部82は、第一の搬送波位相θcuを用いてU相搬送波cuを生成して出力する。搬送波出力部82は、第二の搬送波位相θcvを用いてV相搬送波cvを生成して出力する。搬送波出力部82は、第三の搬送波位相θcwを用いてW相搬送波cwを生成して出力する。The first carrier phase θ cu , the second carrier phase θ cv and the third carrier phase θ cw calculated by the
以上のように、位相演算部81は、搬送波周波数指令fcと電動機周波数とに基づいて第一の搬送波位相θcu、第二の搬送波位相θcv及び第三の搬送波位相θcwを演算する。また、搬送波出力部82は、第一の搬送波位相θcu、第二の搬送波位相θcv及び第三の搬送波位相θcwに基づいて三相の搬送波であるU相搬送波cu、V相搬送波cv及びW相搬送波cwを出力する。このように構成された搬送波生成部8によれば、低速域でのコモンモードノイズ抑制と、中~高速域での騒音抑制との両立を図ることができる。また、モード遷移でトルクショックを生じさせない制御を実現することができる。As described above, the
なお、図17では、第一の搬送波位相θcuと第二の搬送波位相θcvとの間の位相差と、第一の搬送波位相θcuと第三の搬送波位相θcwとの間の位相差とが等しくなるように構成されているが、これらの位相差は異なっていてもよい。肝要な点は、第一の搬送波位相θcu、第二の搬送波位相θcv及び第三の搬送波位相θcwが互いに位相差を有し、この位相差が電動機周波数の変化に応じて変化することにある。この点が担保されれば、ここで説明した実施の形態1の効果を得ることが可能である。Note that in FIG. 17, the phase difference between the first carrier phase θ cu and the second carrier phase θ cv and the phase difference between the first carrier phase θ cu and the third carrier phase θ cw are equal to each other, but their phase differences may be different. The essential point is that the first carrier phase θ cu , the second carrier phase θ cv and the third carrier phase θ cw have a phase difference with each other, and this phase difference changes as the motor frequency changes. It is in. If this point is ensured, it is possible to obtain the effects of the first embodiment described here.
また、図17に示す搬送波生成部8は、図18に示すように構成してもよい。図18は、実施の形態1の変形例に係る搬送波生成部8Aの構成例を示す図である。図18に示す搬送波生成部8Aでは、図17に示す搬送波生成部8の構成において、位相演算部81が位相演算部81Aに置き替えられている。また、位相演算部81Aでは、図17に示す位相演算部81の構成において、積分器815,816が追加されている。その他の構成については、図17に示す位相演算部81の構成と同等であり、同等の構成部には同一の符号を付して重複する説明は省略する。
Further, the
図18では、入力された搬送波周波数指令fcが位相演算部81Aの内部において、各相の搬送波周波数指令、即ちU相搬送波周波数指令fcu、V相搬送波周波数指令fcv、W相搬送波周波数指令fcwとして3分岐され、相ごとに設けられた個々の積分器に入力される構成である。積分器811,815,816のそれぞれに入力される信号が同一であるため、図17と等価な動作が行われる。In FIG. 18, the input carrier wave frequency command f c is converted into the carrier wave frequency command of each phase, that is, the U-phase carrier wave frequency command f cu , the V-phase carrier wave frequency command f cv , and the W-phase carrier wave frequency command inside the
以上説明したように、実施の形態1に係るインバータ制御装置は、三相の搬送波を生成する搬送波生成部を備え、搬送波生成部は、搬送波周波数指令と電動機周波数とに基づいて第一から第三の搬送波位相を演算する。第一から第三の搬送波位相は互いに位相差を有し、この位相差は電動機周波数の変化に応じて連続的に変化する。これにより、PWM制御信号によって生ずるコモンモード電圧を低減することができる。その結果、浮遊容量を介して流れ得る漏洩電流を低減することができるので、フィルタ部品の追設に頼らずに漏洩ノイズを抑制することが可能となる。
As described above, the inverter control device according to
なお、第二及び第三の搬送波位相はそれぞれ、第一の搬送波位相に対して符号が逆で大きさの等しい位相差を有することが望ましい。このようにすれば、コモンモードノイズの低減効果を高めることが可能となる。 Preferably, the second and third carrier phases each have a phase difference of opposite sign and equal magnitude with respect to the first carrier phase. By doing so, it is possible to enhance the effect of reducing common mode noise.
