JP3441753B2 - 能動振動制御装置 - Google Patents
能動振動制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、能動振動制御装置に関
し、より詳しくは原動機や原動機の負荷装置（コンプレ
ッサや発電機など）あるいはエンジンの排気マフラその
他吸排気機能を備えた機器や車輌の走行等により発生す
る振動及びこれらの振動に起因して生ずる騒音を能動的
に制御して低減させる能動振動制御装置に関する。
し、より詳しくは原動機や原動機の負荷装置（コンプレ
ッサや発電機など）あるいはエンジンの排気マフラその
他吸排気機能を備えた機器や車輌の走行等により発生す
る振動及びこれらの振動に起因して生ずる騒音を能動的
に制御して低減させる能動振動制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明における「振動」の語は、「騒
音」をも含めた意味で使用する。
音」をも含めた意味で使用する。
【０００３】振動制御装置のうち、振動源（騒音源）か
ら発生する振動を減衰させて振動、騒音の低減化を図る
能動振動制御装置と呼称されるものがある。
ら発生する振動を減衰させて振動、騒音の低減化を図る
能動振動制御装置と呼称されるものがある。
【０００４】従来、この種の能動振動制御装置として
は、図３に示すように、騒音源（振動源）からの騒音を
検出する騒音センサ２１と、前記騒音センサ２１により
検出される騒音が参照信号として入力されかつ該参照信
号の伝達特性に対して制御点に於いて逆位相の伝達特性
を有する相殺信号を生成する適応制御回路２２と、適応
制御回路２２により生成された相殺信号に基づいて相殺
音を発するスピーカ２３と、スピーカ２３により発せら
れた相殺音と前記参照信号との相殺誤差を検出するマイ
クロホン２４とを主要部として構成されたものが知られ
ている（例えば、特表平１−５０１３４４号公報）。
は、図３に示すように、騒音源（振動源）からの騒音を
検出する騒音センサ２１と、前記騒音センサ２１により
検出される騒音が参照信号として入力されかつ該参照信
号の伝達特性に対して制御点に於いて逆位相の伝達特性
を有する相殺信号を生成する適応制御回路２２と、適応
制御回路２２により生成された相殺信号に基づいて相殺
音を発するスピーカ２３と、スピーカ２３により発せら
れた相殺音と前記参照信号との相殺誤差を検出するマイ
クロホン２４とを主要部として構成されたものが知られ
ている（例えば、特表平１−５０１３４４号公報）。
【０００５】上記従来の能動振動制御装置においては、
騒音センサ２１により検出された騒音（一次騒音）はＡ
／Ｄコンバータ２５によってサンプリングされ、デジタ
ルデータの基準信号（参照信号）ｘ（ｎ）として適応制
御回路２２に入力される。該適応制御回路２２からは上
述の如く生成された相殺信号が出力されてＤ／Ａコンバ
ータ２６でアナログ信号に変換され、アンプ２７により
増幅されてスピーカ２３から相殺音（二次騒音）が発せ
られる。
騒音センサ２１により検出された騒音（一次騒音）はＡ
／Ｄコンバータ２５によってサンプリングされ、デジタ
ルデータの基準信号（参照信号）ｘ（ｎ）として適応制
御回路２２に入力される。該適応制御回路２２からは上
述の如く生成された相殺信号が出力されてＤ／Ａコンバ
ータ２６でアナログ信号に変換され、アンプ２７により
増幅されてスピーカ２３から相殺音（二次騒音）が発せ
られる。
【０００６】一方、マイクロホン２４はスピーカ２３か
らの相殺音と騒音源からの騒音との相殺誤差を受信し、
該相殺誤差εはアンプ２８により増幅され、Ａ／Ｄコン
バータ２９によりサンプリングされ、デジタルデータの
誤差信号ｅ（ｎ）として取り出され、適応制御回路２２
にフィードバックされる。すなわち、誤差信号は、一次
騒音と二次騒音との相殺誤差を示すものであり、上記能
動振動制御装置においては前記誤差信号が最小値となる
ように相殺信号の伝達特性を変更することにより騒音の
低減が図られている。
らの相殺音と騒音源からの騒音との相殺誤差を受信し、
該相殺誤差εはアンプ２８により増幅され、Ａ／Ｄコン
バータ２９によりサンプリングされ、デジタルデータの
誤差信号ｅ（ｎ）として取り出され、適応制御回路２２
にフィードバックされる。すなわち、誤差信号は、一次
騒音と二次騒音との相殺誤差を示すものであり、上記能
動振動制御装置においては前記誤差信号が最小値となる
ように相殺信号の伝達特性を変更することにより騒音の
低減が図られている。
【０００７】更に、適応制御回路２２は、ＦＩＲ型適応
デジタルフィルタ（以下、「ＡＤＦ」という）２２
1と、スピーカ２３からマイクロホン２４までのこの制
御系特有の伝達特性等を有するフィルタＣ（∧）２２2
と、参照信号ｘ（ｎ）がフィルタＣ（∧）２２2により
フィルタリングされた参照信号ｒ（ｎ）および誤差信号
ｅ（ｎ）に基づいてＬＭＳアルゴリズム（ＬＭＳ：Leas
t Mean Square）によりＡＤＦ２２1のフィルタ係数を更
新するＬＭＳ処理部２２3とにより構成される。参照信
号ｘ（ｎ）がフィルタＣ（∧）２２2によりフィルタリ
ングされた参照信号ｒ（ｎ）および前記誤差信号ｅ
（ｎ）に基づいて、ＬＭＳ処理部２２3は誤差信号ｅ
（ｎ）が最小値となるようにＡＤＦ２２1のフィルタ係
数を更新する。
デジタルフィルタ（以下、「ＡＤＦ」という）２２
