JP3442315B2 - Ｆｍ−ｃｗミリ波レーダ装置内部の雑音周波数配分設定方法 - Google Patents
Ｆｍ−ｃｗミリ波レーダ装置内部の雑音周波数配分設定方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はミリ波レーダ装置に
関し、特に移動体間の車間距離及び相対速度を測定する
ＦＭ−ＣＷ (Frequency Modulated - Continuous Wave
s) ミリ波レーダ装置で用いるＤＣ−ＤＣコンバータの
発信周波数の設定方法や、その装置内部で発生する雑音
周波数の配分設定方法等に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】図１及び２は、ＦＭ−ＣＷレーダ方式を
用いた移動体間の車間距離及び相対速度の測定原理を示
した図である。図１において、送信側では、発振器４の
ミリ波信号がＦＭ変調器５からの三角波によって周波数
変調され、送信アンテナ２から前方の移動体１に向けて
出力される。また、その送信信号の一部は方向性結合器
３を介して受信側の方向性結合器７に与えられる。 【０００３】一方、受信側では、前記移動体１からの反
射波を受信アンテナ６で受信し、その受信波と前記方向
性結合器７からの送信信号の戻り信号とをミキサ８で混
合し、送受信信号間のビート信号を生成する。生成され
たビート信号はアンプ９で増幅され、移動体１との車間
距離及び相対速度の算出に使用される。 【０００４】図２は、図１の送受信信号とそれから生成
されるビ−ト信号の一例を示している。図２の（ａ）は
前方の移動体１と後方のＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置を
搭載した移動体との間の相対速度がゼロの場合を、そし
て図２の（ｂ）は前方の移動体１と後方の移動体との間
の相対速度がＶの場合の例をそれぞれ示している。 【０００５】図２の（ａ）は、相対速度がゼロであるか
ら前方の移動体１と後方の移動体との間の車間距離
（Ｒ）は一定である。この場合、車間距離は後方の移動
体から送出された送信信号（実線）とその受信信号（点
線）との位相差、すなわち送信信号と受信信号との間の
周波数差（ビート周波数）によって求められる。本例の
場合、周波数変調三角波の山部及び谷部近傍を除き、変
調周波数増加区間のアップビート周波数及び変調周波数
減少区間のダウンビート周波数が共に一定値（ｆr）と
なる。 【０００６】一方、図２の（ｂ）ではさらに前方の移動
体１と後方の移動体との間に相対速度Ｖが加わる。この
場合、前記相対速度Ｖによって受信信号周波数にドップ
ラシフトが生じ、送信信号と受信信号との間の周波数差
はアップビート周波数（ｆb1）とダウンビート周波数
（ｆb2）とでは異なったものになる。 【０００７】上述した相対速度ゼロのビート周波数ｆr
と相対速度Ｖのアップビート周波数ｆb1及びダウンビー
ト周波数ｆb2との間にはｆr ＝（ｆb2＋ｆb1）／２の関
係がある。また、相対速度Ｖによるドップラ周波数ｆd
はｆd ＝（ｆb2−ｆb1）／２と表せる。これから、前方
の移動体１と後方の移動体との間の車間距離Ｒ及び相対
速度Ｖは以下の式で求まる。ここで、Ｃは電波の伝播速
度（光速）、Δｆは三角波の変調幅、ｆm は三角波の変
調周波数、及びｆ0 は変調中心周波数である。 【０００８】 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】このように、ＦＭ−Ｃ
Ｗレーダ方式は比較的簡易な回路構成で移動体間の車間
距離Ｒ及び相対速度Ｖが同時に求まるという大きな利点
を有している。しかしながら、実際の装置内部には信号
処理デバイス用の電源を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ
や通信用クロックを生成するクロック発生器等の種々の
周波数信号発生源が存在する。 【００１０】このような周波数信号発生源からのノイズ
の影響により、従来においては前述した受信側のビート
信号の周波数解析を信号処理プロセッサで高速フーリェ
変換（ＦＦＴ）処理する際に車間距離の誤表示が発生す
るという問題があった。特に、ＤＣ−ＤＣコンバータか
らの誘導ノイズによって受信側のミキシング出力にゴー
ストが発生し、それが車間距離の誤表示を誘発させると
いう問題があった。 【００１１】そのため、従来においてはi ）ＤＣ−ＤＣ
