JP3470043B2 - 自動利得制御回路および衛星放送受信チューナ - Google Patents
自動利得制御回路および衛星放送受信チューナInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、高周波増幅器お
よび中間周波増幅器の利得制御を行う自動利得制御（以
下、ＡＧＣと言う）回路、および、このＡＧＣ回路を搭
載した衛星放送受信チューナに関する。
よび中間周波増幅器の利得制御を行う自動利得制御（以
下、ＡＧＣと言う）回路、および、このＡＧＣ回路を搭
載した衛星放送受信チューナに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、衛星放送受信チューナとし
て、図７に示すようなものがある。図７において、入力
端子１からは、受信された高周波信号（９５０ＭＨｚ〜
２１５０ＭＨｚまでの第１中間周波信号）が入力され
る。そして、高周波増幅器２によって増幅された高周波
信号は、グウンコンバータ３によって中間周波信号（こ
の場合には、４７９．５ＭＨｚの第２中間周波信号）に
周波数変換される。尚、ダウンコンバータ３は、希望の
受信チャンネルに応じた発振周波数に設定された第１局
部発振器１２と、この第１局部発振器１２からの発振信
号を高周波増幅器２からの高周波信号と混合する第１混
合器１３等から構成される。
て、図７に示すようなものがある。図７において、入力
端子１からは、受信された高周波信号（９５０ＭＨｚ〜
２１５０ＭＨｚまでの第１中間周波信号）が入力され
る。そして、高周波増幅器２によって増幅された高周波
信号は、グウンコンバータ３によって中間周波信号（こ
の場合には、４７９．５ＭＨｚの第２中間周波信号）に
周波数変換される。尚、ダウンコンバータ３は、希望の
受信チャンネルに応じた発振周波数に設定された第１局
部発振器１２と、この第１局部発振器１２からの発振信
号を高周波増幅器２からの高周波信号と混合する第１混
合器１３等から構成される。
【０００３】中間周波フイルタ４は、不要な信号を除去
してダウンコンバータ３からの中間周波信号のみを通過
させて中間周波増幅器５に送出する。そして、中間周波
フィルタ４からの中間周波信号は、中間周波増幅器５に
よって増幅され、ＩＱ検波器６によってＩＱ検波され
る。
してダウンコンバータ３からの中間周波信号のみを通過
させて中間周波増幅器５に送出する。そして、中間周波
フィルタ４からの中間周波信号は、中間周波増幅器５に
よって増幅され、ＩＱ検波器６によってＩＱ検波され
る。
【０００４】上記ＩＱ検波器６は、第２のダウンコンバ
ート用の２つの第２混合器１４，１５、第２局部発振器
１６、９０度移相器１７を有している。そして、中間周
波増幅器５からの中間周波信号は、２分配されて２つの
第２混合器１４，１５に入力される。また、中間周波数
と略等しい周波数で発振する固定周波数のローカル発振
器である第２局部発振器１６からの出力は２分配され、
その一方が９０度移相器１７を経由することによって得
られた互いに９０度位相が異なる２つのローカル信号が
各第２混合器１４，１５に入力される。そして、２つの
第２混合器１４，１５によって中間周波信号と混合され
てベースバンド信号に変換される。こうしてベースバン
ド信号に変換されたＩ信号及びＱ信号は、ベースバンド
アンプ１８，１９で増幅されてＩ信号出力端子７及びＱ
信号出力端子８から出力される。
ート用の２つの第２混合器１４，１５、第２局部発振器
１６、９０度移相器１７を有している。そして、中間周
波増幅器５からの中間周波信号は、２分配されて２つの
第２混合器１４，１５に入力される。また、中間周波数
と略等しい周波数で発振する固定周波数のローカル発振
器である第２局部発振器１６からの出力は２分配され、
その一方が９０度移相器１７を経由することによって得
られた互いに９０度位相が異なる２つのローカル信号が
各第２混合器１４，１５に入力される。そして、２つの
第２混合器１４，１５によって中間周波信号と混合され
てベースバンド信号に変換される。こうしてベースバン
ド信号に変換されたＩ信号及びＱ信号は、ベースバンド
アンプ１８，１９で増幅されてＩ信号出力端子７及びＱ
信号出力端子８から出力される。
【０００５】ＡＧＣ信号入力端子９には、上記ＩＱ検波
器６の後段に設けられた復調器（ＢＳ受信用チューナの
場合にはＱＰＳＫ復調器）に最適レベルのＩ／Ｑ信号が
入力されるように高周波増幅器２及び中間周波増幅器５
の利得を制御するために、上記復調回路から出力された
ＡＧＣ信号が入力される。そして、このＡＧＣ信号（直
流電圧信号）は、第１ＡＧＣ増幅器１０に入力される。
そうすると、第１ＡＧＣ増幅器１０は、上記ＡＧＣ信号
のレベルに応じた第１のＡＧＣ電圧を中間周波増幅器５
と第２ＡＧＣ増幅器１１とに供給する。第２ＡＧＣ増幅
器１１は、第１ＡＧＣ増幅器１０からの上記第１のＡＧ
Ｃ電圧のレベルに応じた第２のＡＧＣ電圧を高周波増幅
器２に供給する。
器６の後段に設けられた復調器（ＢＳ受信用チューナの
場合にはＱＰＳＫ復調器）に最適レベルのＩ／Ｑ信号が
入力されるように高周波増幅器２及び中間周波増幅器５
の利得を制御するために、上記復調回路から出力された
ＡＧＣ信号が入力される。そして、このＡＧＣ信号（直
流電圧信号）は、第１ＡＧＣ増幅器１０に入力される。
そうすると、第１ＡＧＣ増幅器１０は、上記ＡＧＣ信号
のレベルに応じた第１のＡＧＣ電圧を中間周波増幅器５
と第２ＡＧＣ増幅器１１とに供給する。第２ＡＧＣ増幅
器１１は、第１ＡＧＣ増幅器１０からの上記第１のＡＧ
Ｃ電圧のレベルに応じた第２のＡＧＣ電圧を高周波増幅
器２に供給する。
【０００６】ここで、上記第１，第２のＡＧＣ電圧に基
づく中間周波増幅器５および高周波増幅器２の利得制御
は、受信電波の強弱に応じて以下のように行われるよう
になっている。すなわち、受信電波が比較的弱く、ＡＧ
Ｃ信号入力端子９に入力されるＡＧＣ信号の電圧がそれ
ほど高くない場合には、中間周波増幅器５の利得制御
（以下、ＩＦＡＧＣと言う）のみが行われる。そして、
受信電波が強くなってＡＧＣ信号の電圧が所定電圧を越
えると、高周波増幅器２の利得制御（以下、ＲＦＡＧＣ
と言う）も同時に行われる。こうして、受信電波の強弱
によってＩ信号出力端子７およびＱ信号出力端子８から
出力されるＩ信号およびＱ信号の出力レベルが変動しな
いように制御されるのである。
づく中間周波増幅器５および高周波増幅器２の利得制御
は、受信電波の強弱に応じて以下のように行われるよう
になっている。すなわち、受信電波が比較的弱く、ＡＧ
Ｃ信号入力端子９に入力されるＡＧＣ信号の電圧がそれ
ほど高くない場合には、中間周波増幅器５の利得制御
（以下、ＩＦＡＧＣと言う）のみが行われる。そして、
受信電波が強くなってＡＧＣ信号の電圧が所定電圧を越
