JP4493887B2 - フラクショナルn周波数シンセサイザ及びその動作方法 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、PLL(位相固定ループ)周波数シンセサイザに関し、より詳細には、周波数シンセサイザの分周数が変動するフラクショナルN周波数シンセサイザに関する。
【0002】
【従来の技術】
従来のPLLを用いたフラクショナルN周波数シンセサイザとしては、例えば特開平10−154935号公報に記載されるものがある。この公報に記載されるフラクショナルN周波数シンセサイザが図7に示されている。図7に示される従来のフラクショナルN周波数シンセサイザ70は、電圧制御発振器(VCO)76の出力信号(周波数fo)の一部を可変分周器77及びアキュムレータ78により周期的に変動する整数Nもしくは(N+1)で分周した比較信号fpと、基準信号周波数frとの位相差を位相比較器72で検出し、その位相差に応じたパルス幅の電圧パルスをチャージポンプ回路73に入力し、チャージポンプからの出力電流Icpをループフイルタ75で平滑して電圧に変換し、電圧制御発振器76の制御電圧としている。この構成により、電圧制御発振器76の出力信号の平均周波数foを、fo=fr[N+(F/2n)]に制御することができる。但し、Fは位相比較周期(fr又はfpの周期)毎のアキュムレータへ入力される入力値であり、nはアキュムレータのnビット・レジスタ構成から定められる整数である。従って、出力信号の平均周波数foを、NのみならずFをも切り換えることにより基準信号の周波数frよりも小さい周波数間隔で切り換えることができる。
【0003】
しかし、このままでは、実際の出力信号の周波数foは、常に周期的に変動し、中心周波数から外れたスプリアスを発生する。つまり、この従来のフラクショナルN周波数シンセサイザ70においては、nビット・レジスタ構成のアキュムレータ78に入力値Fを位相比較周期(fr又はfpの周期)毎に加算して、アキュムレータ78がオーバーフローになる際のオーバーフロー信号Sovにより、出力を0から1へ切り換えて、分周器77の分周数をNからN+1に切り換える構成のため、出力信号周波数foは、fo1=(N+1)frとfo2=Nfrとの間を周期的に、すなわち、(2n/F)位相比較周期毎に、切り換わる。この結果、上記のスプリアスが発生するものである。このため、この従来のフラクショナルN周波数シンセサイザ70は好ましくないスプリアスを打消すため、スプリアスキャンセル回路79をさらに設けている。このスプリアスキャンセル回路79は、リセット信号が入力された時点からアキュムレータの出力値に比例したパルス幅を有するパルス電圧信号を出力し、そのパルス電圧信号により駆動されてスプリアスキャンセル回路出力電流Iscを出力する回路を備えている。このスプリアスキャンセル電流Iscとチャージポンプ回路73の出力電流Icpとを重ね合せて得られた電流を、ループフイルタ75で平滑にし、さらに電圧に変換して、電圧制御発振器76の制御電圧とし、これにより、可変分周器77の分周数Nと(N+1)の周期的な変化によるスプリアスの発生をキャンセルしている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図7に示す従来のフラクショナルN周波数シンセサイザ70のスプリアスは、nビットレジスタ構成のアキュムレータ78により可変分周器77の分周数をNと(N+1)に周期的に切り換える構成から本質的に発生する性質のものであり、この結果、周期的に顕著な強度のスペクトルを有する。例えば、図3において、スペクトル31に示すように、従来のフラクショナルN周波数シンセサイザ70の出力信号は、スプリアスキャンセルを行なわない場合のシミュレーション、基準周波数fr=1MHz、分周数315(N)+15/16、では、最大で−10dBのレベルのスプリアス32を発生する。この結果、従来のフラクショナルN周波数シンセサイザ70では、スプリアスキャンセル回路の精度を高精度にしなければ、確実にスプリアスをキャンセルできないという問題がある。例えば、図3と同じシミュレーションを使用してスプリアスキャンセル精度誤差を5%とした場合には、図4に示すスペクトル41のように、従来のフラクショナルN周波数シンセサイザ70の出力が発生するスプリアス42の最大スペクトルは約−36dBとなり、実用とはならない。従って、従来のフラクショナルN周波数シンセサイザ70では、高精度のスプリアスキャンセル回路を必要とし、この結果、回路が高価となる問題を有する。
