JP3553666B2 - 電源手段 - Google Patents
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Description
【０００１】
【技 術 分 野】
本発明は、直流電圧供給手段（例：直流電源とオン、オフ可能なスイッチング手段の直列回路。）が直流電圧を出力したり、しなかったりの動作を交互にする等するだけで、負荷にプラス電圧とマイナス電圧を交互に供給することができる電源手段に関する。これを用いて容量性負荷の駆動回路や可制御スイッチング手段の駆動回路などを容易に構成することもできる。可制御スイッチング手段の駆動回路の場合、直流電圧供給手段または直流電源手段を１つしか使わずに可制御なスイッチング手段に順バイアス電圧あるいは順バイアス電流を供給したり、逆バイアス電圧あるいは逆バイアス電流を供給したり、することができる。
【０００２】
さらにこの可制御スイッチング手段の駆動回路を利用すると、条件付きながら絶縁することができる各種の絶縁型スイッチング回路と点火配電回路および各種の非絶縁型スイッチング回路を構成することもできる。従って、本発明をスイッチング回路、電力変換回路、チャージ・ポンプ、圧電素子や液晶やエレクトロ・ルミネッサンス等の各種駆動回路、アナログ回路、ディジタル回路、論理回路、リレー、電子交換機、点火回路など広い分野に利用することができる。
尚、点火配電回路とは、例えば、内燃機関用点火装置などにおいて複数の点火コイル（点火用昇圧変圧器）それぞれの２次側に接続された点火用放電ギャップのうち、所定の点火用放電ギャップだけに高電圧を供給する回路のことである。
【０００３】
【背 景 技 術】
直流電圧出力手段（例：直流電源とオン、オフ可能なスイッチング手段の直列回路、入射光の有無に応じて直流電圧を出力する太陽電池あるいは光起電力ダイオード・アレイ等。）が直流電圧を出力したり、しなかったりするのに応じて負荷にプラス電圧、マイナス電圧を供給する従来の電源手段を図２〜図５に示す。
参照：
ａ）米国特許４１２５８１４号 ｂ）特開昭６２−１４７９５３号
ｃ）特開昭６３−３０２２１７号の図１８と図１９の各Ｔｒ２２
ｄ）特願昭６２−５０４７８５号（ＰＣＴ／ＪＰ８７／００６１２号、
ＷＯ ８８／０１８０５号）の図１８〜図２５
ｅ）特開平１−１１７４１６号 ｆ）特開平２−１４６２６５号の図２０
ｇ）実開平３−６９９３６号 ｈ）実開平３−８０６９１号
ｉ）特開平４−１７０８１３号 ｊ）特開平５−２２６９９８号
ｋ）特開平５−２６８０３７号 ｌ）特開平５−３０４４５３号
【０００４】
図２の回路ではスイッチ２６がオンのとき、直流電源１がコンデンサ８（逆電圧供給用キャパシタンス手段）を介して負荷４１に電圧を供給し、同時にコンデンサ８を充電する。その後、スイッチ２６をターン・オフさせると、コンデンサ８が抵抗１４（電流制限手段）を介して負荷４１に先程と逆極性の電圧を供給する。図３の回路ではノーマリィ・オンのトランジスタ５３、ツェナー・ダイオード５４及び抵抗１８（抵抗１８の代わりに抵抗５５でも良いし、抵抗５５が有る場合ツェナー・ダイオード５４は無くても良い。）が形成する可変電流制限手段が図２の回路の抵抗１４の代わりに電流制限手段として使われており、その電流制限作用は、スイッチ２６のオン、オフに応じて変化し、スイッチ２６がオンの時よりオフの時の方が小さくなる。すなわち、スイッチ２６がオンのとき負荷４１の電流がツェナー・ダイオード５４に電圧降下を生じ、トランジスタ５３をゲート逆バイアスしてオフに保つ。一方、スイッチ２６がオフのときコンデンサ８の放電電流が抵抗１８を介してトランジスタ５３をゲート順バイアスしてオンに保つ。図４、図５の各回路についても同様であるが、図５の回路ではスイッチ２６がオンのとき負荷４１の電流がツェナー・ダイオード５４、５９それぞれに電圧降下を生じ、各トランジスタをゲート逆バイアスしてオフに保つ。
【０００５】
尚、負荷４１が容量性負荷で、スイッチ２６の電流制限作用（例：オン抵抗、接触抵抗、バイポーラ・トランジスタ又はＩＧＢＴ等のコレクタ電流の飽和による電流制限作用。）が足りない場合スイッチ２６の代わりに抵抗、抵抗手段、定電流手段または電流制限手段などとスイッチ２６の直列回路を使えば良い。
また、スイッチ２６の代わりにオン、オフ可能なスイッチング手段なら、半導体スイッチでも機械的なスイッチでもリレーでもオン・オフ機能可制御スイッチング手段でも何でも使うことができる。さらに、コンデンサ８等と負荷４１の接続位置は図中で互いに入れ換わっても構わない。
それから、各回路では、直流電源１とスイッチ２６の直列回路が直流電圧を出力したり、しなかったり、する前述の直流電圧出力手段を構成している。
【０００６】
そして、図３、図５の各回路の様に可変電流制限手段の構成要素としてノーマリィ・オンのスイッチング手段を使う場合、スイッチ２６がオンの間それをゲート逆バイアスしてオフに保つためには、ゲート逆バイアス用のツェナー・ダイオード５４、５９等の電圧降下手段に電流を流してゲート逆バイアス電圧を生じさせる必要が有るので、抵抗５６、６１、６２等の電流バイパス手段を回路中に接続する必要が有る。あるいは、コンデンサ８の充電電流が各電圧降下手段に必要とするゲート逆バイアス電圧を生じさせることができなくなる前にスイッチ２６をターン．オフさせる様にそのオン期間を制御する必要が有る。しかし、スイッチ２６がオンの間そのノーマリィ・オンのスイッチング手段が不完全なオフで、もれドレイン電流が流れても構わない場合そうする必要は無い。この場合そのもれドレイン電流がその電圧降下手段に生じるゲート逆バイアス電圧とこのゲート逆バイアス電圧がそのスイッチング手段に作用して通過させるもれドレイン電流は一定の均衡状態に落ち付く。
【０００７】
負荷４１にトランジスタ２を用いた可制御スイッチング手段の駆動回路を図６に示す。ダイオード６、１２が有る場合、この駆動回路は条件付きの１方向性絶縁型スイッチング回路になる。例えば、『ダイオード６の導通と、トランジスタ２の内蔵ダイオード又はダイオード１２の導通が同時に起こらない限り』、つまり、『スイッチ端子ｔ１１、ｔ１２どちらの電位も直流電源１に対してその様な非導通条件を満足する電位にある限り』という条件付きながら、トランジスタ２，３の各オン、オフに関係無く、スイッチ端子ｔ１１、ｔ１２それぞれと直流電源１は絶縁される。ただし、各オン、オフ切換え時のもれ電流は無視している。
【０００８】
図７の回路は図６の回路を２つ使って構成した３端子スイッチ機能を持つスイッチング回路で、どちらか１方のトランジスタ２の導通によりスイッチ端子ｔ１４はスイッチ端子ｔ１３かスイッチ端子ｔ１５に接続される。
尚、この回路の様に図上側のトランジスタ２に前述した様にダイオード６、１２を接続して絶縁化することによって初めて両トランジスタ２がオフの時、ダイオード３２が接続されている場合なら『スイッチ端子ｔ１４の電位がスイッチ端子ｔ１５の電位とスイッチ端子ｔ１３の電位の間にある限り』という条件付きで、また、ダイオード３２が接続されていない場合なら『スイッチ端子ｔ１４の電位がスイッチ端子ｔ１５の電位より高い限り』という条件付きで、直流電源１等とスイッチ端子ｔ１４を絶縁し、スイッチ端子ｔ１４を開放することができる。
【０００９】
図８の回路は図６の回路にＰチャネル型トランジスタ１５を組み合わせ等した、３端子スイッチ機能を持つスイッチング回路で、トランジスタ１５の内蔵ダイオードが図６のダイオード６の役割を果たし、トランジスタ１５にとっても駆動回路が構成されている。
【００１０】
【第１の問題点】
しかしながら、『直流電圧供給手段からの供給電圧を一定に保つことができない』という問題点が有る。
これは、図２〜図５の各回路において、直流電圧供給手段（直流電源１とスイッチ２６の直列回路）が負荷４１に電圧を供給する時その電圧供給をコンデンサ８を介して行うために、コンデンサ８が充電されて来ると、その供給電圧が小さくなってしまう、からである。図６〜図８の各回路においても、２つのツェナー・ダイオード７と抵抗１３による定電圧作用が無ければ、この問題点が有る。
【００１１】
【第２の問題点】
また、『逆電圧供給用キャパシタンス手段（コンデンサ８）の充電を速やかに行うことができない』という問題点が有る。
図２〜図５の各回路で直流電圧供給手段（直流電源１とスイッチ２６の直列回路）が負荷４１を介してコンデンサ８を充電する時、その充電電流の上限は負荷４１によって制限されてしまい、その充電を速やかに行うことができない。
コンデンサ８が放電時に負荷４１に逆電圧を供給する際その逆電圧が急激に低下するのを防ぐには、負荷４１とコンデンサ８の時定数を充分に大きくする必要が有る。そうすると今度は１番最初に直流電圧供給手段が負荷４１を介してコンデンサ８を充電する際に速やかに充電することはできない。従って、その放電エネルギーはその充電エネルギーより大きくなり得ないから、負荷４１による消費エネルギーが制限されることになる。また、コンデンサ８の電圧変動が大きくなるから、コンデンサ８は負荷４１に安定した逆電圧を供給することができない。
【００１２】
【第３の問題点】
さらに、『逆電圧供給用キャパシタンス手段（コンデンサ８）と負荷が互いに相手の印加電圧の大きさに影響を与えてしまう』という問題点が有る。
図２〜図８の各回路では、直流電圧供給手段（直流電源１とスイッチ２６等の直列回路）が、負荷４１に電圧を供給するとき、その電圧供給をコンデンサ８を介して行うので、負荷４１の電圧はその供給電圧からコンデンサ８の充電電圧の分だけ差し引かれ、その分小さくなってしまう。コンデンサ８にしても最大でもその供給電圧からその負荷電圧分だけ差し引かれた電圧にしか充電されない。
逆の見方をすれば、必要な負荷電圧と充電電圧を確保しようとすれば、直流電圧供給手段の出力電圧はその両電圧の和になり、大きくなってしまう。
【００１３】
【第４の問題点】
それから、『容量性負荷の場合、電流バイパス手段をその容量性負荷に並列接続しないと逆電圧を供給できることできない』という問題点が有る。
図６〜図８の各回路の様に容量性負荷（例：ゲート・ソース間静電容量、圧電素子、液晶、エレクトロ・ルミネッサンス等。）の場合、トランジスタ３等がオフの間コンデンサ８がその容量性負荷に逆電圧を供給するためには、トランジスタ３等がオンの間その容量性負荷の蓄積電荷以上の電荷がコンデンサ８に蓄積されている必要がある。両蓄積電荷が同じだと、トランジスタ３がターン・オフしたとき両蓄積電荷が相殺するだけで、コンデンサ８はその容量性負荷を電圧ゼロまでしか持って行くことができず、さらに逆向きに充電することはできない。
これを改善するためにはその容量性負荷に電流バイパス手段（例：図６の様に逆向きに直列接続された２つのツェナー・ダイオード７、抵抗など。）をその容量性負荷に並列接続して、トランジスタ３がオンの間コンデンサ８の蓄積電荷をその容量性負荷の蓄積電荷より多くすることであるが、トランジスタ３等がオンの間その電流バイパス手段でエネルギーが消費されてしまう。
【００１４】
【第５の問題点】
そして、『直流電圧供給手段（直流電源１とスイッチ２６等の直列回路）による電圧供給時、その供給電圧（直流電源１の電圧）が何らかの原因で一時的にでも逆電圧供給用キャパシタンス手段（コンデンサ８）の電圧より小さくなると、負荷に逆電圧が印加されてしまう』という問題点が有る。
例えば、図２の回路においてスイッチ２６がオンである限り、抵抗１４の両端電圧は常に直流電源１の電圧にクランプされる。ここで、その電源電圧がコンデンサ１８の充電電圧より何らかの原因で一時的にでも小さくなると、その間コンデンサ８は抵抗１４を介してその電圧差に相当する電圧を負荷４１に供給してしまう。この事は図３〜図８の各回路についても言える。この現象をトランジスタやサイリスタ等の可制御スイッチング手段の駆動に当てはめると、「逆バイアス駆動されてオフ制御されている筈のスイッチング手段」が一時的に順バイアス駆動されてオン制御されるということである。あるいは、「オン制御されている筈のスイッチング手段」が一時的にオフ制御されるということである。
【００１５】
【発 明 の 目 的】
そこで、本発明は下記効果を持つ電源手段を提供することを目的としている。ａ） 直流電圧供給手段（もしくは直流電源手段）からの供給電圧を一定に保つことができる。
ｂ） 逆電圧供給用キャパシタンス手段の充電を速やかに行うことができる。
ｃ） 逆電圧供給用キャパシタンス手段と負荷が互いに相手の印加電圧に影響を与えることが無い。
ｄ） 容量性負荷の場合、電流バイパス手段をその容量性負荷に並列接続しなくてもその容量性負荷に逆電圧を供給することができる。
ｅ） 直流電圧供給手段（もしくは直流電源手段）による電圧供給時、その供給電圧が何らかの原因で一時的にでも逆電圧供給用キャパシタンス手段の電圧より小さくなっても、負荷に逆電圧が印加されることが無い。
尚、この電源手段を利用すると、容量性負荷の駆動回路、可制御スイッチング手段の駆動回路を構成することができる。さらにこの可制御スイッチング手段の駆動回路を使った各種絶縁型スイッチング回路、点火配電回路、各種非絶縁型スイッチング回路、絶縁電源手段または「この絶縁電源手段を使った絶縁型スイッチング回路」を構成することができる。
【００１６】
【発明の開示】
即ち、本発明は請求項１、２又は３に記載の電源手段である。本発明が請求項１記載の電源手段である場合、その直流電圧が出力される時その負荷手段とそのキャパシタンス手段どちらもその直流電圧出力手段と『並列的に』接続される一方、その直流電圧が出力されない時その負荷手段とそのキャパシタンス手段が『逆並列的に』接続される。つまり、その直流電圧が出力されるか、されないかにより両者の並列的接続の方向が互いに逆向きに切り換わる。その切換えをその第１、第２の非可制御スイッチング手段とその第１、第２の電流制限手段が行う。
なお、前記第１、第２の非可制御スイッチング手段の少なくとも一方を「前記直流電圧が出力されるときオン駆動される１方向性の可制御スイッチング手段」で置き換えることができる。それが請求項２記載の電源手段である。
【００１７】
このことによって、その直流電圧出力手段は前記負荷手段に直流電圧を出力しているとき同時に前記キャパシタンス手段を充電する。一方、前記直流電圧出力手段が直流電圧を出力していないとき、前記キャパシタンス手段と前記負荷手段の並列的接続が逆向きに切り換わるので、前記キャパシタンス手段はその直流電圧と逆向きの電圧をその両電流制限手段を介して前記負荷手段に供給する。
その結果、前記直流電圧出力手段を１つしか使わなくてもそれが直流電圧を出力したり、しなかったりするのに応じて前記負荷手段にプラス電圧を供給したり、マイナス電圧を供給したりすることができる。
尚、第３の非可制御スイッチング手段を前記負荷手段に接続する等してその直流電圧が前記負荷手段に印加されない様に阻止する場合、前記直流電圧出力手段はその直流電圧と逆極性の電圧だけを前記負荷手段に供給できる。
【００１８】
しかも、前記直流電圧出力手段が直流電圧を出力しているとき、この直流電圧は前記キャパシタンス手段を介さずに前記負荷手段に供給されるので、『前記直流電圧出力手段からの供給電圧を一定に保つことができる。』 （第１効果）
【００１９】
また、その直流電圧は前記負荷手段を介さずに前記キャパシタンス手段に供給され、その充電電流をその負荷電流と分離、独立して設定できるので、『逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段の充電を速やかに行うことができる。』
（第２効果）
この効果は、前記キャパシタンス手段の放電電流より充電電流の方をいくらでも大きく設定できるので、その放電に伴う電圧低下を小さくできることに結び付く。特に、その静電容量が大きい場合、その効果は顕著である。
【００２０】
さらに、その直流電圧が出力されている時、両前記非可制御スイッチング手段の作用により前記負荷手段と前記キャパシタンス手段どちらも前記直流電圧出力手段と並列的に接続されるから、『逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段と前記負荷手段が互いに相手の印加電圧の大きさに影響を与えることは無い。』
（第３効果）
ただし、請求項２記載の電源手段の場合、両前記非可制御スイッチング手段の片方又はそれぞれの作用を請求項２記載中の「その片方又はそれぞれと置き換えられた１つ又は２つの１方向性の可制御スイッチング手段」が代わりに行う。
【００２１】
それから、前記負荷手段が容量性負荷である場合、前記キャパシタンス手段の充電はこの容量性負荷を介さずに行われるため、この容量性負荷が蓄積する電荷以上の電荷を前記キャパシタンス手段に蓄積できるので、『容量性負荷の場合、電流バイパス手段をその容量性負荷に並列接続しなくてもその容量性負荷に逆電圧を供給することができる。』 （第４効果）
【００２２】
そして、前記直流電圧出力手段が前記負荷手段に直接電圧を供給しているとき、同時に前記直流電圧出力手段は常に前記負荷手段の両端電圧をその供給電圧にクランプしているので、『その供給の間に何らかの原因でその供給電圧が一時的にでも逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段の電圧より小さくなっても、前記負荷手段に逆電圧が印加されることは無い。』 （第５効果）
【００２３】
尚、前記直流電圧出力手段としては、直流電源とオン、オフ可能なスイッチング手段の直列回路、入射光の有無に応じて直流電圧を出力する太陽電池あるいは光起電力ダイオード・アレイ等が有る。
また、各前記電流制限手段は前記直流電圧が出力されている時その通流電流の上限を制限するものなら、抵抗手段、定電流手段、内部抵抗のあるインダクタンス手段、負性抵抗手段、あるいは、これらを組み合わせたもの等、何でも良い。さらに、非可制御スイッチング手段の例としてダイオード、ＰＮ接合、コレクタとベースを接続したバイポーラ・トランジスタ、アノードとカソード・ゲート又はアノード・ゲートとカソードを接続した逆阻止型サイリスタ等がある。
それから、前記直流電圧出力手段が直流電源とオン・オフ可能なスイッチング手段の直列回路によって構成される場合、このスイッチング手段はオン、オフ可能なスイッチング手段なら半導体スイッチでも機械的なスイッチでもリレーでもオン・オフ機能可制御スイッチング手段でも何でも良い。この場合、そのスイッチング手段のオン、オフを１回しかしなくても前記キャパシタンス手段は「その電源電圧と同程度の大きさの逆極性電圧」を出力できることになる。
【００２４】
一方、本発明が請求項３記載の電源手段である場合、その直流電源手段とその第１の可制御スイッチング手段の直列回路がその負荷手段に対して第１の直流電圧出力手段として機能すると同時に、その直流電源手段とその第２の可制御スイッチング手段の直列回路がそのキャパシタンス手段に対して第２の直流電圧出力手段として機能する。このため、両前記可制御スイッチング手段がオンで、その直流電圧が出力されるとき、前記負荷手段と前記キャパシタンス手段どちらも前記直流電源手段と『並列的に』接続される一方、両前記可制御スイッチング手段がオフで、その直流電圧が出力されないとき、その負荷手段とそのキャパシタンス手段が『逆並列的に』接続される。つまり、両前記可制御スイッチング手段がオンかオフかにより両者の並列的接続の方向が互いに逆向きに切り換わる。
その切換えは前記第１、第２の可制御スイッチング手段、その開放スイッチング手段およびその第１、第２の電流制限手段によって行われる。
【００２５】
このことによって、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンのとき、前記直流電源手段は前記負荷手段に直流電圧を供給し、同時に前記キャパシタンス手段を充電する。一方、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオフのとき、前記キャパシタンス手段と前記負荷手段の並列的接続が逆向きに切り換わるので、前記キャパシタンス手段はその直流電圧と逆向きの電圧を前記第１、第２の電流制限手段を介して前記負荷手段に供給する。
その結果、前記直流電源手段を１つしか使わなくても前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオン、オフするのに応じて前記負荷手段にプラス電圧を供給したり、マイナス電圧を供給したりすることができる。
【００２６】
しかも、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンのとき、前記直流電源手段が直流電圧を前記キャパシタンス手段を介さずに前記負荷手段に供給するので、『前記直流電源手段からの供給電圧を一定に保つことができる。』