えると、高周波増幅器２の利得制御（以下、ＲＦＡＧＣ
と言う）も同時に行われる。こうして、受信電波の強弱
によってＩ信号出力端子７およびＱ信号出力端子８から
出力されるＩ信号およびＱ信号の出力レベルが変動しな
いように制御されるのである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の衛星放送受信チューナの第１，第２ＡＧＣ増幅器１
０，１１で構成されるＡＧＣ回路には、以下のような問
題がある。図８は、上記ＡＧＣ回路のゲインリダクショ
ン特性を示す。ここで、上記ＩＦＡＧＣのゲインリダク
ション特性は、上記ＡＧＣ信号の電圧（以下、ＡＧＣ電
圧と言う）が例えば略２ＶまではＡＧＣ電圧と共に略単
調増加し、略２Ｖから略３Ｖまでは２０ｄＢを維持し、
略３Ｖから再び略単調増加するようになっている。一
方、上記ＲＦＡＧＣのゲインリダクション特性は、ＡＧ
Ｃ電圧が略１Ｖを越えると徐々に増加し始め、略２Ｖか
ら略３Ｖまでは略単調増加し、略３Ｖを越えると減少し
始め、略４Ｖを越えると２０ｄＢに飽和するようになっ
ている。その場合に、上記ＩＦＡＧＣにおける単調増加
の傾斜よりも上記ＲＦＡＧＣにおける単調増加の傾斜の
方が大きくなっている。
来の衛星放送受信チューナの第１，第２ＡＧＣ増幅器１
０，１１で構成されるＡＧＣ回路には、以下のような問
題がある。図８は、上記ＡＧＣ回路のゲインリダクショ
ン特性を示す。ここで、上記ＩＦＡＧＣのゲインリダク
ション特性は、上記ＡＧＣ信号の電圧（以下、ＡＧＣ電
圧と言う）が例えば略２ＶまではＡＧＣ電圧と共に略単
調増加し、略２Ｖから略３Ｖまでは２０ｄＢを維持し、
略３Ｖから再び略単調増加するようになっている。一
方、上記ＲＦＡＧＣのゲインリダクション特性は、ＡＧ
Ｃ電圧が略１Ｖを越えると徐々に増加し始め、略２Ｖか
ら略３Ｖまでは略単調増加し、略３Ｖを越えると減少し
始め、略４Ｖを越えると２０ｄＢに飽和するようになっ
ている。その場合に、上記ＩＦＡＧＣにおける単調増加
の傾斜よりも上記ＲＦＡＧＣにおける単調増加の傾斜の
方が大きくなっている。
【０００８】したがって、上記ＡＧＣ電圧が略２Ｖを越
えてＲＦＡＧＣが掛かり始めると、同時にＩＦＡＧＣの
掛かり具合が一定になっていても上記ＲＦＡＧＣの場合
とＩＦＡＧＣの場合との単調増加の傾斜の違いから、Ｉ
ＦＡＧＣのみの利得制御が掛かっている場合に比べてＡ
ＧＣ電圧の変化に対する入力信号のレベル減衰量（合計
ＡＧＣ）が大きくなる。したがって、上記ＲＦＡＧＣが
掛かり始めてから掛かり終わるまで（つまり、ＲＦＡＧ
Ｃのゲインリダクションが飽和するまで）の期間の合計
ＡＧＣのグインリダクション量の変化が急峻になり、上
記合計ＡＧＣのＡＧＣ電圧に対するゲインリダクション
特性はリニアではなくなる。
えてＲＦＡＧＣが掛かり始めると、同時にＩＦＡＧＣの
掛かり具合が一定になっていても上記ＲＦＡＧＣの場合
とＩＦＡＧＣの場合との単調増加の傾斜の違いから、Ｉ
ＦＡＧＣのみの利得制御が掛かっている場合に比べてＡ
ＧＣ電圧の変化に対する入力信号のレベル減衰量（合計
ＡＧＣ）が大きくなる。したがって、上記ＲＦＡＧＣが
掛かり始めてから掛かり終わるまで（つまり、ＲＦＡＧ
Ｃのゲインリダクションが飽和するまで）の期間の合計
ＡＧＣのグインリダクション量の変化が急峻になり、上
記合計ＡＧＣのＡＧＣ電圧に対するゲインリダクション
特性はリニアではなくなる。
【０００９】一方において、上記ＩＱ検波器６の後段に
ＱＰＳＫ復調器等が設けられるデジタル放送用の衛星放
送受信チューナでは、上記ＱＰＳＫ復調器からのＡＧＣ
電圧がＤ／ＡコンバータによってＤ／Ａ変換される場合
がある。その場合には、Ｄ／Ａ変換前の１ビット当りの
上記変換後のゲイン制御量（入力信号レベル減衰量）が
上記ＡＧＣ電圧の変動範囲に渡って安定するように、Ａ
ＧＣ電圧対ゲインリダクション（あるいは、ＡＧＣ電圧
対入力信号レベル減衰）特性のリニアリティが必要にな
る。
ＱＰＳＫ復調器等が設けられるデジタル放送用の衛星放
送受信チューナでは、上記ＱＰＳＫ復調器からのＡＧＣ
電圧がＤ／ＡコンバータによってＤ／Ａ変換される場合
がある。その場合には、Ｄ／Ａ変換前の１ビット当りの
上記変換後のゲイン制御量（入力信号レベル減衰量）が
上記ＡＧＣ電圧の変動範囲に渡って安定するように、Ａ
ＧＣ電圧対ゲインリダクション（あるいは、ＡＧＣ電圧
対入力信号レベル減衰）特性のリニアリティが必要にな
る。
【００１０】また、上記ＩＱ検波器６の後段にＱＰＳＫ
復調器等が設けられるデジタル放送用の衛星放送受信チ
ューナや、ＦＭ復調器等が設けられるアナログ放送用の
衛星放送受信チューナにおいて、上記復調器からのＡＧ
Ｃ電圧のレベルをモニターして、衛星放送受信チューナ
に入力される信号のレベルを表示する機能を持たせる場
合がある。その場合にもＡＧＣ電圧対ゲインリダクショ
ン（あるいはＡＧＣ電圧対入力信号レベル減衰）特性の
リニアリティが必要になる。
復調器等が設けられるデジタル放送用の衛星放送受信チ
ューナや、ＦＭ復調器等が設けられるアナログ放送用の
衛星放送受信チューナにおいて、上記復調器からのＡＧ
Ｃ電圧のレベルをモニターして、衛星放送受信チューナ
に入力される信号のレベルを表示する機能を持たせる場
合がある。その場合にもＡＧＣ電圧対ゲインリダクショ
ン（あるいはＡＧＣ電圧対入力信号レベル減衰）特性の
リニアリティが必要になる。
【００１１】ところで、上述のごとくＡＧＣ電圧対ゲイ
ンリダクション特性をリニアにするためには、上記ＲＦ
ＡＧＣ特性をリニアにすればよい。ところが、入力信号
のレベルが弱い場合に上記ＲＦＡＧＣが掛かるとチュー
ナのＮＦ（雑音指数）が劣化する一方、入力信号のレベ
ルが強い場合に上記ＲＦＡＧＣが充分に掛かっていない
とＩＭ（インターモジュレーション）が劣化してしまう
という問題が発生する。したがって、従来におけるＲＦ
ＡＧＣは、上述のごとく、上記ＡＧＣ電圧が例えば略２
Ｖから略３Ｖまでは略単調増加し、その前後ではあまり
変化しないようなゲインリダクション特性になってい
る。
ンリダクション特性をリニアにするためには、上記ＲＦ
ＡＧＣ特性をリニアにすればよい。ところが、入力信号
のレベルが弱い場合に上記ＲＦＡＧＣが掛かるとチュー
ナのＮＦ（雑音指数）が劣化する一方、入力信号のレベ
ルが強い場合に上記ＲＦＡＧＣが充分に掛かっていない
とＩＭ（インターモジュレーション）が劣化してしまう
という問題が発生する。したがって、従来におけるＲＦ
ＡＧＣは、上述のごとく、上記ＡＧＣ電圧が例えば略２
Ｖから略３Ｖまでは略単調増加し、その前後ではあまり
変化しないようなゲインリダクション特性になってい
る。
【００１２】そこで、この発明の目的は、ＡＧＣ電圧に
対する入力信号レベルの減衰量をリニアにできるＡＧＣ
回路を提供することにある。
対する入力信号レベルの減衰量をリニアにできるＡＧＣ
