JP3544351B2 - 高周波増幅回路およびそれを用いた移動体通信端末 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話端末等の移動体通信端末の送信部の高周波回路部に設けられて高周波信号を増幅する高周波増幅回路および、それを用いた移動体通信端末に関するものである。特に、制御電圧により、利得制御を行い、また利得制御に連動して動作電流を制御する高周波増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近、移動体通信分野では、通信方式としてＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ ）方式が世界標準となりつつある。このような通信方式では、通話品質を確保するために、通話時の符号誤り率の増加を防ぐ必要があり、携帯電話端末と基地局の距離に対応した高精度な出力調整が必要不可欠である。
【０００３】
ここで、ＣＤＭＡ方式に対応した携帯電話端末に使用される利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路にも、リニアリティに優れた利得制御が強く要望されている。また、ＣＤＭＡ方式では携帯電話端末から基地局間でデータのやり取りを常時行う必要があるため、携帯電話端末の通話時間を延長するためには、高周波回路ブロックの電流の削減が重要視されている。
【０００４】
以下、無線部の中の特に送信部において利得制御を行う、ＣＤＭＡ方式に対応した従来の代表的な携帯電話端末について説明する。
【０００５】
図６は従来の代表的な携帯電話端末の無線部の構成を示すブロック図である。図６において、携帯電話端末の無線部は、送信部２００、受信部３００、シンセサイザ部４００、共用器部５００からなる。
【０００６】
送信部２００は、中間周波数（例えば６００ＭＨｚ）の変調信号入力（中間周波数変調信号）を送信周波数（Ｗ−ＣＤＭＡ方式の場合には、約１．９ＧＨｚ）に変換するアップコンバータ２０１、アップコンバータ２０１の出力信号（１ｍＷ以下）を最大１０ｍＷ程度まで増幅する可変利得の高周波増幅回路２０２、高周波増幅回路２０２の出力信号（１０ｍＷ以下）を最大１Ｗ程度まで増幅する固定利得の高出力高周波増幅回路２０３、高出力高周波増幅回路２０３の出力を電波として送信するための共用器部５００へ供給するアイソレータ２０４で構成されている。
【０００７】
受信部３００は、共用器部５００で受信された受信信号を高周波増幅し、この受信信号とシンセサイザ部４００から供給される局部発振信号とを混合するフロントエンドＩＣ３０１、フロントエンドＩＣ３０１の出力信号から中間周波数信号を抽出するバンドパスフィルタ３０２で構成されている。
【０００８】
シンセサイザ部４００は、温度制御水晶発振器（ＴＣＸＯ）４０１、フェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路４０２、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４０３で構成されている。
【０００９】
共用器部５００はアンテナ５０１、デュプレクサ５０２で構成されている。
【００１０】
図７は、図６に示したＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の無線部における送信部２００と共用器部５００に該当する部分のブロック図を示す。アイソレータについては図示を省略している。
【００１１】
図７において、信号入力端子１０１には音声等が変調された中間周波数変調信号が入力される。アップコンバータ１０３は、信号入力端子１０１からの中間周波数変調信号と、発振器１０２からの局部発振信号とが入力され、中間周波数を送信周波数に変換する。具体的には、アップコンバータ１０３では、中間周波数の信号（中間周波数変調信号）を利得制御増幅器１１１で増幅し、利得制御増幅器１１１の出力信号と発振器１０２からの局部発振信号とをミキサ１１２で混合することにより、中間周波数を送信周波数に変換する。
【００１２】
ここで、ミキサ１１２に入力される、中間周波数変調信号の周波数をｆｉｆ、発振器１０２の局部発振周波数をｆｌｏ、送信信号の周波数をｆｃ とすると、送信信号の周波数は、
ｆｃ ＝ｆｌｏ±ｆｉｆ
の関係になり、ミキサ１１２より周波数ｆｃ として出力される。なお、中間周波数および送信信号周波数は前述したものが例としてあげられる。
【００１３】
高周波増幅回路１０４は、利得制御機能を内蔵し、送信周波数の信号を最大１０ｍＷ程度まで増幅する。高出力高周波増幅回路１０５は、高周波増幅回路１０４の出力信号（送信周波数の信号）をさらに最大１Ｗ程度まで増幅する増幅回路である。
【００１４】
デュプレクサ１０６は、高出力高周波増幅回路１０５から出力される送信信号をアンテナ１０７へ送り、アンテナ１０７で受信した受信信号を信号出力端子１０８へ送る機能を有する。具体的には、デュプレクサ１０６は、信号を端子１０６ａ→端子１０６ｂの方向は通過させ、端子１０６ｂ→端子１０６ａの方向は阻止し、端子１０６ｂ→端子１０６ｃの方向は通過させ、端子１０６ｃ→端子１０６ｂの方向は阻止し、端子１０６ａ→端子１０６ｃの方向は阻止し、端子１０６ｃ→端子１０６ａの方向は阻止する機能を持つ。
【００１５】
ここで、ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の動作について説明する。信号入力端子１０１より入力された中間周波数変調信号は、アップコンバータ１０３に内蔵された利得制御増幅器１１１により増幅され、発振器１０２とアップコンバータ１０３に内蔵されたミキサ１１２により、所定の送信周波数の送信信号へ周波数変換される。その送信信号は高周波増幅回路１０４により１０ｍＷ程度まで増幅され、高出力高周波増幅回路１０５によりさらに最大１Ｗ程度まで増幅される。
【００１６】
そして、端子１０６ａよりデュプレクサ１０６に入った送信信号は、端子１０６ｂより出て、アンテナ１０７へ送られ、アンテナ１０７より送信電波として出力される。また、アンテナ１０７で受信された受信信号は、端子１０６ｂよりデュプレクサ１０６に入り、端子１０６ｃから出て、信号出力端子１０８へ送られる。
【００１７】
以上のような図７の構成にて、利得制御は、アップコンバータ１０３に内蔵された利得制御増幅器１１１と、高周波増幅回路１０４の利得制御機能を用いて実現してきた。具体的には、アップコンバータ１０３内の利得制御増幅器１１１でリニアリティの高い利得制御を行い、高周波増幅回路１０４で２ステップ程度の段階的な利得制御を行う。
【００１８】
つぎに、図７に示された利得制御機能を有する高周波増幅回路１０４の具体的な構成を図８を参照しながら説明する。この高周波増幅回路１０４は、図８に示すように、信号入力端子１２１から入力された高周波信号がインピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路１２２を介して増幅器１２３に加えられ、この増幅器１２３で増幅される。増幅器１２３の出力信号は、インピーダンス整合回路１２４を介してアッテネータ１２５に加えられ、アッテネータ１２５で制御端子１２５ａに加えられる制御電圧に応じた減衰量で減衰する。アッテネータ１２５の出力信号は、インピーダンス整合回路１２６を介して増幅器１２７に加えられ、この増幅器１２７で増幅される。増幅器１２７の出力信号は、インピーダンス整合回路１２８を介して信号出力端子１２９へ送られる。
【００１９】
上記したように、図８の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４では、制御電圧によってアッテネータ１２５の減衰量を例えば２ステップに調整することにより、利得制御を行っている。
【００２０】
図９（ａ）は、上述した図８の高周波増幅回路１０４における制御電圧と出力電力の関係を示し、図９（ｂ）は同高周波増幅回路１０４における制御電圧と高周波増幅回路１０４に電圧Ｖｄｄの電源から供給される動作電流の関係を示したグラフである。ただし、高周波増幅回路１０４に入力される電力は一定にしている。
【００２１】
高周波増幅回路１０４の制御電圧の範囲を図中のようにａ，ｂ，ｃのように定義すると、図９（ａ）に示される高周波増幅回路１０４の制御電圧と高周波増幅回路１０４の出力電力との関係においては、制御電圧がａ，ｃの範囲では、出力電力は制御電圧の変化に対して一定である。また、制御電圧がｂの範囲では、入力される制御電圧の変化に対応して出力電力が変化している。
【００２２】
ところが、図９（ｂ）に示される高周波増幅回路１０４の制御電圧と高周波増幅回路１０４の動作電流の関係においては、制御電圧がａ，ｂ，ｃのいずれの範囲の場合も高周波増幅回路１０４の動作電流は変化していない。
【００２３】
結局、この高周波増幅回路１０４では、制御電圧により出力電力を大小に制御しても、その動作電流はほとんど変化していない。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
一般的に増幅回路では、大きな出力電力を得ようとすれば、増幅回路の動作電流は大きくなる。図９において、制御電圧がａ，ｃの範囲で、出力電力と動作電流の関係を考えてみると、制御電圧がａの範囲では、制御電圧がｃの範囲の出力電力より高周波増幅回路１０４の出力電力は小さい。そのため、制御電圧がａの範囲では、動作電圧がｃの範囲より動作電流を削減できると考えられる。
【００２５】
しかしながら、上述した従来の高周波増幅回路１０４では、制御電圧がａの範囲の動作電流を、動作電圧がｃの範囲の動作電流より少なくはしていない。その理由は以下に述べる通りである。
【００２６】
増幅器１２７は、例えば電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと略す）で構成する。この場合、ＦＥＴのゲート電極に印加するゲート電圧（以下、バイアスと記す）を変化させて、ソース・ドレイン間の電流（以下、動作電流と記す）を制御する。
【００２７】
高周波増幅回路１０４において、アッテネータ１２５の減衰量を大きくして出力電力を小さくしたときに、アッテネータ１２５の後段にある増幅器１２７のバイアスを変化させれば、出力電力を小さくしたときに増幅器１２７の動作電流を少なくでき、高周波増幅回路１０４の動作電流を少なくできる。
【００２８】
ところが、増幅器１２７のバイアスを変化させて増幅器１２７の動作電流を少なくすると、増幅器１２７の歪が増大することになる。増幅器１２７の歪を増大させることなくバイアスを変化させるには、バイアス回路の構成が複雑となり、高周波増幅回路１０４の回路規模が大幅に増大し、集積回路化する場合に実装面積が大きくなるという問題が生じる。実装面積の増大は携帯電話端末の小型軽量化の流れに反し、好ましくない。そのため、低出力時にも動作電流を減少させない回路構成が採用されていた。
【００２９】
しかしながら、ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の場合、現在のデジタル携帯電話で主として用いられるＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式の携帯電話端末とは異なり、通話中連続的に基地局との間で通信を行う必要があるため、消費電力が大きくなる傾向にある。そのため、限られた容量のバッテリで、より長時間の使用を可能とするためには、実使用時の大部分を占める低出力時に動作電流を減少させることが好ましい。しかも、それを小型軽量化の流れに反することなく実現することが要求される。
【００３０】
したがって、本発明の目的は、低出力時の歪を増大を回避するための回路規模の増大を生じることなく、低出力時の動作電流を減少させることができる高周波増幅回路およびそれを用いた移動体通信端末を提供することである。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明による第１の高周波増幅回路は、信号入力端子および信号出力端子と、信号入力端子に接続された入力端子から信号入力して出力端子から増幅信号を出力する第１の増幅器と、第１の増幅器の出力端子に共通端子が接続された第１の切替スイッチと、第１の切替スイッチの一方の切替端子に入力端子が接続され該入力端子から信号入力し出力端子から動作電流を増幅信号として出力する第２の増幅器と、信号出力端子に共通端子が接続され第２の増幅器の出力端子に一方の切替端子が接続され第１の切替スイッチの他方の切替端子にのみ他方の切替端子が接続された第２の切替スイッチとを備えている。
【００３２】
そして、第１のモードでは、第１の切替スイッチおよび第２の切替スイッチの各々は一方の切替端子側への切替動作を行い、第２の増幅器に所定の電源電圧を印加することにより第２の増幅器から増幅信号を出力し、第２のモードでは、第１の切替スイッチおよび第２の切替スイッチの各々は他方の切替端子側への切替動作を行い、第２の増幅器には電源電圧の供給を停止あるいは遮断することにより動作電流を流さないようにしている。
【００３３】
この構成によれば、第１および第２の切替スイッチを一方の切替端子側へ切り替えたときには、信号入力端子に入力された高周波信号は第１の増幅器で増幅された後さらに第２の増幅器で増幅され、その後信号出力端子より高出力の高周波信号として出力される。
【００３４】
一方、第１および第２の切替スイッチを他方の切替端子側へ切り替えたときには、信号入力端子に入力された高周波信号は第１の増幅器で増幅された後第２の増幅器は通らずにバイパスされ、信号出力端子より低出力の高周波信号として出力される。このとき、第２の増幅器への電源電圧は供給が停止あるいは遮断されているので、第２の増幅器には動作電流は流れない。その結果、低出力時の動作電流を減少させることができる。また、第２の増幅器をバイパスすることで低出力動作をさせるので、第２の増幅器の歪の問題を考慮してバイアス回路を複雑化する場合のような回路規模の大幅な増大は生じない。
【００３５】
また、電源供給が停止あるいは遮断されて出力インピーダンスが動作時とは異なる値に変化した第２の増幅器は、第１および第２の切替スイッチによって信号入力端子から信号出力端子へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子の部分で第２の増幅器が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【００３６】
上記構成において、制御電圧に応答して、一方の切替端子側あるいは他方の切替端子側へ切り替わるように第１および第２の切替スイッチを構成し、制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給するようにしてもよい。
【００３７】
この構成によれば、制御電圧の入力端子と第２の増幅器の電源電圧の入力端子とを共用できるので、端子数を削減することが可能となる。
【００３８】
また、第１および第２の切替スイッチは各々、例えば共通端子にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、一方の切替端子にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第１の電界効果トランジスタと、共通端子にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、他方の切替端子にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第２の電界効果トランジスタとを有し、第１の電界効果トランジスタはゲート端子に制御電圧が加えられるとともに、ソース端子に基準電圧が加えられ、第２の電界効果トランジスタはゲート端子に基準電圧が加えられるとともに、ソース端子に制御電圧が加えられるようになっている。
【００３９】
この構成によれば、第１および第２の電界効果トランジスタのオンオフを切り替えるための制御電圧と基準電圧とを、第１および第２の電界効果トランジスタで共通にすることができ、端子数を削減することができる。
【００４０】
また、基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成するようにしてもよい。
【００４１】
この構成によれば、基準電圧の入力端子を別に設ける必要がないので、端子数を削減することが可能となる。
【００４２】
また、第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より高く設定することも可能である。
【００４３】
この構成によれば、第１および第２の電界効果トランジスタがオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができるので、第１および第２の電界効果トランジスタをオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【００４４】
本発明による第２の高周波増幅回路は、信号入力端子および信号出力端子と、信号入力端子に接続された入力端子から信号入力して出力端子から増幅信号を出力する第１の増幅器と、第１の増幅器の出力端子に一方の端子が接続された第１のスイッチと、第１のスイッチの他方の端子に入力端子が接続され該入力端子から信号入力し出力端子から動作電流を増幅信号としてを出力する第２の増幅器と、第２の増幅器の出力端子に一方の端子が接続され信号出力端子に他方の端子が接続された第２のスイッチと、第１の増幅器の出力端子に一方の端子が接続され信号出力端子に他方の端子が接続された第３のスイッチとを備えている。
【００４５】
そして、第１のモードでは、第１のスイッチおよび第２のスイッチの各々は導通させるとともに第３のスイッチは開放させ、第２の増幅器に所定の電源電圧を印加することにより第２の増幅器から増幅信号を出力し、第２のモードでは、第１のスイッチおよび第２のスイッチの各々は開放させるとともに第３のスイッチを導通させ、第２の増幅器には電源電圧の供給を停止あるいは遮断することにより動作電流を流さないようにしている。
【００４６】
この構成によれば、第１および第２のスイッチを導通させ、第３のスイッチを開放したときには、信号入力端子に入力された高周波信号は第１の増幅器で増幅された後さらに第２の増幅器で増幅され、その後信号出力端子より高出力の高周波信号として出力される。
【００４７】
一方、第１および第２のスイッチを開放し、第３のスイッチを導通させたときには、信号入力端子に入力された高周波信号は第１の増幅器で増幅された後第２の増幅器は通らずにバイパスされ、信号出力端子より低出力の高周波信号として出力される。このとき、第２の増幅器への電源電圧は供給が停止あるいは遮断されているので、第２の増幅器には動作電流は流れない。その結果、低出力時の動作電流を減少させることができる。また、第２の増幅器をバイパスすることで低出力動作をさせるので、第２の増幅器の歪の問題を考慮してバイアス回路を複雑化する場合のような回路規模の大幅な増大は生じない。
【００４８】
また、電源供給が停止あるいは遮断されて出力インピーダンスが動作時とは異なる値に変化した第２の増幅器は、第１および第２のスイッチによって信号入力端子から信号出力端子へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子の部分で第２の増幅器が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【００４９】
上記構成において、制御電圧に応答して、第１および第２のスイッチが導通したときには第３のスイッチが開放し、第１および第２のスイッチが開放したときには第３のスイッチが導通し、制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給するようにしてもよい。
【００５０】
この構成によれば、制御電圧の入力端子と第２の増幅器の電源電圧の入力端子とを共用できるので、端子数を削減することが可能となる。
【００５１】
また、第１および第２のスイッチは各々、例えば一端にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、他端にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第１の電界効果トランジスタを有し、第３のスイッチは、一端にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、他端にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第２の電界効果トランジスタを有し、第１の電界効果トランジスタはゲート端子に制御電圧が加えられるとともに、ソース端子に基準電圧が加えられ、第２の電界効果トランジスタはゲート端子に基準電圧が加えられるとともに、ソース端子に制御電圧が加えられるようになっている。
【００５２】
この構成によれば、第１および第２の電界効果トランジスタのオンオフを切り替えるための制御電圧と基準電圧とを、第１および第２の電界効果トランジスタで共通にすることができ、端子数を削減することができる。
【００５３】
