JP3566999B2 - 熱式流速センサ - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、例えばフルイディック流量計におけるフルイディック発振を検出するために用いられる熱式流速センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ガスメータ等に利用される流量計として、熱式流速センサ（以下、フローセンサという。）を用いたものがある。フローセンサは、配管中を流れる流体の流速を求めるセンサであり、感度が高く応答が速いという利点がある。このフローセンサを用いた流量計では、フローセンサの出力から、流速に対応する流量を求め、これを表示するようになっている。
【０００３】
フローセンサとしては、例えば特開平２−２５９５２７号公報に示されるように自ら熱を放出する２つの測温抵抗エレメントを流体の流れの方向に沿って配列したものや、例えば特開平４−５８１１１号公報に示されるように２つの測温抵抗エレメント（センサ抵抗器）とこの２つの測温抵抗エレメント間に設けられたヒータエレメント（ヒータ抵抗器）とを流体の流れの方向に沿って配列したもの等がある。このようなフローセンサでは、流体の流れによって熱が移動し、２つの測温抵抗エレメントの抵抗値が変化するので、ブリッジ回路を用いて２つの測温抵抗エレメントの抵抗値のアンバランスに応じた信号を生成し、この信号から流速を求めるようになっている。
【０００４】
また、ガスメータ等に利用される他の種類の流量計として、フルイディック流量計が知られている。このフルイディック流量計は、噴流を発生させるノズル部の下流側に、一対の側壁によって流路拡大部を形成すると共に、側壁の外側に設けられたリターンガイドによって、ノズル部を通過した流体を各側壁の外側に沿ってノズル部の噴出口側へ導く一対のフィードバック流路を形成し、ノズル部を通過した流体が一対のフィードバック流路を交互に流れる現象（本出願において、フルイディック発振という。）を利用し、フルイディック発振の周波数や周期に基づいて流体の流量を測定するものである。このフルイディック流量計においてフルイディック発振を検出するセンサとしては、圧力センサが用いられることが多いが、前記特開平４−５８１１１号公報に示されるようにフローセンサを用いることも考えられる。
【０００５】
ところが、フローセンサは熱を放出するアクティブセンサであって、多くの電力を必要とするため、ガスメータのように電池で駆動する機器に使用する場合には連続的に使用することができないという問題があった。この問題を解決するため、例えば、供給電流の大きさを小さくする方法がある。しかしながら、フローセンサの出力電圧はヒータの消費電力に比例し、消費電力は消費電流の２乗に反比例するため、単に消費電流を減らすとセンサ出力電圧が減少してしまい、Ｓ／Ｎ比が悪くなる。従って、Ｓ／Ｎ比を改善するための高価な回路が必要となり、また、その改善の効果にも限界がある。
【０００６】
そのため、従来、ガスメータに使用されるフローセンサでは、連続的にフローセンサを駆動するのでなく、必要なときにのみ駆動するいわゆる間欠駆動を行うことによって間欠的な測定を行っていた。
【０００７】
図２２は、間欠的に駆動するように構成したフローセンサの要部を示す回路図である。このフローセンサは、流体の流れの方向に沿って配列された上流測温抵抗エレメント５０１と下流測温抵抗エレメント５０２とを備えている。これらの測温抵抗エレメント（センサ抵抗器）５０１，５０２は、温度が等しいときには抵抗値が等しい。上流測温抵抗エレメント５０１の一端はスイッチ５０３を介して定電流回路５０４に接続されている。上流測温抵抗エレメント５０１の他端は下流測温抵抗エレメント５０２の一端に接続され、下流測温抵抗エレメント５０２の他端は接地されている。直列に接続された２つの抵抗エレメント５０１，５０２の両端には、直列に接続された抵抗値の等しい基準抵抗器５０５，５０６が接続され、これらの抵抗エレメント５０１，５０２および基準抵抗器５０５，５０６によってブリッジ回路が構成されている。抵抗エレメント５０１，５０２の接続点と基準抵抗器５０５，５０６の接続点はそれぞれ増幅器５０７の各入力端に接続されている。スイッチ５０３は駆動制御回路５０８によってオン、オフが制御されるようになっている。この回路には、通電によって発熱するヒータエレメント５１５と、このヒータエレメント５１５に定電流を供給するための定電流回路５１６と、駆動制御回路５０８の制御によって定電流回路５１６からヒータエレメント５１５への電流供給をオンオフするスイッチ５１７とが設けられている。ヒータエレメント５１５は、２つの測温抵抗エレメント５０１，５０１の間に配置され、このヒータエレメント５１５で生じた熱が流体の流れによって下流側抵抗エレメント５０２の方向に流れるようになっている。
【０００８】
図２３（ａ）に示すように、このフローセンサでは、駆動制御回路５０８によって一定の周期（Ｔ）、且つ一定のデューティ比（周期Ｔに対するスイッチオンの時間Ｔｏｎの比）で間欠的にスイッチ５０３および５１７がオンにされ、定電流回路５０４からブリッジ回路に電流が間欠的に供給されると共に、定電流回路５１６からヒータエレメント５１５に電流が間欠的に供給される。この場合、ヒータエレメント５１５での消費電流は、連続駆動の場合に比べてＴｏｎ／Ｔに減少する。この電流によってヒータエレメント５１５は熱を発する。ここで、流速がゼロのときはヒータエレメント５１５から放出された熱は両側の測温抵抗エレメントに均等に伝わるため、これらの測温抵抗エレメントの抵抗値が等しくなり、増幅器５０７から出力される検知信号はゼロである。一方、流速がある大きさを持つ場合には、測温抵抗エレメント５０１，５０２の抵抗値に差が生じ、この差は流速が大きいほど大きくなる。従って、増幅器５０７から出力される検知信号５１８は流速に応じた大きさとなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のフローセンサにおいて、ヒータエレメント５１５は、スイッチ５１７がオンしている時間（Ｔｏｎ）において発熱し、センサの形状等で定まる熱時定数で徐々に温度が上昇する。そして、発熱開始から平衡温度に達するまでに所定の時間（以下、熱応答時間τ）を要する。このため、ある一定の流速の下では、測温抵抗エレメント５０１，５０２の温度差は図２３（ｂ）に示すように変化し、これに伴って増幅器５０７の出力５１８は図２３（ｃ）に示すように変化する。従って、出力を正確にサンプリングするため、スイッチオン期間（Ｔｏｎ）は、少なくとも増幅器５０７の出力５０８が安定するまでの時間（τ）以上にする必要がある。一方、消費電流を減少させるにはスイッチオフ期間（Ｔｏｆｆ ）が必要である。従って、測定サンプリングの周期は少なくとも（τ＋Ｔｏｆｆ ）以上にする必要がある。ここに、センサの出力電圧（出力５１８）が安定する時間τは、熱応答の早いフローセンサにおいても数十ｍｓｅｃ程度である。従って、例えば消費電流を１／１０にしようとすると、Ｔｏｎ：Ｔ＝１：１０となり、サンプリング周期を数百ｍｓｅｃ程度にする必要がある。
【００１０】
一方、間欠駆動の場合、スイッチオフの間は測定できないので、例えばフルイディック流量計のように流速が高い周波数で変動している流れを計測するには、１００Ｈｚ程度の応答性が必要とされる。すなわち、サンプリング周期を１０ｍｓｅｃ程度にする必要がある。従って、上記のような間欠駆動の方法をフルイディック流量計には応用するのは困難である。これを改善するため、フローセンサの形状をさらに小さくする等して熱時定数を小さし、熱応答時間を短くすることも考えられるが、これには製作上の困難性を伴うと共に、形状が小さくなることによってダストから受ける悪影響が大きくなるため、実用上問題がある。
【００１１】
また、フローセンサをフルイディック流量計においてフルイディック発振を検出するセンサとして用いた場合、図２４に示すように、流量の増加に伴ってフルイディック発振の発振周波数５１１が増加すると共に、フローセンサの出力信号５１２も増加する。しかしながら、フルイディック発振を検出するためには流速の絶対値は必要なく、流体の流れの方向が分かれば十分である。従って、フローセンサの出力信号５１２が、流速を検出できる最低限の出力レベル５１３を越える領域については無駄な電力を消費していることになる。
【００１２】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、連続的な測定を可能にしながら消費電力を低減できるようにした熱式流速センサを提供することにある。
【００１３】
また、本発明の第２の目的は、上記目的に加え、フルイディック流量計においてフルイディック発振を検出するセンサとして用いた場合に、より消費電力を低減できるようにした熱式流速センサを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の熱式流速センサは、電力の供給を受けて熱を放出するヒータ（ヒータ抵抗器）と、このヒータの近傍に設けられると共に温度に応じて抵抗値が変化する測温用抵抗器（センサ抵抗器）を有し、ヒータから放出された熱の流体による移動によって生じた測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、流体の流速に応じた検知信号を出力するセンサ回路と、流速を認識可能な最低限の検知信号を前記センサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるように、ヒータに対して間欠的に電力を供給するヒータ制御手段とを備えたものである。
【００１５】
この熱式流速センサでは、ヒータから熱が放出され、この熱の流体による移動によって生じた測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、センサ回路から流体の流速に応じた検知信号が出力される。また、ヒータ制御手段によって、流速を認識可能な最低限の検知信号をセンサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるように、ヒータに対して間欠的に電力が供給される。これにより、センサ回路による流量測定を常時可能としながら、ヒータにおける消費電力を低減することができる。
【００１６】
請求項２記載の熱式流速センサは、請求項１記載の熱式流速センサにおいて、前記ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期が、ヒータの熱時定数の２倍以下であるように構成したものである。一般に、ヒータは熱容量に起因する固有の熱時定数を有し、連続的な通電に対して発熱開始から平衡温度に達するまで一定の時間（熱応答時間）を要する。従って、このヒータの熱時定数の２倍以下の周期で電力を間欠的に供給することによって、次第に温度が上昇し、やがて発熱と放熱が平衡したところで一定温度に落ちつくようになる。これにより、間欠的な電力供給にもかかわらず、ヒータの温度（発熱量）をほぼ一定にすることができる。なお、前記ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期は、ヒータの熱時定数以下であることが好ましい。
【００１７】
請求項３記載の熱式流速センサは、請求項１または２記載の熱式流速センサにおいて、センサ回路の測温用抵抗器に間欠的に電流を供給するセンサ回路制御手段を更に備えたものである。
【００１８】
この熱式流速センサでは、センサ回路の測温用抵抗器への電力供給をも間欠的に行うことで、より消費電力が低減される。
【００１９】
請求項４記載の熱式流速センサは、請求項３記載の熱式流速センサにおいて、センサ回路制御手段が、ヒータ制御手段によるヒータに対する間欠的な電力供給に同期して測温用抵抗器に電流を供給するように構成したものである。
【００２０】
この熱式流速センサでは、ヒータに対する間欠的な電力供給と測温用抵抗器に対する間欠的な電流供給とを同期させることによって、常にヒータの温度がほぼ一定の状態（タイミング）で流速を測定することが可能となり、測定精度が向上する。
【００２１】
請求項５記載の熱式流速センサは、請求項３または４記載の熱式流速センサにおいて、センサ回路制御手段による電流供給時に電力を蓄積し、この蓄積した電力を用いて、センサ回路制御手段による電流非供給時に測温用抵抗器に電流を供給する電力蓄積手段を更に備えたものである。
【００２２】
この熱式流速センサでは、センサ回路制御手段による電流非供給時にも、電力蓄積手段によって測温用抵抗器に電流が供給されるので、連続的な検知信号の出力が可能となる。
【００２３】
請求項６記載の熱式流速センサは、フルイディック流量計においてフルイディック発振に伴って流速の変化する流路に設けられ、フルイディック発振を検出するために流速を検出する熱式流速センサであって、電力の供給を受けて熱を放出するヒータと、このヒータの近傍に設けられると共に温度に応じて抵抗値が変化する測温用抵抗器を有し、ヒータから放出された熱の流体による移動によって生じた測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、流体の流速に応じた検知信号を出力するセンサ回路と、このセンサ回路の検知信号に応じて、流速を認識可能な最低限の検知信号を前記センサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量を前記ヒータが放出できるように前記ヒータへの供給電力を制御するヒータ制御手段とを備えたものである。
【００２４】
この熱式流速センサでは、ヒータから熱が放出され、この熱の流体による移動によって生じた測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、センサ回路から流体の流速に応じた検知信号が出力される。また、ヒータ制御手段によって、センサ回路の検知信号（すなわち流速）に応じて、流速を認識可能な最低限の検知信号を前記センサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるように、ヒータに供給する電力が制御される。熱式流速センサによってフルイディック発振を検出する場合、流速の絶対値は必要なく、流体の流れの方向が分かれば十分である。そこで、上述のように、センサ回路の検知信号に応じて、必要最低限の熱量がヒータから放出されて流体の流れにより測温用抵抗器の周囲に移動・保持されるように、ヒータへの供給電力を制御する。これによって、消費電力をより一層低減することができる。
【００２５】
請求項７記載の熱式流速センサは、請求項６記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、ヒータに対して間欠的に電力を供給すると共に、センサ回路の検知信号に応じて電力供給のデューティを変化させることによって電力を制御するように構成したものである。
【００２６】
請求項８記載の熱式流速センサは、請求項７記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、電力供給の周期を一定とする一方、電力供給の時間を変えることによって電力供給のデューティを変化させるように構成したものである。
【００２７】
請求項９記載の熱式流速センサは、請求項６記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、ヒータに対して間欠的に電力を供給すると共に、センサ回路の検知信号に応じてヒータに印加する電圧を変化させることによってヒータに供給する電力を制御するように構成したものである。
【００２８】
請求項１０記載の熱式流速センサは、請求項７ないし９のいずれか１に記載の熱式流速センサにおいて、前記ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期が、ヒータの熱時定数の２倍以下であるように構成したものである。この熱式流速センサでは、請求項２記載の熱式流速センサの場合と同様に、間欠的な電力供給にもかかわらず、ヒータの温度（発熱量）をほぼ一定にすることができる。なお、前記ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期は、ヒータの熱時定数以下であることが好ましい。
【００２９】
請求項１１記載の熱式流速センサは、請求項６記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、センサ回路の検知信号のレベルに応じて、ヒータに供給する電力を制御するように構成したものである。熱式流速センサによってフルイディック発振を検出する場合、ヒータに供給する電力が一定であれば、流量が大きくなるほどセンサ回路の検知信号のレベルは大きくなる。従って、センサ回路の検知信号のレベルが大きいほど、ヒータに供給する電力を小さくすることが可能となる。そこで、センサ回路の検知信号のレベルに応じて、ヒータに供給する電力を制御することによって、消費電力を低減することが可能となる。
【００３０】
請求項１２記載の熱式流速センサは、請求項６記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、センサ回路の検知信号の周波数または周期に応じて、ヒータに供給する電力を制御するように構成したものである。熱式流速センサによってフルイディック発振を検出する場合、流量が大きくなるほど、センサ回路の検知信号の周波数は大きくなり（周期は小さくなり）、かつ検知信号レベルが大きくなる。従って、センサ回路の検知信号の周波数が大きいほど（周期が小さいほど）、ヒータに供給する電力を小さくすることが可能となる。そこで、センサ回路の検知信号の周波数または周期に応じて、ヒータに供給する電力を制御することによって、消費電力を低減することが可能となる。
【００３１】
請求項１３記載の熱式流速センサは、請求項１ないし１２のいずれか１に記載の熱式流速センサにおいて、測温用抵抗器がヒータの両側に１つずつ設けられているものである。