回路を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に係る発明は、入力された高周波信号を増
幅する高周波増幅器と，この高周波増幅器からの高周波
信号が周波数変換された中間周波信号を増幅する中間周
波増幅器との夫々に，ＡＧＣ電圧を供給して上記両増幅
器の利得制御を行うＡＧＣ回路において、入力信号のレ
ベルに応じた第１のＡＧＣ電圧を上記中間周波増幅器に
供給して，上記中間周波増幅器の利得制御を行う第１Ａ
ＧＣ増幅器と、上記第１のＡＧＣ電圧のレベルに応じた
第２のＡＧＣ電圧を上記高周波増幅器に供給して，上記
高周波増幅器の利得制御を行う第２ＡＧＣ増幅器と、Ａ
ＧＣ用入力信号が入力される一方，出力信号を上記第１
ＡＧＣ増幅器に供給すると共に，上記第１，第２ＡＧＣ
増幅器を１ブロックとした入力電圧対ゲインリダクショ
ン特性と同じ出力電圧対入力電圧特性を有するＡＧＣ補
正回路を備えると共に、上記ＡＧＣ補正回路は、反転入
力端子に上記ＡＧＣ用入力信号が入力される第１オペレ
ーショナルアンプと、上記第１オペレーションアンプの
出力端子と上記反転入力端子との間に介設されて上記出
力端子側からの信号のみを通過させる第１ダイオード
と、上記第１オペレーションアンプの上記出力端子と反
転入力端子との間に介設されて上記反転入力端子側から
の信号のみを通過させる第２ダイオードと、上記第１オ
ペレーションアンプの上記出力端子と反転入力端子との
間に介設された帰還抵抗と、上記第１オペレーショナル
アンプの出力信号と上記ＡＧＣ用入力信号とを加算する
加算手段と、上記第１オペレーショナルアンプの出力端
子と上記加算手段との間に介設された第１抵抗と、上記
加算手段と上記ＡＧＣ用入力信号の入力端子との間に介
設された第２抵抗と、上記加算手段からの出力信号を増
幅する第２オペレーショナルアンプを備えており、上記
第１抵抗の抵抗値と上記第２抵抗の抵抗値との比率を変
えることによって、上記加算手段による上記第１オペレ
ーショナルアンプの出力電圧と上記ＡＧＣ用入力信号の
電圧との加算比率を変えることが可能になっていること
を特徴としている。
め、請求項１に係る発明は、入力された高周波信号を増
幅する高周波増幅器と，この高周波増幅器からの高周波
信号が周波数変換された中間周波信号を増幅する中間周
波増幅器との夫々に，ＡＧＣ電圧を供給して上記両増幅
器の利得制御を行うＡＧＣ回路において、入力信号のレ
ベルに応じた第１のＡＧＣ電圧を上記中間周波増幅器に
供給して，上記中間周波増幅器の利得制御を行う第１Ａ
ＧＣ増幅器と、上記第１のＡＧＣ電圧のレベルに応じた
第２のＡＧＣ電圧を上記高周波増幅器に供給して，上記
高周波増幅器の利得制御を行う第２ＡＧＣ増幅器と、Ａ
ＧＣ用入力信号が入力される一方，出力信号を上記第１
ＡＧＣ増幅器に供給すると共に，上記第１，第２ＡＧＣ
増幅器を１ブロックとした入力電圧対ゲインリダクショ
ン特性と同じ出力電圧対入力電圧特性を有するＡＧＣ補
正回路を備えると共に、上記ＡＧＣ補正回路は、反転入
力端子に上記ＡＧＣ用入力信号が入力される第１オペレ
ーショナルアンプと、上記第１オペレーションアンプの
出力端子と上記反転入力端子との間に介設されて上記出
力端子側からの信号のみを通過させる第１ダイオード
と、上記第１オペレーションアンプの上記出力端子と反
転入力端子との間に介設されて上記反転入力端子側から
の信号のみを通過させる第２ダイオードと、上記第１オ
ペレーションアンプの上記出力端子と反転入力端子との
間に介設された帰還抵抗と、上記第１オペレーショナル
アンプの出力信号と上記ＡＧＣ用入力信号とを加算する
加算手段と、上記第１オペレーショナルアンプの出力端
子と上記加算手段との間に介設された第１抵抗と、上記
加算手段と上記ＡＧＣ用入力信号の入力端子との間に介
設された第２抵抗と、上記加算手段からの出力信号を増
幅する第２オペレーショナルアンプを備えており、上記
第１抵抗の抵抗値と上記第２抵抗の抵抗値との比率を変
えることによって、上記加算手段による上記第１オペレ
ーショナルアンプの出力電圧と上記ＡＧＣ用入力信号の
電圧との加算比率を変えることが可能になっていること
を特徴としている。
【００１４】上記構成によれば、第１ＡＧＣ増幅器の前
段に設けられたＡＧＣ補正回路は、上記第１，第２ＡＧ
Ｃ増幅器を１ブロックとした入力電圧対ゲインリダクシ
ョン特性と同じ出力電圧対入力電圧特性を有している。
その結果、上記第２ＡＧＣ増幅器による上記高周波増幅
器に対する利得制御特性を最適特性に保ちつつ、本ＡＧ
Ｃ回路におけるＡＧＣ用入力信号のレベルに対するゲイ
ンリダクション特性がリニアになる。
段に設けられたＡＧＣ補正回路は、上記第１，第２ＡＧ
Ｃ増幅器を１ブロックとした入力電圧対ゲインリダクシ
ョン特性と同じ出力電圧対入力電圧特性を有している。
その結果、上記第２ＡＧＣ増幅器による上記高周波増幅
器に対する利得制御特性を最適特性に保ちつつ、本ＡＧ
Ｃ回路におけるＡＧＣ用入力信号のレベルに対するゲイ
ンリダクション特性がリニアになる。
【００１５】さらに、入力電圧の変動範囲における中間
領域では単調増加する一方、上記中間領域の上下両側で
は殆ど変化しないゲインリダクション特性を有する上記
第２ＡＧＣ増幅器を用いた場合に、上記第１，第２ＡＧ
Ｃ増幅器を１ブロックとした入力電圧対ゲインリダクシ
ョン特性と上記ＡＧＣ補正回路の出力電圧対入力電圧特
性とを同じにできる。
領域では単調増加する一方、上記中間領域の上下両側で
は殆ど変化しないゲインリダクション特性を有する上記
第２ＡＧＣ増幅器を用いた場合に、上記第１，第２ＡＧ
Ｃ増幅器を１ブロックとした入力電圧対ゲインリダクシ
ョン特性と上記ＡＧＣ補正回路の出力電圧対入力電圧特
性とを同じにできる。
【００１６】その際に、上記第２ＡＧＣ増幅器による上
記高周波増幅器に対する利得制御特性を最適特性に設定
した場合であっても、上記第１抵抗の抵抗値と上記第２
抵抗の抵抗値との比率を変えることによって、上記加算
手段による上記第１オペレーショナルアンプの出力電圧
と上記ＡＧＣ用入力信号の電圧との加算比率が変えられ
て、上記ＡＧＣ補正回路の出力電圧対入力電圧特性が上
記第１，第２ＡＧＣ増幅器を１ブロックとした入力電圧
対ゲインリダクション特性に完全に一致するように設定
される。
記高周波増幅器に対する利得制御特性を最適特性に設定
した場合であっても、上記第１抵抗の抵抗値と上記第２
抵抗の抵抗値との比率を変えることによって、上記加算
手段による上記第１オペレーショナルアンプの出力電圧
と上記ＡＧＣ用入力信号の電圧との加算比率が変えられ
て、上記ＡＧＣ補正回路の出力電圧対入力電圧特性が上
記第１，第２ＡＧＣ増幅器を１ブロックとした入力電圧
対ゲインリダクション特性に完全に一致するように設定
される。