また、基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成するようにしてもよい。
【００５４】
この構成によれば、基準電圧の入力端子を別に設ける必要がないので、端子数を削減することが可能となる。
【００５５】
また、第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より、第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ高く設定することも可能である。
【００５６】
この構成によれば、第１および第２の電界効果トランジスタがオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができるので、第１および第２の電界効果トランジスタをオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【００５７】
上記第３のスイッチは、第１の増幅器の出力端子と信号出力端子との間に複数個が直列接続された状態で設けられていてもよい。
【００５８】
この構成によれば、第３のスイッチの両端子間のアイソレーションを、第３のスイッチが１個の場合に比べて向上させることができる。その結果、第１の増幅器の出力端子と信号出力端子との間、すなわち第１のスイッチの一方の端子と信号出力端子との間のアイソレーションを向上させることができ、第２の増幅器の異常発振等の不安定動作を回避することができる。
【００５９】
本発明による第１の移動体通信端末は、送信部に該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を備えた高周波増幅回路を有する移動体通信端末であり、高周波増幅回路が本発明の第１の高周波増幅回路と同じ構成になっている。
【００６０】
この構成によれば、本発明の第１の高周波増幅回路と同様の作用を有する。
本発明による第２の移動体通信端末は、送信部に該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を備えた高周波増幅回路を有する移動体通信端末であり、高周波増幅回路が本発明の第２の高周波増幅回路と同じ構成となっている。
【００６１】
この構成によれば、本発明の第２の高周波増幅回路と同様の作用を有する。
【００６２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態の高周波増幅回路およびそれを用いた携帯電話端末について図面を参照しながら説明する。
【００６３】
〔第１の実施の形態〕
図１は、本発明の第１の実施の形態における高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。図１の高周波増幅回路は、図７に示した従来の携帯電話端末の送信部のブロック図において、該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４に対応している。すなわち、本発明の実施の形態の携帯電話端末では、図７に示した従来の携携帯電話端末の送信部において、高周波増幅回路１０４に代えて図１の高周波増幅回路を用いている。
【００６４】
以下、図１の高周波増幅回路について詳しく説明する。図１において、信号入力端子１には、インピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路２の入力端子が接続されている。インピーダンス整合回路２の出力端子には、第１の増幅器３の入力端子が接続されている。第１の増幅器３の出力端子には、インピーダンス整合回路４の入力端子が接続されている。
【００６５】
インピーダンス整合回路４の出力端子には、第１の切替スイッチ５の共通端子５ａが接続されている。第１の切替スイッチ５の一方の切替端子５ｂにはインピーダンス整合回路６の入力端子が接続されている。インピーダンス整合回路６の出力端子には、第２の増幅器７の入力端子が接続されている。第２の増幅器７の出力端子には、インピーダンス整合回路８の入力端子が接続されている。
【００６６】
インピーダンス整合回路８の出力端子には、第２の切替スイッチ９の一方の切替端子９ｂが接続されている。第２の切替スイッチ９の他方の切替端子９ｃには、第１の切替スイッチ５の他方の切替端子５ｃが接続されている。第２の切替スイッチ９の共通端子９ａには、信号出力端子１０が接続されている。
【００６７】
電源電圧Ｖｄｄ１ が印加される電源端子１１には、第１の増幅器３の電源端子が接続されている。電源電圧Ｖｄｄ２ が印加される電源端子１２には、第２の増幅器７の電源端子が接続されている。制御電圧Ｖｃ が印加される制御端子１３は、第１の切替スイッチ５の制御端子５ｄと、第２の切替スイッチ９の制御端子９ｄとにそれぞれ接続されている。基準電圧Ｖｒｅｆ が印加される基準電圧端子１４は、第１の切替スイッチ５の基準電圧端子５ｅと、第２の切替スイッチ９の基準電圧端子９ｅとにそれぞれ接続されている。ＧＮＤ（グラウンド）端子１５は、第１の増幅器３の接地端子に接続されている。ＧＮＤ端子１６は、第２の増幅器７の接地端子に接続されている。
【００６８】
ここで、第２の増幅器７としては、例えば、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）が用いられ、第２の増幅器７の入力端子、電源端子、および接地端子は、それぞれＦＥＴのゲート電極、ドレイン電極、ソース電極に対応する。第２の増幅器７であるＦＥＴの信号の増幅作用は、ＦＥＴのゲート端子に電圧信号を入力し、ソースとドレイン間に流れる動作電流を出力信号として取り出すことにより実現している。ＦＥＴの動作電流の制御は、ゲートとソース間の電位の変化や、ドレインとソース間の電位の変化により実現している。また、第２の増幅器７としては、例えばバイポーラトランジスタを用いてもよい。先の説明でのゲート、ドレイン、ソース電極をそれぞれベース、コレクタ、エミッタ電極に置き換えて考えることができる。
【００６９】
以下の説明では、第２の増幅器７としてはＦＥＴを考える。そして、電源端子１２に印加される電源電圧Ｖｄｄ２ は、制御電圧Ｖｃ に連動して変化させる。制御電圧Ｖｃ を第１の電圧に制御して第１および第２の切替スイッチ５，９が一方の切替端子５ｂ，９ｂ側に切り替えられたときには、第２の増幅器７が信号増幅を行い第２の増幅器７に動作電流が流れるような電源電圧Ｖｄｄ２ に設定される。制御電圧Ｖｃ を第２の電圧に制御して第１および第２の切替スイッチ５，９が他方の切替端子５ｃ，９ｃ側に切り替えられたときには、第２の増幅器７が信号増幅を行わず第２の増幅器７に動作電流が流れないような電源電圧Ｖｄｄ２ に設定（例えば接地端子に印加される接地電位の０Ｖに設定して電源供給を停止）、あるいは電源電圧Ｖｄｄ２から切り離し（遮断）を行う。
【００７０】
つぎに、上記図１の回路の動作について簡単に説明する。制御電圧Ｖｃ と基準電圧Ｖｒｅｆ の関係を所定の状態に設定することによって、第１および第２の切替スイッチ５，９を一方の切替端子５ｂ，９ｂ側へ切り替えたときには、信号入力端子１に入力された高周波信号は、インピーダンス整合回路２を通り、第１の増幅器３で増幅された後、インピーダンス整合回路４，第１の切替スイッチ５およびインピーダンス整合回路６を通り、さらに第２の増幅器７で増幅され、その後、インピーダンス整合回路８および第２の切替スイッチ９を通り、信号出力端子１０より高出力の高周波信号として出力される。
【００７１】
一方、第１および第２の切替スイッチ５，９を他方の切替端子５ｃ，９ｃ側へ切り替えたときには、信号入力端子１に入力された高周波信号は、インピーダンス整合回路２を通り、第１の増幅器３で増幅された後、インピーダンス整合回路４および第１の切替スイッチ５を通り、第２の増幅器７は通らずにバイパスされ、第２の切替スイッチ９を通り、信号出力端子１０より低出力の高周波信号として出力される。
【００７２】
このとき、第２の増幅器７への電源電圧Ｖｄｄ２ は接地電位の０Ｖに設定あるいは遮断されているので、第２の増幅器７には動作電流は流れない。その結果、低出力時の動作電流を減少させることができる。また、第２の増幅器７をバイパスすることで低出力動作をさせるので、第２の増幅器７の歪の問題を考慮してバイアス回路を複雑化する場合のような回路規模の大幅な増大は生じない。
【００７３】
また、電源供給が停止あるいは遮断されて出力インピーダンスが動作時とは異なる値に変化した第２の増幅器７は、第１および第２の切替スイッチ５，９によって信号入力端子１から信号出力端子１０へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子１０の部分で第２の高周波増幅器７が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【００７４】
図２に、図１の第１および第２の切替スイッチ５，９の具体的な回路構成を示す。この例では、第１および第２の切替スイッチ５，９は同じ回路構成となっている。図２において、一方の切替端子２２（切替端子５ｂ，９ｂに対応する）には、キャパシタ２５の一端が接続されている。キャパシタ２５の他端には、抵抗２９の一端および電界効果トランジスタ２６のソース端子が接続されている。電界効果トランジスタ２６のソース端子およびドレイン端子間には、抵抗２７が接続されている。電界効果トランジスタ２６のゲート端子には、抵抗３０の一端が接続されている。電界効果トランジスタ２６のドレイン端子には、キャパシタ２８の一端が接続されている。キャパシタ２８の他端には、共通端子２１（共通端子５ａ，９ａに対応する）が接続されている。
【００７５】
他方の切替端子２３（切替端子５ｃ，９ｃに対応する）には、キャパシタ３４の一端が接続されている。キャパシタ３４の他端には、抵抗３５の一端および電界効果トランジスタ３２のソース端子が接続されている。電界効果トランジスタ３２のソース端子およびドレイン端子間には、抵抗３３が接続されている。電界効果トランジスタ３２のゲート端子には、抵抗３６の一端が接続されている。電界効果トランジスタ３２のドレイン端子には、キャパシタ３１の一端が接続されている。キャパシタ３１の他端には、共通端子２１が接続されている。
【００７６】
基準電圧端子３９（基準電圧端子５ｅ，９ｅに対応する）には、抵抗２９の他端および抵抗３６の他端がそれぞれ接続されている。制御端子４０（制御端子５ｄ，９ｄに対応する）には、抵抗３０の他端および抵抗３５の他端がそれぞれ接続されている。
【００７７】
なお、電界効果トランジスタ２６，３２は、ソース端子およびドレイン端子の位置が逆になっていてもよい。
【００７８】
以上のように構成されたこの実施の形態の高周波増幅回路について、以下にその動作を説明する。
【００７９】
図１における第１および第２の切替スイッチ５，９について説明すると、図２の回路は、基準電圧端子３９と制御端子４０との電圧値により、スイッチ動作をする。上述したように、図１の第１の切替スイッチ５の共通端子５ａ、一方の切替端子５ｂ、他方の切替端子５ｃはそれぞれ図２の共通端子２１、一方の切替端子２２、他方の切替端子２３に対応している。また、図１の第２の切替スイッチ９の共通端子９ａ、一方の切替端子９ｂ、他方の切替端子９ｃはそれぞれ図２の共通端子２１、一方の切替端子２２、他方の切替端子２３に対応している。また、図１の第１および第２の切替スイッチ５，９の基準電圧端子５ｄ，９ｄは、図２の基準電圧端子３９に対応し、第１および第２の切替スイッチ５，９の制御端子５ｅ，９ｅは、図２の制御端子４０に対応している。
【００８０】
図２の回路構成でスイッチ動作を行わせる場合、制御端子４０および基準電圧端子３９に印加する電圧と、共通端子２１と一方の切替端子２２および他方の切替端子２３の間の導通／開放の関係はつぎのようになる。
【００８１】
Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜ ：共通端子２１−切替端子２２間 開放
Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ：共通端子２１−切替端子２２間 導通
Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ ：共通端子２１−切替端子２３間 導通
Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜ ：共通端子２１−切替端子２３間 開放
ただし、Ｖｐ は電界効果トランジスタ２６，３２のしきい値電圧である。
【００８２】
なお、制御電圧Ｖｃ が基準電圧Ｖｒｅｆ に対して
Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜≦Ｖｃ ≦Ｖｒｅｆ
の関係にあるときは、共通端子２１−切替端子２２間が導通と開放の中間の状態になっている。また、
Ｖｒｅｆ ≦Ｖｃ ≦Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜
の関係にあるときは、共通端子２１−切替端子２３間が導通と開放の中間の状態になっている。
【００８３】
図２の回路構成のように、基準電圧端子３９と制御端子４０を電界効果トランジスタ２６，３２のゲート端子とソース端子にそれぞれ対称的に接続することにより、複数の制御端子を設けることなく、各々の切替スイッチ５，９における複数（２つ）の経路の選択を一つの制御端子により容易に実現でき、制御端子の数を減少させることができる。
【００８４】
また、図２において、電界効果トランジスタ２６および電界効果トランジスタ３２のソース端子およびドレイン端子間がそれぞれ、抵抗２７、抵抗３３で接続され、ほぼ同電位になっているため、電界効果トランジスタ２６および電界効果トランジスタ３２のソース端子にそれぞれ接続されている抵抗２９および抵抗３５は、電界効果トランジスタ２６および電界効果トランジスタ３２のドレイン端子側に接続してもよい。これにより、回路のレイアウトの自由度が向上する。
【００８５】
つぎに、図１の回路での高周波増幅回路の利得制御について説明する。一例として、電源端子１１および電源端子１２に加える電源電圧Ｖｄｄ１ ，Ｖｄｄ２ を３Ｖに設定し、制御端子１３に加える制御電圧Ｖｃ を３Ｖ、基準電圧端子１４に加える基準電圧Ｖｒｅｆ を１．５Ｖに設定したとする。また、電界効果トランジスタ２６，３２のしきい値電圧Ｖｐ を−０．６Ｖとする。
【００８６】
このとき、第１の切替スイッチ５の制御端子５ｄおよび第２の切替スイッチ９の制御端子９ｄには、制御端子１３より３Ｖの制御電圧Ｖｃ が供給され、第１の切替スイッチ５の基準電圧端子５ｅおよび第２の切替スイッチ９の基準電圧端子９ｅには、基準電圧端子１４より１．５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆ が供給される。このとき、Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ の関係が成り立ち、第１の切替スイッチの共通端子５ａと切替端子５ｂとの間、第２の切替スイッチ９の共通端子９ａと切替端子９ｂとの間が導通する。また、Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜の関係が成り立ち、第１の切替スイッチの共通端子５ａと切替端子５ｃとの間、第２の切替スイッチの共通端子９ａと切替端子９ｃとの間が開放する。
【００８７】
この状態のとき、高周波増幅回路に入力された信号は、信号入力端子１よりインピーダンス整合回路２に入力され第１の増幅器３、インピーダンス整合回路４、第１の切替スイッチ５の共通端子５ａ−切替端子５ｂ間を順次通過し、さらにインピーダンス整合回路６、第２の増幅器７、インピーダンス整合回路８、第２の切替スイッチ９の切替端子９ｂ−共通端子９ａ間を順次通過して、信号出力端子１０より出力される。
【００８８】
ここで、インピーダンス整合回路２の入力端子より、インピーダンス整合回路２、第１の増幅器３、インピーダンス整合回路４の出力までの回路の利得をＧ１、インピーダンス整合回路６、第２の増幅器７、インピーダンス整合回路８の出力端子までの回路の利得をＧ２ 、第１の切替スイッチ５の共通端子５ａ−切替端子５ｂ間、共通端子５ａ−切替端子５ｃ間、第２の切替スイッチ９の共通端子９ａ−切替端子９ｂ間、共通端子９ａ−切替端子９ｃ間の信号ロスをそれぞれＬとする。
【００８９】
この場合、図１の高周波増幅回路の利得ＰＧ１ は、つぎの式のようになる。
【００９０】
ＰＧ１ ＝Ｇ１ ＋Ｇ２ −２Ｌ・・・（１）
つぎに、電源端子１１に加える電源電圧Ｖｄｄ１ を３Ｖ，電源端子１２に加える電源電圧Ｖｄｄ２ を０Ｖに設定し、制御端子１３に加える制御電圧を０Ｖ、基準電圧端子１４に加える基準電圧を１．５Ｖに設定したとする。
【００９１】
このとき、第１の切替スイッチ５の制御端子５ｄおよび第２の切替スイッチ９の制御端子９ｄには、制御端子１３より０Ｖの制御電圧Ｖｃ が供給され、第１の切替スイッチ５の基準電圧端子５ｅおよび第２の切替スイッチ９の基準電圧端子９ｅには、基準電圧端子１４より１．５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆ が供給される。このとき、Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ の関係が成り立ち、第１の切替スイッチの共通端子５ａと切替端子５ｃとの間、第２の切替スイッチ９の共通端子９ａと切替端子９ｃとの間が導通する。また、Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜の関係が成り立ち、第１の切替スイッチの共通端子５ａと切替端子５ｂとの間、第２の切替スイッチの共通端子９ａと切替端子９ｂとの間が開放する。
【００９２】
この状態のとき、高周波増幅回路に入力された信号は、信号入力端子１よりインピーダンス整合回路２に入力され第１の増幅器３、インピーダンス整合回路４、第１の切替スイッチ５の共通端子５ａ−切替端子５ｃ間を順次通過し、さらに第２の切替スイッチ９の切替端子端子９ｃ−共通端子９ａ間を通過して、信号出力端子１０より出力される。
【００９３】
この場合、図１の高周波増幅回路の利得ＰＧ２ は、つぎの式のようになる。
【００９４】
ＰＧ２ ＝Ｇ１ −２Ｌ ・・・（２）
図１の高周波増幅回路は、制御端子１３に印加する制御電圧Ｖｃ を切り替えることで、式（１）および式（２）より明らかなように、利得をＧ２ だけ変化させることができる。
【００９５】
さらに、制御端子１３に加える制御電圧Ｖｃ を０Ｖに設定することと連動して、第２の増幅器７の電源端子１２に加える電源電圧Ｖｄｄ２ を０Ｖに設定あるいは遮断することにより、第２の増幅器７の動作電流を零にすることができる。
【００９６】
つまり、制御端子１３に加える制御電圧Ｖｃ の切替と、第２の増幅器７の電源端子１２への電源電圧Ｖｄｄ２ の印加とを連動させることにより、利得を減衰させたときの動作電流を低減することができる。なお、上記で説明したように、制御電圧Ｖｃ が０Ｖのとき、第２の増幅器７をバイパスする側に第１および第２の切替スイッチ５，９を切り替える場合には、上記制御端子１３と電源端子１２とを共通接続すればよく、この場合に端子数を削減することができる。
【００９７】
このとき、第２の増幅器７は、第１および第２の切替スイッチ５，９により、信号経路から切断されており、第２の増幅器７がオフ状態となり第２の増幅器７の出力インピーダンスが５０Ωからずれてしまっても、第１の増幅器３や信号出力端子１０に接続される素子には影響を及ぼさず、安定な増幅動作を実現することができる。
【００９８】
また、第１の増幅器３に給電するための電源端子１１に加えられる電源電圧Ｖｄｄ１ を基に基準電圧Ｖｒｅｆ を作成する基準電圧作成回路を設ければ、基準電圧端子１４を省くことができ、端子数を削減することができる。
【００９９】
さらに、この高周波増幅回路で増幅回路内部の増幅器の利得と出力電力を上昇させることにより、図７の従来の携帯電話端末の送信部のブロック図の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４と高出力高周波増幅回路１０５の役割を１つの高周波増幅回路で実現できる。
【０１００】
また、第１の電界効果トランジスタ２６のソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２のしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタ３２のゲート端子に加える基準電圧より高く設定することも可能である。
【０１０１】
例えば、上記のしきい値電圧が−０．６Ｖであるときには、第１の電界効果トランジスタ２６のソース端子に加える基準電圧Ｖｒｅｆ１を１．８Ｖとし、第２の電界効果トランジスタ３２のゲート端子に加える基準電圧Ｖｒｅｆ２を１．２Ｖとすると、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２がオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができる。つまり、第１の電界効果トランジスタ２６のオンが確定する電圧と第２の電界効果トランジスタ３２のオフが確定する電圧とを同じ電圧にすることができ、第１の電界効果トランジスタ２６のオフが確定する電圧と第２の電界効果トランジスタ３２のオンが確定する電圧とを同じ電圧にすることができる。
