JP3564323B2

JP3564323B2 - 発振検出回路、半導体装置、電子機器および発振検出方法

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Publication number: JP3564323B2
Application number: JP13774699A
Authority: JP
Inventors: 照彦藤沢; 徹須藤
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 1999-05-18
Filing date: 1999-05-18
Publication date: 2004-09-08
Anticipated expiration: 2019-05-18
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振検出回路、半導体装置、電子機器および発振検出方法に係り、特に発振回路を有する電子機器およびこのような電子機器に用いられ発振回路が発振しているか否かを検出するための発振検出回路、半導体装置および発振検出方法に関する。
【従来の技術】
発振検出回路は、発振回路が発振しているか否かを検出するための回路であり、電池駆動の電子機器の場合には、電池電圧の低下によって発振回路が停止した場合には、誤動作を防止するため、直ちに回路を初期化するように構成されていた。
図６に従来の発振検出回路の概要構成図を示す。
従来の発振検出回路１０１は、水晶振動子１０２の発振周波数に基づいて所定の発振周波数を有する発振信号を出力する発振回路１０３に接続されており、発振回路１０３の発振信号の電圧Ｖ１に基づいてスイッチング動作を行うＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４がオンしている状態で、高電位側電源Ｖｄｄと低電位側電源Ｖｓｓとの間に接続されて充電される容量素子であるコンデンサ１０５と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４とコンデンサ１０５との接続点の電位をプルアップするためのプルアップ抵抗１０６と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４とコンデンサ１０５との接続点に入力端子が接続され、入力端子に印加される電圧Ｖ３が所定の電圧を越えた場合に出力が反転するインバータ回路１０７と、を備えて構成されている。
【０００２】
次に上記従来の発振検出回路の動作を説明する。
発振信号の電圧Ｖ１により、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４はオン／オフ動作を繰り返し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４がオン状態の場合には、コンデンサ１０５は高電位側電源Ｖｄｄと低電位側電源Ｖｓｓとの間に接続されて充電されることとなる。
一方、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４がオフ状態の場合には、プルアップ抵抗１０６によりコンデンサ１０５の電圧Ｖ３はＶｄｄ電位に固定され非充電時におけるリーク電流を発生させる役割がある。
従って、コンデンサ１０５に接続されたインバータ回路１０７によりコンデンサ１０５の電圧値Ｖ３を判定し、発振状態、すなわち、電圧Ｖ３が所定の電圧（インバータ回路１０７のしきい値）未満となった場合にインバータ回路１０７は“Ｈ”レベルとなる発振検出信号ＶＯＵＴを出力する。
次により具体的な動作を説明する。
発振回路１０３が発振を開始して発振信号を出力し、発振信号の電圧Ｖ１がＶｓｓからＶｄｄへ立ち上がるとＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４がオンする。
【０００３】
これによりコンデンサ１０５の充電が開始される。
そして、コンデンサ１０５の電圧Ｖ３は、非発振時にはプルアップ抵抗１０６によってＶｄｄ側に固定されているが、発振が開始され、コンデンサ１０６への充電が始まるとＶｓｓ側に下がり始める。
続いて、発振信号の電圧Ｖ１がＶｓｓ側へ減少に転じ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０４がオフすると、コンデンサ１０５への充電は止まるが、コンデンサ１０５の電圧Ｖ３はそのまま保持されることとなる。
以上の動作は、発振回路１０３が発振信号を出力している間、繰り返され、電圧Ｖ３はＶｓｓまで降下し安定することとなる。
この過程において、電圧Ｖ３がインバータ回路１０７のしきい値より下がると、インバータ回路１０７の出力である発振検出信号ＶＯＵＴが“Ｌ”レベルから“Ｈ”レベルに切り替わり、発振の有無を検出することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の発振検出回路においては、数Ｇ［Ω］という高抵抗をプルアップ抵抗として用いていたため、この抵抗を集積回路内に構成する場合を想定すると、製造工程上のばらつきが大きくなり、場合によっては、その絶対抵抗値が数１０［％］もばらついてしまう可能性があり、発振検出回路において、正確に発振を検出できないという問題が生じる可能性があった。