【００１７】また、請求項２に係る発明の衛星放送受信
チューナは、請求項１に係る発明のＡＧＣ回路を搭載し
たディジタル放送用の衛星放送受信チューナであること
を特徴としている。
チューナは、請求項１に係る発明のＡＧＣ回路を搭載し
たディジタル放送用の衛星放送受信チューナであること
を特徴としている。
【００１８】上記構成によれば、ディジタル放送用の衛
星放送受信チューナには、請求項１に係る発明のＡＧＣ
回路が搭載されている。したがって、ＱＰＳＫ復調器等
の復調器からのディジタルのＡＧＣ用入力信号の１ビッ
ト当たりの本ＡＧＣ回路によるゲイン制御量が、上記Ａ
ＧＣ用入力信号のレベルの全変動範囲に渡って一様にな
り、受信信号のＡＧＣが安定して行われる。また、上記
復調器からのＡＧＣ用入力信号のレベルと受信信号レベ
ルとの関係がリニアになり、上記ＡＧＣ用入力信号のレ
ベルをモニターして受信信号のレベルを表示する場合の
上記表示が高精度で行われる。
星放送受信チューナには、請求項１に係る発明のＡＧＣ
回路が搭載されている。したがって、ＱＰＳＫ復調器等
の復調器からのディジタルのＡＧＣ用入力信号の１ビッ
ト当たりの本ＡＧＣ回路によるゲイン制御量が、上記Ａ
ＧＣ用入力信号のレベルの全変動範囲に渡って一様にな
り、受信信号のＡＧＣが安定して行われる。また、上記
復調器からのＡＧＣ用入力信号のレベルと受信信号レベ
ルとの関係がリニアになり、上記ＡＧＣ用入力信号のレ
ベルをモニターして受信信号のレベルを表示する場合の
上記表示が高精度で行われる。
【００１９】また、請求項３に係る発明の衛星放送受信
チューナは、請求項１に係る発明のＡＧＣ回路を搭載し
たアナログ放送用の衛星放送受信チューナであることを
特徴としている。
チューナは、請求項１に係る発明のＡＧＣ回路を搭載し
たアナログ放送用の衛星放送受信チューナであることを
特徴としている。
【００２０】上記構成によれば、アナログ放送用の衛星
放送受信チューナには、請求項１に係る発明のＡＧＣ回
路が搭載されている。したがって、ＦＭ復調器等の復調
器からのＡＧＣ用入力信号のレベルと受信信号レベルと
の関係がリニアになり、上記ＡＧＣ用入力信号のレベル
をモニターして受信信号のレベルを表示する場合の上記
表示が高精度で行われる。
放送受信チューナには、請求項１に係る発明のＡＧＣ回
路が搭載されている。したがって、ＦＭ復調器等の復調
器からのＡＧＣ用入力信号のレベルと受信信号レベルと
の関係がリニアになり、上記ＡＧＣ用入力信号のレベル
をモニターして受信信号のレベルを表示する場合の上記
表示が高精度で行われる。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、この発明を図示の実施の形
態により詳細に説明する。図１は、本実施の形態のＡＧ
Ｃ回路を搭載した衛星放送受信チューナーの部分回路図
である。図１において、入力端子２１，高周波増幅器２
２，グウンコンバータ２３，中間周波フイルタ２４，中
間周波増幅器２５，ＩＱ検波器２６，Ｉ信号出力端子２
７，Ｑ信号出力端子２８，ＡＧＣ信号入力端子２９，第
１ＡＧＣ増幅器３０および第２ＡＧＣ増幅器３１は、図
７における入力端子１，高周波増幅器２，グウンコンバ
ータ３，中間周波フイルタ４，中間周波増幅器５，ＩＱ
検波器６，Ｉ信号出力端子７，Ｑ信号出力端子８，ＡＧ
Ｃ信号入力端子９，第１ＡＧＣ増幅器１０および第２Ａ
ＧＣ増幅器１１と同じ構成を有して、同様に動作する。
態により詳細に説明する。図１は、本実施の形態のＡＧ
Ｃ回路を搭載した衛星放送受信チューナーの部分回路図
である。図１において、入力端子２１，高周波増幅器２
２，グウンコンバータ２３，中間周波フイルタ２４，中
間周波増幅器２５，ＩＱ検波器２６，Ｉ信号出力端子２
７，Ｑ信号出力端子２８，ＡＧＣ信号入力端子２９，第
１ＡＧＣ増幅器３０および第２ＡＧＣ増幅器３１は、図
７における入力端子１，高周波増幅器２，グウンコンバ
ータ３，中間周波フイルタ４，中間周波増幅器５，ＩＱ
検波器６，Ｉ信号出力端子７，Ｑ信号出力端子８，ＡＧ
Ｃ信号入力端子９，第１ＡＧＣ増幅器１０および第２Ａ
ＧＣ増幅器１１と同じ構成を有して、同様に動作する。
【００２２】本実施の形態においては、上記第１ＡＧＣ
増幅器３０の前段にＡＧＣ補正回路３２を設ける。そし
て、第１ＡＧＣ増幅器３０，第２ＡＧＣ増幅器３１およ
びＡＧＣ補正回路３２でＡＧＣ回路３３を構成するので
ある。このＡＧＣ補正回路３２は、図２に示すような構
成を有している。ＡＧＣ入力端子３５には例えば０Ｖ〜
５ＶのＡＧＣ電圧（Ｖ１）が入力される。そうすると、
入力されたＡＧＣ電圧は抵抗３６を介してオペアンプ３
７の反転入力端子側に供給される。そして、オペアンプ
３７からの出力（Ｖ２）は、抵抗３８を通過した後に、
ＡＧＣ入力端子３５から抵抗３９を介して供給されるＡ
ＧＣ電圧（Ｖ１）と加算されてオペアンプ４０で増幅さ
れる。こうして得られたＡＧＣ信号（Ｖ３：直流電圧）
は、出力端子４１を介して第１ＡＧＣ増幅器３０に入力
されるのである。
増幅器３０の前段にＡＧＣ補正回路３２を設ける。そし
て、第１ＡＧＣ増幅器３０，第２ＡＧＣ増幅器３１およ
びＡＧＣ補正回路３２でＡＧＣ回路３３を構成するので
ある。このＡＧＣ補正回路３２は、図２に示すような構
成を有している。ＡＧＣ入力端子３５には例えば０Ｖ〜
５ＶのＡＧＣ電圧（Ｖ１）が入力される。そうすると、
入力されたＡＧＣ電圧は抵抗３６を介してオペアンプ３
７の反転入力端子側に供給される。そして、オペアンプ
３７からの出力（Ｖ２）は、抵抗３８を通過した後に、
ＡＧＣ入力端子３５から抵抗３９を介して供給されるＡ
ＧＣ電圧（Ｖ１）と加算されてオペアンプ４０で増幅さ
れる。こうして得られたＡＧＣ信号（Ｖ３：直流電圧）
は、出力端子４１を介して第１ＡＧＣ増幅器３０に入力
されるのである。
【００２３】ここで、上記オペアンプ３７の反転入力端
子と出力端子との間には、帰還抵抗４２とリミッタ用ダ
イオード（電圧降下０．７Ｖ）４３，４４とが設けられ
ている。また、オペアンプ３７の非反転入力端子には、
電源電圧Ｖｃｃを抵抗４５，４６で分圧した基準電圧が
供給される。さらに、オペアンプ４０の反転入力端子に
は、電源電圧Ｖｃｃを抵抗４７，４８で分圧した電圧が
供給される。また、オペアンプ４０の反転入力端子と出
力端子との間には帰還抵抗４９が設けられている。
子と出力端子との間には、帰還抵抗４２とリミッタ用ダ
イオード（電圧降下０．７Ｖ）４３，４４とが設けられ
ている。また、オペアンプ３７の非反転入力端子には、
電源電圧Ｖｃｃを抵抗４５，４６で分圧した基準電圧が
供給される。さらに、オペアンプ４０の反転入力端子に
は、電源電圧Ｖｃｃを抵抗４７，４８で分圧した電圧が
供給される。また、オペアンプ４０の反転入力端子と出
力端子との間には帰還抵抗４９が設けられている。