コンバータをシールドケースに入れる、ii）ＤＣ−ＤＣ
コンバータをミキサから離して配置する、iii ）及び／
又は信号線や電源パターンを工夫する、等の様々な方法
で対処してきた。しかしながら、これらの処置もノイズ
発生量の低減には寄与するが根本的な解決策とはなら
ず、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ部品のバラツキや、ミ
リ波レーダ装置の製造バラツキ等により、後で細かな調
整や検査をする必要があった。それはまた装置コストを
上昇させる要因にもなっていた。 【００１２】そこで本発明の目的は、上記種々の問題に
鑑み、従来のノイズ低減の対処方法に代えて、ノイズの
発生を前提としつつ、ノイズ発生源からのノイズ周波数
がＦＦＴ等の信号処理に影響を与えない範囲に配置設定
するＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置内部の雑音周波数配分
設定方法を提供することにある。本発明は、特にそれを
ＤＣ−ＤＣコンバータの発振周波数に適用することで、
ノイズによる誤表示の問題を解決し、さらには関連する
装置調整や検査を不要とすることを目的とする。 【００１３】 【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＦＭ−
ＣＷミリ波レーダ装置内部の雑音周波数配分設定方法
は、実在するターゲットまでの測定距離Ｒが前記装置内
部における周波数信号発生源からのノイズによって生成
される前記周波数信号発生源の発振周波数ｆ ｄｄ と前記
実在するターゲットの真の距離信号周波数ｆ ｂｔ との差
信号ｆ １ （＝ｆ ｄｄ −ｆ ｂｔ ）で与えられるゴーストタ
ーゲットまでの測定距離Ｒ’よりも大きく、かつゴース
ト領域信号周波数ｆｇａｒｅａ を、前記装置が距離測
定可能な信号通過帯域周波数ｆｐａｓよりも高く設定す
る雑音周波数配分設定方法が提供される。 【００１４】前記周波数信号発生源はアナログ回路用の
ＤＣ−ＤＣコンバータであり、又は前記周波数信号発生
源はアナログ回路用のクロック発生器である。 【００１５】 【発明の実施の形態】図３は、ＦＭ−ＣＷミリ波レーダ
装置基板１０のブロック構成例を示したものである。図
３において、ミリ波ユニット１２はアンテナ１１を介し
てミリ波信号の送受信を行う。アナログ回路１３は、ミ
リ波ユニット１２で生成したミリ波信号を三角波で周波
数変調する送信制御回路２２と、ミリ波ユニット１２で
受信したミリ波信号から前述した距離信号（ビート信
号）を検出する受信回路２１とからなる。 【００１６】ディジタル信号処理部（ＤＳＰ）１４は、
前記送信制御回路２２による周波数変調を制御して送信
信号を生成し、また前記受信回路２１から受信したビー
ト信号のＦＦＴ周波数解析等を行う。マイクロプロセッ
サ（ＭＰＵ）１５は、コネクタ１８を介して与えられる
種々の命令等に基づいてＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置全
体の管理制御を行う。電源部１７は、基板内部の各種デ
バイスが使用する電源を供給する。駆動部（ＡＣＴ）１
６は、駆動回路１９からの制御により、ステッパモータ
等を使ってアンテナ１１の方向制御を行う。 【００１７】図４は、主に図３の受信回路２１と電源部
１７の詳細なブロック構成例を示したものである。図４
において、送信ミリ波信号の一部と受信したミリ波信号
の両方を含む中間周波（ＩＦ）信号がミリ波ユニット１
２から出力される。前記中間周波信号は受信回路２１の
ＩＦミキサ３３に入力され、アンテナの送受切替えに用
いる送受切替え信号とミキシングされてそれらの差信号
（ビート信号）を出力する。 【００１８】受信回路２１の後段では、フィルタ回路３
４、ベースバンド信号を増幅するベースアンプ３５、を
有し、受信したビート信号を所定の一定レベルでＤＳＰ
１４側へ出力する。 【００１９】電源部１７では、外部電源（＋１０〜１６
Ｖ等）から基板内部の論理デバイス等が使用する＋５Ｖ
電源、ミリ波ユニット１２やアナログ回路１３のアナロ
グデバイス等が使用する＋７Ｖ及び−８Ｖ電源を作成す
る。以降では、特に受信回路２１用の電源を作成するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ３８を対象に本願発明について説明
する。 【００２０】ＤＣ−ＤＣコンバータ３８は、所定の発振
