JP3597471B2 - デジタル位相ロックループ周波数シンセサイザ - Google Patents
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Description
【0001】
本発明は、請求項1の上位概念によるデジタルPLL(Phase Locked Loop)周波数シンセサイザに関する。
【0002】
通常のデジタルPLL周波数シンセサイザは、図1のブロック回路図に示した公知の原理に従って動作する。ここでは基準周波数frefが、水晶安定化発振器1によって形成された安定した水晶周波数fQを分周係数“R”だけ分周器2によって分周することによって形成される。この基準周波数fRefは位相周波数検知器3で第2の周波数f2と比較される。この第2の周波数は電圧制御発振器(VCO;Voltage Controlled Oscillator)4で形成された周波数fVCOを分周係数Nだけ分周することによって導出される。この分周係数“N”だけの周波数分周はN分周器5で行われる。位相周波数検知器3は、チャージポンプ6およびループローパスフィルタ7との関連の構成に応じて制御電圧を形成し、この制御電圧が電圧制御発振器4を所望の周波数fVCOで発振させる。
【0003】
N分周器5により調整可能な分周比“N”は整数である。このことの意味するのは、電圧制御発振器4がロックされた位相制御ループにおいて基準周波数fRefの整数倍でしか発振できないということである。この事実にはいくつかの不都合がある。
【0004】
電圧制御発振器4で形成可能な周波数fVCOの所望の間隔が小さい場合には、比較的に低い基準周波数FRefを使用しなければならない。位相制御ループPLLはサンプリングレートfRefによるロックされたシステムであるから、サンプリング定理(Nyquisrt定理)に従って位相制御ループPLLのバンド幅を、安定したシステムを得るためにはfRef/2より高く選択することはできない。実際にはバンド幅は通常、基準周波数fRefの約10%である。
【0005】
PLLループのバンド幅が狭いと言うことは、N分周器5を電圧制御発振器4の別の周波数fVCO、すなわち別の周波数チャネルに切り替える際に過渡特性が緩慢であることを意味する。
【0006】
別の欠点は、電圧制御発振器4の周波数fVCOを非常に低く分周しなければならないことに由来する。分周される周波数fVCOは、位相ノイズが比較的に小さくなければならない基準周波数fRefと比較されるから、PLL制御によって分周される周波数fVCOの位相ノイズは確かに最適化されるが、電圧制御発振器4の位相ノイズ自体は悪化し、しかも分周係数Nが大きくなるほどさらに悪化する。
【0007】
必要なチャネルラスタよりも大きい基準周波数fRefは、分周係数Nを整数以外で調整できる場合に使用できる。N分周器5自体は整数係数によってのみ分周できるから、分周比の端数部分は時間的手段でMサイクルを介して調整しなければならない。すなわちM−Kサイクルの持続時間に対して分周係数Nを、そしてKサイクルの持続時間に対しては整数1だけ高められた分周係数N+1により分周しなければならない。
【0008】
このことにより、定常状態の位相制御ループPLLでは電圧制御発振器4の平均周波数fVCOが次のように得られる:
fVCO=fRef*(N+K/M)
電圧制御発振器4の周波数fVCOが安定しており、相応に所望の端数分周比に調整されていることを前提にすれば、分周係数Nによって分周されるサイクル中は周波数fVCO/Nが過度に高く、従って基準周波数fRefと周波数fVCO/Nとの間の位相差が、各期間で係数
TVCO_SOLL*K/M
だけ大きくなる。
【0009】
この累積された位相差は電圧制御発振器4の最大VCO持続期間まで増大し、分周係数N+1により分周されるサイクルでちょうど再びなくなる。従って基準周波数fRefのM期間後に再び位相同一性が、基準周波数fRefと分周される周波数fVCOとの間に存在するようになる。係数Mはモジュラスであり、すなわち係数Mが大きければ大きいほど、基準周波数fRefを大きく選択することができ、かつ周波数ステップが小さくなる。すなわち比較的に小さな周波数チャネル間隔で調整することができる。
【0010】
位相累積器によって、N/(N+1)分周器の分周係数の切り替えを自動的に行うことを可能にする回路も提案されている。位相累積器ではその内容に、電圧制御発振器の分周された周波数fVCOの各パルス後にモジュロM加算の値Kが加算される。位相累積器の各オーバフロー後に次のサイクルで、分周係数がNからN+1に変化する。このことにより位相累積器には内在的に常に、係数TVCO_SOLL/Mにより乗算された値が存在し、この値は位相周波数検知器の瞬時位相値を表す。