【００２４】上記構成において、上記ＡＧＣ入力端子３
５から入力されるＡＧＣ電圧が例えば０Ｖ〜１．８Ｖの
間の場合は、リミッタ用ダイオード４４の働きによっ
て、図３に示すようにオペアンプ３７からは一定の電圧
Ｖ２が出力される。その結果、出力端子４１から出力さ
れるＡＧＣ信号（Ｖ３）の電圧は、図３に点線で示すよ
うに、ＡＧＣ入力端子３５からのＡＧＣ電圧（Ｖ１）の
変化に伴って単調増加することになる。
５から入力されるＡＧＣ電圧が例えば０Ｖ〜１．８Ｖの
間の場合は、リミッタ用ダイオード４４の働きによっ
て、図３に示すようにオペアンプ３７からは一定の電圧
Ｖ２が出力される。その結果、出力端子４１から出力さ
れるＡＧＣ信号（Ｖ３）の電圧は、図３に点線で示すよ
うに、ＡＧＣ入力端子３５からのＡＧＣ電圧（Ｖ１）の
変化に伴って単調増加することになる。
【００２５】次に、上記ＡＧＣ入力端子３５から入力さ
れるＡＧＣ電圧が例えば１．８Ｖ〜３．２Ｖの間の場合
は、リミツタ用ダイオード４３，４４は働かず、図３に
示すようにオペアンプ３７からは上記ＡＧＣ電圧の変化
に応じて単調減少する電圧Ｖ２が出力される。その結
果、出力端子４１から出力されるＡＧＣ信号（Ｖ３）の
電圧は、図３に点線で示すように、オペアンプ３７から
の単調減少する電圧Ｖ２がＡＧＣ入力端子３５に入力さ
れるＡＧＣ電圧（Ｖ１）の増加によって相殺されて一定
となる。
れるＡＧＣ電圧が例えば１．８Ｖ〜３．２Ｖの間の場合
は、リミツタ用ダイオード４３，４４は働かず、図３に
示すようにオペアンプ３７からは上記ＡＧＣ電圧の変化
に応じて単調減少する電圧Ｖ２が出力される。その結
果、出力端子４１から出力されるＡＧＣ信号（Ｖ３）の
電圧は、図３に点線で示すように、オペアンプ３７から
の単調減少する電圧Ｖ２がＡＧＣ入力端子３５に入力さ
れるＡＧＣ電圧（Ｖ１）の増加によって相殺されて一定
となる。
【００２６】次に、上記ＡＧＣ入力端子３５から入力さ
れるＡＧＣ電圧が例えば３．２Ｖ〜５Ｖの間の場合は、
リミッタ用ダイオード４３の働きによって、図３に示す
ように、オペアンプ３７からは一定の電圧Ｖ２が出力さ
れる。その結果、出力端子４１から出力されるＡＧＣ信
号（Ｖ３）の電圧は、図３に点線で示すように、ＡＧＣ
入力端子３５に入力されるＡＧＣ電圧（Ｖ１）の変化に
伴って単調増加することになる。したがって、上記ＡＧ
Ｃ補正回路３２のＡＧＣ入力端子３５に入力されるＡＧ
Ｃ電圧が０Ｖ〜５Ｖの範囲で変化した場合における出力
端子４１からの出力電圧（Ｖ３）は、図３に点線で示す
ように、ＡＧＣ電圧が０Ｖ〜１．８Ｖおよび３．２Ｖ以
上の場合には単調増加し、１．８Ｖ〜３．２Ｖの間には
一定となる。
れるＡＧＣ電圧が例えば３．２Ｖ〜５Ｖの間の場合は、
リミッタ用ダイオード４３の働きによって、図３に示す
ように、オペアンプ３７からは一定の電圧Ｖ２が出力さ
れる。その結果、出力端子４１から出力されるＡＧＣ信
号（Ｖ３）の電圧は、図３に点線で示すように、ＡＧＣ
入力端子３５に入力されるＡＧＣ電圧（Ｖ１）の変化に
伴って単調増加することになる。したがって、上記ＡＧ
Ｃ補正回路３２のＡＧＣ入力端子３５に入力されるＡＧ
Ｃ電圧が０Ｖ〜５Ｖの範囲で変化した場合における出力
端子４１からの出力電圧（Ｖ３）は、図３に点線で示す
ように、ＡＧＣ電圧が０Ｖ〜１．８Ｖおよび３．２Ｖ以
上の場合には単調増加し、１．８Ｖ〜３．２Ｖの間には
一定となる。
【００２７】ここで、上記抵抗３８と抵抗３９との比率
を変えることによって、オペアンプ３７の出力電圧Ｖ２
とＡＧＣ電圧Ｖ１との加算比率を変えることができる。
その結果、図４に実線で示すように、ＡＧＣ電圧が１．
８Ｖ〜３．２Ｖの間における出力端子４１からの出力電
圧Ｖ３´を一定ではなく低い傾斜で上昇させることが可
能となる。
を変えることによって、オペアンプ３７の出力電圧Ｖ２
とＡＧＣ電圧Ｖ１との加算比率を変えることができる。
その結果、図４に実線で示すように、ＡＧＣ電圧が１．
８Ｖ〜３．２Ｖの間における出力端子４１からの出力電
圧Ｖ３´を一定ではなく低い傾斜で上昇させることが可
能となる。
【００２８】図５は、上記ＡＧＣ補正回路３２の入出力
特性（以下、単にＡＧＣ補正回路特性と言う）と第１，
第２ＡＧＣ増幅器３０，３１を１ブロックとした入力電
圧対ゲインリダクション特性（以下、単にＡＧＣ増幅器
特性と言う）とを示す。ここで、図中第１象限には上記
ＡＧＣ補正回路特性を示し、第２象限には上記ＡＧＣ増
幅器特性を示している。尚、図中ＡＧＣ増幅器入力電圧
とは第１ＡＧＣ増幅器３０への入力電圧のことであり、
これは取りも直さずＡＧＣ補正回路３２の出力電圧（Ａ
ＧＣ補正回路出力電圧）のことである。
特性（以下、単にＡＧＣ補正回路特性と言う）と第１，
第２ＡＧＣ増幅器３０，３１を１ブロックとした入力電
圧対ゲインリダクション特性（以下、単にＡＧＣ増幅器
特性と言う）とを示す。ここで、図中第１象限には上記
ＡＧＣ補正回路特性を示し、第２象限には上記ＡＧＣ増
幅器特性を示している。尚、図中ＡＧＣ増幅器入力電圧
とは第１ＡＧＣ増幅器３０への入力電圧のことであり、
これは取りも直さずＡＧＣ補正回路３２の出力電圧（Ａ
ＧＣ補正回路出力電圧）のことである。
【００２９】本実施の形態においては、図５に示すよう
に、上記ＡＧＣ増幅器特性は、図８に示す第１，第２Ａ
ＧＣ増幅器１０，１１のみからなる従来のＡＧＣ回路
（図７参照）の入力電圧対ゲインリダクション特性（図
８参照）と同じ特性になっている。そして、図５におけ
る上記ＡＧＣ補正回路特性とＡＧＣ増幅器特性とが縦軸
に対して左右対称になるように、ＡＧＣ補正回路３２の
抵抗３８と抵抗３９との比率を設定しておくのである。
そうすることによって、第１，第２ＡＧＣ増幅器３０，
３１およびＡＧＣ補正回路３２で構成されるＡＧＣ回路
３３の入力電圧（ＡＧＣ電圧）対ゲインリダクション特
性は、図６に示すように直線関係になる。すなわち、第
１ＡＧＣ増幅器３０の前段にＡＧＣ補正回路３２を配置
してＡＧＣ回路３３を構成することによって、ＡＧＣ回
路３３のＡＧＣ電圧対ゲインリダクション特性をリニア
にするのである。
に、上記ＡＧＣ増幅器特性は、図８に示す第１，第２Ａ
ＧＣ増幅器１０，１１のみからなる従来のＡＧＣ回路
（図７参照）の入力電圧対ゲインリダクション特性（図
８参照）と同じ特性になっている。そして、図５におけ
る上記ＡＧＣ補正回路特性とＡＧＣ増幅器特性とが縦軸
に対して左右対称になるように、ＡＧＣ補正回路３２の
抵抗３８と抵抗３９との比率を設定しておくのである。
そうすることによって、第１，第２ＡＧＣ増幅器３０，
３１およびＡＧＣ補正回路３２で構成されるＡＧＣ回路
３３の入力電圧（ＡＧＣ電圧）対ゲインリダクション特
性は、図６に示すように直線関係になる。すなわち、第
１ＡＧＣ増幅器３０の前段にＡＧＣ補正回路３２を配置
してＡＧＣ回路３３を構成することによって、ＡＧＣ回