また、電動機周波数がゼロのとき、第一から第三の搬送波位相間の相互の位相差は、120°であることが望ましい。このようにすれば、コモンモードノイズの低減効果を更に高めることが可能となる。 Also, when the motor frequency is zero, the mutual phase difference between the first to third carrier phases is preferably 120°. By doing so, it is possible to further enhance the effect of reducing common mode noise.
次に、実施の形態1におけるインバータ制御装置5の機能を実現するためのハードウェア構成について、図19及び図20の図面を参照して説明する。図19は、実施の形態1におけるインバータ制御装置5の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図20は、実施の形態1におけるインバータ制御装置5の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
Next, a hardware configuration for realizing the functions of the inverter control device 5 according to
実施の形態1におけるインバータ制御装置5の機能の一部又は全部を実現する場合には、図20に示されるように、演算を行うプロセッサ200、プロセッサ200によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ202、及び信号の入出力を行うインタフェース204を含む構成とすることができる。
When realizing part or all of the functions of the inverter control device 5 in
プロセッサ200は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、CPU(Central Processing Unit)、又はDSP(Digital Signal Processor)といった演算手段であってもよい。また、メモリ202には、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ、EPROM(Erasable Programmable ROM)、EEPROM(登録商標)(Electrically EPROM)といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、DVD(Digital Versatile Disc)を例示することができる。
The
メモリ202には、実施の形態1におけるインバータ制御装置5の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ200は、インタフェース204を介して必要な情報を授受し、メモリ202に格納されたプログラムをプロセッサ200が実行し、メモリ202に格納されたテーブルをプロセッサ200が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ200による演算結果は、メモリ202に記憶することができる。
Memory 202 stores a program that executes the functions of inverter control device 5 in the first embodiment.
また、実施の形態1におけるインバータ制御装置5の機能の一部を実現する場合には、図24に示す処理回路203を用いることもできる。処理回路203は、単一回路、複合回路、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)、FPGA(Field-Programmable Gate Array)、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路203に入力する情報、及び処理回路203から出力する情報は、インタフェース204を介して入手することができる。
Further, when realizing part of the functions of the inverter control device 5 in
なお、インバータ制御装置5における一部の処理を処理回路203で実施し、処理回路203で実施しない処理をプロセッサ200及びメモリ202で実施してもよい。
Part of the processing in the inverter control device 5 may be performed by the processing circuit 203 , and the processing not performed by the processing circuit 203 may be performed by the
実施の形態2.
図21は、実施の形態2に係る搬送波生成部8Bの構成例を示す図である。図21に示す搬送波生成部8Bでは、図17に示す搬送波生成部8の構成において、位相演算部81の前段に周波数変調部83と、加算器84とが設けられている。周波数変調部83は、騒音の低減のために設けられている。
FIG. 21 is a diagram showing a configuration example of the
周波数変調部83は、乱数発生器831と、増幅器832とを備える。加算器84には、基本搬送波周波数指令fc0と、周波数変調部83の出力とが入力される構成である。その他の構成については、図17に示す位相演算部81の構成と同等であり、同等の構成部には同一の符号を付して重複する説明は省略する。The
図21において、周波数変調部83では、乱数発生器831の出力に対して増幅器832でゲインが付与される。増幅器832の出力は、周波数変調量Δfcとして加算器84に入力される。周波数変調部83は、いわゆるランダム変調を行う構成部であり、乱数発生器831の出力に基づいて周波数変調量Δfcを演算する。加算器84は、搬送波周波数指令fcと、周波数変調量Δfcとを加算し、その加算結果を新たな搬送波周波数指令fc1として位相演算部81に出力する。In FIG. 21 , in the
図21に示される搬送波生成部8Bによれば、乱数発生器831で生成された乱数に基づいて周波数変調量Δfcが生成される。そして、生成された周波数変調量Δfcが各相に共通の搬送波周波数指令fcに加算される。従って、各搬送波間に位相差を設けた場合であっても、全ての搬送波は、唯一のシードから生成される乱数に基づいて周波数変調される。その結果、各相の搬送波は、周波数変調されつつも、波形が互いの位相差を保った状態が維持される。このため、コモンモードノイズの低減効果の劣化を抑制することが可能となる。According to the
以上説明したように、実施の形態2に係るインバータ制御装置によれば、搬送波生成部は、乱数発生器の出力に基づいて周波数変調量を演算し、演算した周波数変調量を位相演算部へ入力される全ての搬送波周波数指令に加算する。これにより、コモンモードノイズの低減効果の劣化を抑制しつつ、騒音の低減を図ることが可能となる。 As described above, according to the inverter control device according to the second embodiment, the carrier generation unit calculates the frequency modulation amount based on the output of the random number generator, and inputs the calculated frequency modulation amount to the phase calculation unit. is added to all carrier frequency commands. This makes it possible to reduce noise while suppressing deterioration of the common mode noise reduction effect.