周波数によるスイッチング動作で前記電源を作成する
が、その際、図４に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータ３
８のスイッチング動作に伴う誘導ノイズが受信回路２１
のＩＦミキサ３３の入力側に混入する。 【００２１】図５及び図６は、前記誘導ノイズによる車
間距離誤表示の説明図である。図５に示すように、ＩＦ
ミキサ３３のミキシングによって得られる真の距離信号
（ビート信号周波数；ｆbt）とＤＣ−ＤＣコンバータ３
８からの誘導信号（発振周波数；ｆdd）がさらにＩＦミ
クサ３３でミキシングされ、それらの差信号ｆ 1 （＝ｆ
dd−ｆbt）が実在しない距離信号（ゴースト信号周波
数；ｆgst ）としてベースバンド（ｆ1 ’）に変換され
る。前記ゴースト信号周波数ｆgst がビ−ト信号の通過
帯域周波数（ｆpas ）内、すなわち真のターゲットの距
離検出可能範囲内、にあるときには真の距離信号と誤っ
て検出される。 【００２２】図６は、実在するターゲット（移動体）と
その織り返しによる虚像（ゴースト）とを検出距離−周
波数の関係で示したものである。真の距離信号の周波数
ｆbtが増加してＤＣ−ＤＣコンバータ３８の発振周波数
ｆddに近づくとその差信号ｆ 1 は小さくなる（図５参
照）。その結果、図に示すように実在するターゲットと
の車間距離が広がると、そのゴーストは反対に近づくこ
とになる。 【００２３】図７には、ＭＰＵ１５によるターゲットの
検出フロー例を示している。本例は複数のターゲット
（前方の移動体）を検出した場合の制御フローを示して
いる。これから分かるように、複数ターゲットのうち自
車線内で最も近いターゲットが測定制御対象となる（Ｓ
１０２〜１０５）。その結果、図６の例でいえば、斜線
で示した周波数範囲内（距離でいえば略１００メートル
以内）で実在しないゴーストターゲットが測定制御対象
となる。 【００２４】図８は本発明によるミリ波レーダ装置内部
の雑音周波数配分設定方法の一実施例を示したものであ
る。図８において、実線４１は実在するターゲットの検
出距離−周波数特性例を示し、また点線４２は図６で示
したＤＣ−ＤＣコンバータ３８の標準的な発振周波数
（例えば１４０ＫＨｚ等）を使った場合のゴースト例を
再掲載したものである。一方、一点鎖線４３は本発明に
基づいて発振周波数の設定（例えば２９０ＫＨｚ等）が
なされたＤＣ−ＤＣコンバータ３８のゴースト例を示し
ている。 【００２５】図８から明らかなように、本発明によれば
以下のように織り返し雑音周波数の配分設定を行う。す
なわち、１）実在するターゲットの距離Ｒ＞ゴーストの
距離Ｒ’、且つ２）信号通過帯域周波数ｆpas ＜ゴース
ト領域信号周波数ｆgarea となるようにＤＣ−ＤＣコン
バータ３８の発振周波数を設定する。 【００２６】前記条件を満足することによって図８の斜
線部分（ゴーストが検出される範囲）は信号通過帯域外
（距離検出範囲外）となり、ＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装
置が内部ノイズによるゴーストを検出することはなくな
る。このように、本発明ではノイズの発生自体は許容さ
れた状態で前記ノイズによる誤表示が防止されるという
大きな利点を有する。なお、上記方法はＤＣ−ＤＣコン
バータ以外の種々の雑音発生源についても適用可能なこ
とはいうまでもない。 【００２７】 【発明の効果】以上述べたように、本発明の雑音周波数
の配分設定によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ等を含む雑
音発生源のシールドケース化や、雑音に関連したＦＭ−
ＣＷミリ波レーダ装置の調整、検査等が不要となる。そ
れらによって装置コストの低減等も容易に達成される。
関し、特に移動体間の車間距離及び相対速度を測定する
ＦＭ−ＣＷ (Frequency Modulated - Continuous Wave
s) ミリ波レーダ装置で用いるＤＣ−ＤＣコンバータの
発信周波数の設定方法や、その装置内部で発生する雑音
周波数の配分設定方法等に関するものである。 【０００２】 【従来の技術】図１及び２は、ＦＭ−ＣＷレーダ方式を
用いた移動体間の車間距離及び相対速度の測定原理を示
した図である。図１において、送信側では、発振器４の
ミリ波信号がＦＭ変調器５からの三角波によって周波数
変調され、送信アンテナ２から前方の移動体１に向けて
