JP3455182B2 - ディジタル放送システムにおいて衛星信号および地上信号を受信するデュアルモード受信機 - Google Patents
ディジタル放送システムにおいて衛星信号および地上信号を受信するデュアルモード受信機Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Description
【０００１】［発明の背景および概要］
本発明は、提案されるディジタル音声無線サービス（Ｄ
ＡＲＳ）等、衛星信号と地上信号の両方を受信する複合
アーキテクチャを有するディジタル放送システムにおい
て使用される受信機に関する。
ＡＲＳ）等、衛星信号と地上信号の両方を受信する複合
アーキテクチャを有するディジタル放送システムにおい
て使用される受信機に関する。
【０００２】ＵＳ−Ａ−５，６００，６７２は、第１お
よび第２のデータストリームを受信側の受信信号から取
り出すことが可能な通信システムに関連する。データス
トリームの一方を選択して、アナログ−ディジタル変
換、フィルタリング、キャリア再生、位相同期化および
復号を含むさらなる処理を行うことができる。
よび第２のデータストリームを受信側の受信信号から取
り出すことが可能な通信システムに関連する。データス
トリームの一方を選択して、アナログ−ディジタル変
換、フィルタリング、キャリア再生、位相同期化および
復号を含むさらなる処理を行うことができる。
【０００３】ＵＳ−Ａ−４，３５５，４０１は、アナロ
グ信号およびディジタル角変調されたキャリア波信号を
受信する受信部を有する無線装置を開示している。アナ
ログ信号およびディジタル信号をそれぞれ復調する第１
および第２の復調器が提供されている。決定回路は、ク
ロック再生回路の出力に応答して、受信信号がアナログ
ＦＭ波であるか、またはディジタルＦＭ波であるかを決
定する。決定に応じて、復調されたアナログ信号または
復調されたディジタル信号は、スイッチング手段により
選択的に搬送される。
グ信号およびディジタル角変調されたキャリア波信号を
受信する受信部を有する無線装置を開示している。アナ
ログ信号およびディジタル信号をそれぞれ復調する第１
および第２の復調器が提供されている。決定回路は、ク
ロック再生回路の出力に応答して、受信信号がアナログ
ＦＭ波であるか、またはディジタルＦＭ波であるかを決
定する。決定に応じて、復調されたアナログ信号または
復調されたディジタル信号は、スイッチング手段により
選択的に搬送される。
【０００４】ＥＰ−Ａ−０５７４２７３は、ＡＭ−ＦＭ
結合の復調器を有する受信機を示す。受信機は、共通発
振器とミクサ回路とを有する。アナログ変調信号が受信
されると、共通発振器およびミクサ回路の局部発振器の
周波数は、周波数誤差検出器を利用して制御される。受
信機は、さらに、アナログ変調信号の復調器と、ディジ
タル変調信号の復調器とが並列接続されている変調器を
含む。ディジタル変調信号復調器にはディジタル変調信
号弁別器が接続され、受信機を適切な復調モードに切り
換える。
結合の復調器を有する受信機を示す。受信機は、共通発
振器とミクサ回路とを有する。アナログ変調信号が受信
されると、共通発振器およびミクサ回路の局部発振器の
周波数は、周波数誤差検出器を利用して制御される。受
信機は、さらに、アナログ変調信号の復調器と、ディジ
タル変調信号の復調器とが並列接続されている変調器を
含む。ディジタル変調信号復調器にはディジタル変調信
号弁別器が接続され、受信機を適切な復調モードに切り
換える。
【０００５】ＥＰ−Ａ−０７６９８７３は、直交振幅変
調等の変調信号および残留側波帯ＲＦ入力信号等を１つ
以上受信するように適合されるＲＦ受信機に関する。Ｒ
Ｆ信号は、通過帯域フィルタリングされ、３個のバンド
パスフィルタおよび２個のミクサを用いてダウンコンバ
ートされ、第３のバンドパスフィルタの出力がサンプル
及びホールド回路に印加される。サンプル及びホールド
回路の出力は、ローパスフィルタを介してアナログ−デ
ィジタルコンバータに結合され、その出力が、サンプリ
ングされた信号を復調し、かつベースバンド信号を生成
するヒルベルトフィルタに印加される。
調等の変調信号および残留側波帯ＲＦ入力信号等を１つ
以上受信するように適合されるＲＦ受信機に関する。Ｒ
Ｆ信号は、通過帯域フィルタリングされ、３個のバンド
パスフィルタおよび２個のミクサを用いてダウンコンバ
ートされ、第３のバンドパスフィルタの出力がサンプル
及びホールド回路に印加される。サンプル及びホールド
回路の出力は、ローパスフィルタを介してアナログ−デ
ィジタルコンバータに結合され、その出力が、サンプリ
ングされた信号を復調し、かつベースバンド信号を生成
するヒルベルトフィルタに印加される。
【０００６】Groshong R. et. al.の「アンダーサンプ
リング技術はディジタル無線を簡単にする(Undersampli
ng Techniques Simplify Digital Radio)」Electronic
Design（電子設計）、第３９巻、第１０号、１９９１年
５月２３日、第６７〜６８、７０、７３〜７５、７８頁
には、広帯域入力フィルタと、第１のＩＦミクサと、第
１のＩＦ狭帯域フィルタと、固定発振周波数を有する第
２のＩＦミクサと、選択可能な第２のＩＦフィルタと、
ＡＭ用とＦＭ用の別個の復調器と、を備える典型的なヘ
テロダイン受信機が記載されている。
リング技術はディジタル無線を簡単にする(Undersampli
ng Techniques Simplify Digital Radio)」Electronic
Design（電子設計）、第３９巻、第１０号、１９９１年
５月２３日、第６７〜６８、７０、７３〜７５、７８頁
には、広帯域入力フィルタと、第１のＩＦミクサと、第
１のＩＦ狭帯域フィルタと、固定発振周波数を有する第
２のＩＦミクサと、選択可能な第２のＩＦフィルタと、
ＡＭ用とＦＭ用の別個の復調器と、を備える典型的なヘ
テロダイン受信機が記載されている。
【０００７】［発明の概要］
本発明の目的は、複雑性を低減した受信機を用いて衛星
信号および地上信号の受信を可能にする、放送信号の受
信装置および方法を提供することである。
信号および地上信号の受信を可能にする、放送信号の受
信装置および方法を提供することである。
【０００８】上記目的は、請求項１記載の受信機および
請求項１１記載の方法により達成される。
請求項１１記載の方法により達成される。
【０００９】本放送システムは、地上中継器を１つ以上
使用することによって、固定式および移動式無線受信機
における見通線（ＬＯＳ：line of sight）衛星信号受
信に対する障害物を克服する。地上中継器は、ＱＰＳＫ
変調された時分割多重方式（ＴＤＭ）衛星信号を受信
し、衛星信号のベースバンド処理を実行し、マルチキャ
リア変調（ＭＣＭ）を介して衛星信号を再送信する。Ｑ
ＰＳＫ衛星信号受信の要件を満たすとともに地上信号の
ＭＣＭ復調前にダウンサンプリングフィルタとして動作
することによって受信機の複雑性を低減するディジタル
フィルタが採用される。
使用することによって、固定式および移動式無線受信機
における見通線（ＬＯＳ：line of sight）衛星信号受
信に対する障害物を克服する。地上中継器は、ＱＰＳＫ
変調された時分割多重方式（ＴＤＭ）衛星信号を受信
し、衛星信号のベースバンド処理を実行し、マルチキャ
リア変調（ＭＣＭ）を介して衛星信号を再送信する。Ｑ
ＰＳＫ衛星信号受信の要件を満たすとともに地上信号の
ＭＣＭ復調前にダウンサンプリングフィルタとして動作
することによって受信機の複雑性を低減するディジタル
フィルタが採用される。
【００１０】［発明の実施の形態］
図１は、全体的に１４で示す無線受信機において見通線
（ＬＯＳ）衛星信号受信を行う少なくとも１つの静止衛
星１２を備えるディジタル放送システム１０を示す。時
間および／または空間的ダイバーシチの目的で、図３に
ついて後述する異なる軌道位置にある別の静止衛星１６
を設けることができる。システム１０は、ＬＯＳ受信
が、高層建造物、丘および他の障害物によって掩蔽され
る地理的エリア２０において衛星信号の再送信を行う少
なくとも１つの地上中継器１８をさらに備える。無線受
信機１４は、衛星信号と地上信号の両方を受信し、かつ
上記信号の一方を受信機出力として選択するためのデュ
アルモード動作のために構成されることが好ましい。
（ＬＯＳ）衛星信号受信を行う少なくとも１つの静止衛
星１２を備えるディジタル放送システム１０を示す。時