実施の形態3.
図22は、実施の形態3に係る搬送波生成部8Cの構成例を示す図である。図22に示す搬送波生成部8Cでは、図18に示す搬送波生成部8Aの構成において、位相演算部81Aの前段に周波数変調部85が設けられると共に、位相演算部81Aが位相演算部81Bに置き替えられている。図22に示す位相演算部81Bでは、図18に示す位相演算部81Aの構成において、積分器811,815,816の各前段に、それぞれ加算器817a,817b,817cが追加されている。周波数変調部85は、図21に示す実施の形態2の周波数変調部83よりも、騒音の低減を効果的に行うために設けられている。その他の構成については、図18に示す搬送波生成部8Aの構成と同等であり、同等の構成部には同一の符号を付して重複する説明は省略する。Embodiment 3.
FIG. 22 is a diagram showing a configuration example of the
図23は、図22に示す周波数変調部85の詳細構成を示す図である。周波数変調部85は、リスト851と、順序制御部852と、切替部853a,853b,853cとを備える。リスト851には、複数のデータ点数の周波数値が格納される。より詳細に説明すると、リスト851には、-fL以上、且つ+fH以下の値を有して任意に選択されるn+1点の周波数値fi(f_0,f_1,…,f_n)が格納される。n+1はデータ点数である。n,fL,fHは、任意の設定値である。なお、望ましくは、fL=fHである。また、n+1点の周波数値fiは等間隔であること、即ち周波数値fiを昇順又は降順に並べたときに、隣接する周波数値fi間の差分が全て等値であることが望ましい。また、図23では、周波数変調部85の外部からn,fL,fHを付与するように図示されているが、周波数変調部85の内部で設定される構成でもよい。FIG. 23 is a diagram showing the detailed configuration of the
順序制御部852は、切替部853a,853b,853cを制御してリスト851に格納された各要素から一つの要素を重複なく無作為に選択し、選択した要素を第一の周波数変調量Δfcu、第二の周波数変調量Δfcv、及び第三の周波数変調量Δfcwとして出力する。また、リスト851内の要素を全て選択し終えた後は、先ほどとは異なる無作為な順序でリスト内の要素を選択していき、この選択動作を繰り返す。The
周波数変調部85からは、リスト851に格納された各要素から重複なく無作為な第一の順序で一つずつ選択された要素が第一の周波数変調量Δfcuとして出力され、加算器817aに入力される。また、周波数変調部85からは、リスト851に格納された各要素から重複なく無作為な第二の順序で一つずつ選択された要素が第二の周波数変調量Δfcvとして出力され、加算器817bに入力される。更に、周波数変調部85からは、リスト851に格納された各要素から重複なく無作為な第三の順序で一つずつ選択された要素が第三の周波数変調量Δfcwとして出力され、加算器817cに入力される。From the
図22において、加算器817aでは、搬送波周波数指令fcと第一の周波数変調量Δfcuとが加算され、その加算結果がU相搬送波周波数指令fcuとして積分器811に入力される。加算器817bでは、搬送波周波数指令fcと第二の周波数変調量Δfcvとが加算され、その加算結果がV相搬送波周波数指令fcvとして積分器815に入力される。加算器817cでは、搬送波周波数指令fcと第三の周波数変調量Δfcwとが加算され、その加算結果がW相搬送波周波数指令fcwとして積分器816に入力される。その後の動作は前述した通りであり、ここでの説明は省略する。In FIG. 22, the
図24は、図23に示す周波数変調部85から出力される周波数変調量Δfcの出力イメージを示す図である。周波数変調量Δfcは、第一の周波数変調量Δfcu、第二の周波数変調量Δfcv及び第三の周波数変調量Δfcwのうちの何れかを表す。図24の上段部には、周波数変調部85から出力される周波数変調量Δfcが、数列{fxi}={fx0,fx1,fx2,…,fxn}(i=0,1,2,…,n)で表されている。また、図24の下段部には、数列{fxi}の各要素が出力される時間が示されている。各要素の出力時間は、出力の切り替えに要する時間と言い替えてもよい。図24によれば、要素fxiの出力時間は、要素fxiの逆数とされている。即ち、i番目の要素が選択されてからi+1番目の要素に切り替えられるまでの時間は、i番目の要素の逆数とされている。リスト851において、最初の要素が出力されてから、最後の要素が出力されるまでの時間をTcycとすると、時間Tcycは、以下の(1)式で表すことができる。FIG. 24 is a diagram showing an output image of the frequency modulation amount Δfc output from the