【0011】
しかし位相周波数検知器において各周波数毎に調整される位相差に基づき、PLL位相制御ループは電圧制御発振器(VCO)を再度制御しようと試みる。そのためこれは位相安定性に不利に作用する。従って一定のVCO周波数およびVCO位相のためには、電圧制御発振器で一定の調整電圧と、ループローパスフィルタの大きな時定数が必要である。しかしこのことは比較的に大きなループバンド幅に対する要求にちょうど拮抗するものである。
【0012】
位相ジッタの低減を達成するために、種々の解決アプローチが公知である。公知の方法(Marconi社)は、複数のカスケード接続された位相累積器使用することであり、位相累積器はシグマ・デルタ原理に従って、位相ジッタの周波数成分をループローパスフィルタにより大きく減衰される領域へシフトする。この場合、補償は必要ないが、複数の位相累積器が必要である。
【0013】
位相ジッタを低減するための他の公知の方法は、位相周波数検知器ないしループローパスフィルタに操作介入することによる制御のアクティブ補償である。ここでは例えば本来の充電ポンプ電流に加えて補償電流をループローパスフィルタに供給し、前者の電流作用を補償することができる。ここではサイクル毎に供給電圧の大きさまたは持続時間を変更して、位相誤差に依存する電荷量を補償のために使用できるようにしなければならない。
【0014】
種々異なる電荷量の個別の段階付けは電圧制御発振器の所望の周波数fVCOに依存し、例えばVCO周波数/持続期間に依存する基準電流の関数として調整することができる。例えばPhilips社により設計された、いわゆるフラクション−N−位相制御ループ(PLL)では電流補償原理が使用される。この方法の欠点は、基準電流の調整が必要なことと、ループローパスフィルタへ、拡張型充電ポンプにより操作介入することである。
【0015】
位相ジッタを低減するための別の公知の方法は、National Semiconductor社により使用されているもので、電圧制御発振器の分周された周波数fVCOの作用エッジをサイクルに依存してアクティブに遅延することである。この事実のために、位相周波数検知器には常に位相同一性が前もって反映され、PLL位相制御ループの追従制御が回避される。必要な遅延の相対量は位相累積器の内容に相関する。最小遅延の絶対量だけが電圧制御発振器の所望の周波数fVCOに依存する。
【0016】
前記のMarconi社により使用された位相ジッタを低減する方法を除いて、公知の方法全てで共通するのは、基準を時間領域または電圧領域ないし電流領域で必要とすることであり、その大きさは合成すべき周波数に依存することである。
【0017】
本発明の課題は、フラクション−NベースのデジタルPLL周波数シンセサイザに対して、必要な全ての調整信号および基準信号を電圧制御発振器(VCO)の周波数から導出することのできる位相誤差補償手段を提供することである。
【0018】
この課題は、上位概念記載のデジタルPLL周波数シンセサイザにおいて、請求項1の特徴部分に記載された構成によって解決される。
【0019】
本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。
【0020】
本発明およびその改善形態並びに本発明の利点を以下、図面に示された実施例に基づき説明する。
【0021】
図1は、すでに明細書冒頭で説明した公知の通常のPLL周波数シンセサイザのブロック回路図である。
【0022】
図2は、本発明によるフラクション−N−周波数シンセサイザのブロック回路図である。
【0023】
図3は、図2の回路に設けられたPLL位相遅延装置の構造を示すブロック回路図であり、この遅延装置はM−1遅延素子とM:1マルチプレクサを有する。
【0024】
図4は、図2の回路に設けられた、M遅延素子を有する別の位相遅延装置のブロック回路図である。
【0025】
図2にはブロック回路図として、本発明に相応して構成されたデジタルPLL(Phase Locked Loop)周波数シンセサイザの回路が示されている。この回路でもすでに図1で説明した通常の公知の素子が示されている。すなわち水晶安定化発振器1,基準周波数分周器2,位相周波数検知器3,充電ポンプ(チャージポンプ)6,ループローパスフィルタ7および電圧制御発振器(VCO)4である。
【0026】