【0005】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の従来の問題点を解決したフラクショナルN周波数シンセサイザ及びその動作方法を提供することを目的とする。
【0006】
この目的を達成するため、本発明は、フラクショナルN周波数シンセサイザを動作する方法であって、シグマデルタ・ノイズシェーパを設け、出力信号を分周する分周数設定値の整数部分と小数部分とを設定し、分周数設定値の小数部分をこのシグマデルタ・ノイズシェーパに位相比較周期毎に入力し、このシグマデルタ・ノイズシェーパの出力と分周設定値の整数部分とを加算して和を作り、この和を分周数として使用して出力信号を分周し、分周数設定値の小数部分とシグマデルタ・ノイズシェーパの出力との差を作り、この差を位相比較周期毎にアキュムレータに累積し、このアキュムレータの値に基づいてスプリアスキャンセル値を発生させる、各ステップを有するフラクショナルN周波数シンセサイザを動作する方法を提供する。
【0007】
本発明のかかる方法によれば、シグマデルタ・ノイズシェーパとして、例えば、一般的な3次のシグマデルタ・ノイズシェーパを使用した場合、3次シグマデルタ・ノイズシェーパの量子化出力Yと入力Xの関係を示す伝達関数は、Y=X+(1−z-1)3Nq、であり、ここで、z-1は1標本遅延を表し、Nqは量子化雑音を表す。量子化雑音Nqはほぼランダム(ホワイトノイズ)な性格を有する。従って、この3次シグマデルタ・ノイズシェーパに、位相比較周期毎に分周数設定値の小数部分を表す数Fが入力されると、平均値がこの分周数設定値の小数部分Fに等しいランダムな整数列Sを、位相比較周期毎に出力する。つまり、平均値がFのほぼランダムな整数列S、−3乃至+4、を出力する。
【0008】
このシグマデルタ・ノイズシェーパの出力と分周数設定値の整数部分Nとの和を作ると、平均値がN+Fに等しいほぼランダムな整数列、N−3乃至N+4、を出力する。このランダムな数が、フラクショナルN周波数シンセサイザの分周数として使用され、平均として基準周波数frの(N+F)倍の周波数を有する出力信号foを発生する。本発明のシグマデルタ・ノイズシェーパは、平均値がFに等しいほぼランダムな整数列S、例えば、−3乃至+4、を発生するため、従来のフラクショナルN周波数シンセサイザの動作方法とは異なり、分周数の周期的な変化が存在しない。このため、従来のような周期的に顕著なスペクトル強度を有するスプリアスの発生が回避される。
【0009】
このように、本発明のフラクショナルN周波数シンセサイザでは、周期的に顕著なスペクトル強度のスプリアスは発生しない。ランダムに発生するスプリアスについては、分周数設定値の小数部分とシグマデルタ・ノイズシェーパの出力との差を作り、この差を位相比較周期毎にアキュムレータに累積し、このアキュムレータの値に基づいてスプリアスキャンセル値を発生させて、スプリアアスを抑制する。
【0010】
本発明のフラクショナルN周波数シンセサイザでは、周期的に顕著なスペクトル強度のスプリアスが本質的に発生しないため、高精度のスプリアスキャンセル回路でなくとも、実用的なレベルまでスプリアスの発生を打消すことが可能なのである。
【0011】
本発明の請求項2に記載された方法によれば、上記本発明の方法において、アキュムレータの出力をアナログ値に変換し、このアナログ値を分周数で分周された出力信号と基準信号との位相差を出力する位相比較器の出力に加算する、各ステップをさらに含む。
【0012】
かかるステップを有する本発明の方法によれば、分周数設定値の小数部分とシグマデルタ・ノイズシェーパの出力との差を表す値が、位相比較周期毎の分周数と分周設定値との間の誤差に相当し、この誤差がアキュムレータに累積され、このアキュムレータの出力をアナログ値に変換し、このアナログ値をスプリアスキャンセル値として位相比較器の出力に加算することで、分周数の誤差を補償してスプリアスの発生をキャンセルしている。
【0013】