出力される。また、その送信信号の一部は方向性結合器
３を介して受信側の方向性結合器７に与えられる。 【０００３】一方、受信側では、前記移動体１からの反
射波を受信アンテナ６で受信し、その受信波と前記方向
性結合器７からの送信信号の戻り信号とをミキサ８で混
合し、送受信信号間のビート信号を生成する。生成され
たビート信号はアンプ９で増幅され、移動体１との車間
距離及び相対速度の算出に使用される。 【０００４】図２は、図１の送受信信号とそれから生成
されるビ−ト信号の一例を示している。図２の（ａ）は
前方の移動体１と後方のＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置を
搭載した移動体との間の相対速度がゼロの場合を、そし
て図２の（ｂ）は前方の移動体１と後方の移動体との間
の相対速度がＶの場合の例をそれぞれ示している。 【０００５】図２の（ａ）は、相対速度がゼロであるか
ら前方の移動体１と後方の移動体との間の車間距離
（Ｒ）は一定である。この場合、車間距離は後方の移動
体から送出された送信信号（実線）とその受信信号（点
線）との位相差、すなわち送信信号と受信信号との間の
周波数差（ビート周波数）によって求められる。本例の
場合、周波数変調三角波の山部及び谷部近傍を除き、変
調周波数増加区間のアップビート周波数及び変調周波数
減少区間のダウンビート周波数が共に一定値（ｆr）と
なる。 【０００６】一方、図２の（ｂ）ではさらに前方の移動
体１と後方の移動体との間に相対速度Ｖが加わる。この
場合、前記相対速度Ｖによって受信信号周波数にドップ
ラシフトが生じ、送信信号と受信信号との間の周波数差
はアップビート周波数（ｆb1）とダウンビート周波数
（ｆb2）とでは異なったものになる。 【０００７】上述した相対速度ゼロのビート周波数ｆr
と相対速度Ｖのアップビート周波数ｆb1及びダウンビー
ト周波数ｆb2との間にはｆr ＝（ｆb2＋ｆb1）／２の関
係がある。また、相対速度Ｖによるドップラ周波数ｆd
はｆd ＝（ｆb2−ｆb1）／２と表せる。これから、前方
の移動体１と後方の移動体との間の車間距離Ｒ及び相対
速度Ｖは以下の式で求まる。ここで、Ｃは電波の伝播速
度（光速）、Δｆは三角波の変調幅、ｆm は三角波の変
調周波数、及びｆ0 は変調中心周波数である。 【０００８】 【０００９】 【発明が解決しようとする課題】このように、ＦＭ−Ｃ
Ｗレーダ方式は比較的簡易な回路構成で移動体間の車間
距離Ｒ及び相対速度Ｖが同時に求まるという大きな利点
を有している。しかしながら、実際の装置内部には信号
処理デバイス用の電源を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ
や通信用クロックを生成するクロック発生器等の種々の
周波数信号発生源が存在する。 【００１０】このような周波数信号発生源からのノイズ
の影響により、従来においては前述した受信側のビート
信号の周波数解析を信号処理プロセッサで高速フーリェ
変換（ＦＦＴ）処理する際に車間距離の誤表示が発生す
るという問題があった。特に、ＤＣ−ＤＣコンバータか
らの誘導ノイズによって受信側のミキシング出力にゴー
ストが発生し、それが車間距離の誤表示を誘発させると
いう問題があった。 【００１１】そのため、従来においてはi ）ＤＣ−ＤＣ
コンバータをシールドケースに入れる、ii）ＤＣ−ＤＣ
コンバータをミキサから離して配置する、iii ）及び／
又は信号線や電源パターンを工夫する、等の様々な方法
で対処してきた。しかしながら、これらの処置もノイズ
発生量の低減には寄与するが根本的な解決策とはなら
ず、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ部品のバラツキや、ミ
リ波レーダ装置の製造バラツキ等により、後で細かな調
整や検査をする必要があった。それはまた装置コストを
上昇させる要因にもなっていた。 【００１２】そこで本発明の目的は、上記種々の問題に
鑑み、従来のノイズ低減の対処方法に代えて、ノイズの
発生を前提としつつ、ノイズ発生源からのノイズ周波数
がＦＦＴ等の信号処理に影響を与えない範囲に配置設定
するＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置内部の雑音周波数配分
設定方法を提供することにある。本発明は、特にそれを
ＤＣ−ＤＣコンバータの発振周波数に適用することで、