1と、スピーカ２３からマイクロホン２４までのこの制
御系特有の伝達特性等を有するフィルタＣ（∧）２２2
と、参照信号ｘ（ｎ）がフィルタＣ（∧）２２2により
フィルタリングされた参照信号ｒ（ｎ）および誤差信号
ｅ（ｎ）に基づいてＬＭＳアルゴリズム（ＬＭＳ：Leas
t Mean Square）によりＡＤＦ２２1のフィルタ係数を更
新するＬＭＳ処理部２２3とにより構成される。参照信
号ｘ（ｎ）がフィルタＣ（∧）２２2によりフィルタリ
ングされた参照信号ｒ（ｎ）および前記誤差信号ｅ
（ｎ）に基づいて、ＬＭＳ処理部２２3は誤差信号ｅ
（ｎ）が最小値となるようにＡＤＦ２２1のフィルタ係
数を更新する。
【０００８】また、能動振動制御装置の消音性能を向上
させるためには、前記フィルタＣ（∧）を前記スピーカ
からマイクロホンまでのこの制御系特有の伝達特性に基
づいて精度よく同定しなければならない。一般に、前記
フィルタＣ（∧）は、ＦＩＲモデルを用いて同定される
ので、該モデルの精度は、ＦＩＲフィルタのタップ数
（次数）、及び騒音周波数帯に適したＦＩＲフィルタの
時間的長さ（フィルタ長）に依存する。
させるためには、前記フィルタＣ（∧）を前記スピーカ
からマイクロホンまでのこの制御系特有の伝達特性に基
づいて精度よく同定しなければならない。一般に、前記
フィルタＣ（∧）は、ＦＩＲモデルを用いて同定される
ので、該モデルの精度は、ＦＩＲフィルタのタップ数
（次数）、及び騒音周波数帯に適したＦＩＲフィルタの
時間的長さ（フィルタ長）に依存する。
【０００９】また、ＡＤＦ２２3およびフィルタＣ
（∧）２２2は、実際には、汎用のＤＳＰ（Digital Sig
nal Processor）により実現される。
（∧）２２2は、実際には、汎用のＤＳＰ（Digital Sig
nal Processor）により実現される。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の能動振動制御装置では、ＤＳＰの処理速度に制限が
あり、１サンプリング周期の間に計算できるＦＩＲフィ
ルタ２２2のタップ数は制限されるため、タップ数を多
く採りたいとき、即ち、消音性能を向上させたいとき
は、サンプリング周波数は低くしなければならず、これ
により制御対象の周波数は低域にシフトされる。一方、
制御対象の周波数が高い場合は、サンプリング周波数は
高く設定しなければならないため、所要の消音性能を確
保するためにはタップ数を少なく設定しなければならな
い。
来の能動振動制御装置では、ＤＳＰの処理速度に制限が
あり、１サンプリング周期の間に計算できるＦＩＲフィ
ルタ２２2のタップ数は制限されるため、タップ数を多
く採りたいとき、即ち、消音性能を向上させたいとき
は、サンプリング周波数は低くしなければならず、これ
により制御対象の周波数は低域にシフトされる。一方、
制御対象の周波数が高い場合は、サンプリング周波数は
高く設定しなければならないため、所要の消音性能を確
保するためにはタップ数を少なく設定しなければならな
い。
【００１１】したがって、サンプリング周波数を高く設
定してしまうとＦＩＲフィルタのフィルタ長が短くなっ
てしまい、前記伝達特性の同定を行うと、特に、制御対
象の低域の周波数特性が損なわれるので、この同定され
たＦＩＲフィルタにより低域の周波数を有する制御対象
を制御する場合、該制御対象の振動騒音を十分に除去で
きないという問題点があった。
定してしまうとＦＩＲフィルタのフィルタ長が短くなっ
てしまい、前記伝達特性の同定を行うと、特に、制御対
象の低域の周波数特性が損なわれるので、この同定され
たＦＩＲフィルタにより低域の周波数を有する制御対象
を制御する場合、該制御対象の振動騒音を十分に除去で
きないという問題点があった。
【００１２】本発明は、上記問題に鑑みてなされたもの
で、制御系特有の伝達特性等を有するＦＩＲフィルタの
演算時間に制約がある場合でも、所要の消音性能を確保
することができる能動振動制御装置を提供することを目
的とする。
で、制御系特有の伝達特性等を有するＦＩＲフィルタの
演算時間に制約がある場合でも、所要の消音性能を確保
することができる能動振動制御装置を提供することを目
的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、振動源からの振動と関連性の高い信号を参照
信号として入力し、適応フィルタを用いて該入力された
参照信号にフィルタリングを施すことにより相殺信号を
生成する制御手段と、該制御手段により生成された相殺
信号に基づいて相殺振動を発する相殺振動発生手段と、
該相殺振動発生手段により発せられる相殺振動と前記振
動源からの振動との相殺誤差を検出する相殺誤差検出手
段と、前記相殺振動発生手段と相殺誤差検出手段間の伝
達特性を有するＦＩＲフィルタであって、前記制御手段
に含まれるものと、該ＦＩＲフィルタによりフイルタリ
ングされた前記参照信号に基づいて、該相殺誤差検出手
段により検出される誤差信号が最小値となるように、前
記適応フィルタのフィルタ係数を逐次的に更新する演算
処理手段とを備えた能動振動制御装置において、前記Ｆ
ＩＲフィルタの時間的長さを可変設定するフィルタ長可
変設定手段を有することを特徴とする。
本発明は、振動源からの振動と関連性の高い信号を参照
信号として入力し、適応フィルタを用いて該入力された