また、本発明の請求項3に記載された方法によれば、上記請求項2に記載の方法において、出力信号の周期を使用してアナログ変換されたアキュムレータの出力のタイミングを、位相比較器の出力タイミングに近い範囲に限定することを特徴とする方法が提供される。
【0014】
かかる特徴を有する本発明の方法によれば、スプリアスキャンセル値の加算のタイミングを位相比較器の出力にできるだけ近い範囲に、出力信号周波数の周期を利用して限定しているため、位相比較器とスプリアスキャンセル回路の出力タイミングのずれを防ぎ、タイミングのずれによるスプリアスの発生を防止している。
【0015】
さらに、本発明の請求項4によれば、電圧制御発振器、位相比較器、及びこれら電圧制御発振器と位相比較器の間に設けられた可変分周器を有するフラクショナルN周波数シンセサイザであって、電圧制御発振器の出力信号を可変分周器で分周するための分周数設定値の整数部分及び小数部分を設定する手段と、分周数設定値の小数部分が位相比較周期毎に入力されるシグマデルタ・ノイズシェーパと、このシグマデルタ・ノイズシェーパの出力と分周設定値の整数部分を加算して和を作る加算手段とを備えて、この加算手段の出力が分周数として可変分周器で使用されて電圧制御発振器の出力信号を分周して、位相比較器に供給するフラクショナルN周波数シンセサイザが提供される。
【0016】
かかる構成のフラクショナルN周波数シンセサイザによれば、前述の通り、シグマデルタ・ノイズシェーパが、平均が分周設定値に等しい整数の分周数をランダムに発生して可変分周器に与えるため、従来のフラクショナルN周波数シンセサイザとは異なり、周期的に顕著なスペクトル強度のスプリアスを本質的に発生しないため、高精度のスプリアスキャンセル回路でなくとも実用的なレベルまでスプリアスの発生を打消すことができる。従って、比較的安価にフラクショナルN周波数シンセサイザを構成できる。
【0017】
さらに、本発明の請求項5によれば、請求項4に記載のフラクショナルN周波数シンセサイザにおいて、分周設定値の小数部分とシグマデルタ・ノイズシェーパの出力との差を作る手段と、この差を位相比較周期毎に累積する手段と、この累積された値に基づいてスプリアスキャンセル値を発生させる手段と、を含んだスプリアスキャンセル回路をさらに備えたフラクショナルN周波数シンセサイザが提供される。
【0018】
かかる構成のフラクショナルN周波数シンセサイザによれば、比較的簡潔な上記構成のスプリアスキャンセル回路を含むことにより、有効にスプリアス発生を打消すことができる。すなわち、本発明では周期的に顕著なスペクトル強度のスプリアスが本質的に発生しないため、簡潔な構成のスプリアスキャンセル回路でも、実用的なレベルまでスプリアスの発生を打消すことができるのである。
【0019】
さらに、本発明の請求項6によれば、請求項5に記載のフラクショナルN周波数シンセサイザにおいて、スプリアスキャンセル回路のスプリアスキャンセル値を発生させる手段が、電圧制御発振器の出力信号の周期に基づいてスプリアスキャンセル値を位相比較器の出力のタイミングに近い範囲に限定して発生する手段と、この発生されたスプリアスキャンセル値を位相比較器の出力と加算する加算手段と、をさらに備えたフラクショナルN周波数シンセサイザが提供される。
【0020】
かかる構成のフラクショナルN周波数シンセサイザによれば、位相比較器の出力のタイミングとスプリアスキャンセル値の加算のタイミングとをできるだけ近い範囲に、出力信号周波数の周期を使用して限定しているため、位相比較器とキャンセル回路の出力タイミングのずれを防ぎ、キャンセルのタイミングのずれによるスプリアスの発生を防止できる。
【0021】
さらに、本発明の請求項7によれば、請求項4に記載のフラクショナルN周波数シンセサイザにおいて、乱数発生器と、乱数発生器の出力及び分周数設定値の小数部分を設定する手段からの出力を加算する手段とを有し、この加算する手段からの出力をデルタシグマ・ノイズシェーパに入力するようにしたフラクショナルN周波数シンセサイザが提供される。
【0022】
かかる構成のフラクショナルN周波数シンセサイザによれば、シグマデルタ・ノイズシェーパからの出力のランダム性をさらに向上させて、一層に周期的に顕著なスペクトル強度を有するスプリアスの発生を抑制している。
【0023】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