（第１効果）
【００２７】
また、その直流電圧は前記負荷手段を介さずに前記キャパシタンス手段に供給され、その充電電流をその負荷電流と分離、独立して設定できるので、『逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段の充電を速やかに行うことができる。』
（第２効果）
この効果は、前記キャパシタンス手段の放電電流より充電電流の方をいくらでも大きく設定できるので、その放電に伴う電圧低下を小さくできることに結び付く。特に、その静電容量が大きい場合、その効果は顕著である。
【００２８】
さらに、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンのとき、前記負荷手段と前記キャパシタンス手段どちらも前記直流電源手段と並列的に接続されるから、『逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段と前記負荷手段が互いに相手の印加電圧の大きさに影響を与えることは無い。』 （第３効果）
【００２９】
それから、前記負荷手段が容量性負荷である場合、前記キャパシタンス手段の充電はこの容量性負荷を介さずに行われるため、この容量性負荷が蓄積する電荷以上の電荷を前記キャパシタンス手段に蓄積できるので、『容量性負荷の場合、電流バイパス手段をその容量性負荷に並列接続しなくてもその容量性負荷に逆電圧を供給することができる。』 （第４効果）
【００３０】
そして、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンで、前記直流電源手段が前記負荷手段に直接電圧を供給しているとき、同時に前記直流電源手段は常に前記負荷手段の両端電圧をその供給電圧にクランプしているので、『その供給の間に何らかの原因でその供給電圧が一時的にでも逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段の電圧より小さくなっても、前記負荷手段に逆電圧が印加されることは無い。』 （第５効果）
【００３１】
尚、各前記電流制限手段は前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンの時その通流電流の上限を制限するものなら、抵抗手段、定電流手段、内部抵抗のあるインダクタンス手段、負性抵抗手段、あるいは、これらを組み合わせたもの等、何でも良い。また、請求項４記載中の非可制御スイッチング手段の例としてダイオード、ＰＮ接合、コレクタとベースを接続したバイポーラ・トランジスタ、アノードとカソード・ゲート又はアノード・ゲートとカソードを接続した逆阻止型サイリスタ等が有る。さらに、前記第１、第２の可制御スイッチング手段はオン、オフ可能なスイッチング手段なら半導体スイッチでも機械的なスイッチでもリレーでもオン・オフ機能可制御スイッチング手段でも何でも良い。この場合、前記第１、第２の可制御スイッチング手段のオン、オフを１回しかしなくても前記キャパシタンス手段は「その電源電圧と同程度の大きさの逆極性電圧」を出力できることになる。
【００３２】
【発明を実施するための最良の形態】
本発明をより詳細に説明するために、以下添付図面に従ってこれを説明する。図１の実施例は請求項１記載の電源手段に対応し、以下の通り図１の各構成要素が前述した各構成手段に相当する。
ａ）直流電源１とスイッチ２６の直列回路が前述した直流電圧出力手段に。
ｂ）コンデンサ８が前述したキャパシタンス手段に。
ｃ）負荷４１が前述した負荷手段に。
ｄ）抵抗１０が前述した第１の電流制限手段に。
ｅ）抵抗１１が前述した第２の電流制限手段に。
ｆ）ダイオード４が前述した第１の非可制御スイッチング手段に。
ｇ）ダイオード５が前述した第２の非可制御スイッチング手段に。
【００３３】
その作用は次の通りである。スイッチ２６がオンのとき、直流電源１がダイオード４、５を介してコンデンサ８を充電し、同時に負荷４１に直流電圧を供給する。その後、スイッチ２６がターン・オフすると、コンデンサ８が抵抗１０、１１を介して負荷４１に先程と逆の電圧を供給する。
ところで、スイッチ２６がオンのときコンデンサ８と負荷４１が直流電源１に並列的に接続されるから、以下の効果が図１の実施例を含め、本発明に有る。
ａ）（直流電源１から）負荷４１に供給される供給電圧は一定に保たれる。
ｂ）負荷４１を介さないのでコンデンサ８の充電は速やかに行われる。
ｃ）コンデンサ８と負荷４１は互いに相手の印加電圧に影響を与えない。
ｄ）負荷４１が容量性負荷の場合でも、負荷４１に電流バイパス手段を並列接続しなくても、負荷４１の蓄積電荷以上の電荷を蓄積できるコンデンサ８は負荷４１に逆電圧を供給することができる。
ｅ）何らかの原因でその電源電圧が一時的にでもコンデンサ８の電圧より小さくなっても、負荷４１の両端電圧はその電源電圧にクランプされているので、負荷４１は逆電圧を印加されることは全く無い。
【００３４】
尚、負荷４１が容量性負荷で、スイッチ２６の電流制限作用（例：オン抵抗、接触抵抗、バイポーラ・トランジスタ又はＩＧＢＴのコレクタ電流の飽和による電流制限作用。）が足りない場合、スイッチ２６の代わりに抵抗、定電流手段、抵抗手段または電流制限手段とスイッチ２６の直列回路を用いても構わないし、又は、ダイオード４又は５の代わりに「抵抗、定電流手段、抵抗手段または電流制限手段」とダイオードの直列回路を用いても構わない。
また、抵抗１０又は１１の代わりに電流制限手段として、そのドレインとゲートを接続したノーマリィ・オフの絶縁ゲート型ＦＥＴ又はＳＩＴ、そのゲートとソースを接続したノーマリィ・オンのＦＥＴ又はＳＩＴ、抵抗手段、定電流ダイオード、そのコレクタとベース間に抵抗または定電流ダイオードを接続したバイポーラ・トランジスタ、定電流手段、コイル又はインダクタンス手段と「スイッチ２６のオン期間とオフ期間を制御するオン・オフ期間制御手段」の組合せ、インダクタンス手段と「抵抗、定電流手段または抵抗手段」の直列回路、負性抵抗手段、あるいは、これらのうち少なくともいずれか２つを組み合わせたものを使っても構わない。
さらに、スイッチ２６の代わりにオン、オフ可能なスイッチング手段なら半導体スイッチでも機械的スイッチでもリレーでもオン・オフ機能可制御スイッチング手段でも何でも使うことができる。
【００３５】
図９の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応し、図１の実施例において抵抗１０、１１それぞれの代わりに電流制限手段としてノーマリィ・オンのトランジスタ５３、ツェナー・ダイオード５４及び抵抗１８（代わりに抵抗５５でも良い。）が形成する可変電流制限手段を１つずつ用いた電源手段である。尚、抵抗５６は接続されていなくても構わない。この場合スイッチ２６がオンの間コンデンサ８が完全に充電されて、その充電電流がツェナー・ダイオード５４に充分なゲート逆バイアス電圧を生じできなくなる前にスイッチ２６をターン・オフさせれば良い。あるいは、そうしなくてもトランジスタ５３のもれドレイン電流がツェナー・ダイオード５４にゲート逆バイアス電圧を生じるので大丈夫である。この時そのもれドレイン電流がツェナー・ダイオード５４に生じる電圧降下（ゲート逆バイアス電圧）とこのゲート逆バイアス電圧がトランジスタ５３に作用して通過させるもれドレイン電流は互いに影響し合い、一定の均衡状態に落ち付く。
【００３６】
図１０の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応し、図１の実施例において抵抗１０、１１それぞれの代わりに電流制限手段としてノーマリィ・オフのトランジスタ５７、５８、ツェナー・ダイオード５４、５９及び抵抗１８（抵抗１８の代わりに抵抗５６又は６１でも良い。）が形成する可変電流制限手段を１つずつ用いた電源手段である。トランジスタ５７、５８とツェナー・ダイオード５４又は５９（あるいは抵抗５５又は６０）はサイリスタの疑似等価回路を構成し、ツェナー・ダイオード５４（又は抵抗５５）とツェナー・ダイオード５９（又は抵抗６０）がその疑似等価サイリスタのゲート逆バイアス用の各電圧降下手段で、抵抗１８、５６又は６１はその疑似等価サイリスタのトリガー用のオン制御手段である。
【００３７】
図１１の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応し、図１の実施例において抵抗１０、１１それぞれの代わりに電流制限手段としてノーマリィ・オンのトランジスタ６３、６４、ツェナー・ダイオード５４、５９及び抵抗１８（抵抗１８の代わりに抵抗５５、５６、６０又は６１でも良い。）が形成する可変電流制限手段を１つずつ用いた電源手段である。トランジスタ６３、６４がサイリスタの疑似等価回路を構成し、ツェナー・ダイオード５４（又は抵抗５５）とツェナー・ダイオード５９（又は抵抗６０）がその疑似等価サイリスタのゲート逆バイアス用の各電圧降下手段で、抵抗６０、５６、１８、５５又は６１がその疑似等価サイリスタのトリガー用のオン制御手段である。
【００３８】
図１、図９〜図１１の各実施例において、負荷４１に容量性負荷を使えば、これらの電源手段は容量性負荷の駆動回路に成る。容量性負荷には、例えば、圧電素子、液晶、エレクトロ・ルミネッサンス、電圧駆動型スイッチング手段（ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ）等が有る。
そして、負荷４１に可制御スイッチング手段を使えば、これらの電源手段は、その可制御スイッチング手段に駆動用の順バイアス電圧または順バイアス電流を供給したり、駆動用の逆バイアス電圧または逆バイアス電流を供給したりする可制御スイッチング手段の駆動回路に成る。これらの様な可制御スイッチング手段の駆動回路、あるいは、これらを利用した１方向性絶縁型スイッチング回路、双方向性絶縁型スイッチング回路、３端子絶縁型スイッチング回路、３端子双方向性絶縁型スイッチング回路、非絶縁型のスイッチング回路、又は、非絶縁型の３端子スイッチング回路の各実施例を図１９〜図４４に示す。
【００３９】
図１２の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応する可制御スイッチング手段の駆動回路で、ダイオード６、１２が有れば図１２の実施例は１方向性絶縁型スイッチング回路に成る。但し、コンデンサ９はトランジスタ２のゲート・ソース間静電容量で、前述した負荷手段である。図１２の実施例の各構成要素は以下の通り前述した各構成手段に相当する。
ａ）直流電源１とトランジスタ３の直列回路が前述した直流電圧出力手段に。
ｂ）トランジスタ２のゲート・ソース間静電容量が前述した負荷手段に。
ｃ）ダイオード４が前述した第１の非可制御スイッチング手段に。
ｄ）ダイオード５が前述した第２の非可制御スイッチング手段に。
ｅ）抵抗１０が前述した第１の電流制限手段に。
ｆ）抵抗１１が前述した第２の電流制限手段に。
ｇ）コンデンサ８が前述したキャパシタンス手段に。
なお、トランジスタ２はその内蔵の逆並列ダイオードの存在により１方向だけ制御可能な１方向可制御２方向性スイッチング手段である。また、トランジスタ２とダイオード１２の直列回路は１方向性スイッチング手段を構成する。
【００４０】
その作用は次の通りである。トランジスタ３がオンのとき、直流電源１がダイオード４、５とトランジスタ３を介してコンデンサ８を充電し、同時に、（ダイオード６と）トランジスタ３を介してトランジスタ２をゲート逆バイアスする。その後トランジスタ３がターン・オフすると、コンデンサ８が抵抗１０、１１を介してコンデンサ９を先程と逆向きに充電してトランジスタ２をゲート順バイアスする。従って、コンデンサ８が電源コンデンサとして働き、直流電源１、トランジスタ３、ダイオード４、５及びコンデンサ８がもう１つ別の直流電源を構成すると考えることができるので、直流電源を１つしか使わなくてもトランジスタ２をゲート順バイアスしたり、ゲート逆バイアスしたり、することができる。
【００４１】
その際、トランジスタ３がオンの時コンデンサ８、９が直流電源１に並列的に接続されるから、コンデンサ８の充電電圧はコンデンサ９の電圧（トランジスタ２のゲート逆バイアス電圧）に影響されることは無い。 （本発明の第３効果）また、トランジスタ２のオフ駆動中に何らかの原因によって一時的にでも直流電源１の電圧がコンデンサ８の電圧より小さくなっても、そのゲート・ソース間電圧はほぼその電源電圧にクランプされているので、トランジスタ２はゲート順バイアスされず、ターン・オンすることは全く無い。 （本発明の第５効果）さらに、トランジスタ３のオン期間中、直流電源１はコンデンサ８に充分な電荷を蓄積できるので、トランジスタ２をゲート順バイアスするために従来技術の様な電流バイパス手段を必要としない。 （本発明の第４効果）
【００４２】
尚、トランジスタ３の電流制限作用（コレクタ電流の飽和）が足りない場合、そのベース電流を小さくしても良いし、又は、トランジスタ３の代わりに「抵抗、抵抗手段あるいは定電流手段」とトランジスタ３の直列回路を用いても良い。また、「駆動されるスイッチング手段」としてトランジスタ２の代わりに可制御なスイッチング手段なら、ノーマリィ・オン、オフに関係無く、自己ターン・オフ機能（＝自己消弧機能）の有無に関係無く何でも使用できる。その場合その駆動信号の順逆バイアス電圧極性がトランジスタ２と同じなら、トランジスタ３がオフのとき、それはオンとなる。一方、ＰＮＰ型トランジスタ、Ｐ型ＭＯＳ・ＦＥＴ等の様にその駆動信号の順逆バイアス電圧極性がトランジスタ２と反対なら、そのオン、オフ動作は後述する図１３のトランジスタ１５の様に正反対になる。これらの様にその一部構成要素を入れ換えると。図１２の実施例から新しい実施例（派生実施例）ができる。この事は他の実施例についても当てはまる。
【００４３】
ところで、図１２の実施例においてダイオード６が有る場合、後述する図３８の実施例中の図上側トランジスタ２の様に直流電源１に対してそのソース電位が変化する使い方ができる。ダイオード６の接続位置は図１９に示す接続位置の他にダイオード４のアノードと直流電源１の接続点と直流電源１の間でも良い。
そして、図１２の実施例においてダイオード６、１２が有る場合、この実施例は１方向性絶縁型スイッチング回路に成り、『変圧器や発光、受光ダイオード対などのアイソレーション手段を使わなくても、トランジスタ２とダイオード１２を直列接続した１方向性の可制御スイッチを条件付きながら絶縁スイッチとして使うことができる』という効果が生じる。 （追加される効果）
【００４４】
具体的に言えば、『スイッチ端子ｔ１、ｔ２どちらの電位も直流電源１のプラス電源端子電位より高い限り』すなわち『ダイオード４又は６と、ダイオード１２又はトランジスタ２の内蔵ダイオードが同時にオンとならない限り』という条件付きながら、直流電源１と各スイッチ端子ｔ１、ｔ２は常に絶縁状態となる。ただし、各アノード・カソード間静電容量などの両主電極間静電容量や各スイッチング手段のオン、オフ切換え時のもれ電流などは無視している。
【００４５】
その理由は次の通りである。トランジスタ３とダイオード４、６がオンのとき、トランジスタ２、その内蔵ダイオード及びダイオード１２がオフとなるから、各スイッチ端子ｔ１、ｔ２と直流電源１は絶縁される。一方、トランジスタ３とダイオード４、６がオフで、トランジスタ２がオンのとき、直流電源１とトランジスタ２側の接続が切れるから、やはり各スイッチ端子ｔ１、ｔ２と直流電源１は絶縁される。従って、上記条件付きで直流電源１と各スイッチ端子ｔ１、ｔ２は常に絶縁状態となるので、各スイッチ端子ｔ１、ｔ２を直流電源１に対し電位不定の状態でこの１方向性絶縁型スイッチング回路を使用することができる。
【００４６】
それから、図１２の実施例においてダイオード６、１２が有る場合、直流電源１の電位が安定していれば、もう１つ「変圧器や発光、受光ダイオード・ペアー等を使った絶縁スイッチには無い」効果、すなわち、「そのオフ時の両スイッチ端子ｔ１・ｔ２間のシールド機能」という効果も図１２の実施例は持つ。
（追加される効果）
なぜなら、トランジスタ３がオンのとき、そのソースがダイオード６を介して直流電源１に直結されてそのソース電位が固定されるし、そのゲートもトランジスタ３を介して直流電源１に直結されてそのゲート電位が固定されるため、両スイッチ端子ｔ１・ｔ２間がシールドされる、からである。
その結果、トランジスタ２又はダイオード１２のもれ電流などが両スイッチ端子ｔ１・ｔ２間を直接流れることは無く、直流電源１の方へ流れる。
【００４７】
「後述する図３１の実施例の様なダイオード・ブリッジ接続型の双方向性絶縁型スイッチング回路など」を除き、図１２の実施例を含め「本発明を利用した同様の絶縁型スイッチング回路」を有線通信、通話の電子交換機等に使えば、上記効果は通信、通話の漏洩防止に役立つ。特に、その周波数が高くなるに連れて、使用する絶縁スイッチの両スイッチ端子間静電容量などが無視できなくなると、その効果の意義は大きい。
【００４８】
図１３の実施例は、図１２の回路においてＮＭＯＳのトランジスタ２の代わりにＰＭＯＳのトランジスタ１５を接続した可制御スイッチング手段の駆動回路である。このため、トランジスタ２、１５の駆動信号の順逆バイアス電圧極性が反対だから、トランジスタ３のオン、オフとトランジスタ１５のオン、オフは同じタイミングになる。この同じタイミング等のため、ダイオード６、１２が有っても、この回路は前述の様に条件付きの絶縁スイッチとして使うことはできない。なぜなら、トランジスタ３、１５がオンのとき、ダイオード４、６もオンであり、トランジスタ１５はその内蔵ダイオードの作用により双方向に対して導通だから、スイッチ端子ｔ２０は直流電源１と導通状態にある、からである。
【００４９】
そういう訳で、直流電源とオン・オフ可能スイッチング手段の直列回路が前述した直流電圧出力手段を構成する場合、本発明を用いた可制御スイッチング手段の駆動回路から１方向性絶縁型スイッチング回路または後述する種々の絶縁型スイッチング回路を構成するには、「前記オン・オフ可能スイッチング手段のオン、オフ」と「オン・オフ駆動されるスイッチング手段のオン、オフ」が逆である必要が有る。つまり、前記オン・オフ可能スイッチング手段がオンのとき前記直流電源がその「オン・オフ駆動されるスイッチング手段」を逆バイアス駆動する必要が有る。ところが、図１３の回路ではトランジスタ３がオンのとき直流電源１がトランジスタ１５をゲート順バイアスしてしまう。
【００５０】
図１４の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」又は「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図１２の回路において前述した第２の電流制限手段として抵抗１１の代わりにトランジスタ１６、ダイオード１７及び抵抗１８を図１４の様に接続した可変電流制限手段を用いた可制御スイッチング手段の駆動回路である。図１２の回路では、トランジスタ３がオンのとき抵抗１０、１１が電流を消費するが、この消費を小さくするために各抵抗値を大きくすると、コンデンサ８がトランジスタ２をゲート順バイアスする際に流れるゲート順バイアス電流も小さくなり、そのゲート順バイアス電圧の立上りが鈍ってしまう、という問題点が有る。そこで、図１４の実施例は、トランジスタ１６等の使用によりその問題点を半分（図１２の抵抗１１によるエネルギー損失）改善することができる、という効果を持つ。
【００５１】
具体的には、図１４の回路においてトランジスタ３がオンのとき、コンデンサ８の充電電流がダイオード１７を流れて電圧降下を生じ、トランジスタ１６をベース逆バイアスするので、トランジスタ１６はオフである。抵抗１８の値を図１２の抵抗１１の値よりかなり大きくできるので、それによる電流消費を改善できる。一方、トランジスタ３がオフで、コンデンサ８がトランジスタ１９をゲート順バイアスする時、抵抗１８の電流がトランジスタ１６をベース順バイアスするから、そのエミッタ電流はほぼ抵抗１８の電流にその電流増幅率を掛けた値になる。その結果、見掛け上そのスイッチング手段の抵抗値は抵抗１８の値をその電流増幅率で割った値になるから、抵抗１８しか無い時に比べゲート順バイアス電流が大きくなって、そのゲート順バイアス電圧の立上りが鋭くなり改善される。
【００５２】
尚、抵抗２０が接続されていると、トランジスタ３のオン期間中にコンデンサ８の充電が完了しても、抵抗２０の電流がダイオード１７に電圧降下を生じ、トランジスタ１６をしっかりとオフに保つ。この事は、後述する図１６、図１９、図２１〜図２４、図２８、図３１〜図３６の各実施例についても同様に言える。ただし、図１０〜図１１の各回路中でオン制御手段として作用する各抵抗５６、６１も同じ作用をする。図２９の回路についても言える。