参照信号にフィルタリングを施すことにより相殺信号を
生成する制御手段と、該制御手段により生成された相殺
信号に基づいて相殺振動を発する相殺振動発生手段と、
該相殺振動発生手段により発せられる相殺振動と前記振
動源からの振動との相殺誤差を検出する相殺誤差検出手
段と、前記相殺振動発生手段と相殺誤差検出手段間の伝
達特性を有するＦＩＲフィルタであって、前記制御手段
に含まれるものと、該ＦＩＲフィルタによりフイルタリ
ングされた前記参照信号に基づいて、該相殺誤差検出手
段により検出される誤差信号が最小値となるように、前
記適応フィルタのフィルタ係数を逐次的に更新する演算
処理手段とを備えた能動振動制御装置において、前記Ｆ
ＩＲフィルタの時間的長さを可変設定するフィルタ長可
変設定手段を有することを特徴とする。
【００１４】好ましくは、前記フィルタ長可変設定手段
は、前記参照信号をダウンサンプリングすることにより
前記フィルタの時間的長さを可変設定し、また、前記ダ
ウンサンプリングされた参照信号を補間する補間手段を
有することを特徴とする。
は、前記参照信号をダウンサンプリングすることにより
前記フィルタの時間的長さを可変設定し、また、前記ダ
ウンサンプリングされた参照信号を補間する補間手段を
有することを特徴とする。
【００１５】
【作用】上記構成によれば、フィルタ長可変設定手段に
よりＦＩＲフィルタの時間的長さが可変設定される。
よりＦＩＲフィルタの時間的長さが可変設定される。
【００１６】好ましくは、フィルタの時間的長さは参照
信号をダウンサンプリングすることによりより長く設定
される。この場合、該ダウンサンプリングされフィルタ
リングされた参照信号は、演算処理手段内に設けた補間
手段またはこれと別個に設けた補間手段により補間され
る。
信号をダウンサンプリングすることによりより長く設定
される。この場合、該ダウンサンプリングされフィルタ
リングされた参照信号は、演算処理手段内に設けた補間
手段またはこれと別個に設けた補間手段により補間され
る。
【００１７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細
に説明する。
に説明する。
【００１８】図１は、本発明に係る能動振動制御装置の
一実施例の概略構成を示すブロック図である。
一実施例の概略構成を示すブロック図である。
【００１９】同図において、１は図示しない振動騒音源
である車両やエンジンの振動、例えば車両の走行ノイズ
やエンジンノイズの参照信号を検出する振動センサであ
り、センサ１により検出された参照信号は、Ａ／Ｄコン
バータ２に入力されデジタル信号ｘ（ｎ）に変換され
る。デジタル信号ｘ（ｎ）は、参照信号としてＡＤＦ
３、切換スイッチ４1およびサンプリング周期調整回路
１６に入力される。
である車両やエンジンの振動、例えば車両の走行ノイズ
やエンジンノイズの参照信号を検出する振動センサであ
り、センサ１により検出された参照信号は、Ａ／Ｄコン
バータ２に入力されデジタル信号ｘ（ｎ）に変換され
る。デジタル信号ｘ（ｎ）は、参照信号としてＡＤＦ
３、切換スイッチ４1およびサンプリング周期調整回路
１６に入力される。
【００２０】ＡＤＦ３には、そのフィルタ係数を更新す
るＬＭＳ処理部５の出力側が接続され、ＬＭＳ処理部５
は後述するＦＩＲフィルタ１２またはＦＩＲフィルタ１
４および補間回路１５を経たデジタル信号ｒ（ｎ）また
はｒ″（ｎ）と後述する誤差信号ｅ（ｎ）とに応じてＡ
ＤＦ３のフィルタ係数を更新する。デジタル信号ｘ
（ｎ）は、該更新されたＡＤＦ３によりフィルタリング
され、相殺信号ｙ（ｎ）として出力される。相殺信号ｙ
（ｎ）は、Ｄ／Ａコンバータ６によりアナログ変換さ
れ、アンプ７により増幅されて、車体に設置されたアク
チュエータ８により相殺振動として出力される。
るＬＭＳ処理部５の出力側が接続され、ＬＭＳ処理部５
は後述するＦＩＲフィルタ１２またはＦＩＲフィルタ１
４および補間回路１５を経たデジタル信号ｒ（ｎ）また
はｒ″（ｎ）と後述する誤差信号ｅ（ｎ）とに応じてＡ
ＤＦ３のフィルタ係数を更新する。デジタル信号ｘ
（ｎ）は、該更新されたＡＤＦ３によりフィルタリング
され、相殺信号ｙ（ｎ）として出力される。相殺信号ｙ
（ｎ）は、Ｄ／Ａコンバータ６によりアナログ変換さ
れ、アンプ７により増幅されて、車体に設置されたアク
チュエータ８により相殺振動として出力される。
【００２１】前記相殺振動は、振動騒音源から直接伝播
された振動騒音と干渉されて振動制御がなされる一方、
この相殺振動によっても除去されない振動騒音成分は、
車体内適所に設置された誤差センサ９により誤差信号ε
としてピックアップされる。該誤差信号εは、アンプ１
０により増幅され、Ａ／Ｄコンバータ１１によりデジタ
ル変換されてデジタルの誤差信号ｅ（ｎ）として前記Ｌ
ＭＳ処理部５に入力される。
された振動騒音と干渉されて振動制御がなされる一方、
この相殺振動によっても除去されない振動騒音成分は、
車体内適所に設置された誤差センサ９により誤差信号ε
としてピックアップされる。該誤差信号εは、アンプ１
０により増幅され、Ａ／Ｄコンバータ１１によりデジタ
ル変換されてデジタルの誤差信号ｅ（ｎ）として前記Ｌ
ＭＳ処理部５に入力される。
【００２２】前記切換スイッチ４1は、２つの出力端を
有し、一方の出力端は、アクチュエータ８から誤差セン