図1は、本発明の第1の実施の形態によるフラクショナルN周波数シンセサイザ1を示す。この実施の形態のフラクショナルN周波数シンセサイザ1は、基準周波数信号frが1つの入力端に入力し、位相比較信号fpが他の入力端に入力し、両信号frとfpの位相差に比例する出力を発生する位相比較器2と、位相比較器2の出力に応じて、電流のはき出し、吸い込み、又はハイ・インピーダンスの3状態のいずれかの状態にあるチャージポンプ出力電流Icpを出力するチャージ・ポンプ3とを有する。このチャージポンプ出力電流Icpは、加算器4を経てループフイルタ5に入力して、平滑化され且つ電圧に変換されて電圧制御発振器6の制御電圧となる。電圧制御発振器6の出力信号(周波数)foの一部は、可変分周器7にフィードバックされる。
【0024】
可変分周器7には、分周数が入力されて、この分周数により電圧制御発振器6の出力信号の周波数foの分周をする。すなわち、分周数がN(整数)であるとすると、fo/Nの周波数に分周された位相比較信号fpを発生する。このように分周された位相比較信号fpが位相比較器2で基準周波数信号frと比較され、両信号frとfpの位相差に基づく出力を発生することにより、電圧制御発振器6の出力信号の周波数foを、基準周波数frのN倍、fo=Nfr、に制御する。電圧制御発振器6の出力信号の周波数foをこのfo=Nfrになるべく速くロックするために、基準信号の周波数frはなるべく高くする必要がある。一方、frが高いと、所定の周波数帯域において発生可能な出力周波数fo=Nfrの数が減少するという不便がある。
【0025】
このために、分周数を整数Nに小数部分F(フラクション)を加えた値(N+F)として、基準周波数frの(N+F)倍の出力周波数、すなわち、fo=(N+F)frの周波数の出力信号を発生するフラクショナルN周波数シンセサイザが考案されている。上述した従来技術では、この小数部分Fを発生するために、分周数をある間隔で周期的にNからN+1にし、平均値として(N+F)を形成しているため、周期的に顕著なスペクトル強度を有するスプリアスを発生するものであった。
【0026】
本発明のこの実施の形態では、分周設定値の整数部分Nと小数部分Fとをそれぞれ記憶する整数部分レジスタ8と小数部分レジスタ9とを有する。整数部分レジスタ8の内容の整数部分Nは、加算器11を経て、可変分周器7の分周数として入力される。小数部分レジスタ9の内容の小数部分Fは、例えば、3次のシグマデルタ・ノイズシェーパ12の入力として供給される。
【0027】
図2に示すように、3次のシグマデルタ・ノイズシェーパ12は、その入力Xに対してその出力Yが次の伝達関数で表される関係に有る。Y=X+(1−z-1)3Nq、ここで、z-1は、1標本遅延を表し、Nqは、量子化雑音を表す。量子化雑音Nqはランダム性(ホワイトノイズ)を有する。従って、この3次シグマデルタ・ノイズシェーパ12に、位相比較周期毎に、分周数設定値の小数部分を表す数Fが入力されると、平均値が、この分周数設定値の小数部分Fに等しいランダムな整数列S、−3乃至+4、を位相比較周期毎に出力する。3次シグマデルタ・ノイズシェーパ12には、分周された位相比較信号fpが、クロック信号として入力されている。
【0028】
加算器11で、このシグマデルタ・ノイズシェーパ12の出力Sと分周数設定値の整数部分Nとの和(N+S)を作ると、平均値が(N+F)に等しいほぼランダムな整数列、N−3乃至N+4、を出力する。このランダムな数が、可変分周器7の分周数として使用されて、フラクショナルN周波数シンセサイザ1は平均として、基準周波数frの(N+F)倍の周波数を有する出力信号fo=(N+F)frを出力する。このようにして、本発明のシグマデルタ・ノイズシェーパ12は、平均値がFに等しいほぼランダムな整数列S、例えば、−3乃至+4、を発生するため、従来のフラクショナルN周波数シンセサイザの動作方法とは異なり、分周数の周期的な変化は存在しない。
【0029】