【００５３】
図１５の実施例も、請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」あるいは「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図１２の回路において前述した第１の電流制限手段として抵抗１０の代わりにトランジスタ１６、ダイオード１７及び抵抗１８を図１５の様に接続した可変電流制限手段を用いた可制御スイッチング手段の駆動回路である。
【００５４】
図１５の実施例も図１４の実施例と同様にトランジスタ１６等を用いることによって図１２の回路の問題点を半分（抵抗１０によるエネルギー損失）改善することができる、という効果を持つ。但し、図１５の回路では、トランジスタ２１がオンのとき、トランジスタ１９のゲート・エミッタ間静電容量の充電電流等がダイオード１７を流れて電圧降下を生じ、トランジスタ１６をベース逆バイアスする。尚、両ツェナー・ダイオード７が接続されていなくても、抵抗２２が接続されていれば、トランジスタ２１のオン期間中にトランジスタ１９のゲート・エミッタ間静電容量の充電が完了しても、抵抗２２の電流がダイオード１７に電圧降下を生じ、トランジスタ１６をしっかりとオフに保つ。
この事は、後述する図１７、図１８、図２０、図２２〜図２４、図２８〜図２９、図３１〜図３６の各実施例についても同様に言える。
ただし、図１５の実施例中の両ツェナー・ダイオード７又は抵抗２２が果たす役割は、図６の従来回路中の両ツェナー・ダイオード７等が果たす役割と違う。前者の場合、トランジスタ１６のターン・オフ時トランジスタ１９のゲート・エミッタ間静電容量がスピード・アップ・コンデンサとして働くから、両ツェナー・ダイオード７又は抵抗２２の通流電流は小さくても構わない。一方、後者の場合、コンデンサ８の蓄積エネルギーを多くするために両ツェナー・ダイオード７等は大きな電流をバイパスする必要が有るので、その通流電流は大きくなる。
【００５５】
図１６の実施例も請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」または「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。この実施例では図１４の回路においてトランジスタ１６の代わりにトランジスタ２３、１６等が構成するサイリスタの等価回路を用いたので、抵抗１８の値をさらに大きくでき、これによる電流消費をさらに低減できる、という効果を図１６の実施例は持つ。この事は後述する図２０、図２２、図２４、図２８、図２９、図３１〜図３５の各実施例についても同様である。抵抗１８の代わりにオン制御手段として他の抵抗手段もしくは定電流手段などを使っても構わない。もちろん、その等価回路の代わりに本物のＧＴＯサイリスタ又はＳＩサイリスタを使うこともできるが、その必要とするゲート逆バイアス電圧に応じ電圧降下の大きい電圧降下手段を使う必要が有る。
【００５６】
図１７の実施例も請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」あるいは「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図１７の実施例でも、図１７の回路において同様にトランジスタ１６の代わりにトランジスタ２３、１６が構成するサイリスタの等価回路を用いたので、抵抗１８の値をさらに大きくでき、抵抗１８による電流消費をさらに低減できる、という効果を持つ。この事は、後述する図２１、図２３〜図２４、図２９、図３２〜図３５の各実施例についても同様に言える。抵抗１８の代わりにオン制御手段として他の抵抗手段もしくは定電流手段を使っても構わない。もちろん、そのサイリスタ等価回路の代わりに本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタまたは「後述する図４８（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路」を使うこともできるが、その必要とするゲート（又はベース）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段を使う必要が有る。
【００５７】
図１８の実施例は、図１４の回路においてＮＰＮ型のトランジスタ１６の代わりにＰＮＰ型のトランジスタ２３を用い、ノーマリィ・オンの（ディプレッション・モードの）トランジスタ２５をゲート逆バイアスする電流経路にダイオード１７を含ませた可制御スイッチング手段（トランジスタ２５）の駆動回路あるいは１方向性絶縁型スイッチング回路である。従って、ダイオード１７に電圧降下を生じさせるのは、そのゲート・ソース間静電容量の充電電流などである。
【００５８】
図１９の実施例は、図１５の回路において同様にＮＰＮ型のトランジスタ１６の代わりにＰＮＰ型のトランジスタ２３を用い、コンデンサ８を充電する電流経路にダイオード１７を含ませた可制御スイッチング手段の駆動回路あるいは１方向性絶縁型スイッチング回路である。従って、ダイオード１７に電圧降下を生じさせるのは、コンデンサ８の充電電流などである。
【００５９】
図２０の実施例は、図１８の回路においてトランジスタ２３の代わりにトランジスタ２３、１６等が構成するサイリスタの等価回路を用いた回路なので、抵抗１８の値をより大きくして、抵抗１８による電流消費をさらに低減できる、という効果を持つ。もちろん、その等価サイリスタの代わりに本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又は後述する図４９（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を使うこともできるが、その必要とするゲート（又はベース）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段を使う必要が有る。
【００６０】
図２１の実施例は、図１９の回路においてトランジスタ２３の代わりにトランジスタ２３、１６等が構成するサイリスタの等価回路を用いた回路なので、抵抗１８の値をより大きくして、抵抗１８による電流消費をさらに低減できる、という効果を持つ。もちろん、その等価サイリスタの代わりに本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又は後述する図４９（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を使うこともできるが、その必要とするゲート（又はベース）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段を使う必要が有る。
【００６１】
図２２の実施例は請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」あるいは「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図２２の実施例ではトランジスタ１６、２３それぞれが各ダイオード１７の順電圧によってベース逆バイアスされる様にしたので、トランジスタ２３、１６が構成するサイリスタの等価回路のターン・オフが図１６、図２０の各回路に比べて速くなり、そのオフの保持も安定する様になる、という効果が有る。
もちろん、その等価サイリスタの代わりにプラス・ゲート（＝カソード・ゲート）とマイナス・ゲート（＝アノード・ゲート）を持つ本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタまたは後述する図５０（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を使うこともできる。その必要とする各ベース（又はゲート）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段をそれぞれに使う必要が有る。
【００６２】
図２３の実施例も、請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」又は「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図２３の実施例にもトランジスタ１６、２３それぞれが各ダイオード１７の順電圧によってベース逆バイアスされる様にしたので、トランジスタ２３、１６が構成するサイリスタの等価回路のターン・オフが図１７、図２１の各回路に比べ速くなり、そのオフの保持も安定する様になる、という効果が有る。もちろん、その等価サイリスタの代わりにプラス・ゲートとマイナス・ゲートを持つ本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又は後述する図５０（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を使うこともできる。その必要とする各ベース（又はゲート）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段をそれぞれに使う必要が有る。
【００６３】
図２４の実施例も、請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」あるいは「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図３１の実施例では図１２の回路において前述した第１、第２の電流制限手段として抵抗１０、１１の代わりにトランジスタ１６、２３、２つのダイオード１７及び抵抗１８を図２４の様に構成した可変電流制限手段を２つ用いているので、図１２の回路の問題点（抵抗１０、１１によるエネルギー損失）を全部解決することができる、という効果が有る。この事は、図９〜図１１、後述する図２８〜図２９、図３１〜図３７等の各実施例についても同様に言える。もちろん、各等価サイリスタの代わりにプラス・ゲートとマイナス・ゲートを持つＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又は後述する図５０（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を１つずつ使うこともできる。
【００６４】
尚、図２２〜図２４等の各回路では、抵抗１８がトランジスタ１６、２３の両ベース間に接続されているが、抵抗１８の代わりに定電流手段あるいは他の抵抗手段を用いても良いし、図１６、図１７、図２０、図２１の各回路の様に一方のコレクタ・エミッタ間に抵抗１８、他の抵抗手段あるいは定電流手段を接続しても良い。さらに、図１０、図１１の各実施例の様に他方のコレクタ・エミッタ間にも抵抗１８又は定電流手段を接続しても良い。その定電流手段として、定電流ダイオード、コレクタ・ベース間に定電流ダイオードを接続したバイポーラ・トランジスタ等が有る。
【００６５】
図２５の実施例は、接合型ＦＥＴのトランジスタ６６とダイオード６７どちらも無ければ１方向性絶縁型スイッチング回路であり、ダイオード６７だけが有っても１方向性絶縁型スイッチング回路であり、トランジスタ６６とダイオード６７両方が有れば双方向性絶縁型スイッチング回路である。そして、前述した第１、第２の電流制限手段として定電流ダイオード６８、６９が使われている。
以上の様にダイオード（非可制御スイッチング手段）又はトランジスタ（可制御スイッチング手段）を追加接続することによって１方向性または双方向性の絶縁型スイッチング回路に発展させる事は、図１２、図１４〜図２４の各実施例もしくはその派生実施例についても同様に言える。
【００６６】
図２６の実施例は双方向性絶縁型スイッチング回路である。図２５の実施例が双方向性の場合、トランジスタ６５、６６の特性が揃っていないと、特に温度変化などの外的要因で両特性が大きくずれると、両ゲート順バイアス電流の分配がうまく行かず、スイッチ方向によってオン抵抗が極端にばらついてしまう、という欠点が有る。それに対して図２６の実施例では各ゲート順バイアス電流の供給が独立しているので、そういう欠点は無い。しかも、駆動信号の順バイアス電圧が異なる２つのスイッチング手段を使う場合にも対応することができる。
【００６７】
尚、図１２、図１４〜図２４の１方向性絶縁型スイッチング回路の実施例もしくはその派生実施例のうち、バイアス電圧極性が同じである１方向性絶縁型スイッチング回路のいずれか２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）を逆並列接続し、「両方の駆動される可制御スイッチング手段の駆動信号入力用にその制御端子と対を成す主端子」同士を接続すれば、図３４の実施例と同様な双方向性絶縁型スイッチング回路を構成することができる。
【００６８】
図２７の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、図２６の実施例において２つのコンデンサを共通化して１つにまとめた上に、２つのダイオードを使って２つのオン・オフ・スイッチを共通化して１つにまとめて図２６の実施例を簡単化した様な回路である。ベース順バイアス電圧とベース順バイアス電流に関する前述した効果については図２６の実施例の場合と変わらない。
【００６９】
図２８の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、図１２の回路においてダイオード６、１２を設け、ダイオード１２の代わりに別のトランジスタ２の内蔵ダイオードを使い、今まで述べて来たいくつかの変更と改良を施した回路である。尚、ダイオード内蔵の両トランジスタ２はどちらも１方向だけ可制御な１方向可制御双方向性スイッチである。この回路にも、図１２の回路の説明で述べた条件付きながら直流電源１と各スイッチ端子ｔ３、ｔ４の間が常に絶縁される、という効果が有る。また、この回路には、直流電源１の電位が安定していれば、スイッチ２６がオンのとき、両スイッチ端子ｔ３、ｔ４間をシールドするシールド効果も有る。なぜなら、両ソースがダイオード６、１７を介して直流電源１に直結される。からである。このため、もれ電流などが一方のスイッチ端子から他方のスイッチ端子へ流れようとしても、それは直流電源１の方に流れてしまい、もれ電流が両スイッチ端子間を直接流れることが阻止される。
さらに、後述する図３４の実施例の様にこの回路２つをスイッチ端子のところで接続すれば、３端子双方向性絶縁型スイッチング回路を構成することができる。その際、両直流電源１を別々にしても良いし、共通化して１つにまとめても良い。又は、２つのスイッチ２６を１つの３端子スイッチで置き換えても良い。
【００７０】
図２９の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、図２８の実施例を変形したものである。４端子のＮ・ＭＯＳトランジスタが、図２８の回路中にある２つの３端子ＮＭＯＳトランジスタ２のゲート同士、ソース同士をそれぞれ接続した双方向スイッチと同じ役割を果たす。
（ 参考：特開昭６０−１７０３２２号の第１図と第２図 ）図２８の実施例の様な他の双方向性絶縁型スイッチング回路もこの様に４端子型のＭＯＳ・ＦＥＴまたは絶縁ゲート型ＦＥＴで置き換えることができる。
【００７１】
図３０の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、ゲート順バイアス電圧の異なるトランジスタ６５、２５（接合型ＦＥＴとＭＯＳ・ＦＥＴ）を組み合わせる際にツェナー・ダイオード７０で両ゲート順バイアス電圧をマッチングしたものである。ツェナー・ダイオード７０の代わりに電圧降下手段として抵抗や抵抗手段を使うことができる。
【００７２】
図３１の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、前述と同様に条件付きながら『直流電源１と各スイッチ端子ｔ５、ｔ６の間が常に絶縁される』という効果を持つ。ただし、ダイオード・ブリッジ接続型整流回路が有るため、残念ながらシールド機能は無い。
この実施例を２つを接続すれば後述する図３５の実施例の様に３端子双方向性絶縁型スイッチング回路を構成することができる。さらに、前述した図１２、図１４〜図２４から発展させた双方向性絶縁型スイッチング回路（派生実施例）、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路のいずれか２つを組み合わせて同様に３端子双方向性絶縁型スイッチング回路を構成することができる。
【００７３】
図３２の実施例は３端子絶縁型スイッチング回路である。２つの１方向性絶縁型スイッチング回路が同一方向に直列接続されているが、両者を内向きに又は外向きに直列接続した３端子絶縁型スイッチング回路もまた可能である。また、両者を逆並列接続すれば、図３２の実施例は双方向性絶縁型スイッチング回路になる。本発明者は、トランジスタ２７、２８それぞれを電圧降下手段として使っているが、各バックゲート・ソース間を各コンデンサ８の電圧で逆バイアスすることにより各内蔵ダイオードの作用を無くしている。各トランジスタ１６、２３のエミッタ接合の順電圧が各内蔵ダイオード順電圧より小さければ、各バックゲートを各ソースに直接接続しても構わない。（参照：特開昭６０−２７２２７号）
【００７４】
尚、図３２の実施例の場合、ゲート・エミッタ間のバイアス電圧極性が同じである１方向性絶縁型スイッチング回路を２つ接続したので、その絶縁条件は『各スイッチ端子の電位をその電源電位より高く保つ』ことである。一方、ゲート・エミッタ間のバイアス電圧極性が逆である１方向性絶縁型スイッチング回路を２つ接続した場合、その絶縁条件は『各スイッチ端子の電位をそのバイアス電圧極性がプラスである方の電源電位より高く保ち、しかも、そのバイアス電圧極性がマイナスである方の電源電位より低く保つ』ことである。この様な絶縁条件は他の種々の絶縁型スイッチング回路を複数個接続した場合にも当てはまる。
【００７５】
図３３の実施例は３端子絶縁型スイッチング回路で、請求項１記載の電源手段に対応する。２つの１方向性絶縁型スイッチング回路が内向きに直列接続されているが、両者を同じ向きに又は外向きに直列接続した３端子絶縁型スイッチング回路も可能である。また、両者を逆並列接続すれば、図３３の実施例は双方向性絶縁型スイッチング回路になる。
【００７６】
図３４の実施例は、３端子双方向性絶縁型スイッチング回路で、双方向性絶縁型スイッチング回路を２つ直列接続したものである。各トランジスタ１６、２３に接続される電圧降下手段としてダイオードと抵抗の直列回路が使われているが、ダイオードと抵抗の並列回路を使う方法も有る。
【００７７】
図３５の実施例も３端子双方向性絶縁型スイッチング回路で、双方向性絶縁型スイッチング回路を２つ直列接続したものである。各バイポーラ・トランジスタに接続される電圧降下手段としてダイオードと抵抗の直列回路または並列回路が使われている。
【００７８】
図３６の実施例は「本発明の電源手段を利用したスイッチング回路」をさらに利用した３端子スイッチング回路である。
【００７９】
図３７の実施例も「本発明の電源手段を利用したスイッチング回路」をさらに利用した３端子スイッチング回路である。この実施例は図１９の回路と対称関係にある駆動回路に似たものにおいて、もう一方の電流制限手段として抵抗の代わりにトランジスタ１６、ダイオード１７及び抵抗１８を接続したものを用いた回路である。このため、図１２の実施例の問題点（抵抗１０、１１によるエネルギー損失）を全部解決することができる、という効果が図３６、図３７の各実施例にも有る。尚、前述した『対称関係にある回路』の意味は、元の回路において、方向性の有る各回路素子の向きを反対にし、元のスイッチング手段を反対の順逆バイアス電圧極性を持つスイッチング手段で置き換えた回路のことである。
【００８０】
図３８の実施例は、３端子スイッチング回路で、ダイオード６、１２が有る図１２の回路とそれらが無い図１２の回路を組み合わせ、直流電源１を共通化して１つにまとめた３端子スイッチング回路である。
尚、この回路の様に図３８上側のトランジスタ２側にダイオード６、１２を接続して絶縁化することによって初めて両トランジスタ２がオフのとき、ダイオード３２が接続されている場合なら『スイッチ端子ｔ１７の電位がスイッチ端子ｔ１８の電位とスイッチ端子ｔ１６の電位の間にある限り』という条件付きで、また、ダイオード３２が接続されていない場合なら『スイッチ端子ｔ１７の電位がスイッチ端子ｔ１８の電位より高い限り』という条件付きで、直流電源１等とスイッチ端子ｔ１７を絶縁し、スイッチ端子ｔ１７を開放することができる。