間および／または空間的ダイバーシチの目的で、図３に
ついて後述する異なる軌道位置にある別の静止衛星１６
を設けることができる。システム１０は、ＬＯＳ受信
が、高層建造物、丘および他の障害物によって掩蔽され
る地理的エリア２０において衛星信号の再送信を行う少
なくとも１つの地上中継器１８をさらに備える。無線受
信機１４は、衛星信号と地上信号の両方を受信し、かつ
上記信号の一方を受信機出力として選択するためのデュ
アルモード動作のために構成されることが好ましい。
【００１１】システム１０の放送セグメント２２および
地上中継器セグメント２４について、図２を参照して説
明していく。放送セグメントは、ブロック２６に示すよ
うに、放送チャネルを、３．６８メガビット／秒（Ｍｂ
ｐｓ）時分割多重方式（ＴＤＭ）ビットストリームにエ
ンコードすることを含むことが好ましい。ＴＤＭビット
ストリームは、９６個の１６キロビット／秒（ｋｂｐ
ｓ）プライムレートチャネルと、同期化、デマルチプレ
ックス、放送チャネルコントロールおよびサービスの追
加情報とを含む。放送チャネル符号化は、ＭＰＥＧ音声
コード化、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）およびマルチプレ
ックスを含むことが好ましい。得られたＴＤＭビットス
トリームは、ブロック２８に示すように１／４位相シフ
トキーイング（ＱＰＳＫ）変調を用いて変調された後、
衛星アップリング３０を介して送信される。
地上中継器セグメント２４について、図２を参照して説
明していく。放送セグメントは、ブロック２６に示すよ
うに、放送チャネルを、３．６８メガビット／秒（Ｍｂ
ｐｓ）時分割多重方式（ＴＤＭ）ビットストリームにエ
ンコードすることを含むことが好ましい。ＴＤＭビット
ストリームは、９６個の１６キロビット／秒（ｋｂｐ
ｓ）プライムレートチャネルと、同期化、デマルチプレ
ックス、放送チャネルコントロールおよびサービスの追
加情報とを含む。放送チャネル符号化は、ＭＰＥＧ音声
コード化、順方向誤り訂正（ＦＥＣ）およびマルチプレ
ックスを含むことが好ましい。得られたＴＤＭビットス
トリームは、ブロック２８に示すように１／４位相シフ
トキーイング（ＱＰＳＫ）変調を用いて変調された後、
衛星アップリング３０を介して送信される。
【００１２】引き続き図２を参照して、地上中継器セグ
メントは、衛星ダウンリンク３２と、ＱＰＳＫ復調を実
行してベースバンドＴＤＭビットストリームを獲得する
復調器３４と、を備える。パンクチャリングおよびディ
レイブロック３６は、無線受信機において再挿入可能な
選択ビットを除去することによってＴＤＭビットレート
を３．６８Ｍｂｐｓから３．０６７Ｍｂｐｓに低下さ
せ、かつ、衛星１２および１６からの伝送間に時間ダイ
バーシチ遅延があれば、その遅延量だけＴＤＭビットス
トリーム全体を遅延する。遅延され、かつ低下されたレ
ートビットストリームは、次に、ブロック３８において
マルチキャリア変調を施された後、増幅器３９により増
幅され、地上中継器タワー４０から送信される。マルチ
キャリア変調は、時間ドメインにおける３．０６７Ｍｂ
ｐｓのＴＤＭビットストリームを、それぞれ７１００ビ
ット／秒を搬送する４３２個のパラレルパスに分割する
ことを含むことが好ましい。各ビットは、複素数の虚数
（Ｉ）成分および実数（Ｑ）成分としてそれぞれ識別さ
れる２ビットシンボルのペアにされる。したがって、複
素数シンボルレートは、３５５０シンボル／秒である。
４３２個のパラレル複素数番号は、２n個の入力および
出力による５１２係数の高速フーリエ逆変換（ＩＦＦ
Ｔ）演算を用いて実行されることが好ましい離散フーリ
エ逆変換コンバータに対する周波数係数入力として提供
される。ここでｎ＝９であり、８０個の入力係数はゼロ
に設定されている。ＩＦＦＴの出力は、４３２個のＱＰ
ＳＫ直交正弦係数の集合であり、これが、３５５０／秒
のシンボルレートをサポートし、かつ２８０マイクロ秒
のシンボル期間を有する４３２個の狭帯域の直交キャリ
アを構成している。
メントは、衛星ダウンリンク３２と、ＱＰＳＫ復調を実
行してベースバンドＴＤＭビットストリームを獲得する
復調器３４と、を備える。パンクチャリングおよびディ
レイブロック３６は、無線受信機において再挿入可能な
選択ビットを除去することによってＴＤＭビットレート
を３．６８Ｍｂｐｓから３．０６７Ｍｂｐｓに低下さ
せ、かつ、衛星１２および１６からの伝送間に時間ダイ
バーシチ遅延があれば、その遅延量だけＴＤＭビットス
トリーム全体を遅延する。遅延され、かつ低下されたレ
ートビットストリームは、次に、ブロック３８において
マルチキャリア変調を施された後、増幅器３９により増
幅され、地上中継器タワー４０から送信される。マルチ
キャリア変調は、時間ドメインにおける３．０６７Ｍｂ
ｐｓのＴＤＭビットストリームを、それぞれ７１００ビ
ット／秒を搬送する４３２個のパラレルパスに分割する
ことを含むことが好ましい。各ビットは、複素数の虚数
（Ｉ）成分および実数（Ｑ）成分としてそれぞれ識別さ
れる２ビットシンボルのペアにされる。したがって、複
素数シンボルレートは、３５５０シンボル／秒である。
４３２個のパラレル複素数番号は、２n個の入力および
出力による５１２係数の高速フーリエ逆変換（ＩＦＦ
Ｔ）演算を用いて実行されることが好ましい離散フーリ
エ逆変換コンバータに対する周波数係数入力として提供
される。ここでｎ＝９であり、８０個の入力係数はゼロ
に設定されている。ＩＦＦＴの出力は、４３２個のＱＰ
ＳＫ直交正弦係数の集合であり、これが、３５５０／秒
のシンボルレートをサポートし、かつ２８０マイクロ秒
のシンボル期間を有する４３２個の狭帯域の直交キャリ
アを構成している。
【００１３】フルダイバーシチの２衛星放送システム１
０の周波数プランを図３に示す。本システム１０の好ま
しい実施の形態において、図１の衛星１２および１６
は、同一番組ＡおよびＢをそれぞれ放送する。番組Ａお
よびＢを、「先の」衛星１２が送信した後、「後の」衛
星１６を介して送信する。周波数プランは、図３におい
て４２、４４、４６および４８でそれぞれ示す４個のＱ
ＰＳＫ変調の衛星信号のそれぞれに周波数帯域を割り当
てる。さらに、地上中継器から送信されたマルチキャリ
ア変調済みの番組ＡおよびＢ信号には、２個の周波数帯
域５０および５２が割り当てられ、先の衛星１２からの
信号を後の衛星１６により送信されたものと時間同期化
するのに十分な遅延でこの信号を再送信する。周波数プ
ランにおいて、チャネル分離は、比較的小さく、６個の
周波数帯域４２〜５２のそれぞれが、約２．０７メガヘ
ルツ（ＭＨｚ）を１２．５ＭＨｚの周波数帯域幅全体の
中で占有している。
０の周波数プランを図３に示す。本システム１０の好ま
しい実施の形態において、図１の衛星１２および１６
は、同一番組ＡおよびＢをそれぞれ放送する。番組Ａお
よびＢを、「先の」衛星１２が送信した後、「後の」衛
星１６を介して送信する。周波数プランは、図３におい
て４２、４４、４６および４８でそれぞれ示す４個のＱ
ＰＳＫ変調の衛星信号のそれぞれに周波数帯域を割り当
てる。さらに、地上中継器から送信されたマルチキャリ
ア変調済みの番組ＡおよびＢ信号には、２個の周波数帯
域５０および５２が割り当てられ、先の衛星１２からの
信号を後の衛星１６により送信されたものと時間同期化
するのに十分な遅延でこの信号を再送信する。周波数プ
ランにおいて、チャネル分離は、比較的小さく、６個の
周波数帯域４２〜５２のそれぞれが、約２．０７メガヘ
ルツ（ＭＨｚ）を１２．５ＭＨｚの周波数帯域幅全体の
中で占有している。
【００１４】図４を参照して、ＱＰＳＫ信号を先の衛星
１２から受信する第１アーム５４と、ＱＰＳＫ信号を後
の衛星１６から受信し、かつＭＣＭ信号を地上中継器１
８から受信する第２アーム５６と、２つの受信信号から
受信機出力を生成する結合器５８と、を備えるデュアル
モード無線受信機を説明する。２つのアーム５４および
５６により、フルダイバーシチ受信が可能である。衛星
信号および地上信号の受信を行うデュアルモード受信機
アームとして、無線受信機のＱＰＳＫ／ＭＣＭアーム５
６が用いられる。衛星１２および１６から受信されるＱ
ＰＳＫ信号は、ブロック６０および６２においてそれぞ
れ復調される。また、地上中継器１８からのＭＣＭ信号
（先の衛星１２により送信された信号の遅延およびマル
チキャリア変調されたものからなる）も、ブロック６４
に示すように復調される。デパンクチャリングユニット