図2に示した周波数シンセサイザでは、基準周波数fRefが水晶安定化発振器1から送出された水晶周波数fQを分周することにより基準周波数分周器2で形成される。この基準周波数は、電圧制御発振器4の周波数fVCOの分周によって導出された第2の周波数f2と位相周波数検知器3で比較される。この位相周波数検知器の出力信号は充電ポンプ(チャージポンプ)6とループローパスフィルタ7を介して導通した後、PLLループで電圧制御発振器4に対する制御電圧として用いられる。
【0027】
電圧制御発振器4の周波数を分周するためにPLLループでは、図1に基づき説明した公知の周波数シンセサイザ回路とは異なり、N/(N+1)周波数分周器9が設けられている。この周波数分周器は、2つの隣接する整数分周係数NとN+1との間を制御入力側8(Select)で切り替えることができ、基本的にはnによりプログラミングすることができ、場合によりデュアル・モジュラス原理に従って実現されている。
【0028】
周波数分周器9と、位相周波数検知器3における周波数f2に対する入力側との間には、同様に図1の公知の回路とは異なり位相遅延装置10が挿入接続されている。この位相遅延装置は2つの制御入力側11(DelAdjust)と12(DelSel)を有する。ここで制御入力側12は複数の線路により実現することができ、例えばld(M)線路を有するバスとすることができる。制御入力側11では基本遅延が調整され、制御入力側12ではこの基本遅延がどの程度、位相遅延装置10の出力側13でその入力側14に対して行われるかが調整される。
【0029】
PLL位相遅延装置10の構造の詳細が図3に示されている。図示のように、選択されたモジュラスMに相応して、位相遅延チェーン15にはM−1の遅延素子16が含まれ、これらの遅延素子はそれぞれ制御入力側11を介して著製可能である同じ遅延時間を有している。制御入力側12からのデコードされたDelSel信号値によって、どの遅延素子16の後方で位相周波数検知器3および位相累積器17に対する信号が出力結合されるかが選択される。
【0030】
PLL位相遅延装置10の位相遅延チェーン15で作用する基本遅延の数を調整するために設けられた制御入力側12は同時にM:1マルチプレクサ18の制御入力側である。このマルチプレクサ18によりその制御入力側に印加される制御信号に依存して、直列に接続された遅延素子16のどれより後で、位相周波数検知器3の一方の入力側に供給される信号と、位相累積器17に供給される信号とを出力結合するかが選択される。マルチプレクサを複数の遅延素子の選択に使用することにより、上に述べたデコーディングを場合により省略することもできる。
【0031】
位相累積器17は位相遅延装置10の各出力パルスによって、基準周波数fRefの調整可能な端数K、とりわけモジュロMだけ高められる。このために加算器・モジュロM19が設けられている。オーバフローの際に位相累積器17のオーバフロー出力側20を介して、N/(N+1)周波数分周器9が次の期間のために分周係数(N+1)に切り替えられる。位相累積器17の出力側21は、PLL位相遅延装置10の制御入力側12に対して制御ワードDelSelを直接形成する。
【0032】
すでに詳細に説明したように、補償すべき位相誤差は順次連続するMサイクル内のサイクル数の関数であり、かつ電圧制御発振器4の所望の周波数fVCOの関数でもある。従って前にすでに行ったように、分周されるfVCOフェーズを遅延するために必要なサイクル依存時間は次式の整数倍でなければならない。
【0033】
Tdelmin=1/(fvco_soll*M)
本発明の方法で重要なのは、この時間Tdelminを、制御入力側11を介して位相遅延装置10の遅延素子チェーン15の各遅延素子16において調整する制御電圧DelAdjustを、別の位相遅延装置22と別の位相周波数検知器23を用い、電圧制御発振器4の周波数fVCOから直接導出するステップである。
【0034】
図4に示すように、別の位相遅延装置22は位相遅延装置10とまったく同じに構成される。すなわちこの別の位相遅延装置は、図3の位相遅延装置10の遅延素子16における出力結合線路に相応して、全ての遅延素子24においてダミー出力結合素子25によって負荷される。そしてこれにより、M:1マルチプレクサ18の設けられたPLL位相遅延装置10での遅延条件と同じ条件をシミュレートする。別の位相遅延装置22では、位相遅延装置10の場合のようにM−1の遅延素子ではなく、Mの遅延素子24が順次接続されている。このことは非常に重要である。
【0035】