路３３のＡＧＣ電圧対ゲインリダクション特性をリニア
にするのである。
【００３０】その結果、上記第２ＡＧＣ増幅器３１から
のＡＧＣ信号に基づく上記ＲＦＡＧＣは、ＡＧＣ電圧が
略２Ｖから略３Ｖまでの間は略単調増加し、その前後で
はあまり変化しないような従来と同じゲインリダクショ
ン特性を有している。したがって、入力信号のレベルが
弱い場合には上記ＲＦＡＧＣが掛からずにチューナのＮ
Ｆが劣化しないようにする一方、入力信号のレベルが強
い場合に上記ＲＦＡＧＣが充分に掛かって上記ＩＭが劣
化しないようにする特性を保持しつつ、ＡＧＣ回路３３
のＡＧＣ電圧対ゲインリダクション特性をリニアにでき
るのである。
のＡＧＣ信号に基づく上記ＲＦＡＧＣは、ＡＧＣ電圧が
略２Ｖから略３Ｖまでの間は略単調増加し、その前後で
はあまり変化しないような従来と同じゲインリダクショ
ン特性を有している。したがって、入力信号のレベルが
弱い場合には上記ＲＦＡＧＣが掛からずにチューナのＮ
Ｆが劣化しないようにする一方、入力信号のレベルが強
い場合に上記ＲＦＡＧＣが充分に掛かって上記ＩＭが劣
化しないようにする特性を保持しつつ、ＡＧＣ回路３３
のＡＧＣ電圧対ゲインリダクション特性をリニアにでき
るのである。
【００３１】上述のように、本実施の形態においては、
上記高周波増幅器２２および中間周波増幅器２５の利得
を制御する第１，第２ＡＧＣ増幅器３０，３１の前段に
ＡＧＣ補正回路３２を設ける。こうして、ＡＧＣ回路３
３を第１ＡＧＣ増幅器３０，第２ＡＧＣ増幅器３１およ
びＡＧＣ補正回路３２で構成する。そして、その場合の
第１，第２ＡＧＣ増幅器３０，３１の入力電圧対ゲイン
リダクション特性を従来のＡＧＣ回路のＡＧＣ電圧対ゲ
インリダクション特性と同様に設定する一方、ＡＧＣ補
正回路３２の入出力特性を、ＡＧＣ回路３３のＡＧＣ電
圧対ゲインリダクション特性が直線関係になるように設
定するのである。
上記高周波増幅器２２および中間周波増幅器２５の利得
を制御する第１，第２ＡＧＣ増幅器３０，３１の前段に
ＡＧＣ補正回路３２を設ける。こうして、ＡＧＣ回路３
３を第１ＡＧＣ増幅器３０，第２ＡＧＣ増幅器３１およ
びＡＧＣ補正回路３２で構成する。そして、その場合の
第１，第２ＡＧＣ増幅器３０，３１の入力電圧対ゲイン
リダクション特性を従来のＡＧＣ回路のＡＧＣ電圧対ゲ
インリダクション特性と同様に設定する一方、ＡＧＣ補
正回路３２の入出力特性を、ＡＧＣ回路３３のＡＧＣ電
圧対ゲインリダクション特性が直線関係になるように設
定するのである。
【００３２】したがって、上記実施の形態のＡＧＣ回路
３３によれば、図７に示す従来の衛星放送受信チューナ
の場合と同じＲＦＡＧＣ特性を保持しつつ、ＡＧＣ回路
３３のＡＧＣ電圧対ゲインリダクション特性をリニアに
できる。すなわち、上記実施の形態によれば、ＩＱ検波
器２６の後段にＱＰＳＫ復調器が配置されたデジタル放
送用の衛星放送受信チューナにおける上記ＱＰＳＫ復調
器からのＡＧＣ電圧がＤ／Ａ変換されている場合の上記
１ビット当りのゲイン変化量が上記ＡＧＣ電圧の全範囲
に渡って安定し、受信信号の自動利得制御が容易にな
る。また、上記デジタル放送用の衛星放送受信チューナ
やＩＱ検波器２６の後段にＦＭ復調器が配置されたアナ
ログ放送用の衛星放送受信チューナにおいて、上記各復
調器からのＡＧＣ電圧のレベルをモニターして受信信号
のレベルを表示する場合に、高精度な表示が可能となる
のである。
３３によれば、図７に示す従来の衛星放送受信チューナ
の場合と同じＲＦＡＧＣ特性を保持しつつ、ＡＧＣ回路
３３のＡＧＣ電圧対ゲインリダクション特性をリニアに
できる。すなわち、上記実施の形態によれば、ＩＱ検波
器２６の後段にＱＰＳＫ復調器が配置されたデジタル放
送用の衛星放送受信チューナにおける上記ＱＰＳＫ復調
器からのＡＧＣ電圧がＤ／Ａ変換されている場合の上記
１ビット当りのゲイン変化量が上記ＡＧＣ電圧の全範囲
に渡って安定し、受信信号の自動利得制御が容易にな
る。また、上記デジタル放送用の衛星放送受信チューナ
やＩＱ検波器２６の後段にＦＭ復調器が配置されたアナ
ログ放送用の衛星放送受信チューナにおいて、上記各復
調器からのＡＧＣ電圧のレベルをモニターして受信信号
のレベルを表示する場合に、高精度な表示が可能となる
のである。
【００３３】尚、上記ＡＧＣ補正回路３２の具体的構成
は、図２に示す構成に限定されるものではない。要は、
第２ＡＧＣ増幅器３１の入力電圧対ゲインリダクション
特性を従来と同じＲＦＡＧＣ特性が得られるように設定
した場合に、第１，第２ＡＧＣ増幅器３０，３１を１ブ
ロックとした入力電圧対ゲインリダクション特性と同じ
出力電圧対入力電圧特性が得られるように構成すればよ
いのである。
は、図２に示す構成に限定されるものではない。要は、
第２ＡＧＣ増幅器３１の入力電圧対ゲインリダクション
特性を従来と同じＲＦＡＧＣ特性が得られるように設定
した場合に、第１，第２ＡＧＣ増幅器３０，３１を１ブ
ロックとした入力電圧対ゲインリダクション特性と同じ
出力電圧対入力電圧特性が得られるように構成すればよ
いのである。
【００３４】
【発明の効果】以上より明らかなように、請求項１に係
る発明のＡＧＣ回路は、中間周波増幅器の利得制御を行
う第１ＡＧＣ増幅器、高周波増幅器の利得制御を行う第
２ＡＧＣ増幅器、および、上記第１，第２ＡＧＣ増幅器
を１ブロックとした入力電圧対ゲインリダクション特性
と同じ出力電圧対入力電圧特性を有するＡＧＣ補正回路
で構成したので、上記第２ＡＧＣ増幅器による上記高周
波増幅器に対する利得制御特性を最適特性に保ちつつ、
本ＡＧＣ回路におけるＡＧＣ用入力信号のレベルに対す
るゲインリダクション特性をリニアにできる。
る発明のＡＧＣ回路は、中間周波増幅器の利得制御を行
う第１ＡＧＣ増幅器、高周波増幅器の利得制御を行う第
２ＡＧＣ増幅器、および、上記第１，第２ＡＧＣ増幅器
を１ブロックとした入力電圧対ゲインリダクション特性
と同じ出力電圧対入力電圧特性を有するＡＧＣ補正回路
で構成したので、上記第２ＡＧＣ増幅器による上記高周
波増幅器に対する利得制御特性を最適特性に保ちつつ、
本ＡＧＣ回路におけるＡＧＣ用入力信号のレベルに対す
るゲインリダクション特性をリニアにできる。
【００３５】さらに、上記ＡＧＣ補正回路は、反転入力
端子に上記ＡＧＣ用入力信号が入力される第１オペレー
ショナルアンプを有し、上記第１オペレーションアンプ
の出力端子と上記反転入力端子との間に、上記出力端子
側からの信号のみを通過させる第１ダイオードと上記反
転入力端子側からの信号のみを通過させる第２ダイオー
ドと帰還抵抗とを介設し、上記第１オペレーショナルア
ンプの出力信号と上記ＡＧＣ用入力信号とを加算手段で
加算するので、入力電圧の変動範囲における中間領域で
は単調増加する一方、上記中間領域の上下両側では殆ど