【０１０２】
制御電圧は、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２がオンオフの中間の状態となる電圧範囲を避けて設定することが必要であるが、上記のようにすると、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２へ加える基準電圧が同じ値である場合に比べて、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２をオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【０１０３】
先に説明したように同一の基準電圧を用いると、基準電圧が１．５Ｖの場合、制御電圧Ｖｃ の上側の値は２．１Ｖを超える値に設定する必要があり、制御電圧Ｖｃ の下側の値は０．９Ｖ未満の値に設定する必要があったが、上記のように基準電圧を一方は１．８Ｖ、他方は１．２Ｖとすると、制御電圧Ｖｃ の上側の値は１．８Ｖを超える値でよく、制御電圧Ｖｃ の下側の値は１．２Ｖ未満の値に設定すればよくなる。
【０１０４】
なお、実験の結果では、高周波増幅回路の入力電力を−２０ｄＢｍとしたとき、制御電圧により、出力電力が１０ｄＢｍ，０ｄＢｍというように、高周波増幅回路の利得を１０ｄＢ程度可変できた。このとき高周波増幅回路の動作電流は出力電力１０ｄＢｍの時４０ｍＡ、出力電力０ｄＢｍの時１５ｍＡとなり、出力電力に応じて制御できた。また、高周波増幅回路の出力端子のインピーダンスも出力電力１０ｄＢｍ、出力電力０ｄＢｍ、いずれの場合も電圧定在波比で２以下であり、信号出力端子のインピーダンスも５０Ωからずれていなかった。
【０１０５】
〔第２の実施の形態〕
図３は、本発明の第２の実施の形態における高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。図３の高周波増幅回路は、図７に示した従来の携帯電話端末の送信部のブロック図において、該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４に対応している。すなわち、本発明の実施の形態の携帯電話端末では、図７に示した従来の携携帯電話端末の送信部において、高周波増幅回路１０４に代えて図３の高周波増幅回路を用いている。
【０１０６】
以下、図３の高周波増幅回路について詳しく説明する。図３において、信号入力端子４１には、インピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路４２の入力端子が接続されている。インピーダンス整合回路４２の出力端子には、第１の増幅器４３の入力端子が接続されている。第１の増幅器４３の出力端子には、インピーダンス整合回路４４の入力端子が接続されている。
【０１０７】
インピーダンス整合回路４４の出力端子には、第１のスイッチ４５の一方の端子４５ａと第３のスイッチ５０の一方の端子５０ａが接続されている。第１のスイッチ４５の他方の端子４５ｂには、インピーダンス整合回路４６の入力端子が接続されている。第３のスイッチ５０の他方の端子５０ｂには、信号出力端子５１が接続されている。
【０１０８】
インピーダンス整合回路４６の出力端子には、第２の増幅器４７の入力端子が接続されている。第２の増幅器４７の出力端子には、インピーダンス整合回路４８の入力端子が接続されている。
【０１０９】
インピーダンス整合回路４８の出力端子には、第２のスイッチ４９の一方の端子４９ａが接続されている。第２のスイッチ４９の他方の端子４９ｂには、信号出力端子５１が接続されている。
【０１１０】
電源電圧Ｖｄｄ１ が印加される電源端子５２には、第１の増幅器４３の電源端子が接続されている。電源電圧Ｖｄｄ２ が印加される電源端子５３には、第２の増幅器４７の電源端子が接続されている。制御電圧Ｖｃ が印加される制御端子５４は、第１のスイッチ４５の制御端子４５ｃ、第２のスイッチ４９の制御端子４９ｃ，第３のスイッチ５０の制御端子５０ｃにそれぞれ接続されている。基準電圧Ｖｒｅｆ が印加される基準電圧端子５５は、第１のスイッチ４５の基準電圧端子４５ｄ、第２のスイッチ４９の基準電圧端子４９ｄ、第３のスイッチ５０の基準電圧端子５０ｄにそれぞれ接続されている。ＧＮＤ端子５６は、第１の増幅器４３の接地端子に接続されている。ＧＮＤ端子５７は、第２の増幅器４７の接地端子に接続されている。
【０１１１】
ここで、第２の増幅器４７としては、例えば、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）が用いられ、第２の増幅器４７の入力端子、電源端子、および接地端子は、それぞれＦＥＴのゲート電極、ドレイン電極、ソース電極に対応する。第２の増幅器４７であるＦＥＴの信号の増幅作用は、ＦＥＴのゲート端子に電圧信号を入力し、ソースとドレイン間に流れる動作電流を出力信号として取り出すことにより実現している。ＦＥＴの動作電流の制御は、ゲートとソース間の電位の変化や、ドレインとソース間の電位の変化により実現している。また、第２の増幅器４７としては、例えばバイポーラトランジスタを用いてもよい。先の説明でのゲート、ドレイン、ソース電極をそれぞれベース、コレクタ、エミッタ電極に置き換えて考えることができる。
【０１１２】
以下の説明では、第２の増幅器４７としてはＦＥＴを考える。そして、電源端子５３に印加される電源電圧Ｖｄｄ２ は、制御電圧Ｖｃ に連動して変化させる。制御電圧Ｖｃを第１の電圧に制御して第１および第２のスイッチ４５，４９が導通したときには、第２の増幅器４７が信号増幅を行い第２の増幅器４７に動作電流が流れるような電源電圧Ｖｄｄ２ に設定される。制御電圧Ｖｃ を第２の電圧に制御して第１および第２のスイッチ４５，４９が遮断したときには、第２の増幅器４７が信号増幅を行わず第２の増幅器４７に動作電流が流れないような電源電圧Ｖｄｄ２ に設定（例えば接地端子に印加される接地電位の０Ｖに設定して電源供給を停止）、あるいは電源電圧Ｖｄｄ２ から切り離し（遮断）を行う。
【０１１３】
つぎに、上記図３の回路の動作について簡単に説明する。制御電圧Ｖｃ と基準電圧Ｖｒｅｆ の関係を所定の状態に設定することによって、第１および第２のスイッチ４５，４９を導通させ、第３のスイッチ５０を開放させたときには、信号入力端子４１に入力された高周波信号は、インピーダンス整合回路４２を通り、第１の増幅器４３で増幅された後、インピーダンス整合回路４４、第１のスイッチ４５、インピーダンス整合回路４６を通り、さらに第２の増幅器４７で増幅され、その後インピーダンス整合回路４８、第２のスイッチ４９を通り、信号出力端子５１より高出力の高周波信号として出力される。
【０１１４】
一方、第１および第２のスイッチ４５，４９を開放させ、第３のスイッチ５０を導通させたときには、信号入力端子４１に入力された高周波信号は、インピーダンス整合回路４２を通り、第１の増幅器４３で増幅された後、インピーダンス整合回路４４、第３のスイッチ５０を通り、インピーダンス整合回路４６、第２の増幅器４７、インピーダンス整合回路４８は通らずにバイパスされ、信号出力端子５１より低出力の高周波信号として出力される。このとき、第２の増幅器４７への電源電圧Ｖｄｄ２ は０Ｖに設定あるいは遮断されているので、第２の増幅器４７には動作電流は流れない。その結果、低出力時の動作電流を減少させることができる。また、第２の増幅器４７をバイパスすることで低出力動作をさせるので、第２の増幅器４７の歪の問題を考慮してバイアス回路を複雑化する場合のような回路規模の大幅な増大は生じない。
【０１１５】
また、電源供給が停止あるいは遮断されて出力インピーダンスが動作時とは異なる値に変化した第２の増幅器４７は、第１および第２のスイッチ４５，４９によって信号入力端子４１から信号出力端子５１へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子５１の部分で第２の高周波増幅器４７が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【０１１６】
図４に、図３の第１および第２のスイッチ４５，４９の具体的な回路構成を示す。この例では、第１および第２のスイッチ４５，４９は同じ回路構成となっている。図４において、一方の端子６１（一方の端子４５ａ，４９ａに対応する）には、キャパシタ６２の一端が接続されている。キャパシタ６２の他端には、抵抗６７の一端および電界効果トランジスタ６３のソース端子が接続されている。電界効果トランジスタ６３のソース端子およびドレイン端子間には、抵抗６６が接続されている。電界効果トランジスタ６３のゲート端子には、抵抗６８の一端が接続されている。電界効果トランジスタ６３のドレイン端子には、キャパシタ６４の一端が接続され、キャパシタ６４の他端には、他方の端子６５（他方の端子４５ｂ，４９ｂに対応する）が接続されている。
【０１１７】
基準電圧端子６９（基準電圧端子４５ｃ，４９ｃに対応する）には、抵抗６７の他端が接続されている。制御端子７０（制御端子４５ｄ，４９ｄに対応する）には、抵抗６８の他端が接続されている。
【０１１８】
図５に、図３の第３のスイッチ５０の具体的な回路構成を示す。図５において、一方の端子７１（一方の端子５０ａに対応する）には、キャパシタ７２の一端が接続されている。キャパシタ７２の他端には、抵抗７７の一端および電界効果トランジスタ７３のソース端子が接続されている。電界効果トランジスタ７３のソース端子およびドレイン端子間には、抵抗７６が接続されている。電界効果トランジスタ７３のゲート端子には、抵抗７８の一端が接続されている。電界効果トランジスタ７３のドレイン端子には、キャパシタ７４の一端が接続され、キャパシタ７４の他端には、他方の端子７５（他方の端子５０ｂに対応する）が接続されている。
【０１１９】
基準電圧端子７９（基準電圧端子５０ｃに対応する）には、抵抗７７の他端が接続されている。制御端子８０（制御端子５０ｄに対応する）には、抵抗７８の他端が接続されている。
【０１２０】
なお、上記の電界効果トランジスタ６３，７３はソース端子、ドレイン端子の位置が逆であってもよい。
以上のように構成されたこの実施の形態の高周波増幅回路について、以下にその動作を説明する。
【０１２１】
まず、図３における第１および第２のスイッチ４５，４９について説明すると、図４の回路は、基準電圧端子６９と制御端子７０の電圧値により、スイッチ動作する。上述したように、図３の第１のスイッチ４５の各端子４５ａ，４５ｂはそれぞれ図４の端子６１，６５に対応し、同様にスイッチ４９の各端子４９ａ，４９ｂはそれぞれ図４の端子６１，６５に対応している。
【０１２２】
図４の回路構成でスイッチ動作を行わせる場合、制御端子７０および基準電圧端子６９に印加する電圧と、端子６１と端子６５の間の導通／開放の関係はつぎのようになる。
【０１２３】
Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜ ：端子６１−端子６５間 開放
Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ：端子６１−端子６５間 導通
ただし、Ｖｐ は電界効果トランジスタ６３のしきい値とする。
【０１２４】
なお、制御電圧Ｖｃ が基準電圧Ｖｒｅｆ に対して
Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜≦Ｖｃ ≦Ｖｒｅｆ
の関係にあるときは、端子６１−端子６５間が導通と開放の中間の状態になっている。
【０１２５】
つぎに、図３における第３のスイッチ５０について説明すると、図５の回路は、基準電圧端子８０と制御端子７９の電圧値により、スイッチ動作する。上述したように、図３の第３のスイッチ５０の各端子５０ａ，５０ｂはそれぞれ図５の端子７１，７５に対応している。
【０１２６】
図５の回路構成でスイッチ動作を行わせる場合、制御端子７９、基準電圧端子８０に印加する電圧と、端子７１と端子７５の間の導通／開放の関係はつぎのようになる。
【０１２７】
Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜ ：端子７１−端子７５間 開放
Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ ：端子７１−端子７５間 導通
ただし、Ｖｐ は電界効果トランジスタ７３のしきい値とする。
【０１２８】
なお、制御電圧Ｖｃ が基準電圧Ｖｒｅｆ に対して
Ｖｒｅｆ ≦Ｖｃ ≦Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜
の関係にあるときは、端子７１−端子７５間が導通と開放の中間の状態になっている。
【０１２９】
図４の回路構成のように、基準電圧端子６９と制御端子７０を電界効果トランジスタ６３のソース端子とゲート端子に接続する一方、図５の回路構成のように、基準電圧端子８０と制御端子７９を電界効果トランジスタ６３のゲート端子とソース端子に接続するというように、それぞれ対称的に接続することにより、複数の制御端子を設けることなく、各スイッチ４５，４９，５０における導通開放の切替を一つの制御端子により容易に実現でき、制御端子の数を減少させることができる。
【０１３０】
また、図４において、電界効果トランジスタ６３のソース端子およびドレイン端子間が抵抗６６により接続され、ほぼ同電位になっているため、抵抗６７は電界効果トランジスタ６３のドレイン端子に接続してもよい。これにより、回路のレイアウトの自由度が向上する。これは、図５の回路についても同様である。
【０１３１】
図４と図５の回路構成は、制御電圧と基準電圧端子を入れ替えた構成となっている。この構成により、スイッチ４５，４９の論理を反転したものがスイッチ５０の論理となるので、スイッチ４５，４９，５０の制御回路の簡素化が図れる。
【０１３２】
つぎに、図３の回路での高周波増幅回路の利得制御について説明する。一例として、電源端子５２および電源端子５３に加える電源電圧Ｖｄｄ１ ，Ｖｄｄ２ を３Ｖに設定し、制御端子５４に加える制御電圧Ｖｃ を３Ｖ、基準電圧端子５５に加える基準電圧Ｖｒｅｆ を１．５Ｖに設定したとする。また、電界効果トランジスタ６３，７３のしきい値を−０．６Ｖとする。
【０１３３】
このとき、第１のスイッチ４５の制御端子４５ｃ、第２のスイッチ４９の制御端子４９ｃ、および第３のスイッチ５０の制御端子５０ｃには、制御端子５４より３Ｖの制御電圧Ｖｃ が供給され、第１のスイッチ４５の基準電圧端子４５ｄ、第２のスイッチ４９の基準電圧端子４９ｄ、および第３のスイッチ５０の基準電圧端子５０ｄには、基準電圧端子５５より１．５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆ が供給される。このとき、Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ の関係が成り立ち、第１のスイッチ４５の端子４５ａと端子４５ｂとの間、第２のスイッチ４９の端子４９ａと端子４９ｂとの間が導通する。また、Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜の関係より、第３のスイッチ５０の端子５０ａと端子５０ｂとの間が開放する。
この状態のとき、高周波増幅回路に入力された信号は、信号入力端子４１よりインピーダンス整合回路４２に入力され第１の増幅器４３、インピーダンス整合回路４４、第１のスイッチ４５の端子４５ａ−端子４５ｂ間を順次通過し、さらにインピーダンス整合回路４６、第２の増幅器４７、インピーダンス整合回路４８、第２のスイッチ４９の端子４９ａ−端子４９ｂ間を順次通過して、信号出力端子５１より出力される。
【０１３４】
ここで、インピーダンス整合回路４２の入力端子より、インピーダンス整合回路４２、第１の増幅器４３、インピーダンス整合回路４４の出力端子までの回路の利得をＧ３ 、インピーダンス整合回路４６、第２の増幅器４７、インピーダンス整合回路４８の出力端子までの回路の利得をＧ４ 、第１のスイッチ４５の端子４５ａ−端子４５ｂ間、第２のスイッチ４９の端子４９ａ−端子４９ｂ間、第３のスイッチ５０の端子５０ａ−端子５０ｂ間のロスをそれぞれＬ２ とする。
【０１３５】
この場合、図３の高周波増幅回路の利得ＰＧ３ は、つぎの式のようになる。
【０１３６】
ＰＧ３ ＝Ｇ３ ＋Ｇ４ −２Ｌ２ ・・・ （３）
つぎに、電源端子５２に加える電源電圧Ｖｄｄ１ を３Ｖ、電源端子５３に加える電源電圧Ｖｄｄ２ を０Ｖに設定し、制御端子５４に加える制御電圧Ｖｃ を０Ｖ、基準電圧端子５５に加える基準電圧Ｖｒｅｆ を１．５Ｖに設定したとする。電界効果トランジスタ６３，７３のしきい値を−０．６Ｖとする。
【０１３７】
このとき、第１のスイッチ４５の制御端子４５ｃ、第２のスイッチ４９の制御端子４９ｃ、第３のスイッチ５０の制御端子５０ｃには、制御端子５４より０Ｖの制御電圧Ｖｃ が供給され、第１のスイッチ４５の基準電圧端子４５ｄ、第２のスイッチ４９の基準電圧端子４９ｄ、第３のスイッチ５０の基準電圧端子５０ｄには、基準電圧端子５５より１．５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆ が供給され、Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ の関係が成り立ち、第３のスイッチ５０の端子５０ａと端子５０ｂとの間が導通し、Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜の関係より第１のスイッチ４５の端子４５ａと端子４５ｂとの間、第２のスイッチ４９の端子４９ａと端子４９ｂとの間が開放する。
この状態のとき、高周波増幅回路に入力された信号は、信号入力端子４１よりインピーダンス整合回路４２に入力され第１の増幅器４３、インピーダンス整合回路４４、第３のスイッチ５０の端子５０ａ−端子５０ｂを順次通過し、信号出力端子４２より出力される。
【０１３８】
この場合、図３の高周波増幅回路の利得ＰＧ４ は、つぎの式のようになる。
【０１３９】
ＰＧ４ ＝Ｇ３ −Ｌ２ ・・・（４）
図３の高周波増幅回路は、制御端子５４に印加する制御電圧Ｖｃ を切り替えることにより、式（３）および式（４）より明らかなように、利得をＧ４ −Ｌ２ 変化させることができる。
【０１４０】
さらに、制御端子５４に加える制御電圧Ｖｃ を０Ｖに設定することと連動して第２の増幅器４７の電源端子５３に加える電源電圧Ｖｄｄ２ を０Ｖに設定あるいは遮断することにより、第２の増幅器４７の動作電流を零にすることができる。
【０１４１】
つまり、制御端子５４に加える制御電圧Ｖｃ の切替と、第２の増幅器４７の電源端子５３への電源電圧Ｖｄｄ２ の印加とを連動させることにより、利得を減衰させたときの動作電流を低減することができる。なお、上記で説明したように、制御電圧Ｖｃ が０Ｖのとき、第２の増幅器４７をバイパスする側に第１、第２および第３のスイッチ４５，４９，５０を切り替える場合には、上記制御端子５４と電源端子５３とを共通接続すればよく、この場合に端子数を削減することができる。
【０１４２】
このとき、第２の増幅器４７は、第１および第２のスイッチ４５，４９により、信号経路から切断されており、第２の増幅器４７がオフ状態となり第２の増幅器４７の出力インピーダンスが５０Ωからずれてしまっても、第１の増幅器４３や信号出力端子５１に接続される素子には影響を及ぼさず、安定な増幅動作を実現することができる。
【０１４３】
また、この図３、図４および図５に示した構成では、スイッチ４５，４９，５０を構成する電界効果トランジスタの個数が３個でよくなり、図１および図２に示した回路に比べて、スイッチ構成を簡略化できる。
【０１４４】
また、第１の増幅器４３に給電するための電源端子５２に加えられる電源電圧Ｖｄｄ１ を基に基準電圧Ｖｒｅｆ を作成する基準電圧作成回路を設ければ、基準電圧端子５５を省くことができ、端子数を削減することができる。
【０１４５】
さらに、この高周波増幅回路で増幅回路内部の増幅器の利得と出力電力を上昇させることにより、図７の従来の携帯電話端末の送信部のブロック図の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４、高出力高周波増幅回路１０５を役割を１つの高周波増幅回路で実現できる。
【０１４６】
また、第１の電界効果トランジスタ６３のソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３のしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタ７３のゲート端子に加える基準電圧より高く設定することも可能である。
【０１４７】
例えば、上記のしきい値電圧が−０．６Ｖであるときには、第１の電界効果トランジスタ６３のソース端子に加える基準電圧Ｖｒｅｆ１を１．８Ｖとし、第２の電界効果トランジスタ７３のゲート端子に加える基準電圧Ｖｒｅｆ２を１．２Ｖとすると、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３がオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができる。つまり、第１の電界効果トランジスタ６３のオンが確定する電圧と第２の電界効果トランジスタ７３のオフが確定する電圧とを同じ電圧にすることができ、第１の電界効果トランジスタ６３のオフが確定する電圧と第２の電界効果トランジスタ７３のオンが確定する電圧とを同じ電圧にすることができる。