別の位相遅延装置22の入力側26には、電圧制御発振器4の周波数fVCOが位相増幅器27を介して供給される。そして別の位相遅延装置22の出力側28の信号はやはり別の位相周波数検知器23によって、同じ位相増幅器27を介して導かれた電圧制御発振器4の周波数fVCOと直接比較される。別の位相遅延装置22の出力側28から導出された比較結果は第2のループローパスフィルタ29でローパスフィルタリングされ、次に別の位相遅延装置22に対してその制御入力側に供給される制御電圧を形成する。
【0036】
この制御電圧DelAdjustにより、別の位相遅延装置22の遅延素子24ではそれぞれ同じ基本遅延が調整される。従って別の位相遅延装置22は補助位相制御ループ(補助PLL)の主構成部であり、この補助位相制御ループで電圧制御発振器4は固有の基準周波数を形成する。周波数が高いため、補助PLLは非常に大きなループバンド幅を有することができる。
【0037】
しかし基準周波数fRefのオーダーにある値で十分である。なぜなら、格段に高速のDelAdjust制御信号をそれほど高速に評価することはできないからである。別の位相遅延装置22で正確に電圧制御発振器4の発振の1VCO期間が含まれることが保証されれば、次式が成り立つ。
【0038】
T22=M*Tdelmin=TVCO_SOLL
これの意味するものは、別の位相遅延装置22の各遅延素子24がTVCO_sollのM番目の部分だけ正確に遅延されることである。
【0039】
これはまさに、本来のメインPLL、すなわち位相遅延装置10に含まれる位相遅延チェーン15の所要の素子値である。遅延素子16ないし24は両方の位相遅延装置10ないし22でその時間的特性の点で同じに構成されているから、別の位相遅延装置22に対する制御電圧を制御電圧DelAdjustとして位相遅延装置10の制御入力側11での供給に使用することができる。
【0040】
本発明に相応して構成された周波数シンセサイザはとりわけ有利には集積回路技術で実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は、すでに明細書冒頭で説明した公知の通常のPLL周波数シンセサイザのブロック回路図である。
【図2】図2は、本発明によるフラクション−N−周波数シンセサイザのブロック回路図である。
【図3】図3は、図2の回路に設けられたPLL位相遅延装置の構造を示すブロック回路図であり、この遅延装置はM−1遅延素子とM:1マルチプレクサを有する。
【図4】図4は、図2の回路に設けられた、M遅延素子を有する別の位相遅延装置のブロック回路図である。
本発明は、請求項1の上位概念によるデジタルPLL(Phase Locked Loop)周波数シンセサイザに関する。
【0002】
通常のデジタルPLL周波数シンセサイザは、図1のブロック回路図に示した公知の原理に従って動作する。ここでは基準周波数frefが、水晶安定化発振器1によって形成された安定した水晶周波数fQを分周係数“R”だけ分周器2によって分周することによって形成される。この基準周波数fRefは位相周波数検知器3で第2の周波数f2と比較される。この第2の周波数は電圧制御発振器(VCO;Voltage Controlled Oscillator)4で形成された周波数fVCOを分周係数Nだけ分周することによって導出される。この分周係数“N”だけの周波数分周はN分周器5で行われる。位相周波数検知器3は、チャージポンプ6およびループローパスフィルタ7との関連の構成に応じて制御電圧を形成し、この制御電圧が電圧制御発振器4を所望の周波数fVCOで発振させる。
【0003】
N分周器5により調整可能な分周比“N”は整数である。このことの意味するのは、電圧制御発振器4がロックされた位相制御ループにおいて基準周波数fRefの整数倍でしか発振できないということである。この事実にはいくつかの不都合がある。
【0004】
電圧制御発振器4で形成可能な周波数fVCOの所望の間隔が小さい場合には、比較的に低い基準周波数FRefを使用しなければならない。位相制御ループPLLはサンプリングレートfRefによるロックされたシステムであるから、サンプリング定理(Nyquisrt定理)に従って位相制御ループPLLのバンド幅を、安定したシステムを得るためにはfRef/2より高く選択することはできない。実際にはバンド幅は通常、基準周波数fRefの約10%である。
【0005】
PLLループのバンド幅が狭いと言うことは、N分周器5を電圧制御発振器4の別の周波数fVCO、すなわち別の周波数チャネルに切り替える際に過渡特性が緩慢であることを意味する。
【0006】