６６は、地上中継器からの復調信号にビットを再挿入
し、ビットレートを元のＴＤＭビットストリームのレー
トに増大する。
１２から受信する第１アーム５４と、ＱＰＳＫ信号を後
の衛星１６から受信し、かつＭＣＭ信号を地上中継器１
８から受信する第２アーム５６と、２つの受信信号から
受信機出力を生成する結合器５８と、を備えるデュアル
モード無線受信機を説明する。２つのアーム５４および
５６により、フルダイバーシチ受信が可能である。衛星
信号および地上信号の受信を行うデュアルモード受信機
アームとして、無線受信機のＱＰＳＫ／ＭＣＭアーム５
６が用いられる。衛星１２および１６から受信されるＱ
ＰＳＫ信号は、ブロック６０および６２においてそれぞ
れ復調される。また、地上中継器１８からのＭＣＭ信号
（先の衛星１２により送信された信号の遅延およびマル
チキャリア変調されたものからなる）も、ブロック６４
に示すように復調される。デパンクチャリングユニット
６６は、地上中継器からの復調信号にビットを再挿入
し、ビットレートを元のＴＤＭビットストリームのレー
トに増大する。
【００１５】ＱＰＳＫ／ＭＣＭ受信機アーム５６は、ブ
ロック６７に示すように地上中継器信号がいつ存在する
かを検出するように構成され、後の衛星１６からの信号
の代わりに地上中継器信号を選択器６８を介して選択す
る。少なくとも１つの衛星と少なくとも１つの地上中継
器とを有する放送システムにおいて、図３の帯域５０お
よび５２における地上信号は、無線受信機が地上中継器
のレンジ外の地方エリアにある場合には無くてもよい
か、または無視できる。無線受信機が移動式であって、
ユーザが都会または都市エリアに接近中に使用している
場合、衛星および地上信号が、ともに受信可能である。
一方、無線受信機が移動式であって、都会で運転中に使
用している場合、衛星からのＬＯＳ信号の受信が不可能
であるため多くの事例において地上信号しか受信できな
い。地上信号の強度が所定のしきい値を越えると、無線
受信機のデュアルモード受信機アーム５６は、衛星１６
からの信号の受信から地上中継器１８からの信号の受信
に切り替わる。図４に図示のＱＰＳＫ復調器６０および
６２、ＭＣＭ復調器６４、デパンクチャリングユニット
６６、地上検波器６７ならびに選択器６８については、
さらに詳細を後述する。
ロック６７に示すように地上中継器信号がいつ存在する
かを検出するように構成され、後の衛星１６からの信号
の代わりに地上中継器信号を選択器６８を介して選択す
る。少なくとも１つの衛星と少なくとも１つの地上中継
器とを有する放送システムにおいて、図３の帯域５０お
よび５２における地上信号は、無線受信機が地上中継器
のレンジ外の地方エリアにある場合には無くてもよい
か、または無視できる。無線受信機が移動式であって、
ユーザが都会または都市エリアに接近中に使用している
場合、衛星および地上信号が、ともに受信可能である。
一方、無線受信機が移動式であって、都会で運転中に使
用している場合、衛星からのＬＯＳ信号の受信が不可能
であるため多くの事例において地上信号しか受信できな
い。地上信号の強度が所定のしきい値を越えると、無線
受信機のデュアルモード受信機アーム５６は、衛星１６
からの信号の受信から地上中継器１８からの信号の受信
に切り替わる。図４に図示のＱＰＳＫ復調器６０および
６２、ＭＣＭ復調器６４、デパンクチャリングユニット
６６、地上検波器６７ならびに選択器６８については、
さらに詳細を後述する。
【００１６】受信機アーム５４におけるＱＰＳＫ復調器
６０の出力の信号、および受信機アーム５６における選
択器６８の出力の信号は、図４のブロック７０および７
２に示すように、ＴＤＭデマルチプレックスされ、復号
されて、ベースバンドビットストリームを再生する。ブ
ロック７４に示すように、受信機アーム５４において衛
星１２から再生されたビットストリームは、先の衛星１
２と後の衛星１６からの放送間の遅延量だけ遅延され、
ビットストリームを受信機アーム５６により生成される
ビットストリームと時間同期化させる。受信機アーム５
４および５６からの信号は、次に、ブロック５８に示す
ように検出後ダイバーシチ結合(post-detection divers
ity combining)を施された後、ブロック７８においてＭ
ＰＥＧ音声復号される。なお、無線受信機は、衛星ダイ
バーシチをサポートする必要はないため、ＱＰＳＫアー
ム５４を用いずにＱＰＳＫ／ＭＣＭアーム５６のみで実
施可能であることが理解される。かかる無線受信機にお
いて、検出後結合器５８も省略することができる。
６０の出力の信号、および受信機アーム５６における選
択器６８の出力の信号は、図４のブロック７０および７
２に示すように、ＴＤＭデマルチプレックスされ、復号
されて、ベースバンドビットストリームを再生する。ブ
ロック７４に示すように、受信機アーム５４において衛
星１２から再生されたビットストリームは、先の衛星１
２と後の衛星１６からの放送間の遅延量だけ遅延され、
ビットストリームを受信機アーム５６により生成される
ビットストリームと時間同期化させる。受信機アーム５
４および５６からの信号は、次に、ブロック５８に示す
ように検出後ダイバーシチ結合(post-detection divers
ity combining)を施された後、ブロック７８においてＭ
ＰＥＧ音声復号される。なお、無線受信機は、衛星ダイ
バーシチをサポートする必要はないため、ＱＰＳＫアー
ム５４を用いずにＱＰＳＫ／ＭＣＭアーム５６のみで実
施可能であることが理解される。かかる無線受信機にお
いて、検出後結合器５８も省略することができる。
【００１７】図３に示すように、地上信号のレベルは、
実質的に衛星信号より高く、たとえば、衛星信号より３
０デシベル（ｄＢ）のオーダで高くすることができる。
上述したように、周波数プランにおけるチャネル分離は
比較的小さい。このため、図３に示すように地上信号が
隣接チャネルに存在する場合、衛星信号を復号する際に
は、ストップバンド高減衰量をともなうフィルタリング
が必要となる。通常は、かかるフィルタリングは、衛星
信号チャネルと地上信号チャネルとの周波数分離を増大
することによって回避される。分離が十分の場合、隣接
チャネルを抑止するためにチャネルフィルタが使用され
る。
実質的に衛星信号より高く、たとえば、衛星信号より３
０デシベル（ｄＢ）のオーダで高くすることができる。
上述したように、周波数プランにおけるチャネル分離は
比較的小さい。このため、図３に示すように地上信号が
隣接チャネルに存在する場合、衛星信号を復号する際に
は、ストップバンド高減衰量をともなうフィルタリング
が必要となる。通常は、かかるフィルタリングは、衛星
信号チャネルと地上信号チャネルとの周波数分離を増大
することによって回避される。分離が十分の場合、隣接
チャネルを抑止するためにチャネルフィルタが使用され
る。
【００１８】本発明の１つの実施形態によれば、チャネ
ル選択は、隣接チャネルを全体的に抑止しないフィルタ
を用いて実施される。後述するように、周波数プランの
下部に（および後の衛星１６の周波数帯域４６および４
８にそれぞれ隣接して）地上中継器周波数帯域５０およ
び５２があることで、受信機出力に対する、衛星信号ま
たは地上信号の選択が簡易になる。フィルタリングにつ
いては、ＱＰＳＫ復調、次いでＭＣＭ復調とともに説明
した後、本発明の好ましい実施の形態にしたがって構成
される結合ＱＰＳＫ／ＭＣＭデュアルモード受信機アー
ム（図１２）におけるフィルタリングを説明する。
ル選択は、隣接チャネルを全体的に抑止しないフィルタ
を用いて実施される。後述するように、周波数プランの
下部に（および後の衛星１６の周波数帯域４６および４
８にそれぞれ隣接して）地上中継器周波数帯域５０およ
び５２があることで、受信機出力に対する、衛星信号ま
たは地上信号の選択が簡易になる。フィルタリングにつ
いては、ＱＰＳＫ復調、次いでＭＣＭ復調とともに説明
した後、本発明の好ましい実施の形態にしたがって構成
される結合ＱＰＳＫ／ＭＣＭデュアルモード受信機アー
ム（図１２）におけるフィルタリングを説明する。
【００１９】ＱＰＳＫ衛星信号復調
ＱＰＳＫ衛星信号受信機アーム８０の概略ブロック図を
図５に示す。無線受信機側のアンテナ８２および低雑音
増幅器（ＬＮＡ）８４は、約２．３ギガヘルツ（ＧＨ
ｚ）のキャリア周波数で信号を受信する。この信号は、
ミクサ８６および局部発振器８８により約１３５ＭＨｚ
の第１の中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされ
る。ミクサ８６からの信号は、低損失の表面弾性波（Ｓ
ＡＷ）中間周波数（ＩＦ）フィルタ９０、そして第２の
ミクサ９２および局部発振器９４に供給され、約３．６
８ＭＨｚの第２のＩＦにダウンコンバートされる。
図５に示す。無線受信機側のアンテナ８２および低雑音
増幅器（ＬＮＡ）８４は、約２．３ギガヘルツ（ＧＨ
ｚ）のキャリア周波数で信号を受信する。この信号は、
ミクサ８６および局部発振器８８により約１３５ＭＨｚ
の第１の中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされ
る。ミクサ８６からの信号は、低損失の表面弾性波（Ｓ
ＡＷ）中間周波数（ＩＦ）フィルタ９０、そして第２の
ミクサ９２および局部発振器９４に供給され、約３．６
８ＭＨｚの第２のＩＦにダウンコンバートされる。
【００２０】より優れた隣接チャネル抑止性を有する強
力なＳＡＷフィルタに対しては、弱または「漏洩」ＳＡ
Ｗフィルタが好ましい。図６に図示するように、衛星チ
ャネル４６に直に隣接している地上チャネル５０は、一
部がＳＡＷフィルタパスバンド内に存在し、この干渉チ
ャネル５０の減衰量は僅か約６ｄＢである。強ＳＡＷフ
ィルタの方が隣接チャネル（たとえば、チャネル５０）
をより良好に除去可能であるが、強ＳＡＷフィルタは、
位相ひずみを招く可能性があるとともに、弱ＳＡＷフィ
ルタに比べて実施が高価である。
力なＳＡＷフィルタに対しては、弱または「漏洩」ＳＡ
Ｗフィルタが好ましい。図６に図示するように、衛星チ
ャネル４６に直に隣接している地上チャネル５０は、一
部がＳＡＷフィルタパスバンド内に存在し、この干渉チ
ャネル５０の減衰量は僅か約６ｄＢである。強ＳＡＷフ
ィルタの方が隣接チャネル（たとえば、チャネル５０）
をより良好に除去可能であるが、強ＳＡＷフィルタは、
位相ひずみを招く可能性があるとともに、弱ＳＡＷフィ
ルタに比べて実施が高価である。
【００２１】図５のＱＰＳＫ衛星信号アーム８０は、Ｓ
ＡＷフィルタ９０の出力において受信信号を、第２のＩ
Ｆの４倍のサンプリングレートでサンプリングするサン
プラ９６を含む。アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）コン
バータ１００は、サンプリングされた信号のＡ／Ｄ変換
を実行し、ディジタルフィルタ１０２は、ディジタル化
された衛星信号から隣接チャネル（たとえば、チャネル
５０）を除去する。ディジタルフィルタ１０２は、好ま
しくは放送局の送信フィルタに整合される。ディジタル
フィルタ１０２は、ＳＡＷフィルタ９０、およびＳＡＷ
フィルタ９０の後の信号対雑音比（ＳＮＲ）によって
は、ストップバンド減衰量が３０ｄＢ以上であってもよ
い。そしてディジタルフィルタ１０２の出力は、サンプ
リングスイッチおよびラッチ素子１０４を介して処理さ
れ、放送局において実行されるＱＰＳＫ変調からＴＤＭ
信号を回収する。
ＡＷフィルタ９０の出力において受信信号を、第２のＩ
Ｆの４倍のサンプリングレートでサンプリングするサン
プラ９６を含む。アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）コン
バータ１００は、サンプリングされた信号のＡ／Ｄ変換
を実行し、ディジタルフィルタ１０２は、ディジタル化
された衛星信号から隣接チャネル（たとえば、チャネル
５０）を除去する。ディジタルフィルタ１０２は、好ま
しくは放送局の送信フィルタに整合される。ディジタル
フィルタ１０２は、ＳＡＷフィルタ９０、およびＳＡＷ
フィルタ９０の後の信号対雑音比（ＳＮＲ）によって
は、ストップバンド減衰量が３０ｄＢ以上であってもよ
い。そしてディジタルフィルタ１０２の出力は、サンプ
リングスイッチおよびラッチ素子１０４を介して処理さ
れ、放送局において実行されるＱＰＳＫ変調からＴＤＭ
信号を回収する。
【００２２】ディジタルフィルタ１０２は、好ましくは
ＱＰＳＫ変調および復調において一般的なルートレイズ
ドコサイン（ＲＲＣ）フィルタである。好ましい実施の
形態において、ＲＲＣフィルタは、サンプリングレート
が、ＩＦの４倍であり、かつ発信放送局からの衛星信号
において送信されるシンボルレートの８倍である。さら
に、α＝０．１５のロールオフ率が選択される。図７に
示すように、ＲＲＣフィルタの周波数応答は、パスバン
ドリップルが０．１ｄＢ、ストップバンドリップルが４
０ｄＢである。図７は、理想的なＲＲＣ周波数応答、レ
メズアルゴリズム(Remez algorithm)の結果、および係
数量子化後のＲＲＣ周波数応答を表す３つのプロットを
提供する。かかるＲＲＣフィルタ仕様は、１０ビットの
固定点係数と１６ビットのワード長を有する１３６タッ
プの線形位相有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタに
より実現できる。
ＱＰＳＫ変調および復調において一般的なルートレイズ
ドコサイン（ＲＲＣ）フィルタである。好ましい実施の
形態において、ＲＲＣフィルタは、サンプリングレート
が、ＩＦの４倍であり、かつ発信放送局からの衛星信号
において送信されるシンボルレートの８倍である。さら
に、α＝０．１５のロールオフ率が選択される。図７に
示すように、ＲＲＣフィルタの周波数応答は、パスバン
ドリップルが０．１ｄＢ、ストップバンドリップルが４
０ｄＢである。図７は、理想的なＲＲＣ周波数応答、レ
メズアルゴリズム(Remez algorithm)の結果、および係
数量子化後のＲＲＣ周波数応答を表す３つのプロットを
提供する。かかるＲＲＣフィルタ仕様は、１０ビットの
固定点係数と１６ビットのワード長を有する１３６タッ
プの線形位相有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタに
より実現できる。
【００２３】地上信号のＭＣＭ復調
図８にＭＣＭ復調器を示す。ＭＣＭ復調の際、ＦＦＴを
利用して無線受信機でフィルタバンクを実施し、地上中
継器でのＭＣＭ変調に関して上述したＩＦＦＴに対応す
る。図８に図示したＦＦＴの入力は、ＭＣＭ伝送に選択
される多数のパラメタにしたがってサンプリングされ
る。サンプリング周波数は、地上中継器から１秒ごとに
伝送されるＭＣＭシンボルの数に対応するＭＣＭシンボ
ル周波数Ｆsに依存する。さらに、サンプリング周波数
は、ＦＦＴ長および各ＭＣＭシンボルに関連するガード
インターバル長に依存する。サンプリング周波数は、Ｆ
4＝Ｆs *ＦＦＴＬＥＮ*（１＋ＧＵＡＲＤＬＥＮ＿ＲＥ
Ｌ）であることが好ましい。ここで、ＦＦＴＬＥＮは、
ＦＦＴ長（たとえば、５１２）に対応し、ＧＵＡＲＤＬ
ＥＮ＿ＲＥＬは、有効長またはシンボル期間（たとえ
ば、２８０マイクロ秒）に対するガードインターバル長
に対応し、Ｆsは、ＭＣＭシンボル周波数に対応する。
ＭＣＭシンボル周波数Ｆsは、１ＭＣＭシンボルあたり
のビット数で割ったビットレートである。一例として、
ＭＣＭ信号ビットレートは３．０６７メガビット／秒
（Ｍｂｐｓ）としてもよく、１シンボルあたりのビット
数は８６４または４３２としてもよい。
利用して無線受信機でフィルタバンクを実施し、地上中
継器でのＭＣＭ変調に関して上述したＩＦＦＴに対応す
る。図８に図示したＦＦＴの入力は、ＭＣＭ伝送に選択
される多数のパラメタにしたがってサンプリングされ
る。サンプリング周波数は、地上中継器から１秒ごとに
伝送されるＭＣＭシンボルの数に対応するＭＣＭシンボ
ル周波数Ｆsに依存する。さらに、サンプリング周波数
は、ＦＦＴ長および各ＭＣＭシンボルに関連するガード
インターバル長に依存する。サンプリング周波数は、Ｆ
4＝Ｆs *ＦＦＴＬＥＮ*（１＋ＧＵＡＲＤＬＥＮ＿ＲＥ
Ｌ）であることが好ましい。ここで、ＦＦＴＬＥＮは、
ＦＦＴ長（たとえば、５１２）に対応し、ＧＵＡＲＤＬ
ＥＮ＿ＲＥＬは、有効長またはシンボル期間（たとえ
ば、２８０マイクロ秒）に対するガードインターバル長
に対応し、Ｆsは、ＭＣＭシンボル周波数に対応する。
ＭＣＭシンボル周波数Ｆsは、１ＭＣＭシンボルあたり
のビット数で割ったビットレートである。一例として、
ＭＣＭ信号ビットレートは３．０６７メガビット／秒
（Ｍｂｐｓ）としてもよく、１シンボルあたりのビット
数は８６４または４３２としてもよい。
【００２４】引き続き図８を参照して、約２．３ＧＨｚ
のＭＣＭ信号が、アンテナ１０６および低雑音増幅器
（ＬＮＡ）１０８を介して無線受信機で受信され、ミク
サ１１０および局部発振器１１２により約１３５ＭＨｚ