【０１４８】
制御電圧は、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３がオンオフの中間の状態となる電圧範囲を避けて設定することが必要であるが、上記のようにすると、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３へ加える基準電圧が同じ値である場合に比べて、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３をオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【０１４９】
先に説明したように同一の基準電圧を用いると、基準電圧が１．５Ｖの場合、制御電圧Ｖｃ の上側の値は２．１Ｖを超える値に設定する必要があり、制御電圧Ｖｃ の下側の値は０．９Ｖ未満の値に設定する必要があったが、上記のように基準電圧を一方は１．８Ｖ、他方は１．２Ｖとすると、制御電圧Ｖｃ の上側の値は１．８Ｖを超える値でよく、制御電圧Ｖｃ の下側の値は１．２Ｖ未満の値に設定すればよくなる。
【０１５０】
なお、実験の結果では、高周波増幅回路の入力電力を−２０ｄＢｍとしたとき、制御電圧により、出力電力が１０ｄＢｍ，０ｄＢｍというように、高周波増幅回路の利得を１０ｄＢ程度可変できた。このとき高周波増幅回路の動作電流は出力電力１０ｄＢｍの時４０ｍＡ、出力電力０ｄＢｍの時１５ｍＡとなり、出力電力に応じて制御できた。また、高周波増幅回路の出力端子のインピーダンスも出力電力１０ｄＢｍ、出力電力０ｄＢｍ、いずれの場合も電圧定在波比で２以下であり、信号出力端子のインピーダンスも５０Ωからずれていなかった。
【０１５１】
〔第３の実施の形態〕
つぎに、図３の回路において、制御電圧Ｖｃ と基準電圧Ｖｒｅｆ の関係を所定の状態に設定することによって、第１および第２のスイッチ４５，４９を導通させ、第３のスイッチ５０を開放させる。これによって、信号入力端子４１に入力された高周波信号が、インピーダンス整合回路４２を通り、第１の増幅器４３で増幅された後、インピーダンス整合回路４４、第１のスイッチ４５、インピーダンス整合回路４６を通り、さらに第２の増幅器４７で増幅され、その後インピーダンス整合回路４８、第２のスイッチ４９を通り、信号出力端子５１より高出力の高周波信号として出力される。このとき、スイッチ５０の端子間のアイソレーション（遮断特性）が十分確保されていない場合、出力信号の一部がスイッチ５０を通過し、スイッチ４５の端子４５ａに入力されることになる。
【０１５２】
つまり、信号出力端子５１より高出力の高周波信号として出力された信号が、スイッチ５０を通過し、スイッチ４５の端子４５ａに入力され、整合回路４６を通過し、第２の増幅器４７に入力される信号ループが形成されるため、増幅器の異常発振等の不安定動作が起こりやすくなる。
【０１５３】
例えば、スイッチ５０の端子間のアイソレーションが、１５ｄＢ程度で、信号出力端子５１から１０ｄＢｍ程度の信号が出力された場合、スイッチ５０を通過し、スイッチ４５の端子４５ａに−５ｄＢｍ程度の信号が入力されることになる。
【０１５４】
ところで、第２の増幅器４７の利得を１０ｄＢとして、出力端子５１から１０ｄＢｍ程度の信号が出力された場合、第２の増幅器４７の入力端子には、０ｄＢｍ程度の信号が入力される。この時、各スイッチの導通時の通過損失および整合回路の通過損失は無視できる。つまり、スイッチ５０を通過してスイッチ４５の端子４５ａに入力される信号が、信号入力端子４１から加えられて第２の増幅器４７に入力される信号と同程度になることになる。
【０１５５】
上記のような不安定動作を回避するためには、スイッチ４５の端子４５ａと信号出力端子５１との間のアイソレーションを向上させる必要がある。
【０１５６】
図１０は、図４の回路構成において、スイッチ４７と信号出力端子５１との間のアイソレーションを向上させた本発明の第３の実施の形態の高周波増幅回路の回路構成を示す。
【０１５７】
以下、図１０の高周波増幅回路について、詳しく説明する。図１０において、信号入力端子４１には、インピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路４２の入力端子が接続されている。インピーダンス整合回路４２の出力端子には、第１の増幅器４３の入力端子が接続されている。第１の増幅器４３の出力端子には、インピーダンス整合回路４４の入力端子が接続されている。
【０１５８】
インピーダンス整合回路４４の出力端子には、第１のスイッチ４５の一方の端子４５ａと第３のスイッチ５０の一方の端子５０ａが接続されている。第１のスイッチ４５の他方の端子４５ｂには、インピーダンス整合回路４６の入力端子が接続されている。第３のスイッチ５０の他方の端子５０ｂには、第４のスイッチ５８の一方の端子５８ａが接続されている。第４のスイッチ５８の他方の端子５８ｂには、信号出力端子５１が接続されている。
【０１５９】
インピーダンス整合回路４６の出力端子には、第２の増幅器４７の入力端子が接続されている。第２の増幅器４７の出力端子には、インピーダンス整合回路４８の入力端子が接続されている。
【０１６０】
インピーダンス整合回路４８の出力端子には、第２のスイッチ４９の一方の端子４９ａが接続されている。第２のスイッチ４９の他方の端子４９ｂには、信号出力端子５１が接続されている。
【０１６１】
電源電圧Ｖｄｄ１ が印加される電源端子５２には、第１の増幅器４３の電源端子が接続されている。電源電圧Ｖｄｄ２ が印加される電源端子５３には、第２の増幅器４７の電源端子が接続されている。制御電圧Ｖｃ が印加される制御端子５４は、第１のスイッチ４５の制御端子４５ｃ、第２のスイッチ４９の制御端子４９ｃ，第３のスイッチ５０の制御端子５０ｃ、第４のスイッチ５８の制御端子５８ｃにそれぞれ接続されている。基準電圧Ｖｒｅｆ が印加される基準電圧端子５５は、第１のスイッチ４５の基準電圧端子４５ｄ、第２のスイッチ４９の基準電圧端子４９ｄ、第３のスイッチ５０の基準電圧端子５０ｄ、第４のスイッチ５８の基準電圧端子５８ｄにそれぞれ接続されている。ＧＮＤ端子５６は、第１の増幅器４３の接地端子に接続されている。ＧＮＤ端子５７は、第２の増幅器４７の接地端子に接続されている。
【０１６２】
上記したように、図１０の回路構成では、スイッチ４７の端子４７ａと信号出力端子５１との間にスイッチ５０とスイッチ５８とを直列に挿入した構成をとっている。
【０１６３】
例えば、スイッチ５０およびスイッチ５８のアイソレーションが、それぞれ１５ｄＢ程度であるとすると、スイッチ４５の端子４５ａと信号出力端子５１との間のアイソレーションは、３０ｄＢ程度になる。したがって、信号出力端子５１から１０ｄＢｍ程度の信号が出力された場合、スイッチ４５の端子４５ａに入力される信号は、−２０ｄＢｍとなる。
【０１６４】
ところで、第２の増幅器４７の利得を１０ｄＢとして、出力端子５１から１０ｄＢ程度の信号が出力された場合、第２の増幅器４７の入力端子には、０ｄＢｍ程度の信号が入力される。この時、各スイッチの導通時の通過損失および整合回路の通過損失は無視できる。
【０１６５】
この場合、信号出力端子５１からスイッチ５８およびスイッチ５０を通過し、スイッチ４５の端子４５ａに入力される信号は、第１の増幅器４３で増幅され、整合回路４４、スイッチ４５、整合回路４６を通過した信号に比べて十分小さいため、第２の増幅器４７の異常発振等の不安定動作を引き起こさない。
【０１６６】
なお、上記図１０の構成では、２個（複数）のスイッチング素子５０，５８を直列に挿入接続した構成を示しているが、３個以上（複数）のスイッチを直列に挿入接続してもよい。この場合、直列数が増えると、アイソレーションがさらに良好となる。
【０１６７】
【発明の効果】
本発明の第１の高周波増幅回路によれば、第２の増幅器の入力側と出力側とに第１および第２の切替スイッチをそれぞれ設け、高出力時には第１の増幅器の出力信号を第２の増幅器に通して信号出力端子へ送り、低出力時には第１の増幅器の出力信号を第２の増幅器をバイパスして信号出力端子へ送るようにし、かつ第２の増幅器への電源電圧を供給停止あるいは遮断するようにしたので、低出力時の歪を増大を回避するための回路規模の増大を生じることなく、低出力時の動作電流を減少させることができる。しかも、第２の増幅器は、第１および第２の切替スイッチによって信号入力端子から信号出力端子へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子の部分で第２の増幅器が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【０１６８】
また、制御電圧に応答して、一方の切替端子側あるいは他方の切替端子側へ切り替わるように第１および第２の切替スイッチを構成し、制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給すれば、制御電圧の入力端子と第２の増幅器の電源電圧の入力端子とを共用できるので、端子数を削減することができる。
【０１６９】
また、第１および第２の切替スイッチを、各々２個の電界効果トランジスタで構成すれば、第１および第２の電界効果トランジスタのオンオフを切り替えるための制御電圧と基準電圧とを、第１および第２の電界効果トランジスタで共通にすることができ、端子数を削減することができる。
【０１７０】
また、基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成すれば、基準電圧の入力端子を別に設ける必要がないので、端子数を削減することが可能となる。
【０１７１】
また、第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より高く設定すれば、第１および第２の電界効果トランジスタがオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができるので、第１および第２の電界効果トランジスタをオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【０１７２】
本発明の第２の高周波増幅回路によれば、第２の増幅器の入力側と出力側とをそれらの前段回路と後段回路からそれぞれ切り離すための第１および第２のスイッチをそれぞれ設けるとともに、第２の増幅器の入力側と出力側とを短絡するための第３のスイッチを設け、高出力時には第１の増幅器の出力信号を第２の増幅器に通して信号出力端子へ送り、低出力時には第１の増幅器の出力信号を第２の増幅器をバイパスして信号出力端子へ送るようにし、かつ第２の増幅器への電源電圧を供給停止あるいは遮断するようにしたので、低出力時の歪を増大を回避するための回路規模の増大を生じることなく、低出力時の動作電流を減少させることができる。しかも、第２の増幅器は、第１および第２のスイッチによって信号入力端子から信号出力端子へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子の部分で第２の増幅器が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【０１７３】
また、制御電圧に応答して、第１および第２のスイッチが導通したときには第３のスイッチが開放し、第１および第２のスイッチが開放したときには第３のスイッチが導通し、制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給すれば、制御電圧の入力端子と第２の増幅器の電源電圧の入力端子とを共用できるので、端子数を削減することができる。
【０１７４】
また、第１、第２および第３のスイッチを、各々電界効果トランジスタで構成すれば、電界効果トランジスタのオンオフを切り替えるための制御電圧と基準電圧とを、各電界効果トランジスタで共通にすることができ、端子数を削減することができる。
【０１７５】
また、基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成すれば、基準電圧の入力端子を別に設ける必要がないので、端子数を削減することが可能となる。
【０１７６】
また、第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より高く設定すれば、第１および第２の電界効果トランジスタがオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができるので、第１および第２の電界効果トランジスタをオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【０１７７】
また、上記第３のスイッチを、第１の増幅器の出力端子と信号出力端子との間に複数個が直列接続された状態で設ければ、第３のスイッチの両端子間のアイソレーションを、第３のスイッチが１個の場合に比べて向上させることができる。その結果、第１の増幅器の出力端子と信号出力端子との間、すなわち第１のスイッチの一方の端子と信号出力端子との間のアイソレーションを向上させることができ、第２の増幅器の異常発振等の不安定動作を回避することができる。
【０１７８】
本発明の第１の移動体通信端末によれば、上記した本発明の第１の高周波増幅回路を有するため、それと同様の効果を有する。
【０１７９】
本発明の第２の移動体通信端末によれば、上記した本発明の第２の高周波増幅回路を有するため、それと同様の効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の高周波増幅回路における第１および第２の切替スイッチの構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の高周波増幅回路における第１および第２のスイッチの構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の高周波増幅回路における第３のスイッチの構成を示す回路図である。
【図６】従来の携帯電話端末の無線部の構成を示すブロック図である。
【図７】従来の携帯電話端末の無線部中の送信部および共用器部の構成を示すブロック図である。
【図８】従来の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図９】従来の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路における制御電圧と出力電力および動作電流の関係を示すグラフである。
【図１０】本発明の第３の実施の形態の高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 信号入力端子
２ インピーダンス整合回路
３ 第１の増幅器
４ インピーダンス整合回路
５ 第１のスイッチ
６ インピーダンス整合回路
７ 第２の増幅器
８ インピーダンス整合回路
９ 第２のスイッチ
１０ 信号出力端子
１１ 電源端子
１２ 電源端子
１３ 制御端子
１４ 基準電圧端子
１５ ＧＮＤ端子
１６ ＧＮＤ端子
２１ 共通端子
２２ 切替端子
２３ 切替端子
２５ キャパシタ
２６ 電界効果トランジスタ
２７ 抵抗
２８ キャパシタ
２９ 抵抗
３０ 抵抗
３１ キャパシタ
３２ 電界効果トランジスタ
３３ 抵抗
３４ キャパシタ
３５ 抵抗
３６ 抵抗
３９ 基準電圧端子
４０ 制御端子
４１ 信号入力端子
４２ インピーダンス整合回路
４３ 第１の増幅器
４４ インピーダンス整合回路
４５ 第１のスイッチ
４６ インピーダンス整合回路
４７ 第２の増幅器
４８ インピーダンス整合回路
４９ 第２のスイッチ
５０ 第３のスイッチ
５１ 信号出力端子
５２ 電源端子
５３ 電源端子
５４ 制御端子
５５ 基準電圧端子
５６ ＧＮＤ端子
５７ ＧＮＤ端子
５８ 第４のスイッチ
６１ 端子
６２ キャパシタ
６３ 電界効果トランジスタ
６４ キャパシタ
６５ 端子
６６ 抵抗
６７ 抵抗
６８ 抵抗
６９ 基準電圧端子
７０ 制御端子
７１ 端子
７２ キャパシタ
７３ 電界効果トランジスタ
７４ キャパシタ
７５ 端子
７６ 抵抗
７７ 抵抗
７８ 抵抗
７９ 制御端子
８０ 基準電圧端子
１０１ 信号入力端子
１０２ 発振器
１０３ アップコンバータ
１０４ 高周波増幅回路
１０５ 高出力高周波増幅回路
１０６ デュプレクサ
１０７ アンテナ
１０８ 信号出力端子
１１１ 利得制御増幅器
１１２ ミキサ
１２１ 信号入力端子
１２２ インピーダンス整合回路
１２３ 増幅器
１２４ インピーダンス整合回路
１２５ アッテネータ
１２６ インピーダンス整合回路
１２７ 増幅器
１２８ インピーダンス整合回路
１２９ 信号出力端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯電話端末等の移動体通信端末の送信部の高周波回路部に設けられて高周波信号を増幅する高周波増幅回路および、それを用いた移動体通信端末に関するものである。特に、制御電圧により、利得制御を行い、また利得制御に連動して動作電流を制御する高周波増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
最近、移動体通信分野では、通信方式としてＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ ）方式が世界標準となりつつある。このような通信方式では、通話品質を確保するために、通話時の符号誤り率の増加を防ぐ必要があり、携帯電話端末と基地局の距離に対応した高精度な出力調整が必要不可欠である。
【０００３】
ここで、ＣＤＭＡ方式に対応した携帯電話端末に使用される利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路にも、リニアリティに優れた利得制御が強く要望されている。また、ＣＤＭＡ方式では携帯電話端末から基地局間でデータのやり取りを常時行う必要があるため、携帯電話端末の通話時間を延長するためには、高周波回路ブロックの電流の削減が重要視されている。
【０００４】
以下、無線部の中の特に送信部において利得制御を行う、ＣＤＭＡ方式に対応した従来の代表的な携帯電話端末について説明する。
【０００５】
図６は従来の代表的な携帯電話端末の無線部の構成を示すブロック図である。図６において、携帯電話端末の無線部は、送信部２００、受信部３００、シンセサイザ部４００、共用器部５００からなる。
【０００６】
送信部２００は、中間周波数（例えば６００ＭＨｚ）の変調信号入力（中間周波数変調信号）を送信周波数（Ｗ−ＣＤＭＡ方式の場合には、約１．９ＧＨｚ）に変換するアップコンバータ２０１、アップコンバータ２０１の出力信号（１ｍＷ以下）を最大１０ｍＷ程度まで増幅する可変利得の高周波増幅回路２０２、高周波増幅回路２０２の出力信号（１０ｍＷ以下）を最大１Ｗ程度まで増幅する固定利得の高出力高周波増幅回路２０３、高出力高周波増幅回路２０３の出力を電波として送信するための共用器部５００へ供給するアイソレータ２０４で構成されている。
【０００７】
受信部３００は、共用器部５００で受信された受信信号を高周波増幅し、この受信信号とシンセサイザ部４００から供給される局部発振信号とを混合するフロントエンドＩＣ３０１、フロントエンドＩＣ３０１の出力信号から中間周波数信号を抽出するバンドパスフィルタ３０２で構成されている。
【０００８】
シンセサイザ部４００は、温度制御水晶発振器（ＴＣＸＯ）４０１、フェーズロックドループ（ＰＬＬ）回路４０２、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４０３で構成されている。
【０００９】
共用器部５００はアンテナ５０１、デュプレクサ５０２で構成されている。
【００１０】
図７は、図６に示したＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の無線部における送信部２００と共用器部５００に該当する部分のブロック図を示す。アイソレータについては図示を省略している。
【００１１】
図７において、信号入力端子１０１には音声等が変調された中間周波数変調信号が入力される。アップコンバータ１０３は、信号入力端子１０１からの中間周波数変調信号と、発振器１０２からの局部発振信号とが入力され、中間周波数を送信周波数に変換する。具体的には、アップコンバータ１０３では、中間周波数の信号（中間周波数変調信号）を利得制御増幅器１１１で増幅し、利得制御増幅器１１１の出力信号と発振器１０２からの局部発振信号とをミキサ１１２で混合することにより、中間周波数を送信周波数に変換する。
【００１２】
ここで、ミキサ１１２に入力される、中間周波数変調信号の周波数をｆｉｆ、発振器１０２の局部発振周波数をｆｌｏ、送信信号の周波数をｆｃ とすると、送信信号の周波数は、
ｆｃ ＝ｆｌｏ±ｆｉｆ
