JP2008271617A - Power conversion device and control method therefor - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、電力変換装置とその制御方法に関わり、特に、電力変換器が発生する電磁ノイズを低減する電力変換装置とその制御方法に関するものである。 The present invention relates to a power converter and a control method thereof, and more particularly to a power converter and a control method thereof that reduce electromagnetic noise generated by a power converter.
電力変換器が発生する電磁波干渉(EMI; Electromagnetic interference)により周辺機器の誤動作等の悪影響が懸念される。これの対策として、コモンモードチョーク等の受動部品を取り付ける等の方法が一般的に実施されているが、装置の大型化やコストの増加は避けられない。電磁波干渉は特に負荷モータが極低速で駆動する場合、すなわち、電力変換器の出力電圧振幅が零に近い場合に大きくなる。これは、3相インバータの全てのスイッチがほぼ同時にON/OFFするため、零相電圧が著しく増加することによる。 There are concerns about adverse effects such as malfunction of peripheral devices due to electromagnetic interference (EMI) generated by the power converter. As a countermeasure against this, a method such as attaching a passive component such as a common mode choke is generally implemented, but an increase in the size and cost of the apparatus cannot be avoided. Electromagnetic interference increases particularly when the load motor is driven at an extremely low speed, that is, when the output voltage amplitude of the power converter is close to zero. This is because all the switches of the three-phase inverter are turned ON / OFF almost simultaneously, so that the zero-phase voltage is remarkably increased.
これに対し、特許文献1に開示された二相変調式インバータ装置では、3相のうちの2相のみをスイッチングさせる二相変調方式を採用することにより、同時にスイッチングする相の数を2/3に減らしてノイズを低減している。また、特許文献1では、二相変調式の特性を生かし、PWMパルスを発生する際に同一の三角波キャリアに対してスイッチングさせる2相の指令値を、一方は三角波よりも大きい場合にONとし、他方は小さい場合をONとする。これによって、PWMパルスの中心点をずらし、複数の相が同時にスイッチングすることを避け、極低速域以外でもノイズを低減している。 On the other hand, in the two-phase modulation type inverter device disclosed in Patent Document 1, the number of simultaneously switched phases is reduced to 2/3 by adopting a two-phase modulation method in which only two of the three phases are switched. Reduce noise to reduce noise. Further, in Patent Document 1, taking advantage of the characteristics of the two-phase modulation type, a two-phase command value to be switched with respect to the same triangular wave carrier when generating a PWM pulse is set to ON when one is larger than the triangular wave, The other is set to ON when it is small. This shifts the center point of the PWM pulse, avoids simultaneous switching of a plurality of phases, and reduces noise even outside the extremely low speed range.
また、特許文献2−5には、コンデンサのリプル低減技術、モータ損失低減技術、および変換効率向上策として、出力電圧の位相をずらす方式が開示されている。 Patent Documents 2-5 disclose a method of shifting the phase of the output voltage as a capacitor ripple reduction technique, a motor loss reduction technique, and a conversion efficiency improvement measure.
しかしながら、特許文献1の二相変調方式では、負荷モータの低速領域では、PWM(Pulse Width Modulation:パルス幅変調)パルスの幅が極めて狭くなるため、デバイスが反応できず波形歪が大きくなる恐れがある。特に、昇降機のように低速・高トルクの駆動特性が求められるシステムでは、波形歪による波形特性劣化が乗り心地に重大な影響を与える。また、デバイスに対して狭幅のPWMパルスを繰り返し与えた場合には、デバイスの破損をもたらす恐れがある。 However, in the two-phase modulation method of Patent Document 1, since the width of a PWM (Pulse Width Modulation) pulse is extremely narrow in the low speed region of the load motor, the device may not react and the waveform distortion may increase. is there. In particular, in systems such as elevators that require low-speed and high-torque drive characteristics, waveform characteristic deterioration due to waveform distortion has a significant effect on ride comfort. In addition, when a narrow PWM pulse is repeatedly applied to the device, the device may be damaged.
一方、特許文献2−5では、従来の3相変調方式と同等のPWMパルスを出力可能であるが、誤動作の可能性があり、実用化する上では、その安定動作を確保するために、さらに工夫が必要である。また、電圧指令値の大きさによっては、複数の相が同時にスイッチングし、電磁波干渉を生じる恐れがある。 On the other hand, in Patent Document 2-5, a PWM pulse equivalent to the conventional three-phase modulation method can be output, but there is a possibility of malfunction, and in practical use, in order to ensure its stable operation, Ingenuity is necessary. Further, depending on the magnitude of the voltage command value, a plurality of phases may be switched at the same time to cause electromagnetic wave interference.