さらにこのような抵抗は、光や温度などの外部環境の影響を受けやすく、影響を受けると抵抗値が変化してしまい、例えば、抵抗値が小さくなった場合には、放電電流が増加してしまい、発振検出回路において、発振停止と誤検出してしまう可能性が大きかった。
そこで、本発明の目的は、発振回路における発振の有無を正確に検出することが可能な発振検出回路、半導体装置および発振検出方法を提供するとともに、正確に発振回路の発振状態を検出することにより誤動作を未然に防止することが可能な電子機器を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１記載の構成は、外部の発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出回路において、外部より供給される電荷を蓄える容量素子と、前記発振回路の発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子に蓄えられた電荷を一定電流量を有する放電電流により放電させる放電手段と、前記容量素子の電圧に基づいて前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出手段と、を備えたことを特徴としている。
【０００６】
請求項２記載の構成は、請求項１記載の構成において、前記放電手段は、前記発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子を放電路に接続させるべくスイッチング動作を行うスイッチング手段を備えたことを特徴としている。
【０００７】
請求項３記載の構成は、請求項１記載の構成において、前記発振検出手段は、前記容量素子の電圧が、予め定めた所定値を超えたか否かを検出する電圧検出手段を備えたことを特徴としている。
【０００８】
請求項４記載の構成は、請求項１記載の構成において、前記放電手段は、第２の一定電流値を有する制御定電流を流すことが可能な定電流素子と、前記制御定電流に基づいて前記放電電流を流すカレントミラー回路と、を備えたことを特徴としている。
【０００９】
請求項５記載の構成は、請求項４記載の構成において、前記放電電流の電流値を前記制御定電流の電流値よりも小さく設定することを特徴としている。
【００１０】
請求項６記載の構成は、請求項１記載の構成において、前記電圧検出手段は、前記容量素子の電圧が予め定めた所定値を超えた場合にその出力が反転するインバータ回路を備えたことを特徴としている。
【００１１】
請求項７記載の構成は、請求項１記載の構成において、前記スイッチング手段は、前記発振周波数の周期に対応する周期に応じてオン／オフするＭＯＳトランジスタを備えたことを特徴としている。
【００１２】
請求項８記載の構成は、請求項１記載の構成において、前記発振周波数の周期に対応する周期は、前記発振周波数の周期を分周することにより得られる周期であることを特徴としている。
【００１３】
請求項９記載の構成は、外部の発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出回路を有する半導体装置において、外部より供給される電荷を蓄える容量素子と、前記発振回路の発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子に蓄えられた電荷を一定電流量を有する放電電流により放電させる放電部と、前記容量素子の電圧に基づいて前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出部と、を備えたことを特徴としている。
【００１４】
請求項１０記載の構成は、発振回路と、前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出回路と、を有する電子機器において、外部より供給される電荷を蓄える容量素子と、前記発振回路の発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子に蓄えられた電荷を一定電流量を有する放電電流により放電させる放電回路と、前記容量素子の電圧に基づいて前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出回路と、を備えたことを特徴としている。
【００１５】
請求項１１記載の構成は、請求項１０記載の構成において、前記発振検出回路の出力に基づいて、前記発振回路が発振を停止している場合に前紀電子機器を初期化することを特徴としている。
【００１６】
