JP3429917B2 - 電源監視回路 - Google Patents
電源監視回路Info
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/10—Energy storage using batteries
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- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Tests Of Electric Status Of Batteries (AREA)
- Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
- Secondary Cells (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電池電源を使用し
た各種機器に利用されるものであり、前記電池状態を監
視する電源監視回路に関する。近年のノート型パソコン
を始めとする様々な電気製品には、その電源として電池
を用いたものが数多く製品化されている。このような電
池駆動の装置においては、使用者に電池残量を知らせる
ため、電池残量予測を行うための回路が組み込まれてお
り、その回路により電池残量が正確に把握できるように
なっている。
た各種機器に利用されるものであり、前記電池状態を監
視する電源監視回路に関する。近年のノート型パソコン
を始めとする様々な電気製品には、その電源として電池
を用いたものが数多く製品化されている。このような電
池駆動の装置においては、使用者に電池残量を知らせる
ため、電池残量予測を行うための回路が組み込まれてお
り、その回路により電池残量が正確に把握できるように
なっている。
【０００２】前記電池残量を予測する場合、例えば、電
源ラインに電流検出用抵抗を直列に接続し、その電源ラ
インに電流が流れる時に発生する電流検出用抵抗の両端
電圧を測定して電流値を把握し、その電流値の積算によ
って電池残量を予測していた。ところが、前記電流検出
用抵抗は電池から見ると負荷になっており、消費電力が
増大して電池寿命を短くする欠点があり、この点の改善
が要望されていた。
源ラインに電流検出用抵抗を直列に接続し、その電源ラ
インに電流が流れる時に発生する電流検出用抵抗の両端
電圧を測定して電流値を把握し、その電流値の積算によ
って電池残量を予測していた。ところが、前記電流検出
用抵抗は電池から見ると負荷になっており、消費電力が
増大して電池寿命を短くする欠点があり、この点の改善
が要望されていた。
【０００３】
【従来の技術】図７は従来例の回路図である。以下、図
７に基づいて従来例を説明する。 §１：回路構成の説明 この例はノート型パソコン等の電池駆動機器における電
源監視回路の例である。前記電池駆動の機器には電源回
路が設けてあり、この電源回路に電源監視回路が接続さ
れている。なお、この例は電源回路に電池電源と他電源
との２種類の電源系を持つ例である。
７に基づいて従来例を説明する。 §１：回路構成の説明 この例はノート型パソコン等の電池駆動機器における電
源監視回路の例である。前記電池駆動の機器には電源回
路が設けてあり、この電源回路に電源監視回路が接続さ
れている。なお、この例は電源回路に電池電源と他電源
との２種類の電源系を持つ例である。
【０００４】電源として電池１（１次電池、または２次
電池）が設けてあり、前記電源回路には、フィルタ（ノ
イズ除去等を行う電源フィルタ）２、ヒューズ（図示省
略）、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳ−
ＦＥＴ」と記す）４、ダイオード５、抵抗Ｒ７等が設け
てある。
電池）が設けてあり、前記電源回路には、フィルタ（ノ
イズ除去等を行う電源フィルタ）２、ヒューズ（図示省
略）、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下「ＭＯＳ−
ＦＥＴ」と記す）４、ダイオード５、抵抗Ｒ７等が設け
てある。
【０００５】また、前記電源回路にはＡＣアダプタ等の
他電源が接続される端子Ｔ１（ＤＣ−ＩＮ端子）が設け
てあり、この端子Ｔ１に前記ダイオード５、及び抵抗Ｒ
７が接続されている。前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４はＰチャン
ネル型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、他電源との突き合わせ用
素子を構成している。また、前記ダイオード５も他電源
との突き合わせ用素子を構成している。
他電源が接続される端子Ｔ１（ＤＣ−ＩＮ端子）が設け
てあり、この端子Ｔ１に前記ダイオード５、及び抵抗Ｒ
７が接続されている。前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４はＰチャン
ネル型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、他電源との突き合わせ用
素子を構成している。また、前記ダイオード５も他電源
との突き合わせ用素子を構成している。
【０００６】前記電源監視回路は、電流検出用抵抗Ｒ
Ｘ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、オペアンプ６、アナ
ログ／ディジタルコンバータ（以下「ＡＤＣ」と記す）
８を内蔵したマイクロコンピュータ（以下「マイコン」
と記す）７で構成している。また、前記マイコン７には
液晶表示パネル（以下「ＬＣＤ」と記す）９が接続され
ており、このＬＣＤ９の表示画面で電池残量表示（例え
ば、アイコンによる電池残量表示）を行うように構成さ
れている。
Ｘ、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、オペアンプ６、アナ
ログ／ディジタルコンバータ（以下「ＡＤＣ」と記す）
８を内蔵したマイクロコンピュータ（以下「マイコン」
と記す）７で構成している。また、前記マイコン７には
液晶表示パネル（以下「ＬＣＤ」と記す）９が接続され
ており、このＬＣＤ９の表示画面で電池残量表示（例え
ば、アイコンによる電池残量表示）を行うように構成さ
れている。
【０００７】前記抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４はオペア
ンプ６に入力する電圧の増幅度を決定するための抵抗で
あり、オペアンプ６は入力電圧増幅用の回路である。 §２：動作説明 端子Ｔ１に他電源（直流電源）が印加されている場合
は、端子Ｔ１に印加された電圧により抵抗Ｒ７に電流が
流れる。この電流により抵抗Ｒ７には電圧が発生し、こ
の電圧によりＭＯＳ−ＦＥＴ４がオフになる。従って、
電池１から負荷３への電源供給ラインは遮断される。一
方、前記端子Ｔ１に印加された電圧によりダイオード５
に順方向電流が流れるため、他電源からダイオード５を
介して負荷３に電力が供給される。
ンプ６に入力する電圧の増幅度を決定するための抵抗で
あり、オペアンプ６は入力電圧増幅用の回路である。 §２：動作説明 端子Ｔ１に他電源（直流電源）が印加されている場合
は、端子Ｔ１に印加された電圧により抵抗Ｒ７に電流が
流れる。この電流により抵抗Ｒ７には電圧が発生し、こ
の電圧によりＭＯＳ−ＦＥＴ４がオフになる。従って、
電池１から負荷３への電源供給ラインは遮断される。一
方、前記端子Ｔ１に印加された電圧によりダイオード５
に順方向電流が流れるため、他電源からダイオード５を
介して負荷３に電力が供給される。
【０００８】また、端子Ｔ１に他電源が印加されていな
い場合は、抵抗Ｒ７及びダイオード５に電流が流れずＭ
ＯＳ−ＦＥＴ４がオンになる。このため、電池１からＭ
ＯＳ−ＦＥＴ４を介して負荷３に電源が供給される。こ