周波数変調量Δfcは、相ごとに異なっているが、リスト851から要素が選択される順序が異なるのみである。従って、リスト851に格納された各要素をどのような順序で選択しても、リスト851内の全ての要素を選択し終えるまでに要する時間Tcycは、常に等しくなる。つまり、各相の搬送波周波数は異なる乱数によって変調されるが、時間Tcycごとに搬送波位相差が設定値に戻る。従って、実施の形態3に係る周波数変調部85を用いれば、コモンモードノイズの低減と聴感の改善との両立を図ることができる。具体的に、データ点数n+1が少なく、リスト851に格納される周波数値の変域が狭いほど、コモンモードノイズの低減効果が優先される。逆に、データ点数n+1が多く、リスト851に格納される周波数値の変域が広いほど、聴感の改善が優先される。The frequency modulation amount Δf c is different for each phase, but only the order in which the elements are selected from the
以上説明したように、実施の形態3に係るインバータ制御装置によれば、搬送波生成部は、第一の周波数変調量Δfcu、第二の周波数変調量Δfcv及び第三の周波数変調量Δfcwを出力する周波数変調部を備える。第一の周波数変調量Δfcuは、第一の相のリストに格納された各要素から重複なく無作為な第一の順序で一つずつ選択された要素である。また、第二の周波数変調量Δfcvは、第二の相のリストに格納された各要素から重複なく無作為な第二の順序で一つずつ選択された要素である。第三の周波数変調量Δfcwは、第三の相のリストに格納された各要素から重複なく無作為な第三の順序で一つずつ選択された要素である。これらの第一の周波数変調量Δfcu、第二の周波数変調量Δfcv及び第三の周波数変調量Δfcwは、搬送波周波数指令に対して一対一で加算される。また、これらの第一の周波数変調量Δfcu、第二の周波数変調量Δfcv及び第三の周波数変調量Δfcwが各相のリストから選択されて出力されるとき、i番目の要素が選択されてからi+1番目の要素に切り替えられるまでの時間は、i番目の要素の逆数とされる。これらにより、コモンモードノイズの低減と聴感の改善との両立を図ることができる。As described above, according to the inverter control device according to Embodiment 3, the carrier generation unit includes the first frequency modulation amount Δf cu , the second frequency modulation amount Δf cv and the third frequency modulation amount Δf cw and a frequency modulation unit that outputs The first frequency modulation amount Δf cu is an element selected one by one in a random first order without duplication from each element stored in the list of the first phase. Also, the second frequency modulation amount Δf cv is an element selected one by one in a random second order without duplication from each element stored in the list of the second phase. The third frequency modulation amount Δf cw is an element selected one by one in a random third order without duplication from each element stored in the third phase list. These first frequency modulation amount Δf cu , second frequency modulation amount Δf cv and third frequency modulation amount Δf cw are added one-to-one to the carrier wave frequency command. Also, when the first frequency modulation amount Δf cu , the second frequency modulation amount Δf cv and the third frequency modulation amount Δf cw are selected from the list for each phase and output, the i-th element is selected The time from switching to the i+1th element after switching to the i+1th element is the reciprocal of the ith element. As a result, it is possible to achieve both reduction of common mode noise and improvement of audibility.