本発明の目的は、従来の3相変調方式と同等の波形特性を保ちつつ、安定な駆動で電磁波を低減可能な電力変換装置およびその制御方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide a power conversion device capable of reducing electromagnetic waves with stable driving and a control method thereof while maintaining waveform characteristics equivalent to those of a conventional three-phase modulation method.
本発明はその一面において、電力変換器内のスイッチング素子を駆動する駆動回路にパルス幅変調されたPWM信号を伝達する演算装置として、電力変換器への電圧指令値を各相毎に位相差をもつ三角波とそれぞれ比較する比較部を備え、前記三角波と比較する前記電圧指令値の更新タイミングを、各相毎の前記三角波の位相に応じた各相毎のタイミングで実行するように構成したことを特徴とする。 In one aspect of the present invention, as an arithmetic unit that transmits a pulse-width-modulated PWM signal to a drive circuit that drives a switching element in a power converter, the voltage command value to the power converter is set to a phase difference for each phase. A comparison unit that compares the triangular wave with the triangular wave, and the update timing of the voltage command value to be compared with the triangular wave is configured to be executed at a timing for each phase corresponding to the phase of the triangular wave for each phase. Features.
本発明の望ましい実施態様においては、前記電圧指令値を一時的に記憶する各相毎の一次記憶部と、各相毎に独立した前記三角波と比較するために、前記電圧指令を一時的に格納する各相毎の一次格納部と、各相毎の前記三角波の位相に応じた各相毎のタイミングで、前記一次記憶部に記憶された前記電圧指令値を前記一次格納部に転送する指令転送処理部を備えることを特徴とする。 In a preferred embodiment of the present invention, the voltage command is temporarily stored for comparison with a primary storage unit for each phase for temporarily storing the voltage command value and the triangular wave independent for each phase. A primary storage unit for each phase, and command transfer for transferring the voltage command value stored in the primary storage unit to the primary storage unit at a timing for each phase corresponding to the phase of the triangular wave for each phase A processing unit is provided.
より具体的実施例においては、PWMパルス生成に使用する三角波キャリアを各相毎に独立して設け、それぞれの三角波キャリアに対して位相差を設ける。 In a more specific embodiment, a triangular wave carrier used for PWM pulse generation is provided independently for each phase, and a phase difference is provided for each triangular wave carrier.
また、演算装置としてマイコン等のデジタル的な演算装置を用い、各相の指令値を三角波と比較するために、一時的に記憶させるバッファに対して、各相異なるタイミングで設定する。 Further, a digital arithmetic device such as a microcomputer is used as the arithmetic device, and in order to compare the command value of each phase with a triangular wave, a buffer to be temporarily stored is set at a different timing.
さらに、電力変換器の出力電圧や加速度等の情報をもとに各相のキャリアの周波数を個別に調整し、出力電圧のPWMパルスが同時にスイッチングすることを避けるように駆動させる。 Furthermore, the frequency of the carrier of each phase is individually adjusted based on information such as the output voltage and acceleration of the power converter, and driving is performed so as to avoid simultaneous switching of PWM pulses of the output voltage.
本発明の望ましい実施態様によれば、低速領域においてPWMパルスの幅を十分確保できるため従来の3相変調方式と同等の波形特性を確保でき、しかも、電磁波を低減できる。特に、高速で駆動できるスイッチングデバイスを有し高速なスイッチング周波数で駆動する電力変換装置において有効である。 According to a preferred embodiment of the present invention, a sufficient width of a PWM pulse can be secured in a low speed region, so that waveform characteristics equivalent to those of a conventional three-phase modulation method can be secured, and electromagnetic waves can be reduced. In particular, it is effective in a power conversion device that has a switching device that can be driven at a high speed and is driven at a high switching frequency.
本発明のその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例の説明の中で明らかにする。 Other objects and features of the present invention will become apparent in the description of the embodiments described below.