【００８１】
図３９の実施例は、３端子スイッチング回路で、図２４の可制御スイッチング手段の駆動回路などを図３８の回路の様に組み合わせて３端子スイッチを構成した３端子スイッチング回路である。
【００８２】
図４０の実施例は、３端子スイッチング回路で、図１３の回路においてダイオード６の部分の代わりにトランジスタ１５の内蔵ダイオードの部分を使い、ダイオード１２を使わず、Ｎチャネル型トランジスタ２を組み合わせて３端子スイッチを構成した３端子スイッチング回路である。トランジスタ２にとっても図１２の様な駆動回路が構成されている。
【００８３】
図４１の実施例は、３端子スイッチング回路で、「図１４、図２３の可制御スイッチング手段の駆動回路部を組み合わせて構成した、３端子スイッチ機能を持つ３端子スイッチング回路」と対称関係にある３端子スイッチング回路である。（参考：実開平３−１２８３３２号）
【００８４】
図４２の実施例は３端子絶縁型スイッチング回路を利用した３端子スイッチング回路である。同様に図３２の実施例を利用して３端子スイッチング回路を構成することもできる。
【００８５】
図４３の実施例は、前述した第１、第２の電流制限手段として「抵抗１０とコイル２９の直列回路」及び「抵抗１１とコイル３０の直列回路」が使われている可制御スイッチの駆動回路である。図４３の回路ではトランジスタ３１がターン・オフすると、コンデンサ８と共にコイル２９、３０がゲート順バイアスのエネルギーをトランジスタ２に供給するので、コンデンサ８の充電電圧つまり直流電源１の電圧が「必要とするゲート順バイアス電圧」より小さくても大丈夫である。なぜなら、その電圧不足分をコイル２９、３０が補うからである。この効果は図４３の実施例を含め、少なくとも１つの電流制限手段にコイル等のインダクタンス手段を使う本発明に有る。
【００８６】
図４４の実施例では前述した負荷手段に相当するＮＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間静電容量は負荷４５（スイッチング回路の負荷）を介して直流電源とスイッチの直列回路の両端子間に接続されている。
【００８７】
図４５の実施例は、前述した直流電圧出力手段として「直流電源、スイッチ及び変圧器の組合せ」を用いた絶縁電源手段である。
図４６の実施例は、前述した直流電圧出力手段として「直流電源、スイッチ、抵抗および発光・受光ダイオード対の組合せ」を用いた絶縁電源手段である。
図４７の実施例は図４５の実施例を利用した絶縁型スイッチング回路である。図４８の実施例は図４６の実施例を利用した絶縁型スイッチング回路である。
【００８８】
図４９（ａ）〜（ｃ）の各スイッチング手段は本発明の構成手段となる電流制限手段に相当する可変電流制限手段の構成要素となるスイッチング手段の３例である。絶縁ゲート型スイッチング手段２つを図４９（ａ）の様に接続したスイッチング手段などの場合、トランジスタ１３５、１３６だけでは直流に対してスイッチング手段を構成することはできず、トランジスタ１３５、１３６及びダイオード１９２又は１９３で直流に対して１つのスイッチング手段を構成している。と言うのは、ダイオード１９２、１９３どちらも接続されていないと、トランジスタ１３５、１３６がオンになっても、各ゲート・ソース間が直流的に絶縁されているから、である。そのために、ダイオード１９２又は１９３の接続が必要となるが、その代わりに直流電流を通す回路素子としては他に抵抗、各種抵抗手段、各種定電圧手段、各種定電流手段、各種電圧降下手段、各種電流制限手段、各種通流手段、あるいは、これらを組み合わせたもの、などが有る。一方、図４９（ｂ）〜（ｃ）の各スイッチング手段の場合、トランジスタ１３９のゲート・ソース間ＰＮ接合あるいはトランジスタ１２９のベース・エミッタ間ＰＮ接合が有るため、トランジスタ１３６、１３９あるいはトランジスタ１３６、１２９だけで直流に対してスイッチング手段を構成することができる。勿論、図４９（ｂ）〜（ｃ）の様に各スイッチング手段中のトランジスタ１３６のソース・ゲート間にダイオード１９３を１つずつ接続した各スイッチング手段も有る。
【００８９】
図５０（ａ）〜（ｃ）に示す「スイッチング手段を使った各電流制限手段」は、本発明の構成要素となる電流制限手段の１つとなる可変電流制限手段の３例である。尚、これらの可変電流制限手段では、オン制御手段として複数の抵抗が接続されているが、そのうちの少なくとも１つが接続されていれば、これらは可変電流制限手段として作用する。また、図５０（ｂ）〜（ｃ）の各可変電流制限手段では、各ツェナー・ダイオード１３３は双方向の定電圧手段として働き、その順方向の定電圧手段は図４９（ａ）に示すスイッチング手段のダイオード１９２、１９３のそれと同じで通流手段として働き、そのツェナー電圧方向の定電圧手段は逆バイアス用の電圧降下手段として働く。抵抗１９４、１９７も双方向の定電圧手段として働くので、これらが接続されていれば、ツェナー・ダイオード１３３は無くても良いが、過電圧対策として有った方が良い。
【００９０】
さらに、図５０（ａ）〜（ｃ）の各可変電流制限手段において、トランジスタ１２９、１３２、１３５、１３６それぞれの代わりにその駆動電圧の順逆バイアス電圧極性が同じで、自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段ならノーマリィ・オン、ノーマリィ・オフに関係無く何でも使うことができる。ただし、必要とする逆バイアス電圧に応じて逆バイアス用の電圧降下手段に電圧降下の大きいものを使う必要がある。そして、ＭＯＳ・ＦＥＴや絶縁ゲート型スイッチング手段の様にその駆動信号入力用に対を成す制御端子と主端子の間が直流に対して絶縁されているなら、図４９（ａ）〜（ｃ）の各スイッチング手段の説明で述べた通りその順バイアス方向の通流手段が必要で有る。
【００９１】
それから、図５０（ａ）の可変電流制限手段ではトランジスタ１２９、１３２がサイリスタの等価回路を形成するが、この等価サイリスタを本物のプラス・ゲートとマイナス・ゲートを持つＧＴＯサイリスタ又はノーマリィ・オフのＳＩサイリスタで置き換えても良いし、図５０（ｂ）の可変電流制限手段でもトランジスタ１３５、１３６がノーマリィ・オンのＳＩサイリスタの等価回路を構成するが、この等価サイリスタをプラス・ゲートとマイナス・ゲートを持つノーマリィ・オンのＳＩサイリスタで置き換えても良い。
【００９２】
図５１（ａ）、（ｂ）〜図５３（ａ）、（ｂ）各図に１つずつ示す各実施例は請求項２記載の電源手段に対応する電源手段である。
図５４（ｂ）〜図５５（ａ）、（ｂ）と図５６の各実施例は請求項３記載の電源手段に対応し、さらに図５４（ｂ）と図５５（ａ）の各実施例は請求項４記載の電源手段に対応し、図５５（ｂ）と図５６の各実施例は請求項５記載の電源手段に対応する。図５４（ｂ）の実施例の各構成要素は以下の通り請求項３記載中の各構成手段に相当する。
ａ）直流電源１が同項記載中の直流電源手段に。
ｂ）負荷４１が同じく負荷手段に。
ｃ）トランジスタ３０１が同じく第１の可制御スイッチング手段に。
ｄ）ＧＴＯサイリスタタ３０２が同じく第２の可制御スイッチング手段に。
ｅ）抵抗１０が同じく第１の電流制限手段に。
ｆ）抵抗１１が同じく第２の電流制限手段に。
ｇ）コンデンサ８が同じくキャパシタンス手段に。
ｈ）ダイオード４が同じく開放スイッチング手段に。
【００９３】
最後に、以下の事を補足する。
ａ）図１４〜図１７、図３６、３７等の各回路においてスイッチング手段として、トランジスタ１６又は５３もしくは等価サイリスタの代わりにＮチャネル型の「ＦＥＴ、ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ」、プラス・ゲートのＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又はＮＰＮ型バイポーラ・トランジスタ等、駆動信号の順逆バイアス電圧極性がトランジスタ１６又は５３等と同じで、自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段なら何でも使うことができる。但し、必要とする逆バイアス電圧の大きさに応じ電圧降下手段の電圧降下を大きくす
る必要が有る。
ｂ）図１８〜図２１等の各回路において第１のスイッチング手段としてトランジスタ２３もしくは等価サイリスタの代わりにＰチャネル型の「ＦＥＴ、ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ」、マイナス・ゲートのＧＴＯサイリスタまたはＳＩサイリスタ等、駆動信号の順逆バイアス電圧極性がトランジスタ２３と同じで、自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段なら何でも使うことができる。但し、必要とする逆バイアス電圧の大きさに応じて電圧降下手段の電圧
降下を大きくする必要が有る。
【００９４】
ｃ）図１０、図１１、図１６〜図１７、図２０〜図２４、図２８〜図２９、図３１〜図３５、図３９、図４１〜図４２、図４７〜図４８等の各回路において、等価サイリスタもしくは等価サイリスタに似たスイッチング手段を形成するトランジスタの一方もしくはそれぞれの代わりに駆動信号の順逆バイアス電圧極性がそれのと同じで、自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段なら何でも使うことができる。但し、必要とする逆バイアス電圧の大きさに応じて電圧降下手段の電圧降下を大きくする必要が有るし、その電圧降下手段は双方向の通流電流に対して電圧降下を生じる必要が有る場合も有る。なお、バイポーラ・トランジスタのエミッタ接合や接合型ＦＥＴやノーマリィ・オン型ＳＩＴの場合そのＰＮ接合もその電圧降下手段に含まれる。当然の事ながら、上述の各回路中の等価サイリスタまたは等価サイリスタに似たスイッチング手段を本物のＧＴＯサイリスタ又はＳＩサイリスタで置き換えることもできる。
【００９５】
ｄ）前述した第１、第２の電流制限手段は「前述の直流電圧出力手段が直流電圧を出力している時その通流電流の上限を制限するもの」なら何でも構わない。例えば、抵抗、そのドレインとゲートを接続した絶縁ゲート型ＦＥＴあるいはＳＩＴ、抵抗手段、定電流ダイオード、そのコレクタ・ベース間に定電流ダイオードを接続したバイポーラ・トランジスタ、そのゲートとソースを接続したノーマリィ・オン型ＦＥＴ又はＳＩＴ、定電流手段、コイル又はインダクタンス手段と抵抗の直列回路、前述の直流電圧出力手段が直流電圧を出力する期間と出力しない期間の比を制御するデュティ比制御手段とインダクタンス手段の組合せ、負性抵抗手段、前述の直流電圧出力手段が直流電圧を出力している時より出力していない時の方がその電流制限機能が小さくなる可変電流制限手段、これらのうち少なくとも２つを組み合わせたもの、等がある。従って、各実施例中の電流制限手段の代わりに電流制限手段として上述の電流制限手段を使用した実施例も可能である。
【００９６】
ｅ）前述した電圧降下手段として、抵抗、そのコレクタとベースを直接または抵抗もしくはダイオードを介して接続したバイポーラ・トランジスタ、そのドレインとゲートを直接または抵抗もしくはダイオードを介して接続したＭＯＳ・ＦＥＴ、その駆動信号入力用に対を成さない制御端子と主端子を直接または抵抗もしくはダイオードを介して接続したスイッチング手段、その駆動信号入力用に対を成す制御端子と主端子を接続したノーマリィ・オン型スイッチング手段、抵抗手段、ダイオード、ＰＮ接合、非可制御スイッチ、ダイオード又は非可制御スイッチ２つを逆並列接続したもの、ツェナー・ダイオード、ツェナー・ダイオード２つを逆向きに直列接続したもの、ツェナー・ダイオードとダイオードの直列回路、定電圧手段、抵抗とダイオードの直列回路もしくは並列回路、抵抗と非可制御スイッチの直列回路と非可制御スイッチを逆並列接続したもの、又は、これらのうち少なくとも２つを組み合わせたもの、等が有る。
従って、図９〜図１１、図１４〜図２４、図２８〜図２９、図３１〜図３７、図３９、図４１〜図４２、図４７〜図４８の各実施例において電圧降下手段としてツェナー・ダイオード（５４、５９）、抵抗（５５、６０）、ダイオード等の代わりに上述の電圧降下手段を使用した実施例も可能である。
【００９７】
ｆ）前述したオン制御手段として抵抗、そのドレインとゲートを直接または抵抗もしくは定電流手段を介して接続したＭＯＳ・ＦＥＴ又は絶縁型ＦＥＴ又はＳＩＴ、抵抗手段、定電流ダイオード、そのコレクタ・ベース間に抵抗または定電流ダイオード又は定電流手段を接続したバイポーラ・トランジスタ、定電流手段、電流制限手段、又は、これらのうち少なくとも２つを組み合わせたもの、等が有る。従って、図９〜図１１、図１４〜図２４、図２８〜図２９、図３１〜図３７、図３９、図４１〜図４２、図４７〜図４８の各実施例において抵抗１８、５５、５６、６０、６１等の代わりにオン制御手段として上述のオン制御手段を使用した実施例も可能である。
ｇ）条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）の１方向性絶縁型スイッチング回路を逆並列接続した双方向性絶縁型スイッチング回路も可能である。
【００９８】
ｈ）条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）の１方向性絶縁型スイッチング回路を同じ向きに、内向きに、あるいは、外向きに直列接続した３端子絶縁型スイッチング回路も可能である。
ｉ）『条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか１つの１方向性絶縁型スイッチング回路』と、『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』を直列接続した３端子絶縁型スイッチング回路もまた可能である。ただし、その１方向性絶縁型スイッチング回路の向きによってさらに
その種類が２倍になる。
【００９９】
ｊ）上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）を直列接続した３端子双方向性絶縁型スイッチング回路も可能である。
ｋ）『条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等いずれか１つの１方向性絶縁型スイッチング回路』と『条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか１つの１方向性絶縁型スイッチング回路』を接続し、さらに、その接続箇所に『条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか１つの１方向性絶縁型スイッチング回路』を接続し、同様に所定数その接続箇所に接続した多端子絶縁型スイッチング回路が可能である。
【０１００】
ｌ）『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』と『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』を接続し、さらにその接続箇所に『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』を接続し、同様に所定数その接続箇所に接続した多端子双方向性絶縁型スイッチング回路が可能である。
【０１０１】
ｍ）切換えの対象となる回路構成手段（例：能動素子、受動素子など）又は回路（例：有線通信手段、有線通話手段、アンプなど）又は負荷（例：ＡＣモーター、スピーカーなど）と『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』を直列接続した直列回路を所定の数だけ並列接続した多端子切換え型双方向性絶縁型スイッチング回路が可能である。
ｎ）これまで述べて来た双方向性絶縁型スイッチング回路のいずれか１つと、その２次コイルに点火用放電ギャップを接続した点火コイル（点火用昇圧変圧器）の１次コイルを直列接続した直列回路を所定の数だけ並列接続すれば、所定の点火コイルすなわちその２次側に接続された点火用放電ギャップを選択できる点火配電回路を構成することができる。尚、各双方向性絶縁型スイッチング回路は全部同じものでもそうでなくても構わない。
【０１０２】
ｏ）本発明の双方向性絶縁型スイッチング回路の利用分野として電子交換機中で回線同士の接続を切り換える回線切換え手段がある。例えば、所定数の導線を上から見て縦（斜めでも良いが。）に並べ、さらに接触しない様にそこに別の所定数の導線を上から見て横（斜めでも良いが。）に並べ、上から見て縦と横の各導線が交叉する各交叉箇所近辺を本発明の双方向性絶縁型スイッチング回路で１つずつ接続するのである。その双方向性絶縁型スイッチング回路にシールド機能を持つものを使えば、絶縁抵抗や浮遊容量などを通じた通信や通話の漏洩を防止することができる。特にキャリヤ周波数などが高くなると効果的。ｐ）各実施例またはそれから派生した派生実施例において、その構成要素となる各半導体スイッチをその相補関係にある半導体スイッチで置き換え、方向性のある各回路構成手段（例：直流電源、ダイオード、電解コンデンサ等。）の向きを逆にした電圧極性に関して元の回路に対し対称関係にある回路ももちろん可能である。
【０１０３】
ｑ）図４７、図４８の各実施例では、コンデンサ８がトランジスタ２の順バイアス時そのゲート順バイアス電流を横取りする様に作用するので、トランジスタ２のターン・オンは遅れる。一方、トランジスタ２のターン・オフ時コンデンサ８の充電電流がトランジスタ２を強力に逆バイアスするので、そのターン・オフは速い。そこで、図４７、図４８の絶縁型スイッチング回路２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）を直列接続して３端子スイッチング回路を構成すれば、同時オンによる短絡が起き難いという効果が生じる。
【０１０４】
【先 行 技 術】
ａ）実開平３−６９９３６号 ｂ）実開平３−８０６９１号
ｃ）特開平４−１７０８１３号 ｄ）特開平５−２２６９９８号
ｅ）特開平５−２６８０３７号 ｆ）特開平５−３０４４５３〜４号
ｇ）開平６−１９６９９１号 ｈ）特開平６−２１９３８９号
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施例を示す回路図である。
【図２〜図５】各図は、従来の電源手段の例を１つずつ示す回路図である。
【図６】従来の可制御スイッチの駆動回路と１方向性絶縁型スイッチング回路の１例を示す回路図である。
【図７〜図８】各図は、従来の３端子スイッチング回路の例を１つずつ示す回路図である。
【図９〜図４８】各図は、本発明の実施例を１つずつ示す回路図である。
【図４９】本発明の構成手段である電流制限手段の１つである可変電流制限手段の構成要素となるスイッチング手段を３例示す回路図である。
【図５０】本発明の構成手段である電流制限手段の１つである可変電流制限手段を３例示す回路図である。
【図５１〜図５５】各図は、本発明の実施例を２つずつ示す回路図である。
【図５６】本発明の１実施例を示す回路図である。
【符 号 の 説 明】
４１ 負荷（電源手段の負荷）
ｔ１〜ｔ６ スイッチ端子
ｔ１１〜ｔ２０ スイッチ端子
１９、２１、４２、４３ ＩＧＢＴ
２４ トランジスタ（ノーマリィ・オン型ＳＩＴ）
２５、５３ トランジスタ（ノーマリィ・オン型ＭＯＳ・ＦＥＴ）
６３〜６６ トランジスタ（接合型ＦＥＴ）
４５ 負荷（スイッチング回路の負荷）
６８、６９ 定電流ダイオード
７１ 無安定マルチバイブレータ
【技 術 分 野】
本発明は、直流電圧供給手段（例：直流電源とオン、オフ可能なスイッチング手段の直列回路。）が直流電圧を出力したり、しなかったりの動作を交互にする等するだけで、負荷にプラス電圧とマイナス電圧を交互に供給することができる電源手段に関する。これを用いて容量性負荷の駆動回路や可制御スイッチング手段の駆動回路などを容易に構成することもできる。可制御スイッチング手段の駆動回路の場合、直流電圧供給手段または直流電源手段を１つしか使わずに可制御なスイッチング手段に順バイアス電圧あるいは順バイアス電流を供給したり、逆バイアス電圧あるいは逆バイアス電流を供給したり、することができる。
【０００２】