サ９までのこの制御系特有の伝達特性等に基づいて精度
よく同定されたインパルス応答（サンプリング周波数ｆ
ｓ、タップ数Ｊ）から導かれたフィルタ係数Ｃｊ（タッ
プ数Ｊ／２）を有するＦＩＲフィルタ１２に接続され、
他方の出力端は、所定倍（例えば、１／２倍、１／３
倍、１／４倍、‥‥１／ｎ倍）のダウンサンプリングを
行うダウンサンプリング回路１３に接続される。ここ
で、図１破線部１７は従来例と同様に、ＤＳＰのソフト
ウェアにより構成し、また、図示しないＭＰＵ（Micro
Processor Unit）が装置全体の制御を司る。
有し、一方の出力端は、アクチュエータ８から誤差セン
サ９までのこの制御系特有の伝達特性等に基づいて精度
よく同定されたインパルス応答（サンプリング周波数ｆ
ｓ、タップ数Ｊ）から導かれたフィルタ係数Ｃｊ（タッ
プ数Ｊ／２）を有するＦＩＲフィルタ１２に接続され、
他方の出力端は、所定倍（例えば、１／２倍、１／３
倍、１／４倍、‥‥１／ｎ倍）のダウンサンプリングを
行うダウンサンプリング回路１３に接続される。ここ
で、図１破線部１７は従来例と同様に、ＤＳＰのソフト
ウェアにより構成し、また、図示しないＭＰＵ（Micro
Processor Unit）が装置全体の制御を司る。
【００２３】更に、スイッチ４1には、サンプリング周
期調整回路１６の出力端が接続されている。サンプリン
グ周期調整回路１６は、参照信号ｘ（ｎ）の周期を前記
ＤＳＰおよびＭＰＵに内蔵されているタイマーやパルス
幅計測機能を用いて計測する。しかして、参照信号ｘ
（ｎ）の周波数が所定値Ｆｍ以上の場合、サンプリング
周期調整回路１６は、スイッチ４1をして入力された参
照信号ｘ（ｎ）をＦＩＲフィルタ１２に接続させ、参照
信号ｘ（ｎ）の周波数が所定値Ｆｍ以下の場合、該参照
信号ｘ（ｎ）をダウンサンプリング回路１３に接続させ
る。
期調整回路１６の出力端が接続されている。サンプリン
グ周期調整回路１６は、参照信号ｘ（ｎ）の周期を前記
ＤＳＰおよびＭＰＵに内蔵されているタイマーやパルス
幅計測機能を用いて計測する。しかして、参照信号ｘ
（ｎ）の周波数が所定値Ｆｍ以上の場合、サンプリング
周期調整回路１６は、スイッチ４1をして入力された参
照信号ｘ（ｎ）をＦＩＲフィルタ１２に接続させ、参照
信号ｘ（ｎ）の周波数が所定値Ｆｍ以下の場合、該参照
信号ｘ（ｎ）をダウンサンプリング回路１３に接続させ
る。
【００２４】ダウンサンプリング回路１３の出力は、Ｆ
ＩＲフィルタ１４に入力され、ＦＩＲフィルタ１４によ
りフィルタリングされた信号ｒ′（ｎ）は、補間回路１
５に入力される。補間回路１５は、ダウンサンプリング
されフィルタリングされた信号ｒ′（ｎ）を補間してダ
ウンサンプリングされる前のサンプリング（以下、「標
準サンプリング」という）周期に戻す。
ＩＲフィルタ１４に入力され、ＦＩＲフィルタ１４によ
りフィルタリングされた信号ｒ′（ｎ）は、補間回路１
５に入力される。補間回路１５は、ダウンサンプリング
されフィルタリングされた信号ｒ′（ｎ）を補間してダ
ウンサンプリングされる前のサンプリング（以下、「標
準サンプリング」という）周期に戻す。
【００２５】前記ＦＩＲフィルタ１２および補間回路１
５の出力側は、それぞれスイッチ４ 2の２つの入力端に
接続され、更に、スイッチ４2にはスイッチ４1と同様に
サンプリング周期調整回路１６の出力側が接続される。
前述したように、参照信号ｘ（ｎ）の周波数が所定値Ｆ
ｍ以上の場合、サンプリング周期調整回路１６は、スイ
ッチ４2をしてＦＩＲフィルタ１２の出力側をＬＭＳ処
理部５に接続させ、参照信号ｘ（ｎ）の周波数が所定値
Ｆｍ以下の場合、補間回路１５の出力側をＬＭＳ処理部
５に接続させる。
５の出力側は、それぞれスイッチ４ 2の２つの入力端に
接続され、更に、スイッチ４2にはスイッチ４1と同様に
サンプリング周期調整回路１６の出力側が接続される。
前述したように、参照信号ｘ（ｎ）の周波数が所定値Ｆ
ｍ以上の場合、サンプリング周期調整回路１６は、スイ
ッチ４2をしてＦＩＲフィルタ１２の出力側をＬＭＳ処
理部５に接続させ、参照信号ｘ（ｎ）の周波数が所定値
Ｆｍ以下の場合、補間回路１５の出力側をＬＭＳ処理部
５に接続させる。
【００２６】サンプリング周波数とダウンサンプリング
周波数とＦＩＲフィルタのタップ数とスイッチ４1，４2
の切り換え周波数は、以下のように設定されているもの
とする。
周波数とＦＩＲフィルタのタップ数とスイッチ４1，４2
の切り換え周波数は、以下のように設定されているもの
とする。
【００２７】ベースとなるサンプリング周波数は前述の
インパルス応答の際に用いられたサンプリング周波数ｆ
ｓを使用する。又、ダウンサンプリング周波数はｆｓ／
Ｎ（Ｎは整数）と設定され、特に本実施例では、説明の
簡素化のためＮ＝２とする。
インパルス応答の際に用いられたサンプリング周波数ｆ
ｓを使用する。又、ダウンサンプリング周波数はｆｓ／
Ｎ（Ｎは整数）と設定され、特に本実施例では、説明の
簡素化のためＮ＝２とする。
【００２８】ＦＩＲフィルタ１２，１４のタップ数は多
ければ多いほどアクチュエータ〜誤差センサ間の伝達特
性を正確に同定できるのだが、演算時間及びプログラム
の簡易化を考慮し、ＦＩＲフィルタ１２，１４のタップ
数は両者ともＪ／２とする。これは、前述インパルス応
答のタップ数Ｊの１／２であるが、ＦＩＲフィルタ１２
と１４では前記インパルス応答からの導かれ方法が異な