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図1は、本発明の一実施例による電力変換装置の主回路と制御系の概略構成図である。主回路としては、スイッチング素子により構成されるインバータ主回路部1と、この主回路部1により可変電圧・可変周波数の交流を供給され駆動される負荷としての交流モータ2を備えている。制御系としては、前記負荷2に所望の動作をさせるべく前記主回路部1を駆動させる信号を演算する演算装置3と、この演算装置3から出力される信号を基に、前記主回路部1を駆動させるドライブ回路4とから構成されている。演算装置3は、マイコンあるいはFPGA(Field Programmable Gate Array)あるいはASIC(Application Specific Integrated Circuit)などの演算処理装置で構成される。その内部は、負荷2に流れる電流などからU〜W各相の出力電圧指令値Vu*〜Vw*を生成する電圧指令値生成部5と、三角波キャリアを生成する三角波生成部6u〜6w、並びに、前記指令値Vu*〜Vw*と三角波信号Tru〜Trwを比較してPWMパルスVupwm〜Vwpwmを生成する比較処理部7u〜7wからなる。
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a main circuit and a control system of a power conversion device according to an embodiment of the present invention. The main circuit includes an inverter main circuit unit 1 constituted by switching elements, and an
従来方式では、電力変換装置の構成部品は図1の実施例とほぼ同じである。しかし、演算装置3内において、三角波キャリアの生成には単一の三角波生成部が使用されており、各相の比較処理部7u〜7wで三角波生成部61が発生する単一の三角波信号Tr1と電圧指令値Vu*〜Vw*が比較されていた。
In the conventional system, the components of the power converter are almost the same as those in the embodiment of FIG. However, in the arithmetic unit 3, a single triangular wave generation unit is used for generating a triangular wave carrier, and a single triangular wave signal Tr1 generated by the triangular wave generation unit 61 in the
次に、図1の実施例における電圧指令値生成部5の具体的構成について述べる。
Next, a specific configuration of the voltage command
図2は、本発明の一実施例による電圧指令値生成部5におけるデータ転送の例を示す演算装置3の機能説明図である。まず、各相の電圧指令値Vu*〜Vw*を演算する電圧指令値演算部8を備え、その演算した電圧指令値Vu*〜Vw*を一時的に格納するバッファレジスタ9u〜9wを備えている。そして、これらバッファレジスタに格納された電圧指令値を、予め決定したタイミング毎に転送する指令転送処理部10u〜10wと、これらより転送された電圧指令値を格納し、三角波と比較の対象となる電圧指令値を与えるセットレジスタ11u〜11wからなる。
FIG. 2 is a functional explanatory diagram of the arithmetic device 3 showing an example of data transfer in the voltage command
前記セットレジスタに格納された電圧指令値と、三角波生成部6u〜6wから出力される三角波信号Tru〜Trwは、比較処理部7u〜7wにおいて比較され、PWMパルスVupwm〜Vwpwmが生成される。
The voltage command value stored in the set register and the triangular wave signals Tru to Trw output from the triangular wave generating units 6u to 6w are compared in the
ここで、演算装置3は、マイコンあるいはFPGAあるいはASICなどのデジタル的な演算処理装置であるため、扱う信号も離散的な信号となる。このため、離散的信号の変化のタイミングが重要になる。動作の詳細は後述する。 Here, since the arithmetic device 3 is a digital arithmetic processing device such as a microcomputer, FPGA, or ASIC, a signal to be handled is also a discrete signal. For this reason, the timing of the change of the discrete signal becomes important. Details of the operation will be described later.
図3は、従来方式における出力PWM波形と零相電圧波形の例であり、同図(A)は三角波比較方式の概要図、同図(B)は出力PWM波形と零相電圧波形である。例えば、図3(A)のU相出力電圧指令値Vu*に着目した場合、一点鎖線部分には、(1)式が成り立つときには、U相出力電圧VuがHi状態(Vu=Ed)となる。 FIG. 3 is an example of an output PWM waveform and a zero-phase voltage waveform in the conventional method. FIG. 3A is a schematic diagram of a triangular wave comparison method, and FIG. 3B is an output PWM waveform and a zero-phase voltage waveform. For example, when attention is paid to the U-phase output voltage command value Vu * in FIG. 3A, the U-phase output voltage Vu is in the Hi state (Vu = Ed) when the formula (1) is established in the one-dot chain line portion. .
Vu*≧Tr1…………………………………………………………………………(1)
また、(2)式が成り立つときには、VuがLo状態(Vu=0)となるようなPWMパルスが生成される。
Vu * ≧ Tr1 ………………………………………………………………………… (1)
Further, when the expression (2) is satisfied, a PWM pulse is generated so that Vu is in the Lo state (Vu = 0).