ノイズによる誤表示の問題を解決し、さらには関連する
装置調整や検査を不要とすることを目的とする。 【００１３】 【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＦＭ−
ＣＷミリ波レーダ装置内部の雑音周波数配分設定方法
は、実在するターゲットまでの測定距離Ｒが前記装置内
部における周波数信号発生源からのノイズによって生成
される前記周波数信号発生源の発振周波数ｆ ｄｄ と前記
実在するターゲットの真の距離信号周波数ｆ ｂｔ との差
信号ｆ １ （＝ｆ ｄｄ −ｆ ｂｔ ）で与えられるゴーストタ
ーゲットまでの測定距離Ｒ’よりも大きく、かつゴース
ト領域信号周波数ｆｇａｒｅａ を、前記装置が距離測
定可能な信号通過帯域周波数ｆｐａｓよりも高く設定す
る雑音周波数配分設定方法が提供される。 【００１４】前記周波数信号発生源はアナログ回路用の
ＤＣ−ＤＣコンバータであり、又は前記周波数信号発生
源はアナログ回路用のクロック発生器である。 【００１５】 【発明の実施の形態】図３は、ＦＭ−ＣＷミリ波レーダ
装置基板１０のブロック構成例を示したものである。図
３において、ミリ波ユニット１２はアンテナ１１を介し
てミリ波信号の送受信を行う。アナログ回路１３は、ミ
リ波ユニット１２で生成したミリ波信号を三角波で周波
数変調する送信制御回路２２と、ミリ波ユニット１２で
受信したミリ波信号から前述した距離信号（ビート信
号）を検出する受信回路２１とからなる。 【００１６】ディジタル信号処理部（ＤＳＰ）１４は、
前記送信制御回路２２による周波数変調を制御して送信
信号を生成し、また前記受信回路２１から受信したビー
ト信号のＦＦＴ周波数解析等を行う。マイクロプロセッ
サ（ＭＰＵ）１５は、コネクタ１８を介して与えられる
種々の命令等に基づいてＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置全
体の管理制御を行う。電源部１７は、基板内部の各種デ
バイスが使用する電源を供給する。駆動部（ＡＣＴ）１
６は、駆動回路１９からの制御により、ステッパモータ
等を使ってアンテナ１１の方向制御を行う。 【００１７】図４は、主に図３の受信回路２１と電源部
１７の詳細なブロック構成例を示したものである。図４
において、送信ミリ波信号の一部と受信したミリ波信号
の両方を含む中間周波（ＩＦ）信号がミリ波ユニット１
２から出力される。前記中間周波信号は受信回路２１の
ＩＦミキサ３３に入力され、アンテナの送受切替えに用
いる送受切替え信号とミキシングされてそれらの差信号
（ビート信号）を出力する。 【００１８】受信回路２１の後段では、フィルタ回路３
４、ベースバンド信号を増幅するベースアンプ３５、を
有し、受信したビート信号を所定の一定レベルでＤＳＰ
１４側へ出力する。 【００１９】電源部１７では、外部電源（＋１０〜１６
Ｖ等）から基板内部の論理デバイス等が使用する＋５Ｖ
電源、ミリ波ユニット１２やアナログ回路１３のアナロ
グデバイス等が使用する＋７Ｖ及び−８Ｖ電源を作成す
る。以降では、特に受信回路２１用の電源を作成するＤ
Ｃ−ＤＣコンバータ３８を対象に本願発明について説明
する。 【００２０】ＤＣ−ＤＣコンバータ３８は、所定の発振
周波数によるスイッチング動作で前記電源を作成する
が、その際、図４に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータ３
８のスイッチング動作に伴う誘導ノイズが受信回路２１
のＩＦミキサ３３の入力側に混入する。 【００２１】図５及び図６は、前記誘導ノイズによる車
間距離誤表示の説明図である。図５に示すように、ＩＦ
ミキサ３３のミキシングによって得られる真の距離信号
（ビート信号周波数；ｆbt）とＤＣ−ＤＣコンバータ３
８からの誘導信号（発振周波数；ｆdd）がさらにＩＦミ
クサ３３でミキシングされ、それらの差信号ｆ 1 （＝ｆ
dd−ｆbt）が実在しない距離信号（ゴースト信号周波
数；ｆgst ）としてベースバンド（ｆ1 ’）に変換され
る。前記ゴースト信号周波数ｆgst がビ−ト信号の通過
帯域周波数（ｆpas ）内、すなわち真のターゲットの距
離検出可能範囲内、にあるときには真の距離信号と誤っ
て検出される。 【００２２】図６は、実在するターゲット（移動体）と
その織り返しによる虚像（ゴースト）とを検出距離−周
波数の関係で示したものである。真の距離信号の周波数
ｆbtが増加してＤＣ−ＤＣコンバータ３８の発振周波数