るので、構成されたフィルタの時間的長さであるフィル
タ長が異なる。前記インパルス応答の時間的長さをｌｍ
ｓとすると、ＦＩＲフィルタ１２はインパルス応答の時
間的前半部１／２から導かれるので、フィルタ長はｌ／
２ｍｓとなり、ＦＩＲフィルタ１４はインパルス応答の
結果を１／２に間引いて導いたので、フィルタ長はｌｍ
ｓとなる。しかしタップ数はＦＩＲフィルタ１２と同じ
Ｊ／２なので、見掛け上サンプリング周波数がｆｓ／２
のインパルス応答の結果から導いたものと同じ形にな
る。
ければ多いほどアクチュエータ〜誤差センサ間の伝達特
性を正確に同定できるのだが、演算時間及びプログラム
の簡易化を考慮し、ＦＩＲフィルタ１２，１４のタップ
数は両者ともＪ／２とする。これは、前述インパルス応
答のタップ数Ｊの１／２であるが、ＦＩＲフィルタ１２
と１４では前記インパルス応答からの導かれ方法が異な
るので、構成されたフィルタの時間的長さであるフィル
タ長が異なる。前記インパルス応答の時間的長さをｌｍ
ｓとすると、ＦＩＲフィルタ１２はインパルス応答の時
間的前半部１／２から導かれるので、フィルタ長はｌ／
２ｍｓとなり、ＦＩＲフィルタ１４はインパルス応答の
結果を１／２に間引いて導いたので、フィルタ長はｌｍ
ｓとなる。しかしタップ数はＦＩＲフィルタ１２と同じ
Ｊ／２なので、見掛け上サンプリング周波数がｆｓ／２
のインパルス応答の結果から導いたものと同じ形にな
る。
【００２９】このようにして、ＦＩＲフィルタ１２はそ
の制御領域である参照信号ｘ（ｎ）の周波数がＦｍ〜Ｆ
maxで、アクチュエータ〜誤差センサ間の伝達特性を表
現するのに充分であるようにタップ数Ｊ／２とフィルタ
長ｌ／２ｍｓが設定されている。
の制御領域である参照信号ｘ（ｎ）の周波数がＦｍ〜Ｆ
maxで、アクチュエータ〜誤差センサ間の伝達特性を表
現するのに充分であるようにタップ数Ｊ／２とフィルタ
長ｌ／２ｍｓが設定されている。
【００３０】又、ＦＩＲフィルタ１４はその制御領域で
ある参照信号ｘ（ｎ）の周波数がＦmin〜Ｆｍ未満で、
アクチュエータ〜誤差センサ間の伝達特性を表現するの
に充分であるようにタップ数Ｊ／２とフィルタ長ｌｍｓ
が設定されている。
ある参照信号ｘ（ｎ）の周波数がＦmin〜Ｆｍ未満で、
アクチュエータ〜誤差センサ間の伝達特性を表現するの
に充分であるようにタップ数Ｊ／２とフィルタ長ｌｍｓ
が設定されている。
【００３１】又、切り換え周波数Ｆｍは、サンプリング
周波数やフィルタ長によって決定されるものであり、特
にそれぞれのフィルタの効果を最大限に引き出す為、フ
ィルタの制御領域の境目当たりに設定されている。
周波数やフィルタ長によって決定されるものであり、特
にそれぞれのフィルタの効果を最大限に引き出す為、フ
ィルタの制御領域の境目当たりに設定されている。
【００３２】以上のように構成された能動振動制御装置
の制御動作について詳細に説明する。
の制御動作について詳細に説明する。
【００３３】本実施例の場合、サンプリング周期変換は
ダウンサンプリング回路１３により行い、ダウンサンプ
リング回路１３は、標準サンプリングされた参照信号ｘ
（ｎ）を間引きして、１／２ダウンサンプリングし、擬
似的にサンプリング周期を変えるものとする。
ダウンサンプリング回路１３により行い、ダウンサンプ
リング回路１３は、標準サンプリングされた参照信号ｘ
（ｎ）を間引きして、１／２ダウンサンプリングし、擬
似的にサンプリング周期を変えるものとする。
【００３４】以下、Ａ／Ｄコンバータ２によりデジタル
変換された参照信号ｘ（ｎ）の周波数が、Ｆmin〜Ｆｍ
にある場合とＦｍ〜Ｆmaxにある場合とに分けて説明す
る。
変換された参照信号ｘ（ｎ）の周波数が、Ｆmin〜Ｆｍ
にある場合とＦｍ〜Ｆmaxにある場合とに分けて説明す
る。
【００３５】まず、参照信号ｘ（ｎ）がＦｍ〜Ｆmaxに
ある場合、サンプリング周期調整回路１６は、スイッチ
４1をして参照信号ｘ（ｎ）をＦＩＲフィルタ１２に出
力させる。この場合、サンプリング周波数はｆｓであ
り、参照信号ｘ（ｎ）がＦｍ〜Ｆmaxの範囲内でフィル
タ長がｌ／２でタップ数はＪ／２に設定されており、Ｆ
ＩＲフィルタは上述したようにフィルタ係数Ｃｊ（ｊ＝
１，‥‥Ｊ／２）を有するので、ＦＩＲフィルタ１２の
出力ｒ（ｎ）は、以下のようになる。
ある場合、サンプリング周期調整回路１６は、スイッチ
４1をして参照信号ｘ（ｎ）をＦＩＲフィルタ１２に出
力させる。この場合、サンプリング周波数はｆｓであ
り、参照信号ｘ（ｎ）がＦｍ〜Ｆmaxの範囲内でフィル
タ長がｌ／２でタップ数はＪ／２に設定されており、Ｆ
ＩＲフィルタは上述したようにフィルタ係数Ｃｊ（ｊ＝
１，‥‥Ｊ／２）を有するので、ＦＩＲフィルタ１２の
出力ｒ（ｎ）は、以下のようになる。
【００３６】
【数１】
この数式（１）は、フィルタ長ｌ／２でタップ数Ｊ／２
のフィルタ演算を表している。
のフィルタ演算を表している。
【００３７】このｒ（ｎ−ｉ）および前記誤差信号ｅ
（ｎ）を用いて、ＬＭＳ処理部５は、下記数式（２）で
示すＬＭＳアルゴリズムによりＡＤＦ３のフィルタ係数
Ｗｉを更新する。
（ｎ）を用いて、ＬＭＳ処理部５は、下記数式（２）で
示すＬＭＳアルゴリズムによりＡＤＦ３のフィルタ係数
Ｗｉを更新する。
【００３８】
Ｗｉ（ｎ＋１）＝Ｗｉ（ｎ）＋２μｅ（ｎ）ｒ（ｎ−ｉ） ‥‥（２）