Vu*<Tr1…………………………………………………………………………(2)
一方、電磁波に影響を与える零相電圧Voは、(3)式として与えられ、この零相電圧Voの変化幅に比例してノイズ量は増加する。
Vu * <Tr1 ………………………………………………………………………… (2)
On the other hand, the zero-phase voltage Vo that affects the electromagnetic wave is given as equation (3), and the amount of noise increases in proportion to the change width of the zero-phase voltage Vo.
Vo=(Vu+Vv+Vw)/3……………………………………………………(3)
ここで、Vu〜Vwは、U〜W相出力電圧である。
Vo = (Vu + Vv + Vw) / 3 …………………………………………………… (3)
Here, Vu to Vw are U to W phase output voltages.
すなわち、通常のスイッチング状態では(3)式より、各相スイッチの切替わり毎に零相電圧VoはEd/3だけ変動するが、図3(B)の破線楕円部のように、複数の相が同時に変動する場合には、零相電圧Voの変動幅は大きくなり、ノイズ量は増加する。 That is, in the normal switching state, from equation (3), the zero-phase voltage Vo varies by Ed / 3 every time each phase switch is switched, but a plurality of phases as shown by the broken-line ellipse in FIG. When fluctuates simultaneously, the fluctuation range of the zero-phase voltage Vo increases and the amount of noise increases.
図4は、従来方式で零電圧出力時の出力PWM波形と零相電圧波形の例である。同図(A)は零電圧出力の三角波比較方式の概要図であり、同図(B)は出力PWM波形と零相電圧波形である。負荷を極低速で駆動させる場合には、零電圧出力状態に近い状態となる。図4(B)より、各相の出力電圧Vu〜Vwはほぼ同一の波形となる。この結果、電力変換器の出力側の線間電圧は零となる。しかしながら、この場合の零相電圧Voは各相が同時にスイッチングするため、図4(B)の点線部分により(4)式となる。 FIG. 4 is an example of an output PWM waveform and a zero-phase voltage waveform when a zero voltage is output in the conventional method. FIG. 4A is a schematic diagram of a triangular voltage comparison method for zero voltage output, and FIG. 4B shows an output PWM waveform and a zero phase voltage waveform. When the load is driven at an extremely low speed, the state is close to a zero voltage output state. As shown in FIG. 4B, the output voltages Vu to Vw of each phase have almost the same waveform. As a result, the line voltage on the output side of the power converter becomes zero. However, the zero-phase voltage Vo in this case is expressed by equation (4) by the dotted line portion in FIG.
Vo=Ed………………………………………………………………………………(4)
このため、単一の相がスイッチングする場合と比較するとノイズ量は約3倍に増加する。
Vo = Ed ……………………………………………………………………………… (4)
For this reason, compared with the case where a single phase switches, a noise amount increases about 3 times.
以上は三相変調の場合であるが、二相変調方式では、3相のうち1相を常にON状態あるいはOFF状態に固定し、2相のみをスイッチングさせるため、零電圧出力時においても零相電圧Voは(5)式となり、ノイズ量も三相変調の場合よりも低減できる。 The above is the case of three-phase modulation, but in the two-phase modulation method, one of the three phases is always fixed to the ON state or OFF state, and only two phases are switched. The voltage Vo is expressed by equation (5), and the amount of noise can be reduced as compared with the case of three-phase modulation.
Vo=2・Ed/3……………………………………………………………………(5)
しかし、零電圧出力時の波形に着目した場合、三相変調の場合は図4(B)のように、デューティ比(ON時間とOFF時間の比)が約50%となるのに対して、二相変調の場合はデューティ比が極めて小さくなり、デバイスが反応しきれなくなる。この結果、波形歪が大きくなる恐れがある。特に、昇降機のように、低速・高トルクの駆動特性が求められるシステムでは、波形歪による波形特性劣化が乗り心地に重大な影響を与える。また、デバイスに対して狭幅のPWMパルスを繰り返し与えた場合には、デバイスの破損をもたらす恐れがある。
Vo = 2 ・ Ed / 3 …………………………………………………………………… (5)
However, when paying attention to the waveform at the time of zero voltage output, in the case of three-phase modulation, the duty ratio (ratio of ON time to OFF time) is about 50% as shown in FIG. In the case of two-phase modulation, the duty ratio becomes extremely small and the device cannot respond completely. As a result, the waveform distortion may increase. Particularly in systems such as elevators that require low-speed and high-torque drive characteristics, waveform characteristic deterioration due to waveform distortion has a significant effect on ride comfort. In addition, when a narrow PWM pulse is repeatedly applied to the device, the device may be damaged.