の関係になり、ミキサ１１２より周波数ｆｃ として出力される。なお、中間周波数および送信信号周波数は前述したものが例としてあげられる。
【００１３】
高周波増幅回路１０４は、利得制御機能を内蔵し、送信周波数の信号を最大１０ｍＷ程度まで増幅する。高出力高周波増幅回路１０５は、高周波増幅回路１０４の出力信号（送信周波数の信号）をさらに最大１Ｗ程度まで増幅する増幅回路である。
【００１４】
デュプレクサ１０６は、高出力高周波増幅回路１０５から出力される送信信号をアンテナ１０７へ送り、アンテナ１０７で受信した受信信号を信号出力端子１０８へ送る機能を有する。具体的には、デュプレクサ１０６は、信号を端子１０６ａ→端子１０６ｂの方向は通過させ、端子１０６ｂ→端子１０６ａの方向は阻止し、端子１０６ｂ→端子１０６ｃの方向は通過させ、端子１０６ｃ→端子１０６ｂの方向は阻止し、端子１０６ａ→端子１０６ｃの方向は阻止し、端子１０６ｃ→端子１０６ａの方向は阻止する機能を持つ。
【００１５】
ここで、ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の動作について説明する。信号入力端子１０１より入力された中間周波数変調信号は、アップコンバータ１０３に内蔵された利得制御増幅器１１１により増幅され、発振器１０２とアップコンバータ１０３に内蔵されたミキサ１１２により、所定の送信周波数の送信信号へ周波数変換される。その送信信号は高周波増幅回路１０４により１０ｍＷ程度まで増幅され、高出力高周波増幅回路１０５によりさらに最大１Ｗ程度まで増幅される。
【００１６】
そして、端子１０６ａよりデュプレクサ１０６に入った送信信号は、端子１０６ｂより出て、アンテナ１０７へ送られ、アンテナ１０７より送信電波として出力される。また、アンテナ１０７で受信された受信信号は、端子１０６ｂよりデュプレクサ１０６に入り、端子１０６ｃから出て、信号出力端子１０８へ送られる。
【００１７】
以上のような図７の構成にて、利得制御は、アップコンバータ１０３に内蔵された利得制御増幅器１１１と、高周波増幅回路１０４の利得制御機能を用いて実現してきた。具体的には、アップコンバータ１０３内の利得制御増幅器１１１でリニアリティの高い利得制御を行い、高周波増幅回路１０４で２ステップ程度の段階的な利得制御を行う。
【００１８】
つぎに、図７に示された利得制御機能を有する高周波増幅回路１０４の具体的な構成を図８を参照しながら説明する。この高周波増幅回路１０４は、図８に示すように、信号入力端子１２１から入力された高周波信号がインピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路１２２を介して増幅器１２３に加えられ、この増幅器１２３で増幅される。増幅器１２３の出力信号は、インピーダンス整合回路１２４を介してアッテネータ１２５に加えられ、アッテネータ１２５で制御端子１２５ａに加えられる制御電圧に応じた減衰量で減衰する。アッテネータ１２５の出力信号は、インピーダンス整合回路１２６を介して増幅器１２７に加えられ、この増幅器１２７で増幅される。増幅器１２７の出力信号は、インピーダンス整合回路１２８を介して信号出力端子１２９へ送られる。
【００１９】
上記したように、図８の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４では、制御電圧によってアッテネータ１２５の減衰量を例えば２ステップに調整することにより、利得制御を行っている。
【００２０】
図９（ａ）は、上述した図８の高周波増幅回路１０４における制御電圧と出力電力の関係を示し、図９（ｂ）は同高周波増幅回路１０４における制御電圧と高周波増幅回路１０４に電圧Ｖｄｄの電源から供給される動作電流の関係を示したグラフである。ただし、高周波増幅回路１０４に入力される電力は一定にしている。
【００２１】
高周波増幅回路１０４の制御電圧の範囲を図中のようにａ，ｂ，ｃのように定義すると、図９（ａ）に示される高周波増幅回路１０４の制御電圧と高周波増幅回路１０４の出力電力との関係においては、制御電圧がａ，ｃの範囲では、出力電力は制御電圧の変化に対して一定である。また、制御電圧がｂの範囲では、入力される制御電圧の変化に対応して出力電力が変化している。
【００２２】
ところが、図９（ｂ）に示される高周波増幅回路１０４の制御電圧と高周波増幅回路１０４の動作電流の関係においては、制御電圧がａ，ｂ，ｃのいずれの範囲の場合も高周波増幅回路１０４の動作電流は変化していない。
【００２３】
結局、この高周波増幅回路１０４では、制御電圧により出力電力を大小に制御しても、その動作電流はほとんど変化していない。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
一般的に増幅回路では、大きな出力電力を得ようとすれば、増幅回路の動作電流は大きくなる。図９において、制御電圧がａ，ｃの範囲で、出力電力と動作電流の関係を考えてみると、制御電圧がａの範囲では、制御電圧がｃの範囲の出力電力より高周波増幅回路１０４の出力電力は小さい。そのため、制御電圧がａの範囲では、動作電圧がｃの範囲より動作電流を削減できると考えられる。
【００２５】
しかしながら、上述した従来の高周波増幅回路１０４では、制御電圧がａの範囲の動作電流を、動作電圧がｃの範囲の動作電流より少なくはしていない。その理由は以下に述べる通りである。
【００２６】
増幅器１２７は、例えば電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと略す）で構成する。この場合、ＦＥＴのゲート電極に印加するゲート電圧（以下、バイアスと記す）を変化させて、ソース・ドレイン間の電流（以下、動作電流と記す）を制御する。
【００２７】
高周波増幅回路１０４において、アッテネータ１２５の減衰量を大きくして出力電力を小さくしたときに、アッテネータ１２５の後段にある増幅器１２７のバイアスを変化させれば、出力電力を小さくしたときに増幅器１２７の動作電流を少なくでき、高周波増幅回路１０４の動作電流を少なくできる。
【００２８】
ところが、増幅器１２７のバイアスを変化させて増幅器１２７の動作電流を少なくすると、増幅器１２７の歪が増大することになる。増幅器１２７の歪を増大させることなくバイアスを変化させるには、バイアス回路の構成が複雑となり、高周波増幅回路１０４の回路規模が大幅に増大し、集積回路化する場合に実装面積が大きくなるという問題が生じる。実装面積の増大は携帯電話端末の小型軽量化の流れに反し、好ましくない。そのため、低出力時にも動作電流を減少させない回路構成が採用されていた。
【００２９】
しかしながら、ＣＤＭＡ方式の携帯電話端末の場合、現在のデジタル携帯電話で主として用いられるＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式の携帯電話端末とは異なり、通話中連続的に基地局との間で通信を行う必要があるため、消費電力が大きくなる傾向にある。そのため、限られた容量のバッテリで、より長時間の使用を可能とするためには、実使用時の大部分を占める低出力時に動作電流を減少させることが好ましい。しかも、それを小型軽量化の流れに反することなく実現することが要求される。
【００３０】
したがって、本発明の目的は、低出力時の歪を増大を回避するための回路規模の増大を生じることなく、低出力時の動作電流を減少させることができる高周波増幅回路およびそれを用いた移動体通信端末を提供することである。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
本発明による第１の高周波増幅回路は、信号入力端子および信号出力端子と、信号入力端子に接続された入力端子から信号入力して出力端子から増幅信号を出力する第１の増幅器と、第１の増幅器の出力端子に共通端子が接続された第１の切替スイッチと、第１の切替スイッチの一方の切替端子に入力端子が接続され該入力端子から信号入力し出力端子から動作電流を増幅信号として出力する第２の増幅器と、信号出力端子に共通端子が接続され第２の増幅器の出力端子に一方の切替端子が接続され第１の切替スイッチの他方の切替端子にのみ他方の切替端子が接続された第２の切替スイッチとを備えている。
【００３２】
そして、第１のモードでは、第１の切替スイッチおよび第２の切替スイッチの各々は一方の切替端子側への切替動作を行い、第２の増幅器に所定の電源電圧を印加することにより第２の増幅器から増幅信号を出力し、第２のモードでは、第１の切替スイッチおよび第２の切替スイッチの各々は他方の切替端子側への切替動作を行い、第２の増幅器には電源電圧の供給を停止あるいは遮断することにより動作電流を流さないようにしている。
【００３３】
この構成によれば、第１および第２の切替スイッチを一方の切替端子側へ切り替えたときには、信号入力端子に入力された高周波信号は第１の増幅器で増幅された後さらに第２の増幅器で増幅され、その後信号出力端子より高出力の高周波信号として出力される。
【００３４】
一方、第１および第２の切替スイッチを他方の切替端子側へ切り替えたときには、信号入力端子に入力された高周波信号は第１の増幅器で増幅された後第２の増幅器は通らずにバイパスされ、信号出力端子より低出力の高周波信号として出力される。このとき、第２の増幅器への電源電圧は供給が停止あるいは遮断されているので、第２の増幅器には動作電流は流れない。その結果、低出力時の動作電流を減少させることができる。また、第２の増幅器をバイパスすることで低出力動作をさせるので、第２の増幅器の歪の問題を考慮してバイアス回路を複雑化する場合のような回路規模の大幅な増大は生じない。
【００３５】
また、電源供給が停止あるいは遮断されて出力インピーダンスが動作時とは異なる値に変化した第２の増幅器は、第１および第２の切替スイッチによって信号入力端子から信号出力端子へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子の部分で第２の増幅器が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【００３６】
上記構成において、制御電圧に応答して、一方の切替端子側あるいは他方の切替端子側へ切り替わるように第１および第２の切替スイッチを構成し、制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給するようにしてもよい。
【００３７】
この構成によれば、制御電圧の入力端子と第２の増幅器の電源電圧の入力端子とを共用できるので、端子数を削減することが可能となる。
【００３８】
また、第１および第２の切替スイッチは各々、例えば共通端子にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、一方の切替端子にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第１の電界効果トランジスタと、共通端子にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、他方の切替端子にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第２の電界効果トランジスタとを有し、第１の電界効果トランジスタはゲート端子に制御電圧が加えられるとともに、ソース端子に基準電圧が加えられ、第２の電界効果トランジスタはゲート端子に基準電圧が加えられるとともに、ソース端子に制御電圧が加えられるようになっている。
【００３９】
この構成によれば、第１および第２の電界効果トランジスタのオンオフを切り替えるための制御電圧と基準電圧とを、第１および第２の電界効果トランジスタで共通にすることができ、端子数を削減することができる。
【００４０】
また、基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成するようにしてもよい。
【００４１】
この構成によれば、基準電圧の入力端子を別に設ける必要がないので、端子数を削減することが可能となる。
【００４２】
また、第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より高く設定することも可能である。
【００４３】
この構成によれば、第１および第２の電界効果トランジスタがオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができるので、第１および第２の電界効果トランジスタをオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【００４４】
本発明による第２の高周波増幅回路は、信号入力端子および信号出力端子と、信号入力端子に接続された入力端子から信号入力して出力端子から増幅信号を出力する第１の増幅器と、第１の増幅器の出力端子に一方の端子が接続された第１のスイッチと、第１のスイッチの他方の端子に入力端子が接続され該入力端子から信号入力し出力端子から動作電流を増幅信号としてを出力する第２の増幅器と、第２の増幅器の出力端子に一方の端子が接続され信号出力端子に他方の端子が接続された第２のスイッチと、第１の増幅器の出力端子に一方の端子が接続され信号出力端子に他方の端子が接続された第３のスイッチとを備えている。
【００４５】
そして、第１のモードでは、第１のスイッチおよび第２のスイッチの各々は導通させるとともに第３のスイッチは開放させ、第２の増幅器に所定の電源電圧を印加することにより第２の増幅器から増幅信号を出力し、第２のモードでは、第１のスイッチおよび第２のスイッチの各々は開放させるとともに第３のスイッチを導通させ、第２の増幅器には電源電圧の供給を停止あるいは遮断することにより動作電流を流さないようにしている。
【００４６】
この構成によれば、第１および第２のスイッチを導通させ、第３のスイッチを開放したときには、信号入力端子に入力された高周波信号は第１の増幅器で増幅された後さらに第２の増幅器で増幅され、その後信号出力端子より高出力の高周波信号として出力される。
【００４７】
一方、第１および第２のスイッチを開放し、第３のスイッチを導通させたときには、信号入力端子に入力された高周波信号は第１の増幅器で増幅された後第２の増幅器は通らずにバイパスされ、信号出力端子より低出力の高周波信号として出力される。このとき、第２の増幅器への電源電圧は供給が停止あるいは遮断されているので、第２の増幅器には動作電流は流れない。その結果、低出力時の動作電流を減少させることができる。また、第２の増幅器をバイパスすることで低出力動作をさせるので、第２の増幅器の歪の問題を考慮してバイアス回路を複雑化する場合のような回路規模の大幅な増大は生じない。
【００４８】
また、電源供給が停止あるいは遮断されて出力インピーダンスが動作時とは異なる値に変化した第２の増幅器は、第１および第２のスイッチによって信号入力端子から信号出力端子へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子の部分で第２の増幅器が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【００４９】
上記構成において、制御電圧に応答して、第１および第２のスイッチが導通したときには第３のスイッチが開放し、第１および第２のスイッチが開放したときには第３のスイッチが導通し、制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給するようにしてもよい。
【００５０】
この構成によれば、制御電圧の入力端子と第２の増幅器の電源電圧の入力端子とを共用できるので、端子数を削減することが可能となる。
【００５１】
また、第１および第２のスイッチは各々、例えば一端にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、他端にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第１の電界効果トランジスタを有し、第３のスイッチは、一端にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、他端にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第２の電界効果トランジスタを有し、第１の電界効果トランジスタはゲート端子に制御電圧が加えられるとともに、ソース端子に基準電圧が加えられ、第２の電界効果トランジスタはゲート端子に基準電圧が加えられるとともに、ソース端子に制御電圧が加えられるようになっている。
【００５２】
この構成によれば、第１および第２の電界効果トランジスタのオンオフを切り替えるための制御電圧と基準電圧とを、第１および第２の電界効果トランジスタで共通にすることができ、端子数を削減することができる。
【００５３】
また、基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成するようにしてもよい。
【００５４】
この構成によれば、基準電圧の入力端子を別に設ける必要がないので、端子数を削減することが可能となる。
【００５５】
また、第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より、第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ高く設定することも可能である。
【００５６】
この構成によれば、第１および第２の電界効果トランジスタがオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができるので、第１および第２の電界効果トランジスタをオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【００５７】
上記第３のスイッチは、第１の増幅器の出力端子と信号出力端子との間に複数個が直列接続された状態で設けられていてもよい。
【００５８】
この構成によれば、第３のスイッチの両端子間のアイソレーションを、第３のスイッチが１個の場合に比べて向上させることができる。その結果、第１の増幅器の出力端子と信号出力端子との間、すなわち第１のスイッチの一方の端子と信号出力端子との間のアイソレーションを向上させることができ、第２の増幅器の異常発振等の不安定動作を回避することができる。
【００５９】
本発明による第１の移動体通信端末は、送信部に該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を備えた高周波増幅回路を有する移動体通信端末であり、高周波増幅回路が本発明の第１の高周波増幅回路と同じ構成になっている。
【００６０】
この構成によれば、本発明の第１の高周波増幅回路と同様の作用を有する。
本発明による第２の移動体通信端末は、送信部に該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を備えた高周波増幅回路を有する移動体通信端末であり、高周波増幅回路が本発明の第２の高周波増幅回路と同じ構成となっている。
【００６１】
この構成によれば、本発明の第２の高周波増幅回路と同様の作用を有する。
【００６２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態の高周波増幅回路およびそれを用いた携帯電話端末について図面を参照しながら説明する。
【００６３】
〔第１の実施の形態〕
図１は、本発明の第１の実施の形態における高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。図１の高周波増幅回路は、図７に示した従来の携帯電話端末の送信部のブロック図において、該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４に対応している。すなわち、本発明の実施の形態の携帯電話端末では、図７に示した従来の携携帯電話端末の送信部において、高周波増幅回路１０４に代えて図１の高周波増幅回路を用いている。
【００６４】
以下、図１の高周波増幅回路について詳しく説明する。図１において、信号入力端子１には、インピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路２の入力端子が接続されている。インピーダンス整合回路２の出力端子には、第１の増幅器３の入力端子が接続されている。第１の増幅器３の出力端子には、インピーダンス整合回路４の入力端子が接続されている。
【００６５】
インピーダンス整合回路４の出力端子には、第１の切替スイッチ５の共通端子５ａが接続されている。第１の切替スイッチ５の一方の切替端子５ｂにはインピーダンス整合回路６の入力端子が接続されている。インピーダンス整合回路６の出力端子には、第２の増幅器７の入力端子が接続されている。第２の増幅器７の出力端子には、インピーダンス整合回路８の入力端子が接続されている。
【００６６】
インピーダンス整合回路８の出力端子には、第２の切替スイッチ９の一方の切替端子９ｂが接続されている。第２の切替スイッチ９の他方の切替端子９ｃには、第１の切替スイッチ５の他方の切替端子５ｃが接続されている。第２の切替スイッチ９の共通端子９ａには、信号出力端子１０が接続されている。
【００６７】