ここで、μはステップサイズパラメータ（毎回の繰り返
しにおける補正量の大きさを制御するパラメータ）であ
る。
しにおける補正量の大きさを制御するパラメータ）であ
る。
【００３９】以上のようにして求められたフィルタ係数
Ｗｉ（ｎ）に基づいて、ＡＤＦ３は下記の数式（３）で
示すように参照信号ｘ（ｎ）をフィルタリングし、相殺
信号ｙ（ｎ）を出力する。
Ｗｉ（ｎ）に基づいて、ＡＤＦ３は下記の数式（３）で
示すように参照信号ｘ（ｎ）をフィルタリングし、相殺
信号ｙ（ｎ）を出力する。
【００４０】
【数２】
次に、参照信号ｘ（ｎ）の周波数ｆｓがＦmin〜Ｆｍに
ある場合、サンプリング周期調整回路１６は、スイッチ
４1をして参照信号ｘ（ｎ）をダウンサンプリング回路
１３に出力させる。ダウンサンプリング回路１３は、サ
ンプリング周期の２倍の周期で参照信号ｘ（ｎ）を間引
き、該間引きされた参照信号ｘ（ｎ）をＦＩＲフィルタ
１４に出力する。従って、参照信号ｘ（ｎ）はＦmin〜
Ｆｍの範囲ではサンプリング周波数は擬似的にｆｓ／２
となり、フィルタ長がｌでタップ数はＪ／２に設定され
たＦＩＲフィルタ１４に入力される。ＦＩＲフィルタ１
４は、該間引きされた参照信号ｘ（ｎ）および前記フィ
ルタ係数Ｃｊに基づいて、下記の数式（４）で示される
出力ｒ′（ｎ）を出力する。
ある場合、サンプリング周期調整回路１６は、スイッチ
４1をして参照信号ｘ（ｎ）をダウンサンプリング回路
１３に出力させる。ダウンサンプリング回路１３は、サ
ンプリング周期の２倍の周期で参照信号ｘ（ｎ）を間引
き、該間引きされた参照信号ｘ（ｎ）をＦＩＲフィルタ
１４に出力する。従って、参照信号ｘ（ｎ）はＦmin〜
Ｆｍの範囲ではサンプリング周波数は擬似的にｆｓ／２
となり、フィルタ長がｌでタップ数はＪ／２に設定され
たＦＩＲフィルタ１４に入力される。ＦＩＲフィルタ１
４は、該間引きされた参照信号ｘ（ｎ）および前記フィ
ルタ係数Ｃｊに基づいて、下記の数式（４）で示される
出力ｒ′（ｎ）を出力する。
【００４１】
【数３】
この数式は、フィルタ長ｌでタップ数Ｊ／２のフィルタ
演算を表している。
演算を表している。
【００４２】ＦＩＲフィルタ１４の出力ｒ′（ｎ）は、
補間回路１５に入力され、補間回路１５は上述したよう
にダウンサンプリング周波数を標準サンプリング周波数
に戻すもので、例えば、長方形近似と台形近似の２つの
補間方式の内、一方の補間方式によって、間引きされた
参照信号ｘ（ｎ）を補間して標準サンプリング周波数ｆ
ｓの参照信号を生成し、ＬＭＳ処理部５に出力する。
補間回路１５に入力され、補間回路１５は上述したよう
にダウンサンプリング周波数を標準サンプリング周波数
に戻すもので、例えば、長方形近似と台形近似の２つの
補間方式の内、一方の補間方式によって、間引きされた
参照信号ｘ（ｎ）を補間して標準サンプリング周波数ｆ
ｓの参照信号を生成し、ＬＭＳ処理部５に出力する。
【００４３】ここで、ｉ＝２ｋ（０≦ｋ≦Ｉ／２−１）
の場合、ＦＩＲフィルタ１４の出力ｒ′（ｎ）がダウン
サンプリングされた参照信号ｘ（ｎ）により成っている
場合、補間回路１５の出力ｒ″（ｎ）は、下記の数式
（５）で示されるようにＦＩＲフィルタ１４の出力ｒ′
（ｎ）がそのまま出力される。
の場合、ＦＩＲフィルタ１４の出力ｒ′（ｎ）がダウン
サンプリングされた参照信号ｘ（ｎ）により成っている
場合、補間回路１５の出力ｒ″（ｎ）は、下記の数式
（５）で示されるようにＦＩＲフィルタ１４の出力ｒ′
（ｎ）がそのまま出力される。
【００４４】
ｒ″（ｎ−ｉ）＝ｒ′（ｎ−ｉ） ‥‥（５）
一方、ｉ＝２ｋ＋１（０≦ｋ≦Ｉ／２−１）の場合、Ｆ
ＩＲフィルタ１４の出力ｒ′（ｎ）が、ダウンサンプリ
ングにより捨てられた場合、補間回路１５の出力ｒ″
（ｎ）は、長方形近似と台形近似どちらかの補間方式に
より補間される。この長方形近似および台形近似は、そ
れぞれ下記の数式（６），（７）で示される。
ＩＲフィルタ１４の出力ｒ′（ｎ）が、ダウンサンプリ
ングにより捨てられた場合、補間回路１５の出力ｒ″
（ｎ）は、長方形近似と台形近似どちらかの補間方式に
より補間される。この長方形近似および台形近似は、そ
れぞれ下記の数式（６），（７）で示される。
【００４５】
長方形近似：ｒ″（ｎ−ｉ）＝ｒ′（ｎ−ｉ−１） ‥‥（６）
台形近似：ｒ″（ｎ−ｉ）＝ｒ′（ｎ−ｉ−１）＋［ｒ′（ｎ−ｉ＋１）−ｒ
′（ｎ−ｉ−１）］／２ ‥‥（７）
以上のようにして、ＦＩＲフィルタ１４の出力は、補間
回路１５により補間され、長方形近似または台形近似ど
ちらかの補間方式にしたがって補間される。
回路１５により補間され、長方形近似または台形近似ど
ちらかの補間方式にしたがって補間される。
【００４６】補間回路１５の出力ｒ″（ｎ）は、ＬＭＳ
処理部５に入力され、ＬＭＳ処理部５では、上述したよ
うに下記の数式（８）〜（１０）で示すＬＭＳアルゴリ
ズムによりＡＤＦ３のフィルタ係数を更新する。
処理部５に入力され、ＬＭＳ処理部５では、上述したよ
うに下記の数式（８）〜（１０）で示すＬＭＳアルゴリ
ズムによりＡＤＦ３のフィルタ係数を更新する。
【００４７】ｉ＝２ｋ（０≦ｋ≦Ｉ／２−１）のとき、
Ｗｉ（ｎ＋１）＝Ｗｉ（ｎ）＋２μｅ（ｎ）ｒ′（ｎ−ｉ） ‥‥（８）
となり、
ｉ＝２ｋ＋１（０≦ｋ≦Ｉ／２−１）のとき、
長方形近似：Ｗｉ（ｎ＋１）＝Ｗｉ（ｎ）＋２μｅ（ｎ）ｒ′（ｎ−ｉ−１）
‥‥（９）