さらにこの可制御スイッチング手段の駆動回路を利用すると、条件付きながら絶縁することができる各種の絶縁型スイッチング回路と点火配電回路および各種の非絶縁型スイッチング回路を構成することもできる。従って、本発明をスイッチング回路、電力変換回路、チャージ・ポンプ、圧電素子や液晶やエレクトロ・ルミネッサンス等の各種駆動回路、アナログ回路、ディジタル回路、論理回路、リレー、電子交換機、点火回路など広い分野に利用することができる。
尚、点火配電回路とは、例えば、内燃機関用点火装置などにおいて複数の点火コイル（点火用昇圧変圧器）それぞれの２次側に接続された点火用放電ギャップのうち、所定の点火用放電ギャップだけに高電圧を供給する回路のことである。
【０００３】
【背 景 技 術】
直流電圧出力手段（例：直流電源とオン、オフ可能なスイッチング手段の直列回路、入射光の有無に応じて直流電圧を出力する太陽電池あるいは光起電力ダイオード・アレイ等。）が直流電圧を出力したり、しなかったりするのに応じて負荷にプラス電圧、マイナス電圧を供給する従来の電源手段を図２〜図５に示す。
参照：
ａ）米国特許４１２５８１４号 ｂ）特開昭６２−１４７９５３号
ｃ）特開昭６３−３０２２１７号の図１８と図１９の各Ｔｒ２２
ｄ）特願昭６２−５０４７８５号（ＰＣＴ／ＪＰ８７／００６１２号、
ＷＯ ８８／０１８０５号）の図１８〜図２５
ｅ）特開平１−１１７４１６号 ｆ）特開平２−１４６２６５号の図２０
ｇ）実開平３−６９９３６号 ｈ）実開平３−８０６９１号
ｉ）特開平４−１７０８１３号 ｊ）特開平５−２２６９９８号
ｋ）特開平５−２６８０３７号 ｌ）特開平５−３０４４５３号
【０００４】
図２の回路ではスイッチ２６がオンのとき、直流電源１がコンデンサ８（逆電圧供給用キャパシタンス手段）を介して負荷４１に電圧を供給し、同時にコンデンサ８を充電する。その後、スイッチ２６をターン・オフさせると、コンデンサ８が抵抗１４（電流制限手段）を介して負荷４１に先程と逆極性の電圧を供給する。図３の回路ではノーマリィ・オンのトランジスタ５３、ツェナー・ダイオード５４及び抵抗１８（抵抗１８の代わりに抵抗５５でも良いし、抵抗５５が有る場合ツェナー・ダイオード５４は無くても良い。）が形成する可変電流制限手段が図２の回路の抵抗１４の代わりに電流制限手段として使われており、その電流制限作用は、スイッチ２６のオン、オフに応じて変化し、スイッチ２６がオンの時よりオフの時の方が小さくなる。すなわち、スイッチ２６がオンのとき負荷４１の電流がツェナー・ダイオード５４に電圧降下を生じ、トランジスタ５３をゲート逆バイアスしてオフに保つ。一方、スイッチ２６がオフのときコンデンサ８の放電電流が抵抗１８を介してトランジスタ５３をゲート順バイアスしてオンに保つ。図４、図５の各回路についても同様であるが、図５の回路ではスイッチ２６がオンのとき負荷４１の電流がツェナー・ダイオード５４、５９それぞれに電圧降下を生じ、各トランジスタをゲート逆バイアスしてオフに保つ。
【０００５】
尚、負荷４１が容量性負荷で、スイッチ２６の電流制限作用（例：オン抵抗、接触抵抗、バイポーラ・トランジスタ又はＩＧＢＴ等のコレクタ電流の飽和による電流制限作用。）が足りない場合スイッチ２６の代わりに抵抗、抵抗手段、定電流手段または電流制限手段などとスイッチ２６の直列回路を使えば良い。
また、スイッチ２６の代わりにオン、オフ可能なスイッチング手段なら、半導体スイッチでも機械的なスイッチでもリレーでもオン・オフ機能可制御スイッチング手段でも何でも使うことができる。さらに、コンデンサ８等と負荷４１の接続位置は図中で互いに入れ換わっても構わない。
それから、各回路では、直流電源１とスイッチ２６の直列回路が直流電圧を出力したり、しなかったり、する前述の直流電圧出力手段を構成している。
【０００６】
そして、図３、図５の各回路の様に可変電流制限手段の構成要素としてノーマリィ・オンのスイッチング手段を使う場合、スイッチ２６がオンの間それをゲート逆バイアスしてオフに保つためには、ゲート逆バイアス用のツェナー・ダイオード５４、５９等の電圧降下手段に電流を流してゲート逆バイアス電圧を生じさせる必要が有るので、抵抗５６、６１、６２等の電流バイパス手段を回路中に接続する必要が有る。あるいは、コンデンサ８の充電電流が各電圧降下手段に必要とするゲート逆バイアス電圧を生じさせることができなくなる前にスイッチ２６をターン．オフさせる様にそのオン期間を制御する必要が有る。しかし、スイッチ２６がオンの間そのノーマリィ・オンのスイッチング手段が不完全なオフで、もれドレイン電流が流れても構わない場合そうする必要は無い。この場合そのもれドレイン電流がその電圧降下手段に生じるゲート逆バイアス電圧とこのゲート逆バイアス電圧がそのスイッチング手段に作用して通過させるもれドレイン電流は一定の均衡状態に落ち付く。
【０００７】
負荷４１にトランジスタ２を用いた可制御スイッチング手段の駆動回路を図６に示す。ダイオード６、１２が有る場合、この駆動回路は条件付きの１方向性絶縁型スイッチング回路になる。例えば、『ダイオード６の導通と、トランジスタ２の内蔵ダイオード又はダイオード１２の導通が同時に起こらない限り』、つまり、『スイッチ端子ｔ１１、ｔ１２どちらの電位も直流電源１に対してその様な非導通条件を満足する電位にある限り』という条件付きながら、トランジスタ２，３の各オン、オフに関係無く、スイッチ端子ｔ１１、ｔ１２それぞれと直流電源１は絶縁される。ただし、各オン、オフ切換え時のもれ電流は無視している。
【０００８】
図７の回路は図６の回路を２つ使って構成した３端子スイッチ機能を持つスイッチング回路で、どちらか１方のトランジスタ２の導通によりスイッチ端子ｔ１４はスイッチ端子ｔ１３かスイッチ端子ｔ１５に接続される。
尚、この回路の様に図上側のトランジスタ２に前述した様にダイオード６、１２を接続して絶縁化することによって初めて両トランジスタ２がオフの時、ダイオード３２が接続されている場合なら『スイッチ端子ｔ１４の電位がスイッチ端子ｔ１５の電位とスイッチ端子ｔ１３の電位の間にある限り』という条件付きで、また、ダイオード３２が接続されていない場合なら『スイッチ端子ｔ１４の電位がスイッチ端子ｔ１５の電位より高い限り』という条件付きで、直流電源１等とスイッチ端子ｔ１４を絶縁し、スイッチ端子ｔ１４を開放することができる。
【０００９】
図８の回路は図６の回路にＰチャネル型トランジスタ１５を組み合わせ等した、３端子スイッチ機能を持つスイッチング回路で、トランジスタ１５の内蔵ダイオードが図６のダイオード６の役割を果たし、トランジスタ１５にとっても駆動回路が構成されている。
【００１０】
【第１の問題点】
しかしながら、『直流電圧供給手段からの供給電圧を一定に保つことができない』という問題点が有る。
これは、図２〜図５の各回路において、直流電圧供給手段（直流電源１とスイッチ２６の直列回路）が負荷４１に電圧を供給する時その電圧供給をコンデンサ８を介して行うために、コンデンサ８が充電されて来ると、その供給電圧が小さくなってしまう、からである。図６〜図８の各回路においても、２つのツェナー・ダイオード７と抵抗１３による定電圧作用が無ければ、この問題点が有る。
【００１１】
【第２の問題点】
また、『逆電圧供給用キャパシタンス手段（コンデンサ８）の充電を速やかに行うことができない』という問題点が有る。
図２〜図５の各回路で直流電圧供給手段（直流電源１とスイッチ２６の直列回路）が負荷４１を介してコンデンサ８を充電する時、その充電電流の上限は負荷４１によって制限されてしまい、その充電を速やかに行うことができない。
コンデンサ８が放電時に負荷４１に逆電圧を供給する際その逆電圧が急激に低下するのを防ぐには、負荷４１とコンデンサ８の時定数を充分に大きくする必要が有る。そうすると今度は１番最初に直流電圧供給手段が負荷４１を介してコンデンサ８を充電する際に速やかに充電することはできない。従って、その放電エネルギーはその充電エネルギーより大きくなり得ないから、負荷４１による消費エネルギーが制限されることになる。また、コンデンサ８の電圧変動が大きくなるから、コンデンサ８は負荷４１に安定した逆電圧を供給することができない。
【００１２】
【第３の問題点】
さらに、『逆電圧供給用キャパシタンス手段（コンデンサ８）と負荷が互いに相手の印加電圧の大きさに影響を与えてしまう』という問題点が有る。
図２〜図８の各回路では、直流電圧供給手段（直流電源１とスイッチ２６等の直列回路）が、負荷４１に電圧を供給するとき、その電圧供給をコンデンサ８を介して行うので、負荷４１の電圧はその供給電圧からコンデンサ８の充電電圧の分だけ差し引かれ、その分小さくなってしまう。コンデンサ８にしても最大でもその供給電圧からその負荷電圧分だけ差し引かれた電圧にしか充電されない。
逆の見方をすれば、必要な負荷電圧と充電電圧を確保しようとすれば、直流電圧供給手段の出力電圧はその両電圧の和になり、大きくなってしまう。
【００１３】
【第４の問題点】
それから、『容量性負荷の場合、電流バイパス手段をその容量性負荷に並列接続しないと逆電圧を供給できることできない』という問題点が有る。
図６〜図８の各回路の様に容量性負荷（例：ゲート・ソース間静電容量、圧電素子、液晶、エレクトロ・ルミネッサンス等。）の場合、トランジスタ３等がオフの間コンデンサ８がその容量性負荷に逆電圧を供給するためには、トランジスタ３等がオンの間その容量性負荷の蓄積電荷以上の電荷がコンデンサ８に蓄積されている必要がある。両蓄積電荷が同じだと、トランジスタ３がターン・オフしたとき両蓄積電荷が相殺するだけで、コンデンサ８はその容量性負荷を電圧ゼロまでしか持って行くことができず、さらに逆向きに充電することはできない。
これを改善するためにはその容量性負荷に電流バイパス手段（例：図６の様に逆向きに直列接続された２つのツェナー・ダイオード７、抵抗など。）をその容量性負荷に並列接続して、トランジスタ３がオンの間コンデンサ８の蓄積電荷をその容量性負荷の蓄積電荷より多くすることであるが、トランジスタ３等がオンの間その電流バイパス手段でエネルギーが消費されてしまう。
【００１４】
【第５の問題点】
そして、『直流電圧供給手段（直流電源１とスイッチ２６等の直列回路）による電圧供給時、その供給電圧（直流電源１の電圧）が何らかの原因で一時的にでも逆電圧供給用キャパシタンス手段（コンデンサ８）の電圧より小さくなると、負荷に逆電圧が印加されてしまう』という問題点が有る。
例えば、図２の回路においてスイッチ２６がオンである限り、抵抗１４の両端電圧は常に直流電源１の電圧にクランプされる。ここで、その電源電圧がコンデンサ１８の充電電圧より何らかの原因で一時的にでも小さくなると、その間コンデンサ８は抵抗１４を介してその電圧差に相当する電圧を負荷４１に供給してしまう。この事は図３〜図８の各回路についても言える。この現象をトランジスタやサイリスタ等の可制御スイッチング手段の駆動に当てはめると、「逆バイアス駆動されてオフ制御されている筈のスイッチング手段」が一時的に順バイアス駆動されてオン制御されるということである。あるいは、「オン制御されている筈のスイッチング手段」が一時的にオフ制御されるということである。
【００１５】
【発 明 の 目 的】
そこで、本発明は下記効果を持つ電源手段を提供することを目的としている。ａ） 直流電圧供給手段（もしくは直流電源手段）からの供給電圧を一定に保つことができる。
ｂ） 逆電圧供給用キャパシタンス手段の充電を速やかに行うことができる。
ｃ） 逆電圧供給用キャパシタンス手段と負荷が互いに相手の印加電圧に影響を与えることが無い。
ｄ） 容量性負荷の場合、電流バイパス手段をその容量性負荷に並列接続しなくてもその容量性負荷に逆電圧を供給することができる。
ｅ） 直流電圧供給手段（もしくは直流電源手段）による電圧供給時、その供給電圧が何らかの原因で一時的にでも逆電圧供給用キャパシタンス手段の電圧より小さくなっても、負荷に逆電圧が印加されることが無い。
尚、この電源手段を利用すると、容量性負荷の駆動回路、可制御スイッチング手段の駆動回路を構成することができる。さらにこの可制御スイッチング手段の駆動回路を使った各種絶縁型スイッチング回路、点火配電回路、各種非絶縁型スイッチング回路、絶縁電源手段または「この絶縁電源手段を使った絶縁型スイッチング回路」を構成することができる。
【００１６】
【発明の開示】
即ち、本発明は請求項１、２又は３に記載の電源手段である。本発明が請求項１記載の電源手段である場合、その直流電圧が出力される時その負荷手段とそのキャパシタンス手段どちらもその直流電圧出力手段と『並列的に』接続される一方、その直流電圧が出力されない時その負荷手段とそのキャパシタンス手段が『逆並列的に』接続される。つまり、その直流電圧が出力されるか、されないかにより両者の並列的接続の方向が互いに逆向きに切り換わる。その切換えをその第１、第２の非可制御スイッチング手段とその第１、第２の電流制限手段が行う。
なお、前記第１、第２の非可制御スイッチング手段の少なくとも一方を「前記直流電圧が出力されるときオン駆動される１方向性の可制御スイッチング手段」で置き換えることができる。それが請求項２記載の電源手段である。
【００１７】
このことによって、その直流電圧出力手段は前記負荷手段に直流電圧を出力しているとき同時に前記キャパシタンス手段を充電する。一方、前記直流電圧出力手段が直流電圧を出力していないとき、前記キャパシタンス手段と前記負荷手段の並列的接続が逆向きに切り換わるので、前記キャパシタンス手段はその直流電圧と逆向きの電圧をその両電流制限手段を介して前記負荷手段に供給する。
その結果、前記直流電圧出力手段を１つしか使わなくてもそれが直流電圧を出力したり、しなかったりするのに応じて前記負荷手段にプラス電圧を供給したり、マイナス電圧を供給したりすることができる。
尚、第３の非可制御スイッチング手段を前記負荷手段に接続する等してその直流電圧が前記負荷手段に印加されない様に阻止する場合、前記直流電圧出力手段はその直流電圧と逆極性の電圧だけを前記負荷手段に供給できる。
【００１８】
しかも、前記直流電圧出力手段が直流電圧を出力しているとき、この直流電圧は前記キャパシタンス手段を介さずに前記負荷手段に供給されるので、『前記直流電圧出力手段からの供給電圧を一定に保つことができる。』 （第１効果）
【００１９】
また、その直流電圧は前記負荷手段を介さずに前記キャパシタンス手段に供給され、その充電電流をその負荷電流と分離、独立して設定できるので、『逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段の充電を速やかに行うことができる。』
（第２効果）
この効果は、前記キャパシタンス手段の放電電流より充電電流の方をいくらでも大きく設定できるので、その放電に伴う電圧低下を小さくできることに結び付く。特に、その静電容量が大きい場合、その効果は顕著である。
【００２０】
さらに、その直流電圧が出力されている時、両前記非可制御スイッチング手段の作用により前記負荷手段と前記キャパシタンス手段どちらも前記直流電圧出力手段と並列的に接続されるから、『逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段と前記負荷手段が互いに相手の印加電圧の大きさに影響を与えることは無い。』
（第３効果）
ただし、請求項２記載の電源手段の場合、両前記非可制御スイッチング手段の片方又はそれぞれの作用を請求項２記載中の「その片方又はそれぞれと置き換えられた１つ又は２つの１方向性の可制御スイッチング手段」が代わりに行う。
【００２１】
それから、前記負荷手段が容量性負荷である場合、前記キャパシタンス手段の充電はこの容量性負荷を介さずに行われるため、この容量性負荷が蓄積する電荷以上の電荷を前記キャパシタンス手段に蓄積できるので、『容量性負荷の場合、電流バイパス手段をその容量性負荷に並列接続しなくてもその容量性負荷に逆電圧を供給することができる。』 （第４効果）
【００２２】
そして、前記直流電圧出力手段が前記負荷手段に直接電圧を供給しているとき、同時に前記直流電圧出力手段は常に前記負荷手段の両端電圧をその供給電圧にクランプしているので、『その供給の間に何らかの原因でその供給電圧が一時的にでも逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段の電圧より小さくなっても、前記負荷手段に逆電圧が印加されることは無い。』 （第５効果）
【００２３】
尚、前記直流電圧出力手段としては、直流電源とオン、オフ可能なスイッチング手段の直列回路、入射光の有無に応じて直流電圧を出力する太陽電池あるいは光起電力ダイオード・アレイ等が有る。
また、各前記電流制限手段は前記直流電圧が出力されている時その通流電流の上限を制限するものなら、抵抗手段、定電流手段、内部抵抗のあるインダクタンス手段、負性抵抗手段、あるいは、これらを組み合わせたもの等、何でも良い。さらに、非可制御スイッチング手段の例としてダイオード、ＰＮ接合、コレクタとベースを接続したバイポーラ・トランジスタ、アノードとカソード・ゲート又はアノード・ゲートとカソードを接続した逆阻止型サイリスタ等がある。
それから、前記直流電圧出力手段が直流電源とオン・オフ可能なスイッチング手段の直列回路によって構成される場合、このスイッチング手段はオン、オフ可能なスイッチング手段なら半導体スイッチでも機械的なスイッチでもリレーでもオン・オフ機能可制御スイッチング手段でも何でも良い。この場合、そのスイッチング手段のオン、オフを１回しかしなくても前記キャパシタンス手段は「その電源電圧と同程度の大きさの逆極性電圧」を出力できることになる。
【００２４】
一方、本発明が請求項３記載の電源手段である場合、その直流電源手段とその第１の可制御スイッチング手段の直列回路がその負荷手段に対して第１の直流電圧出力手段として機能すると同時に、その直流電源手段とその第２の可制御スイッチング手段の直列回路がそのキャパシタンス手段に対して第２の直流電圧出力手段として機能する。このため、両前記可制御スイッチング手段がオンで、その直流電圧が出力されるとき、前記負荷手段と前記キャパシタンス手段どちらも前記直流電源手段と『並列的に』接続される一方、両前記可制御スイッチング手段がオフで、その直流電圧が出力されないとき、その負荷手段とそのキャパシタンス手段が『逆並列的に』接続される。つまり、両前記可制御スイッチング手段がオンかオフかにより両者の並列的接続の方向が互いに逆向きに切り換わる。
その切換えは前記第１、第２の可制御スイッチング手段、その開放スイッチング手段およびその第１、第２の電流制限手段によって行われる。
【００２５】
このことによって、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンのとき、前記直流電源手段は前記負荷手段に直流電圧を供給し、同時に前記キャパシタンス手段を充電する。一方、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオフのとき、前記キャパシタンス手段と前記負荷手段の並列的接続が逆向きに切り換わるので、前記キャパシタンス手段はその直流電圧と逆向きの電圧を前記第１、第２の電流制限手段を介して前記負荷手段に供給する。
その結果、前記直流電源手段を１つしか使わなくても前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオン、オフするのに応じて前記負荷手段にプラス電圧を供給したり、マイナス電圧を供給したりすることができる。
【００２６】
しかも、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンのとき、前記直流電源手段が直流電圧を前記キャパシタンス手段を介さずに前記負荷手段に供給するので、『前記直流電源手段からの供給電圧を一定に保つことができる。』
（第１効果）
【００２７】
また、その直流電圧は前記負荷手段を介さずに前記キャパシタンス手段に供給され、その充電電流をその負荷電流と分離、独立して設定できるので、『逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段の充電を速やかに行うことができる。』
（第２効果）
この効果は、前記キャパシタンス手段の放電電流より充電電流の方をいくらでも大きく設定できるので、その放電に伴う電圧低下を小さくできることに結び付く。特に、その静電容量が大きい場合、その効果は顕著である。
【００２８】
さらに、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンのとき、前記負荷手段と前記キャパシタンス手段どちらも前記直流電源手段と並列的に接続されるから、『逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段と前記負荷手段が互いに相手の印加電圧の大きさに影響を与えることは無い。』 （第３効果）