の状態では電流検出用抵抗ＲＸに電流が流れ、前記電流
検出用抵抗ＲＸの両端に電圧が発生する。
い場合は、抵抗Ｒ７及びダイオード５に電流が流れずＭ
ＯＳ−ＦＥＴ４がオンになる。このため、電池１からＭ
ＯＳ−ＦＥＴ４を介して負荷３に電源が供給される。こ
の状態では電流検出用抵抗ＲＸに電流が流れ、前記電流
検出用抵抗ＲＸの両端に電圧が発生する。
【０００９】前記電流検出用抵抗ＲＸの両端に発生した
電圧はオペアンプ６により増幅され、その後、ＡＤＣ８
によりディジタル信号に変換された後、マイコン７によ
り電流の値が求められる。そして、マイコン７は前記求
めた電流値を所定時間積算することにより、電池残量を
予測しＬＣＤ９の一部で前記電池残量を表示する。
電圧はオペアンプ６により増幅され、その後、ＡＤＣ８
によりディジタル信号に変換された後、マイコン７によ
り電流の値が求められる。そして、マイコン７は前記求
めた電流値を所定時間積算することにより、電池残量を
予測しＬＣＤ９の一部で前記電池残量を表示する。
【００１０】§３：電源監視回路の詳細な説明
前記のように、電源となる電池１から装置側の負荷３へ
の電源系に直列に電流検出用抵抗ＲＸが接続されてい
る。今、電池１から装置側の負荷３へＪ１の電流を供給
する場合、電流検出用抵抗ＲＸの両端の電圧ＶRXは、Ｖ
RX＝Ｊ１×ＲＸで表される。一般に、前記電流検出用抵
抗ＲＸの抵抗値は、数十〜数百ミリオームの値であるた
め、前記電圧ＶRXの値も小さくなる。
の電源系に直列に電流検出用抵抗ＲＸが接続されてい
る。今、電池１から装置側の負荷３へＪ１の電流を供給
する場合、電流検出用抵抗ＲＸの両端の電圧ＶRXは、Ｖ
RX＝Ｊ１×ＲＸで表される。一般に、前記電流検出用抵
抗ＲＸの抵抗値は、数十〜数百ミリオームの値であるた
め、前記電圧ＶRXの値も小さくなる。
【００１１】そこで、オペアンプ６によってその電圧を
増幅し、増幅後の電圧をＡＤＣ８に入力してディジタル
信号に変換した後、マイコン７により電流値の読み取り
（電圧値から電流Ｊ１値の計算を行う）を行う。そして
マイコン７は、前記読み取った電流値を基に電池１の残
量予測を行い、その情報を外部に出力し、ＬＣＤ９で表
示する。
増幅し、増幅後の電圧をＡＤＣ８に入力してディジタル
信号に変換した後、マイコン７により電流値の読み取り
（電圧値から電流Ｊ１値の計算を行う）を行う。そして
マイコン７は、前記読み取った電流値を基に電池１の残
量予測を行い、その情報を外部に出力し、ＬＣＤ９で表
示する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】前記のような従来のも
のにおいては、次のような課題があった。 (1) ：前記従来の回路において、電流検出用抵抗は電源
系に直列に挿入されているため、電池側から見ると負荷
に見えてしまい、電池駆動時間を短くする原因となって
いた。勿論電流検出用抵抗の値は非常に小さな抵抗値で
あるが、電流を流せば流すほど、その損失は大きくな
る。
のにおいては、次のような課題があった。 (1) ：前記従来の回路において、電流検出用抵抗は電源
系に直列に挿入されているため、電池側から見ると負荷
に見えてしまい、電池駆動時間を短くする原因となって
いた。勿論電流検出用抵抗の値は非常に小さな抵抗値で
あるが、電流を流せば流すほど、その損失は大きくな
る。
【００１３】また電流を流さない場合でも、電流検出用
抵抗の値が小さいほど測定誤差が大きくなってしまい正
確な測定が不可能になる。このため、数百ｍＡの電流を
測定する場合には、１００ｍΩ〜２００ｍΩの抵抗値が
必要になっていた。そのため、どうしても電流検出用抵
抗の抵抗分の損失は避けられなかった。
抵抗の値が小さいほど測定誤差が大きくなってしまい正
確な測定が不可能になる。このため、数百ｍＡの電流を
測定する場合には、１００ｍΩ〜２００ｍΩの抵抗値が
必要になっていた。そのため、どうしても電流検出用抵
抗の抵抗分の損失は避けられなかった。
【００１４】本発明は、このような従来の課題を解決
し、低抵抗であるＭＯＳ型電界効果トランジスタのオン
抵抗を電流検出用抵抗として利用することで電源供給ラ
インのインピーダンスを低減して電流の測定を行い、損
失を少なくして電池駆動時間の延命化を図ることを目的
とする。
し、低抵抗であるＭＯＳ型電界効果トランジスタのオン
抵抗を電流検出用抵抗として利用することで電源供給ラ
インのインピーダンスを低減して電流の測定を行い、損
失を少なくして電池駆動時間の延命化を図ることを目的
とする。
【００１５】また、本発明は、他電源との突き合わせ素
子として使用されているＭＯＳ型電界効果トランジスタ
を利用し、そのオン抵抗を電流検出用抵抗として電流測
定を行うことで、部品点数を削減し、かつ電池電源系の
電源供給ラインのインピーダンスを低減させて損失を少
なくし、電池駆動時間の延命化を図ることを目的とす
る。
子として使用されているＭＯＳ型電界効果トランジスタ
を利用し、そのオン抵抗を電流検出用抵抗として電流測
定を行うことで、部品点数を削減し、かつ電池電源系の
電源供給ラインのインピーダンスを低減させて損失を少
なくし、電池駆動時間の延命化を図ることを目的とす
る。
【００１６】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理説明
図である。本発明は前記の目的を達成するため、次のよ
うに構成した。 (1) ：図１において、電源回路には電池１を電源とする
電池電源と、ＡＣアダプタ等を電源とする他電源（端子
Ｔ１に印加する直流電源）の２種類の電源系を持ち、突
き合わせ用素子であるダイオード５、ＭＯＳ−ＦＥＴ
（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）４、及び抵抗Ｒ７に
より前記２種類の電源系を切り換えるように構成されて
いる。この場合、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４は電池電源系の
電源供給ラインに直列に挿入されている。
図である。本発明は前記の目的を達成するため、次のよ
うに構成した。 (1) ：図１において、電源回路には電池１を電源とする
電池電源と、ＡＣアダプタ等を電源とする他電源（端子
Ｔ１に印加する直流電源）の２種類の電源系を持ち、突
き合わせ用素子であるダイオード５、ＭＯＳ−ＦＥＴ
（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）４、及び抵抗Ｒ７に
より前記２種類の電源系を切り換えるように構成されて
いる。この場合、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４は電池電源系の
電源供給ラインに直列に挿入されている。
【００１７】また、前記電源回路には電源監視回路が設
けてあり、この電源監視回路は、ＭＯＳ−ＦＥＴ４、抵
抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、電流測定部７Ａで構成されてい
る。この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴ４はそのオン抵抗を電流
検出用抵抗として使用される。すなわち、突き合わせ素
子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ４のオン抵抗を利用して電流
測定を行うものである。
けてあり、この電源監視回路は、ＭＯＳ−ＦＥＴ４、抵
抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、電流測定部７Ａで構成されてい
る。この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴ４はそのオン抵抗を電流