電源電圧Ｖｄｄ１ が印加される電源端子１１には、第１の増幅器３の電源端子が接続されている。電源電圧Ｖｄｄ２ が印加される電源端子１２には、第２の増幅器７の電源端子が接続されている。制御電圧Ｖｃ が印加される制御端子１３は、第１の切替スイッチ５の制御端子５ｄと、第２の切替スイッチ９の制御端子９ｄとにそれぞれ接続されている。基準電圧Ｖｒｅｆ が印加される基準電圧端子１４は、第１の切替スイッチ５の基準電圧端子５ｅと、第２の切替スイッチ９の基準電圧端子９ｅとにそれぞれ接続されている。ＧＮＤ（グラウンド）端子１５は、第１の増幅器３の接地端子に接続されている。ＧＮＤ端子１６は、第２の増幅器７の接地端子に接続されている。
【００６８】
ここで、第２の増幅器７としては、例えば、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）が用いられ、第２の増幅器７の入力端子、電源端子、および接地端子は、それぞれＦＥＴのゲート電極、ドレイン電極、ソース電極に対応する。第２の増幅器７であるＦＥＴの信号の増幅作用は、ＦＥＴのゲート端子に電圧信号を入力し、ソースとドレイン間に流れる動作電流を出力信号として取り出すことにより実現している。ＦＥＴの動作電流の制御は、ゲートとソース間の電位の変化や、ドレインとソース間の電位の変化により実現している。また、第２の増幅器７としては、例えばバイポーラトランジスタを用いてもよい。先の説明でのゲート、ドレイン、ソース電極をそれぞれベース、コレクタ、エミッタ電極に置き換えて考えることができる。
【００６９】
以下の説明では、第２の増幅器７としてはＦＥＴを考える。そして、電源端子１２に印加される電源電圧Ｖｄｄ２ は、制御電圧Ｖｃ に連動して変化させる。制御電圧Ｖｃ を第１の電圧に制御して第１および第２の切替スイッチ５，９が一方の切替端子５ｂ，９ｂ側に切り替えられたときには、第２の増幅器７が信号増幅を行い第２の増幅器７に動作電流が流れるような電源電圧Ｖｄｄ２ に設定される。制御電圧Ｖｃ を第２の電圧に制御して第１および第２の切替スイッチ５，９が他方の切替端子５ｃ，９ｃ側に切り替えられたときには、第２の増幅器７が信号増幅を行わず第２の増幅器７に動作電流が流れないような電源電圧Ｖｄｄ２ に設定（例えば接地端子に印加される接地電位の０Ｖに設定して電源供給を停止）、あるいは電源電圧Ｖｄｄ２から切り離し（遮断）を行う。
【００７０】
つぎに、上記図１の回路の動作について簡単に説明する。制御電圧Ｖｃ と基準電圧Ｖｒｅｆ の関係を所定の状態に設定することによって、第１および第２の切替スイッチ５，９を一方の切替端子５ｂ，９ｂ側へ切り替えたときには、信号入力端子１に入力された高周波信号は、インピーダンス整合回路２を通り、第１の増幅器３で増幅された後、インピーダンス整合回路４，第１の切替スイッチ５およびインピーダンス整合回路６を通り、さらに第２の増幅器７で増幅され、その後、インピーダンス整合回路８および第２の切替スイッチ９を通り、信号出力端子１０より高出力の高周波信号として出力される。
【００７１】
一方、第１および第２の切替スイッチ５，９を他方の切替端子５ｃ，９ｃ側へ切り替えたときには、信号入力端子１に入力された高周波信号は、インピーダンス整合回路２を通り、第１の増幅器３で増幅された後、インピーダンス整合回路４および第１の切替スイッチ５を通り、第２の増幅器７は通らずにバイパスされ、第２の切替スイッチ９を通り、信号出力端子１０より低出力の高周波信号として出力される。
【００７２】
このとき、第２の増幅器７への電源電圧Ｖｄｄ２ は接地電位の０Ｖに設定あるいは遮断されているので、第２の増幅器７には動作電流は流れない。その結果、低出力時の動作電流を減少させることができる。また、第２の増幅器７をバイパスすることで低出力動作をさせるので、第２の増幅器７の歪の問題を考慮してバイアス回路を複雑化する場合のような回路規模の大幅な増大は生じない。
【００７３】
また、電源供給が停止あるいは遮断されて出力インピーダンスが動作時とは異なる値に変化した第２の増幅器７は、第１および第２の切替スイッチ５，９によって信号入力端子１から信号出力端子１０へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子１０の部分で第２の高周波増幅器７が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【００７４】
図２に、図１の第１および第２の切替スイッチ５，９の具体的な回路構成を示す。この例では、第１および第２の切替スイッチ５，９は同じ回路構成となっている。図２において、一方の切替端子２２（切替端子５ｂ，９ｂに対応する）には、キャパシタ２５の一端が接続されている。キャパシタ２５の他端には、抵抗２９の一端および電界効果トランジスタ２６のソース端子が接続されている。電界効果トランジスタ２６のソース端子およびドレイン端子間には、抵抗２７が接続されている。電界効果トランジスタ２６のゲート端子には、抵抗３０の一端が接続されている。電界効果トランジスタ２６のドレイン端子には、キャパシタ２８の一端が接続されている。キャパシタ２８の他端には、共通端子２１（共通端子５ａ，９ａに対応する）が接続されている。
【００７５】
他方の切替端子２３（切替端子５ｃ，９ｃに対応する）には、キャパシタ３４の一端が接続されている。キャパシタ３４の他端には、抵抗３５の一端および電界効果トランジスタ３２のソース端子が接続されている。電界効果トランジスタ３２のソース端子およびドレイン端子間には、抵抗３３が接続されている。電界効果トランジスタ３２のゲート端子には、抵抗３６の一端が接続されている。電界効果トランジスタ３２のドレイン端子には、キャパシタ３１の一端が接続されている。キャパシタ３１の他端には、共通端子２１が接続されている。
【００７６】
基準電圧端子３９（基準電圧端子５ｅ，９ｅに対応する）には、抵抗２９の他端および抵抗３６の他端がそれぞれ接続されている。制御端子４０（制御端子５ｄ，９ｄに対応する）には、抵抗３０の他端および抵抗３５の他端がそれぞれ接続されている。
【００７７】
なお、電界効果トランジスタ２６，３２は、ソース端子およびドレイン端子の位置が逆になっていてもよい。
【００７８】
以上のように構成されたこの実施の形態の高周波増幅回路について、以下にその動作を説明する。
【００７９】
図１における第１および第２の切替スイッチ５，９について説明すると、図２の回路は、基準電圧端子３９と制御端子４０との電圧値により、スイッチ動作をする。上述したように、図１の第１の切替スイッチ５の共通端子５ａ、一方の切替端子５ｂ、他方の切替端子５ｃはそれぞれ図２の共通端子２１、一方の切替端子２２、他方の切替端子２３に対応している。また、図１の第２の切替スイッチ９の共通端子９ａ、一方の切替端子９ｂ、他方の切替端子９ｃはそれぞれ図２の共通端子２１、一方の切替端子２２、他方の切替端子２３に対応している。また、図１の第１および第２の切替スイッチ５，９の基準電圧端子５ｄ，９ｄは、図２の基準電圧端子３９に対応し、第１および第２の切替スイッチ５，９の制御端子５ｅ，９ｅは、図２の制御端子４０に対応している。
【００８０】
図２の回路構成でスイッチ動作を行わせる場合、制御端子４０および基準電圧端子３９に印加する電圧と、共通端子２１と一方の切替端子２２および他方の切替端子２３の間の導通／開放の関係はつぎのようになる。
【００８１】
Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜ ：共通端子２１−切替端子２２間 開放
Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ：共通端子２１−切替端子２２間 導通
Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ ：共通端子２１−切替端子２３間 導通
Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜ ：共通端子２１−切替端子２３間 開放
ただし、Ｖｐ は電界効果トランジスタ２６，３２のしきい値電圧である。
【００８２】
なお、制御電圧Ｖｃ が基準電圧Ｖｒｅｆ に対して
Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜≦Ｖｃ ≦Ｖｒｅｆ
の関係にあるときは、共通端子２１−切替端子２２間が導通と開放の中間の状態になっている。また、
Ｖｒｅｆ ≦Ｖｃ ≦Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜
の関係にあるときは、共通端子２１−切替端子２３間が導通と開放の中間の状態になっている。
【００８３】
図２の回路構成のように、基準電圧端子３９と制御端子４０を電界効果トランジスタ２６，３２のゲート端子とソース端子にそれぞれ対称的に接続することにより、複数の制御端子を設けることなく、各々の切替スイッチ５，９における複数（２つ）の経路の選択を一つの制御端子により容易に実現でき、制御端子の数を減少させることができる。
【００８４】
また、図２において、電界効果トランジスタ２６および電界効果トランジスタ３２のソース端子およびドレイン端子間がそれぞれ、抵抗２７、抵抗３３で接続され、ほぼ同電位になっているため、電界効果トランジスタ２６および電界効果トランジスタ３２のソース端子にそれぞれ接続されている抵抗２９および抵抗３５は、電界効果トランジスタ２６および電界効果トランジスタ３２のドレイン端子側に接続してもよい。これにより、回路のレイアウトの自由度が向上する。
【００８５】
つぎに、図１の回路での高周波増幅回路の利得制御について説明する。一例として、電源端子１１および電源端子１２に加える電源電圧Ｖｄｄ１ ，Ｖｄｄ２ を３Ｖに設定し、制御端子１３に加える制御電圧Ｖｃ を３Ｖ、基準電圧端子１４に加える基準電圧Ｖｒｅｆ を１．５Ｖに設定したとする。また、電界効果トランジスタ２６，３２のしきい値電圧Ｖｐ を−０．６Ｖとする。
【００８６】
このとき、第１の切替スイッチ５の制御端子５ｄおよび第２の切替スイッチ９の制御端子９ｄには、制御端子１３より３Ｖの制御電圧Ｖｃ が供給され、第１の切替スイッチ５の基準電圧端子５ｅおよび第２の切替スイッチ９の基準電圧端子９ｅには、基準電圧端子１４より１．５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆ が供給される。このとき、Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ の関係が成り立ち、第１の切替スイッチの共通端子５ａと切替端子５ｂとの間、第２の切替スイッチ９の共通端子９ａと切替端子９ｂとの間が導通する。また、Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜の関係が成り立ち、第１の切替スイッチの共通端子５ａと切替端子５ｃとの間、第２の切替スイッチの共通端子９ａと切替端子９ｃとの間が開放する。
【００８７】
この状態のとき、高周波増幅回路に入力された信号は、信号入力端子１よりインピーダンス整合回路２に入力され第１の増幅器３、インピーダンス整合回路４、第１の切替スイッチ５の共通端子５ａ−切替端子５ｂ間を順次通過し、さらにインピーダンス整合回路６、第２の増幅器７、インピーダンス整合回路８、第２の切替スイッチ９の切替端子９ｂ−共通端子９ａ間を順次通過して、信号出力端子１０より出力される。
【００８８】
ここで、インピーダンス整合回路２の入力端子より、インピーダンス整合回路２、第１の増幅器３、インピーダンス整合回路４の出力までの回路の利得をＧ１、インピーダンス整合回路６、第２の増幅器７、インピーダンス整合回路８の出力端子までの回路の利得をＧ２ 、第１の切替スイッチ５の共通端子５ａ−切替端子５ｂ間、共通端子５ａ−切替端子５ｃ間、第２の切替スイッチ９の共通端子９ａ−切替端子９ｂ間、共通端子９ａ−切替端子９ｃ間の信号ロスをそれぞれＬとする。
【００８９】
この場合、図１の高周波増幅回路の利得ＰＧ１ は、つぎの式のようになる。
【００９０】
ＰＧ１ ＝Ｇ１ ＋Ｇ２ −２Ｌ・・・（１）
つぎに、電源端子１１に加える電源電圧Ｖｄｄ１ を３Ｖ，電源端子１２に加える電源電圧Ｖｄｄ２ を０Ｖに設定し、制御端子１３に加える制御電圧を０Ｖ、基準電圧端子１４に加える基準電圧を１．５Ｖに設定したとする。
【００９１】
このとき、第１の切替スイッチ５の制御端子５ｄおよび第２の切替スイッチ９の制御端子９ｄには、制御端子１３より０Ｖの制御電圧Ｖｃ が供給され、第１の切替スイッチ５の基準電圧端子５ｅおよび第２の切替スイッチ９の基準電圧端子９ｅには、基準電圧端子１４より１．５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆ が供給される。このとき、Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ の関係が成り立ち、第１の切替スイッチの共通端子５ａと切替端子５ｃとの間、第２の切替スイッチ９の共通端子９ａと切替端子９ｃとの間が導通する。また、Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜の関係が成り立ち、第１の切替スイッチの共通端子５ａと切替端子５ｂとの間、第２の切替スイッチの共通端子９ａと切替端子９ｂとの間が開放する。
【００９２】
この状態のとき、高周波増幅回路に入力された信号は、信号入力端子１よりインピーダンス整合回路２に入力され第１の増幅器３、インピーダンス整合回路４、第１の切替スイッチ５の共通端子５ａ−切替端子５ｃ間を順次通過し、さらに第２の切替スイッチ９の切替端子端子９ｃ−共通端子９ａ間を通過して、信号出力端子１０より出力される。
【００９３】
この場合、図１の高周波増幅回路の利得ＰＧ２ は、つぎの式のようになる。
【００９４】
ＰＧ２ ＝Ｇ１ −２Ｌ ・・・（２）
図１の高周波増幅回路は、制御端子１３に印加する制御電圧Ｖｃ を切り替えることで、式（１）および式（２）より明らかなように、利得をＧ２ だけ変化させることができる。
【００９５】
さらに、制御端子１３に加える制御電圧Ｖｃ を０Ｖに設定することと連動して、第２の増幅器７の電源端子１２に加える電源電圧Ｖｄｄ２ を０Ｖに設定あるいは遮断することにより、第２の増幅器７の動作電流を零にすることができる。
【００９６】
つまり、制御端子１３に加える制御電圧Ｖｃ の切替と、第２の増幅器７の電源端子１２への電源電圧Ｖｄｄ２ の印加とを連動させることにより、利得を減衰させたときの動作電流を低減することができる。なお、上記で説明したように、制御電圧Ｖｃ が０Ｖのとき、第２の増幅器７をバイパスする側に第１および第２の切替スイッチ５，９を切り替える場合には、上記制御端子１３と電源端子１２とを共通接続すればよく、この場合に端子数を削減することができる。
【００９７】
このとき、第２の増幅器７は、第１および第２の切替スイッチ５，９により、信号経路から切断されており、第２の増幅器７がオフ状態となり第２の増幅器７の出力インピーダンスが５０Ωからずれてしまっても、第１の増幅器３や信号出力端子１０に接続される素子には影響を及ぼさず、安定な増幅動作を実現することができる。
【００９８】
また、第１の増幅器３に給電するための電源端子１１に加えられる電源電圧Ｖｄｄ１ を基に基準電圧Ｖｒｅｆ を作成する基準電圧作成回路を設ければ、基準電圧端子１４を省くことができ、端子数を削減することができる。
【００９９】
さらに、この高周波増幅回路で増幅回路内部の増幅器の利得と出力電力を上昇させることにより、図７の従来の携帯電話端末の送信部のブロック図の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４と高出力高周波増幅回路１０５の役割を１つの高周波増幅回路で実現できる。
【０１００】
また、第１の電界効果トランジスタ２６のソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２のしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタ３２のゲート端子に加える基準電圧より高く設定することも可能である。
【０１０１】
例えば、上記のしきい値電圧が−０．６Ｖであるときには、第１の電界効果トランジスタ２６のソース端子に加える基準電圧Ｖｒｅｆ１を１．８Ｖとし、第２の電界効果トランジスタ３２のゲート端子に加える基準電圧Ｖｒｅｆ２を１．２Ｖとすると、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２がオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができる。つまり、第１の電界効果トランジスタ２６のオンが確定する電圧と第２の電界効果トランジスタ３２のオフが確定する電圧とを同じ電圧にすることができ、第１の電界効果トランジスタ２６のオフが確定する電圧と第２の電界効果トランジスタ３２のオンが確定する電圧とを同じ電圧にすることができる。
【０１０２】
制御電圧は、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２がオンオフの中間の状態となる電圧範囲を避けて設定することが必要であるが、上記のようにすると、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２へ加える基準電圧が同じ値である場合に比べて、第１および第２の電界効果トランジスタ２６，３２をオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【０１０３】
先に説明したように同一の基準電圧を用いると、基準電圧が１．５Ｖの場合、制御電圧Ｖｃ の上側の値は２．１Ｖを超える値に設定する必要があり、制御電圧Ｖｃ の下側の値は０．９Ｖ未満の値に設定する必要があったが、上記のように基準電圧を一方は１．８Ｖ、他方は１．２Ｖとすると、制御電圧Ｖｃ の上側の値は１．８Ｖを超える値でよく、制御電圧Ｖｃ の下側の値は１．２Ｖ未満の値に設定すればよくなる。
【０１０４】
なお、実験の結果では、高周波増幅回路の入力電力を−２０ｄＢｍとしたとき、制御電圧により、出力電力が１０ｄＢｍ，０ｄＢｍというように、高周波増幅回路の利得を１０ｄＢ程度可変できた。このとき高周波増幅回路の動作電流は出力電力１０ｄＢｍの時４０ｍＡ、出力電力０ｄＢｍの時１５ｍＡとなり、出力電力に応じて制御できた。また、高周波増幅回路の出力端子のインピーダンスも出力電力１０ｄＢｍ、出力電力０ｄＢｍ、いずれの場合も電圧定在波比で２以下であり、信号出力端子のインピーダンスも５０Ωからずれていなかった。
【０１０５】
〔第２の実施の形態〕
図３は、本発明の第２の実施の形態における高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。図３の高周波増幅回路は、図７に示した従来の携帯電話端末の送信部のブロック図において、該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４に対応している。すなわち、本発明の実施の形態の携帯電話端末では、図７に示した従来の携携帯電話端末の送信部において、高周波増幅回路１０４に代えて図３の高周波増幅回路を用いている。
【０１０６】
以下、図３の高周波増幅回路について詳しく説明する。図３において、信号入力端子４１には、インピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路４２の入力端子が接続されている。インピーダンス整合回路４２の出力端子には、第１の増幅器４３の入力端子が接続されている。第１の増幅器４３の出力端子には、インピーダンス整合回路４４の入力端子が接続されている。
【０１０７】
インピーダンス整合回路４４の出力端子には、第１のスイッチ４５の一方の端子４５ａと第３のスイッチ５０の一方の端子５０ａが接続されている。第１のスイッチ４５の他方の端子４５ｂには、インピーダンス整合回路４６の入力端子が接続されている。第３のスイッチ５０の他方の端子５０ｂには、信号出力端子５１が接続されている。
【０１０８】
インピーダンス整合回路４６の出力端子には、第２の増幅器４７の入力端子が接続されている。第２の増幅器４７の出力端子には、インピーダンス整合回路４８の入力端子が接続されている。
【０１０９】
インピーダンス整合回路４８の出力端子には、第２のスイッチ４９の一方の端子４９ａが接続されている。第２のスイッチ４９の他方の端子４９ｂには、信号出力端子５１が接続されている。
【０１１０】
電源電圧Ｖｄｄ１ が印加される電源端子５２には、第１の増幅器４３の電源端子が接続されている。電源電圧Ｖｄｄ２ が印加される電源端子５３には、第２の増幅器４７の電源端子が接続されている。制御電圧Ｖｃ が印加される制御端子５４は、第１のスイッチ４５の制御端子４５ｃ、第２のスイッチ４９の制御端子４９ｃ，第３のスイッチ５０の制御端子５０ｃにそれぞれ接続されている。基準電圧Ｖｒｅｆ が印加される基準電圧端子５５は、第１のスイッチ４５の基準電圧端子４５ｄ、第２のスイッチ４９の基準電圧端子４９ｄ、第３のスイッチ５０の基準電圧端子５０ｄにそれぞれ接続されている。ＧＮＤ端子５６は、第１の増幅器４３の接地端子に接続されている。ＧＮＤ端子５７は、第２の増幅器４７の接地端子に接続されている。