【００２９】
それから、前記負荷手段が容量性負荷である場合、前記キャパシタンス手段の充電はこの容量性負荷を介さずに行われるため、この容量性負荷が蓄積する電荷以上の電荷を前記キャパシタンス手段に蓄積できるので、『容量性負荷の場合、電流バイパス手段をその容量性負荷に並列接続しなくてもその容量性負荷に逆電圧を供給することができる。』 （第４効果）
【００３０】
そして、前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンで、前記直流電源手段が前記負荷手段に直接電圧を供給しているとき、同時に前記直流電源手段は常に前記負荷手段の両端電圧をその供給電圧にクランプしているので、『その供給の間に何らかの原因でその供給電圧が一時的にでも逆電圧供給用の前記キャパシタンス手段の電圧より小さくなっても、前記負荷手段に逆電圧が印加されることは無い。』 （第５効果）
【００３１】
尚、各前記電流制限手段は前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオンの時その通流電流の上限を制限するものなら、抵抗手段、定電流手段、内部抵抗のあるインダクタンス手段、負性抵抗手段、あるいは、これらを組み合わせたもの等、何でも良い。また、請求項４記載中の非可制御スイッチング手段の例としてダイオード、ＰＮ接合、コレクタとベースを接続したバイポーラ・トランジスタ、アノードとカソード・ゲート又はアノード・ゲートとカソードを接続した逆阻止型サイリスタ等が有る。さらに、前記第１、第２の可制御スイッチング手段はオン、オフ可能なスイッチング手段なら半導体スイッチでも機械的なスイッチでもリレーでもオン・オフ機能可制御スイッチング手段でも何でも良い。この場合、前記第１、第２の可制御スイッチング手段のオン、オフを１回しかしなくても前記キャパシタンス手段は「その電源電圧と同程度の大きさの逆極性電圧」を出力できることになる。
【００３２】
【発明を実施するための最良の形態】
本発明をより詳細に説明するために、以下添付図面に従ってこれを説明する。図１の実施例は請求項１記載の電源手段に対応し、以下の通り図１の各構成要素が前述した各構成手段に相当する。
ａ）直流電源１とスイッチ２６の直列回路が前述した直流電圧出力手段に。
ｂ）コンデンサ８が前述したキャパシタンス手段に。
ｃ）負荷４１が前述した負荷手段に。
ｄ）抵抗１０が前述した第１の電流制限手段に。
ｅ）抵抗１１が前述した第２の電流制限手段に。
ｆ）ダイオード４が前述した第１の非可制御スイッチング手段に。
ｇ）ダイオード５が前述した第２の非可制御スイッチング手段に。
【００３３】
その作用は次の通りである。スイッチ２６がオンのとき、直流電源１がダイオード４、５を介してコンデンサ８を充電し、同時に負荷４１に直流電圧を供給する。その後、スイッチ２６がターン・オフすると、コンデンサ８が抵抗１０、１１を介して負荷４１に先程と逆の電圧を供給する。
ところで、スイッチ２６がオンのときコンデンサ８と負荷４１が直流電源１に並列的に接続されるから、以下の効果が図１の実施例を含め、本発明に有る。
ａ）（直流電源１から）負荷４１に供給される供給電圧は一定に保たれる。
ｂ）負荷４１を介さないのでコンデンサ８の充電は速やかに行われる。
ｃ）コンデンサ８と負荷４１は互いに相手の印加電圧に影響を与えない。
ｄ）負荷４１が容量性負荷の場合でも、負荷４１に電流バイパス手段を並列接続しなくても、負荷４１の蓄積電荷以上の電荷を蓄積できるコンデンサ８は負荷４１に逆電圧を供給することができる。
ｅ）何らかの原因でその電源電圧が一時的にでもコンデンサ８の電圧より小さくなっても、負荷４１の両端電圧はその電源電圧にクランプされているので、負荷４１は逆電圧を印加されることは全く無い。
【００３４】
尚、負荷４１が容量性負荷で、スイッチ２６の電流制限作用（例：オン抵抗、接触抵抗、バイポーラ・トランジスタ又はＩＧＢＴのコレクタ電流の飽和による電流制限作用。）が足りない場合、スイッチ２６の代わりに抵抗、定電流手段、抵抗手段または電流制限手段とスイッチ２６の直列回路を用いても構わないし、又は、ダイオード４又は５の代わりに「抵抗、定電流手段、抵抗手段または電流制限手段」とダイオードの直列回路を用いても構わない。
また、抵抗１０又は１１の代わりに電流制限手段として、そのドレインとゲートを接続したノーマリィ・オフの絶縁ゲート型ＦＥＴ又はＳＩＴ、そのゲートとソースを接続したノーマリィ・オンのＦＥＴ又はＳＩＴ、抵抗手段、定電流ダイオード、そのコレクタとベース間に抵抗または定電流ダイオードを接続したバイポーラ・トランジスタ、定電流手段、コイル又はインダクタンス手段と「スイッチ２６のオン期間とオフ期間を制御するオン・オフ期間制御手段」の組合せ、インダクタンス手段と「抵抗、定電流手段または抵抗手段」の直列回路、負性抵抗手段、あるいは、これらのうち少なくともいずれか２つを組み合わせたものを使っても構わない。
さらに、スイッチ２６の代わりにオン、オフ可能なスイッチング手段なら半導体スイッチでも機械的スイッチでもリレーでもオン・オフ機能可制御スイッチング手段でも何でも使うことができる。
【００３５】
図９の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応し、図１の実施例において抵抗１０、１１それぞれの代わりに電流制限手段としてノーマリィ・オンのトランジスタ５３、ツェナー・ダイオード５４及び抵抗１８（代わりに抵抗５５でも良い。）が形成する可変電流制限手段を１つずつ用いた電源手段である。尚、抵抗５６は接続されていなくても構わない。この場合スイッチ２６がオンの間コンデンサ８が完全に充電されて、その充電電流がツェナー・ダイオード５４に充分なゲート逆バイアス電圧を生じできなくなる前にスイッチ２６をターン・オフさせれば良い。あるいは、そうしなくてもトランジスタ５３のもれドレイン電流がツェナー・ダイオード５４にゲート逆バイアス電圧を生じるので大丈夫である。この時そのもれドレイン電流がツェナー・ダイオード５４に生じる電圧降下（ゲート逆バイアス電圧）とこのゲート逆バイアス電圧がトランジスタ５３に作用して通過させるもれドレイン電流は互いに影響し合い、一定の均衡状態に落ち付く。
【００３６】
図１０の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応し、図１の実施例において抵抗１０、１１それぞれの代わりに電流制限手段としてノーマリィ・オフのトランジスタ５７、５８、ツェナー・ダイオード５４、５９及び抵抗１８（抵抗１８の代わりに抵抗５６又は６１でも良い。）が形成する可変電流制限手段を１つずつ用いた電源手段である。トランジスタ５７、５８とツェナー・ダイオード５４又は５９（あるいは抵抗５５又は６０）はサイリスタの疑似等価回路を構成し、ツェナー・ダイオード５４（又は抵抗５５）とツェナー・ダイオード５９（又は抵抗６０）がその疑似等価サイリスタのゲート逆バイアス用の各電圧降下手段で、抵抗１８、５６又は６１はその疑似等価サイリスタのトリガー用のオン制御手段である。
【００３７】
図１１の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応し、図１の実施例において抵抗１０、１１それぞれの代わりに電流制限手段としてノーマリィ・オンのトランジスタ６３、６４、ツェナー・ダイオード５４、５９及び抵抗１８（抵抗１８の代わりに抵抗５５、５６、６０又は６１でも良い。）が形成する可変電流制限手段を１つずつ用いた電源手段である。トランジスタ６３、６４がサイリスタの疑似等価回路を構成し、ツェナー・ダイオード５４（又は抵抗５５）とツェナー・ダイオード５９（又は抵抗６０）がその疑似等価サイリスタのゲート逆バイアス用の各電圧降下手段で、抵抗６０、５６、１８、５５又は６１がその疑似等価サイリスタのトリガー用のオン制御手段である。
【００３８】
図１、図９〜図１１の各実施例において、負荷４１に容量性負荷を使えば、これらの電源手段は容量性負荷の駆動回路に成る。容量性負荷には、例えば、圧電素子、液晶、エレクトロ・ルミネッサンス、電圧駆動型スイッチング手段（ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ）等が有る。
そして、負荷４１に可制御スイッチング手段を使えば、これらの電源手段は、その可制御スイッチング手段に駆動用の順バイアス電圧または順バイアス電流を供給したり、駆動用の逆バイアス電圧または逆バイアス電流を供給したりする可制御スイッチング手段の駆動回路に成る。これらの様な可制御スイッチング手段の駆動回路、あるいは、これらを利用した１方向性絶縁型スイッチング回路、双方向性絶縁型スイッチング回路、３端子絶縁型スイッチング回路、３端子双方向性絶縁型スイッチング回路、非絶縁型のスイッチング回路、又は、非絶縁型の３端子スイッチング回路の各実施例を図１９〜図４４に示す。
【００３９】
図１２の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応する可制御スイッチング手段の駆動回路で、ダイオード６、１２が有れば図１２の実施例は１方向性絶縁型スイッチング回路に成る。但し、コンデンサ９はトランジスタ２のゲート・ソース間静電容量で、前述した負荷手段である。図１２の実施例の各構成要素は以下の通り前述した各構成手段に相当する。
ａ）直流電源１とトランジスタ３の直列回路が前述した直流電圧出力手段に。
ｂ）トランジスタ２のゲート・ソース間静電容量が前述した負荷手段に。
ｃ）ダイオード４が前述した第１の非可制御スイッチング手段に。
ｄ）ダイオード５が前述した第２の非可制御スイッチング手段に。
ｅ）抵抗１０が前述した第１の電流制限手段に。
ｆ）抵抗１１が前述した第２の電流制限手段に。
ｇ）コンデンサ８が前述したキャパシタンス手段に。
なお、トランジスタ２はその内蔵の逆並列ダイオードの存在により１方向だけ制御可能な１方向可制御２方向性スイッチング手段である。また、トランジスタ２とダイオード１２の直列回路は１方向性スイッチング手段を構成する。
【００４０】
その作用は次の通りである。トランジスタ３がオンのとき、直流電源１がダイオード４、５とトランジスタ３を介してコンデンサ８を充電し、同時に、（ダイオード６と）トランジスタ３を介してトランジスタ２をゲート逆バイアスする。その後トランジスタ３がターン・オフすると、コンデンサ８が抵抗１０、１１を介してコンデンサ９を先程と逆向きに充電してトランジスタ２をゲート順バイアスする。従って、コンデンサ８が電源コンデンサとして働き、直流電源１、トランジスタ３、ダイオード４、５及びコンデンサ８がもう１つ別の直流電源を構成すると考えることができるので、直流電源を１つしか使わなくてもトランジスタ２をゲート順バイアスしたり、ゲート逆バイアスしたり、することができる。
【００４１】
その際、トランジスタ３がオンの時コンデンサ８、９が直流電源１に並列的に接続されるから、コンデンサ８の充電電圧はコンデンサ９の電圧（トランジスタ２のゲート逆バイアス電圧）に影響されることは無い。 （本発明の第３効果）また、トランジスタ２のオフ駆動中に何らかの原因によって一時的にでも直流電源１の電圧がコンデンサ８の電圧より小さくなっても、そのゲート・ソース間電圧はほぼその電源電圧にクランプされているので、トランジスタ２はゲート順バイアスされず、ターン・オンすることは全く無い。 （本発明の第５効果）さらに、トランジスタ３のオン期間中、直流電源１はコンデンサ８に充分な電荷を蓄積できるので、トランジスタ２をゲート順バイアスするために従来技術の様な電流バイパス手段を必要としない。 （本発明の第４効果）
【００４２】
尚、トランジスタ３の電流制限作用（コレクタ電流の飽和）が足りない場合、そのベース電流を小さくしても良いし、又は、トランジスタ３の代わりに「抵抗、抵抗手段あるいは定電流手段」とトランジスタ３の直列回路を用いても良い。また、「駆動されるスイッチング手段」としてトランジスタ２の代わりに可制御なスイッチング手段なら、ノーマリィ・オン、オフに関係無く、自己ターン・オフ機能（＝自己消弧機能）の有無に関係無く何でも使用できる。その場合その駆動信号の順逆バイアス電圧極性がトランジスタ２と同じなら、トランジスタ３がオフのとき、それはオンとなる。一方、ＰＮＰ型トランジスタ、Ｐ型ＭＯＳ・ＦＥＴ等の様にその駆動信号の順逆バイアス電圧極性がトランジスタ２と反対なら、そのオン、オフ動作は後述する図１３のトランジスタ１５の様に正反対になる。これらの様にその一部構成要素を入れ換えると。図１２の実施例から新しい実施例（派生実施例）ができる。この事は他の実施例についても当てはまる。
【００４３】
ところで、図１２の実施例においてダイオード６が有る場合、後述する図３８の実施例中の図上側トランジスタ２の様に直流電源１に対してそのソース電位が変化する使い方ができる。ダイオード６の接続位置は図１９に示す接続位置の他にダイオード４のアノードと直流電源１の接続点と直流電源１の間でも良い。
そして、図１２の実施例においてダイオード６、１２が有る場合、この実施例は１方向性絶縁型スイッチング回路に成り、『変圧器や発光、受光ダイオード対などのアイソレーション手段を使わなくても、トランジスタ２とダイオード１２を直列接続した１方向性の可制御スイッチを条件付きながら絶縁スイッチとして使うことができる』という効果が生じる。 （追加される効果）
【００４４】
具体的に言えば、『スイッチ端子ｔ１、ｔ２どちらの電位も直流電源１のプラス電源端子電位より高い限り』すなわち『ダイオード４又は６と、ダイオード１２又はトランジスタ２の内蔵ダイオードが同時にオンとならない限り』という条件付きながら、直流電源１と各スイッチ端子ｔ１、ｔ２は常に絶縁状態となる。ただし、各アノード・カソード間静電容量などの両主電極間静電容量や各スイッチング手段のオン、オフ切換え時のもれ電流などは無視している。
【００４５】
その理由は次の通りである。トランジスタ３とダイオード４、６がオンのとき、トランジスタ２、その内蔵ダイオード及びダイオード１２がオフとなるから、各スイッチ端子ｔ１、ｔ２と直流電源１は絶縁される。一方、トランジスタ３とダイオード４、６がオフで、トランジスタ２がオンのとき、直流電源１とトランジスタ２側の接続が切れるから、やはり各スイッチ端子ｔ１、ｔ２と直流電源１は絶縁される。従って、上記条件付きで直流電源１と各スイッチ端子ｔ１、ｔ２は常に絶縁状態となるので、各スイッチ端子ｔ１、ｔ２を直流電源１に対し電位不定の状態でこの１方向性絶縁型スイッチング回路を使用することができる。
【００４６】
それから、図１２の実施例においてダイオード６、１２が有る場合、直流電源１の電位が安定していれば、もう１つ「変圧器や発光、受光ダイオード・ペアー等を使った絶縁スイッチには無い」効果、すなわち、「そのオフ時の両スイッチ端子ｔ１・ｔ２間のシールド機能」という効果も図１２の実施例は持つ。
（追加される効果）
なぜなら、トランジスタ３がオンのとき、そのソースがダイオード６を介して直流電源１に直結されてそのソース電位が固定されるし、そのゲートもトランジスタ３を介して直流電源１に直結されてそのゲート電位が固定されるため、両スイッチ端子ｔ１・ｔ２間がシールドされる、からである。
その結果、トランジスタ２又はダイオード１２のもれ電流などが両スイッチ端子ｔ１・ｔ２間を直接流れることは無く、直流電源１の方へ流れる。
【００４７】
「後述する図３１の実施例の様なダイオード・ブリッジ接続型の双方向性絶縁型スイッチング回路など」を除き、図１２の実施例を含め「本発明を利用した同様の絶縁型スイッチング回路」を有線通信、通話の電子交換機等に使えば、上記効果は通信、通話の漏洩防止に役立つ。特に、その周波数が高くなるに連れて、使用する絶縁スイッチの両スイッチ端子間静電容量などが無視できなくなると、その効果の意義は大きい。
【００４８】
図１３の実施例は、図１２の回路においてＮＭＯＳのトランジスタ２の代わりにＰＭＯＳのトランジスタ１５を接続した可制御スイッチング手段の駆動回路である。このため、トランジスタ２、１５の駆動信号の順逆バイアス電圧極性が反対だから、トランジスタ３のオン、オフとトランジスタ１５のオン、オフは同じタイミングになる。この同じタイミング等のため、ダイオード６、１２が有っても、この回路は前述の様に条件付きの絶縁スイッチとして使うことはできない。なぜなら、トランジスタ３、１５がオンのとき、ダイオード４、６もオンであり、トランジスタ１５はその内蔵ダイオードの作用により双方向に対して導通だから、スイッチ端子ｔ２０は直流電源１と導通状態にある、からである。
【００４９】
そういう訳で、直流電源とオン・オフ可能スイッチング手段の直列回路が前述した直流電圧出力手段を構成する場合、本発明を用いた可制御スイッチング手段の駆動回路から１方向性絶縁型スイッチング回路または後述する種々の絶縁型スイッチング回路を構成するには、「前記オン・オフ可能スイッチング手段のオン、オフ」と「オン・オフ駆動されるスイッチング手段のオン、オフ」が逆である必要が有る。つまり、前記オン・オフ可能スイッチング手段がオンのとき前記直流電源がその「オン・オフ駆動されるスイッチング手段」を逆バイアス駆動する必要が有る。ところが、図１３の回路ではトランジスタ３がオンのとき直流電源１がトランジスタ１５をゲート順バイアスしてしまう。
【００５０】
図１４の実施例は、請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」又は「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図１２の回路において前述した第２の電流制限手段として抵抗１１の代わりにトランジスタ１６、ダイオード１７及び抵抗１８を図１４の様に接続した可変電流制限手段を用いた可制御スイッチング手段の駆動回路である。図１２の回路では、トランジスタ３がオンのとき抵抗１０、１１が電流を消費するが、この消費を小さくするために各抵抗値を大きくすると、コンデンサ８がトランジスタ２をゲート順バイアスする際に流れるゲート順バイアス電流も小さくなり、そのゲート順バイアス電圧の立上りが鈍ってしまう、という問題点が有る。そこで、図１４の実施例は、トランジスタ１６等の使用によりその問題点を半分（図１２の抵抗１１によるエネルギー損失）改善することができる、という効果を持つ。
【００５１】
具体的には、図１４の回路においてトランジスタ３がオンのとき、コンデンサ８の充電電流がダイオード１７を流れて電圧降下を生じ、トランジスタ１６をベース逆バイアスするので、トランジスタ１６はオフである。抵抗１８の値を図１２の抵抗１１の値よりかなり大きくできるので、それによる電流消費を改善できる。一方、トランジスタ３がオフで、コンデンサ８がトランジスタ１９をゲート順バイアスする時、抵抗１８の電流がトランジスタ１６をベース順バイアスするから、そのエミッタ電流はほぼ抵抗１８の電流にその電流増幅率を掛けた値になる。その結果、見掛け上そのスイッチング手段の抵抗値は抵抗１８の値をその電流増幅率で割った値になるから、抵抗１８しか無い時に比べゲート順バイアス電流が大きくなって、そのゲート順バイアス電圧の立上りが鋭くなり改善される。
【００５２】
尚、抵抗２０が接続されていると、トランジスタ３のオン期間中にコンデンサ８の充電が完了しても、抵抗２０の電流がダイオード１７に電圧降下を生じ、トランジスタ１６をしっかりとオフに保つ。この事は、後述する図１６、図１９、図２１〜図２４、図２８、図３１〜図３６の各実施例についても同様に言える。ただし、図１０〜図１１の各回路中でオン制御手段として作用する各抵抗５６、６１も同じ作用をする。図２９の回路についても言える。
【００５３】
図１５の実施例も、請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」あるいは「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図１２の回路において前述した第１の電流制限手段として抵抗１０の代わりにトランジスタ１６、ダイオード１７及び抵抗１８を図１５の様に接続した可変電流制限手段を用いた可制御スイッチング手段の駆動回路である。
【００５４】
図１５の実施例も図１４の実施例と同様にトランジスタ１６等を用いることによって図１２の回路の問題点を半分（抵抗１０によるエネルギー損失）改善することができる、という効果を持つ。但し、図１５の回路では、トランジスタ２１がオンのとき、トランジスタ１９のゲート・エミッタ間静電容量の充電電流等がダイオード１７を流れて電圧降下を生じ、トランジスタ１６をベース逆バイアスする。尚、両ツェナー・ダイオード７が接続されていなくても、抵抗２２が接続されていれば、トランジスタ２１のオン期間中にトランジスタ１９のゲート・エミッタ間静電容量の充電が完了しても、抵抗２２の電流がダイオード１７に電圧降下を生じ、トランジスタ１６をしっかりとオフに保つ。