検出用抵抗として使用される。すなわち、突き合わせ素
子としてのＭＯＳ−ＦＥＴ４のオン抵抗を利用して電流
測定を行うものである。
【００１８】また、前記電源監視回路を次のように構成
した。 (2) ：電源監視回路を、電池電源から負荷への電源供給
ラインに接続されるＭＯＳ型電界効果トランジスタと、
前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンになったとき
のオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
の両端電圧を検出して前記電源供給ラインに流れる電流
を測定する電流測定部とを有し、前記電流測定部で測定
した電流値を基に前記電源の監視を行うように構成し
た。
した。 (2) ：電源監視回路を、電池電源から負荷への電源供給
ラインに接続されるＭＯＳ型電界効果トランジスタと、
前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンになったとき
のオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
の両端電圧を検出して前記電源供給ラインに流れる電流
を測定する電流測定部とを有し、前記電流測定部で測定
した電流値を基に前記電源の監視を行うように構成し
た。
【００１９】(3) ：電池電源系の電源供給ラインに、他
電源との突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電
界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する
電源回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる
電流を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測
定した電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路
において、前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前記
ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して電
池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定するよう
にした。
電源との突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電
界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する
電源回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる
電流を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測
定した電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路
において、前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前記
ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して電
池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定するよう
にした。
【００２０】(4) ：電池電源系の電源供給ラインに、他
電源との突き合わせ用素子として並列接続して設けられ
るオン抵抗の異なる少なくとも２種類のＭＯＳ型電界効
果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジ
スタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源
回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる電流
を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測定し
た電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路にお
いて、前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタがオンになったときのオン抵抗により、前記ＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して電池電
源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、その電流
値に応じて前記２種類のＭＯＳ型電界効果トランジスタ
を切り換え制御するようにした。
電源との突き合わせ用素子として並列接続して設けられ
るオン抵抗の異なる少なくとも２種類のＭＯＳ型電界効
果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジ
スタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源
回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる電流
を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測定し
た電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路にお
いて、前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタがオンになったときのオン抵抗により、前記ＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して電池電
源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、その電流
値に応じて前記２種類のＭＯＳ型電界効果トランジスタ
を切り換え制御するようにした。
【００２１】(5) ：前記(4) の電源監視回路において、
前記電流測定部は、測定した電流値を予め設定された閾
値と比較し、前記比較結果により、前記電流値が閾値よ
り大きい場合はオン抵抗の小さい方のＭＯＳ型電界効果
トランジスタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジ
スタをオフにし、前記電流値が閾値より小さい場合はオ
ン抵抗の大きい方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオ
ン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオフに制御
するようにした。
前記電流測定部は、測定した電流値を予め設定された閾
値と比較し、前記比較結果により、前記電流値が閾値よ
り大きい場合はオン抵抗の小さい方のＭＯＳ型電界効果
トランジスタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジ
スタをオフにし、前記電流値が閾値より小さい場合はオ
ン抵抗の大きい方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオ
ン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオフに制御
するようにした。
【００２２】(6) ：電池電源系の電源供給ラインに、他
電源との突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電