【００３２】
【実施例】
以下、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。
【００３３】
図１は本発明の一実施例に係る熱式流速センサを備えたフルイディック流量計の断面を表わすものである。なお、本実施例は、ガスメータとして使用するフルイディック流量計の例である。
【００３４】
図１に示すように、このフルイディック流量計は、気体（ガス）を導入するための入口部１１と気体を排出するための出口部１２とを有する本体１０を備えている。本体１０内には隔壁１３が設けられ、この隔壁１３と入口部１１との間に気体流路１４が形成され、隔壁１３と出口部１２との間に気体流路１５が形成されている。隔壁１３には開口部１６が設けられ、気体流路１４内には、開口部１６を閉塞可能な遮断弁１７が設けられている。本体１０の外側にはソレノイド１８が固定され、このソレノイド１８のプランジャ１９が、本体１０の側壁を貫通して遮断弁１７に接合されている。遮断弁１７と本体１０との間におけるプランジャ１９の周囲にはばね２０が設けられ、このばね２０が遮断弁１７を開口部１６側へ付勢している。
【００３５】
気体流路１５内には、入口部１１から導入した気体を通過させて噴流を配設させるノズル部２１が設けられている。このノズル部２１の上流側には、気体の流れを整えるための整流部材２２が設けられている。ノズル部２１の下流側には、拡大された流路を形成する一対の側壁２３，２４が設けられている。この側壁２３，２４の間には、所定の間隔を開けて、上流側に第１ターゲット２５、下流側に第２ターゲット２６がそれぞれ配設されている。側壁２３，２４の外側には、ノズル部２１を通過した気体を各側壁２３，２４の外周部に沿ってノズル部２１の噴出口側へ帰還させる一対のフィードバック流路２７，２８を形成するリターンガイド２９が配設されている。フィードバック流路２７，２８の各出口部分と出口部１２との間には、リターンガイド２９の背面と本体１０とによって、一対の排出路３１，３２が形成されている。ノズル部２１の噴出口の近傍には、ノズル部２１を通過した気体の流れる方向の切り替わりを検出するための熱式流速センサに通じる導圧孔３３，３４が設けられている。
【００３６】
図２は図１における導圧孔３３，３４および熱式流速センサを含む断面を拡大して表すものである。この図に示すように、本体１０の底部の外側には、導圧孔３３と導圧孔３４との間を連通する導圧管３７が設けられている。導圧管３７のほぼ中央部の内壁面には、導圧孔３３における圧力と導圧孔３４における圧力との差（以下、単に差圧という）を、導圧管３７内を流れる気体の流速として検出し、その流れの方向の変化を検出することによってノズル部２１を通過した気体の流れ方向の切り替わり（すなわち、フルイディック発振）を検知する熱式流速センサ（以下、フローセンサという）３８が配設されている。また、導圧管３７は本体１０の底部の外側に固定されたケース３９によって覆われている。
【００３７】
図３は図２の導圧管３７を本体１０の底部に平行な面で切った断面を表すものである。この図に示すように、導圧管３７の内壁に配設されたフローセンサ３８は、半導体基台４０と、この半導体基台４０上に形成された薄膜層（図示せず）と、この薄膜上に形成された測温用の２つのセンサ抵抗器４１、４２と、加熱用のヒータ抵抗器４３とを備えている。これらの３つの抵抗器は、気体の流れ方向（矢印ＡまたはＢ）に沿ってセンサ抵抗器４１（または４２）、ヒータ抵抗器４３、センサ抵抗器４２（または４１）の順に配置されると共に、相互に熱伝導による大きな熱移動が生じないように隔絶されている。
【００３８】
次に、以上のような構成のフルイディック流量計の概略動作を説明する。入口部１１から導入された気体は、気体流路１４、開口部１６、気体流路１５、整流部材２２を順に経て、ノズル部２１に入る。ノズル部２１を通過した気体は、噴流となって噴出口より噴出される。噴出口より噴出された気体は、コアンダ効果により一方の側壁に沿って流れる。ここでは、まず側壁２３に沿って流れるものとする。側壁２３に沿って流れた気体は、更にフィードバック流路２７を経て、ノズル部２１の噴出口側へ帰還され、排出路３１を経て出口部１２より排出される。このとき、ノズル部２１より噴出された気体は、フィードバック流路２７を流れてきた気体によって方向が変えられ、今度は他方の側壁２４に沿って流れるようになる。この気体は、更にフィードバック流路２８を経て、ノズル部２１の噴出口側へ帰還され、排出路３２を経て出口部１２より排出される。すると、ノズル部２１より噴出された気体は、今度は、フィードバック流路２８を流れてきた気体によって方向が変えられ、再び側壁２３、フィードバック流路２７に沿って流れるようになる。以上の動作を繰り返すことにより、ノズル部２１を通過した気体は一対のフィードバック流路２７，２８を交互に流れるフルイディック発振を行う。
【００３９】
このフルイディック発振の周波数（または周期）は流量（流速）と対応関係があり、フローセンサ３８によって検出される。すなわち、ノズル部２１を通過した気体が一対のフィードバック流路２７，２８を交互に流れると、ベルヌーイの法則により、導圧孔３３と導圧孔３４との間に差圧が生じると共に、この差圧の方向が流量（流速）に対応した周波数で変化する。このため、導圧管３７内には、この差圧方向の変化に応じて矢印ＡおよびＢの方向に気体が交互に流れる。この流れの方向の変化をフローセンサ３８で検出することでフルイディック発振周波数が求められ、これよりフルイディック流量計のノズル部２１を流れる流量が求まる。
【００４０】
図４は図３のフローセンサ３８を用いてフルイディック発振周波数を検出するように構成したセンサ回路の要部を表すものである。この図に示すように、フローセンサ３８のセンサ抵抗器４１とセンサ抵抗器４２とは直列接続され、同様に直列接続された他の２つの基準抵抗器５１，５２と共にブリッジ回路５０を構成している。センサ抵抗器４１，４２は同一温度下で同一抵抗値を有し、温度上昇と共に抵抗値が増加するようになっている。基準抵抗器５１，５２は常に同一抵抗値を有するように共に同一温度状態に保持される。センサ抵抗器４１，４２の接続点と基準抵抗器５１，５２の接続点とはそれぞれ差動増幅器５３の各入力端に接続されている。差動増幅器５３の出力端は周期検出回路５６に接続されている。センサ抵抗器４１の他端は基準抵抗器５１の他端に接続されると共に、一定のセンシング（測温用）電流を供給するための定電流回路６５に接続されている。センサ抵抗器４２の他端は抵抗器５２の他端に接続されると共に、接地接続されている。
【００４１】
一方、フローセンサ３８のヒータ抵抗器４３はスイッチ６２を介して定電流回路６１に接続されるようになっている。スイッチ６２は、スイッチング制御回路６４から出力されるスイッチング信号６３によりオン／オフ（閉／開）動作を行い、これにより定電流回路６１からの一定電流をヒータ抵抗器４３に間欠的に供給するようになっている。
【００４２】
図５は図４のスイッチング制御回路６４の具体的な構成を表すものである。また、図６はスイッチング制御回路６４およびヒータ抵抗器４３の動作を説明するための波形図である。スイッチング制御回路６４は、抵抗器８１，８２およびキャパシタ８３を外付け素子として有するパルス発生器８４と、抵抗器８５およびキャパシタ８６を外付け素子として有する単安定マルチバイブレータ８７とを備えている。パルス発生器８４は、抵抗器８１の抵抗値（ＲＡ ）、抵抗器８２の抵抗値（ＲＢ ）、およびキャパシタ８３の容量値（Ｃ）の組合せで定まる周期（Ｔ２ ）でトリガパルス８８（図６（ａ））を発生し、単安定マルチバイブレータ８７に供給するようになっている。単安定マルチバイブレータ８７は、抵抗器８５の抵抗値（ＲＸ ）とキャパシタ８６の容量値（ＣＸ ）とによって定まるパルス幅（Ｔ１ ）のパルス信号を生成し、これをスイッチング制御信号６３（図６（ｂ））として出力するようになっている。
【００４３】
次に、以上のような構成のセンサ回路（図４）の動作を図７を参照して説明する。スイッチング制御回路６４から出力されたスイッチング信号６３（図７（ａ））は、例えばＮＰＮ型のトランジスタで構成されるスイッチ６２のベースに印加され、このスイッチ６２は、スイッチング信号６３の“０”，“１”レベルに対応してオンオフする。これにより、ヒータ抵抗器４３には、定電流回路６１から一定電流（ＩＨ ）が周期Ｔ２ ごとに時間Ｔ１ だけ流れる。ヒータ抵抗器４３は電流供給期間において発熱する一方、電流非供給期間においては発熱が停止しヒータ抵抗器４３の熱時定数で定まる勾配で温度が下がる。このため、ヒータ抵抗器４３の温度はスイッチ６２のオンオフに応じて上下に変動する。
【００４４】
ここで、周期（Ｔ２ ）の値をヒータ抵抗４３の熱時定数の２倍以下に設定しておくと、ヒータ抵抗器４３の温度は図７（ｂ）に示すように、階段状に上昇し、発熱と放熱が平衡したところでほぼ一定温度（ｔ１ ）で安定する。ここに、熱時定数は、連続通電した場合において発熱開始から一定温度になるまでの時間（応答時間τ）の１／ｅ倍（約６３％）である。この場合、ヒータ抵抗器４３に電力を間欠的に供給しているにもかかわらず、ヒータ抵抗器４３の温度は、センサ自体の熱容量によるフィルタ効果によって平滑化されることとなる。但し、この温度（ｔ１ ）は、差動増幅器５３の出力（検知信号５８）によって導圧管３７内の最小流速を認識できるような最低限の温度（ｔＴＨ）以上になるように設定する。具体的には、この条件を満たすために、スイッチング信号６３のデューティ比（すなわち、周期（Ｔ２ ）に対するパルス幅（Ｔ１ ）の比）と、定電流回路６１からヒータ抵抗器４３に供給される電流の大きさ（ＩＨ ）とを適正に設定する。すなわち、ヒータ抵抗器４３で生じ、ここから最小流速の気体流に乗ってセンサ抵抗器４１，４２の周囲に移動し保持される熱量によって、センサ抵抗器４１，４２間に検出可能な抵抗値差が生じるように設定する。なお、周期（Ｔ２ ）の値は、ヒータ抵抗器４３の温度の脈動を考慮すると、ヒータ抵抗４３の熱時定数以下であることが好ましい。
【００４５】
このようにして、ヒータ抵抗器４３が一定温度（ｔ１ ）で安定した状態において、流速の計測を行う。図３の導圧管３７内に気体の流れがない場合（すなわち、フルイディック流量計の流量（流速）がゼロの場合（図７（ｃ））には、センサ抵抗器４１，４２の温度差がなくなるため（図７（ｄ））、センサ抵抗器４１，４２の抵抗値は等しくなる。このため、点ａ，ｂの電位が等しくなり（すなわち、ブリッジ回路５０は平衡状態となり）、差動増幅器５３の出力はゼロとなる（図７（ｅ））。
【００４６】
一方、気体がある大きさの流速でフルイディック流量計内を流れると、その流速に応じた周波数でフルイディック発振が生じ、導圧管３７を気体が矢印ＡおよびＢの方向に交互に流れる（図７（ｃ））。ここで、例えば、ある瞬間における気体流の方向が矢印Ａの方向であったとすると、風下側となるセンサ抵抗器４２は風上側のセンサ抵抗器４１から気体流によって運ばれた熱によって温度が流速ゼロのときよりも上昇し、風上側となるセンサ抵抗器４１は気体流によって冷却されて温度が流速ゼロのときよりも下降する。このため、センサ抵抗器４１の抵抗値が小さくなる一方、センサ抵抗器４２の抵抗値が大きくなり、両抵抗値間に差が生じる。これにより、ブリッジ回路５０の平衡が破れ（すなわち、センサ抵抗器４１，４２の点ａの電位が基準抵抗器５１，５２の点ｂの電位よりも大きくなり）、差動増幅器５３の出力（検知信号５８）は増大する。一方、気体の流れの方向が矢印Ｂの方向の場合には、上記と全く逆の状態となり、センサ抵抗器４１，４２の接続点ａの電位が基準抵抗器５１，５２の接続点ｂの電位よりも小さくなり、検知信号５８は減少する。従って、フルイディック発振により導圧管３７を気体が矢印ＡおよびＢの方向に交互に流れると（図７（ｃ））、センサ抵抗器４１，４２の温度差は図７（ｄ）に示すように正弦波状に変動する。この場合、検知信号５８を得るのに必要なセンシング用の電流は定電流回路６５によって常時供給されているため、検知信号５８は図７（ｅ）のような連続的な正弦波状の波形となる。
【００４７】
この検知信号５８（図７（ｅ））は、周期検出回路５６に入力されて周期（または周波数）が検出される。ここで検出される周波数は、フルイディック発振周波数であり、図２４の符号５１１で示したように、フルイディック流量計内を流れる気体の流速の増大と共に増大する。なお、フルイディック発振周波数の増大に伴って導圧管３７内の流速も増大するため、接続点ａ，ｂの電位差も大きくなり、図２４の符号５１２で示すように、センサ回路の出力信号（検知信号５８振幅）も増大する。
【００４８】
このように、本実施例によれば、ヒータ抵抗器４３を間欠駆動することにより消費電力を低減することができるため、電池駆動方式でセンサを構成する場合に特に有効になると共に、その間欠駆動の周期をヒータ抵抗器４３の熱時定数の２倍以下（好ましくは熱時定数以下）にすることでヒータ抵抗器４３の温度をほぼ一定状態に保持するようにしたので、ヒータ抵抗器４３に常時電力を供給したのと同様の状態とすることができる。また、センサ抵抗器４１，４２へのセンシング電流は常時供給するため、センサ回路は常時出力状態となる。従って、ヒータ抵抗器４３の必要最小限の温度が確保されるように電力供給デューティを設定する限り、センサ回路は、連続的かつ有効な検知信号を出力することができる。このため、測定サンプリング周期を極めて小さくすることも可能となり、フルイディック流量計のように高い周波数（短い周期）で流速が変動するような用途にも十分適用することができる。
【００４９】
図８は、本発明のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表すものである。この図で、上記実施例（図４）と同一部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００５０】
このセンサ回路は、定電流回路６５とブリッジ回路５０との間にスイッチ６６を備え、このスイッチ６６のオンオフ制御がスイッチング制御回路６４からのスイッチング信号６３によって行われるようにしたものでる。また、差動増幅器５３と周期検出回路５６との間にはサンプルホールド回路５５が設けられている。その他の構成は図４と同じである。
【００５１】
このセンサ回路では、スイッチ６６のオンオフ動作によってブリッジ回路５０に流れるセンシング用電流も間欠的となり、差動増幅器５３からの検知信号５４は図９（ａ）に示すようになる。この検知信号５４は、サンプルホールド回路５５により信号の欠落部分を補間されて図９（ｂ）に示すような階段状の信号５７となり、さらに周期検出回路５６に入力されて周期（または周波数）が検出される。
【００５２】
このように、本実施例によれば、ヒータ抵抗器４３およびブリッジ回路５０への通電制御を双方共に間欠的に行うことにより、ヒータ抵抗器４３において熱発生に消費される電力の低減のみならず、ブリッジ回路５０においてセンシングに消費される電力をも低減することができ、より一層の電力節約が可能となる。
【００５３】
なお、本実施例では、ブリッジ回路５０の通電制御をヒータ抵抗器４３の通電と同時に行うこととしたが、流速ゼロでのヒータ抵抗器４３の温度が図７（ｂ）のしきい値（ｔＴＨ）以上に保持される限り、同時である必要はなく、また、同期させる必要もない。何故なら、フルイディック流量計において流量を求める場合には、センサ出力信号（検知信号５４）の周波数（フルイディック発振周波数）のみが必要であって、その絶対値（振幅）は不要であるため、気体流の認識に必要な最小限の大きさの検知信号５４が得られる限り、ヒータ抵抗器４３の温度が変化しても周波数を検出可能だからである。
【００５４】
従って、例えば、ヒータ抵抗器４３への電力供給は、最小レベルのセンサ出力を得るのに足りる比較的長い周期で行う一方、センサ抵抗器４１，４２へのセンシング用電流の供給は、大流量に対応した高いフルイディック周波数をも検出できるような短い周期で行うことも可能である。このようにすることにより、センサ抵抗器４１，４２への供給電力をも低減すると同時に、フルイディック流量計におけるフルイディック発振のように相当高い周波数で流速が変動するような用途にも十分対応することができる。これは、図８において、スイッチング制御回路６４とは別のスイッチング制御回路を設け、これより出力する高周波のスイッチング信号によってスイッチ６６をオンオフさせ、センサ抵抗器４１，４２への通電を高速でオンオフ制御することで可能となる。
【００５５】
但し、通常の定常流のように流速変動の周期が比較的長い場合には、回路構成の簡略化のため、図８のようにヒータ抵抗器４３の駆動とセンサ抵抗器４１，４２の駆動とを同時に行うか、あるいは少なくとも両者を同期させて行うことが好ましい。この場合には、ヒータ抵抗器４３の温度が常に一定（すなわち、気体流によってヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１，４２の周囲に移動する熱量が常に一定）となるタイミングで検知信号５４が得られるため、検知信号５４の絶対値（すなわち定常流の流速の絶対値）を精度よく検出することができる。なお、同期制御は、例えば、スイッチング信号６３を所定時間遅延させた信号によってスイッチ６６のオンオフ制御を行う構成で可能となる。この場合、遅延回路を１つ追加するだけで済み、回路構成も簡単である。
【００５６】
図１０は本発明のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表すものである。この図で、上記実施例（図８）と同一部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００５７】
このセンサ回路は、図８の回路構成に加えて、スイッチ６６とブリッジ回路５０との接続点と接地との間にバックアップ用のキャパシタ６９を接続配置したものである。また、本実施例では、サンプルホールド回路は設けられていない。その他の構成は図８の回路と同じである。
【００５８】