なお、各相のリストにおけるデータ点数は、電動機周波数に応じて変化させてもよい。また、各相のリストに格納される要素の最小値を第一の値とし、最大値を第二の値とするとき、これら第一及び第二の値のうちの少なくとも一つは、電動機周波数に応じて変化させてもよい。データ点数、第一の値、又は第二の値を電動機周波数に応じて変化させることにより、コモンモードノイズの低減効果と聴感の改善度との間の優先度に応じた制御が可能となる。 Note that the number of data points in the list for each phase may be changed according to the motor frequency. Further, when the minimum value of the elements stored in the list for each phase is set as the first value and the maximum value is set as the second value, at least one of these first and second values is the motor frequency may be changed according to By changing the number of data points, the first value, or the second value according to the motor frequency, it is possible to perform control according to the priority between the common mode noise reduction effect and the degree of improvement in hearing.
また、各相のリストにおける第一の値と第二の値は絶対値が等しく、且つ異符号であり、リストにおける各要素は等間隔の値を有することが望ましい。このように設定すれば、インバータ4で生じるスイッチング損失の総量を変化させずに、コモンモードノイズの低減と聴感の改善との間の優先度に応じた制御が可能となる。
It is also desirable that the first and second values in each phase list have equal absolute values and opposite signs, and that each element in the list has equally spaced values. By setting in this way, it is possible to perform control according to the priority between reduction of common mode noise and improvement of audibility without changing the total amount of switching loss generated in the
なお、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 It should be noted that the configurations shown in the above embodiments are merely examples, and can be combined with another known technique, or can be combined with other embodiments, or deviate from the gist of the invention. It is also possible to omit or change part of the configuration as long as it is not necessary.
例えば、インバータ制御装置は、電動機駆動装置の内部に含まれる装置として説明したが、これに限定されない。インバータ制御装置とインバータとが電気的に接続されていればよく、インバータ制御装置を電動機駆動装置外の装置として構成してもよい。 For example, although the inverter control device has been described as a device included inside the electric motor drive device, it is not limited to this. It is sufficient that the inverter control device and the inverter are electrically connected, and the inverter control device may be configured as a device other than the electric motor drive device.
1 電動機駆動装置、2 フィルタリアクトル、3 フィルタコンデンサ、4 インバータ、5 インバータ制御装置、6 電圧指令演算部、7 PWM制御部、8,8A,8B,8C 搬送波生成部、26U U相電圧指令、26V V相電圧指令、26W W相電圧指令、28 搬送波、28U U相搬送波、28V V相搬送波、28W W相搬送波、31 基準電位、32 中性点電位、33U U相電圧、33V V相電圧、33W W相電圧、34 浮遊容量、35 漏洩電流、81,81A,81B 位相演算部、82 搬送波出力部、83,85 周波数変調部、84,814,817a,817b,817c 加算器、101 架線、102 集電装置、103 車輪、104 レール、105 電動機、200 プロセッサ、202 メモリ、203 処理回路、204 インタフェース、811,815,816 積分器、812 位相差演算部、813 減算器、831 乱数発生器、832 増幅器、851 リスト、852 順序制御部、853a,853b,853c 切替部、N 負側端子、P 正側端子、UNI,UPI,VNI,VPI,WNI,WPI 半導体素子。
1 electric
Claims (10)
三相の搬送波を生成する搬送波生成部と、
前記搬送波と変調波との比較により前記インバータのスイッチング状態を制御するパルス幅変調制御部と、を備え、
前記搬送波生成部は、
搬送波周波数指令と電動機周波数とに基づいて第一から第三の搬送波位相を演算する位相演算部と、
前記第一から第三の搬送波位相に基づいて三相の前記搬送波を出力する搬送波出力部と、を備え、
前記第一から第三の搬送波位相は互いに位相差を有し、
前記電動機周波数の変化に応じて前記位相差は連続的に変化し、且つ、前記電動機周波数の増加に応じて前記位相差は漸減する
ことを特徴とするインバータ制御装置。 An inverter control device that controls an inverter that drives a three-phase electric motor by pulse width modulation,
a carrier wave generation unit that generates a three-phase carrier wave;
A pulse width modulation control unit that controls the switching state of the inverter by comparing the carrier wave and the modulated wave,
The carrier generation unit
a phase calculator that calculates first to third carrier wave phases based on the carrier wave frequency command and the motor frequency;
a carrier wave output unit that outputs the three-phase carrier wave based on the first to third carrier wave phases,
the first to third carrier wave phases have a phase difference with each other;
The phase difference continuously changes as the motor frequency changes , and the phase difference gradually decreases as the motor frequency increases.