界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する
電源回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる
電流を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測
定した電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路
において、前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前記
ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して電
池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、その
電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタのオ
ン抵抗を変化させるようにした。
電源との突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電
界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する
電源回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる
電流を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測
定した電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路
において、前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前記
ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して電
池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、その
電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタのオ
ン抵抗を変化させるようにした。
【００２３】(7) ：電池電源系の電源供給ラインに、他
電源との突き合わせ用素子として設けられるダイオード
であり、前記ダイオードを含む複数の突き合わせ用素子
により電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路
に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測
定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測定した電
流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路におい
て、前記電流測定部は、前記ダイオードに順方向電流が
流れた際の順方向電圧降下を検出して電池電源系の電源
供給ラインに流れる電流を測定するようにした。また、
電源監視制御回路を次のように構成した。 (8) ：電池電源から負荷への電源供給ラインに接続され
るＭＯＳ型電界効果トランジスタを有する電源回路のた
めの電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効果
トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前
記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して
前記電源供給ラインに流れる電流を測定する電流測定部
を有し、前記電流測定部で測定した電流値を基に前記電
源の監視を行うようにした。 (9) ：電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き
合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタによ
り電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、の
ための電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効
果トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、
前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出し
て電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定する
電流測定部を有し、前記電流測定部で測定した電流値を
基に電池電源の監視を行うようにした。 (10)：電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き
合わせ用素子として並列接続されて設けられる、オン抵
抗の異なる少なくとも２種類のＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタによ
り電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、の
ための電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効
果トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、
前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出し
て電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、
その電流値に応じて前記２種類のＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタを切り換え制御する電流測定部を有し、前記電
流測定部で測定した電流値を基に電池電源の監視を行う
ようにした。 (11)：前記(10)の電源監視制御回路において、前記電流
測定部は、測定した電流値を予め設定された閾値と比較
し、前記比較結果により、前記電流値が閾値より大きい
場合はオン抵抗の小さい方のＭＯＳ型電界効果トランジ
スタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオ
フにし、前記電流値が閾値より小さい場合はオン抵抗の
大きい方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオン、他方
のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオフに制御するよう
にした。 (12)：電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き
合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタによ
り電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、の
ための電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効
果トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、
前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出し