変化しないゲインリダクション特性を有する上記第２Ａ
ＧＣ増幅器を用いても、つまり上記ＲＦＡＧＣ特性が従
来と同じ特性のままでも、本ＡＧＣ回路のＡＧＣ用入力
信号のレベルに対するゲインリダクション特性をリニア
にできる。
端子に上記ＡＧＣ用入力信号が入力される第１オペレー
ショナルアンプを有し、上記第１オペレーションアンプ
の出力端子と上記反転入力端子との間に、上記出力端子
側からの信号のみを通過させる第１ダイオードと上記反
転入力端子側からの信号のみを通過させる第２ダイオー
ドと帰還抵抗とを介設し、上記第１オペレーショナルア
ンプの出力信号と上記ＡＧＣ用入力信号とを加算手段で
加算するので、入力電圧の変動範囲における中間領域で
は単調増加する一方、上記中間領域の上下両側では殆ど
変化しないゲインリダクション特性を有する上記第２Ａ
ＧＣ増幅器を用いても、つまり上記ＲＦＡＧＣ特性が従
来と同じ特性のままでも、本ＡＧＣ回路のＡＧＣ用入力
信号のレベルに対するゲインリダクション特性をリニア
にできる。
【００３６】さらに、上記ＡＧＣ補正回路には、上記第
１オペレーショナルアンプの出力端子と上記加算手段と
の間に介設された第１抵抗と、上記加算手段と上記ＡＧ
Ｃ用入力信号の入力端子との間に介設された第２抵抗と
を設けて、上記第１抵抗の抵抗値と上記第２抵抗の抵抗
値との比率を変えることによって、上記加算手段による
上記第１オペレーショナルアンプの出力電圧と上記ＡＧ
Ｃ用入力信号の電圧との加算比率の変更を可能にしたの
で、上記第２ＡＧＣ増幅器による上記高周波増幅器に対
する利得制御特性を最適特性に設定した場合でも、上記
ＡＧＣ補正回路の出力電圧対入力電圧特性を、容易に且
つ精度良く上記第１，第２ＡＧＣ増幅器を１ブロックと
した入力電圧対ゲインリダクション特性と同じに設定で
きる。
１オペレーショナルアンプの出力端子と上記加算手段と
の間に介設された第１抵抗と、上記加算手段と上記ＡＧ
Ｃ用入力信号の入力端子との間に介設された第２抵抗と
を設けて、上記第１抵抗の抵抗値と上記第２抵抗の抵抗
値との比率を変えることによって、上記加算手段による
上記第１オペレーショナルアンプの出力電圧と上記ＡＧ
Ｃ用入力信号の電圧との加算比率の変更を可能にしたの
で、上記第２ＡＧＣ増幅器による上記高周波増幅器に対
する利得制御特性を最適特性に設定した場合でも、上記
ＡＧＣ補正回路の出力電圧対入力電圧特性を、容易に且
つ精度良く上記第１，第２ＡＧＣ増幅器を１ブロックと
した入力電圧対ゲインリダクション特性と同じに設定で
きる。
【００３７】したがって、この発明によれば、上記第２
ＡＧＣ増幅器による上記高周波増幅器に対する利得制御
特性を最適特性に保ちつつ、上記第１，第２ＡＧＣ増幅
器およびＡＧＣ補正回路で構成されるＡＧＣ回路のＡＧ
Ｃ電圧対ゲインリダクション特性を精度良くリニアにす
ることができるのである。
ＡＧＣ増幅器による上記高周波増幅器に対する利得制御
特性を最適特性に保ちつつ、上記第１，第２ＡＧＣ増幅
器およびＡＧＣ補正回路で構成されるＡＧＣ回路のＡＧ
Ｃ電圧対ゲインリダクション特性を精度良くリニアにす
ることができるのである。
【００３８】また、請求項２に係る発明の衛星放送受信
チューナは、請求項１に係る発明のＡＧＣ回路を搭載し
たディジタル放送用の衛星放送受信チューナであるの
で、復調器からのディジタルのＡＧＣ用入力信号の１ビ
ット当たりの本ＡＧＣ回路によるゲイン制御量を上記Ａ
ＧＣ用入力信号のレベルの全変動範囲に渡って一様にで
きる。したがって、受信信号のＡＧＣを安定して行うこ
とができる。また、上記復調器からのＡＧＣ用入力信号
のレベルと受信信号レベルとの関係をリニアにできる。
したがって、上記ＡＧＣ用入力信号のレベルをモニター
して受信信号のレベルを表示する場合に、上記表示を高
精度で行うことができる。
チューナは、請求項１に係る発明のＡＧＣ回路を搭載し
たディジタル放送用の衛星放送受信チューナであるの
で、復調器からのディジタルのＡＧＣ用入力信号の１ビ
ット当たりの本ＡＧＣ回路によるゲイン制御量を上記Ａ
ＧＣ用入力信号のレベルの全変動範囲に渡って一様にで
きる。したがって、受信信号のＡＧＣを安定して行うこ
とができる。また、上記復調器からのＡＧＣ用入力信号
のレベルと受信信号レベルとの関係をリニアにできる。
したがって、上記ＡＧＣ用入力信号のレベルをモニター
して受信信号のレベルを表示する場合に、上記表示を高
精度で行うことができる。
【００３９】また、請求項３に係る発明の衛星放送受信
チューナは、請求項１に係る発明のＡＧＣ回路を搭載し
たアナログ放送用の衛星放送受信チューナであるので、
復調器からのＡＧＣ用入力信号のレベルと受信信号レベ
ルの関係をリニアにできる。したがって、上記ＡＧＣ用
入力信号のレベルをモニターして受信信号のレベルを表
示する場合に、上記表示を高精度で行うことができる。
チューナは、請求項１に係る発明のＡＧＣ回路を搭載し
たアナログ放送用の衛星放送受信チューナであるので、
復調器からのＡＧＣ用入力信号のレベルと受信信号レベ
ルの関係をリニアにできる。したがって、上記ＡＧＣ用
入力信号のレベルをモニターして受信信号のレベルを表
示する場合に、上記表示を高精度で行うことができる。
【図１】この発明のＡＧＣ回路を搭載した衛星放送受信
チューナの部分回路図である。
チューナの部分回路図である。
【図２】図１におけるＡＧＣ補正回路の具体的構成の一
例を示す図である。
例を示す図である。
【図３】図２における各部の電圧とＡＧＣ電圧との関係
を示す図である。
を示す図である。
【図４】図２におけるオペアンプの出力電圧とＡＧＣ電
圧との加算比率を変えた場合のＡＧＣ電圧と出力電圧と
の関係の変化の説明図である。
圧との加算比率を変えた場合のＡＧＣ電圧と出力電圧と
の関係の変化の説明図である。
【図５】図１におけるＡＧＣ補正回路の入出力特性と第
１，第２ＡＧＣ増幅器の入力電圧対ゲインリダクション
特性とを合わせた図である。
１，第２ＡＧＣ増幅器の入力電圧対ゲインリダクション
特性とを合わせた図である。
【図６】図１におけるＡＧＣ回路のＡＧＣ電圧とゲイン
リダクションとの関係を示す図である。
リダクションとの関係を示す図である。
【図７】従来の衛星放送受信チューナの部分回路図であ
る。
る。
【図８】図７におけるＡＧＣ電圧対ゲインリダクション
特性を示す図である。
特性を示す図である。
２１…入力端子、 ２２…高周波増幅
器、 ２３…グウンコンバータ、 ２４…中間周波フ
イルタ、 ２５…中間周波増幅器、 ２６…ＩＱ検波
器、 ２７…Ｉ信号出力端子、 ２８…Ｑ信号出力
端子、 ２９…ＡＧＣ信号入力端子、 ３０…第１ＡＧＣ
増幅器、 ３１…第２ＡＧＣ増幅器、 ３２…ＡＧＣ補正
回路、 ３５…ＡＧＣ入力端子、 ３７，４０…オペ
アンプ、 ４１…出力端子、 ４２，４９…帰還