このセンサ回路では、スイッチ６６がオンの期間においてブリッジ回路５０にセンシング用電流が供給されると同時にキャパシタ６９が充電され、スイッチ６６がオフの期間においてはキャパシタ６９が放電し、ブリッジ回路５０に電流が供給される。このため、スイッチ６６のオンオフ動作にかかわらず、ブリッジ回路５０の通電状態が確保される。従って、差動増幅器５３からの検知信号５８は図９（ａ）のように間欠的にはならず、図７（ｅ）に示した滑らかな正弦波状の波形となる。このため、キャパシタ６９を設ける一方で図８の場合のような検知信号５４の欠落部分を補間するためのサンプルホールド回路は不要となり、差動増幅器５３からの検知信号５４を周期検出回路５６に直接入力して周期を検出することができる。従って、本実施例の構成によれば、ブリッジ回路５０に供給されるセンシング用電力の消費を連続供給の場合よりも低減できると共に、回路の簡素化が可能となる。
【００５９】
なお、以上の３つの実施例（図４、図８および図１０）では、フローセンサのヒータ抵抗器の間欠駆動制御を主としてフルイディック流量計におけるフルイディック発振周波数の検出という特殊な用途に適用する場合について説明したが、これに限るものではなく、一定条件の下では、一定方向に流れる定常流の流量（流速）を検出する場合にも適用することができる。すなわち、図８の説明においても述べたように、ヒータ抵抗器４３の温度が常に一定（あるいは、気体流によってヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１，４２の周囲に移動する熱量が常に一定）となる一定タイミング（具体的にはヒータ抵抗器４３の駆動と同期したタイミング）で検知信号５４をサンプリングするようにすれば、図７（ｂ）に示したようなヒータ抵抗器４３の温度の変動は殆ど問題とならなくなり、一定間隔ではあるが流速の絶対値およびその変化を比較的精度よく検出することができる。
【００６０】
また、図７（ｂ）に示したようにヒータ抵抗器４３の温度（すなわち、気体流によってヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１，４２の周囲に移動する熱量）が多少変動しても、その変動幅が流量の測定精度から要求される一定の許容範囲内に入るように、ヒータ抵抗器４３の熱時定数をも考慮してヒータ抵抗器４３の間欠駆動制御を行うようにすれば、定常流の流量（流速）の絶対値の変化を連続的あるいは極めてきめ細かく検出することができる。
【００６１】
図１１は本発明のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表すものである。この図で、上記実施例（図４）と同一部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００６２】
このセンサ回路は、差動増幅器５３からの検知信号５８をスイッチング制御回路７４にフィードバックし、検知信号５８のレベルまたは周期（または周波数）に応じてスイッチング信号７３のデューティ比（周期Ｔ２ に対するパルス幅Ｔ１ の比）を可変制御するようにしたものである。これにより、ヒータ抵抗器４３への間欠的電力供給のデューティが導圧管３７内の流速、すなわちフルイディック流量計の流量に応じて変化するように自動制御が行われる。具体的には、流量の増大と共にヒータ抵抗器４３への電力供給デューティを減少させるように制御が行われるようになっている。その他の回路構成は図４に示した実施例と同じである。
【００６３】
図１２は図１１のスイッチング制御回路７４の具体的回路構成例を表すものである。この回路は、差動増幅器５３からの検知信号５８の電圧レベルと所定の基準電圧（ＶＴＨ）とを比較し、その比較結果に応じてディジタル信号“０”または“１”を出力する比較回路９０と、この比較回路９０からの比較結果信号に基づき、ヒータ抵抗器４３への電力供給のデューティを決定するデューティ決定回路１００とを備えている。そして、本回路では、検知信号５８のレベルに応じてスイッチング信号７３のデューティ比（周期Ｔ２ に対するパルス幅Ｔ１ の比）を可変制御するようにしている。
【００６４】
比較回路９０は、検知信号５８がアノードに入力されるダイオード９１およびこのダイオード９１のカソードと接地との間に接続されたキャパシタ９２からなる整流回路９３と、ダイオード９１とキャパシタ９２との接続点を一方の入力端に接続し定電圧電源９５を他の入力端に接続した比較器９６とを備えている。比較器９６は、整流回路９３の出力信号９４と定電圧電源９５からの基準電圧（ＶＴＨ）とを比較し、出力信号９４がＶＴＨ未満のとき“０”、出力信号９４がＶＴＨ以上のとき“１（＝ＶＣＣ）”の比較結果信号９７を出力するようになっている。
【００６５】
デューティ決定回路１００は、比較結果信号９７に応じてカウント方向（アップ／ダウン）を切り替えてカウントを行うアップダウンカウンタ１０１と、リセット信号１０８によってカウント値がリセットされカウントアップを開始するカウンタ１０２と、アップダウンカウンタ１０１のカウント値１０３とカウンタ１０２のカウント値１０４とを逐次比較し、その比較結果に応じて“０”または“１”の比較結果信号１１０を出力する比較器１０５と、比較結果信号１１０を反転するインバータ１０６と、アップダウンカウンタ１０１およびカウンタ１０２に所定の周波数（周期Ｔ０ ）のクロック信号１０９を供給するクロック供給回路１０７とを備えている。
【００６６】
以上のような構成のスイッチング制御回路７４の動作を図１３および図１４を参照して説明する。
【００６７】
フルイディック流量計を流れる気体の流量が低流量から高流量に変化すると、導圧管３７内のセンサ回路（図１１）によって検出されるフルイディック発振の周波数と振幅とが次第に増大し、例えば差動増幅器５３からの検知信号５８の波形は図１３（ａ）のように変化する。この検知信号５８は比較回路９０の整流回路９３で半波整流され、図１３（ｂ）に示すような波形の出力信号９４として比較器９６の一方の入力端に入力される。比較器９６は、出力信号９４と基準電圧（ＶＴＨ）とを比較し、出力信号９４がＶＴＨ未満のとき“０”、出力信号９４がＶＴＨ以上のとき“１（＝ＶＣＣ）”の比較結果信号９７を出力する（図１３（ｃ））。なお、整流回路９３は半波整流回路でなく全波整流回路として構成してもよい。
【００６８】
デューティ決定回路１００のアップダウンカウンタ１０１は、比較結果信号９７が“０”のときはカウントアップ動作を行い、比較結果信号９７が“１”のときはカウントダウン動作を行う。従って、出力信号９４がＶＴＨを超えるｔ１ の時点でアップダウンカウンタ１０１のカウント方向がアップからダウンに切り替わる（図１３（ｃ），（ｄ），図１４（ａ））。一方、フルイディック流量計の気体流量が減少する場合は、フルイディック発振の周波数と振幅とが次第に減少し、出力信号９４がＶＴＨを下回った時点で、アップダウンカウンタ１０１のカウント方向がダウンからアップに切り替わる。
【００６９】
図１４（ｃ）は、このようなアップダウンカウンタ１０１の動作の一例を示している。この図で、アップダウンカウンタ１０１のカウント値１０３は、クロック信号１０９（図１４（ｂ））の立ち上がりのタイミングで、“ｉ−１”から“ｊ”まで増加した後、時刻ｔ１ でカウント方向が切り替わり、今度は“ｊ”，“ｊ−１”，……というように減少する。
【００７０】
一方、カウンタ１０２は、リセット信号１０８（図１４（ｅ））の立ち下がりのタイミングでそれまでのカウント値がリセットされカウント動作を開始する。そして、クロック信号１０９（図１４（ｂ））の立ち上がりのタイミングで“１”，“２”，……というようにカウントアップし、これをカウント値１０４（図１４（ｄ））として出力する。
【００７１】
比較器１０５は、アップダウンカウンタ１０１のカウント値１０３とカウンタ１０２のカウント値１０４とを比較し、その結果、前者が後者より大きいときは比較結果信号１１０として“０”を出力する一方、前者が後者より小さいときは“１”を出力する。例えば図１４（ｃ），（ｄ）において、カウント値１０３が“ｊ−２”から“ｊ−３”へと減少すると共にカウント値１０４が“ｎ”から“ｎ＋１”へと増加するタイミング（ｔ２ ）においてカウント値１０３がカウント値１０４を下回ったとすると、このタイミングで比較結果信号１１０が“０”から“１”に変化する（図１４（ｆ））。なお、この場合、ｎ＝ｊ−３となる。
【００７２】
比較結果信号１１０は、リセット信号１０８（図１４（ｅ））のタイミングで“０”レベルにリセットされると共に、インバータ１０６によって反転される。従って、インバータ１０６からは、図１４（ｇ）に示すように、パルス幅がｎＴ０ のスイッチング信号７３が出力される。
【００７３】
この場合、クロック信号１０９のｍ個ごとにリセット信号１０８を与えるものとすると、リセット信号１０８のパルス周期はｍＴ０ となる。従って、スイッチング信号７３のデューティ比はｎ／ｍとなる。
【００７４】
ここに、整数ｎは検知信号５８のレベル（振幅の大きさ）と比較器９６の基準電圧ＶＴＨとの差に対応して間接的に定まるものである。すなわち、上述のように、流量変化によって検知信号５８のレベルが基準電圧ＶＴＨをクロスするごとにアップダウンカウンタ１０１のカウント方向が切り替わるが、検知信号５８のレベルが基準電圧ＶＴＨに満たないときはアップダウンカウンタ１０１はカウントアップを続け、その後カウントダウンとカウントアップとを交互に行いながら最終的にカウント値１０３は大きい値に収斂するため、ｎも大きい値となり、スイッチング信号７３のパルス幅（Ｔ１ ＝ｎＴ０ ）は増大する。一方、検知信号５８のレベルが基準電圧ＶＴＨを超えているときは、アップダウンカウンタ１０１はカウントダウンを続け、その後カウントアップとカウントダウンとを交互に行いながら最終的にカウント値１０３は小さい値に収斂するため、ｎも小さい値となり、スイッチング信号７３のパルス幅（Ｔ１ ＝ｎＴ０ ）は縮小する。
【００７５】
このようにして、流量の増大に伴って差動増幅器５３からの検知信号５８のレベル（振幅）が大きくなると、スイッチング信号７３によってスイッチ６２のオン期間が短くなる一方、流量の減少に伴って検知信号５８のレベル（振幅）が小さくなると、スイッチ６２のオン期間が長くなる。すなわち、図１５に示すように、ヒータ抵抗器４３への電力供給デューティ（符合１１１）は、流量の増大に伴って減少する形となる。従って、ヒータ抵抗器４３の発生熱量（符合１１２）も流速の増大に伴って減少する。
【００７６】
ヒータ抵抗器４３の発生熱量が減少すると、フローセンサ３８のセンサ抵抗器４１，４２の温度差の拡大が抑制される。従って、流速が増大する場合において、ヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１（４２）への気体流による熱移動量の増大に起因するセンサ抵抗器４１，４２の温度差の拡大と、熱源であるヒータ抵抗器４３の発生熱量の減少に起因するセンサ抵抗器４１，４２の温度差の縮小とが相殺するようにセンサ抵抗器４１の発生熱量を制御することにより、図１６に示すように、差動増幅器５３からの検知信号５８（符合１２０）は、流速にかかわらずほぼ一定レベルに保持される。具体的には、センサ出力はヒータ抵抗器４３への供給電力に比例するため、センサ出力の増加率をｋとした場合、ヒータ抵抗器４３への供給電力のデューティは１／ｋとすればよい。但し、このとき、検知信号５８のレベル１２０は、周期検出回路５６によって周期（周波数）の検出が可能な程度のレベル１２１を超えていることが必要である。
【００７７】
このように本実施例は、フルイディック流量計においては、流量はフルイディック発振に伴うセンサ出力電圧の周波数を検出するのみで求めることができ、センサ出力電圧の絶対値を検出する必要がないという特性に着目したものである。そして、図１６に示すように、センサ回路の出力電圧（符合１２０）は、センサ抵抗器４１への電力供給のデューティを制御しない場合の出力電圧１２２と比べると、出力電圧差１２３に相当する分だけ、ヒータ抵抗器４３への供給電力を節約することができる。従って、フルイディック流量計を電池駆動方式で構成する場合には、特に効果が大きい。
【００７８】
図１７は図１１におけるスイッチング制御回路７４の他の回路構成例を表すものである。この回路は、図１１の差動増幅器５３からの検知信号５８を半波整流するための整流回路１３０と、整流回路１３０の出力信号１３６のレベルを検出し、その検出レベルに応じた制御信号１４５を出力するレベル検出回路１４０と、このレベル検出回路１４０からの制御信号１４５に対応したパルス幅のパルス信号であるスイッチング信号７３を出力するデューティ決定回路１５０とを備えている。そして、本回路では、検知信号５８のレベルに応じてスイッチング信号７３のデューティ比（周期Ｔ２ に対するパルス幅Ｔ１ の比）を可変制御するようにしている。
【００７９】
整流回路１３０は、検知信号５８がアノードに入力されるダイオード１３１、およびこのダイオード１３１のカソードと接地との間に接続されたキャパシタ１３２からなり、交流信号として入力された検知信号５８を半波整流して出力するようになっている。
【００８０】
レベル検出回路１４０は、整流回路１３０からの整流信号１３６が抵抗器１４１を介して入力端の一方に入力される差動増幅器（オペアンプ）１４２を備えている。差動増幅器１４２の他の入力端は、一定の基準電圧ＶＴＨを出力する定電圧電源１４４に接続されている。この差動増幅器５３の出力端は、抵抗器１４３を介して、抵抗器１４１が接続された方の差動増幅器５３の入力端に接続されている。このレベル検出回路１４０は、基準電圧ＶＴＨと整流信号１３６との差を増幅し、この差に応じたレベルの制御信号１４５を出力するようになっている。
【００８１】
デューティ決定回路１５０は、抵抗器８１，８２およびキャパシタ８３を外付け素子として有するパルス発生器８４と、Ｎ型のＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ） トランジスタ１５１およびキャパシタ８６を外付け素子として有する単安定マルチバイブレータ８７とを備えている。ＭＯＳトランジスタ１５１のゲートには、レベル検出回路１４０からの制御信号１４５が印加され、この制御信号１４５のレベルに応じてソース・ドレイン間抵抗値（ＲＸ ′）が変化するようになっている。
【００８２】
以上のような構成のスイッチング制御回路７４の動作を図１８を参照して説明する。フルイディック流量計を流れる気体の流量が低流量から高流量に変化すると、導圧管３７内のセンサ回路（図１１）によって検出されるフルイディック発振の周波数と振幅とが次第に増大し、例えば、差動増幅器５３からの検知信号５８の波形は図１８（ａ）のように変化する。
【００８３】
この検知信号５８は整流回路１３０で半波整流され、図１８（ｂ）に示すような波形の整流信号１３６となってレベル検出回路１４０に入力される。レベル検出回路１４０の差動増幅器１４２は、抵抗器１４１を介して一方の入力端に入力される整流信号１３６と基準電圧ＶＴＨとの差を増幅し、図１８（ｃ）に示すような制御信号１４５を出力する。
【００８４】
レベル検出回路１４０からの制御信号１４５はデューティ決定回路１５０のＭＯＳトランジスタ１５１のゲートに印加され、このＭＯＳトランジスタ１５１のソース・ドレイン間抵抗値（ＲＸ ′）を制御する。具体的には、制御信号１４５のレベルが大きくなるとＲＸ ′が減少し、制御信号１４５のレベルが小さくなるとＲＸ ′が増大する。
【００８５】
一方、パルス発生器８４は、抵抗器８１の抵抗値（ＲＡ ）、抵抗器８２の抵抗値（ＲＢ ）、およびキャパシタ８３の容量値（Ｃ）の組合せで定まる周期（Ｔ２ ）でトリガパルス８８（図１８（ｄ））を発生し、単安定マルチバイブレータ８７に供給する。単安定マルチバイブレータ８７は、ＭＯＳトランジスタ１５１のソース・ドレイン間抵抗値（ＲＸ ′）とキャパシタ８６の容量値（ＣＸ ）との積によって定まるパルス幅（Ｔ１ ）のパルス信号を生成し、これをスイッチング制御信号６３（図１８（ｅ））として出力する。
【００８６】
ここで、流量の増大に伴って検知信号５８の振幅が増大すると、レベル検出回路１４０の差動増幅器１４２からデューティ決定回路１５０に入力される制御信号１４５のレベルも増大する。これにより、ＭＯＳトランジスタ１５１のソース・ドレイン間抵抗値（ＲＸ ′）は減少して積（ＲＸ ′×ＣＸ ）の値が減少するため、単安定マルチバイブレータ８７から出力されるスイッチング信号７３のパルス幅はＴ１ からＴ１ ′，Ｔ１ ″というように徐々に減少する（図１８（ｅ））。このとき、スイッチング信号６３の周期（Ｔ２ ）は一定なので、結局、ヒータ抵抗器４３に供給される電力のデューティは図１８（ｆ）に示すように減少していく。この場合、センサ出力（検知信号５８）はヒータ抵抗器４３への供給電力に比例するため、センサ出力の増加率をｋとした場合、ヒータ抵抗器４３への供給電力のデューティは１／ｋとなるように制御される。
【００８７】
このように、本実施例の回路構成によっても、図１２の場合と同様に、流量増大に応じてヒータ抵抗器４３への電力供給のデューティを減少させる制御を行うことができ、図１２の場合と同等の効果を得ることができる。
【００８８】
なお、本実施例では、検知信号５８のレベルに応じてスイッチング信号７３のデューティ比を可変制御するようにしているが、図１２の説明においても述べたように、検知信号５８の周波数に応じてスイッチング信号７３のデューティ比を可変制御するようにしてもよい。この場合には、図１７のレベル検出回路１４０の代わりに、検知信号５８の周波数に応じた電圧を出力するための周波数・電圧変換回路を設け、この周波数・電圧変換回路の出力によってデューティ決定回路１５０のＭＯＳトランジスタ１５０のソース・ドレイン間抵抗（ＲＸ ′）を変化させるようにすればよい。
【００８９】
また、以上説明した実施例（図１２，図１７）では、スイッチング信号７３のデューティ比を変化させる方法として、パルス周期を一定にしてパルス幅を変化させるようにしているが、これに限るものではなく、逆にパルス幅を一定にしてパルス周期を変化させるようにしたり、あるいはパルス周期およびパルス幅の双方を変化させてデューティ比を変化させるように構成することも可能である。