台形近似：Ｗｉ（ｎ＋１）＝Ｗｉ（ｎ）＋２μｅ（ｎ）［ｒ′（ｎ−ｉ−１）
＋［ｒ′（ｎ−ｉ＋１）−ｒ′（ｎ−ｉ−１）］／２］ ‥‥（１０）
となる。
【００４８】以上のようにして求められたフィルタ係数
Ｗｉ（ｎ）に基づいて、ＡＤＦ３は、前記数式（３）で
示される相殺信号ｙ（ｎ）を出力する。
Ｗｉ（ｎ）に基づいて、ＡＤＦ３は、前記数式（３）で
示される相殺信号ｙ（ｎ）を出力する。
【００４９】なお、本実施例では、能動振動制御装置の
制御方式としてフィルタードエックスＬＭＳアルゴリズ
ムを適用したが、これに限らずフィルタードエックスＬ
ＭＳアルゴリズムを基本として多入出力系へ拡張された
ＭＥＦＸ（Multiple Error Filtered-X）ＬＭＳアルゴ
リズムやＥＳ（Error Scanning）法等にも同様に適用で
きる。
制御方式としてフィルタードエックスＬＭＳアルゴリズ
ムを適用したが、これに限らずフィルタードエックスＬ
ＭＳアルゴリズムを基本として多入出力系へ拡張された
ＭＥＦＸ（Multiple Error Filtered-X）ＬＭＳアルゴ
リズムやＥＳ（Error Scanning）法等にも同様に適用で
きる。
【００５０】また、本実施例では、前述したように、参
照信号ｘ（ｎ）の周波数が切り換え周波数Ｆｍを越えた
か否かによって標準サンプリングを行うか、またはダウ
ンサンプリングを行うかを決定するが、図２に示すよう
に切り換え周波数Ｆｍにヒステリシス特性を有するよう
にしてもよい。
照信号ｘ（ｎ）の周波数が切り換え周波数Ｆｍを越えた
か否かによって標準サンプリングを行うか、またはダウ
ンサンプリングを行うかを決定するが、図２に示すよう
に切り換え周波数Ｆｍにヒステリシス特性を有するよう
にしてもよい。
【００５１】さらに、本実施例では、補間回路１５を用
いて、ダウンサンプリング回路１３により間引きされフ
ィルタＣ（∧）によりフィルタリングされた参照信号
ｒ′（ｎ）を補間し、標準サンプリング周期に戻した
が、これに限らず、破線部１７の処理はすべてソフトウ
ェアにより行われてよい。
いて、ダウンサンプリング回路１３により間引きされフ
ィルタＣ（∧）によりフィルタリングされた参照信号
ｒ′（ｎ）を補間し、標準サンプリング周期に戻した
が、これに限らず、破線部１７の処理はすべてソフトウ
ェアにより行われてよい。
【００５２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
振動源からの振動と関連性の高い信号を参照信号として
入力し、適応フィルタを用いて該入力された参照信号に
フィルタリングを施すことにより相殺信号を生成する制
御手段と、該制御手段により生成された相殺信号に基づ
いて相殺振動を発する相殺振動発生手段と、該相殺振動
発生手段により発せられる相殺振動と前記振動源からの
振動との相殺誤差を検出する相殺誤差検出手段と、前記
相殺振動発生手段と相殺誤差検出手段間の伝達特性を有
するＦＩＲフィルタであって、前記制御手段に含まれる
ものと、該ＦＩＲフィルタによりフイルタリングされた
前記参照信号に基づいて、該相殺誤差検出手段により検
出される誤差信号が最小値となるように、前記適応フィ
ルタのフィルタ係数を逐次的に更新する演算処理手段と
を備えた能動振動制御装置において、前記ＦＩＲフィル
タの時間的長さを可変設定するフィルタ長可変設定手段
を有するので、前記フィルタの演算時間が制約されたと
してもフィルタ長を十分長く採ることができ、これに依
り、制御対象が低域の周波数を有する場合においても振
動騒音に対して精度のよい相殺信号を発生することが可
能となる効果を奏する。
振動源からの振動と関連性の高い信号を参照信号として
入力し、適応フィルタを用いて該入力された参照信号に
フィルタリングを施すことにより相殺信号を生成する制
御手段と、該制御手段により生成された相殺信号に基づ
いて相殺振動を発する相殺振動発生手段と、該相殺振動
発生手段により発せられる相殺振動と前記振動源からの
振動との相殺誤差を検出する相殺誤差検出手段と、前記
相殺振動発生手段と相殺誤差検出手段間の伝達特性を有
するＦＩＲフィルタであって、前記制御手段に含まれる
ものと、該ＦＩＲフィルタによりフイルタリングされた
前記参照信号に基づいて、該相殺誤差検出手段により検
出される誤差信号が最小値となるように、前記適応フィ
ルタのフィルタ係数を逐次的に更新する演算処理手段と
を備えた能動振動制御装置において、前記ＦＩＲフィル
タの時間的長さを可変設定するフィルタ長可変設定手段
を有するので、前記フィルタの演算時間が制約されたと
してもフィルタ長を十分長く採ることができ、これに依
り、制御対象が低域の周波数を有する場合においても振
動騒音に対して精度のよい相殺信号を発生することが可
能となる効果を奏する。
【００５３】また、ダウンサンプリングすることにより
タップ数の増加がなくて済むのでフィルタ演算時間の遅
い演算素子を用いることができ、能動振動制御装置のコ
ストを低下させることが可能となる。又、補正手段を演
算処理手段と別個に設けたので、演算処理部に入力され
る信号は常に一定であり、従って演算アルゴリズムは１
つで制御周波数全体をカバーできるので低コストの演算
素子を使用できる。
タップ数の増加がなくて済むのでフィルタ演算時間の遅
い演算素子を用いることができ、能動振動制御装置のコ
ストを低下させることが可能となる。又、補正手段を演