この事は、後述する図１７、図１８、図２０、図２２〜図２４、図２８〜図２９、図３１〜図３６の各実施例についても同様に言える。
ただし、図１５の実施例中の両ツェナー・ダイオード７又は抵抗２２が果たす役割は、図６の従来回路中の両ツェナー・ダイオード７等が果たす役割と違う。前者の場合、トランジスタ１６のターン・オフ時トランジスタ１９のゲート・エミッタ間静電容量がスピード・アップ・コンデンサとして働くから、両ツェナー・ダイオード７又は抵抗２２の通流電流は小さくても構わない。一方、後者の場合、コンデンサ８の蓄積エネルギーを多くするために両ツェナー・ダイオード７等は大きな電流をバイパスする必要が有るので、その通流電流は大きくなる。
【００５５】
図１６の実施例も請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」または「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。この実施例では図１４の回路においてトランジスタ１６の代わりにトランジスタ２３、１６等が構成するサイリスタの等価回路を用いたので、抵抗１８の値をさらに大きくでき、これによる電流消費をさらに低減できる、という効果を図１６の実施例は持つ。この事は後述する図２０、図２２、図２４、図２８、図２９、図３１〜図３５の各実施例についても同様である。抵抗１８の代わりにオン制御手段として他の抵抗手段もしくは定電流手段などを使っても構わない。もちろん、その等価回路の代わりに本物のＧＴＯサイリスタ又はＳＩサイリスタを使うこともできるが、その必要とするゲート逆バイアス電圧に応じ電圧降下の大きい電圧降下手段を使う必要が有る。
【００５６】
図１７の実施例も請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」あるいは「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図１７の実施例でも、図１７の回路において同様にトランジスタ１６の代わりにトランジスタ２３、１６が構成するサイリスタの等価回路を用いたので、抵抗１８の値をさらに大きくでき、抵抗１８による電流消費をさらに低減できる、という効果を持つ。この事は、後述する図２１、図２３〜図２４、図２９、図３２〜図３５の各実施例についても同様に言える。抵抗１８の代わりにオン制御手段として他の抵抗手段もしくは定電流手段を使っても構わない。もちろん、そのサイリスタ等価回路の代わりに本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタまたは「後述する図４８（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路」を使うこともできるが、その必要とするゲート（又はベース）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段を使う必要が有る。
【００５７】
図１８の実施例は、図１４の回路においてＮＰＮ型のトランジスタ１６の代わりにＰＮＰ型のトランジスタ２３を用い、ノーマリィ・オンの（ディプレッション・モードの）トランジスタ２５をゲート逆バイアスする電流経路にダイオード１７を含ませた可制御スイッチング手段（トランジスタ２５）の駆動回路あるいは１方向性絶縁型スイッチング回路である。従って、ダイオード１７に電圧降下を生じさせるのは、そのゲート・ソース間静電容量の充電電流などである。
【００５８】
図１９の実施例は、図１５の回路において同様にＮＰＮ型のトランジスタ１６の代わりにＰＮＰ型のトランジスタ２３を用い、コンデンサ８を充電する電流経路にダイオード１７を含ませた可制御スイッチング手段の駆動回路あるいは１方向性絶縁型スイッチング回路である。従って、ダイオード１７に電圧降下を生じさせるのは、コンデンサ８の充電電流などである。
【００５９】
図２０の実施例は、図１８の回路においてトランジスタ２３の代わりにトランジスタ２３、１６等が構成するサイリスタの等価回路を用いた回路なので、抵抗１８の値をより大きくして、抵抗１８による電流消費をさらに低減できる、という効果を持つ。もちろん、その等価サイリスタの代わりに本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又は後述する図４９（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を使うこともできるが、その必要とするゲート（又はベース）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段を使う必要が有る。
【００６０】
図２１の実施例は、図１９の回路においてトランジスタ２３の代わりにトランジスタ２３、１６等が構成するサイリスタの等価回路を用いた回路なので、抵抗１８の値をより大きくして、抵抗１８による電流消費をさらに低減できる、という効果を持つ。もちろん、その等価サイリスタの代わりに本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又は後述する図４９（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を使うこともできるが、その必要とするゲート（又はベース）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段を使う必要が有る。
【００６１】
図２２の実施例は請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」あるいは「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図２２の実施例ではトランジスタ１６、２３それぞれが各ダイオード１７の順電圧によってベース逆バイアスされる様にしたので、トランジスタ２３、１６が構成するサイリスタの等価回路のターン・オフが図１６、図２０の各回路に比べて速くなり、そのオフの保持も安定する様になる、という効果が有る。
もちろん、その等価サイリスタの代わりにプラス・ゲート（＝カソード・ゲート）とマイナス・ゲート（＝アノード・ゲート）を持つ本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタまたは後述する図５０（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を使うこともできる。その必要とする各ベース（又はゲート）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段をそれぞれに使う必要が有る。
【００６２】
図２３の実施例も、請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」又は「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図２３の実施例にもトランジスタ１６、２３それぞれが各ダイオード１７の順電圧によってベース逆バイアスされる様にしたので、トランジスタ２３、１６が構成するサイリスタの等価回路のターン・オフが図１７、図２１の各回路に比べ速くなり、そのオフの保持も安定する様になる、という効果が有る。もちろん、その等価サイリスタの代わりにプラス・ゲートとマイナス・ゲートを持つ本物のＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又は後述する図５０（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を使うこともできる。その必要とする各ベース（又はゲート）逆バイアス電圧に応じて電圧降下の大きい電圧降下手段をそれぞれに使う必要が有る。
【００６３】
図２４の実施例も、請求項１記載の電源手段に対応する「可制御スイッチング手段の駆動回路」あるいは「１方向性絶縁型スイッチング回路」である。図３１の実施例では図１２の回路において前述した第１、第２の電流制限手段として抵抗１０、１１の代わりにトランジスタ１６、２３、２つのダイオード１７及び抵抗１８を図２４の様に構成した可変電流制限手段を２つ用いているので、図１２の回路の問題点（抵抗１０、１１によるエネルギー損失）を全部解決することができる、という効果が有る。この事は、図９〜図１１、後述する図２８〜図２９、図３１〜図３７等の各実施例についても同様に言える。もちろん、各等価サイリスタの代わりにプラス・ゲートとマイナス・ゲートを持つＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又は後述する図５０（ａ）〜（ｃ）に示す各サイリスタ疑似等価回路を１つずつ使うこともできる。
【００６４】
尚、図２２〜図２４等の各回路では、抵抗１８がトランジスタ１６、２３の両ベース間に接続されているが、抵抗１８の代わりに定電流手段あるいは他の抵抗手段を用いても良いし、図１６、図１７、図２０、図２１の各回路の様に一方のコレクタ・エミッタ間に抵抗１８、他の抵抗手段あるいは定電流手段を接続しても良い。さらに、図１０、図１１の各実施例の様に他方のコレクタ・エミッタ間にも抵抗１８又は定電流手段を接続しても良い。その定電流手段として、定電流ダイオード、コレクタ・ベース間に定電流ダイオードを接続したバイポーラ・トランジスタ等が有る。
【００６５】
図２５の実施例は、接合型ＦＥＴのトランジスタ６６とダイオード６７どちらも無ければ１方向性絶縁型スイッチング回路であり、ダイオード６７だけが有っても１方向性絶縁型スイッチング回路であり、トランジスタ６６とダイオード６７両方が有れば双方向性絶縁型スイッチング回路である。そして、前述した第１、第２の電流制限手段として定電流ダイオード６８、６９が使われている。
以上の様にダイオード（非可制御スイッチング手段）又はトランジスタ（可制御スイッチング手段）を追加接続することによって１方向性または双方向性の絶縁型スイッチング回路に発展させる事は、図１２、図１４〜図２４の各実施例もしくはその派生実施例についても同様に言える。
【００６６】
図２６の実施例は双方向性絶縁型スイッチング回路である。図２５の実施例が双方向性の場合、トランジスタ６５、６６の特性が揃っていないと、特に温度変化などの外的要因で両特性が大きくずれると、両ゲート順バイアス電流の分配がうまく行かず、スイッチ方向によってオン抵抗が極端にばらついてしまう、という欠点が有る。それに対して図２６の実施例では各ゲート順バイアス電流の供給が独立しているので、そういう欠点は無い。しかも、駆動信号の順バイアス電圧が異なる２つのスイッチング手段を使う場合にも対応することができる。
【００６７】
尚、図１２、図１４〜図２４の１方向性絶縁型スイッチング回路の実施例もしくはその派生実施例のうち、バイアス電圧極性が同じである１方向性絶縁型スイッチング回路のいずれか２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）を逆並列接続し、「両方の駆動される可制御スイッチング手段の駆動信号入力用にその制御端子と対を成す主端子」同士を接続すれば、図３４の実施例と同様な双方向性絶縁型スイッチング回路を構成することができる。
【００６８】
図２７の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、図２６の実施例において２つのコンデンサを共通化して１つにまとめた上に、２つのダイオードを使って２つのオン・オフ・スイッチを共通化して１つにまとめて図２６の実施例を簡単化した様な回路である。ベース順バイアス電圧とベース順バイアス電流に関する前述した効果については図２６の実施例の場合と変わらない。
【００６９】
図２８の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、図１２の回路においてダイオード６、１２を設け、ダイオード１２の代わりに別のトランジスタ２の内蔵ダイオードを使い、今まで述べて来たいくつかの変更と改良を施した回路である。尚、ダイオード内蔵の両トランジスタ２はどちらも１方向だけ可制御な１方向可制御双方向性スイッチである。この回路にも、図１２の回路の説明で述べた条件付きながら直流電源１と各スイッチ端子ｔ３、ｔ４の間が常に絶縁される、という効果が有る。また、この回路には、直流電源１の電位が安定していれば、スイッチ２６がオンのとき、両スイッチ端子ｔ３、ｔ４間をシールドするシールド効果も有る。なぜなら、両ソースがダイオード６、１７を介して直流電源１に直結される。からである。このため、もれ電流などが一方のスイッチ端子から他方のスイッチ端子へ流れようとしても、それは直流電源１の方に流れてしまい、もれ電流が両スイッチ端子間を直接流れることが阻止される。
さらに、後述する図３４の実施例の様にこの回路２つをスイッチ端子のところで接続すれば、３端子双方向性絶縁型スイッチング回路を構成することができる。その際、両直流電源１を別々にしても良いし、共通化して１つにまとめても良い。又は、２つのスイッチ２６を１つの３端子スイッチで置き換えても良い。
【００７０】
図２９の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、図２８の実施例を変形したものである。４端子のＮ・ＭＯＳトランジスタが、図２８の回路中にある２つの３端子ＮＭＯＳトランジスタ２のゲート同士、ソース同士をそれぞれ接続した双方向スイッチと同じ役割を果たす。
（ 参考：特開昭６０−１７０３２２号の第１図と第２図 ）図２８の実施例の様な他の双方向性絶縁型スイッチング回路もこの様に４端子型のＭＯＳ・ＦＥＴまたは絶縁ゲート型ＦＥＴで置き換えることができる。
【００７１】
図３０の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、ゲート順バイアス電圧の異なるトランジスタ６５、２５（接合型ＦＥＴとＭＯＳ・ＦＥＴ）を組み合わせる際にツェナー・ダイオード７０で両ゲート順バイアス電圧をマッチングしたものである。ツェナー・ダイオード７０の代わりに電圧降下手段として抵抗や抵抗手段を使うことができる。
【００７２】
図３１の実施例は、双方向性絶縁型スイッチング回路で、前述と同様に条件付きながら『直流電源１と各スイッチ端子ｔ５、ｔ６の間が常に絶縁される』という効果を持つ。ただし、ダイオード・ブリッジ接続型整流回路が有るため、残念ながらシールド機能は無い。
この実施例を２つを接続すれば後述する図３５の実施例の様に３端子双方向性絶縁型スイッチング回路を構成することができる。さらに、前述した図１２、図１４〜図２４から発展させた双方向性絶縁型スイッチング回路（派生実施例）、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路のいずれか２つを組み合わせて同様に３端子双方向性絶縁型スイッチング回路を構成することができる。
【００７３】
図３２の実施例は３端子絶縁型スイッチング回路である。２つの１方向性絶縁型スイッチング回路が同一方向に直列接続されているが、両者を内向きに又は外向きに直列接続した３端子絶縁型スイッチング回路もまた可能である。また、両者を逆並列接続すれば、図３２の実施例は双方向性絶縁型スイッチング回路になる。本発明者は、トランジスタ２７、２８それぞれを電圧降下手段として使っているが、各バックゲート・ソース間を各コンデンサ８の電圧で逆バイアスすることにより各内蔵ダイオードの作用を無くしている。各トランジスタ１６、２３のエミッタ接合の順電圧が各内蔵ダイオード順電圧より小さければ、各バックゲートを各ソースに直接接続しても構わない。（参照：特開昭６０−２７２２７号）
【００７４】
尚、図３２の実施例の場合、ゲート・エミッタ間のバイアス電圧極性が同じである１方向性絶縁型スイッチング回路を２つ接続したので、その絶縁条件は『各スイッチ端子の電位をその電源電位より高く保つ』ことである。一方、ゲート・エミッタ間のバイアス電圧極性が逆である１方向性絶縁型スイッチング回路を２つ接続した場合、その絶縁条件は『各スイッチ端子の電位をそのバイアス電圧極性がプラスである方の電源電位より高く保ち、しかも、そのバイアス電圧極性がマイナスである方の電源電位より低く保つ』ことである。この様な絶縁条件は他の種々の絶縁型スイッチング回路を複数個接続した場合にも当てはまる。
【００７５】
図３３の実施例は３端子絶縁型スイッチング回路で、請求項１記載の電源手段に対応する。２つの１方向性絶縁型スイッチング回路が内向きに直列接続されているが、両者を同じ向きに又は外向きに直列接続した３端子絶縁型スイッチング回路も可能である。また、両者を逆並列接続すれば、図３３の実施例は双方向性絶縁型スイッチング回路になる。
【００７６】
図３４の実施例は、３端子双方向性絶縁型スイッチング回路で、双方向性絶縁型スイッチング回路を２つ直列接続したものである。各トランジスタ１６、２３に接続される電圧降下手段としてダイオードと抵抗の直列回路が使われているが、ダイオードと抵抗の並列回路を使う方法も有る。
【００７７】
図３５の実施例も３端子双方向性絶縁型スイッチング回路で、双方向性絶縁型スイッチング回路を２つ直列接続したものである。各バイポーラ・トランジスタに接続される電圧降下手段としてダイオードと抵抗の直列回路または並列回路が使われている。
【００７８】
図３６の実施例は「本発明の電源手段を利用したスイッチング回路」をさらに利用した３端子スイッチング回路である。
【００７９】
図３７の実施例も「本発明の電源手段を利用したスイッチング回路」をさらに利用した３端子スイッチング回路である。この実施例は図１９の回路と対称関係にある駆動回路に似たものにおいて、もう一方の電流制限手段として抵抗の代わりにトランジスタ１６、ダイオード１７及び抵抗１８を接続したものを用いた回路である。このため、図１２の実施例の問題点（抵抗１０、１１によるエネルギー損失）を全部解決することができる、という効果が図３６、図３７の各実施例にも有る。尚、前述した『対称関係にある回路』の意味は、元の回路において、方向性の有る各回路素子の向きを反対にし、元のスイッチング手段を反対の順逆バイアス電圧極性を持つスイッチング手段で置き換えた回路のことである。
【００８０】
図３８の実施例は、３端子スイッチング回路で、ダイオード６、１２が有る図１２の回路とそれらが無い図１２の回路を組み合わせ、直流電源１を共通化して１つにまとめた３端子スイッチング回路である。
尚、この回路の様に図３８上側のトランジスタ２側にダイオード６、１２を接続して絶縁化することによって初めて両トランジスタ２がオフのとき、ダイオード３２が接続されている場合なら『スイッチ端子ｔ１７の電位がスイッチ端子ｔ１８の電位とスイッチ端子ｔ１６の電位の間にある限り』という条件付きで、また、ダイオード３２が接続されていない場合なら『スイッチ端子ｔ１７の電位がスイッチ端子ｔ１８の電位より高い限り』という条件付きで、直流電源１等とスイッチ端子ｔ１７を絶縁し、スイッチ端子ｔ１７を開放することができる。
【００８１】
図３９の実施例は、３端子スイッチング回路で、図２４の可制御スイッチング手段の駆動回路などを図３８の回路の様に組み合わせて３端子スイッチを構成した３端子スイッチング回路である。
【００８２】
図４０の実施例は、３端子スイッチング回路で、図１３の回路においてダイオード６の部分の代わりにトランジスタ１５の内蔵ダイオードの部分を使い、ダイオード１２を使わず、Ｎチャネル型トランジスタ２を組み合わせて３端子スイッチを構成した３端子スイッチング回路である。トランジスタ２にとっても図１２の様な駆動回路が構成されている。
【００８３】
図４１の実施例は、３端子スイッチング回路で、「図１４、図２３の可制御スイッチング手段の駆動回路部を組み合わせて構成した、３端子スイッチ機能を持つ３端子スイッチング回路」と対称関係にある３端子スイッチング回路である。（参考：実開平３−１２８３３２号）
【００８４】
図４２の実施例は３端子絶縁型スイッチング回路を利用した３端子スイッチング回路である。同様に図３２の実施例を利用して３端子スイッチング回路を構成することもできる。
【００８５】