のＩＦにダウンコンバートされた後、ＳＡＷフィルタ１
１４によって処理される。信号は、ＳＡＷフィルタ１１
４により帯域制限されてエイリアシング成分を回避す
る。ＳＡＷフィルタの帯域幅におけるサンプリング周波
数は、サンプリング信号のナイキスト基準を満たす。受
信されたＭＣＭ信号は、次に、第２のミクサ１１６およ
び第２の局部発振器１１８を用いて、約４．６０ＭＨｚ
の第２のＩＦにダウンコンバートされる。信号は、サン
プラ１２０により、この信号の帯域幅より高い周波数、
すなわちＦ2＞＝２*Ｆ1のサンプリング周波数でサンプ
リングされる。所要のサンプリング周波数は、図９に示
すように、所望の地上信号の帯域幅に比べて高い（たと
えば、所望の信号の帯域幅より４倍高い）。ブロック１
２２のＡ／Ｄ変換に続いて、ディジタルフィルタ１２４
を用いて隣接チャネルを抑止する。ディジタルフィルタ
１２４は、隣接する衛星チャネル４６のレベルが地上信
号５０より大幅に低い（すなわち、３０ｄＢのオーダで
低い）ため、バンドパスフィルタに対してローパスフィ
ルタとすることができる。隣接する衛星チャネル４６
は、単に、Ａ／Ｄ変換およびダウンサンプリング後のノ
イズとして現れる。ディジタル低域フィルタリング後に
得られるスペクトルを図１０に示す。ここで、帯域幅は
Ｆ3と等価である。次に信号には、より低いサンプリン
グ周波数Ｆ4＞＝２*Ｆ3によって表されるようにダウン
サンプリングが施される。周波数Ｆ2およびＦ4は、Ｆ4
がＮ*Ｆ2に等しくなるように選択され、ここで、Ｎはた
とえば４といった整数である。
のＭＣＭ信号が、アンテナ１０６および低雑音増幅器
（ＬＮＡ）１０８を介して無線受信機で受信され、ミク
サ１１０および局部発振器１１２により約１３５ＭＨｚ
のＩＦにダウンコンバートされた後、ＳＡＷフィルタ１
１４によって処理される。信号は、ＳＡＷフィルタ１１
４により帯域制限されてエイリアシング成分を回避す
る。ＳＡＷフィルタの帯域幅におけるサンプリング周波
数は、サンプリング信号のナイキスト基準を満たす。受
信されたＭＣＭ信号は、次に、第２のミクサ１１６およ
び第２の局部発振器１１８を用いて、約４．６０ＭＨｚ
の第２のＩＦにダウンコンバートされる。信号は、サン
プラ１２０により、この信号の帯域幅より高い周波数、
すなわちＦ2＞＝２*Ｆ1のサンプリング周波数でサンプ
リングされる。所要のサンプリング周波数は、図９に示
すように、所望の地上信号の帯域幅に比べて高い（たと
えば、所望の信号の帯域幅より４倍高い）。ブロック１
２２のＡ／Ｄ変換に続いて、ディジタルフィルタ１２４
を用いて隣接チャネルを抑止する。ディジタルフィルタ
１２４は、隣接する衛星チャネル４６のレベルが地上信
号５０より大幅に低い（すなわち、３０ｄＢのオーダで
低い）ため、バンドパスフィルタに対してローパスフィ
ルタとすることができる。隣接する衛星チャネル４６
は、単に、Ａ／Ｄ変換およびダウンサンプリング後のノ
イズとして現れる。ディジタル低域フィルタリング後に
得られるスペクトルを図１０に示す。ここで、帯域幅は
Ｆ3と等価である。次に信号には、より低いサンプリン
グ周波数Ｆ4＞＝２*Ｆ3によって表されるようにダウン
サンプリングが施される。周波数Ｆ2およびＦ4は、Ｆ4
がＮ*Ｆ2に等しくなるように選択され、ここで、Ｎはた
とえば４といった整数である。
【００２５】ブロック１２６においてダウンサンプリン
グした後のディジタルローパスフィルタ１２４の出力
は、図８に示すようにＭＣＭ復調プロセスの一部として
ＦＦＴに供給される。サンプルは、シリアル−パラレル
変換によりベクトルに変換され、次にＦＦＴにより周波
数ドメインに変換された後、逆マッピングプロセスを介
して復号される。マッピングプロセスは、複素数値を有
するデータベクトルの形式のＦＦＴの出力を出力ビット
ストリームに変換する。
グした後のディジタルローパスフィルタ１２４の出力
は、図８に示すようにＭＣＭ復調プロセスの一部として
ＦＦＴに供給される。サンプルは、シリアル−パラレル
変換によりベクトルに変換され、次にＦＦＴにより周波
数ドメインに変換された後、逆マッピングプロセスを介
して復号される。マッピングプロセスは、複素数値を有
するデータベクトルの形式のＦＦＴの出力を出力ビット
ストリームに変換する。
【００２６】デュアルモード受信機
ＱＰＳＫ変調は衛星放送にとって効率のよい方法であ
り、一方、ＭＣＭ変調は地上放送に有効である。地方お
よび郊外エリアに衛星放送を採用し、たとえば高層建造
物により衛星信号が遮蔽される都心には地上放送を採用
するシステムにおいて、衛星信号と地上信号の両方を受
信するために併合受信機が必要とされる。１つの可能な
デュアルモード受信機を図１１に示す。このデュアルモ
ード受信機は、図１の無線受信機１４における衛星／地
上アーム５６として利用可能である。衛星信号および地
上信号が同一周波数を使用する場合、共通チューナ１２
９が使用できる。デュアルモード受信機のＱＰＳＫアー
ム１３０およびＭＣＭアーム１３２は、図５および図８
に関して上述したＱＰＳＫ復調器およびＭＣＭ復調器と
それぞれ同一にすることができる。
り、一方、ＭＣＭ変調は地上放送に有効である。地方お
よび郊外エリアに衛星放送を採用し、たとえば高層建造
物により衛星信号が遮蔽される都心には地上放送を採用
するシステムにおいて、衛星信号と地上信号の両方を受
信するために併合受信機が必要とされる。１つの可能な
デュアルモード受信機を図１１に示す。このデュアルモ
ード受信機は、図１の無線受信機１４における衛星／地
上アーム５６として利用可能である。衛星信号および地
上信号が同一周波数を使用する場合、共通チューナ１２
９が使用できる。デュアルモード受信機のＱＰＳＫアー
ム１３０およびＭＣＭアーム１３２は、図５および図８
に関して上述したＱＰＳＫ復調器およびＭＣＭ復調器と
それぞれ同一にすることができる。
【００２７】本発明の好ましい実施の形態によれば、た
とえば、無線受信機の衛星／地上アームを実施するデュ
アルモード受信機は、ＱＰＳＫ変調とＭＣＭ復調のため
の複合アーキテクチャを用いて実施される。この共通ア
ーキテクチャを図１２に示す。図１２に示すデュアルモ
ード受信機は、１個のＳＡＷフィルタと１個のディジタ
ルフィルタで済み、図１１に示したものに比べて受信機
のコストおよび複雑性を低減するために好適である。
とえば、無線受信機の衛星／地上アームを実施するデュ
アルモード受信機は、ＱＰＳＫ変調とＭＣＭ復調のため
の複合アーキテクチャを用いて実施される。この共通ア
ーキテクチャを図１２に示す。図１２に示すデュアルモ
ード受信機は、１個のＳＡＷフィルタと１個のディジタ
ルフィルタで済み、図１１に示したものに比べて受信機
のコストおよび複雑性を低減するために好適である。
【００２８】図１２を参照して、２．３３２〜２．３４
５ＧＨｚの範囲の周波数であることが好ましい衛星およ
び地上信号を受信するためにアンテナ１３４およびＬＮ
Ａ１３６が設けられる。受信された衛星および地上信号
は、弱または「漏洩」ＳＡＷフィルタであることが好ま
しい同一のＳＡＷフィルタ１３８に供給される。前述し
たように、隣接チャネル抑止に優れている強ＳＡＷフィ
ルタより弱ＳＡＷフィルタの方が好ましいが、これは、
強ＳＡＷフィルタは、位相ひずみを招く可能性があると
ともに、実施が高価であることによる。図６に示すよう
に、弱ＳＡＷフィルタのパスバンドは、隣接チャネルに
おける地上信号を僅か約６ｄＢだけ減衰する。この隣接
チャネルの一部抑止は、地上信号の検出を可能にすると
いう点で好適である。デュアルモード受信機は、地上信
号が所定のしきい値を越える度に、受信された衛星信号
を上回る受信された地上信号を受信機出力用に選択する
ように構成される。したがって、デュアルモード受信機
は、本質的に地上信号を常時サーチし、地上信号が存在
しない場合のみ衛星信号を選択する。
５ＧＨｚの範囲の周波数であることが好ましい衛星およ
び地上信号を受信するためにアンテナ１３４およびＬＮ
Ａ１３６が設けられる。受信された衛星および地上信号
は、弱または「漏洩」ＳＡＷフィルタであることが好ま
しい同一のＳＡＷフィルタ１３８に供給される。前述し
たように、隣接チャネル抑止に優れている強ＳＡＷフィ
ルタより弱ＳＡＷフィルタの方が好ましいが、これは、
強ＳＡＷフィルタは、位相ひずみを招く可能性があると
ともに、実施が高価であることによる。図６に示すよう
に、弱ＳＡＷフィルタのパスバンドは、隣接チャネルに
おける地上信号を僅か約６ｄＢだけ減衰する。この隣接