これに対して、図1の本発明の一実施例では、三角波キャリアを生成する三角波生成部6u〜6wを各相毎に独立して設け、さらに、それぞれ出力する三角波信号Tru〜Trwに対して位相差を設ける。 On the other hand, in one embodiment of the present invention shown in FIG. 1, triangular wave generators 6u to 6w for generating triangular wave carriers are provided independently for each phase, and furthermore, for the triangular wave signals Tru to Trw to be output respectively. A phase difference is provided.
図5は、図1および図2に示した本発明の一実施例における出力PWM波形と零相電圧波形の例であり、同図(A)は三角波比較方式の概要図、同図(B)は出力PWM波形と零相電圧波形である。図5(A)では各相用の三角波信号にそれぞれ120度の位相差を設けた状態の例である。この場合の出力電圧波形のデューティ比は図3の場合とほぼ同じとなり、零相電圧Voの変化幅は概ね(6)式となる。 FIG. 5 is an example of an output PWM waveform and a zero-phase voltage waveform in the embodiment of the present invention shown in FIGS. 1 and 2, and FIG. 5A is a schematic diagram of a triangular wave comparison method, and FIG. Are the output PWM waveform and the zero-phase voltage waveform. FIG. 5A shows an example in which a phase difference of 120 degrees is provided for each phase triangular wave signal. In this case, the duty ratio of the output voltage waveform is substantially the same as in FIG. 3, and the change width of the zero-phase voltage Vo is approximately expressed by the equation (6).
Vo=Ed/3…………………………………………………………………………(6)
一方、図6は前記実施例において、零電圧出力時の出力PWM波形と零相電圧波形の例である。図6(A)は零電圧出力の三角波比較方式の概要図であり、図6(B)は出力PWM波形と零相電圧波形である。この場合の出力電圧波形のデューティ比は、図4の場合と同様に約50%となる。さらに、三角波信号に位相を設けた効果により、零相電圧Voの変化幅は(7)式となり、零電圧出力時においてもノイズの低減を図ることができる。
Vo = Ed / 3 …………………………………………………………………… (6)
On the other hand, FIG. 6 shows an example of an output PWM waveform and a zero-phase voltage waveform at the time of zero voltage output in the embodiment. FIG. 6A is a schematic diagram of a triangular voltage comparison method for zero voltage output, and FIG. 6B shows an output PWM waveform and a zero phase voltage waveform. In this case, the duty ratio of the output voltage waveform is about 50% as in the case of FIG. Further, due to the effect of providing a phase to the triangular wave signal, the change width of the zero-phase voltage Vo becomes the expression (7), and noise can be reduced even when the zero voltage is output.
Vo=Ed/3…………………………………………………………………………(7)
図6においては、キャリア周期レベルの時間軸で見た場合には、出力の線間電圧は零ではなく変動することになる。しかし、負荷の出力周波数レベルである数十msレベルの時間軸で見た場合には、デューティ比がほぼ50%であるため、出力線間電圧は平均的に零になる。特に、高速で駆動できるスイッチングデバイスを有した電力変換器において、三角波キャリアの周波数が高い場合には極めて精度の良い波形となる。
Vo = Ed / 3 ………………………………………………………………………… (7)
In FIG. 6, when viewed on the time axis of the carrier cycle level, the output line voltage fluctuates instead of zero. However, when viewed on the time axis of the tens of ms level that is the output frequency level of the load, the duty ratio is approximately 50%, so the output line voltage becomes zero on average. In particular, in a power converter having a switching device that can be driven at high speed, the waveform is extremely accurate when the frequency of the triangular wave carrier is high.
図7は、U相指令値Vu*とU相三角波信号Truの比較を例に採った場合の比較処理において、誤動作が発生する可能性がある場合の例である。図7の破線楕円部では、U相三角波信号Truの変化に重なるタイミングで、U相の電圧指令値Vu*が変化している状況にある。すなわち、電圧指令値と三角波信号の大小関係が逆転(変化)することを検出すべきタイミング(山と谷の合間)で、電圧指令値が安定しておらず、両者の大小関係を判別することが困難になり、誤動作を引き起こす恐れがある。 FIG. 7 is an example of a case where a malfunction may occur in the comparison process when the comparison between the U-phase command value Vu * and the U-phase triangular wave signal Tru is taken as an example. 7, the U-phase voltage command value Vu * is changing at a timing overlapping with the change of the U-phase triangular wave signal Tru. In other words, the voltage command value is not stable at the timing (between peaks and valleys) at which it should be detected that the magnitude relationship between the voltage command value and the triangular wave signal is reversed (changed), and the magnitude relationship between the two is discriminated. May become difficult and may cause malfunction.