【００９０】
図１９は、本発明のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表すものである。この図においても、上記実施例（図４）と同一部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００９１】
このセンサ回路は、ヒータ抵抗器４３への電力供給源として、図４の定電流回路６１の代わりに可変電圧電源７５を備えると共に、差動増幅器５３からの検知信号５８を可変電圧電源７５にフィードバックするようにしたものである。そして、検知信号５８のレベルに応じて可変電圧電源７５の出力レベルを変化させることにより、ヒータ抵抗器４３への電力供給のデューティを可変制御するようにしている。すなわち、導圧管３７内の流速の変化（つまりフルイディック流量計の流量変化）に応じて供給電流の大きさ自体を増減させることによって、ヒータ抵抗器４３への電力供給のデューティを変化させるように自動制御を行うものである。具体的には、流量の増大と共にヒータ抵抗器４３への供給電流の大きさを減少させるように制御が行われるようになっている。その他の回路構成は図４に示した実施例と同じであり、スイッチング制御回路６４からのスイッチング信号６３によってスイッチ６２をオンオフする点、および定電流回路６５によってブリッジ回路５０への電流供給を常時行う点も同様である。
【００９２】
図２０は図１９の可変電圧電源７５の回路構成例を表すものである。この回路は、交流信号である検知信号５８を半波整流するための整流回路１６０と、整流回路１６０から出力される整流信号１６３を平滑化するためのフィルタ回路１７０と、このフィルタ回路１７０から出力される平滑出力信号１７４のレベルに応じた大きさのヒータ駆動電圧１８６を出力するヒータ電圧設定回路１８０とを備えている。
【００９３】
整流回路１６０は、検知信号５８がアノードに入力されるダイオード１６１と、このダイオード１６１のカソードと接地との間に接続されたキャパシタ１６２とを備え、検知信号５８を半波整流して出力するようになっている。
【００９４】
フィルタ回路１７０は、出力端を負入力端に帰還接続した差動増幅器（オペアンプ）１７１と、この差動増幅器１７１の出力端に接続された抵抗器１７２と、この抵抗器１７２の他端と接地との間に挿入接続されたキャパシタ１７３とを備えている。差動増幅器１７１の正入力端は、整流回路１６０のダイオード１６１とキャパシタ１６２との接続点に接続され、抵抗器１７２とキャパシタ１７３との接続点はヒータ電圧設定回路１８０に接続されている。そして、フィルタ回路１７０は、整流回路１６０からの整流信号１６３を平滑化し、平滑出力信号１７４を出力するようになっている。
【００９５】
ヒータ電圧設定回路１８０は、出力端を抵抗器１８３を介して負入力端に帰還接続した差動増幅器（オペアンプ）１８２と、この差動増幅器１８２の負入力端とフィルタ回路１７０の抵抗器１７２およびキャパシタ１７２の接続点との間にに接続された抵抗器１８１と、電源ＶＣＣと接地との間に直列接続され、その接続点から所定の基準電圧ＶＴＨを出力する分圧抵抗器１８４，１８５とを備えている。差動増幅器１８２の正入力端は分圧抵抗器１８４，１８５の接続点に接続され、基準電圧ＶＴＨが入力されるようになっている。そして、ヒータ電圧設定回路１８０は、フィルタ回路１７０から入力される平滑化信号１７４と基準電圧ＶＴＨとの差を反転増幅し、この差に応じたヒータ駆動電圧１８６を出力するようになっている。
【００９６】
以上のような構成の可変電圧電源７５（図２０）およびこれを含むセンサ回路（図１９）の動作を、図２１を参照して説明する。
【００９７】
フルイディック流量計を流れる気体の流量が低流量から高流量に変化すると、導圧管３７内のセンサ回路（図１９）によって検出されるフルイディック発振の周波数と振幅とが次第に増大し、例えば、差動増幅器５３からの検知信号５８の波形は図２１（ａ）のように変化する。
【００９８】
この検知信号５８は整流回路１６０で半波整流され、図２１（ｂ）に示すような波形の整流信号１６３となってフィルタ回路１７０に入力される。フィルタ回路１７０では、整流信号１６３の平滑化が行われ、図２１（ｃ）に示すような平滑化信号１７４が出力される。差動増幅器１８２は、平滑化信号１７４と基準電圧ＶＴＨとの差を反転増幅し、この差に応じたヒータ駆動電圧１８６（図２１（ｄ））を出力する。一方、センサ回路（図１９）のスイッチ６２は、図４の場合と同様に、スイッチング制御回路６４からのスイッチング信号６３によって一定のデューティ比（周期Ｔ２ ，パルス幅Ｔ１ ）でオンオフする。従って、ヒータ抵抗器４３には、図２１（ｅ）に示すように、一定周期（Ｔ２ ）ごとに一定期間（Ｔ１ ）だけ電流が流れると共に、その電流値は、流量の増大に伴ってＩＨ からＩＨ ′，ＩＨ ″というように徐々に減少していくこととなる。
【００９９】
このように本実施例によれば、流量の増大に伴ってヒータ抵抗器４３への供給電流の大きさ自体が減少し、図１５に示したように、電流供給デューティ（符合１１１）が減少する。このため、ヒータ抵抗器４３の発生熱量１１２も流量の増大に伴って減少する。従って、センサ出力の増加率ｋに対してヒータ抵抗器４３への供給電力のデューティを１／ｋとすれば、上記実施例（図１１）において間欠的ヒータ駆動によって電力供給デューティを変化させた場合と同様に、ヒータ抵抗器４３の発生熱量の減少に伴ってセンサ抵抗器４１，４２の温度差の拡大が抑制され、差動増幅器５３からの検知信号５８のレベル（図１６の符合１２０）は、流速にかかわらずほぼ一定レベルに保持される。但し、この場合も、検知信号５８のレベル１２０は周期検出回路５６によって周期（周波数）の検出が可能な程度のレベル１２１（図１６）を超えていることが必要であることは同様である。
【０１００】
このように、本実施例においても、図１６の出力電圧差１２３に相当するだけのヒータ抵抗器４３への供給電力を節約することができる。
【０１０１】
なお、本実施例では、スイッチ６３のオン周期（Ｔ２ ）とオン期間（Ｔ１ ）とを一定にしてヒータ間欠駆動の時間的デューティ比は一定とすることとしたが、これに限るものではなく、ヒータ間欠駆動の時間的デューティ制御と供給電流値自体を変化させる電流制御とを併用することも可能である。この場合には、図１９のスイッチング制御回路６４の代わりに図１１のスイッチング制御回路７４（具体的には図１２または図１７の回路構成）を用い、これに差動増幅器５３からの検知信号５８をフィードバックするように構成すればよい。
【０１０２】
また、本実施例では、検知信号５８のレベルに応じてヒータ抵抗器４３への供給電流の大きさを制御するようにしているが、図１２の説明においても述べたように、検知信号５８の周波数に応じて供給電流の大きさを制御するようにしてもよい。この場合には、図２０の整流回路１６０およびフィルタ回路１７０の代わりに、検知信号５８の周波数に応じた電圧を出力するための周波数・電圧変換回路を設け、この周波数・電圧変換回路の出力をヒータ電圧設定回路１８０に入力するように構成すればよい。
【０１０３】
なお、センサ出力に応じた電力供給デューティの制御を行う場合（図１１および図１９）には、以下の点に留意する必要がある。すなわち、本センサは熱を発生させて流体の流速変化による熱の変化を計測するアクティブセンサである。従って、計測対象となる流体の流速に応じて最適な熱を発生させることが重要である。例えば、ヒータ抵抗器４３からの発熱が比較的大きく、センサ抵抗器４１，４２との熱結合が比較的強い場合において、流速が微小なときには、ヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１，４２への伝熱による熱移動に比べて流体の流れによる熱移動が少ないため、センサ抵抗器４１，４２間の温度差が小さくなり、最適な計測が困難となる。一方、ヒータ抵抗器４３からの発熱が比較的小さく、センサ抵抗器４１，４２との熱結合が比較的弱い場合においては、微小な流速変化に対してもセンサ抵抗器４１，４２間の温度差が十分とれ、計測が可能となる。このように、ヒータ抵抗器４３とセンサ抵抗器４１，４２との熱結合の程度を最適化することが極めて重要であり、この点を考慮してヒータ抵抗器４３への電力供給デューティを決定する必要がある。
【０１０４】
以上説明した各実施例では、ヒータ抵抗器４３やブリッジ回路５０の駆動電源（図１９の可変電圧電源７５を除く）を電流源として説明したが、これを電圧源としても同様である。また、２つのセンサ抵抗器４１，４２をそれぞれヒータ抵抗器４３の両側に配置する構成としたが、これに限るものではなく、１つのセンサ抵抗器４１のみを流れ方向に沿ってヒータ抵抗器５３の近傍に配置するようにしてもよい。この場合には、例えば図４において、センサ抵抗器４２の代わりに基準抵抗器５１，５２と同じ抵抗値を有する別の基準抵抗器を設け、これらの４つの抵抗器によってブリッジ回路５０を構成するようにすればよい。但し、このような構成とした場合には、点ａと点ｂとの電位差は、２つのセンサ抵抗器４１，４２を用いる場合に比べて小さくなるため、センサ回路としての感度は低下する。従って、感度をより重視する場合には、２つのセンサ抵抗器４１，４２を用いる方式が好ましい。
【０１０５】
【発明の効果】
以上説明したように請求項１またはこれを引用する請求項１３記載の熱式流速センサによれば、ヒータ制御手段によって、流速を認識可能な最低限の検知信号をセンサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるようにしたので、連続的な測定を可能にしながら消費電力を低減することができる。従って、電池駆動方式でセンサを構成する場合には、特に有効である。
【０１０６】
特に、請求項２または請求項１０またはこれらを引用する請求項１３記載の熱式流速センサによれば、ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期を、ヒータの熱時定数の２倍以下としたので、電力供給が間欠的であるにもかかわらず、ヒータ温度をほぼ一定に保持することができる。
【０１０７】
また、請求項３ないし請求項５のいずれか、またはこれらを引用する請求項１３に記載の熱式流速センサによれば、更に、センサ回路の測温用抵抗器への電流供給をも間欠的に行うようにしたので、上記第１の効果に加え、消費電力をより一層低減することができるという効果がある。
【０１０８】
また、請求項６ないし請求項１２のいずれか、またはこれらを引用する請求項１３に記載の熱式流速センサによれば、ヒータ制御手段によって、センサ回路の検知信号に応じて、流速を認識可能な最低限の検知信号をセンサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるようにしたので、上記第１の効果に加え、フルイディック流量計においてフルイディック発振を検出するセンサとして用いた場合に、流量に応じてヒータの放出熱量（ひいては測温用抵抗器の温度）を最適化することができ、消費電力をより一層低減することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例に係る熱式流速センサを備えたフルイディック流量計の断面図である。
【図２】図１における導圧孔および熱式流速センサを含む断面を拡大して表す断面図である。
【図３】図２の導圧管を本体の底部と平行な面で切った状態を表す断面図である。
【図４】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の要部構成を表す回路図である。
【図５】図４のスイッチング制御回路の構成を表す回路図である。
【図６】スイッチング制御回路およびヒータ抵抗器の動作を表すタイミング図である。
【図７】図４のセンサ回路の動作を表す信号波形図である。
【図８】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表す回路図である。
【図９】図８のセンサ回路の動作を表す信号波形図である。
【図１０】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表す回路図である。
【図１１】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表す回路図である。
【図１２】図１１のスイッチング制御回路の回路構成例を表す回路図である。
【図１３】図１２のスイッチング制御回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１４】図１２のスイッチング制御回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１５】本発明の熱式流速センサを用いたフルイディック流量計における流量と電力供給デューティおよびヒータ発生熱量との関係を示す説明図である。
【図１６】フルイディック流量計における流量とセンサ出力電圧との関係を示す説明図である。
【図１７】図１１のスイッチング制御回路の他の回路構成例を表す回路図である。
【図１８】図１７のスイッチング制御回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１９】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表す回路図である。
【図２０】図１９の可変電圧電源の回路構成を表す回路図である。
【図２１】図２０の可変電圧電源およびヒータ抵抗器の動作を説明するための信号波形図である。
【図２２】従来のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の要部構成を表す回路図である。
【図２３】図２２のセンサ回路の動作を示す説明図である。
【図２４】図２２のセンサ回路の動作特性を示す説明図である。
【符号の説明】
１０ 本体
１１ 入口部
１２ 出口部
２１ ノズル部
３３，３４ 導圧孔
３７ 導圧管
３８ フローセンサ
４１，４２ センサ抵抗器
４３ ヒータ抵抗
５０ ブリッジ回路
５３ 差動増幅器
５４，５８ 検知信号
５５ サンプルホールド回路
５６ 周期検出回路
６１，６５ 定電流回路
６２，６６ スイッチ
６３，７３ スイッチング信号
６４，７４ スイッチング制御回路
６９ キャパシタ
７５ 可変電圧電源
８４ パルス発生器
８７ 単安定マルチバイブレータ
９０ 比較回路
９３，１３０，１６０ 整流回路
９６ 比較器
１００，１５０ デューティ決定回路
１０１ アップダウンカウンタ
１０２ カウンタ
１０５ 比較器
１４０ レベル検出回路
１４２，１７１，１８２ 差動増幅器
１５１ ＭＯＳトランジスタ
１７０ フィルタ回路
１８０ ヒータ電圧設定回路
１８６ ヒータ駆動電圧
【産業上の利用分野】
本発明は、例えばフルイディック流量計におけるフルイディック発振を検出するために用いられる熱式流速センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ガスメータ等に利用される流量計として、熱式流速センサ（以下、フローセンサという。）を用いたものがある。フローセンサは、配管中を流れる流体の流速を求めるセンサであり、感度が高く応答が速いという利点がある。このフローセンサを用いた流量計では、フローセンサの出力から、流速に対応する流量を求め、これを表示するようになっている。
【０００３】
フローセンサとしては、例えば特開平２−２５９５２７号公報に示されるように自ら熱を放出する２つの測温抵抗エレメントを流体の流れの方向に沿って配列したものや、例えば特開平４−５８１１１号公報に示されるように２つの測温抵抗エレメント（センサ抵抗器）とこの２つの測温抵抗エレメント間に設けられたヒータエレメント（ヒータ抵抗器）とを流体の流れの方向に沿って配列したもの等がある。このようなフローセンサでは、流体の流れによって熱が移動し、２つの測温抵抗エレメントの抵抗値が変化するので、ブリッジ回路を用いて２つの測温抵抗エレメントの抵抗値のアンバランスに応じた信号を生成し、この信号から流速を求めるようになっている。
【０００４】
また、ガスメータ等に利用される他の種類の流量計として、フルイディック流量計が知られている。このフルイディック流量計は、噴流を発生させるノズル部の下流側に、一対の側壁によって流路拡大部を形成すると共に、側壁の外側に設けられたリターンガイドによって、ノズル部を通過した流体を各側壁の外側に沿ってノズル部の噴出口側へ導く一対のフィードバック流路を形成し、ノズル部を通過した流体が一対のフィードバック流路を交互に流れる現象（本出願において、フルイディック発振という。）を利用し、フルイディック発振の周波数や周期に基づいて流体の流量を測定するものである。このフルイディック流量計においてフルイディック発振を検出するセンサとしては、圧力センサが用いられることが多いが、前記特開平４−５８１１１号公報に示されるようにフローセンサを用いることも考えられる。
【０００５】
ところが、フローセンサは熱を放出するアクティブセンサであって、多くの電力を必要とするため、ガスメータのように電池で駆動する機器に使用する場合には連続的に使用することができないという問題があった。この問題を解決するため、例えば、供給電流の大きさを小さくする方法がある。しかしながら、フローセンサの出力電圧はヒータの消費電力に比例し、消費電力は消費電流の２乗に反比例するため、単に消費電流を減らすとセンサ出力電圧が減少してしまい、Ｓ／Ｎ比が悪くなる。従って、Ｓ／Ｎ比を改善するための高価な回路が必要となり、また、その改善の効果にも限界がある。
【０００６】
そのため、従来、ガスメータに使用されるフローセンサでは、連続的にフローセンサを駆動するのでなく、必要なときにのみ駆動するいわゆる間欠駆動を行うことによって間欠的な測定を行っていた。
【０００７】