別の欠点は、電圧制御発振器4の周波数fVCOを非常に低く分周しなければならないことに由来する。分周される周波数fVCOは、位相ノイズが比較的に小さくなければならない基準周波数fRefと比較されるから、PLL制御によって分周される周波数fVCOの位相ノイズは確かに最適化されるが、電圧制御発振器4の位相ノイズ自体は悪化し、しかも分周係数Nが大きくなるほどさらに悪化する。
【0007】
必要なチャネルラスタよりも大きい基準周波数fRefは、分周係数Nを整数以外で調整できる場合に使用できる。N分周器5自体は整数係数によってのみ分周できるから、分周比の端数部分は時間的手段でMサイクルを介して調整しなければならない。すなわちM−Kサイクルの持続時間に対して分周係数Nを、そしてKサイクルの持続時間に対しては整数1だけ高められた分周係数N+1により分周しなければならない。
【0008】
このことにより、定常状態の位相制御ループPLLでは電圧制御発振器4の平均周波数fVCOが次のように得られる:
fVCO=fRef*(N+K/M)
電圧制御発振器4の周波数fVCOが安定しており、相応に所望の端数分周比に調整されていることを前提にすれば、分周係数Nによって分周されるサイクル中は周波数fVCO/Nが過度に高く、従って基準周波数fRefと周波数fVCO/Nとの間の位相差が、各期間で係数
TVCO_SOLL*K/M
だけ大きくなる。
【0009】
この累積された位相差は電圧制御発振器4の最大VCO持続期間まで増大し、分周係数N+1により分周されるサイクルでちょうど再びなくなる。従って基準周波数fRefのM期間後に再び位相同一性が、基準周波数fRefと分周される周波数fVCOとの間に存在するようになる。係数Mはモジュラスであり、すなわち係数Mが大きければ大きいほど、基準周波数fRefを大きく選択することができ、かつ周波数ステップが小さくなる。すなわち比較的に小さな周波数チャネル間隔で調整することができる。
【0010】
位相累積器によって、N/(N+1)分周器の分周係数の切り替えを自動的に行うことを可能にする回路も提案されている。位相累積器ではその内容に、電圧制御発振器の分周された周波数fVCOの各パルス後にモジュロM加算の値Kが加算される。位相累積器の各オーバフロー後に次のサイクルで、分周係数がNからN+1に変化する。このことにより位相累積器には内在的に常に、係数TVCO_SOLL/Mにより乗算された値が存在し、この値は位相周波数検知器の瞬時位相値を表す。
【0011】
しかし位相周波数検知器において各周波数毎に調整される位相差に基づき、PLL位相制御ループは電圧制御発振器(VCO)を再度制御しようと試みる。そのためこれは位相安定性に不利に作用する。従って一定のVCO周波数およびVCO位相のためには、電圧制御発振器で一定の調整電圧と、ループローパスフィルタの大きな時定数が必要である。しかしこのことは比較的に大きなループバンド幅に対する要求にちょうど拮抗するものである。
【0012】
位相ジッタの低減を達成するために、種々の解決アプローチが公知である。公知の方法(Marconi社)は、複数のカスケード接続された位相累積器使用することであり、位相累積器はシグマ・デルタ原理に従って、位相ジッタの周波数成分をループローパスフィルタにより大きく減衰される領域へシフトする。この場合、補償は必要ないが、複数の位相累積器が必要である。
【0013】
位相ジッタを低減するための他の公知の方法は、位相周波数検知器ないしループローパスフィルタに操作介入することによる制御のアクティブ補償である。ここでは例えば本来の充電ポンプ電流に加えて補償電流をループローパスフィルタに供給し、前者の電流作用を補償することができる。ここではサイクル毎に供給電圧の大きさまたは持続時間を変更して、位相誤差に依存する電荷量を補償のために使用できるようにしなければならない。
【0014】
種々異なる電荷量の個別の段階付けは電圧制御発振器の所望の周波数fVCOに依存し、例えばVCO周波数/持続期間に依存する基準電流の関数として調整することができる。例えばPhilips社により設計された、いわゆるフラクション−N−位相制御ループ(PLL)では電流補償原理が使用される。この方法の欠点は、基準電流の調整が必要なことと、ループローパスフィルタへ、拡張型充電ポンプにより操作介入することである。
【0015】
位相ジッタを低減するための別の公知の方法は、National Semiconductor社により使用されているもので、電圧制御発振器の分周された周波数fVCOの作用エッジをサイクルに依存してアクティブに遅延することである。この事実のために、位相周波数検知器には常に位相同一性が前もって反映され、PLL位相制御ループの追従制御が回避される。必要な遅延の相対量は位相累積器の内容に相関する。最小遅延の絶対量だけが電圧制御発振器の所望の周波数fVCOに依存する。