【０１１１】
ここで、第２の増幅器４７としては、例えば、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す）が用いられ、第２の増幅器４７の入力端子、電源端子、および接地端子は、それぞれＦＥＴのゲート電極、ドレイン電極、ソース電極に対応する。第２の増幅器４７であるＦＥＴの信号の増幅作用は、ＦＥＴのゲート端子に電圧信号を入力し、ソースとドレイン間に流れる動作電流を出力信号として取り出すことにより実現している。ＦＥＴの動作電流の制御は、ゲートとソース間の電位の変化や、ドレインとソース間の電位の変化により実現している。また、第２の増幅器４７としては、例えばバイポーラトランジスタを用いてもよい。先の説明でのゲート、ドレイン、ソース電極をそれぞれベース、コレクタ、エミッタ電極に置き換えて考えることができる。
【０１１２】
以下の説明では、第２の増幅器４７としてはＦＥＴを考える。そして、電源端子５３に印加される電源電圧Ｖｄｄ２ は、制御電圧Ｖｃ に連動して変化させる。制御電圧Ｖｃを第１の電圧に制御して第１および第２のスイッチ４５，４９が導通したときには、第２の増幅器４７が信号増幅を行い第２の増幅器４７に動作電流が流れるような電源電圧Ｖｄｄ２ に設定される。制御電圧Ｖｃ を第２の電圧に制御して第１および第２のスイッチ４５，４９が遮断したときには、第２の増幅器４７が信号増幅を行わず第２の増幅器４７に動作電流が流れないような電源電圧Ｖｄｄ２ に設定（例えば接地端子に印加される接地電位の０Ｖに設定して電源供給を停止）、あるいは電源電圧Ｖｄｄ２ から切り離し（遮断）を行う。
【０１１３】
つぎに、上記図３の回路の動作について簡単に説明する。制御電圧Ｖｃ と基準電圧Ｖｒｅｆ の関係を所定の状態に設定することによって、第１および第２のスイッチ４５，４９を導通させ、第３のスイッチ５０を開放させたときには、信号入力端子４１に入力された高周波信号は、インピーダンス整合回路４２を通り、第１の増幅器４３で増幅された後、インピーダンス整合回路４４、第１のスイッチ４５、インピーダンス整合回路４６を通り、さらに第２の増幅器４７で増幅され、その後インピーダンス整合回路４８、第２のスイッチ４９を通り、信号出力端子５１より高出力の高周波信号として出力される。
【０１１４】
一方、第１および第２のスイッチ４５，４９を開放させ、第３のスイッチ５０を導通させたときには、信号入力端子４１に入力された高周波信号は、インピーダンス整合回路４２を通り、第１の増幅器４３で増幅された後、インピーダンス整合回路４４、第３のスイッチ５０を通り、インピーダンス整合回路４６、第２の増幅器４７、インピーダンス整合回路４８は通らずにバイパスされ、信号出力端子５１より低出力の高周波信号として出力される。このとき、第２の増幅器４７への電源電圧Ｖｄｄ２ は０Ｖに設定あるいは遮断されているので、第２の増幅器４７には動作電流は流れない。その結果、低出力時の動作電流を減少させることができる。また、第２の増幅器４７をバイパスすることで低出力動作をさせるので、第２の増幅器４７の歪の問題を考慮してバイアス回路を複雑化する場合のような回路規模の大幅な増大は生じない。
【０１１５】
また、電源供給が停止あるいは遮断されて出力インピーダンスが動作時とは異なる値に変化した第２の増幅器４７は、第１および第２のスイッチ４５，４９によって信号入力端子４１から信号出力端子５１へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子５１の部分で第２の高周波増幅器４７が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【０１１６】
図４に、図３の第１および第２のスイッチ４５，４９の具体的な回路構成を示す。この例では、第１および第２のスイッチ４５，４９は同じ回路構成となっている。図４において、一方の端子６１（一方の端子４５ａ，４９ａに対応する）には、キャパシタ６２の一端が接続されている。キャパシタ６２の他端には、抵抗６７の一端および電界効果トランジスタ６３のソース端子が接続されている。電界効果トランジスタ６３のソース端子およびドレイン端子間には、抵抗６６が接続されている。電界効果トランジスタ６３のゲート端子には、抵抗６８の一端が接続されている。電界効果トランジスタ６３のドレイン端子には、キャパシタ６４の一端が接続され、キャパシタ６４の他端には、他方の端子６５（他方の端子４５ｂ，４９ｂに対応する）が接続されている。
【０１１７】
基準電圧端子６９（基準電圧端子４５ｃ，４９ｃに対応する）には、抵抗６７の他端が接続されている。制御端子７０（制御端子４５ｄ，４９ｄに対応する）には、抵抗６８の他端が接続されている。
【０１１８】
図５に、図３の第３のスイッチ５０の具体的な回路構成を示す。図５において、一方の端子７１（一方の端子５０ａに対応する）には、キャパシタ７２の一端が接続されている。キャパシタ７２の他端には、抵抗７７の一端および電界効果トランジスタ７３のソース端子が接続されている。電界効果トランジスタ７３のソース端子およびドレイン端子間には、抵抗７６が接続されている。電界効果トランジスタ７３のゲート端子には、抵抗７８の一端が接続されている。電界効果トランジスタ７３のドレイン端子には、キャパシタ７４の一端が接続され、キャパシタ７４の他端には、他方の端子７５（他方の端子５０ｂに対応する）が接続されている。
【０１１９】
基準電圧端子７９（基準電圧端子５０ｃに対応する）には、抵抗７７の他端が接続されている。制御端子８０（制御端子５０ｄに対応する）には、抵抗７８の他端が接続されている。
【０１２０】
なお、上記の電界効果トランジスタ６３，７３はソース端子、ドレイン端子の位置が逆であってもよい。
以上のように構成されたこの実施の形態の高周波増幅回路について、以下にその動作を説明する。
【０１２１】
まず、図３における第１および第２のスイッチ４５，４９について説明すると、図４の回路は、基準電圧端子６９と制御端子７０の電圧値により、スイッチ動作する。上述したように、図３の第１のスイッチ４５の各端子４５ａ，４５ｂはそれぞれ図４の端子６１，６５に対応し、同様にスイッチ４９の各端子４９ａ，４９ｂはそれぞれ図４の端子６１，６５に対応している。
【０１２２】
図４の回路構成でスイッチ動作を行わせる場合、制御端子７０および基準電圧端子６９に印加する電圧と、端子６１と端子６５の間の導通／開放の関係はつぎのようになる。
【０１２３】
Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜ ：端子６１−端子６５間 開放
Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ：端子６１−端子６５間 導通
ただし、Ｖｐ は電界効果トランジスタ６３のしきい値とする。
【０１２４】
なお、制御電圧Ｖｃ が基準電圧Ｖｒｅｆ に対して
Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜≦Ｖｃ ≦Ｖｒｅｆ
の関係にあるときは、端子６１−端子６５間が導通と開放の中間の状態になっている。
【０１２５】
つぎに、図３における第３のスイッチ５０について説明すると、図５の回路は、基準電圧端子８０と制御端子７９の電圧値により、スイッチ動作する。上述したように、図３の第３のスイッチ５０の各端子５０ａ，５０ｂはそれぞれ図５の端子７１，７５に対応している。
【０１２６】
図５の回路構成でスイッチ動作を行わせる場合、制御端子７９、基準電圧端子８０に印加する電圧と、端子７１と端子７５の間の導通／開放の関係はつぎのようになる。
【０１２７】
Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜ ：端子７１−端子７５間 開放
Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ ：端子７１−端子７５間 導通
ただし、Ｖｐ は電界効果トランジスタ７３のしきい値とする。
【０１２８】
なお、制御電圧Ｖｃ が基準電圧Ｖｒｅｆ に対して
Ｖｒｅｆ ≦Ｖｃ ≦Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜
の関係にあるときは、端子７１−端子７５間が導通と開放の中間の状態になっている。
【０１２９】
図４の回路構成のように、基準電圧端子６９と制御端子７０を電界効果トランジスタ６３のソース端子とゲート端子に接続する一方、図５の回路構成のように、基準電圧端子８０と制御端子７９を電界効果トランジスタ６３のゲート端子とソース端子に接続するというように、それぞれ対称的に接続することにより、複数の制御端子を設けることなく、各スイッチ４５，４９，５０における導通開放の切替を一つの制御端子により容易に実現でき、制御端子の数を減少させることができる。
【０１３０】
また、図４において、電界効果トランジスタ６３のソース端子およびドレイン端子間が抵抗６６により接続され、ほぼ同電位になっているため、抵抗６７は電界効果トランジスタ６３のドレイン端子に接続してもよい。これにより、回路のレイアウトの自由度が向上する。これは、図５の回路についても同様である。
【０１３１】
図４と図５の回路構成は、制御電圧と基準電圧端子を入れ替えた構成となっている。この構成により、スイッチ４５，４９の論理を反転したものがスイッチ５０の論理となるので、スイッチ４５，４９，５０の制御回路の簡素化が図れる。
【０１３２】
つぎに、図３の回路での高周波増幅回路の利得制御について説明する。一例として、電源端子５２および電源端子５３に加える電源電圧Ｖｄｄ１ ，Ｖｄｄ２ を３Ｖに設定し、制御端子５４に加える制御電圧Ｖｃ を３Ｖ、基準電圧端子５５に加える基準電圧Ｖｒｅｆ を１．５Ｖに設定したとする。また、電界効果トランジスタ６３，７３のしきい値を−０．６Ｖとする。
【０１３３】
このとき、第１のスイッチ４５の制御端子４５ｃ、第２のスイッチ４９の制御端子４９ｃ、および第３のスイッチ５０の制御端子５０ｃには、制御端子５４より３Ｖの制御電圧Ｖｃ が供給され、第１のスイッチ４５の基準電圧端子４５ｄ、第２のスイッチ４９の基準電圧端子４９ｄ、および第３のスイッチ５０の基準電圧端子５０ｄには、基準電圧端子５５より１．５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆ が供給される。このとき、Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ の関係が成り立ち、第１のスイッチ４５の端子４５ａと端子４５ｂとの間、第２のスイッチ４９の端子４９ａと端子４９ｂとの間が導通する。また、Ｖｃ ＞Ｖｒｅｆ ＋｜Ｖｐ ｜の関係より、第３のスイッチ５０の端子５０ａと端子５０ｂとの間が開放する。
この状態のとき、高周波増幅回路に入力された信号は、信号入力端子４１よりインピーダンス整合回路４２に入力され第１の増幅器４３、インピーダンス整合回路４４、第１のスイッチ４５の端子４５ａ−端子４５ｂ間を順次通過し、さらにインピーダンス整合回路４６、第２の増幅器４７、インピーダンス整合回路４８、第２のスイッチ４９の端子４９ａ−端子４９ｂ間を順次通過して、信号出力端子５１より出力される。
【０１３４】
ここで、インピーダンス整合回路４２の入力端子より、インピーダンス整合回路４２、第１の増幅器４３、インピーダンス整合回路４４の出力端子までの回路の利得をＧ３ 、インピーダンス整合回路４６、第２の増幅器４７、インピーダンス整合回路４８の出力端子までの回路の利得をＧ４ 、第１のスイッチ４５の端子４５ａ−端子４５ｂ間、第２のスイッチ４９の端子４９ａ−端子４９ｂ間、第３のスイッチ５０の端子５０ａ−端子５０ｂ間のロスをそれぞれＬ２ とする。
【０１３５】
この場合、図３の高周波増幅回路の利得ＰＧ３ は、つぎの式のようになる。
【０１３６】
ＰＧ３ ＝Ｇ３ ＋Ｇ４ −２Ｌ２ ・・・ （３）
つぎに、電源端子５２に加える電源電圧Ｖｄｄ１ を３Ｖ、電源端子５３に加える電源電圧Ｖｄｄ２ を０Ｖに設定し、制御端子５４に加える制御電圧Ｖｃ を０Ｖ、基準電圧端子５５に加える基準電圧Ｖｒｅｆ を１．５Ｖに設定したとする。電界効果トランジスタ６３，７３のしきい値を−０．６Ｖとする。
【０１３７】
このとき、第１のスイッチ４５の制御端子４５ｃ、第２のスイッチ４９の制御端子４９ｃ、第３のスイッチ５０の制御端子５０ｃには、制御端子５４より０Ｖの制御電圧Ｖｃ が供給され、第１のスイッチ４５の基準電圧端子４５ｄ、第２のスイッチ４９の基準電圧端子４９ｄ、第３のスイッチ５０の基準電圧端子５０ｄには、基準電圧端子５５より１．５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆ が供給され、Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ の関係が成り立ち、第３のスイッチ５０の端子５０ａと端子５０ｂとの間が導通し、Ｖｃ ＜Ｖｒｅｆ −｜Ｖｐ ｜の関係より第１のスイッチ４５の端子４５ａと端子４５ｂとの間、第２のスイッチ４９の端子４９ａと端子４９ｂとの間が開放する。
この状態のとき、高周波増幅回路に入力された信号は、信号入力端子４１よりインピーダンス整合回路４２に入力され第１の増幅器４３、インピーダンス整合回路４４、第３のスイッチ５０の端子５０ａ−端子５０ｂを順次通過し、信号出力端子４２より出力される。
【０１３８】
この場合、図３の高周波増幅回路の利得ＰＧ４ は、つぎの式のようになる。
【０１３９】
ＰＧ４ ＝Ｇ３ −Ｌ２ ・・・（４）
図３の高周波増幅回路は、制御端子５４に印加する制御電圧Ｖｃ を切り替えることにより、式（３）および式（４）より明らかなように、利得をＧ４ −Ｌ２ 変化させることができる。
【０１４０】
さらに、制御端子５４に加える制御電圧Ｖｃ を０Ｖに設定することと連動して第２の増幅器４７の電源端子５３に加える電源電圧Ｖｄｄ２ を０Ｖに設定あるいは遮断することにより、第２の増幅器４７の動作電流を零にすることができる。
【０１４１】
つまり、制御端子５４に加える制御電圧Ｖｃ の切替と、第２の増幅器４７の電源端子５３への電源電圧Ｖｄｄ２ の印加とを連動させることにより、利得を減衰させたときの動作電流を低減することができる。なお、上記で説明したように、制御電圧Ｖｃ が０Ｖのとき、第２の増幅器４７をバイパスする側に第１、第２および第３のスイッチ４５，４９，５０を切り替える場合には、上記制御端子５４と電源端子５３とを共通接続すればよく、この場合に端子数を削減することができる。
【０１４２】
このとき、第２の増幅器４７は、第１および第２のスイッチ４５，４９により、信号経路から切断されており、第２の増幅器４７がオフ状態となり第２の増幅器４７の出力インピーダンスが５０Ωからずれてしまっても、第１の増幅器４３や信号出力端子５１に接続される素子には影響を及ぼさず、安定な増幅動作を実現することができる。
【０１４３】
また、この図３、図４および図５に示した構成では、スイッチ４５，４９，５０を構成する電界効果トランジスタの個数が３個でよくなり、図１および図２に示した回路に比べて、スイッチ構成を簡略化できる。
【０１４４】
また、第１の増幅器４３に給電するための電源端子５２に加えられる電源電圧Ｖｄｄ１ を基に基準電圧Ｖｒｅｆ を作成する基準電圧作成回路を設ければ、基準電圧端子５５を省くことができ、端子数を削減することができる。
【０１４５】
さらに、この高周波増幅回路で増幅回路内部の増幅器の利得と出力電力を上昇させることにより、図７の従来の携帯電話端末の送信部のブロック図の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路１０４、高出力高周波増幅回路１０５を役割を１つの高周波増幅回路で実現できる。
【０１４６】
また、第１の電界効果トランジスタ６３のソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３のしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタ７３のゲート端子に加える基準電圧より高く設定することも可能である。
【０１４７】
例えば、上記のしきい値電圧が−０．６Ｖであるときには、第１の電界効果トランジスタ６３のソース端子に加える基準電圧Ｖｒｅｆ１を１．８Ｖとし、第２の電界効果トランジスタ７３のゲート端子に加える基準電圧Ｖｒｅｆ２を１．２Ｖとすると、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３がオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができる。つまり、第１の電界効果トランジスタ６３のオンが確定する電圧と第２の電界効果トランジスタ７３のオフが確定する電圧とを同じ電圧にすることができ、第１の電界効果トランジスタ６３のオフが確定する電圧と第２の電界効果トランジスタ７３のオンが確定する電圧とを同じ電圧にすることができる。
【０１４８】
制御電圧は、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３がオンオフの中間の状態となる電圧範囲を避けて設定することが必要であるが、上記のようにすると、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３へ加える基準電圧が同じ値である場合に比べて、第１および第２の電界効果トランジスタ６３，７３をオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【０１４９】
先に説明したように同一の基準電圧を用いると、基準電圧が１．５Ｖの場合、制御電圧Ｖｃ の上側の値は２．１Ｖを超える値に設定する必要があり、制御電圧Ｖｃ の下側の値は０．９Ｖ未満の値に設定する必要があったが、上記のように基準電圧を一方は１．８Ｖ、他方は１．２Ｖとすると、制御電圧Ｖｃ の上側の値は１．８Ｖを超える値でよく、制御電圧Ｖｃ の下側の値は１．２Ｖ未満の値に設定すればよくなる。
【０１５０】
なお、実験の結果では、高周波増幅回路の入力電力を−２０ｄＢｍとしたとき、制御電圧により、出力電力が１０ｄＢｍ，０ｄＢｍというように、高周波増幅回路の利得を１０ｄＢ程度可変できた。このとき高周波増幅回路の動作電流は出力電力１０ｄＢｍの時４０ｍＡ、出力電力０ｄＢｍの時１５ｍＡとなり、出力電力に応じて制御できた。また、高周波増幅回路の出力端子のインピーダンスも出力電力１０ｄＢｍ、出力電力０ｄＢｍ、いずれの場合も電圧定在波比で２以下であり、信号出力端子のインピーダンスも５０Ωからずれていなかった。
【０１５１】
〔第３の実施の形態〕
つぎに、図３の回路において、制御電圧Ｖｃ と基準電圧Ｖｒｅｆ の関係を所定の状態に設定することによって、第１および第２のスイッチ４５，４９を導通させ、第３のスイッチ５０を開放させる。これによって、信号入力端子４１に入力された高周波信号が、インピーダンス整合回路４２を通り、第１の増幅器４３で増幅された後、インピーダンス整合回路４４、第１のスイッチ４５、インピーダンス整合回路４６を通り、さらに第２の増幅器４７で増幅され、その後インピーダンス整合回路４８、第２のスイッチ４９を通り、信号出力端子５１より高出力の高周波信号として出力される。このとき、スイッチ５０の端子間のアイソレーション（遮断特性）が十分確保されていない場合、出力信号の一部がスイッチ５０を通過し、スイッチ４５の端子４５ａに入力されることになる。
【０１５２】
つまり、信号出力端子５１より高出力の高周波信号として出力された信号が、スイッチ５０を通過し、スイッチ４５の端子４５ａに入力され、整合回路４６を通過し、第２の増幅器４７に入力される信号ループが形成されるため、増幅器の異常発振等の不安定動作が起こりやすくなる。
【０１５３】
例えば、スイッチ５０の端子間のアイソレーションが、１５ｄＢ程度で、信号出力端子５１から１０ｄＢｍ程度の信号が出力された場合、スイッチ５０を通過し、スイッチ４５の端子４５ａに−５ｄＢｍ程度の信号が入力されることになる。
【０１５４】
ところで、第２の増幅器４７の利得を１０ｄＢとして、出力端子５１から１０ｄＢｍ程度の信号が出力された場合、第２の増幅器４７の入力端子には、０ｄＢｍ程度の信号が入力される。この時、各スイッチの導通時の通過損失および整合回路の通過損失は無視できる。つまり、スイッチ５０を通過してスイッチ４５の端子４５ａに入力される信号が、信号入力端子４１から加えられて第２の増幅器４７に入力される信号と同程度になることになる。
【０１５５】
上記のような不安定動作を回避するためには、スイッチ４５の端子４５ａと信号出力端子５１との間のアイソレーションを向上させる必要がある。
【０１５６】
図１０は、図４の回路構成において、スイッチ４７と信号出力端子５１との間のアイソレーションを向上させた本発明の第３の実施の形態の高周波増幅回路の回路構成を示す。
【０１５７】
以下、図１０の高周波増幅回路について、詳しく説明する。図１０において、信号入力端子４１には、インピーダンス変換を行うインピーダンス整合回路４２の入力端子が接続されている。インピーダンス整合回路４２の出力端子には、第１の増幅器４３の入力端子が接続されている。第１の増幅器４３の出力端子には、インピーダンス整合回路４４の入力端子が接続されている。