請求項１２記載の構成は、発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出方法において、前記発振回路の発振周波数の周期に対応する周期で容量素子に蓄えられた電荷を一定電流量を有する放電電流により放電させる放電過程と、前記容量素子の電圧に基づいて前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出過程と、を備えたことを特徴としている。
【００１７】
請求項１３記載の構成は、請求項１２記載の構成において、前記放電過程は、前記発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子を放電路に接続させるべくスイッチング動作を行うスイッチング過程を備えたことを特徴としている。
【００１８】
請求項１４記載の構成は、請求項１２記載の構成において、前記発振検出過程は、前記容量素子の電圧が、予め定めた所定値を超えたか否かを検出する電圧検出過程を備えたことを特徴としている。
【００１９】
請求項１５記載の構成は、請求項１２記載の構成において、前記発振周波数の周期に対応する周期は、前記発振周波数の周期を分周することにより得られる周期であることを特徴としている。
【００２０】
【発明の実施の形態】
次に本発明の好適な実施形態について図面を参照して説明する。
［１］第１実施形態
［１．１］発振検出回路の概要構成
図１に第１実施形態の発振検出回路の概要構成図を示す。
発振検出回路１０は、水晶振動子１１の発振周波数に基づいて所定の発振周波数を有する発振信号を出力する発振回路１２に接続されており、発振回路１２の発振信号の電圧Ｖ１に基づいてスイッチング動作を行うＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３がオンしている状態で、高電位側電源Ｖｄｄと低電位側電源Ｖｓｓとの間に接続されて充電される容量素子であるコンデンサ１４と、予め設定された所定の一定電流Ｉ１を供給する定電流源１５と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２を有し、コンデンサ１４の放電時に一定電流Ｉ１に比例する放電電流Ｉ２（Ｉ２≪Ｉ１）を生成するカレントミラー回路１６と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３とコンデンサ１４との接続点に入力端子が接続され、入力端子に印加される電圧Ｖ３が所定の電圧を越えた場合に出力が反転するインバータ回路１７と、を備えて構成されている。
【００２１】
この場合において、コンデンサ１４の放電電流Ｉ２を生成するのに定電流源１５のみならずカレントミラー回路１６を設けた理由は、本実施形態において要求される放電電流量が数１００×１０^−１２［Ａ］（＝数１００［ｐＡ］）であり、定電流原１５のみでは、１〜５×１０^−９［Ａ］（＝数［ｎＡ］）程度の定電流を得るのが限界であり、これ以下の定電流を得ることは技術的に困難だからである。
これに対し、一つのＩＣ内に集積化されたカレントミラー回路においては、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２のトランジスタサイズ比を変えることで、定電流源１５の数十分の一の電流が正確に作れ、この場合は１０〜５０×１０^−１２［Ａ］（＝数十［ｐＡ］）程度の定電流を得ることが出来るからである。
【００２２】
特にカレントミラー回路を集積回路上で構成する場合には、正確にトランジスタのサイズ比を制御することが出来、より高精度で実現可能である。
また、定電流源１５としては、例えば、デプレショントランジスタのゲートとソースとを接続し、ゲートソース間電圧ＶＧＳ＝０［Ｖ］とさせたものを用いればよい。さらにこの定電流源１５のばらつきを小さくするためにトリミングを行って調整するように構成してもよい。
【００２３】
［１．２］発振検出回路の動作
次に第１実施形態の発振検出回路の動作について説明する。
［１．２．１］発振検出回路の概要動作
まず、発振検出回路の概要動作について説明する。
発振信号の電圧Ｖ１により、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３はオン／オフ動作を繰り返し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３がオン状態の場合には、コンデンサ１４は高電位側電源Ｖｄｄと低電位側電源Ｖｓｓとの間に接続されて充電されることとなる。
一方、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３がオフ状態の場合には、定電流源１５は、放電電流Ｉ２によりコンデンサ１４を放電させる。
従って、コンデンサ１４に接続されたインバータ回路１７によりコンデンサ１４の電圧値Ｖ３を判定し、発振状態、すなわち、電圧Ｖ３が所定の電圧（インバータ回路１７のしきい値電圧ＶＴＨ；図２参照）以下となった場合にインバータ回路１７は“Ｈ”レベルとなる発振検出信号ＶＯＵＴを出力する。
【００２４】
［１．２．２］発振検出回路の詳細動作