チャネルの一部抑止は、地上信号の検出を可能にすると
いう点で好適である。デュアルモード受信機は、地上信
号が所定のしきい値を越える度に、受信された衛星信号
を上回る受信された地上信号を受信機出力用に選択する
ように構成される。したがって、デュアルモード受信機
は、本質的に地上信号を常時サーチし、地上信号が存在
しない場合のみ衛星信号を選択する。
【００２９】図示の実施の形態において、２個の電圧制
御された局部発振器１４０および１４２を対応するミク
サ１４４および１４６とともに、選択的に同調するスー
パーヘテロダイン位相ロックループ（ＰＬＬ）１３９が
設けられ、図５および図８に関して上述したように、Ｑ
ＰＳＫおよびＭＣＭ信号を２個の異なる第２のＩＦ（す
なわち、それぞれ３．６８ＭＨｚと４．６０ＭＨｚ）に
ダウンコンバートする。たとえば、発振器１４０および
１４２をともに１４．７２ＭＨｚの１つの参照発振器に
ロックし、２３０ｋＨｚの位相比較器周波数を使用する
ことができる。ミクサ１４４において、周波数帯域が異
なる衛星および地上信号は、異なる局部発振器入力周波
数と混合され、これらの信号は約１３５ＭＨｚの同一Ｉ
Ｆにダウンコンバートされる。たとえば、ミクサ入力周
波数は、地上信号においてＦLO1がＦterr−ＦIF、衛星
信号においてＦterr−２．０７ＭＨｚ−ＦIFである。
御された局部発振器１４０および１４２を対応するミク
サ１４４および１４６とともに、選択的に同調するスー
パーヘテロダイン位相ロックループ（ＰＬＬ）１３９が
設けられ、図５および図８に関して上述したように、Ｑ
ＰＳＫおよびＭＣＭ信号を２個の異なる第２のＩＦ（す
なわち、それぞれ３．６８ＭＨｚと４．６０ＭＨｚ）に
ダウンコンバートする。たとえば、発振器１４０および
１４２をともに１４．７２ＭＨｚの１つの参照発振器に
ロックし、２３０ｋＨｚの位相比較器周波数を使用する
ことができる。ミクサ１４４において、周波数帯域が異
なる衛星および地上信号は、異なる局部発振器入力周波
数と混合され、これらの信号は約１３５ＭＨｚの同一Ｉ
Ｆにダウンコンバートされる。たとえば、ミクサ入力周
波数は、地上信号においてＦLO1がＦterr−ＦIF、衛星
信号においてＦterr−２．０７ＭＨｚ−ＦIFである。
【００３０】ミクサ１４６において、サンプリング周波
数は、受信機が受信機出力に地上信号を使用している
か、または衛星信号を使用しているかによって異なる。
ミクサ１４６は、使用されるサンプリング周波数の１／
４である第２のＩＦを達成するように再同調されること
が好ましい。使用されるサンプリング周波数は、ＭＣＭ
地上信号において２．３ＭＨｚの整数倍であり、ＱＰＳ
Ｋ／ＴＤＭ衛星信号において１．８４ＭＨｚの整数倍で
あることが好ましい。したがって、ミクサ１４６を再同
調することで、Ｉ／Ｑ生成の単純化が容易になる。後述
する地上検波回路からのフィードバックデータは、スー
パーヘテロダインＰＬＬ回路１３９に供給され、十分に
強力な地上信号が検出されたか否かによって、そして衛
星信号の代わりに受信機出力に使用されているか否かに
よって、局部発振器１４０および１４２の動作を制御す
る。
数は、受信機が受信機出力に地上信号を使用している
か、または衛星信号を使用しているかによって異なる。
ミクサ１４６は、使用されるサンプリング周波数の１／
４である第２のＩＦを達成するように再同調されること
が好ましい。使用されるサンプリング周波数は、ＭＣＭ
地上信号において２．３ＭＨｚの整数倍であり、ＱＰＳ
Ｋ／ＴＤＭ衛星信号において１．８４ＭＨｚの整数倍で
あることが好ましい。したがって、ミクサ１４６を再同
調することで、Ｉ／Ｑ生成の単純化が容易になる。後述
する地上検波回路からのフィードバックデータは、スー
パーヘテロダインＰＬＬ回路１３９に供給され、十分に
強力な地上信号が検出されたか否かによって、そして衛
星信号の代わりに受信機出力に使用されているか否かに
よって、局部発振器１４０および１４２の動作を制御す
る。
【００３１】図１２のディジタルフィルタ１４８は、Ｑ
ＰＳＫ復調に必要とされる整合フィルタ（たとえば、図
５および図７に関して上述したＲＲＣフィルタ）の周波
数応答もまた、ＭＣＭ信号をダウンサンプリングして
（たとえば、サンプリング周波数Ｆ4＝Ｎ*２．３ＭＨｚ
において、ただしＮ＝８）ＦＦＴ処理する前に使用され
るディジタルフィルタの要件を満たすように実施され
る。受信機がまず電源投入されると、受信機は、衛星信
号を３．６８ＭＨｚの第２のＩＦにダウンコンバートす
るように局部発振器１４０および１４２を構成する。ブ
ロック１５０および１５２における衛星信号のサンプリ
ングおよびＡ／Ｄ変換は、前述の通りである。ＲＲＣフ
ィルタにおいて、ＩＦの４倍（またはシンボルレートの
８倍）のサンプリングレートが使用される。ＲＲＣフィ
ルタのパスバンドは、当該フィルタが隣接する地上信号
のエネルギーを通過させないような構成である。十分な
エネルギーの地上信号が、ＳＡＷフィルタによって搬送
される衛星信号に隣接するチャネル５０に存在する場
合、信号エネルギーの差が、ＲＲＣフィルタの入出力間
で検出できる。これは、図１２の地上信号検出器１５４
により実施される。地上信号検出器１５４は、フィルタ
の入力側の信号エネルギーと、フィルタの出力側の信号
エネルギーとを比較する。フィルタの入力側のエネルギ
ーがフィルタ出力側に比べて非常に高い（たとえば、Ｓ
ＡＷフィルタ周波数応答にもよるが、３倍のオーダで高
い）場合、地上信号が受信されていると推定される。
ＰＳＫ復調に必要とされる整合フィルタ（たとえば、図
５および図７に関して上述したＲＲＣフィルタ）の周波
数応答もまた、ＭＣＭ信号をダウンサンプリングして
（たとえば、サンプリング周波数Ｆ4＝Ｎ*２．３ＭＨｚ
において、ただしＮ＝８）ＦＦＴ処理する前に使用され
るディジタルフィルタの要件を満たすように実施され
る。受信機がまず電源投入されると、受信機は、衛星信
号を３．６８ＭＨｚの第２のＩＦにダウンコンバートす
るように局部発振器１４０および１４２を構成する。ブ
ロック１５０および１５２における衛星信号のサンプリ
ングおよびＡ／Ｄ変換は、前述の通りである。ＲＲＣフ
ィルタにおいて、ＩＦの４倍（またはシンボルレートの
８倍）のサンプリングレートが使用される。ＲＲＣフィ
ルタのパスバンドは、当該フィルタが隣接する地上信号
のエネルギーを通過させないような構成である。十分な
エネルギーの地上信号が、ＳＡＷフィルタによって搬送
される衛星信号に隣接するチャネル５０に存在する場
合、信号エネルギーの差が、ＲＲＣフィルタの入出力間
で検出できる。これは、図１２の地上信号検出器１５４
により実施される。地上信号検出器１５４は、フィルタ
の入力側の信号エネルギーと、フィルタの出力側の信号
エネルギーとを比較する。フィルタの入力側のエネルギ
ーがフィルタ出力側に比べて非常に高い（たとえば、Ｓ
ＡＷフィルタ周波数応答にもよるが、３倍のオーダで高
い）場合、地上信号が受信されていると推定される。
【００３２】地上信号が隣接チャネルに存在する場合、
地上信号検出器１５４が局部発振器１４４および１４６
を再同調して地上信号をダウンコンバートすることによ
って信号が生成される。したがって、地上信号の中心周
波数は、約２．０７ＭＨｚだけシフトされ、第２のＩＦ
は４．６０ＭＨｚになる。サンプリングおよびＡ／Ｄ変
換に続いて、地上信号は、ＲＲＣタイプのディジタルフ
ィルタ１４８に印加される。ディジタルフィルタ１４８
のロールオフ周波数がＱＰＳＫ復調とＭＣＭ復調の要件
をともに満たすように選択され、かつ地上および衛星信
号の帯域幅は同様であるため、ディジタルフィルタは、
ＭＣＭ地上信号をブロック１５６に渡してダウンサンプ
リングした後、ブロック１５８においてＦＦＴ処理を行
う。また、ディジタルフィルタ１４８の出力もサンプリ
ングスイッチおよびラッチ素子１６０に供給され、放送
局において実行されるＱＰＳＫ変調からＴＤＭ信号を再
生する。次に、スイッチ１６２を用いて、サンプリング
スイッチおよびラッチ素子１６０またはＦＦＴ１５８の
いずれか一方から出力信号を選択し、ＴＤＭデマルチプ
レックスおよび復号回路１６４および検出後ダイバーシ
チ結合器５８（図４）を介してさらに処理する。スイッ
チ１６２の動作は、地上信号検出器１５４により制御さ
れる。
地上信号検出器１５４が局部発振器１４４および１４６
を再同調して地上信号をダウンコンバートすることによ
って信号が生成される。したがって、地上信号の中心周