この結果、図3に示されるようなスプリアスキャンセルを行なわない場合のシミュレーション、基準周波数fr=1MHz、分周数315(N)+15/16(F)、による本発明のフラクショナルN周波数シンセサイザ1の出力信号の波形30においても、従来のフラクショナルN周波数シンセサイザの出力波形31のように周期的に顕著なスペクトル強度を有するスプリアス32(最強で−10dB)の発生が回避される。3次のシグマデルタ・ノイズシェーパを使用したこの実施の形態では、スプリアスのスペクトルは分散して広がっていて、このため、最大のレベルは−48dB程度に収まっている。このように、従来技術の最大スプリアス強度と本発明の最大スプリアス強度のレベル差は38dBもあり、それぞれのスプリアスキャンセル回路に要求される精度もレベル差の分だけ異なることになる。なお、シグマデルタ・ノイズシェーパ12は、3次に限らず、1次、2次、又はより高次のシグマデルタ・ノイズシェーパでもよい。
【0030】
上記の通り、図3の出力波形30に示すシグマデルタ・ノイズシェーパ12を使用した本発明のフラクショナルN周波数シンセサイザ1からの出力信号は、スプリアスキャンセルをしない場合は、中心周波数foの周囲に分散した比較的低いレベルのスプリアスを有する。従来技術の出力波形31とは異なり、顕著なスペクトル強度を有するスプリアス32が存在しないから、本発明のスプリアスを打消すために、例えば、図3と同じシミュレーションを使用してスプリアスキャンセル回路の精度誤差を5%とした場合、図4に示すように、本発明のフラクショナルN周波数シンセサイザ1の出力波形40は、スプリアスの大きさがほぼ−70dB以下となり、実用に耐え得るものとなる。すなわち、上記した通り、本発明のフラクショナルN周波数シンセサイザ1では高精度のスプリアスキャンセル回路を使用しなくとも、十分に実用に耐え得るのである。
【0031】
次に、図1を再び参照して、本発明のフラクショナルN周波数シンセサイザ1に使用されるスプリアスキャンセル回路10の実施の形態を説明する。このスプリアスキャンセル回路10は、シグマデルタ・ノイズシェーパ12からの出力Sと小数部分レジスタ9の内容Fとを減算して差A=(F−S)を出力する減算器13と、この差Aを、位相比較周期毎に累積するアキュムレータ14とを有する。減算器13の差出力A=(F−S)は、小数部分を含んだ真の分周設定値(N+F)と可変分周器7の実際の整数分周数(N+S)との誤差を表す。アキュムレータ14には、分周された位相比較信号fpが、クロック信号として入力されている。このアキュムレータ14の出力Bは、デジタル−アナログ変換器15により、アナログ値aに変換される。このデジタル−アナログ変換器15の出力aは、ゲート16を介して、チャージポンプ17に供給されている。
【0032】
ゲート16は、位相比較器2の出力タイミングに合わせてスプリアスキャンセル値を出力して位相比較器2の出力と加算してスプリアスを打消すため、可変分周器7から分周された位相比較信号出力fpと同期してゲートを開く目的のため、可変分周器7の分周出力fpを受けている。上記した通り、アキュムレータ14の内容Aは、真の分周設定値(N+F)と実際の分周数(N+S)の誤差(F−S)を表したものであり、この誤差でもって実際の分周数を修正して位相比較器2の出力を正しい値に補償するためのものであるから、位相比較器2の出力タイミングと合わせている。
【0033】
さらに、ゲート16は電圧制御発振器6の出力信号foを受けていて、可変分周器7の分周出力fpの直後の出力信号foの1周期分だけ、ゲート16を開いて、この期間中にデジタル−アナログ変換器15の出力aに応じたスプリアスキャンセル値a’を出力する。これは、スプリアスキャンセル回路10の出力タイミングが位相比較器2の出力タイミングよりも長く延びてキャンセルできない電荷が発生し、一時的な電圧変動が生じ、これにより電圧制御発振器6の振動数foが移動して、スプリアスを生じないようにするためである。
【0034】
チャージポンプ17は、デジタル−アナログ変換器15の出力aに応じたゲート16からの出力a’に比例して、電流のはき出し、吸い込み、又はハイ・インピーダンスの3状態のいずれかの状態にあるチャージポンプ出力電流Iscを出力する。このチャージポンプ出力電流Iscは、位相比較器2の出力に対応したチャージポンプ出力電流Icpと加算器4で加算され、和出力(Icp+Isc)を出力する。この値(Icp+Isc)が、ループフイルタ5を介して電圧制御発振器6の出力foの制御電圧となる。
【0035】