図２２は、間欠的に駆動するように構成したフローセンサの要部を示す回路図である。このフローセンサは、流体の流れの方向に沿って配列された上流測温抵抗エレメント５０１と下流測温抵抗エレメント５０２とを備えている。これらの測温抵抗エレメント（センサ抵抗器）５０１，５０２は、温度が等しいときには抵抗値が等しい。上流測温抵抗エレメント５０１の一端はスイッチ５０３を介して定電流回路５０４に接続されている。上流測温抵抗エレメント５０１の他端は下流測温抵抗エレメント５０２の一端に接続され、下流測温抵抗エレメント５０２の他端は接地されている。直列に接続された２つの抵抗エレメント５０１，５０２の両端には、直列に接続された抵抗値の等しい基準抵抗器５０５，５０６が接続され、これらの抵抗エレメント５０１，５０２および基準抵抗器５０５，５０６によってブリッジ回路が構成されている。抵抗エレメント５０１，５０２の接続点と基準抵抗器５０５，５０６の接続点はそれぞれ増幅器５０７の各入力端に接続されている。スイッチ５０３は駆動制御回路５０８によってオン、オフが制御されるようになっている。この回路には、通電によって発熱するヒータエレメント５１５と、このヒータエレメント５１５に定電流を供給するための定電流回路５１６と、駆動制御回路５０８の制御によって定電流回路５１６からヒータエレメント５１５への電流供給をオンオフするスイッチ５１７とが設けられている。ヒータエレメント５１５は、２つの測温抵抗エレメント５０１，５０１の間に配置され、このヒータエレメント５１５で生じた熱が流体の流れによって下流側抵抗エレメント５０２の方向に流れるようになっている。
【０００８】
図２３（ａ）に示すように、このフローセンサでは、駆動制御回路５０８によって一定の周期（Ｔ）、且つ一定のデューティ比（周期Ｔに対するスイッチオンの時間Ｔｏｎの比）で間欠的にスイッチ５０３および５１７がオンにされ、定電流回路５０４からブリッジ回路に電流が間欠的に供給されると共に、定電流回路５１６からヒータエレメント５１５に電流が間欠的に供給される。この場合、ヒータエレメント５１５での消費電流は、連続駆動の場合に比べてＴｏｎ／Ｔに減少する。この電流によってヒータエレメント５１５は熱を発する。ここで、流速がゼロのときはヒータエレメント５１５から放出された熱は両側の測温抵抗エレメントに均等に伝わるため、これらの測温抵抗エレメントの抵抗値が等しくなり、増幅器５０７から出力される検知信号はゼロである。一方、流速がある大きさを持つ場合には、測温抵抗エレメント５０１，５０２の抵抗値に差が生じ、この差は流速が大きいほど大きくなる。従って、増幅器５０７から出力される検知信号５１８は流速に応じた大きさとなる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のフローセンサにおいて、ヒータエレメント５１５は、スイッチ５１７がオンしている時間（Ｔｏｎ）において発熱し、センサの形状等で定まる熱時定数で徐々に温度が上昇する。そして、発熱開始から平衡温度に達するまでに所定の時間（以下、熱応答時間τ）を要する。このため、ある一定の流速の下では、測温抵抗エレメント５０１，５０２の温度差は図２３（ｂ）に示すように変化し、これに伴って増幅器５０７の出力５１８は図２３（ｃ）に示すように変化する。従って、出力を正確にサンプリングするため、スイッチオン期間（Ｔｏｎ）は、少なくとも増幅器５０７の出力５０８が安定するまでの時間（τ）以上にする必要がある。一方、消費電流を減少させるにはスイッチオフ期間（Ｔｏｆｆ ）が必要である。従って、測定サンプリングの周期は少なくとも（τ＋Ｔｏｆｆ ）以上にする必要がある。ここに、センサの出力電圧（出力５１８）が安定する時間τは、熱応答の早いフローセンサにおいても数十ｍｓｅｃ程度である。従って、例えば消費電流を１／１０にしようとすると、Ｔｏｎ：Ｔ＝１：１０となり、サンプリング周期を数百ｍｓｅｃ程度にする必要がある。
【００１０】
一方、間欠駆動の場合、スイッチオフの間は測定できないので、例えばフルイディック流量計のように流速が高い周波数で変動している流れを計測するには、１００Ｈｚ程度の応答性が必要とされる。すなわち、サンプリング周期を１０ｍｓｅｃ程度にする必要がある。従って、上記のような間欠駆動の方法をフルイディック流量計には応用するのは困難である。これを改善するため、フローセンサの形状をさらに小さくする等して熱時定数を小さし、熱応答時間を短くすることも考えられるが、これには製作上の困難性を伴うと共に、形状が小さくなることによってダストから受ける悪影響が大きくなるため、実用上問題がある。
【００１１】
また、フローセンサをフルイディック流量計においてフルイディック発振を検出するセンサとして用いた場合、図２４に示すように、流量の増加に伴ってフルイディック発振の発振周波数５１１が増加すると共に、フローセンサの出力信号５１２も増加する。しかしながら、フルイディック発振を検出するためには流速の絶対値は必要なく、流体の流れの方向が分かれば十分である。従って、フローセンサの出力信号５１２が、流速を検出できる最低限の出力レベル５１３を越える領域については無駄な電力を消費していることになる。
【００１２】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、連続的な測定を可能にしながら消費電力を低減できるようにした熱式流速センサを提供することにある。
【００１３】
また、本発明の第２の目的は、上記目的に加え、フルイディック流量計においてフルイディック発振を検出するセンサとして用いた場合に、より消費電力を低減できるようにした熱式流速センサを提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の熱式流速センサは、電力の供給を受けて熱を放出するヒータ（ヒータ抵抗器）と、このヒータの近傍に設けられると共に温度に応じて抵抗値が変化する測温用抵抗器（センサ抵抗器）を有し、ヒータから放出された熱の流体による移動によって生じた測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、流体の流速に応じた検知信号を出力するセンサ回路と、流速を認識可能な最低限の検知信号を前記センサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるように、ヒータに対して間欠的に電力を供給するヒータ制御手段とを備えたものである。
【００１５】
この熱式流速センサでは、ヒータから熱が放出され、この熱の流体による移動によって生じた測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、センサ回路から流体の流速に応じた検知信号が出力される。また、ヒータ制御手段によって、流速を認識可能な最低限の検知信号をセンサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるように、ヒータに対して間欠的に電力が供給される。これにより、センサ回路による流量測定を常時可能としながら、ヒータにおける消費電力を低減することができる。
【００１６】
請求項２記載の熱式流速センサは、請求項１記載の熱式流速センサにおいて、前記ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期が、ヒータの熱時定数の２倍以下であるように構成したものである。一般に、ヒータは熱容量に起因する固有の熱時定数を有し、連続的な通電に対して発熱開始から平衡温度に達するまで一定の時間（熱応答時間）を要する。従って、このヒータの熱時定数の２倍以下の周期で電力を間欠的に供給することによって、次第に温度が上昇し、やがて発熱と放熱が平衡したところで一定温度に落ちつくようになる。これにより、間欠的な電力供給にもかかわらず、ヒータの温度（発熱量）をほぼ一定にすることができる。なお、前記ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期は、ヒータの熱時定数以下であることが好ましい。
【００１７】
請求項３記載の熱式流速センサは、請求項１または２記載の熱式流速センサにおいて、センサ回路の測温用抵抗器に間欠的に電流を供給するセンサ回路制御手段を更に備えたものである。
【００１８】
この熱式流速センサでは、センサ回路の測温用抵抗器への電力供給をも間欠的に行うことで、より消費電力が低減される。
【００１９】
請求項４記載の熱式流速センサは、請求項３記載の熱式流速センサにおいて、センサ回路制御手段が、ヒータ制御手段によるヒータに対する間欠的な電力供給に同期して測温用抵抗器に電流を供給するように構成したものである。
【００２０】
この熱式流速センサでは、ヒータに対する間欠的な電力供給と測温用抵抗器に対する間欠的な電流供給とを同期させることによって、常にヒータの温度がほぼ一定の状態（タイミング）で流速を測定することが可能となり、測定精度が向上する。
【００２１】
請求項５記載の熱式流速センサは、請求項３または４記載の熱式流速センサにおいて、センサ回路制御手段による電流供給時に電力を蓄積し、この蓄積した電力を用いて、センサ回路制御手段による電流非供給時に測温用抵抗器に電流を供給する電力蓄積手段を更に備えたものである。
【００２２】
この熱式流速センサでは、センサ回路制御手段による電流非供給時にも、電力蓄積手段によって測温用抵抗器に電流が供給されるので、連続的な検知信号の出力が可能となる。
【００２３】
請求項６記載の熱式流速センサは、フルイディック流量計においてフルイディック発振に伴って流速の変化する流路に設けられ、フルイディック発振を検出するために流速を検出する熱式流速センサであって、電力の供給を受けて熱を放出するヒータと、このヒータの近傍に設けられると共に温度に応じて抵抗値が変化する測温用抵抗器を有し、ヒータから放出された熱の流体による移動によって生じた測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、流体の流速に応じた検知信号を出力するセンサ回路と、このセンサ回路の検知信号に応じて、流速を認識可能な最低限の検知信号を前記センサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量を前記ヒータが放出できるように前記ヒータへの供給電力を制御するヒータ制御手段とを備えたものである。
【００２４】
この熱式流速センサでは、ヒータから熱が放出され、この熱の流体による移動によって生じた測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、センサ回路から流体の流速に応じた検知信号が出力される。また、ヒータ制御手段によって、センサ回路の検知信号（すなわち流速）に応じて、流速を認識可能な最低限の検知信号を前記センサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるように、ヒータに供給する電力が制御される。熱式流速センサによってフルイディック発振を検出する場合、流速の絶対値は必要なく、流体の流れの方向が分かれば十分である。そこで、上述のように、センサ回路の検知信号に応じて、必要最低限の熱量がヒータから放出されて流体の流れにより測温用抵抗器の周囲に移動・保持されるように、ヒータへの供給電力を制御する。これによって、消費電力をより一層低減することができる。
【００２５】
請求項７記載の熱式流速センサは、請求項６記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、ヒータに対して間欠的に電力を供給すると共に、センサ回路の検知信号に応じて電力供給のデューティを変化させることによって電力を制御するように構成したものである。
【００２６】
請求項８記載の熱式流速センサは、請求項７記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、電力供給の周期を一定とする一方、電力供給の時間を変えることによって電力供給のデューティを変化させるように構成したものである。
【００２７】
請求項９記載の熱式流速センサは、請求項６記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、ヒータに対して間欠的に電力を供給すると共に、センサ回路の検知信号に応じてヒータに印加する電圧を変化させることによってヒータに供給する電力を制御するように構成したものである。
【００２８】
請求項１０記載の熱式流速センサは、請求項７ないし９のいずれか１に記載の熱式流速センサにおいて、前記ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期が、ヒータの熱時定数の２倍以下であるように構成したものである。この熱式流速センサでは、請求項２記載の熱式流速センサの場合と同様に、間欠的な電力供給にもかかわらず、ヒータの温度（発熱量）をほぼ一定にすることができる。なお、前記ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期は、ヒータの熱時定数以下であることが好ましい。
【００２９】
請求項１１記載の熱式流速センサは、請求項６記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、センサ回路の検知信号のレベルに応じて、ヒータに供給する電力を制御するように構成したものである。熱式流速センサによってフルイディック発振を検出する場合、ヒータに供給する電力が一定であれば、流量が大きくなるほどセンサ回路の検知信号のレベルは大きくなる。従って、センサ回路の検知信号のレベルが大きいほど、ヒータに供給する電力を小さくすることが可能となる。そこで、センサ回路の検知信号のレベルに応じて、ヒータに供給する電力を制御することによって、消費電力を低減することが可能となる。
【００３０】
請求項１２記載の熱式流速センサは、請求項６記載の熱式流速センサにおいて、ヒータ制御手段が、センサ回路の検知信号の周波数または周期に応じて、ヒータに供給する電力を制御するように構成したものである。熱式流速センサによってフルイディック発振を検出する場合、流量が大きくなるほど、センサ回路の検知信号の周波数は大きくなり（周期は小さくなり）、かつ検知信号レベルが大きくなる。従って、センサ回路の検知信号の周波数が大きいほど（周期が小さいほど）、ヒータに供給する電力を小さくすることが可能となる。そこで、センサ回路の検知信号の周波数または周期に応じて、ヒータに供給する電力を制御することによって、消費電力を低減することが可能となる。
【００３１】
請求項１３記載の熱式流速センサは、請求項１ないし１２のいずれか１に記載の熱式流速センサにおいて、測温用抵抗器がヒータの両側に１つずつ設けられているものである。
【００３２】
【実施例】
以下、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。
【００３３】
図１は本発明の一実施例に係る熱式流速センサを備えたフルイディック流量計の断面を表わすものである。なお、本実施例は、ガスメータとして使用するフルイディック流量計の例である。
【００３４】
図１に示すように、このフルイディック流量計は、気体（ガス）を導入するための入口部１１と気体を排出するための出口部１２とを有する本体１０を備えている。本体１０内には隔壁１３が設けられ、この隔壁１３と入口部１１との間に気体流路１４が形成され、隔壁１３と出口部１２との間に気体流路１５が形成されている。隔壁１３には開口部１６が設けられ、気体流路１４内には、開口部１６を閉塞可能な遮断弁１７が設けられている。本体１０の外側にはソレノイド１８が固定され、このソレノイド１８のプランジャ１９が、本体１０の側壁を貫通して遮断弁１７に接合されている。遮断弁１７と本体１０との間におけるプランジャ１９の周囲にはばね２０が設けられ、このばね２０が遮断弁１７を開口部１６側へ付勢している。
【００３５】
気体流路１５内には、入口部１１から導入した気体を通過させて噴流を配設させるノズル部２１が設けられている。このノズル部２１の上流側には、気体の流れを整えるための整流部材２２が設けられている。ノズル部２１の下流側には、拡大された流路を形成する一対の側壁２３，２４が設けられている。この側壁２３，２４の間には、所定の間隔を開けて、上流側に第１ターゲット２５、下流側に第２ターゲット２６がそれぞれ配設されている。側壁２３，２４の外側には、ノズル部２１を通過した気体を各側壁２３，２４の外周部に沿ってノズル部２１の噴出口側へ帰還させる一対のフィードバック流路２７，２８を形成するリターンガイド２９が配設されている。フィードバック流路２７，２８の各出口部分と出口部１２との間には、リターンガイド２９の背面と本体１０とによって、一対の排出路３１，３２が形成されている。ノズル部２１の噴出口の近傍には、ノズル部２１を通過した気体の流れる方向の切り替わりを検出するための熱式流速センサに通じる導圧孔３３，３４が設けられている。
【００３６】
図２は図１における導圧孔３３，３４および熱式流速センサを含む断面を拡大して表すものである。この図に示すように、本体１０の底部の外側には、導圧孔３３と導圧孔３４との間を連通する導圧管３７が設けられている。導圧管３７のほぼ中央部の内壁面には、導圧孔３３における圧力と導圧孔３４における圧力との差（以下、単に差圧という）を、導圧管３７内を流れる気体の流速として検出し、その流れの方向の変化を検出することによってノズル部２１を通過した気体の流れ方向の切り替わり（すなわち、フルイディック発振）を検知する熱式流速センサ（以下、フローセンサという）３８が配設されている。また、導圧管３７は本体１０の底部の外側に固定されたケース３９によって覆われている。
【００３７】
図３は図２の導圧管３７を本体１０の底部に平行な面で切った断面を表すものである。この図に示すように、導圧管３７の内壁に配設されたフローセンサ３８は、半導体基台４０と、この半導体基台４０上に形成された薄膜層（図示せず）と、この薄膜上に形成された測温用の２つのセンサ抵抗器４１、４２と、加熱用のヒータ抵抗器４３とを備えている。これらの３つの抵抗器は、気体の流れ方向（矢印ＡまたはＢ）に沿ってセンサ抵抗器４１（または４２）、ヒータ抵抗器４３、センサ抵抗器４２（または４１）の順に配置されると共に、相互に熱伝導による大きな熱移動が生じないように隔絶されている。