【0016】
前記のMarconi社により使用された位相ジッタを低減する方法を除いて、公知の方法全てで共通するのは、基準を時間領域または電圧領域ないし電流領域で必要とすることであり、その大きさは合成すべき周波数に依存することである。
【0017】
本発明の課題は、フラクション−NベースのデジタルPLL周波数シンセサイザに対して、必要な全ての調整信号および基準信号を電圧制御発振器(VCO)の周波数から導出することのできる位相誤差補償手段を提供することである。
【0018】
この課題は、上位概念記載のデジタルPLL周波数シンセサイザにおいて、請求項1の特徴部分に記載された構成によって解決される。
【0019】
本発明の有利な実施形態は従属請求項に記載されている。
【0020】
本発明およびその改善形態並びに本発明の利点を以下、図面に示された実施例に基づき説明する。
【0021】
図1は、すでに明細書冒頭で説明した公知の通常のPLL周波数シンセサイザのブロック回路図である。
【0022】
図2は、本発明によるフラクション−N−周波数シンセサイザのブロック回路図である。
【0023】
図3は、図2の回路に設けられたPLL位相遅延装置の構造を示すブロック回路図であり、この遅延装置はM−1遅延素子とM:1マルチプレクサを有する。
【0024】
図4は、図2の回路に設けられた、M遅延素子を有する別の位相遅延装置のブロック回路図である。
【0025】
図2にはブロック回路図として、本発明に相応して構成されたデジタルPLL(Phase Locked Loop)周波数シンセサイザの回路が示されている。この回路でもすでに図1で説明した通常の公知の素子が示されている。すなわち水晶安定化発振器1,基準周波数分周器2,位相周波数検知器3,充電ポンプ(チャージポンプ)6,ループローパスフィルタ7および電圧制御発振器(VCO)4である。
【0026】
図2に示した周波数シンセサイザでは、基準周波数fRefが水晶安定化発振器1から送出された水晶周波数fQを分周することにより基準周波数分周器2で形成される。この基準周波数は、電圧制御発振器4の周波数fVCOの分周によって導出された第2の周波数f2と位相周波数検知器3で比較される。この位相周波数検知器の出力信号は充電ポンプ(チャージポンプ)6とループローパスフィルタ7を介して導通した後、PLLループで電圧制御発振器4に対する制御電圧として用いられる。
【0027】
電圧制御発振器4の周波数を分周するためにPLLループでは、図1に基づき説明した公知の周波数シンセサイザ回路とは異なり、N/(N+1)周波数分周器9が設けられている。この周波数分周器は、2つの隣接する整数分周係数NとN+1との間を制御入力側8(Select)で切り替えることができ、基本的にはnによりプログラミングすることができ、場合によりデュアル・モジュラス原理に従って実現されている。
【0028】
周波数分周器9と、位相周波数検知器3における周波数f2に対する入力側との間には、同様に図1の公知の回路とは異なり位相遅延装置10が挿入接続されている。この位相遅延装置は2つの制御入力側11(DelAdjust)と12(DelSel)を有する。ここで制御入力側12は複数の線路により実現することができ、例えばld(M)線路を有するバスとすることができる。制御入力側11では基本遅延が調整され、制御入力側12ではこの基本遅延がどの程度、位相遅延装置10の出力側13でその入力側14に対して行われるかが調整される。
【0029】
PLL位相遅延装置10の構造の詳細が図3に示されている。図示のように、選択されたモジュラスMに相応して、位相遅延チェーン15にはM−1の遅延素子16が含まれ、これらの遅延素子はそれぞれ制御入力側11を介して著製可能である同じ遅延時間を有している。制御入力側12からのデコードされたDelSel信号値によって、どの遅延素子16の後方で位相周波数検知器3および位相累積器17に対する信号が出力結合されるかが選択される。
【0030】
PLL位相遅延装置10の位相遅延チェーン15で作用する基本遅延の数を調整するために設けられた制御入力側12は同時にM:1マルチプレクサ18の制御入力側である。このマルチプレクサ18によりその制御入力側に印加される制御信号に依存して、直列に接続された遅延素子16のどれより後で、位相周波数検知器3の一方の入力側に供給される信号と、位相累積器17に供給される信号とを出力結合するかが選択される。マルチプレクサを複数の遅延素子の選択に使用することにより、上に述べたデコーディングを場合により省略することもできる。