波数は、約２．０７ＭＨｚだけシフトされ、第２のＩＦ
は４．６０ＭＨｚになる。サンプリングおよびＡ／Ｄ変
換に続いて、地上信号は、ＲＲＣタイプのディジタルフ
ィルタ１４８に印加される。ディジタルフィルタ１４８
のロールオフ周波数がＱＰＳＫ復調とＭＣＭ復調の要件
をともに満たすように選択され、かつ地上および衛星信
号の帯域幅は同様であるため、ディジタルフィルタは、
ＭＣＭ地上信号をブロック１５６に渡してダウンサンプ
リングした後、ブロック１５８においてＦＦＴ処理を行
う。また、ディジタルフィルタ１４８の出力もサンプリ
ングスイッチおよびラッチ素子１６０に供給され、放送
局において実行されるＱＰＳＫ変調からＴＤＭ信号を再
生する。次に、スイッチ１６２を用いて、サンプリング
スイッチおよびラッチ素子１６０またはＦＦＴ１５８の
いずれか一方から出力信号を選択し、ＴＤＭデマルチプ
レックスおよび復号回路１６４および検出後ダイバーシ
チ結合器５８（図４）を介してさらに処理する。スイッ
チ１６２の動作は、地上信号検出器１５４により制御さ
れる。
【００３３】したがって、周波数プラン（図３）の下部
に、衛星信号の周波数帯域４６および４８に隣接して、
地上中継器周波数帯域５０および５２があることで、受
信機出力に対する、衛星信号または地上信号の選択がし
易くなる。隣接する地上信号の一部が、衛星信号の受信
中にＳＡＷフィルタの出力に残っているため、信号パワ
ーの比較により地上信号を検出することができる。
に、衛星信号の周波数帯域４６および４８に隣接して、
地上中継器周波数帯域５０および５２があることで、受
信機出力に対する、衛星信号または地上信号の選択がし
易くなる。隣接する地上信号の一部が、衛星信号の受信
中にＳＡＷフィルタの出力に残っているため、信号パワ
ーの比較により地上信号を検出することができる。
【００３４】本発明を説明するために有利な実施の形態
を選んできたが、添付の特許請求の範囲に記載される本
発明の範囲から逸脱することなく、各種の変更および変
形をし得ることが当業者には理解されるであろう。 ［図面の簡単な説明］
を選んできたが、添付の特許請求の範囲に記載される本
発明の範囲から逸脱することなく、各種の変更および変
形をし得ることが当業者には理解されるであろう。 ［図面の簡単な説明］
【図１】図１は、衛星信号および地上信号の伝送を行う
ディジタル放送システムを示す。
ディジタル放送システムを示す。
【図２】図２は、本発明の好ましい実施の形態に係るデ
ィジタル放送システムの放送セグメントおよび地上中継
器セグメントを示すブロック図である。
ィジタル放送システムの放送セグメントおよび地上中継
器セグメントを示すブロック図である。
【図３】図３は、本発明の好ましい実施の形態に係るフ
ルダイバーシチ放送システムにおける衛星信号および地
上信号の周波数プランを示す。
ルダイバーシチ放送システムにおける衛星信号および地
上信号の周波数プランを示す。
【図４】図４は、本発明の好ましい実施の形態にしたが
って構成される衛星信号および地上信号の受信機のブロ
ック図である。
って構成される衛星信号および地上信号の受信機のブロ
ック図である。
【図５】図５は、本発明の好ましい実施の形態にしたが
って構成される１／４位相シフトキーイングされた（Ｑ
ＰＳＫ）衛星信号の受信機アームのブロック図である。
って構成される１／４位相シフトキーイングされた（Ｑ
ＰＳＫ）衛星信号の受信機アームのブロック図である。
【図６】図６は、本発明の好ましい実施の形態に係る衛
星信号および地上信号の表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ
の周波数応答を示す。
星信号および地上信号の表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ
の周波数応答を示す。
【図７】図７は、本発明の好ましい実施の形態に係る衛
星信号のディジタルフィルタの周波数応答を示す。
星信号のディジタルフィルタの周波数応答を示す。
【図８】図８は、本発明の好ましい実施の形態にしたが
って構成されるマルチキャリア変調された（ＭＣＭ）地
上信号の受信機アームのブロック図である。
って構成されるマルチキャリア変調された（ＭＣＭ）地
上信号の受信機アームのブロック図である。
【図９】図９は、本発明の好ましい実施の形態に係る表
面弾性波フィルタリング後のＭＣＭ地上信号の周波数応
答を示す。
面弾性波フィルタリング後のＭＣＭ地上信号の周波数応
答を示す。
【図１０】図１０は、本発明の好ましい実施の形態に係
るディジタルフィルタリング後のＭＣＭ地上信号の周波
数応答を示す。
るディジタルフィルタリング後のＭＣＭ地上信号の周波
数応答を示す。
【図１１】図１１は、ＱＰＳＫ衛星信号とＭＣＭ地上信
号の両方を受信するように構成される受信機のブロック
図である。
号の両方を受信するように構成される受信機のブロック
図である。
【図１２】図１２は、本発明の好ましい実施の形態に係
るＱＰＳＫ衛星信号およびＭＣＭ地上信号を受信して復
調する複合アーキテクチャを有する受信機のブロック図
である。
るＱＰＳＫ衛星信号およびＭＣＭ地上信号を受信して復
調する複合アーキテクチャを有する受信機のブロック図
である。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 バドリ，サバー
ドイツ，エルランゲン ディー−91058,
ゼバルドゥシュトラーセ ８
(72)発明者 リップ，シュテファン
ドイツ，エルランゲン ディー−91058,
シュテインヴェク ９ エー
(72)発明者 ブッフホルツ，シュテファン
ドイツ，ミュンヘン ディー−81447,
ケルシュラッシャー シュトラーセ ８
(72)発明者 ヒューバーガー，アルベルト
ドイツ，エルランゲン ディー−91056,
ハウゼッカーヴェク 18
(72)発明者 ゲルホイザー，ハインツ
ドイツ，ヴァイシェンフェルト ディー
−91344，ザウゲンドルフ 17
(56)参考文献 特開 平９−200285（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−347736（ＪＰ，Ａ)
特開 昭56−48732（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−327807（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
Claims (15)
- 【請求項１】第１信号タイプおよび第２信号タイプの放
送信号をともに受信し、かつ前記信号タイプの一方の放
送信号を選択して出力するように構成される受信機であ
って、 前記第１信号タイプおよび前記第２信号タイプの前記放
送信号をともに第１の中間周波数にダウンコンバートす
る第１の発振器およびミクサ回路と、 前記第１の中間周波数に対応する中心周波数と、前記第
１信号タイプの前記放送信号および前記第２信号タイプ
の前記放送信号の少なくとも一部を搬送するように選択
される周波数応答と、を有する第１のフィルタと、 前記第１信号タイプの前記放送信号および前記第２信号
タイプの前記放送信号を第２の中間周波数にダウンコン
バートする第２の発振器およびミクサ回路と、 前記第１信号タイプの前記放送信号および前記第２信号
タイプの前記放送信号をディジタル信号に変換するサン
プリングおよびアナログ−ディジタル変換回路と、 前記サンプリングおよびアナログ−ディジタル変換回路
の出力に接続される、位相シフトキーイング、すなわち
ＰＳＫ変調される前記第１信号タイプの前記放送信号か
ら生成される前記ディジタル信号と、ＰＳＫ変調と異な
る第２の変調方式にしたがって変調される前記第２信号
タイプの前記放送信号から生成される前記ディジタル信
号をフィルタリングする第２のフィルタと、 前記第２のフィルタに接続され、前記第２信号タイプの
放送信号のエネルギー強度が所定のしきい値を越えるか
を判定し、かつ前記第１の発振器およびミクサ回路の動
作を制御する出力信号を生成する信号検出回路であっ
て、前記第１の発振器およびミクサ回路が、前記放送信
号を混合することによって前記第１の中間周波数を生成
するために、前記出力信号によって第１および第２の入
力周波数の一方を使用するように構成される信号検出回
路と、 前記第２のフィルタに接続され、前記第１信号タイプを
処理する第１の信号復調装置と、 前記第２のフィルタに接続され、前記第２信号タイプを