【００３８】
次に、以上のような構成のフルイディック流量計の概略動作を説明する。入口部１１から導入された気体は、気体流路１４、開口部１６、気体流路１５、整流部材２２を順に経て、ノズル部２１に入る。ノズル部２１を通過した気体は、噴流となって噴出口より噴出される。噴出口より噴出された気体は、コアンダ効果により一方の側壁に沿って流れる。ここでは、まず側壁２３に沿って流れるものとする。側壁２３に沿って流れた気体は、更にフィードバック流路２７を経て、ノズル部２１の噴出口側へ帰還され、排出路３１を経て出口部１２より排出される。このとき、ノズル部２１より噴出された気体は、フィードバック流路２７を流れてきた気体によって方向が変えられ、今度は他方の側壁２４に沿って流れるようになる。この気体は、更にフィードバック流路２８を経て、ノズル部２１の噴出口側へ帰還され、排出路３２を経て出口部１２より排出される。すると、ノズル部２１より噴出された気体は、今度は、フィードバック流路２８を流れてきた気体によって方向が変えられ、再び側壁２３、フィードバック流路２７に沿って流れるようになる。以上の動作を繰り返すことにより、ノズル部２１を通過した気体は一対のフィードバック流路２７，２８を交互に流れるフルイディック発振を行う。
【００３９】
このフルイディック発振の周波数（または周期）は流量（流速）と対応関係があり、フローセンサ３８によって検出される。すなわち、ノズル部２１を通過した気体が一対のフィードバック流路２７，２８を交互に流れると、ベルヌーイの法則により、導圧孔３３と導圧孔３４との間に差圧が生じると共に、この差圧の方向が流量（流速）に対応した周波数で変化する。このため、導圧管３７内には、この差圧方向の変化に応じて矢印ＡおよびＢの方向に気体が交互に流れる。この流れの方向の変化をフローセンサ３８で検出することでフルイディック発振周波数が求められ、これよりフルイディック流量計のノズル部２１を流れる流量が求まる。
【００４０】
図４は図３のフローセンサ３８を用いてフルイディック発振周波数を検出するように構成したセンサ回路の要部を表すものである。この図に示すように、フローセンサ３８のセンサ抵抗器４１とセンサ抵抗器４２とは直列接続され、同様に直列接続された他の２つの基準抵抗器５１，５２と共にブリッジ回路５０を構成している。センサ抵抗器４１，４２は同一温度下で同一抵抗値を有し、温度上昇と共に抵抗値が増加するようになっている。基準抵抗器５１，５２は常に同一抵抗値を有するように共に同一温度状態に保持される。センサ抵抗器４１，４２の接続点と基準抵抗器５１，５２の接続点とはそれぞれ差動増幅器５３の各入力端に接続されている。差動増幅器５３の出力端は周期検出回路５６に接続されている。センサ抵抗器４１の他端は基準抵抗器５１の他端に接続されると共に、一定のセンシング（測温用）電流を供給するための定電流回路６５に接続されている。センサ抵抗器４２の他端は抵抗器５２の他端に接続されると共に、接地接続されている。
【００４１】
一方、フローセンサ３８のヒータ抵抗器４３はスイッチ６２を介して定電流回路６１に接続されるようになっている。スイッチ６２は、スイッチング制御回路６４から出力されるスイッチング信号６３によりオン／オフ（閉／開）動作を行い、これにより定電流回路６１からの一定電流をヒータ抵抗器４３に間欠的に供給するようになっている。
【００４２】
図５は図４のスイッチング制御回路６４の具体的な構成を表すものである。また、図６はスイッチング制御回路６４およびヒータ抵抗器４３の動作を説明するための波形図である。スイッチング制御回路６４は、抵抗器８１，８２およびキャパシタ８３を外付け素子として有するパルス発生器８４と、抵抗器８５およびキャパシタ８６を外付け素子として有する単安定マルチバイブレータ８７とを備えている。パルス発生器８４は、抵抗器８１の抵抗値（ＲＡ ）、抵抗器８２の抵抗値（ＲＢ ）、およびキャパシタ８３の容量値（Ｃ）の組合せで定まる周期（Ｔ２ ）でトリガパルス８８（図６（ａ））を発生し、単安定マルチバイブレータ８７に供給するようになっている。単安定マルチバイブレータ８７は、抵抗器８５の抵抗値（ＲＸ ）とキャパシタ８６の容量値（ＣＸ ）とによって定まるパルス幅（Ｔ１ ）のパルス信号を生成し、これをスイッチング制御信号６３（図６（ｂ））として出力するようになっている。
【００４３】
次に、以上のような構成のセンサ回路（図４）の動作を図７を参照して説明する。スイッチング制御回路６４から出力されたスイッチング信号６３（図７（ａ））は、例えばＮＰＮ型のトランジスタで構成されるスイッチ６２のベースに印加され、このスイッチ６２は、スイッチング信号６３の“０”，“１”レベルに対応してオンオフする。これにより、ヒータ抵抗器４３には、定電流回路６１から一定電流（ＩＨ ）が周期Ｔ２ ごとに時間Ｔ１ だけ流れる。ヒータ抵抗器４３は電流供給期間において発熱する一方、電流非供給期間においては発熱が停止しヒータ抵抗器４３の熱時定数で定まる勾配で温度が下がる。このため、ヒータ抵抗器４３の温度はスイッチ６２のオンオフに応じて上下に変動する。
【００４４】
ここで、周期（Ｔ２ ）の値をヒータ抵抗４３の熱時定数の２倍以下に設定しておくと、ヒータ抵抗器４３の温度は図７（ｂ）に示すように、階段状に上昇し、発熱と放熱が平衡したところでほぼ一定温度（ｔ１ ）で安定する。ここに、熱時定数は、連続通電した場合において発熱開始から一定温度になるまでの時間（応答時間τ）の１／ｅ倍（約６３％）である。この場合、ヒータ抵抗器４３に電力を間欠的に供給しているにもかかわらず、ヒータ抵抗器４３の温度は、センサ自体の熱容量によるフィルタ効果によって平滑化されることとなる。但し、この温度（ｔ１ ）は、差動増幅器５３の出力（検知信号５８）によって導圧管３７内の最小流速を認識できるような最低限の温度（ｔＴＨ）以上になるように設定する。具体的には、この条件を満たすために、スイッチング信号６３のデューティ比（すなわち、周期（Ｔ２ ）に対するパルス幅（Ｔ１ ）の比）と、定電流回路６１からヒータ抵抗器４３に供給される電流の大きさ（ＩＨ ）とを適正に設定する。すなわち、ヒータ抵抗器４３で生じ、ここから最小流速の気体流に乗ってセンサ抵抗器４１，４２の周囲に移動し保持される熱量によって、センサ抵抗器４１，４２間に検出可能な抵抗値差が生じるように設定する。なお、周期（Ｔ２ ）の値は、ヒータ抵抗器４３の温度の脈動を考慮すると、ヒータ抵抗４３の熱時定数以下であることが好ましい。
【００４５】
このようにして、ヒータ抵抗器４３が一定温度（ｔ１ ）で安定した状態において、流速の計測を行う。図３の導圧管３７内に気体の流れがない場合（すなわち、フルイディック流量計の流量（流速）がゼロの場合（図７（ｃ））には、センサ抵抗器４１，４２の温度差がなくなるため（図７（ｄ））、センサ抵抗器４１，４２の抵抗値は等しくなる。このため、点ａ，ｂの電位が等しくなり（すなわち、ブリッジ回路５０は平衡状態となり）、差動増幅器５３の出力はゼロとなる（図７（ｅ））。
【００４６】
一方、気体がある大きさの流速でフルイディック流量計内を流れると、その流速に応じた周波数でフルイディック発振が生じ、導圧管３７を気体が矢印ＡおよびＢの方向に交互に流れる（図７（ｃ））。ここで、例えば、ある瞬間における気体流の方向が矢印Ａの方向であったとすると、風下側となるセンサ抵抗器４２は風上側のセンサ抵抗器４１から気体流によって運ばれた熱によって温度が流速ゼロのときよりも上昇し、風上側となるセンサ抵抗器４１は気体流によって冷却されて温度が流速ゼロのときよりも下降する。このため、センサ抵抗器４１の抵抗値が小さくなる一方、センサ抵抗器４２の抵抗値が大きくなり、両抵抗値間に差が生じる。これにより、ブリッジ回路５０の平衡が破れ（すなわち、センサ抵抗器４１，４２の点ａの電位が基準抵抗器５１，５２の点ｂの電位よりも大きくなり）、差動増幅器５３の出力（検知信号５８）は増大する。一方、気体の流れの方向が矢印Ｂの方向の場合には、上記と全く逆の状態となり、センサ抵抗器４１，４２の接続点ａの電位が基準抵抗器５１，５２の接続点ｂの電位よりも小さくなり、検知信号５８は減少する。従って、フルイディック発振により導圧管３７を気体が矢印ＡおよびＢの方向に交互に流れると（図７（ｃ））、センサ抵抗器４１，４２の温度差は図７（ｄ）に示すように正弦波状に変動する。この場合、検知信号５８を得るのに必要なセンシング用の電流は定電流回路６５によって常時供給されているため、検知信号５８は図７（ｅ）のような連続的な正弦波状の波形となる。
【００４７】
この検知信号５８（図７（ｅ））は、周期検出回路５６に入力されて周期（または周波数）が検出される。ここで検出される周波数は、フルイディック発振周波数であり、図２４の符号５１１で示したように、フルイディック流量計内を流れる気体の流速の増大と共に増大する。なお、フルイディック発振周波数の増大に伴って導圧管３７内の流速も増大するため、接続点ａ，ｂの電位差も大きくなり、図２４の符号５１２で示すように、センサ回路の出力信号（検知信号５８振幅）も増大する。
【００４８】
このように、本実施例によれば、ヒータ抵抗器４３を間欠駆動することにより消費電力を低減することができるため、電池駆動方式でセンサを構成する場合に特に有効になると共に、その間欠駆動の周期をヒータ抵抗器４３の熱時定数の２倍以下（好ましくは熱時定数以下）にすることでヒータ抵抗器４３の温度をほぼ一定状態に保持するようにしたので、ヒータ抵抗器４３に常時電力を供給したのと同様の状態とすることができる。また、センサ抵抗器４１，４２へのセンシング電流は常時供給するため、センサ回路は常時出力状態となる。従って、ヒータ抵抗器４３の必要最小限の温度が確保されるように電力供給デューティを設定する限り、センサ回路は、連続的かつ有効な検知信号を出力することができる。このため、測定サンプリング周期を極めて小さくすることも可能となり、フルイディック流量計のように高い周波数（短い周期）で流速が変動するような用途にも十分適用することができる。
【００４９】
図８は、本発明のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表すものである。この図で、上記実施例（図４）と同一部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００５０】
このセンサ回路は、定電流回路６５とブリッジ回路５０との間にスイッチ６６を備え、このスイッチ６６のオンオフ制御がスイッチング制御回路６４からのスイッチング信号６３によって行われるようにしたものでる。また、差動増幅器５３と周期検出回路５６との間にはサンプルホールド回路５５が設けられている。その他の構成は図４と同じである。
【００５１】
このセンサ回路では、スイッチ６６のオンオフ動作によってブリッジ回路５０に流れるセンシング用電流も間欠的となり、差動増幅器５３からの検知信号５４は図９（ａ）に示すようになる。この検知信号５４は、サンプルホールド回路５５により信号の欠落部分を補間されて図９（ｂ）に示すような階段状の信号５７となり、さらに周期検出回路５６に入力されて周期（または周波数）が検出される。
【００５２】
このように、本実施例によれば、ヒータ抵抗器４３およびブリッジ回路５０への通電制御を双方共に間欠的に行うことにより、ヒータ抵抗器４３において熱発生に消費される電力の低減のみならず、ブリッジ回路５０においてセンシングに消費される電力をも低減することができ、より一層の電力節約が可能となる。
【００５３】
なお、本実施例では、ブリッジ回路５０の通電制御をヒータ抵抗器４３の通電と同時に行うこととしたが、流速ゼロでのヒータ抵抗器４３の温度が図７（ｂ）のしきい値（ｔＴＨ）以上に保持される限り、同時である必要はなく、また、同期させる必要もない。何故なら、フルイディック流量計において流量を求める場合には、センサ出力信号（検知信号５４）の周波数（フルイディック発振周波数）のみが必要であって、その絶対値（振幅）は不要であるため、気体流の認識に必要な最小限の大きさの検知信号５４が得られる限り、ヒータ抵抗器４３の温度が変化しても周波数を検出可能だからである。
【００５４】
従って、例えば、ヒータ抵抗器４３への電力供給は、最小レベルのセンサ出力を得るのに足りる比較的長い周期で行う一方、センサ抵抗器４１，４２へのセンシング用電流の供給は、大流量に対応した高いフルイディック周波数をも検出できるような短い周期で行うことも可能である。このようにすることにより、センサ抵抗器４１，４２への供給電力をも低減すると同時に、フルイディック流量計におけるフルイディック発振のように相当高い周波数で流速が変動するような用途にも十分対応することができる。これは、図８において、スイッチング制御回路６４とは別のスイッチング制御回路を設け、これより出力する高周波のスイッチング信号によってスイッチ６６をオンオフさせ、センサ抵抗器４１，４２への通電を高速でオンオフ制御することで可能となる。
【００５５】
但し、通常の定常流のように流速変動の周期が比較的長い場合には、回路構成の簡略化のため、図８のようにヒータ抵抗器４３の駆動とセンサ抵抗器４１，４２の駆動とを同時に行うか、あるいは少なくとも両者を同期させて行うことが好ましい。この場合には、ヒータ抵抗器４３の温度が常に一定（すなわち、気体流によってヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１，４２の周囲に移動する熱量が常に一定）となるタイミングで検知信号５４が得られるため、検知信号５４の絶対値（すなわち定常流の流速の絶対値）を精度よく検出することができる。なお、同期制御は、例えば、スイッチング信号６３を所定時間遅延させた信号によってスイッチ６６のオンオフ制御を行う構成で可能となる。この場合、遅延回路を１つ追加するだけで済み、回路構成も簡単である。
【００５６】
図１０は本発明のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表すものである。この図で、上記実施例（図８）と同一部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００５７】
このセンサ回路は、図８の回路構成に加えて、スイッチ６６とブリッジ回路５０との接続点と接地との間にバックアップ用のキャパシタ６９を接続配置したものである。また、本実施例では、サンプルホールド回路は設けられていない。その他の構成は図８の回路と同じである。
【００５８】
このセンサ回路では、スイッチ６６がオンの期間においてブリッジ回路５０にセンシング用電流が供給されると同時にキャパシタ６９が充電され、スイッチ６６がオフの期間においてはキャパシタ６９が放電し、ブリッジ回路５０に電流が供給される。このため、スイッチ６６のオンオフ動作にかかわらず、ブリッジ回路５０の通電状態が確保される。従って、差動増幅器５３からの検知信号５８は図９（ａ）のように間欠的にはならず、図７（ｅ）に示した滑らかな正弦波状の波形となる。このため、キャパシタ６９を設ける一方で図８の場合のような検知信号５４の欠落部分を補間するためのサンプルホールド回路は不要となり、差動増幅器５３からの検知信号５４を周期検出回路５６に直接入力して周期を検出することができる。従って、本実施例の構成によれば、ブリッジ回路５０に供給されるセンシング用電力の消費を連続供給の場合よりも低減できると共に、回路の簡素化が可能となる。
【００５９】
なお、以上の３つの実施例（図４、図８および図１０）では、フローセンサのヒータ抵抗器の間欠駆動制御を主としてフルイディック流量計におけるフルイディック発振周波数の検出という特殊な用途に適用する場合について説明したが、これに限るものではなく、一定条件の下では、一定方向に流れる定常流の流量（流速）を検出する場合にも適用することができる。すなわち、図８の説明においても述べたように、ヒータ抵抗器４３の温度が常に一定（あるいは、気体流によってヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１，４２の周囲に移動する熱量が常に一定）となる一定タイミング（具体的にはヒータ抵抗器４３の駆動と同期したタイミング）で検知信号５４をサンプリングするようにすれば、図７（ｂ）に示したようなヒータ抵抗器４３の温度の変動は殆ど問題とならなくなり、一定間隔ではあるが流速の絶対値およびその変化を比較的精度よく検出することができる。
【００６０】
また、図７（ｂ）に示したようにヒータ抵抗器４３の温度（すなわち、気体流によってヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１，４２の周囲に移動する熱量）が多少変動しても、その変動幅が流量の測定精度から要求される一定の許容範囲内に入るように、ヒータ抵抗器４３の熱時定数をも考慮してヒータ抵抗器４３の間欠駆動制御を行うようにすれば、定常流の流量（流速）の絶対値の変化を連続的あるいは極めてきめ細かく検出することができる。
【００６１】
図１１は本発明のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表すものである。この図で、上記実施例（図４）と同一部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００６２】
このセンサ回路は、差動増幅器５３からの検知信号５８をスイッチング制御回路７４にフィードバックし、検知信号５８のレベルまたは周期（または周波数）に応じてスイッチング信号７３のデューティ比（周期Ｔ２ に対するパルス幅Ｔ１ の比）を可変制御するようにしたものである。これにより、ヒータ抵抗器４３への間欠的電力供給のデューティが導圧管３７内の流速、すなわちフルイディック流量計の流量に応じて変化するように自動制御が行われる。具体的には、流量の増大と共にヒータ抵抗器４３への電力供給デューティを減少させるように制御が行われるようになっている。その他の回路構成は図４に示した実施例と同じである。