次に、図5a乃至図5dを参照して、上述した本発明のスプリアスキャンセル回路10のタイミングを、従来例と対比してさらに詳細に説明する。図5aに示すように、位相比較のため可変分周器7により分周された位相比較信号fp▲1▼は、位相比較器2において、基準信号fr▲2▼との位相が比較され、両信号fp及びfrの間の位相差に応じた出力が発生されて、チャージポンプ回路3はこの位相比較器2の出力に対応した信号Icp▲3▼を発生する。一方、スプリアスキャンセル回路10は、分周数N+Sを補償するための値Bをアキュムレータ14に置き、この値Bをアナログ値に変換した値aを、ゲート16を介して、分周された位相比較信号fpの立上りタイミングとほぼ同時に、チャージポンプ17に供給して、スプリアスキャンセル信号Isc▲4▼を出力する。このスプリアスキャンセル信号Isc▲4▼と位相比較器2の出力信号Icp▲3▼は、加算器4で加算されループフイルタ5で時間積分される。このループフイルタ出力▲5▼が、図5aの最下段に示めされている。このループフイルタ出力▲5▼が、上記したように、電圧制御発振器6の出力信号foを制御するための電圧となる。図5aのスプリアスキャンセル信号Isc▲4▼の近くの(イ)は分周された位相比較信号fpが基準信号frよりも位相が進んでいる場合、(ロ)は分周された位相比較信号fpが基準信号frよりも位相が遅れている場合をそれぞれ示している。
【0036】
図5aの(イ)の部分を時間的に拡大したタイミング図を図5bに、図5aの(ロ)の部分を時間的に拡大したタイミング図を図5cに、それぞれ示す。図5b及び図5cのタイミング図に示すように、両信号fpとfrの位相差T1又はT2を表す位相比較器2からの出力Icp▲3▼は、パルスT’1及びT’2でそれぞれ表されるスプリアスキャンセル信号Isc▲4▼と加算されループフイルタ5で時間積分され、信号▲5▼を形成する。パルスT’1及びT’2でそれぞれ表されるスプリアスキャンセル信号Isc▲4▼は、電圧制御発振器6の出力信号fo▲6▼の1周期内に限定されて出力される。Isc▲4▼電流によるトータル電荷量はIcp▲3▼電流による電荷量のスプリアス分をキャンセルする。従って、図5bではIcp出力終了時、図5cではIsc出力終了時点で全てのキャンセルが終了する。
【0037】
一方、図5dは、従来の典型的なスプリアスキャンセル回路のタイミングを示す図である。この図5dから明らかなように、スプリアスキャンセル信号Isc▲4▼’が、分周された位相比較信号fpの1周期間の全体にわたり出力され、そのため位相比較器の出力信号Icp▲3▼とスプリアスキャンセル信号Isc▲4▼’の加算積分値▲5▼’も分周された位相比較信号fpの1周期間が経過するまで、収束しない。この結果、この値▲5▼’による電圧制御発振器の制御も遅れることになり、正確性が劣ることになる。
【0038】
図6は、本発明の別の実施の形態のフラクショナルN周波数シンセサイザの要部を示す図である。図1に示した本発明の第1の実施の形態のフラクショナルN周波数シンセサイザ1と同じ部分には同一の符号を付して、詳細な説明は省略する。図6に示す実施の形態のフラクショナルN周波数シンセサイザは、図1の実施の形態の構成にさらに追加して、分周された位相比較信号fpをクロックとして入力する乱数発生器61と加算器62とを有し、分周設定値の小数部分Fに乱数発生器61からの乱数を加算器62により加算して、シグマデルタ・ノイズシェーパ12に入力していて、シグマデルタ・ノイズシェーパ12が出力する整数列Sのランダム性を一層高めている。これにより、周期的に顕著なスペクトル強度を有するスプリアスの発生を抑制している。
【0039】
【発明の効果】
本発明のフラクショナルN周波数シンセサイザでは、周期的に顕著なスペクトル強度のスプリアスが本質的に発生しないため、高精度のスプリアスキャンセル回路でなくとも、実用的なレベルまでスプリアスの発生を打消すことが可能なのである。このため、比較的に安価に構成できる。本発明によれば、スプリアスキャンセル値の加算のタイミングを位相比較器の出力にできるだけ近い範囲に、出力信号周波数の周期を利用して限定しているため、位相比較器とスプリアスキャンセル回路の出力タイミングのずれを防ぎ、タイミングのずれによるスプリアスの発生を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の第1の実施の形態によるフラクショナルN周波数シンセサイザの回路を示すブロック図。