抵抗、 ４３，４４…リミッタ用ダイオード。
器、 ２３…グウンコンバータ、 ２４…中間周波フ
イルタ、 ２５…中間周波増幅器、 ２６…ＩＱ検波
器、 ２７…Ｉ信号出力端子、 ２８…Ｑ信号出力
端子、 ２９…ＡＧＣ信号入力端子、 ３０…第１ＡＧＣ
増幅器、 ３１…第２ＡＧＣ増幅器、 ３２…ＡＧＣ補正
回路、 ３５…ＡＧＣ入力端子、 ３７，４０…オペ
アンプ、 ４１…出力端子、 ４２，４９…帰還
抵抗、 ４３，４４…リミッタ用ダイオード。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H03G 3/20
H04B 1/16
H04N 5/44
Claims (3)
- 【請求項１】 入力された高周波信号を増幅する高周波
増幅器と、この高周波増幅器からの高周波信号が周波数
変換された中間周波信号を増幅する中間周波増幅器との
夫々に、自動利得制御電圧を供給して上記両増幅器の利
得制御を行う自動利得制御回路において、 入力信号のレベルに応じた第１の自動利得制御電圧を上
記中間周波増幅器に供給して、上記中間周波増幅器の利
得制御を行う第１自動利得制御増幅器と、 上記第１の自動利得制御電圧のレベルに応じた第２の自
動利得制御電圧を上記高周波増幅器に供給して、上記高
周波増幅器の利得制御を行う第２自動利得制御増幅器
と、 自動利得制御用入力信号が入力される一方、出力信号を
上記第１自動利得制御増幅器に供給すると共に、上記第
１，第２自動利得制御増幅器を１ブロックとした入力電
圧対ゲインリダクション特性と同じ出力電圧対入力電圧
特性を有する自動利得制御補正回路を 備えると共に、 上記自動利得制御補正回路は、 反転入力端子に上記自動利得制御用入力信号が入力され
る第１オペレーショナルアンプと、 上記第１オペレーションアンプの出力端子と上記反転入
力端子との間に介設されて、上記出力端子側からの信号
のみを通過させる第１ダイオードと、 上記第１オペレーションアンプの上記出力端子と反転入
力端子との間に介設されて、上記反転入力端子側からの
信号のみを通過させる第２ダイオードと、 上記第１オペレーションアンプの上記出力端子と反転入
力端子との間に介設された帰還抵抗と、 上記第１オペレーショナルアンプの出力信号と上記自動
利得制御用入力信号とを加算する加算手段と、 上記第１オペレーショナルアンプの出力端子と上記加算
手段との間に介設された第１抵抗と、 上記加算手段と上記自動利得制御用入力信号の入力端子
との間に介設された第２抵抗と、 上記加算手段からの出力信号を増幅する第２オペレーシ
ョナルアンプ を備えており、上記第１抵抗の抵抗値と上記第２抵抗の
抵抗値との比率を変えることによって、上記加算手段に
よる上記第１オペレーショナルアンプの出力電圧と上記
自動利得制御用入力信号の電圧との加算比率を変えるこ
とが可能になっている ことを特徴とする自動利得制御回
路。 - 【請求項２】 請求項１に記載の自動利得制御回路を搭
載したことを特徴とするディジタル放送用の衛星放送受
信チューナ。 - 【請求項３】 請求項１に記載の自動利得制御回路を搭
載したことを特徴とするアナログ放送用の衛星放送受信
チューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15441698A JP3470043B2 (ja) | 1998-06-03 | 1998-06-03 | 自動利得制御回路および衛星放送受信チューナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15441698A JP3470043B2 (ja) | 1998-06-03 | 1998-06-03 | 自動利得制御回路および衛星放送受信チューナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11355076A JPH11355076A (ja) | 1999-12-24 |
| JP3470043B2 true JP3470043B2 (ja) | 2003-11-25 |
Family
ID=15583691
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15441698A Expired - Fee Related JP3470043B2 (ja) | 1998-06-03 | 1998-06-03 | 自動利得制御回路および衛星放送受信チューナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3470043B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101917561A (zh) * | 2010-07-14 | 2010-12-15 | 深圳创维－Rgb电子有限公司 | 一种电视非标信号的处理方法 |
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|---|---|---|---|---|
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| US8024759B2 (en) | 2005-04-01 | 2011-09-20 | The Directv Group, Inc. | Backwards-compatible frequency translation module for satellite video delivery |
| US8549565B2 (en) * | 2005-04-01 | 2013-10-01 | The Directv Group, Inc. | Power balancing signal combiner |
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-
1998
- 1998-06-03 JP JP15441698A patent/JP3470043B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101917561A (zh) * | 2010-07-14 | 2010-12-15 | 深圳创维－Rgb电子有限公司 | 一种电视非标信号的处理方法 |
| CN101917561B (zh) * | 2010-07-14 | 2012-11-14 | 深圳创维－Rgb电子有限公司 | 一种电视非标信号的处理方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11355076A (ja) | 1999-12-24 |
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