図４３の実施例は、前述した第１、第２の電流制限手段として「抵抗１０とコイル２９の直列回路」及び「抵抗１１とコイル３０の直列回路」が使われている可制御スイッチの駆動回路である。図４３の回路ではトランジスタ３１がターン・オフすると、コンデンサ８と共にコイル２９、３０がゲート順バイアスのエネルギーをトランジスタ２に供給するので、コンデンサ８の充電電圧つまり直流電源１の電圧が「必要とするゲート順バイアス電圧」より小さくても大丈夫である。なぜなら、その電圧不足分をコイル２９、３０が補うからである。この効果は図４３の実施例を含め、少なくとも１つの電流制限手段にコイル等のインダクタンス手段を使う本発明に有る。
【００８６】
図４４の実施例では前述した負荷手段に相当するＮＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間静電容量は負荷４５（スイッチング回路の負荷）を介して直流電源とスイッチの直列回路の両端子間に接続されている。
【００８７】
図４５の実施例は、前述した直流電圧出力手段として「直流電源、スイッチ及び変圧器の組合せ」を用いた絶縁電源手段である。
図４６の実施例は、前述した直流電圧出力手段として「直流電源、スイッチ、抵抗および発光・受光ダイオード対の組合せ」を用いた絶縁電源手段である。
図４７の実施例は図４５の実施例を利用した絶縁型スイッチング回路である。図４８の実施例は図４６の実施例を利用した絶縁型スイッチング回路である。
【００８８】
図４９（ａ）〜（ｃ）の各スイッチング手段は本発明の構成手段となる電流制限手段に相当する可変電流制限手段の構成要素となるスイッチング手段の３例である。絶縁ゲート型スイッチング手段２つを図４９（ａ）の様に接続したスイッチング手段などの場合、トランジスタ１３５、１３６だけでは直流に対してスイッチング手段を構成することはできず、トランジスタ１３５、１３６及びダイオード１９２又は１９３で直流に対して１つのスイッチング手段を構成している。と言うのは、ダイオード１９２、１９３どちらも接続されていないと、トランジスタ１３５、１３６がオンになっても、各ゲート・ソース間が直流的に絶縁されているから、である。そのために、ダイオード１９２又は１９３の接続が必要となるが、その代わりに直流電流を通す回路素子としては他に抵抗、各種抵抗手段、各種定電圧手段、各種定電流手段、各種電圧降下手段、各種電流制限手段、各種通流手段、あるいは、これらを組み合わせたもの、などが有る。一方、図４９（ｂ）〜（ｃ）の各スイッチング手段の場合、トランジスタ１３９のゲート・ソース間ＰＮ接合あるいはトランジスタ１２９のベース・エミッタ間ＰＮ接合が有るため、トランジスタ１３６、１３９あるいはトランジスタ１３６、１２９だけで直流に対してスイッチング手段を構成することができる。勿論、図４９（ｂ）〜（ｃ）の様に各スイッチング手段中のトランジスタ１３６のソース・ゲート間にダイオード１９３を１つずつ接続した各スイッチング手段も有る。
【００８９】
図５０（ａ）〜（ｃ）に示す「スイッチング手段を使った各電流制限手段」は、本発明の構成要素となる電流制限手段の１つとなる可変電流制限手段の３例である。尚、これらの可変電流制限手段では、オン制御手段として複数の抵抗が接続されているが、そのうちの少なくとも１つが接続されていれば、これらは可変電流制限手段として作用する。また、図５０（ｂ）〜（ｃ）の各可変電流制限手段では、各ツェナー・ダイオード１３３は双方向の定電圧手段として働き、その順方向の定電圧手段は図４９（ａ）に示すスイッチング手段のダイオード１９２、１９３のそれと同じで通流手段として働き、そのツェナー電圧方向の定電圧手段は逆バイアス用の電圧降下手段として働く。抵抗１９４、１９７も双方向の定電圧手段として働くので、これらが接続されていれば、ツェナー・ダイオード１３３は無くても良いが、過電圧対策として有った方が良い。
【００９０】
さらに、図５０（ａ）〜（ｃ）の各可変電流制限手段において、トランジスタ１２９、１３２、１３５、１３６それぞれの代わりにその駆動電圧の順逆バイアス電圧極性が同じで、自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段ならノーマリィ・オン、ノーマリィ・オフに関係無く何でも使うことができる。ただし、必要とする逆バイアス電圧に応じて逆バイアス用の電圧降下手段に電圧降下の大きいものを使う必要がある。そして、ＭＯＳ・ＦＥＴや絶縁ゲート型スイッチング手段の様にその駆動信号入力用に対を成す制御端子と主端子の間が直流に対して絶縁されているなら、図４９（ａ）〜（ｃ）の各スイッチング手段の説明で述べた通りその順バイアス方向の通流手段が必要で有る。
【００９１】
それから、図５０（ａ）の可変電流制限手段ではトランジスタ１２９、１３２がサイリスタの等価回路を形成するが、この等価サイリスタを本物のプラス・ゲートとマイナス・ゲートを持つＧＴＯサイリスタ又はノーマリィ・オフのＳＩサイリスタで置き換えても良いし、図５０（ｂ）の可変電流制限手段でもトランジスタ１３５、１３６がノーマリィ・オンのＳＩサイリスタの等価回路を構成するが、この等価サイリスタをプラス・ゲートとマイナス・ゲートを持つノーマリィ・オンのＳＩサイリスタで置き換えても良い。
【００９２】
図５１（ａ）、（ｂ）〜図５３（ａ）、（ｂ）各図に１つずつ示す各実施例は請求項２記載の電源手段に対応する電源手段である。
図５４（ｂ）〜図５５（ａ）、（ｂ）と図５６の各実施例は請求項３記載の電源手段に対応し、さらに図５４（ｂ）と図５５（ａ）の各実施例は請求項４記載の電源手段に対応し、図５５（ｂ）と図５６の各実施例は請求項５記載の電源手段に対応する。図５４（ｂ）の実施例の各構成要素は以下の通り請求項３記載中の各構成手段に相当する。
ａ）直流電源１が同項記載中の直流電源手段に。
ｂ）負荷４１が同じく負荷手段に。
ｃ）トランジスタ３０１が同じく第１の可制御スイッチング手段に。
ｄ）ＧＴＯサイリスタタ３０２が同じく第２の可制御スイッチング手段に。
ｅ）抵抗１０が同じく第１の電流制限手段に。
ｆ）抵抗１１が同じく第２の電流制限手段に。
ｇ）コンデンサ８が同じくキャパシタンス手段に。
ｈ）ダイオード４が同じく開放スイッチング手段に。
【００９３】
最後に、以下の事を補足する。
ａ）図１４〜図１７、図３６、３７等の各回路においてスイッチング手段として、トランジスタ１６又は５３もしくは等価サイリスタの代わりにＮチャネル型の「ＦＥＴ、ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ」、プラス・ゲートのＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ又はＮＰＮ型バイポーラ・トランジスタ等、駆動信号の順逆バイアス電圧極性がトランジスタ１６又は５３等と同じで、自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段なら何でも使うことができる。但し、必要とする逆バイアス電圧の大きさに応じ電圧降下手段の電圧降下を大きくす
る必要が有る。
ｂ）図１８〜図２１等の各回路において第１のスイッチング手段としてトランジスタ２３もしくは等価サイリスタの代わりにＰチャネル型の「ＦＥＴ、ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳＩＴ」、マイナス・ゲートのＧＴＯサイリスタまたはＳＩサイリスタ等、駆動信号の順逆バイアス電圧極性がトランジスタ２３と同じで、自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段なら何でも使うことができる。但し、必要とする逆バイアス電圧の大きさに応じて電圧降下手段の電圧
降下を大きくする必要が有る。
【００９４】
ｃ）図１０、図１１、図１６〜図１７、図２０〜図２４、図２８〜図２９、図３１〜図３５、図３９、図４１〜図４２、図４７〜図４８等の各回路において、等価サイリスタもしくは等価サイリスタに似たスイッチング手段を形成するトランジスタの一方もしくはそれぞれの代わりに駆動信号の順逆バイアス電圧極性がそれのと同じで、自己ターン・オフ機能を持つスイッチング手段なら何でも使うことができる。但し、必要とする逆バイアス電圧の大きさに応じて電圧降下手段の電圧降下を大きくする必要が有るし、その電圧降下手段は双方向の通流電流に対して電圧降下を生じる必要が有る場合も有る。なお、バイポーラ・トランジスタのエミッタ接合や接合型ＦＥＴやノーマリィ・オン型ＳＩＴの場合そのＰＮ接合もその電圧降下手段に含まれる。当然の事ながら、上述の各回路中の等価サイリスタまたは等価サイリスタに似たスイッチング手段を本物のＧＴＯサイリスタ又はＳＩサイリスタで置き換えることもできる。
【００９５】
ｄ）前述した第１、第２の電流制限手段は「前述の直流電圧出力手段が直流電圧を出力している時その通流電流の上限を制限するもの」なら何でも構わない。例えば、抵抗、そのドレインとゲートを接続した絶縁ゲート型ＦＥＴあるいはＳＩＴ、抵抗手段、定電流ダイオード、そのコレクタ・ベース間に定電流ダイオードを接続したバイポーラ・トランジスタ、そのゲートとソースを接続したノーマリィ・オン型ＦＥＴ又はＳＩＴ、定電流手段、コイル又はインダクタンス手段と抵抗の直列回路、前述の直流電圧出力手段が直流電圧を出力する期間と出力しない期間の比を制御するデュティ比制御手段とインダクタンス手段の組合せ、負性抵抗手段、前述の直流電圧出力手段が直流電圧を出力している時より出力していない時の方がその電流制限機能が小さくなる可変電流制限手段、これらのうち少なくとも２つを組み合わせたもの、等がある。従って、各実施例中の電流制限手段の代わりに電流制限手段として上述の電流制限手段を使用した実施例も可能である。
【００９６】
ｅ）前述した電圧降下手段として、抵抗、そのコレクタとベースを直接または抵抗もしくはダイオードを介して接続したバイポーラ・トランジスタ、そのドレインとゲートを直接または抵抗もしくはダイオードを介して接続したＭＯＳ・ＦＥＴ、その駆動信号入力用に対を成さない制御端子と主端子を直接または抵抗もしくはダイオードを介して接続したスイッチング手段、その駆動信号入力用に対を成す制御端子と主端子を接続したノーマリィ・オン型スイッチング手段、抵抗手段、ダイオード、ＰＮ接合、非可制御スイッチ、ダイオード又は非可制御スイッチ２つを逆並列接続したもの、ツェナー・ダイオード、ツェナー・ダイオード２つを逆向きに直列接続したもの、ツェナー・ダイオードとダイオードの直列回路、定電圧手段、抵抗とダイオードの直列回路もしくは並列回路、抵抗と非可制御スイッチの直列回路と非可制御スイッチを逆並列接続したもの、又は、これらのうち少なくとも２つを組み合わせたもの、等が有る。
従って、図９〜図１１、図１４〜図２４、図２８〜図２９、図３１〜図３７、図３９、図４１〜図４２、図４７〜図４８の各実施例において電圧降下手段としてツェナー・ダイオード（５４、５９）、抵抗（５５、６０）、ダイオード等の代わりに上述の電圧降下手段を使用した実施例も可能である。
【００９７】
ｆ）前述したオン制御手段として抵抗、そのドレインとゲートを直接または抵抗もしくは定電流手段を介して接続したＭＯＳ・ＦＥＴ又は絶縁型ＦＥＴ又はＳＩＴ、抵抗手段、定電流ダイオード、そのコレクタ・ベース間に抵抗または定電流ダイオード又は定電流手段を接続したバイポーラ・トランジスタ、定電流手段、電流制限手段、又は、これらのうち少なくとも２つを組み合わせたもの、等が有る。従って、図９〜図１１、図１４〜図２４、図２８〜図２９、図３１〜図３７、図３９、図４１〜図４２、図４７〜図４８の各実施例において抵抗１８、５５、５６、６０、６１等の代わりにオン制御手段として上述のオン制御手段を使用した実施例も可能である。
ｇ）条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）の１方向性絶縁型スイッチング回路を逆並列接続した双方向性絶縁型スイッチング回路も可能である。
【００９８】
ｈ）条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）の１方向性絶縁型スイッチング回路を同じ向きに、内向きに、あるいは、外向きに直列接続した３端子絶縁型スイッチング回路も可能である。
ｉ）『条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか１つの１方向性絶縁型スイッチング回路』と、『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』を直列接続した３端子絶縁型スイッチング回路もまた可能である。ただし、その１方向性絶縁型スイッチング回路の向きによってさらに
その種類が２倍になる。
【００９９】
ｊ）上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）を直列接続した３端子双方向性絶縁型スイッチング回路も可能である。
ｋ）『条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等いずれか１つの１方向性絶縁型スイッチング回路』と『条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか１つの１方向性絶縁型スイッチング回路』を接続し、さらに、その接続箇所に『条件付きで絶縁化した図１２、図１４〜図２５、図４３等のいずれか１つの１方向性絶縁型スイッチング回路』を接続し、同様に所定数その接続箇所に接続した多端子絶縁型スイッチング回路が可能である。
【０１００】
ｌ）『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』と『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』を接続し、さらにその接続箇所に『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』を接続し、同様に所定数その接続箇所に接続した多端子双方向性絶縁型スイッチング回路が可能である。
【０１０１】
ｍ）切換えの対象となる回路構成手段（例：能動素子、受動素子など）又は回路（例：有線通信手段、有線通話手段、アンプなど）又は負荷（例：ＡＣモーター、スピーカーなど）と『上述ｇ）の双方向性絶縁型スイッチング回路、図２５〜図３１の双方向性絶縁型スイッチング回路、以前に述べた図３２、図３３を利用した逆並列接続の双方向性絶縁型スイッチング回路などのいずれか１つ』を直列接続した直列回路を所定の数だけ並列接続した多端子切換え型双方向性絶縁型スイッチング回路が可能である。
ｎ）これまで述べて来た双方向性絶縁型スイッチング回路のいずれか１つと、その２次コイルに点火用放電ギャップを接続した点火コイル（点火用昇圧変圧器）の１次コイルを直列接続した直列回路を所定の数だけ並列接続すれば、所定の点火コイルすなわちその２次側に接続された点火用放電ギャップを選択できる点火配電回路を構成することができる。尚、各双方向性絶縁型スイッチング回路は全部同じものでもそうでなくても構わない。
【０１０２】
ｏ）本発明の双方向性絶縁型スイッチング回路の利用分野として電子交換機中で回線同士の接続を切り換える回線切換え手段がある。例えば、所定数の導線を上から見て縦（斜めでも良いが。）に並べ、さらに接触しない様にそこに別の所定数の導線を上から見て横（斜めでも良いが。）に並べ、上から見て縦と横の各導線が交叉する各交叉箇所近辺を本発明の双方向性絶縁型スイッチング回路で１つずつ接続するのである。その双方向性絶縁型スイッチング回路にシールド機能を持つものを使えば、絶縁抵抗や浮遊容量などを通じた通信や通話の漏洩を防止することができる。特にキャリヤ周波数などが高くなると効果的。ｐ）各実施例またはそれから派生した派生実施例において、その構成要素となる各半導体スイッチをその相補関係にある半導体スイッチで置き換え、方向性のある各回路構成手段（例：直流電源、ダイオード、電解コンデンサ等。）の向きを逆にした電圧極性に関して元の回路に対し対称関係にある回路ももちろん可能である。
【０１０３】
ｑ）図４７、図４８の各実施例では、コンデンサ８がトランジスタ２の順バイアス時そのゲート順バイアス電流を横取りする様に作用するので、トランジスタ２のターン・オンは遅れる。一方、トランジスタ２のターン・オフ時コンデンサ８の充電電流がトランジスタ２を強力に逆バイアスするので、そのターン・オフは速い。そこで、図４７、図４８の絶縁型スイッチング回路２つ（同じ２つでも異なる２つでも構わない。）を直列接続して３端子スイッチング回路を構成すれば、同時オンによる短絡が起き難いという効果が生じる。
【０１０４】
【先 行 技 術】
ａ）実開平３−６９９３６号 ｂ）実開平３−８０６９１号
ｃ）特開平４−１７０８１３号 ｄ）特開平５−２２６９９８号
ｅ）特開平５−２６８０３７号 ｆ）特開平５−３０４４５３〜４号
ｇ）開平６−１９６９９１号 ｈ）特開平６−２１９３８９号
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の１実施例を示す回路図である。
【図２〜図５】各図は、従来の電源手段の例を１つずつ示す回路図である。
【図６】従来の可制御スイッチの駆動回路と１方向性絶縁型スイッチング回路の１例を示す回路図である。
【図７〜図８】各図は、従来の３端子スイッチング回路の例を１つずつ示す回路図である。
【図９〜図４８】各図は、本発明の実施例を１つずつ示す回路図である。
【図４９】本発明の構成手段である電流制限手段の１つである可変電流制限手段の構成要素となるスイッチング手段を３例示す回路図である。
【図５０】本発明の構成手段である電流制限手段の１つである可変電流制限手段を３例示す回路図である。
【図５１〜図５５】各図は、本発明の実施例を２つずつ示す回路図である。
【図５６】本発明の１実施例を示す回路図である。
【符 号 の 説 明】
４１ 負荷（電源手段の負荷）
ｔ１〜ｔ６ スイッチ端子
ｔ１１〜ｔ２０ スイッチ端子
１９、２１、４２、４３ ＩＧＢＴ
２４ トランジスタ（ノーマリィ・オン型ＳＩＴ）
２５、５３ トランジスタ（ノーマリィ・オン型ＭＯＳ・ＦＥＴ）
６３〜６６ トランジスタ（接合型ＦＥＴ）
４５ 負荷（スイッチング回路の負荷）
６８、６９ 定電流ダイオード
７１ 無安定マルチバイブレータ
Claims (5)
- 直流電圧を出力したり、しなかったりを制御できる直流電圧出力手段の両端の間に負荷手段を接続し、
前記両端のプラス側に第１の非可制御スイッチング手段のプラス側を接続し、
前記第１の非可制御スイッチング手段のマイナス側と前記両端のマイナス側の間に第１の電流制限手段を接続し、
前記両端のマイナス側に第２の非可制御スイッチング手段のマイナス側を接続し、
前記両端のプラス側と前記第２の非可制御スイッチング手段のプラス側の間に第２の電流制限手段を接続し、
前記第１の非可制御スイッチング手段のマイナス側と前記第２の非可制御スイッチング手段のプラス側の間にキャパシタンス手段を接続したことを特徴とする電源手段。 - 前記第１、第２の非可制御スイッチング手段の少なくとも一方を「前記直流電圧が出力されるときオン駆動される１方向性の可制御スイッチング手段」で置き換えたことを特徴とする請求項１記載の電源手段。
- 直流電圧を供給する直流電源手段の一端に負荷手段を接続し、
前記負荷手段の開放端と前記直流電源手段の他端の間に第１の可制御スイッチング手段を接続し、
前記一端と「前記負荷手段と前記第１の可制御スイッチング手段の接続部」の間に第１の電流制限手段を接続し、
前記一端にキャパシタンス手段を接続し、
前記キャパシタンス手段の開放端と前記他端の間に「前記第１の可制御スイッチング手段に連携してオン・オフ駆動される第２の可制御スイッチング手段」を接続し、
前記一端と「前記キャパシタンス手段と前記第２の可制御スイッチング手段の接続部」の間に第２の電流制限手段を接続し、
前記第１、第２の可制御スイッチング手段がオフで、前記キャパシタンス手段が放電するとき「前記キャパシタンス手段と前記第１の電流制限手段の接続部」と「前記負荷手段と前記第２の電流制限手段の接続部」の間を開放する開放スイッチンク手段を設けたことを特徴とする電源手段。 - 前記開放スイッチンク手段として、
「前記一端、前記負荷手段および前記第２の電流制限手段の接続部」と「「前記キャパシタンス手段と前記第１の電流制限手段の接続部」の間に前記直流電圧に対して順方向となる様に非可制御スイッチング手段を接続したことを特徴とする請求項３記載の電源手段。 - 前記非可制御スイッチング手段を「前記第１、第２の可制御スイッチング手段に連携してオン駆動される１方向性の可制御スイッチング手段」で置き換えたことを特徴とする請求項４記載の電源手段。
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