算処理手段と別個に設けたので、演算処理部に入力され
る信号は常に一定であり、従って演算アルゴリズムは１
つで制御周波数全体をカバーできるので低コストの演算
素子を使用できる。
【図１】本発明に係る能動振動制御装置の一実施例の概
略構成を示すブロック図である。
略構成を示すブロック図である。
【図２】切り換え周波数Ｆｍの特性を示す図である。
【図３】従来の能動振動制御装置の概略構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
１ 振動センサ
３ 適応フィルタ（制御手段）
５ ＬＭＳ処理部（演算処理手段）
８ アクチュエータ（相殺振動発生手段）
９ 誤差センサ（誤差信号検出手段）
１２、１４ ＦＩＲフィルタ
１３ ダウンサンプリング回路（フィルタ長可変設定手
段） １５ 補間回路 １６ サンプリング調整回路
段） １５ 補間回路 １６ サンプリング調整回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 佐野 久
埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式
会社本田技術研究所内
(72)発明者 滑川 誠
東京都品川区西五反田１丁目１番８号
アルパイン株式会社内
(72)発明者 今西 俊一
東京都品川区西五反田１丁目１番８号
アルパイン株式会社内
(72)発明者 秋保 政一
東京都品川区西五反田１丁目１番８号
アルパイン株式会社内
(56)参考文献 特開 平４−203406（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−366899（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−284098（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G10K 11/178
F01N 1/00
G05D 19/02
G10K 11/16
Claims (3)
- 【請求項１】 振動源からの振動と関連性の高い信号を
参照信号として入力し、適応フィルタを用いて該入力さ
れた参照信号にフィルタリングを施すことにより相殺信
号を生成する制御手段と、該制御手段により生成された
相殺信号に基づいて相殺振動を発する相殺振動発生手段
と、該相殺振動発生手段により発せられる相殺振動と前
記振動源からの振動との相殺誤差を検出する相殺誤差検
出手段と、前記相殺振動発生手段と相殺誤差検出手段間
の伝達特性を有するＦＩＲフィルタであって、前記制御
手段に含まれるものと、該ＦＩＲフィルタによりフイル
タリングされた前記参照信号に基づいて、該相殺誤差検
出手段により検出される誤差信号が最小値となるよう
に、前記適応フィルタのフィルタ係数を逐次的に更新す
る演算処理手段とを備えた能動振動制御装置において、
前記ＦＩＲフィルタの時間的長さを可変設定するフィル
タ長可変設定手段を有することを特徴とする能動振動制
御装置。 - 【請求項２】 前記フィルタ長可変設定手段は、前記参
照信号をダウンサンプリングすることにより前記フィル
タの時間的長さを可変設定することを特徴とする請求項
１記載の能動振動制御装置。 - 【請求項３】 前記ダウンサンプリングされた参照信号
を補間する補間手段を有することを特徴とする請求項２
記載の能動振動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02628493A JP3441753B2 (ja) | 1993-01-21 | 1993-01-21 | 能動振動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02628493A JP3441753B2 (ja) | 1993-01-21 | 1993-01-21 | 能動振動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06222781A JPH06222781A (ja) | 1994-08-12 |
| JP3441753B2 true JP3441753B2 (ja) | 2003-09-02 |
Family
ID=12188998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02628493A Expired - Fee Related JP3441753B2 (ja) | 1993-01-21 | 1993-01-21 | 能動振動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3441753B2 (ja) |
-
1993
- 1993-01-21 JP JP02628493A patent/JP3441753B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06222781A (ja) | 1994-08-12 |
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Legal Events
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