図8は、本発明の一実施例における三角波信号の山や谷の付近に合わせて、比較用の電圧指令値を更新する動作説明用波形図である。この処理は、指令転送処理部10u〜10wで転送するタイミングを三角波信号の山と谷の付近とすることに相当する。
FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation for updating the voltage command value for comparison in accordance with the vicinity of the peaks and valleys of the triangular wave signal in one embodiment of the present invention. This process corresponds to the timing of transfer by the command
従来の演算装置では、単一の三角波と比較していたため、単一の指令転送処理により、全ての相のバッファレジスタに格納された電圧指令値を、図8のように、三角波信号の山や谷の位置に合わせて転送していた。 In the conventional arithmetic unit, since it is compared with a single triangular wave, the voltage command values stored in the buffer registers of all phases are converted to a peak of the triangular wave signal as shown in FIG. It was transferred according to the position of the valley.
これに対して、本発明の一実施例の場合は、各相毎に三角波生成部6u〜6wを有し、かつ、それぞれの位相が異なるため、単一の指令転送処理部で処理する場合には、いずれかの相で図7のような状態となり、誤動作を引き起こす恐れがある。そこで、この実施例では、各相に指令転送処理部10u〜10wを設け、かつ、各相の指令転送処理部10u〜10wがそれぞれ異なるタイミング、つまり、各相の三角波信号の山と谷の付近の個別位置にて指令転送を実行する。これにより、各相ともに図8に示すような関係となり、三角波比較の際の誤動作の発生を防止できる。
On the other hand, in the case of one embodiment of the present invention, each phase has triangular wave generation units 6u to 6w, and each phase is different, so that processing is performed by a single command transfer processing unit. Is in a state as shown in FIG. 7 in any phase, and may cause malfunction. Therefore, in this embodiment, the command
さらに、図5および図6では、各相の三角波信号Tru〜Trwの位相差を120度としているが、零電圧状態で同時にスイッチングする目的においては120度に限られるものではない。すなわち、各相の三角波信号の位相差が非等間隔であっても良い。特に、零相電圧の変化に起因して発生するコモンモード電流、すなわち電磁障害の直接要因となる電流は数十kHz〜数MHzで減衰振動する波形であるため、十分に振動が減衰する時間分だけ位相がずれていれば、ノイズ低減効果は十分にあると言える。 Further, in FIGS. 5 and 6, the phase difference between the triangular wave signals Tru to Trw of each phase is 120 degrees. However, the purpose of simultaneous switching in the zero voltage state is not limited to 120 degrees. That is, the phase difference of the triangular wave signal of each phase may be non-uniformly spaced. In particular, the common mode current generated due to the change in the zero-phase voltage, that is, the current that directly causes electromagnetic interference is a waveform that dampens at a frequency of several tens of kHz to several MHz. If the phase is only shifted, it can be said that there is a sufficient noise reduction effect.
以上の本発明の一実施例を要約すると次の通りである。 The embodiment of the present invention as described above is summarized as follows.