ｆddに近づくとその差信号ｆ 1 は小さくなる（図５参
照）。その結果、図に示すように実在するターゲットと
の車間距離が広がると、そのゴーストは反対に近づくこ
とになる。 【００２３】図７には、ＭＰＵ１５によるターゲットの
検出フロー例を示している。本例は複数のターゲット
（前方の移動体）を検出した場合の制御フローを示して
いる。これから分かるように、複数ターゲットのうち自
車線内で最も近いターゲットが測定制御対象となる（Ｓ
１０２〜１０５）。その結果、図６の例でいえば、斜線
で示した周波数範囲内（距離でいえば略１００メートル
以内）で実在しないゴーストターゲットが測定制御対象
となる。 【００２４】図８は本発明によるミリ波レーダ装置内部
の雑音周波数配分設定方法の一実施例を示したものであ
る。図８において、実線４１は実在するターゲットの検
出距離−周波数特性例を示し、また点線４２は図６で示
したＤＣ−ＤＣコンバータ３８の標準的な発振周波数
（例えば１４０ＫＨｚ等）を使った場合のゴースト例を
再掲載したものである。一方、一点鎖線４３は本発明に
基づいて発振周波数の設定（例えば２９０ＫＨｚ等）が
なされたＤＣ−ＤＣコンバータ３８のゴースト例を示し
ている。 【００２５】図８から明らかなように、本発明によれば
以下のように織り返し雑音周波数の配分設定を行う。す
なわち、１）実在するターゲットの距離Ｒ＞ゴーストの
距離Ｒ’、且つ２）信号通過帯域周波数ｆpas ＜ゴース
ト領域信号周波数ｆgarea となるようにＤＣ−ＤＣコン
バータ３８の発振周波数を設定する。 【００２６】前記条件を満足することによって図８の斜
線部分（ゴーストが検出される範囲）は信号通過帯域外
（距離検出範囲外）となり、ＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装
置が内部ノイズによるゴーストを検出することはなくな
る。このように、本発明ではノイズの発生自体は許容さ
れた状態で前記ノイズによる誤表示が防止されるという
大きな利点を有する。なお、上記方法はＤＣ−ＤＣコン
バータ以外の種々の雑音発生源についても適用可能なこ
とはいうまでもない。 【００２７】 【発明の効果】以上述べたように、本発明の雑音周波数
の配分設定によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ等を含む雑
音発生源のシールドケース化や、雑音に関連したＦＭ−
ＣＷミリ波レーダ装置の調整、検査等が不要となる。そ
れらによって装置コストの低減等も容易に達成される。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＦＭ−ＣＷレーダ方式の説明図（１）である。
【図２】ＦＭ−ＣＷレーダ方式の説明図（２）である。
【図３】ＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置のブロック構成例
を示した図である。 【図４】図３の受信回路と電源部のブロック構成例を示
した図である。 【図５】誘導ノイズによる車間距離の誤表示の説明図
（１）である。 【図６】誘導ノイズによる車間距離の誤表示の説明図
（２）である。 【図７】ターゲット検出フローの一例を示した図であ
る。 【図８】本発明による雑音周波数配分設定方法の一実施
例を示した図である。 【符号の説明】 １…移動体 ２、６、１１…アンテナ ３、７…方向性結合器 ４…ガン発振器 ５…ＦＭ変調器 ８…ミキサ ９…アンプ １２…ミリ波ユニット ２１…受信回路 ２２…送信制御回路 １４…デジタル信号処理プロセッサ １５…マイクロプロセッサ １６…駆動部 １２…電源部 ３８…ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示した図である。 【図４】図３の受信回路と電源部のブロック構成例を示
した図である。 【図５】誘導ノイズによる車間距離の誤表示の説明図
（１）である。 【図６】誘導ノイズによる車間距離の誤表示の説明図
（２）である。 【図７】ターゲット検出フローの一例を示した図であ
る。 【図８】本発明による雑音周波数配分設定方法の一実施
例を示した図である。 【符号の説明】 １…移動体 ２、６、１１…アンテナ ３、７…方向性結合器 ４…ガン発振器 ５…ＦＭ変調器 ８…ミキサ ９…アンプ １２…ミリ波ユニット ２１…受信回路 ２２…送信制御回路 １４…デジタル信号処理プロセッサ １５…マイクロプロセッサ １６…駆動部 １２…電源部 ３８…ＤＣ−ＤＣコンバータ