処理する第２の信号復調装置と、 前記第１の信号復調装置および前記第２の信号復調装置
の一方の出力を、前記信号検出素子からの前記出力信号
に応じて選択するスイッチング素子と、 を備える受信機。 - 【請求項２】前記第１信号タイプの前記放送信号を生成
する際に第３のフィルタが使用され、前記第３のフィル
タに対応する整合フィルタの周波数応答を有するように
前記第２のフィルタが構成される、請求項１記載の受信
機。 - 【請求項３】前記第２の変調方式は、マルチキャリア変
調、すなわちＭＣＭであり、前記第２のフィルタは、さ
らにＭＣＭ信号をダウンサンプリングしてＦＦＴ処理す
る前に使用されるディジタルフィルタの要件を満たす周
波数応答を有するように構成される、請求項２記載の受
信機。 - 【請求項４】前記周波数応答は、ＭＣＭ復調の高速フー
リエ変換長と、ＭＣＭ変調中に使用されるガードインタ
ーバル長の少なくとも１つに対応するＭＣＭ復調に合わ
せたサンプリング周波数に対応する、請求項３記載の受
信機。 - 【請求項５】前記第２信号タイプは、ダウンサンプリン
グおよび高速フーリエ変換処理を使用して復調されるマ
ルチキャリア変調信号であり、前記第２のフィルタが、
ＭＣＭ信号をダウンサンプリングしてＦＦＴ処理する前
に使用されるディジタルフィルタの要件を満たし、前記
第１信号タイプの前記放送信号を生成する際に使用され
る第３のフィルタに対応する整合フィルタの周波数応答
を有するように選択されるフィルタパラメタにしたがっ
て実行するように構成される、請求項１記載の受信機。 - 【請求項６】前記第２のフィルタは、ルートレイズドコ
サインフィルタである、請求項５記載の受信機。 - 【請求項７】前記第２のフィルタは、前記第１信号タイ
プを生成した放送局にある第３のフィルタに実質的に対
応するように構成される整合フィルタである、請求項６
記載の受信機。 - 【請求項８】前記第１のフィルタは、表面弾性波フィル
タおよびセラミックフィルタからなる群から選択される
漏洩フィルタである、請求項１記載の受信機。 - 【請求項９】前記第２信号タイプは、前記第１信号タイ
プより高い信号レベルであることを特徴とし、前記信号
検出回路が、前記第２のフィルタの入出力における前記
第２信号タイプの信号レベルの差を決定するように構成
される、請求項１記載の受信機。 - 【請求項１０】前記第２のフィルタに接続され、前記第
２信号タイプの放送信号のエネルギー強度が、所定のし
きい値を越えるか否かを判定し、かつ前記所定のしきい
値を越えている場合に前記第３の中間周波数を用いてダ
ウンコンバートを実行するよう前記第２の発振器および
ミクサ回路を制御し前記第２の発振器およびミクサ回路
の動作を制御するための出力信号を生成する信号検出回
路をさらに備える、請求項１記載の受信機。 - 【請求項１１】第１および第２の周波数チャネルで伝送
される放送信号から受信し、かつ選択する方法であっ
て、 キャリア周波数で信号を受信するステップと、 前記第２の周波数チャネルにおける放送信号のエネルギ
ー強度が所定のしきい値を越えるか否かによって、第１
および第２の入力周波数の一方を使用して、前記受信信
号を第１の中間周波数にダウンコンバートするステップ
と、 前記受信信号をフィルタリングして、前記第１および第
２の周波数チャネルの両方において前記放送信号を搬送
するステップと、 前記第１の周波数チャネルおよび前記第２の周波数チャ
ネルにおける前記放送信号を第２の中間周波数にダウン
コンバートするステップと、 前記放送信号をディジタル信号にサンプリングして変換
するステップと、 前記ディジタル信号をフィルタリングするステップであ
って、前記第１の周波数チャネルから生成される前記デ
ィジタル信号が、位相シフトキーイング、すなわちＰＳ
Ｋ変調され、前記フィルタリングステップがルートレイ
ズドコサインフィルタを用いて実施され、前記第２の周
波数チャネルから生成される前記ディジタル信号は、Ｐ
ＳＫ変調と異なる第２の変調方式にしたがって変調さ
れ、かつそのフィルタリングが、前記ルートレイズドコ
サインフィルタを用いて実施される、フィルタリングス
テップと、 前記第１の周波数チャネルから生成される前記フィルタ
リングされたディジタル信号を復調し、かつ前記第２の
周波数チャネルから生成される前記フィルタリングされ
た信号を復調するステップと、 前記第１の周波数チャネルから生成される前記復調信号
または前記第２の周波数チャネルから生成される前記復
調信号を、前記第２の周波数チャネルにおける前記放送
信号のエネルギー強度が所定のしきい値を越えるか否か
によって選択されるステップと、 を含む方法。 - 【請求項１２】前記フィルタリングステップは、前記第
１の周波数チャネルで前記放送信号を生成するために使
用される第３のフィルタに対応する整合フィルタの周波
数応答を有するように前記ルートレイズドコサインフィ
ルタを選択するステップを含む、請求項１１記載の方
法。 - 【請求項１３】前記第２の変調方式はマルチキャリア変
調すなわちＭＣＭであって、前記提供ステップは、ＭＣ
Ｍ信号をダウンサンプリングしてＦＦＴ処理する前に使
用されるディジタルフィルタの要件を満たすように前記
周波数応答を選択するステップを含む、請求項１１記載
の方法。 - 【請求項１４】前記選択ステップは、ＭＣＭ復調に使用
される高速フーリエ変換長とＭＣＭ変調中のガードイン
ターバル長の少なくとも１つに対応するＭＣＭ復調のサ
ンプリング周波数に応じて、前記周波数応答を選択する
ステップを含む、請求項１３記載の方法。 - 【請求項１５】前記第２の周波数チャネルにおける前記
放送信号は、前記第１の周波数チャネルにおける前記放
送信号より高い信号レベルを有し、さらに 前記フィルタリングステップの前後に前記ディジタル信
号の信号レベルを比較して、前記第２の周波数チャネル
における前記放送信号のエネルギー強度が所定のしきい
値を越えるか否かを判定するステップと、 前記第２の周波数チャネルにおける前記放送信号が検出
されているか否かを示す検出信号を生成するステップ
と、 前記検出信号にしたがって局部発振器に対する入力周波
数を調整して、前記第１および第２の周波数チャネルに
おける前記受信信号を混合することによって前記受信信
号を前記第１の中間周波数にダウンコンバートするステ
ップと、 を含む、請求項１１記載の方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/EP1998/002168 WO1999053660A1 (en) | 1998-04-14 | 1998-04-14 | Dual-mode receiver for receiving satellite and terrestrial signals in a digital broadcast system |
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|---|---|
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| JP3455182B2 true JP3455182B2 (ja) | 2003-10-14 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000544102A Expired - Fee Related JP3455182B2 (ja) | 1998-04-14 | 1998-04-14 | ディジタル放送システムにおいて衛星信号および地上信号を受信するデュアルモード受信機 |
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| US20110007784A1 (en) * | 2008-02-18 | 2011-01-13 | Osamu Nakamura | Relay device, communication system, and communication method |
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-
1998
- 1998-04-14 DK DK98922704T patent/DK1072132T3/da active
- 1998-04-14 PT PT98922704T patent/PT1072132E/pt unknown
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