An inverter control device characterized by:
ことを特徴とする請求項1に記載のインバータ制御装置。 2. The inverter control device according to claim 1, wherein the second and third carrier wave phases each have a phase difference of opposite sign and equal magnitude with respect to the first carrier wave phase.
ことを特徴とする請求項2に記載のインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 2, wherein the phase difference is 120° when the motor frequency is zero.
ことを特徴とする請求項1から3の何れか1項に記載のインバータ制御装置。The inverter control device according to any one of claims 1 to 3, characterized in that:
ことを特徴とする請求項1から4の何れか1項に記載のインバータ制御装置。 The carrier generation unit includes a frequency modulation unit that calculates a frequency modulation amount based on the output of a random number generator, and adds the frequency modulation amount to all the carrier wave frequency commands that are input to the phase calculation unit. The inverter control device according to any one of claims 1 to 4 , characterized by:
前記周波数変調部は、複数のデータ点数の周波数値が格納されるリストを備え、
前記リストに格納される各要素は、第一の値以上、且つ第二の値以下であり、
前記リストに格納された各要素から重複なく無作為な第一の順序で一つずつ選択された要素が前記第一の周波数変調量として出力され、
前記リストに格納された各要素から重複なく無作為な第二の順序で一つずつ選択された要素が前記第二の周波数変調量として出力され、
前記リストに格納された各要素から重複なく無作為な第三の順序で一つずつ選択された要素が前記第三の周波数変調量として出力され、
前記データ点数をn+1とし、且つ、iを1以上、n以下の整数とするときに、
i番目の要素が選択されてからi+1番目の要素に切り替えられるまでの時間は、i番目の要素の逆数であり、
前記第一から第三の周波数変調量は、前記搬送波周波数指令に一対一で加算される
ことを特徴とする請求項1から4の何れか1項に記載のインバータ制御装置。 The carrier generation unit includes a frequency modulation unit that calculates first to third frequency modulation amounts,
The frequency modulation unit includes a list in which frequency values of a plurality of data points are stored,
Each element stored in the list is greater than or equal to a first value and less than or equal to a second value;
An element selected one by one in a random first order without duplication from each element stored in the list is output as the first frequency modulation amount,
An element selected one by one in a random second order without duplication from each element stored in the list is output as the second frequency modulation amount,
An element selected one by one in a random third order without duplication from each element stored in the list is output as the third frequency modulation amount,
When the number of data points is n+1 and i is an integer of 1 or more and n or less,
the time from the i-th element being selected to switching to the i+1-th element is the reciprocal of the i-th element,
The inverter control device according to any one of claims 1 to 4 , wherein the first to third frequency modulation amounts are added one-to-one to the carrier wave frequency command.
ことを特徴とする請求項6に記載のインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 6 , wherein the number of data points in the list is changed according to the electric motor frequency.
ことを特徴とする請求項6又は7に記載のインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 6 or 7 , wherein at least one of the first value and the second value is changed according to the motor frequency.
ことを特徴とする請求項6から8の何れか1項に記載のインバータ制御装置。 9. The first value and the second value in the list are equal in absolute value and opposite in sign, and each element in the list has equally spaced values. 1. The inverter control device according to claim 1.
前記インバータ制御装置によって制御されるインバータと、
を備えた電動機駆動装置。 an inverter control device according to any one of claims 1 to 9 ;
an inverter controlled by the inverter control device;
An electric motor drive with
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