【００６３】
図１２は図１１のスイッチング制御回路７４の具体的回路構成例を表すものである。この回路は、差動増幅器５３からの検知信号５８の電圧レベルと所定の基準電圧（ＶＴＨ）とを比較し、その比較結果に応じてディジタル信号“０”または“１”を出力する比較回路９０と、この比較回路９０からの比較結果信号に基づき、ヒータ抵抗器４３への電力供給のデューティを決定するデューティ決定回路１００とを備えている。そして、本回路では、検知信号５８のレベルに応じてスイッチング信号７３のデューティ比（周期Ｔ２ に対するパルス幅Ｔ１ の比）を可変制御するようにしている。
【００６４】
比較回路９０は、検知信号５８がアノードに入力されるダイオード９１およびこのダイオード９１のカソードと接地との間に接続されたキャパシタ９２からなる整流回路９３と、ダイオード９１とキャパシタ９２との接続点を一方の入力端に接続し定電圧電源９５を他の入力端に接続した比較器９６とを備えている。比較器９６は、整流回路９３の出力信号９４と定電圧電源９５からの基準電圧（ＶＴＨ）とを比較し、出力信号９４がＶＴＨ未満のとき“０”、出力信号９４がＶＴＨ以上のとき“１（＝ＶＣＣ）”の比較結果信号９７を出力するようになっている。
【００６５】
デューティ決定回路１００は、比較結果信号９７に応じてカウント方向（アップ／ダウン）を切り替えてカウントを行うアップダウンカウンタ１０１と、リセット信号１０８によってカウント値がリセットされカウントアップを開始するカウンタ１０２と、アップダウンカウンタ１０１のカウント値１０３とカウンタ１０２のカウント値１０４とを逐次比較し、その比較結果に応じて“０”または“１”の比較結果信号１１０を出力する比較器１０５と、比較結果信号１１０を反転するインバータ１０６と、アップダウンカウンタ１０１およびカウンタ１０２に所定の周波数（周期Ｔ０ ）のクロック信号１０９を供給するクロック供給回路１０７とを備えている。
【００６６】
以上のような構成のスイッチング制御回路７４の動作を図１３および図１４を参照して説明する。
【００６７】
フルイディック流量計を流れる気体の流量が低流量から高流量に変化すると、導圧管３７内のセンサ回路（図１１）によって検出されるフルイディック発振の周波数と振幅とが次第に増大し、例えば差動増幅器５３からの検知信号５８の波形は図１３（ａ）のように変化する。この検知信号５８は比較回路９０の整流回路９３で半波整流され、図１３（ｂ）に示すような波形の出力信号９４として比較器９６の一方の入力端に入力される。比較器９６は、出力信号９４と基準電圧（ＶＴＨ）とを比較し、出力信号９４がＶＴＨ未満のとき“０”、出力信号９４がＶＴＨ以上のとき“１（＝ＶＣＣ）”の比較結果信号９７を出力する（図１３（ｃ））。なお、整流回路９３は半波整流回路でなく全波整流回路として構成してもよい。
【００６８】
デューティ決定回路１００のアップダウンカウンタ１０１は、比較結果信号９７が“０”のときはカウントアップ動作を行い、比較結果信号９７が“１”のときはカウントダウン動作を行う。従って、出力信号９４がＶＴＨを超えるｔ１ の時点でアップダウンカウンタ１０１のカウント方向がアップからダウンに切り替わる（図１３（ｃ），（ｄ），図１４（ａ））。一方、フルイディック流量計の気体流量が減少する場合は、フルイディック発振の周波数と振幅とが次第に減少し、出力信号９４がＶＴＨを下回った時点で、アップダウンカウンタ１０１のカウント方向がダウンからアップに切り替わる。
【００６９】
図１４（ｃ）は、このようなアップダウンカウンタ１０１の動作の一例を示している。この図で、アップダウンカウンタ１０１のカウント値１０３は、クロック信号１０９（図１４（ｂ））の立ち上がりのタイミングで、“ｉ−１”から“ｊ”まで増加した後、時刻ｔ１ でカウント方向が切り替わり、今度は“ｊ”，“ｊ−１”，……というように減少する。
【００７０】
一方、カウンタ１０２は、リセット信号１０８（図１４（ｅ））の立ち下がりのタイミングでそれまでのカウント値がリセットされカウント動作を開始する。そして、クロック信号１０９（図１４（ｂ））の立ち上がりのタイミングで“１”，“２”，……というようにカウントアップし、これをカウント値１０４（図１４（ｄ））として出力する。
【００７１】
比較器１０５は、アップダウンカウンタ１０１のカウント値１０３とカウンタ１０２のカウント値１０４とを比較し、その結果、前者が後者より大きいときは比較結果信号１１０として“０”を出力する一方、前者が後者より小さいときは“１”を出力する。例えば図１４（ｃ），（ｄ）において、カウント値１０３が“ｊ−２”から“ｊ−３”へと減少すると共にカウント値１０４が“ｎ”から“ｎ＋１”へと増加するタイミング（ｔ２ ）においてカウント値１０３がカウント値１０４を下回ったとすると、このタイミングで比較結果信号１１０が“０”から“１”に変化する（図１４（ｆ））。なお、この場合、ｎ＝ｊ−３となる。
【００７２】
比較結果信号１１０は、リセット信号１０８（図１４（ｅ））のタイミングで“０”レベルにリセットされると共に、インバータ１０６によって反転される。従って、インバータ１０６からは、図１４（ｇ）に示すように、パルス幅がｎＴ０ のスイッチング信号７３が出力される。
【００７３】
この場合、クロック信号１０９のｍ個ごとにリセット信号１０８を与えるものとすると、リセット信号１０８のパルス周期はｍＴ０ となる。従って、スイッチング信号７３のデューティ比はｎ／ｍとなる。
【００７４】
ここに、整数ｎは検知信号５８のレベル（振幅の大きさ）と比較器９６の基準電圧ＶＴＨとの差に対応して間接的に定まるものである。すなわち、上述のように、流量変化によって検知信号５８のレベルが基準電圧ＶＴＨをクロスするごとにアップダウンカウンタ１０１のカウント方向が切り替わるが、検知信号５８のレベルが基準電圧ＶＴＨに満たないときはアップダウンカウンタ１０１はカウントアップを続け、その後カウントダウンとカウントアップとを交互に行いながら最終的にカウント値１０３は大きい値に収斂するため、ｎも大きい値となり、スイッチング信号７３のパルス幅（Ｔ１ ＝ｎＴ０ ）は増大する。一方、検知信号５８のレベルが基準電圧ＶＴＨを超えているときは、アップダウンカウンタ１０１はカウントダウンを続け、その後カウントアップとカウントダウンとを交互に行いながら最終的にカウント値１０３は小さい値に収斂するため、ｎも小さい値となり、スイッチング信号７３のパルス幅（Ｔ１ ＝ｎＴ０ ）は縮小する。
【００７５】
このようにして、流量の増大に伴って差動増幅器５３からの検知信号５８のレベル（振幅）が大きくなると、スイッチング信号７３によってスイッチ６２のオン期間が短くなる一方、流量の減少に伴って検知信号５８のレベル（振幅）が小さくなると、スイッチ６２のオン期間が長くなる。すなわち、図１５に示すように、ヒータ抵抗器４３への電力供給デューティ（符合１１１）は、流量の増大に伴って減少する形となる。従って、ヒータ抵抗器４３の発生熱量（符合１１２）も流速の増大に伴って減少する。
【００７６】
ヒータ抵抗器４３の発生熱量が減少すると、フローセンサ３８のセンサ抵抗器４１，４２の温度差の拡大が抑制される。従って、流速が増大する場合において、ヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１（４２）への気体流による熱移動量の増大に起因するセンサ抵抗器４１，４２の温度差の拡大と、熱源であるヒータ抵抗器４３の発生熱量の減少に起因するセンサ抵抗器４１，４２の温度差の縮小とが相殺するようにセンサ抵抗器４１の発生熱量を制御することにより、図１６に示すように、差動増幅器５３からの検知信号５８（符合１２０）は、流速にかかわらずほぼ一定レベルに保持される。具体的には、センサ出力はヒータ抵抗器４３への供給電力に比例するため、センサ出力の増加率をｋとした場合、ヒータ抵抗器４３への供給電力のデューティは１／ｋとすればよい。但し、このとき、検知信号５８のレベル１２０は、周期検出回路５６によって周期（周波数）の検出が可能な程度のレベル１２１を超えていることが必要である。
【００７７】
このように本実施例は、フルイディック流量計においては、流量はフルイディック発振に伴うセンサ出力電圧の周波数を検出するのみで求めることができ、センサ出力電圧の絶対値を検出する必要がないという特性に着目したものである。そして、図１６に示すように、センサ回路の出力電圧（符合１２０）は、センサ抵抗器４１への電力供給のデューティを制御しない場合の出力電圧１２２と比べると、出力電圧差１２３に相当する分だけ、ヒータ抵抗器４３への供給電力を節約することができる。従って、フルイディック流量計を電池駆動方式で構成する場合には、特に効果が大きい。
【００７８】
図１７は図１１におけるスイッチング制御回路７４の他の回路構成例を表すものである。この回路は、図１１の差動増幅器５３からの検知信号５８を半波整流するための整流回路１３０と、整流回路１３０の出力信号１３６のレベルを検出し、その検出レベルに応じた制御信号１４５を出力するレベル検出回路１４０と、このレベル検出回路１４０からの制御信号１４５に対応したパルス幅のパルス信号であるスイッチング信号７３を出力するデューティ決定回路１５０とを備えている。そして、本回路では、検知信号５８のレベルに応じてスイッチング信号７３のデューティ比（周期Ｔ２ に対するパルス幅Ｔ１ の比）を可変制御するようにしている。
【００７９】
整流回路１３０は、検知信号５８がアノードに入力されるダイオード１３１、およびこのダイオード１３１のカソードと接地との間に接続されたキャパシタ１３２からなり、交流信号として入力された検知信号５８を半波整流して出力するようになっている。
【００８０】
レベル検出回路１４０は、整流回路１３０からの整流信号１３６が抵抗器１４１を介して入力端の一方に入力される差動増幅器（オペアンプ）１４２を備えている。差動増幅器１４２の他の入力端は、一定の基準電圧ＶＴＨを出力する定電圧電源１４４に接続されている。この差動増幅器５３の出力端は、抵抗器１４３を介して、抵抗器１４１が接続された方の差動増幅器５３の入力端に接続されている。このレベル検出回路１４０は、基準電圧ＶＴＨと整流信号１３６との差を増幅し、この差に応じたレベルの制御信号１４５を出力するようになっている。
【００８１】
デューティ決定回路１５０は、抵抗器８１，８２およびキャパシタ８３を外付け素子として有するパルス発生器８４と、Ｎ型のＭＯＳ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ） トランジスタ１５１およびキャパシタ８６を外付け素子として有する単安定マルチバイブレータ８７とを備えている。ＭＯＳトランジスタ１５１のゲートには、レベル検出回路１４０からの制御信号１４５が印加され、この制御信号１４５のレベルに応じてソース・ドレイン間抵抗値（ＲＸ ′）が変化するようになっている。
【００８２】
以上のような構成のスイッチング制御回路７４の動作を図１８を参照して説明する。フルイディック流量計を流れる気体の流量が低流量から高流量に変化すると、導圧管３７内のセンサ回路（図１１）によって検出されるフルイディック発振の周波数と振幅とが次第に増大し、例えば、差動増幅器５３からの検知信号５８の波形は図１８（ａ）のように変化する。
【００８３】
この検知信号５８は整流回路１３０で半波整流され、図１８（ｂ）に示すような波形の整流信号１３６となってレベル検出回路１４０に入力される。レベル検出回路１４０の差動増幅器１４２は、抵抗器１４１を介して一方の入力端に入力される整流信号１３６と基準電圧ＶＴＨとの差を増幅し、図１８（ｃ）に示すような制御信号１４５を出力する。
【００８４】
レベル検出回路１４０からの制御信号１４５はデューティ決定回路１５０のＭＯＳトランジスタ１５１のゲートに印加され、このＭＯＳトランジスタ１５１のソース・ドレイン間抵抗値（ＲＸ ′）を制御する。具体的には、制御信号１４５のレベルが大きくなるとＲＸ ′が減少し、制御信号１４５のレベルが小さくなるとＲＸ ′が増大する。
【００８５】
一方、パルス発生器８４は、抵抗器８１の抵抗値（ＲＡ ）、抵抗器８２の抵抗値（ＲＢ ）、およびキャパシタ８３の容量値（Ｃ）の組合せで定まる周期（Ｔ２ ）でトリガパルス８８（図１８（ｄ））を発生し、単安定マルチバイブレータ８７に供給する。単安定マルチバイブレータ８７は、ＭＯＳトランジスタ１５１のソース・ドレイン間抵抗値（ＲＸ ′）とキャパシタ８６の容量値（ＣＸ ）との積によって定まるパルス幅（Ｔ１ ）のパルス信号を生成し、これをスイッチング制御信号６３（図１８（ｅ））として出力する。
【００８６】
ここで、流量の増大に伴って検知信号５８の振幅が増大すると、レベル検出回路１４０の差動増幅器１４２からデューティ決定回路１５０に入力される制御信号１４５のレベルも増大する。これにより、ＭＯＳトランジスタ１５１のソース・ドレイン間抵抗値（ＲＸ ′）は減少して積（ＲＸ ′×ＣＸ ）の値が減少するため、単安定マルチバイブレータ８７から出力されるスイッチング信号７３のパルス幅はＴ１ からＴ１ ′，Ｔ１ ″というように徐々に減少する（図１８（ｅ））。このとき、スイッチング信号６３の周期（Ｔ２ ）は一定なので、結局、ヒータ抵抗器４３に供給される電力のデューティは図１８（ｆ）に示すように減少していく。この場合、センサ出力（検知信号５８）はヒータ抵抗器４３への供給電力に比例するため、センサ出力の増加率をｋとした場合、ヒータ抵抗器４３への供給電力のデューティは１／ｋとなるように制御される。
【００８７】
このように、本実施例の回路構成によっても、図１２の場合と同様に、流量増大に応じてヒータ抵抗器４３への電力供給のデューティを減少させる制御を行うことができ、図１２の場合と同等の効果を得ることができる。
【００８８】
なお、本実施例では、検知信号５８のレベルに応じてスイッチング信号７３のデューティ比を可変制御するようにしているが、図１２の説明においても述べたように、検知信号５８の周波数に応じてスイッチング信号７３のデューティ比を可変制御するようにしてもよい。この場合には、図１７のレベル検出回路１４０の代わりに、検知信号５８の周波数に応じた電圧を出力するための周波数・電圧変換回路を設け、この周波数・電圧変換回路の出力によってデューティ決定回路１５０のＭＯＳトランジスタ１５０のソース・ドレイン間抵抗（ＲＸ ′）を変化させるようにすればよい。
【００８９】
また、以上説明した実施例（図１２，図１７）では、スイッチング信号７３のデューティ比を変化させる方法として、パルス周期を一定にしてパルス幅を変化させるようにしているが、これに限るものではなく、逆にパルス幅を一定にしてパルス周期を変化させるようにしたり、あるいはパルス周期およびパルス幅の双方を変化させてデューティ比を変化させるように構成することも可能である。
【００９０】
図１９は、本発明のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表すものである。この図においても、上記実施例（図４）と同一部分には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
【００９１】
このセンサ回路は、ヒータ抵抗器４３への電力供給源として、図４の定電流回路６１の代わりに可変電圧電源７５を備えると共に、差動増幅器５３からの検知信号５８を可変電圧電源７５にフィードバックするようにしたものである。そして、検知信号５８のレベルに応じて可変電圧電源７５の出力レベルを変化させることにより、ヒータ抵抗器４３への電力供給のデューティを可変制御するようにしている。すなわち、導圧管３７内の流速の変化（つまりフルイディック流量計の流量変化）に応じて供給電流の大きさ自体を増減させることによって、ヒータ抵抗器４３への電力供給のデューティを変化させるように自動制御を行うものである。具体的には、流量の増大と共にヒータ抵抗器４３への供給電流の大きさを減少させるように制御が行われるようになっている。その他の回路構成は図４に示した実施例と同じであり、スイッチング制御回路６４からのスイッチング信号６３によってスイッチ６２をオンオフする点、および定電流回路６５によってブリッジ回路５０への電流供給を常時行う点も同様である。
【００９２】
図２０は図１９の可変電圧電源７５の回路構成例を表すものである。この回路は、交流信号である検知信号５８を半波整流するための整流回路１６０と、整流回路１６０から出力される整流信号１６３を平滑化するためのフィルタ回路１７０と、このフィルタ回路１７０から出力される平滑出力信号１７４のレベルに応じた大きさのヒータ駆動電圧１８６を出力するヒータ電圧設定回路１８０とを備えている。
【００９３】
整流回路１６０は、検知信号５８がアノードに入力されるダイオード１６１と、このダイオード１６１のカソードと接地との間に接続されたキャパシタ１６２とを備え、検知信号５８を半波整流して出力するようになっている。
【００９４】
フィルタ回路１７０は、出力端を負入力端に帰還接続した差動増幅器（オペアンプ）１７１と、この差動増幅器１７１の出力端に接続された抵抗器１７２と、この抵抗器１７２の他端と接地との間に挿入接続されたキャパシタ１７３とを備えている。差動増幅器１７１の正入力端は、整流回路１６０のダイオード１６１とキャパシタ１６２との接続点に接続され、抵抗器１７２とキャパシタ１７３との接続点はヒータ電圧設定回路１８０に接続されている。そして、フィルタ回路１７０は、整流回路１６０からの整流信号１６３を平滑化し、平滑出力信号１７４を出力するようになっている。
【００９５】
ヒータ電圧設定回路１８０は、出力端を抵抗器１８３を介して負入力端に帰還接続した差動増幅器（オペアンプ）１８２と、この差動増幅器１８２の負入力端とフィルタ回路１７０の抵抗器１７２およびキャパシタ１７２の接続点との間にに接続された抵抗器１８１と、電源ＶＣＣと接地との間に直列接続され、その接続点から所定の基準電圧ＶＴＨを出力する分圧抵抗器１８４，１８５とを備えている。差動増幅器１８２の正入力端は分圧抵抗器１８４，１８５の接続点に接続され、基準電圧ＶＴＨが入力されるようになっている。そして、ヒータ電圧設定回路１８０は、フィルタ回路１７０から入力される平滑化信号１７４と基準電圧ＶＴＨとの差を反転増幅し、この差に応じたヒータ駆動電圧１８６を出力するようになっている。