まず、半導体スイッチング素子を用いて主回路1を構成された電力変換器と、この電力変換器内の前記スイッチング素子を駆動する駆動回路4と、この駆動回路4にパルス幅変調されたPWM信号Vupwm〜Vwpwmを伝達する演算装置3を備えている。この演算装置3は、図1に示すように、前記電力変換器への電圧指令値Vu*〜Vw*を生成する電圧指令値生成部5と、この電圧指令値Vu*〜Vw*を、各相毎に位相差をもつ三角波Tru〜Trwとそれぞれ比較する比較部7u〜7wとを備えている。ここで、前記演算装置3は、図2に示すように、まず、電圧指令値演算部8で演算した電圧指令値Vu*〜Vw*を一時的に記憶する各相毎のバッファレジスタ9u〜9wを備えている。また、各相毎の前記三角波Tru〜Trwと比較するために、前記電圧指令値Vu*〜Vw*を一時的に格納する各相毎のセットレジスタ11u〜11wを備えている。さらに、図8に示すように、前記バッファレジスタ9u〜9wに記憶された電圧指令Vu*〜Vw*の最新値を、各相毎の前記三角波の山の付近および谷の付近の位相に応じた各相毎のタイミングで、前記セットレジスタ11u〜11wに転送して、前記三角波Tru〜Trwとの比較対象となる前記セットレジスタ11u〜11w内の電圧指令値Vu*〜Vw*を更新する指令転送処理部10u〜10wを備えている。
First, a power converter in which the main circuit 1 is configured using a semiconductor switching element, a
この結果、各相の三角波キャリアTru〜Trwが互いに位相ずれを持っているにも拘らず、図8で説明したように、各相の三角波キャリアTru〜Trwとの比較の対象となるセットレジスタ11u〜11w内の電圧指令Vu*〜Vw*は、各相の三角波キャリアTru〜Trwの山の付近および谷の付近でのみ更新される。したがって、各相の三角波キャリアTru〜Trwの大きさと、電圧指令Vu*〜Vw*の大きさが逆転(変化)するタイミング(山と谷の合間)では、常に、電圧指令Vu*〜Vw*の大きさが安定している。このため、比較部7u〜7wの動作も安定し、誤動作の惧れの無いPWM変調を実現できる。
As a result, the set registers 11u to be compared with the triangular wave carriers Tru to Trw of each phase as described with reference to FIG. 8 even though the triangular wave carriers Tru to Trw of each phase have a phase shift. The voltage commands Vu * to Vw * in ˜11w are updated only in the vicinity of the peaks and valleys of the triangular wave carriers Tru to Trw of each phase. Therefore, at the timing (between peaks and valleys) at which the magnitudes of the triangular wave carriers Tru to Trw of each phase and the magnitudes of the voltage commands Vu * to Vw * are reversed (changed), the voltage commands Vu * to Vw * are always set. The size is stable. Therefore, the operations of the
次に、図1および図2の一実施例の三角波生成部6u〜6Wの動作について述べる。 Next, the operation of the triangular wave generators 6u to 6W in the embodiment of FIGS. 1 and 2 will be described.
図2の処理により、各相の三角波生成部が発生する三角波信号において同一の周波数で駆動し、かつ同一の位相差で駆動する場合でも、特に零電圧領域において発生ノイズは少なく安定駆動できる。ただし、電圧指令値が大きくなると同時にスイッチングする相が発生する場合がある。これを避けるために、この実施例では、指令される出力電圧の大きさや、負荷モータの加速度の情報を基に、同時にスイッチングする場合の電圧値に備えて各相の三角波信号の位相を変化させる。一般的に、電力変換器は平衡電圧を出力するため、同時にスイッチングする場合の各相の電圧値を事前に知ることは可能である。さらに、昇降機等のように、負荷の加速度や運転パターンがある程度把握できる場合は、三角波信号の位相変化をフィードフォワード的に実施することにより、全ての出力電圧領域で同時にスイッチングすることを避けることができ、ノイズ低減できる効果がある。 With the processing of FIG. 2, even when driving with the same frequency and driving with the same phase difference in the triangular wave signal generated by the triangular wave generating section of each phase, the generated noise is small and stable driving can be achieved particularly in the zero voltage region. However, there may be a phase that switches at the same time as the voltage command value increases. In order to avoid this, in this embodiment, the phase of the triangular wave signal of each phase is changed in preparation for the voltage value in the case of simultaneous switching based on the magnitude of the commanded output voltage and the acceleration information of the load motor. . Generally, since a power converter outputs a balanced voltage, it is possible to know in advance the voltage value of each phase when switching simultaneously. Furthermore, when the load acceleration and operation pattern can be grasped to some extent, such as in an elevator, it is possible to avoid simultaneous switching in all output voltage regions by performing a feedforward change in the phase of the triangular wave signal. This is effective in reducing noise.