次に発振検出回路の詳細動作を図２を参照して説明する。
図２に発振検出回路の動作タイミングチャートを示す。
図２（ａ）に示すように、時刻ｔ１において水晶振動子１１が発振を開始すると、発振回路１２は、図２（ａ）に示す原発振信号を１／２に分周して発振信号を生成して発振検出回路１０に出力する。
このとき、発振信号の出力電圧波形は、図２（ｂ）に示すようなものとなり、発振信号の電圧Ｖ１が“Ｈ”レベルとなる時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間中、すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３がオンの期間中、コンデンサ１４が充電され、その電圧Ｖ３は、高電位側電源Ｖｄｄ側から低電位側電源Ｖｓｓ側に徐々に遷移する。
【００２５】
そして時刻ｔ２となると、発振信号の電圧Ｖ１は“Ｌ”レベルとなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３はオフとなるので、コンデンサ１４の充電は中断され、コンデンサ１４は、放電電流Ｉ２により放電される。
しかしながら、放電電流Ｉ２は、小さな値（＝１０〜５０×１０^−１２［Ａ］程度）に設定されているため、実質的には、コンデンサ１４は、蓄電電圧をほぼそのまま保持することとなる。
そして、再び発振信号の電圧Ｖ１が“Ｈ”レベルとなる時刻ｔ３において、コンデンサ１４は再び充電を開始する。
その後、時刻ｔ４において、コンデンサ１４の電圧Ｖ３がインバータ回路１７のしきい値電圧ＶＴＨ以下となると、インバータ回路１７は、発振検出信号ＶＯＵＴを反転させ、“Ｈ”レベルとする。
【００２６】
この結果、発振検出信号ＶＯＵＴが“Ｈ”レベルであることを検出することにより、発振回路１２が発振状態にあることを容易に検出することが出来るのである。
そして、発振信号の電圧Ｖ１が再び“Ｌ”レベルとなる時刻ｔ５においては、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３はオフとなるので、コンデンサ１４の充電は中断され、コンデンサ１４は、放電電流Ｉ２により放電されるが、上述した場合と同様に、放電電流Ｉ２は、小さな値（＝１０〜５０×１０^−１２［Ａ］程度）に設定されているため、実質的には、コンデンサ１４は、蓄電電圧をほぼそのまま保持することとなる。
【００２７】
そして、再び発振信号の電圧Ｖ１が“Ｈ”レベルとなる時刻ｔ６において、コンデンサ１４は再び充電を開始し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３がオンし、、かつ、コンデンサ１４が充電され、時刻ｔ７において、コンデンサ１４の電圧Ｖ３が低電位側電源Ｖｓｓと等しくなり、充電は行われなくなる。
その後、時刻ｔ８において、水晶振動子１１が何らかの理由により発振を停止すると、時刻ｔ９以降、コンデンサ１４は充電されなくなるため、コンデンサ１４の電圧Ｖ３は徐々に高電位側電源Ｖに遷移することとなる。
そして、時刻ｔ１０において、コンデンサ１４の電圧Ｖ３が再びインバータ回路１７のしきい値電圧ＶＴＨ未満となると、インバータ回路１７は、発振検出信号ＶＯＵＴを反転させ、“Ｌ”レベルとする。
【００２８】
［１．３］第１実施形態の効果
以上の説明のように本第１実施形態によれば、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、コンデンサ、カレントミラー回路およびインバータ回路という簡易な構成で、コンデンサの充放電を制御し、コンデンサの電圧を検出することにより、発振回路の発振状態を検出することができる。
さらにカレントミラー回路を流れるリーク電流を利用して、発振が停止した状態も検出することができる。
【００２９】
［２］第２実施形態
［２．１］発振検出回路の概要構成
図３に第２実施形態の発振検出回路の概要構成図を示す。図３において、図１の第１実施形態と同様の部分には同一の符号を付している。
発振検出回路１０Ａは、水晶振動子１１の発振周波数に基づいて所定の発振周波数を有する発振信号を出力する発振回路１２に接続されており、発振回路１２の発振信号の電圧Ｖ１に基づいてスイッチング動作を行うＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３がオンしている状態で、高電位側電源Ｖｄｄと低電位側電源Ｖｓｓとの間に接続されて充電される容量素子であるコンデンサ１４と、予め設定された所定の一定電流Ｉ１を供給する定電流源１５と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ１およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＰ２を有し、コンデンサ１４の放電時に一定電流Ｉ１に比例する放電電流Ｉ２（Ｉ２≪Ｉ１）を生成するカレントミラー回路１６と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３とコンデンサ１４との接続点に入力端子が接続され、入力端子に印加される電圧Ｖ３が所定の電圧を越えた場合に出力ＶＯＵＴ１が反転するインバータ回路１７と、カソードが高電位側電源Ｖｄｄに接続され、アノードがインバータ回路１７の入力端子に接続されたダイオード１８と、を備えて構成されている。