【0031】
位相累積器17は位相遅延装置10の各出力パルスによって、基準周波数fRefの調整可能な端数K、とりわけモジュロMだけ高められる。このために加算器・モジュロM19が設けられている。オーバフローの際に位相累積器17のオーバフロー出力側20を介して、N/(N+1)周波数分周器9が次の期間のために分周係数(N+1)に切り替えられる。位相累積器17の出力側21は、PLL位相遅延装置10の制御入力側12に対して制御ワードDelSelを直接形成する。
【0032】
すでに詳細に説明したように、補償すべき位相誤差は順次連続するMサイクル内のサイクル数の関数であり、かつ電圧制御発振器4の所望の周波数fVCOの関数でもある。従って前にすでに行ったように、分周されるfVCOフェーズを遅延するために必要なサイクル依存時間は次式の整数倍でなければならない。
【0033】
Tdelmin=1/(fvco_soll*M)
本発明の方法で重要なのは、この時間Tdelminを、制御入力側11を介して位相遅延装置10の遅延素子チェーン15の各遅延素子16において調整する制御電圧DelAdjustを、別の位相遅延装置22と別の位相周波数検知器23を用い、電圧制御発振器4の周波数fVCOから直接導出するステップである。
【0034】
図4に示すように、別の位相遅延装置22は位相遅延装置10とまったく同じに構成される。すなわちこの別の位相遅延装置は、図3の位相遅延装置10の遅延素子16における出力結合線路に相応して、全ての遅延素子24においてダミー出力結合素子25によって負荷される。そしてこれにより、M:1マルチプレクサ18の設けられたPLL位相遅延装置10での遅延条件と同じ条件をシミュレートする。別の位相遅延装置22では、位相遅延装置10の場合のようにM−1の遅延素子ではなく、Mの遅延素子24が順次接続されている。このことは非常に重要である。
【0035】
別の位相遅延装置22の入力側26には、電圧制御発振器4の周波数fVCOが位相増幅器27を介して供給される。そして別の位相遅延装置22の出力側28の信号はやはり別の位相周波数検知器23によって、同じ位相増幅器27を介して導かれた電圧制御発振器4の周波数fVCOと直接比較される。別の位相遅延装置22の出力側28から導出された比較結果は第2のループローパスフィルタ29でローパスフィルタリングされ、次に別の位相遅延装置22に対してその制御入力側に供給される制御電圧を形成する。
【0036】
この制御電圧DelAdjustにより、別の位相遅延装置22の遅延素子24ではそれぞれ同じ基本遅延が調整される。従って別の位相遅延装置22は補助位相制御ループ(補助PLL)の主構成部であり、この補助位相制御ループで電圧制御発振器4は固有の基準周波数を形成する。周波数が高いため、補助PLLは非常に大きなループバンド幅を有することができる。
【0037】
しかし基準周波数fRefのオーダーにある値で十分である。なぜなら、格段に高速のDelAdjust制御信号をそれほど高速に評価することはできないからである。別の位相遅延装置22で正確に電圧制御発振器4の発振の1VCO期間が含まれることが保証されれば、次式が成り立つ。
【0038】
T22=M*Tdelmin=TVCO_SOLL
これの意味するものは、別の位相遅延装置22の各遅延素子24がTVCO_sollのM番目の部分だけ正確に遅延されることである。
【0039】
これはまさに、本来のメインPLL、すなわち位相遅延装置10に含まれる位相遅延チェーン15の所要の素子値である。遅延素子16ないし24は両方の位相遅延装置10ないし22でその時間的特性の点で同じに構成されているから、別の位相遅延装置22に対する制御電圧を制御電圧DelAdjustとして位相遅延装置10の制御入力側11での供給に使用することができる。
【0040】
本発明に相応して構成された周波数シンセサイザはとりわけ有利には集積回路技術で実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は、すでに明細書冒頭で説明した公知の通常のPLL周波数シンセサイザのブロック回路図である。
【図2】図2は、本発明によるフラクション−N−周波数シンセサイザのブロック回路図である。
【図3】図3は、図2の回路に設けられたPLL位相遅延装置の構造を示すブロック回路図であり、この遅延装置はM−1遅延素子とM:1マルチプレクサを有する。