図9は、本発明の一実施例において、キャリア位相を変更する場合のキャリア状態を示す図である。U相用三角波信号Truは同一の周波数の三角波信号であるのに対し、V相用三角波信号Trvは、位相変動区間で一時的に三角波周波数を高くしてU相用三角波信号Truよりも位相を進める。一方、W相用三角波信号Trwは、位相変動区間で一時的に三角波周波数を低くしてU相用三角波信号Truよりも位相を遅らせる。マイコン等で三角波信号を生成する場合は、一般的に、クロック信号をカウントアップし、折り返しレベルtrn1に達するとカウントダウンする処理が取られる。したがって、折り返しレベルtrn2のようにレベル値を下げることにより、三角波周波数を高くでき、折り返しレベルtrn3のようにレベル値を上げることにより、三角波周波数を低くできる。 FIG. 9 is a diagram showing a carrier state when the carrier phase is changed in one embodiment of the present invention. While the U-phase triangular wave signal Tru is a triangular wave signal having the same frequency, the V-phase triangular wave signal Trv temporarily increases the triangular wave frequency in the phase fluctuation section and has a phase higher than that of the U-phase triangular wave signal Tru. Proceed. On the other hand, the triangular wave signal Trw for the W phase is delayed in phase with respect to the triangular wave signal Tru for the U phase by temporarily lowering the triangular wave frequency in the phase fluctuation section. When a triangular wave signal is generated by a microcomputer or the like, generally, a process of counting up the clock signal and counting down when the turn-up level trn1 is reached is taken. Therefore, the triangular wave frequency can be increased by lowering the level value like the folding level trn2, and the triangular wave frequency can be lowered by raising the level value like the folding level trn3.
図10は、図9における出力値とキャリア振幅の関係を示す図である。図9の三角波信号の破線楕円部のように、三角波振幅を変化させた場合は電圧指令値もそれに合わせて調整する必要がある。図1の主回路部1の直流電圧値がEdである場合において、図10のように三角波半周期のクロック数がAである場合は、(8)式の比になるように出力指令値をゲイン倍し、A/2[digit]分だけオフセット調整することで電圧指令値を調整することができる。 FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the output value and the carrier amplitude in FIG. When the amplitude of the triangular wave is changed as in the broken line ellipse of the triangular wave signal in FIG. 9, the voltage command value needs to be adjusted accordingly. In the case where the DC voltage value of the main circuit unit 1 in FIG. 1 is Ed and the number of clocks of the triangular wave half cycle is A as shown in FIG. The voltage command value can be adjusted by multiplying the gain and adjusting the offset by A / 2 [digit].
Ed[V]=A[digit]………………………………………………………(8)
なお、本発明の一実施例は、三相インバータを例に説明したが、三相のPWM整流器である場合や、ブリッジ形の単相電力変換器の場合も同様な効果を得ることができることは言うまでもない。
Ed [V] = A [digit] ... ……………………………………………… (8)
Although one embodiment of the present invention has been described by taking a three-phase inverter as an example, the same effect can be obtained even in the case of a three-phase PWM rectifier or a bridge-type single-phase power converter. Needless to say.
以上、本発明の一実施例を説明したが、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲内で様々変形して実施できることは言うまでもない。 As mentioned above, although one Example of this invention was described, this invention is not limited to said Example, It cannot be overemphasized that it can implement variously within the range which does not change the summary.
1…主回路部、2…負荷(モータ)、3…演算装置、4…ドライブ回路、5…電圧指令値生成部、6u〜6w…U〜W相用三角波生成部、61…三角波生成部、7u〜7w…U〜W相用比較処理部、8…電圧指令値演算部、9u〜9w…U〜W相用バッファレジスタ、10u〜10w…U〜W相用指令転送処理部、10u〜10w…U〜W相用指令転送部、11u〜11w…U〜W相用セットレジスタ、Vu〜Vw…U〜W相出力電圧、Vo…零相電圧、Vu*〜Vw*…U〜W相出力電圧指令値、Vupwm〜Vwpwm…U〜W相PWMパルス、Tr1…三角波信号、Tru〜Trw…U〜W相用三角波信号。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Main circuit part, 2 ... Load (motor), 3 ... Arithmetic unit, 4 ... Drive circuit, 5 ... Voltage command value generation part, 6u-6w ... Triangle wave generation part for U-W phase, 61 ... Triangle wave generation part, 7u-7w ... U-W phase comparison processing unit, 8 ... Voltage command value calculation unit, 9u-9w ... U-W phase buffer register, 10u-10w ... U-W phase command transfer processing unit, 10u-10w ... U to W phase command transfer unit, 11u to 11w ... U to W phase set register, Vu to Vw ... U to W phase output voltage, Vo ... Zero phase voltage, Vu * to Vw * ... U to W phase output Voltage command value, Vupwm-Vwpwm ... U-W phase PWM pulse, Tr1 ... Triangular wave signal, Tru-Trw ... U-W phase triangular wave signal.
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