【００３０】
［２．２］発振検出回路の概要動作
次に第２実施形態の発振検出回路の概要動作について説明する。
発振信号の電圧Ｖ１により、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３はオン／オフ動作を繰り返し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３がオン状態の場合には、コンデンサ１４は高電位側電源Ｖｄｄと低電位側電源Ｖｓｓとの間に接続されて充電されることとなる。
一方、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３がオフ状態の場合には、定電流源１５により得られる放電電流Ｉ２およびダイオード１８の逆方向漏れ電流Ｉ３によりコンデンサ１４を放電させる。
従って、コンデンサ１４に接続されたインバータ回路１７により、コンデンサ１４の電圧値Ｖ３を判定し、発振状態、すなわち、電圧Ｖ３が所定の電圧（インバータ回路１７のしきい値電圧ＶＴＨ；図２参照）以下となった場合にインバータ回路１７は“Ｈ”レベルとなる発振検出信号ＶＯＵＴ１を出力する。
【００３１】
この場合において、ダイオード１８の機能としては、電源電圧が低下して定電流源やカレントミラー回路が正常に機能しないような状態でも、コンデンサ１４の電荷を放電させるもので、補助的な放電経路を形成するものである。この放電経路を流れる電流の電流値は、定電流源１５による放電電流Ｉ２の電流値よりも小さくする必要があり、また、電流値のばらつきは許容できるので、ダイオード１８に変えて高抵抗素子、ＭＯＳトランジスタのリーク電流などを利用することが出来る。
【００３２】
［２．３］第２実施形態の効果
以上の説明のように本第２実施形態によれば、第２実施形態の効果に加えて、ＮチャネルＭＯＳトランジスタがオフ状態の場合には、定電流源により得られる放電電流およびダイオードの逆方向漏れ電流によりコンデンサを放電させているので、検出回路の動作をより確実にすることができる。
また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、コンデンサ、カレントミラー回路、インバータ回路およびダイオードという簡易な構成で、コンデンサの充放電を制御し、コンデンサの電圧を検出することにより、発振回路の発振状態を検出することができる。
さらにカレントミラー回路を流れるリーク電流およびダイオードの逆方向漏れ電流を利用して、発振が停止した状態も検出することができる。
【００３３】
［３］第３実施形態
［３．１］発振検出回路の概要構成
図４に第３実施形態の発振検出回路の概要構成図を示す。
発振検出回路１０Ｂは、水晶振動子１１の発振周波数に基づいて所定の発振周波数を有する発振信号を出力する発振回路１２に接続されており、発振回路１２の発振信号の電圧Ｖ１に基づいてスイッチング動作を行うＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂと、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂがオンしている状態で、高電位側電源Ｖｄｄと低電位側電源Ｖｓｓとの間に接続されて充電される容量素子であるコンデンサ１４Ｂと、予め設定された所定の一定電流Ｉ１Ａを供給する定電流源１５Ｂと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＮ２を有し、コンデンサ１４Ｂの放電時に一定電流Ｉ１に比例する放電電流Ｉ２Ａ（Ｉ２Ａ≪Ｉ１Ａ）を生成するカレントミラー回路１６Ｂと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂとコンデンサ１４Ｂとの接続点に入力端子が接続され、入力端子に印加される電圧Ｖ３’が所定の電圧を越えた場合に出力が反転するインバータ回路１７と、を備えて構成されている。
この場合において、コンデンサ１４Ｂの放電電流Ｉ２を生成するのに定電流源１５Ｂのみならずカレントミラー回路１６Ｂを設けた理由は、第１実施形態と同様である。
【００３４】
［３．２］発振検出回路の動作
次に第３実施形態の発振検出回路の動作について説明する。
［３．２．１］発振検出回路の概要動作
まず、発振検出回路の概要動作について説明する。
発振信号の電圧Ｖ１により、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂはオン／オフ動作を繰り返し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂがオン状態の場合には、コンデンサ１４Ｂは高電位側電源Ｖｄｄと低電位側電源Ｖｓｓとの間に接続されて充電されることとなる。