【００９６】
以上のような構成の可変電圧電源７５（図２０）およびこれを含むセンサ回路（図１９）の動作を、図２１を参照して説明する。
【００９７】
フルイディック流量計を流れる気体の流量が低流量から高流量に変化すると、導圧管３７内のセンサ回路（図１９）によって検出されるフルイディック発振の周波数と振幅とが次第に増大し、例えば、差動増幅器５３からの検知信号５８の波形は図２１（ａ）のように変化する。
【００９８】
この検知信号５８は整流回路１６０で半波整流され、図２１（ｂ）に示すような波形の整流信号１６３となってフィルタ回路１７０に入力される。フィルタ回路１７０では、整流信号１６３の平滑化が行われ、図２１（ｃ）に示すような平滑化信号１７４が出力される。差動増幅器１８２は、平滑化信号１７４と基準電圧ＶＴＨとの差を反転増幅し、この差に応じたヒータ駆動電圧１８６（図２１（ｄ））を出力する。一方、センサ回路（図１９）のスイッチ６２は、図４の場合と同様に、スイッチング制御回路６４からのスイッチング信号６３によって一定のデューティ比（周期Ｔ２ ，パルス幅Ｔ１ ）でオンオフする。従って、ヒータ抵抗器４３には、図２１（ｅ）に示すように、一定周期（Ｔ２ ）ごとに一定期間（Ｔ１ ）だけ電流が流れると共に、その電流値は、流量の増大に伴ってＩＨ からＩＨ ′，ＩＨ ″というように徐々に減少していくこととなる。
【００９９】
このように本実施例によれば、流量の増大に伴ってヒータ抵抗器４３への供給電流の大きさ自体が減少し、図１５に示したように、電流供給デューティ（符合１１１）が減少する。このため、ヒータ抵抗器４３の発生熱量１１２も流量の増大に伴って減少する。従って、センサ出力の増加率ｋに対してヒータ抵抗器４３への供給電力のデューティを１／ｋとすれば、上記実施例（図１１）において間欠的ヒータ駆動によって電力供給デューティを変化させた場合と同様に、ヒータ抵抗器４３の発生熱量の減少に伴ってセンサ抵抗器４１，４２の温度差の拡大が抑制され、差動増幅器５３からの検知信号５８のレベル（図１６の符合１２０）は、流速にかかわらずほぼ一定レベルに保持される。但し、この場合も、検知信号５８のレベル１２０は周期検出回路５６によって周期（周波数）の検出が可能な程度のレベル１２１（図１６）を超えていることが必要であることは同様である。
【０１００】
このように、本実施例においても、図１６の出力電圧差１２３に相当するだけのヒータ抵抗器４３への供給電力を節約することができる。
【０１０１】
なお、本実施例では、スイッチ６３のオン周期（Ｔ２ ）とオン期間（Ｔ１ ）とを一定にしてヒータ間欠駆動の時間的デューティ比は一定とすることとしたが、これに限るものではなく、ヒータ間欠駆動の時間的デューティ制御と供給電流値自体を変化させる電流制御とを併用することも可能である。この場合には、図１９のスイッチング制御回路６４の代わりに図１１のスイッチング制御回路７４（具体的には図１２または図１７の回路構成）を用い、これに差動増幅器５３からの検知信号５８をフィードバックするように構成すればよい。
【０１０２】
また、本実施例では、検知信号５８のレベルに応じてヒータ抵抗器４３への供給電流の大きさを制御するようにしているが、図１２の説明においても述べたように、検知信号５８の周波数に応じて供給電流の大きさを制御するようにしてもよい。この場合には、図２０の整流回路１６０およびフィルタ回路１７０の代わりに、検知信号５８の周波数に応じた電圧を出力するための周波数・電圧変換回路を設け、この周波数・電圧変換回路の出力をヒータ電圧設定回路１８０に入力するように構成すればよい。
【０１０３】
なお、センサ出力に応じた電力供給デューティの制御を行う場合（図１１および図１９）には、以下の点に留意する必要がある。すなわち、本センサは熱を発生させて流体の流速変化による熱の変化を計測するアクティブセンサである。従って、計測対象となる流体の流速に応じて最適な熱を発生させることが重要である。例えば、ヒータ抵抗器４３からの発熱が比較的大きく、センサ抵抗器４１，４２との熱結合が比較的強い場合において、流速が微小なときには、ヒータ抵抗器４３からセンサ抵抗器４１，４２への伝熱による熱移動に比べて流体の流れによる熱移動が少ないため、センサ抵抗器４１，４２間の温度差が小さくなり、最適な計測が困難となる。一方、ヒータ抵抗器４３からの発熱が比較的小さく、センサ抵抗器４１，４２との熱結合が比較的弱い場合においては、微小な流速変化に対してもセンサ抵抗器４１，４２間の温度差が十分とれ、計測が可能となる。このように、ヒータ抵抗器４３とセンサ抵抗器４１，４２との熱結合の程度を最適化することが極めて重要であり、この点を考慮してヒータ抵抗器４３への電力供給デューティを決定する必要がある。
【０１０４】
以上説明した各実施例では、ヒータ抵抗器４３やブリッジ回路５０の駆動電源（図１９の可変電圧電源７５を除く）を電流源として説明したが、これを電圧源としても同様である。また、２つのセンサ抵抗器４１，４２をそれぞれヒータ抵抗器４３の両側に配置する構成としたが、これに限るものではなく、１つのセンサ抵抗器４１のみを流れ方向に沿ってヒータ抵抗器５３の近傍に配置するようにしてもよい。この場合には、例えば図４において、センサ抵抗器４２の代わりに基準抵抗器５１，５２と同じ抵抗値を有する別の基準抵抗器を設け、これらの４つの抵抗器によってブリッジ回路５０を構成するようにすればよい。但し、このような構成とした場合には、点ａと点ｂとの電位差は、２つのセンサ抵抗器４１，４２を用いる場合に比べて小さくなるため、センサ回路としての感度は低下する。従って、感度をより重視する場合には、２つのセンサ抵抗器４１，４２を用いる方式が好ましい。
【０１０５】
【発明の効果】
以上説明したように請求項１またはこれを引用する請求項１３記載の熱式流速センサによれば、ヒータ制御手段によって、流速を認識可能な最低限の検知信号をセンサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるようにしたので、連続的な測定を可能にしながら消費電力を低減することができる。従って、電池駆動方式でセンサを構成する場合には、特に有効である。
【０１０６】
特に、請求項２または請求項１０またはこれらを引用する請求項１３記載の熱式流速センサによれば、ヒータ制御手段によってヒータに供給される間欠的な電力の供給周期を、ヒータの熱時定数の２倍以下としたので、電力供給が間欠的であるにもかかわらず、ヒータ温度をほぼ一定に保持することができる。
【０１０７】
また、請求項３ないし請求項５のいずれか、またはこれらを引用する請求項１３に記載の熱式流速センサによれば、更に、センサ回路の測温用抵抗器への電流供給をも間欠的に行うようにしたので、上記第１の効果に加え、消費電力をより一層低減することができるという効果がある。
【０１０８】
また、請求項６ないし請求項１２のいずれか、またはこれらを引用する請求項１３に記載の熱式流速センサによれば、ヒータ制御手段によって、センサ回路の検知信号に応じて、流速を認識可能な最低限の検知信号をセンサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量をヒータが放出できるようにしたので、上記第１の効果に加え、フルイディック流量計においてフルイディック発振を検出するセンサとして用いた場合に、流量に応じてヒータの放出熱量（ひいては測温用抵抗器の温度）を最適化することができ、消費電力をより一層低減することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例に係る熱式流速センサを備えたフルイディック流量計の断面図である。
【図２】図１における導圧孔および熱式流速センサを含む断面を拡大して表す断面図である。
【図３】図２の導圧管を本体の底部と平行な面で切った状態を表す断面図である。
【図４】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の要部構成を表す回路図である。
【図５】図４のスイッチング制御回路の構成を表す回路図である。
【図６】スイッチング制御回路およびヒータ抵抗器の動作を表すタイミング図である。
【図７】図４のセンサ回路の動作を表す信号波形図である。
【図８】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表す回路図である。
【図９】図８のセンサ回路の動作を表す信号波形図である。
【図１０】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表す回路図である。
【図１１】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表す回路図である。
【図１２】図１１のスイッチング制御回路の回路構成例を表す回路図である。
【図１３】図１２のスイッチング制御回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１４】図１２のスイッチング制御回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１５】本発明の熱式流速センサを用いたフルイディック流量計における流量と電力供給デューティおよびヒータ発生熱量との関係を示す説明図である。
【図１６】フルイディック流量計における流量とセンサ出力電圧との関係を示す説明図である。
【図１７】図１１のスイッチング制御回路の他の回路構成例を表す回路図である。
【図１８】図１７のスイッチング制御回路の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１９】図３のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の他の実施例を表す回路図である。
【図２０】図１９の可変電圧電源の回路構成を表す回路図である。
【図２１】図２０の可変電圧電源およびヒータ抵抗器の動作を説明するための信号波形図である。
【図２２】従来のフローセンサを用いてフルイディック発振周波数を検出するようにしたセンサ回路の要部構成を表す回路図である。
【図２３】図２２のセンサ回路の動作を示す説明図である。
【図２４】図２２のセンサ回路の動作特性を示す説明図である。
【符号の説明】
１０ 本体
１１ 入口部
１２ 出口部
２１ ノズル部
３３，３４ 導圧孔
３７ 導圧管
３８ フローセンサ
４１，４２ センサ抵抗器
４３ ヒータ抵抗
５０ ブリッジ回路
５３ 差動増幅器
５４，５８ 検知信号
５５ サンプルホールド回路
５６ 周期検出回路
６１，６５ 定電流回路
６２，６６ スイッチ
６３，７３ スイッチング信号
６４，７４ スイッチング制御回路
６９ キャパシタ
７５ 可変電圧電源
８４ パルス発生器
８７ 単安定マルチバイブレータ
９０ 比較回路
９３，１３０，１６０ 整流回路
９６ 比較器
１００，１５０ デューティ決定回路
１０１ アップダウンカウンタ
１０２ カウンタ
１０５ 比較器
１４０ レベル検出回路
１４２，１７１，１８２ 差動増幅器
１５１ ＭＯＳトランジスタ
１７０ フィルタ回路
１８０ ヒータ電圧設定回路
１８６ ヒータ駆動電圧
Claims (14)
- 電力の供給を受けて熱を放出するヒータと、
このヒータの近傍に設けられると共に温度に応じて抵抗値が変化する測温用抵抗器を有し、前記ヒータから放出された熱の流体による移動によって生じた前記測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、流体の流速に応じた検知信号を出力するセンサ回路と、
前記ヒータの熱時定数を考慮して、流速を認識可能な最低限の検知信号を前記センサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量を前記ヒータが継続的に放出できるように、前記ヒータに対して間欠的に電力を供給するヒータ制御手段と
を備えたことを特徴とする熱式流速センサ。 - 前記ヒータ制御手段によって前記ヒータに供給される間欠的な電力の供給周期は、前記ヒータの熱時定数の２倍以下であることを特徴とする請求項１記載の熱式流速センサ。
- 前記センサ回路の測温用抵抗器に間欠的に電流を供給するセンサ回路制御手段を更に備えたことを特徴とする請求項１または２記載の熱式流速センサ。
- 前記センサ回路制御手段は、前記ヒータ制御手段による前記ヒータに対する間欠的な電力供給に同期して前記測温用抵抗器に電流を供給することを特徴とする請求項３記載の熱式流速センサ。
- 前記センサ回路制御手段による電流供給時に電力を蓄積し、この蓄積した電力を用いて、前記センサ回路制御手段による電流非供給時に前記測温用抵抗器に電流を供給する電力蓄積手段を更に備えたことを特徴とする請求項３または４記載の熱式流速センサ。
- フルイディック流量計においてフルイディック発振に伴って流速の変化する流路に設けられ、フルイディック発振を検出するために流速を検出する熱式流速センサであって、
電力の供給を受けて熱を放出するヒータと、
このヒータの近傍に設けられると共に温度に応じて抵抗値が変化する測温用抵抗器を有し、前記ヒータから放出された熱の流体による移動によって生じた前記測温用抵抗器の抵抗値の変化に基づいて、流体の流速に応じた検知信号を出力するセンサ回路と、
前記ヒータの熱時定数を考慮して、流速を認識可能な最低限の検知信号を前記センサ回路から出力させるのに必要な最低限の熱量を前記ヒータが継続的に放出できるように、前記ヒータに対して間欠的に電力を供給するヒータ制御手段と
を備えたことを特徴とする熱式流速センサ。 - 前記ヒータ制御手段は、前記センサ回路の検知信号に応じて前記ヒータに供給する電力を制御することを特徴とする請求項６記載の熱式流速センサ。
- 前記ヒータ制御手段は、前記センサ回路の検知信号に応じて電力供給のデューティを変化させることによって前記ヒータに供給する電力を制御することを特徴とする請求項６記載の熱式流速センサ。
- 前記ヒータ制御手段は、電力供給の周期を一定とする一方、電力供給時間の長さを変えることによって電力供給のデューティを変化させることを特徴とする請求項７記載の熱式流速センサ。
- 前記ヒータ制御手段は、前記センサ回路の検知信号に応じて前記ヒータに印加する電圧を変化させることによって前記ヒータに供給する電力を制御することを特徴とする請求項６記載の熱式流速センサ。
- 前記ヒータ制御手段によって前記ヒータに供給される間欠的な電力の供給周期は、前記ヒータの熱時定数の２倍以下であることを特徴とする請求項７ないし９のいずれか１に記載の熱式流速センサ。
- 前記ヒータ制御手段は、前記センサ回路の検知信号のレベルに応じて前記ヒータに供給する電力を制御することを特徴とする請求項６記載の熱式流速センサ。
- 前記ヒータ制御手段は、前記センサ回路の検知信号の周波数または周期に応じて前記ヒータに供給する電力を制御することを特徴とする請求項６記載の熱式流速センサ。
- 前記測温用抵抗器は、前記ヒータの両側に１つずつ設けられていることを特徴とする請求項１ないし１２のいずれか１に記載の熱式流速センサ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30436594A JP3566999B2 (ja) | 1994-11-14 | 1994-11-14 | 熱式流速センサ |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30436594A JP3566999B2 (ja) | 1994-11-14 | 1994-11-14 | 熱式流速センサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08136566A JPH08136566A (ja) | 1996-05-31 |
| JP3566999B2 true JP3566999B2 (ja) | 2004-09-15 |
Family
ID=17932150
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30436594A Expired - Fee Related JP3566999B2 (ja) | 1994-11-14 | 1994-11-14 | 熱式流速センサ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3566999B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000037895A1 (de) * | 1998-12-22 | 2000-06-29 | Sensirion Ag | Verfahren und sensor zur messung eines massenflusses |
| JP6369379B2 (ja) | 2014-06-03 | 2018-08-08 | 株式会社デンソー | 質量流量計および速度計 |
-
1994
- 1994-11-14 JP JP30436594A patent/JP3566999B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08136566A (ja) | 1996-05-31 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
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| A521 | Written amendment |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
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