【図4】図4は、図2の回路に設けられた、M遅延素子を有する別の位相遅延装置のブロック回路図である。
Claims (7)
- 安定化水晶発振器周波数の分周によって形成された基準周波数が、電圧制御発振器(VCO)の周波数の分周によって導出された第2の周波数と位相周波数検知器で比較され、
該位相周波数検知器の出力信号は、場合により設けられた充電ポンプ(チャージポンプ)とPLL回路のループローパスフィルタとを介して導かれた後、電圧制御発振器に対する制御電圧として用いられ、
電圧制御発振器の周波数を分周するために、PLLループでは2つの隣接する整数分周係数NとN+1とが切り替えられ、
M−Kサイクルの持続時間の間はNにより分周し、次にKサイクルの持続時間の間はN+1により分周するN/(N+1)周波数分周器と、該N/(N+1)周波数分周器を自動的に切り替えるための位相累積器とが設けられており、
該位相累積器の内容には、分周されたVCO周波数の各パルスによってモジュロM加算による値Mが加算され、
該位相累積器は、各オーバフロー後に次のサイクルで分周係数をNからN+1に変化させる形式のデジタル位相ロックループ周波数シンセサイザにおいて、
N/(N+1)周波数分周器(9)と、該周波数分周器により制御される位相周波数検知器(3)の入力側および同時に位相累積器(17)の入力側との間に位相遅延装置(10)が挿入されており、
該位相遅延装置は位相遅延チェーン(15)にM−1の遅延素子(16)を有し、かつ第2の制御入力側(11,12)を有し、
当該2つの制御入力側の一方の入力側(11)は、位相遅延チェーンの位相素子の基本遅延のそれぞれ一致する大きさを調整するためのものであり、
他方(12)の入力側(12)は、当該位相遅延チェーンで作用する基本遅延の数を調整するためのものであり、
位相累積器の内容は位相遅延装置の各出力パルスによって、基準周波数モジュロMの調整可能な端数Kだけ高められ、
オーバフローの際に、N/(N+1)周波数分周器は次の期間のためにN+1に切り替えられ、
位相累積器(17)の出力側(21)は、作用する基本遅延の数を調整するために設けられた位相遅延装置(10)の制御入力側(12)と接続されており、
別の位相遅延装置(22)が電圧制御発振器(4)の出力側と、別の位相周波数検知器(23)の入力側との間に接続されており、
前記別の位相遅延装置は、PLL位相遅延装置(10)と正確に遅延条件が一致するように構成されており、ただしM−1ではなくMの順次接続された遅延素子(24)を有し、
前記別の位相周波数検知器(23)の第2入力側には、電圧制御発振器(4)の出力側が遅延素子の中間回路なしで接続されており、
前記別の位相周波数検知器(23)の出力側には別のループローパスフィルタ(29)を介して補助PLLループを形成しながら、2つの位相遅延装置(10,22)の制御入力側(11,30)が接続されており、
該制御入力側(11,30)は遅延素子の基本遅延のそれぞれ一致する大きさを調整するために設けられている、
ことを特徴とする周波数シンセサイザ。 - 位相遅延装置(10)で作用する基本遅延の数を調整するために設けられた制御入力側(12)はM:1マルチプレクサ(18)の制御入力側により形成され、
当該マルチプレクサによってその制御入力側に印加される制御信号に依存して、直列に接続された遅延素子(16)のうちどれの後方で、位相周波数検知器(3)の一方の入力側に供給される信号と、位相累積器(17)に供給される信号とが出力結合されるかが選択される、請求項1記載の周波数シンセサイザ。 - 前記別の位相遅延装置(22)は、位相遅延装置(10)の遅延条件と一致する遅延条件をシミュレートするため、遅延素子(24)自体の他に、この遅延素子に配属されたダミー出力結合素子(25)を有する、請求項1記載の周波数シンセサイザ。
- ダミー出力結合素子(25)は負荷素子であり、
該負荷素子は、負荷をPLL位相遅延装置(10)のM:1マルチプレクサ(18)の入力によりシミュレートする、請求項2または3記載の周波数シンセサイザ。 - とりわけ別の位相周波数検知器(22)を含む補助PLLループは、非常に大きなループバンド幅を有するように構成されている、請求項1から4までのいずれか1項記載の周波数シンセサイザ。
- 補助PLLループは、そのバンド幅が基準周波数(fRef)のオーダーであるように構成されている、請求項5記載の周波数シンセサイザ。
- 集積回路技術によって構成されている、請求項1から6までのいずれか1項記載の周波数シンセサイザ。
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