【０１５８】
インピーダンス整合回路４４の出力端子には、第１のスイッチ４５の一方の端子４５ａと第３のスイッチ５０の一方の端子５０ａが接続されている。第１のスイッチ４５の他方の端子４５ｂには、インピーダンス整合回路４６の入力端子が接続されている。第３のスイッチ５０の他方の端子５０ｂには、第４のスイッチ５８の一方の端子５８ａが接続されている。第４のスイッチ５８の他方の端子５８ｂには、信号出力端子５１が接続されている。
【０１５９】
インピーダンス整合回路４６の出力端子には、第２の増幅器４７の入力端子が接続されている。第２の増幅器４７の出力端子には、インピーダンス整合回路４８の入力端子が接続されている。
【０１６０】
インピーダンス整合回路４８の出力端子には、第２のスイッチ４９の一方の端子４９ａが接続されている。第２のスイッチ４９の他方の端子４９ｂには、信号出力端子５１が接続されている。
【０１６１】
電源電圧Ｖｄｄ１ が印加される電源端子５２には、第１の増幅器４３の電源端子が接続されている。電源電圧Ｖｄｄ２ が印加される電源端子５３には、第２の増幅器４７の電源端子が接続されている。制御電圧Ｖｃ が印加される制御端子５４は、第１のスイッチ４５の制御端子４５ｃ、第２のスイッチ４９の制御端子４９ｃ，第３のスイッチ５０の制御端子５０ｃ、第４のスイッチ５８の制御端子５８ｃにそれぞれ接続されている。基準電圧Ｖｒｅｆ が印加される基準電圧端子５５は、第１のスイッチ４５の基準電圧端子４５ｄ、第２のスイッチ４９の基準電圧端子４９ｄ、第３のスイッチ５０の基準電圧端子５０ｄ、第４のスイッチ５８の基準電圧端子５８ｄにそれぞれ接続されている。ＧＮＤ端子５６は、第１の増幅器４３の接地端子に接続されている。ＧＮＤ端子５７は、第２の増幅器４７の接地端子に接続されている。
【０１６２】
上記したように、図１０の回路構成では、スイッチ４７の端子４７ａと信号出力端子５１との間にスイッチ５０とスイッチ５８とを直列に挿入した構成をとっている。
【０１６３】
例えば、スイッチ５０およびスイッチ５８のアイソレーションが、それぞれ１５ｄＢ程度であるとすると、スイッチ４５の端子４５ａと信号出力端子５１との間のアイソレーションは、３０ｄＢ程度になる。したがって、信号出力端子５１から１０ｄＢｍ程度の信号が出力された場合、スイッチ４５の端子４５ａに入力される信号は、−２０ｄＢｍとなる。
【０１６４】
ところで、第２の増幅器４７の利得を１０ｄＢとして、出力端子５１から１０ｄＢ程度の信号が出力された場合、第２の増幅器４７の入力端子には、０ｄＢｍ程度の信号が入力される。この時、各スイッチの導通時の通過損失および整合回路の通過損失は無視できる。
【０１６５】
この場合、信号出力端子５１からスイッチ５８およびスイッチ５０を通過し、スイッチ４５の端子４５ａに入力される信号は、第１の増幅器４３で増幅され、整合回路４４、スイッチ４５、整合回路４６を通過した信号に比べて十分小さいため、第２の増幅器４７の異常発振等の不安定動作を引き起こさない。
【０１６６】
なお、上記図１０の構成では、２個（複数）のスイッチング素子５０，５８を直列に挿入接続した構成を示しているが、３個以上（複数）のスイッチを直列に挿入接続してもよい。この場合、直列数が増えると、アイソレーションがさらに良好となる。
【０１６７】
【発明の効果】
本発明の第１の高周波増幅回路によれば、第２の増幅器の入力側と出力側とに第１および第２の切替スイッチをそれぞれ設け、高出力時には第１の増幅器の出力信号を第２の増幅器に通して信号出力端子へ送り、低出力時には第１の増幅器の出力信号を第２の増幅器をバイパスして信号出力端子へ送るようにし、かつ第２の増幅器への電源電圧を供給停止あるいは遮断するようにしたので、低出力時の歪を増大を回避するための回路規模の増大を生じることなく、低出力時の動作電流を減少させることができる。しかも、第２の増幅器は、第１および第２の切替スイッチによって信号入力端子から信号出力端子へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子の部分で第２の増幅器が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【０１６８】
また、制御電圧に応答して、一方の切替端子側あるいは他方の切替端子側へ切り替わるように第１および第２の切替スイッチを構成し、制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給すれば、制御電圧の入力端子と第２の増幅器の電源電圧の入力端子とを共用できるので、端子数を削減することができる。
【０１６９】
また、第１および第２の切替スイッチを、各々２個の電界効果トランジスタで構成すれば、第１および第２の電界効果トランジスタのオンオフを切り替えるための制御電圧と基準電圧とを、第１および第２の電界効果トランジスタで共通にすることができ、端子数を削減することができる。
【０１７０】
また、基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成すれば、基準電圧の入力端子を別に設ける必要がないので、端子数を削減することが可能となる。
【０１７１】
また、第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より高く設定すれば、第１および第２の電界効果トランジスタがオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができるので、第１および第２の電界効果トランジスタをオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【０１７２】
本発明の第２の高周波増幅回路によれば、第２の増幅器の入力側と出力側とをそれらの前段回路と後段回路からそれぞれ切り離すための第１および第２のスイッチをそれぞれ設けるとともに、第２の増幅器の入力側と出力側とを短絡するための第３のスイッチを設け、高出力時には第１の増幅器の出力信号を第２の増幅器に通して信号出力端子へ送り、低出力時には第１の増幅器の出力信号を第２の増幅器をバイパスして信号出力端子へ送るようにし、かつ第２の増幅器への電源電圧を供給停止あるいは遮断するようにしたので、低出力時の歪を増大を回避するための回路規模の増大を生じることなく、低出力時の動作電流を減少させることができる。しかも、第２の増幅器は、第１および第２のスイッチによって信号入力端子から信号出力端子へ到る信号経路からは完全に切り離されるので、信号出力端子の部分で第２の増幅器が原因となるインピーダンス不整合が生じることはなく、したがってインピーダンス不整合による異常発振等の不安定な動作は起こらず、安定な増幅動作を実現することができる。
【０１７３】
また、制御電圧に応答して、第１および第２のスイッチが導通したときには第３のスイッチが開放し、第１および第２のスイッチが開放したときには第３のスイッチが導通し、制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給すれば、制御電圧の入力端子と第２の増幅器の電源電圧の入力端子とを共用できるので、端子数を削減することができる。
【０１７４】
また、第１、第２および第３のスイッチを、各々電界効果トランジスタで構成すれば、電界効果トランジスタのオンオフを切り替えるための制御電圧と基準電圧とを、各電界効果トランジスタで共通にすることができ、端子数を削減することができる。
【０１７５】
また、基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成すれば、基準電圧の入力端子を別に設ける必要がないので、端子数を削減することが可能となる。
【０１７６】
また、第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より高く設定すれば、第１および第２の電界効果トランジスタがオンオフの中間の状態となる電圧範囲を重ならせることができるので、第１および第２の電界効果トランジスタをオンオフさせるための制御電圧の設定範囲を広くすることができる。
【０１７７】
また、上記第３のスイッチを、第１の増幅器の出力端子と信号出力端子との間に複数個が直列接続された状態で設ければ、第３のスイッチの両端子間のアイソレーションを、第３のスイッチが１個の場合に比べて向上させることができる。その結果、第１の増幅器の出力端子と信号出力端子との間、すなわち第１のスイッチの一方の端子と信号出力端子との間のアイソレーションを向上させることができ、第２の増幅器の異常発振等の不安定動作を回避することができる。
【０１７８】
本発明の第１の移動体通信端末によれば、上記した本発明の第１の高周波増幅回路を有するため、それと同様の効果を有する。
【０１７９】
本発明の第２の移動体通信端末によれば、上記した本発明の第２の高周波増幅回路を有するため、それと同様の効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の高周波増幅回路における第１および第２の切替スイッチの構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の高周波増幅回路における第１および第２のスイッチの構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態の高周波増幅回路における第３のスイッチの構成を示す回路図である。
【図６】従来の携帯電話端末の無線部の構成を示すブロック図である。
【図７】従来の携帯電話端末の無線部中の送信部および共用器部の構成を示すブロック図である。
【図８】従来の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。
【図９】従来の利得制御機能を内蔵した高周波増幅回路における制御電圧と出力電力および動作電流の関係を示すグラフである。
【図１０】本発明の第３の実施の形態の高周波増幅回路の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 信号入力端子
２ インピーダンス整合回路
３ 第１の増幅器
４ インピーダンス整合回路
５ 第１のスイッチ
６ インピーダンス整合回路
７ 第２の増幅器
８ インピーダンス整合回路
９ 第２のスイッチ
１０ 信号出力端子
１１ 電源端子
１２ 電源端子
１３ 制御端子
１４ 基準電圧端子
１５ ＧＮＤ端子
１６ ＧＮＤ端子
２１ 共通端子
２２ 切替端子
２３ 切替端子
２５ キャパシタ
２６ 電界効果トランジスタ
２７ 抵抗
２８ キャパシタ
２９ 抵抗
３０ 抵抗
３１ キャパシタ
３２ 電界効果トランジスタ
３３ 抵抗
３４ キャパシタ
３５ 抵抗
３６ 抵抗
３９ 基準電圧端子
４０ 制御端子
４１ 信号入力端子
４２ インピーダンス整合回路
４３ 第１の増幅器
４４ インピーダンス整合回路
４５ 第１のスイッチ
４６ インピーダンス整合回路
４７ 第２の増幅器
４８ インピーダンス整合回路
４９ 第２のスイッチ
５０ 第３のスイッチ
５１ 信号出力端子
５２ 電源端子
５３ 電源端子
５４ 制御端子
５５ 基準電圧端子
５６ ＧＮＤ端子
５７ ＧＮＤ端子
５８ 第４のスイッチ
６１ 端子
６２ キャパシタ
６３ 電界効果トランジスタ
６４ キャパシタ
６５ 端子
６６ 抵抗
６７ 抵抗
６８ 抵抗
６９ 基準電圧端子
７０ 制御端子
７１ 端子
７２ キャパシタ
７３ 電界効果トランジスタ
７４ キャパシタ
７５ 端子
７６ 抵抗
７７ 抵抗
７８ 抵抗
７９ 制御端子
８０ 基準電圧端子
１０１ 信号入力端子
１０２ 発振器
１０３ アップコンバータ
１０４ 高周波増幅回路
１０５ 高出力高周波増幅回路
１０６ デュプレクサ
１０７ アンテナ
１０８ 信号出力端子
１１１ 利得制御増幅器
１１２ ミキサ
１２１ 信号入力端子
１２２ インピーダンス整合回路
１２３ 増幅器
１２４ インピーダンス整合回路
１２５ アッテネータ
１２６ インピーダンス整合回路
１２７ 増幅器
１２８ インピーダンス整合回路
１２９ 信号出力端子
Claims (13)
- 信号入力端子および信号出力端子と、
前記信号入力端子に接続された入力端子から信号入力して出力端子から増幅信号を出力する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力端子に共通端子が接続された第１の切替スイッチと、
前記第１の切替スイッチの一方の切替端子に入力端子が接続され該入力端子から信号入力し出力端子から動作電流を増幅信号として出力する第２の増幅器と、
前記信号出力端子に共通端子が接続され前記第２の増幅器の出力端子に一方の切替端子が接続され前記第１の切替スイッチの他方の切替端子にのみ他方の切替端子が接続された第２の切替スイッチとを備え、
第１のモードでは、前記第１の切替スイッチおよび前記第２の切替スイッチの各々は一方の切替端子側への切替動作を行い、前記第２の増幅器に所定の電源電圧を印加することにより前記第２の増幅器から増幅信号を出力し、
第２のモードでは、前記第１の切替スイッチおよび前記第２の切替スイッチの各々は他方の切替端子側への切替動作を行い、前記第２の増幅器には電源電圧の供給を停止あるいは遮断することにより動作電流を流さないようにしたことを特徴とする高周波増幅回路。 - 制御電圧に応答して、一方の切替端子側あるいは他方の切替端子側へ切り替わるように第１および第２の切替スイッチを構成し、前記制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給するようにしたことを特徴とする請求項１記載の高周波増幅回路。
- 第１および第２の切替スイッチは各々、共通端子にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、一方の切替端子にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第１の電界効果トランジスタと、前記共通端子にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、他方の切替端子にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第２の電界効果トランジスタとを有し、前記第１の電界効果トランジスタはゲート端子に制御電圧が加えられるとともに、ソース端子に基準電圧が加えられ、前記第２の電界効果トランジスタはゲート端子に前記基準電圧が加えられるとともに、ソース端子に前記制御電圧が加えられることを特徴とする請求項１または２記載の高周波増幅回路。
- 基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成するようにしたことを特徴とする請求項３記載の高周波増幅回路。
- 第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より前記第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ高く設定したことを特徴とする請求項３記載の高周波増幅回路。
- 信号入力端子および信号出力端子と、
前記信号入力端子に接続された入力端子から信号入力して出力端子から増幅信号を出力する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力端子に一方の端子が接続された第１のスイッチと、
前記第１のスイッチの他方の端子に入力端子が接続され該入力端子から信号入力し出力端子から動作電流を増幅信号として出力する第２の増幅器と、
前記第２の増幅器の出力端子に一方の端子が接続され前記信号出力端子に他方の端子が接続された第２のスイッチと、
前記第１の増幅器の出力端子に一方の端子が接続され前記信号出力端子に他方の端子が接続された第３のスイッチとを備え、
第１のモードでは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチの各々は導通させるとともに前記第３のスイッチは開放させ、前記第２の増幅器に所定の電源電圧を印加することにより前記第２の増幅器から増幅信号を出力し、
第２のモードでは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチの各々は開放させるとともに第３のスイッチを導通させ、前記第２の増幅器には電源電圧の供給を停止あるいは遮断することにより動作電流を流さないようにしたことを特徴とする高周波増幅回路。 - 制御電圧に応答して、第１および第２のスイッチが導通したときには第３のスイッチが開放し、前記第１および第２のスイッチが開放したときには前記第３のスイッチが導通し、前記制御電圧を第２の増幅器へ電源電圧として供給するようにしたことを特徴とする請求項６記載の高周波増幅回路。
- 第１および第２のスイッチは各々、一端にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、他端にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第１の電界効果トランジスタを有し、第３のスイッチは、一端にドレイン端子あるいはソース端子の一方が接続され、他端にドレイン端子あるいはソース端子の他方が接続された第２の電界効果トランジスタを有し、前記第１の電界効果トランジスタはゲート端子に制御電圧が加えられるとともに、ソース端子に基準電圧が加えられ、前記第２の電界効果トランジスタはゲート端子に前記基準電圧が加えられるとともに、ソース端子に前記制御電圧が加えられることを特徴とする請求項６または７記載の高周波増幅回路。
- 基準電圧は第１の増幅器の電源電圧を入力とする内部基準電圧作成回路で作成するようにしたことを特徴とする請求項８記載の高周波増幅回路。
- 第１の電界効果トランジスタのソース端子に加える基準電圧を、第２の電界効果トランジスタのゲート端子に加える基準電圧より、前記第１および第２の電界効果トランジスタのしきい値電圧に相当する値だけ高く設定したことを特徴とする請求項８記載の高周波増幅回路。
- 第３のスイッチは、第１の増幅器の出力端子と信号出力端子との間に複数個が直列接続された状態で設けられている請求項６または７記載の高周波増幅回路。
- 送信部に該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を備えた高周波増幅回路を有する移動体通信端末であって、
前記高周波増幅回路が、信号入力端子および信号出力端子と、
前記信号入力端子に接続された入力端子から信号入力して出力端子から増幅信号を出力する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力端子に共通端子が接続された第１の切替スイッチと、
前記第１の切替スイッチの一方の切替端子に入力端子が接続され該入力端子から信号入力し出力端子から動作電流を増幅信号として出力する第２の増幅器と、
前記信号出力端子に共通端子が接続され前記第２の増幅器の出力端子に一方の切替端子が接続され前記第１の切替スイッチの他方の切替端子にのみ他方の切替端子が接続された第２の切替スイッチとを備え、
第１のモードでは、前記第１の切替スイッチおよび前記第２の切替スイッチの各々は一方の切替端子側への切替動作を行い、前記第２の増幅器に所定の電源電圧を印加することにより前記第２の増幅器から増幅信号を出力し、
第２のモードでは、前記第１の切替スイッチおよび前記第２の切替スイッチの各々は他方の切替端子側への切替動作を行い、前記第２の増幅器には電源電圧の供給を停止あるいは遮断することにより動作電流を流さないようにしたことを特徴とする移動体通信端末。 - 送信部に該送信部から出力される出力電力を制御するための利得制御機能を備えた高周波増幅回路を有する移動体通信端末であって、
前記高周波増幅回路が、信号入力端子および信号出力端子と、
前記信号入力端子に接続された入力端子から信号入力して出力端子から増幅信号を出力する第１の増幅器と、
前記第１の増幅器の出力端子に一方の端子が接続された第１のスイッチと、
前記第１のスイッチの他方の端子に入力端子が接続され該入力端子から信号入力し出力端子から動作電流を増幅信号として出力する第２の増幅器と、
前記第２の増幅器の出力端子に一方の端子が接続され前記信号出力端子に他方の端子が接続された第２のスイッチと、
前記第１の増幅器の出力端子に一方の端子が接続され前記信号出力端子に他方の端子が接続された第３のスイッチとを備え、
第１のモードでは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチの各々は導通させるとともに前記第３のスイッチは開放させ、前記第２の増幅器に所定の電源電圧を印加することにより前記第２の増幅器から増幅信号を出力し、
第２のモードでは、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチの各々は開放させるとともに第３のスイッチを導通させ、前記第２の増幅器には電源電圧の供給を停止あるいは遮断することにより動作電流を流さないようにしたことを特徴とする移動体通信端末。
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