一方、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂがオフ状態の場合には、定電流源１５Ｂは、放電電流Ｉ２Ａによりコンデンサ１４Ｂを放電させる。
従って、コンデンサ１４Ｂに接続されたインバータ回路１７によりコンデンサ１０５の電圧値Ｖ３を判定し、発振状態、すなわち、電圧Ｖ３が所定の電圧（インバータ回路１７のしきい値電圧ＶＴＨ）以上となった場合にインバータ回路１７は“Ｈ”レベルとなる発振検出信号ＶＯＵＴ２を出力する。
【００３５】
［３．２．２］発振検出回路の詳細動作
次に発振検出回路の詳細動作を説明する。
水晶振動子１１が発振を開始すると、発振回路１２は、原発振信号を分周して発振信号を生成して発振検出回路１０Ｂに出力する。
このとき、発振信号の電圧Ｖ１が“Ｌ”レベルとなる期間中、すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂがオンの期間中、コンデンサ１４Ｂが充電され、その電圧Ｖ３’は、低電位側電源Ｖｓｓ側から高電位側電源Ｖｄｄ側に徐々に遷移する。
そして発振信号の電圧Ｖ１が“Ｈ”レベルとなり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂはオフとなるので、コンデンサ１４Ｂの充電は中断され、コンデンサ１４Ｂは、放電電流Ｉ２Ａにより放電される。
しかしながら、放電電流Ｉ２Ａは、小さな値（＝１０〜５０×１０^−１２［Ａ］程度）に設定されているため、実質的には、コンデンサ１４Ｂは、蓄電電圧をほぼそのまま保持することとなる。
そして、再び発振信号の電圧Ｖ１が“Ｌ”レベルとなるとコンデンサ１４Ｂは再び充電を開始する。
その後、コンデンサ１４Ｂの電圧Ｖ３’がインバータ回路１７のしきい値電圧ＶＴＨ以上となると、インバータ回路１７は、発振検出信号ＶＯＵＴ２を反転させ、“Ｈ”レベルとする。
【００３６】
この結果、発振検出信号ＶＯＵＴが“Ｈ”レベルであることを検出することにより、発振回路１２が発振状態にあることを容易に検出することが出来るのである。
そして、発振信号の電圧Ｖ１が再び“Ｈ”レベルとなると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂはオフとなるので、コンデンサ１４Ｂの充電は中断され、コンデンサ１４Ｂは、放電電流Ｉ２Ａにより放電されるが、上述した場合と同様に、放電電流Ｉ２Ａは、小さな値（＝１０〜５０×１０^−１２［Ａ］程度）に設定されているため、実質的には、コンデンサ１４Ｂは、蓄電電圧をほぼそのまま保持することとなる。
そして、再び発振信号の電圧Ｖ１が“Ｌ”レベルとなると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１３Ｂがオンし、コンデンサ１４Ｂは再び充電を開始し、ある時刻において、コンデンサ１４Ｂの電圧Ｖ３が高電位側電源Ｖｄｄと等しくなり、充電は行われなくなる。
その後、水晶振動子１１が何らかの理由により発振を停止すると、コンデンサ１４Ｂは充電されなくなるため、コンデンサ１４Ｂの電圧Ｖ３’は徐々に低電位側電源Ｖｓｓに遷移することとなる。
そして、コンデンサ１４Ｂの電圧Ｖ３’が再びインバータ回路１７のしきい値電圧ＶＴＨ未満となると、インバータ回路１７は、発振検出信号ＶＯＵＴ２を反転させ、“Ｌ”レベルとする。
【００３７】
［３．３］第３実施形態の効果
以上の説明のように本第３実施形態によれば、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、コンデンサ、カレントミラー回路およびインバータ回路という簡易な構成で、コンデンサの充放電を制御し、コンデンサの電圧を検出することにより、発振回路の発振状態を検出することができる。
さらにカレントミラー回路を流れるリーク電流を利用して、発振が停止した状態も検出することができる。
【００３８】
［４］第４実施形態
本第４実施形態は上記各実施形態の発振検出回路を電子機器である腕時計に組み込んだ場合の実施形態である。
［４．１］第４実施形態の構成
図５に第４実施形態の腕時計の概要構成ブロック図を示す。
腕時計２０は、ユーザの腕の動きにより回転運動を行う回転錘２１と、回転錘２１の回転を伝達する輪列機構２２と、輪列機構２２により伝達された運動エネルギーによりロータ２３が固定のステータ２４内で回転することにより発電を交流発電を行う発電装置２５と、発電装置２５の交流発電出力を整流して出力する整流回路２６と、整流回路２６の出力により充電され、後段の回路の電源として機能する大容量コンデンサ２７と、上述の第１実施形態と同様の構成を有する水晶振動子１１，発振回路１２および発振検出回路１０と、発振回路１２の出力および発信検出回路１０の発信検出信号ＶＯＵＴが入力されるとともに、腕時計全体の動作制御を行う中央制御回路２８と、中央制御回路２８の制御下で指針３１を駆動する図示しないパルスモータなどを有する駆動回路２９と、文字盤３０と、を備えて構成されている。