【図2】 図1に示すフラクショナルN周波数シンセサイザに使用されるシグマデルタ・ノイズシェーパの概略を示すブロック図。
【図3】 本発明の実施の形態によるフラクショナルN周波数シンセサイザの出力信号強度及び従来のフラクショナルN周波数シンセサイザの出力信号強度をシミュレーションによりスプリアスキャンセル無しで対比して示す、横軸に周波数、縦軸に出力の相対的大きさで示すグラフ。
【図4】 本発明の実施の形態によるフラクショナルN周波数シンセサイザの出力信号強度及び従来のフラクショナルN周波数シンセサイザの出力信号強度をシミュレーションによりキャンセル精度誤差5%のスプリアスキャンセルで対比して示す、横軸に周波数、縦軸に出力の相対的大きさで示すグラフ。
【図5a】 本発明のスプリアスキャンセル回路の動作を示すタイミング図。
【図5b】 図5aの(イ)部分を拡大して示すタイミング図。
【図5c】 図5aの(ロ)部分を拡大して示すタイミング図。
【図5d】 従来のスプリアスキャンセル回路の動作を示すタイミング図。
【図6】 本発明の第2の実施の形態によるフラクショナルN周波数シンセサイザの回路の要部を示すブロック図。
【図7】 従来のフラクショナルN周波数シンセサイザの回路を示すブロック図。
【符号の説明】
2 位相比較器
3 チャージポンプ
4 加算器
5 ループフイルタ
6 電圧制御発振器
7 可変分周器
8 整数部分レジスタ
9 小数部分レジスタ
10 スプリアスキャンセル回路
11 加算器
12 シグマデルタ・ノイズシェーパ
13 減算器
14 アキュムレータ
15 デジタル−アナログ変換器
16 ゲート
17 チャージポンプ
Claims (5)
- シグマデルタ・ノイズシェーパを設け、出力信号を分周する分周数設定値の整数部分と小数部分とを設定し、前記シグマデルタ・ノイズシェーパに分周数設定値の小数部分を位相比較周期毎に入力し、前記シグマデルタ・ノイズシェーパの出力と分周設定値の整数部分とを加算して和を作り、この和を分周数として使用して出力信号を分周し、前記分周数設定値の小数部分と前記シグマデルタ・ノイズシェーパの出力との差を作り、この差を前記位相比較周期毎にアキュムレータに累積し、このアキュムレータの値に基づいてスプリアスキャンセル値を発生させる、各ステップを有するフラクショナルN周波数シンセサイザを動作する方法。
- 前記アキュムレータの出力をアナログ値に変換し、このアナログ値を前記分周数で分周された出力信号と基準信号との位相差を出力する位相比較器の出力に加算する、各ステップをさらに含む請求項1に記載の方法。
- 前記出力信号の周期を使用して、前記アナログ値と前記位相比較器の出力とを加算するタイミングを、前記位相比較器の出力タイミングに近い範囲に限定することを特徴とする請求項2に記載の方法。
- 電圧制御発振器、位相比較器、及び前記電圧制御発振器と前記位相比較器との間に設けられた可変分周器を有するフラクショナルN周波数シンセサイザであって、前記電圧制御発振器の出力信号を可変分周器で分周するための分周数設定値の整数部分及び小数部分を設定する手段と、前記小数部分が位相比較周期毎に入力されるシグマデルタ・ノイズシェーパと、このシグマデルタ・ノイズシェーパの出力と前記整数部分を加算して和を作る加算手段とを備えて、この加算手段の出力が分周数として可変分周器で使用されて前記電圧制御発振器の出力を分周して前記位相比較器に供給するようになっており、
前記分周設定値の小数部分と前記シグマデルタ・ノイズシェーパの出力との差を作る手段と、この差を位相比較周期毎に累積する手段と、この累積された値に基づいてスプリアスキャンセル値を発生させる手段とを有するスプリアスキャンセル回路をさらに備えたフラクショナルN周波数シンセサイザ。 - 前記スプリアスキャンセル値を発生させる手段が、前記電圧制御発振器の出力信号の周期に基づいて前記位相比較器の出力のタイミングに近い範囲に限定してスプリアスキャンセル値を発生する手段と、この発生されたスプリアスキャンセル値を前記位相比較器の出力と加算する加算手段とをさらに備えた請求項4に記載のフラクショナルN周波数シンセサイザ。
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