─────────────────────────────────────────────────────
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(56)参考文献 特開 平４−178589（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−177190（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−265882（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−118163（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−80149（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01S 7/00 - 7/42
G01S 13/00 - 13/95
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 ＦＭ−ＣＷミリ波レーダ装置内部の雑音
周波数配分設定方法は、距離測定可能な信号通過帯域周
波数ｆ ｐａｓ 内において、実在するターゲットまでの測
定距離Ｒを、前記装置内部のＩＦミキサに混入されるＤ
Ｃ−ＤＣコンバータからの誘導ノイズによって生成され
る前記ＤＣ−ＤＣコンバータの発振周波数ｆｄｄと前記
実在するターゲットの真の距離信号周波数ｆｂｔとの差
信号ｆ１（＝ｆｄｄ−ｆｂｔ）で与えられるゴーストタ
ーゲットまでの測定距離Ｒ’よりも近くで検出すべく
（Ｒ＜Ｒ’）、それが遠くで検出されるゴースト領域信
号周波数ｆｇａｒｅａ （Ｒ＞Ｒ’）を前記信号通過帯域
周波数ｆ ｐａｓ よりも高域に配置（ｆ ｐａｓ ＜ｆ
ｇａｒｅａ ）するように前記ＤＣ−ＤＣコンバータの発
振周波数ｆ ｄｄ の範囲を配分設定することを特徴とする
雑音周波数配分設定方法。
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| JP15386699A JP3442315B2 (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | Ｆｍ−ｃｗミリ波レーダ装置内部の雑音周波数配分設定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15386699A JP3442315B2 (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | Ｆｍ−ｃｗミリ波レーダ装置内部の雑音周波数配分設定方法 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000338232A JP2000338232A (ja) | 2000-12-08 |
| JP3442315B2 true JP3442315B2 (ja) | 2003-09-02 |
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ID=15571826
Family Applications (1)
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| JP15386699A Expired - Lifetime JP3442315B2 (ja) | 1999-06-01 | 1999-06-01 | Ｆｍ−ｃｗミリ波レーダ装置内部の雑音周波数配分設定方法 |
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| JP6060716B2 (ja) * | 2013-02-12 | 2017-01-18 | 株式会社デンソー | レーダ装置 |
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-
1999
- 1999-06-01 JP JP15386699A patent/JP3442315B2/ja not_active Expired - Lifetime
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