この場合において、発振回路１２，発振検出回路１０，整流回路２６，中央制御回路２８および駆動回路２９は半導体装置ＳＣとして一体に形成され、組み込まれることとなっている。
【００３９】
［４．２］第４実施形態の動作
［４．２．１］通常時の動作
腕時計２０の回転錘２１が、ユーザの腕の動き等により回転運動を行うと、、回転錘２１の回転は輪列機構２２によりロータ２３に伝達される。
そして、輪列機構２２により伝達された運動エネルギーによりロータ２３が固定のステータ２４内で回転すると、発電装置２５は、交流発電を行うこととなる。
これにより整流回路２６は、発電装置２５の交流発電出力を整流して大容量コンデンサ２７に出力し、大容量コンデンサ２７は整流回路２６の出力により充電される。
大容量コンデンサ２７は、発振回路１２，発信検出回路１０、中央制御回路２８および駆動回路２９に電源を供給する。
【００４０】
電源が供給された発振回路１２は、水晶振動子１１の原発信信号を所定の分周比で分周して発振検出回路１０および中央制御回路２８に供給する。
発振検出回路１０は、発振回路１２が正常に動作する限り、発振検出出力信号ＶＯＵＴを“Ｈ”レベルに保持して、中央制御回路２８に出力する。
これにより中央制御回路２８は、発振検出出力信号ＶＯＵＴが“Ｈ”レベルである場合には、駆動回路２９を制御して指針３１を駆動することとなる。
【００４１】
［４．２．２］発振停止時の動作
大容量コンデンサ２７の蓄電容量が異常に不足した場合などには、電源電圧の低下により、発振回路１２が停止してしまう場合が生じる。
この場合には、後段の駆動回路２９などが停止したり、誤動作を行う可能性があるため、中央制御回路２８は、発振検出回路の発振検出出力信号が“Ｌ”レベルとなると、駆動回路２９あるいは中央制御回路２８の駆動を停止し、初期化、あるいは、消費電力の低い低消費電力モードへの移行などのを処理を行って、好ましくない状態での回路停止、誤動作などを防止する。
【００４２】
［４．３］第４実施形態の効果
本第４実施形態によれば、発振停止を確実に検出して、各回路の停止あるいは誤動作を未然に防止することが可能となる。
【００４３】
［５］実施形態の変形例
［５．１］第１変形例
発振検出信号（ＶＯＵＴ）の検出時間は、コンデンサと直列に電流制限抵抗を接続したり、コンデンサの容量値を変えたり、放電電流Ｉ２を変化させることで任意に調整することができる。
【００４４】
［５．２］第２変形例
インバータ回路をシュミットトリガインバータ回路で構成すれば、そのヒステリシス特性により、コンデンサの電圧変動の影響を受けず、安定した発振検出を行うことができる。
【００４５】
［５．３］第３変形例
上記各実施形態においては、電圧検出手段として、インバータ回路を用いていたが、コンパレータ回路で構成すれば、任意のしきい値を設定することができると共に、電源電圧の変動を受けない、安定した発振検出を行うことができる。
【００４６】
［５．４］第４変形例
上記各実施形態においては、発信検出回路には、発振回路の出力をそのまま入力する構成としていたが、発振回路の発振周波数をカウンタなどの分周回路で所定の分周比で分周した信号を入力する構成とすることも可能である。
【００４７】
［５．５］第５変形例
上記各実施形態においては、発振検出回路およびこれを実現する半導体装置は、電子機器の一例である腕時計を例として説明したが、本発明の発振検出回路はこれに限定されるものではなく、例えば、懐中時計、置き時計、電卓、携帯用パーソナルコンピュータ、電子手帳、携帯ラジオ、携帯型の血圧計、携帯電話機、ページャ、万歩計、ＰＤＡ等に適用することができる。要は発振回路を有する電子機器であればどのようなものに適用してもよい。
【００４８】
［５．６］第６変形例
本発明の発振検出回路の容量素子に電荷を蓄えるための外部電源は、発電装置による発電電力を蓄える蓄電装置（二次電源）であっても、乾電池などの一次電源でも良い。
発電装置は、図５に示したような、回転錘の旋回運動に伴う運動エネルギーやゼンマイなどに機械的に蓄えた運動エネルギーで発電ロータを回転させ、発電コイルに誘起電圧を発生させる構成や、太陽電池、熱発電、を行う構成であってもよい。
【００４９】
【発明の効果】
本発明によれば、外部より供給される電荷を容量素子に蓄え、発振回路の発振周波数の周期に対応する周期で容量素子に蓄えられた電荷を一定電流量を有する放電電流により放電させるのと並行して、容量素子の電圧に基づいて発振回路が発振しているか否かを発振検出手段により検出するので、発振回路の発振状態を確実に検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の発振検出回路の概要構成図である。
【図２】第１実施形態の発振検出回路の動作タイミングチャートである。
【図３】本発明の第２実施形態の発振検出回路の概要構成図である。
【図４】本発明の第３実施形態の発振検出回路の概要構成図である。
【図５】本発明の第４実施形態の腕時計の概要構成図である。
【図６】従来の発電検出回路の概要構成図である。
【符号の説明】
１０発振検出回路
１１水晶振動子
１２発振回路
１３ＮチャネルＭＯＳトランジスタ
１３ＢＰチャネルＭＯＳトランジスタ
１４、１４Ｂコンデンサ
１５、１５Ｂ定電流源
１６、１６Ｂカレントミラー回路
１７インバータ

Claims

外部の発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出回路において、
外部より供給される電荷を蓄える容量素子と、
前記発振回路の発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子に蓄えられた電荷を、一定電流量を有する放電電流により放電させる放電手段と、
前記容量素子の電圧に基づいて前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出手段と、
を備えたことを特徴とする発振検出回路。
請求項１記載の発振検出回路において、
前記放電手段は、前記発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子を放電路に接続させるべくスイッチング動作を行うスイッチング手段を備えたことを特徴とする発振検出回路。
請求項１記載の発振検出回路において、
前記発振検出手段は、前記容量素子の電圧が、予め定めた所定値を超えたか否かを検出する電圧検出手段を備えたことを特徴とする発振検出回路。
請求項１記載の発振検出回路において、
前記放電手段は、第２の一定電流値を有する制御定電流を流すことが可能な定電流素子と、
前記制御定電流に基づいて前記放電電流を流すカレントミラー回路と、
を備えたことを特徴とする発振検出回路。
請求項４記載の発振検出回路において、
前記放電電流の電流値を前記制御定電流の電流値よりも小さく設定することを特徴とする発振検出回路。
請求項１記載の発振検出回路において、
前記電圧検出手段は、前記容量素子の電圧が予め定めた所定値を超えた場合にその出力が反転するインバータ回路を備えたことを特徴とする発振検出回路。
請求項１記載の発振検出回路において、
前記スイッチング手段は、前記発振周波数の周期に対応する周期に応じてオン／オフするＭＯＳトランジスタを備えたことを特徴とする発振検出回路。
請求項１記載の発振検出回路において、
前記発振周波数の周期に対応する周期は、前記発振周波数の周期を分周することにより得られる周期であることを特徴とする発振検出回路。
外部の発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出回路を有する半導体装置において、
外部より供給される電荷を蓄える容量素子と、
前記発振回路の発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子に蓄えられた電荷を一定電流量を有する放電電流により放電させる放電部と、
前記容量素子の電圧に基づいて前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出部と、
を備えたことを特徴とする半導体装置。
発振回路と、前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出回路と、を有する電子機器において、
外部より供給される電荷を蓄える容量素子と、
前記発振回路の発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子に蓄えられた電荷を一定電流量を有する放電電流により放電させる放電回路と、
前記容量素子の電圧に基づいて前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出回路と、
を備えたことを特徴とする電子機器。
請求項１０記載の電子機器において、
前記発振検出回路の出力に基づいて、前記発振回路が発振を停止している場合に前紀電子機器を初期化することを特徴とする電子機器。
発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出方法において、
前記発振回路の発振周波数の周期に対応する周期で容量素子に蓄えられた電荷を一定電流量を有する放電電流により放電させる放電過程と、
前記容量素子の電圧に基づいて前記発振回路が発振しているか否かを検出する発振検出過程と、
を備えたことを特徴とする発振検出方法。
請求項１２記載の発振検出方法において、
前記放電過程は、前記発振周波数の周期に対応する周期で前記容量素子を放電路に接続させるべくスイッチング動作を行うスイッチング過程を備えたことを特徴とする発振検出方法。
請求項１２記載の発振検出方法において、
前記発振検出過程は、前記容量素子の電圧が、予め定めた所定値を超えたか否かを検出する電圧検出過程を備えたことを特徴とする発振検出方法。
請求項１２記載の発振検出方法において、
前記発振周波数の周期に対応する周期は、前記発振周波数の周期を分周することにより得られる周期であることを特徴とする発振検出方法。