て電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、
その電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
のオン抵抗を変化させることを特徴とした電流測定部を
有し、前記電流測定部で測定した電流値を基に、電池電
源の監視を行うようにした。 (13)：電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き
合わせ用素子として設けられるダイオードであり、前記
ダイオードを含む複数の突き合わせ用素子により電源を
切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、のための電
源監視制御回路において、前記ダイオードに順方向の電
流が流れた際の順方向電圧降下を検出して電池電源系の
電源供給ラインに流れる電流を測定することを特徴とし
た電流測定部を有し、前記電流測定部で測定した電流値
を基に電池電源の監視を行うようにした。
電源との突き合わせ用素子として設けられるダイオード
であり、前記ダイオードを含む複数の突き合わせ用素子
により電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路
に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測
定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測定した電
流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路におい
て、前記電流測定部は、前記ダイオードに順方向電流が
流れた際の順方向電圧降下を検出して電池電源系の電源
供給ラインに流れる電流を測定するようにした。また、
電源監視制御回路を次のように構成した。 (8) ：電池電源から負荷への電源供給ラインに接続され
るＭＯＳ型電界効果トランジスタを有する電源回路のた
めの電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効果
トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前
記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して
前記電源供給ラインに流れる電流を測定する電流測定部
を有し、前記電流測定部で測定した電流値を基に前記電
源の監視を行うようにした。 (9) ：電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き
合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタによ
り電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、の
ための電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効
果トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、
前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出し
て電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定する
電流測定部を有し、前記電流測定部で測定した電流値を
基に電池電源の監視を行うようにした。 (10)：電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き
合わせ用素子として並列接続されて設けられる、オン抵
抗の異なる少なくとも２種類のＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタによ
り電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、の
ための電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効
果トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、
前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出し
て電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、
その電流値に応じて前記２種類のＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタを切り換え制御する電流測定部を有し、前記電
流測定部で測定した電流値を基に電池電源の監視を行う
ようにした。 (11)：前記(10)の電源監視制御回路において、前記電流
測定部は、測定した電流値を予め設定された閾値と比較
し、前記比較結果により、前記電流値が閾値より大きい
場合はオン抵抗の小さい方のＭＯＳ型電界効果トランジ
スタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオ
フにし、前記電流値が閾値より小さい場合はオン抵抗の
大きい方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオン、他方
のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオフに制御するよう
にした。 (12)：電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き
合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタによ
り電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、の
ための電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効
果トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、
前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出し
て電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、
その電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
のオン抵抗を変化させることを特徴とした電流測定部を
有し、前記電流測定部で測定した電流値を基に、電池電
源の監視を行うようにした。 (13)：電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き
合わせ用素子として設けられるダイオードであり、前記
ダイオードを含む複数の突き合わせ用素子により電源を
切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、のための電
源監視制御回路において、前記ダイオードに順方向の電
流が流れた際の順方向電圧降下を検出して電池電源系の
電源供給ラインに流れる電流を測定することを特徴とし
た電流測定部を有し、前記電流測定部で測定した電流値
を基に電池電源の監視を行うようにした。
【００２４】（作用）前記構成に基づく本発明の作用を
説明する。 ：前記構成(1) 、(2) 、(3) 、(8) 、(9) の作用 図１において、端子Ｔ１に他電源（直流電源）が印加さ
れている場合は、端子Ｔ１に印加された電圧により抵抗
Ｒ７に電流が流れる。この電流により抵抗Ｒ７には電圧
が発生し、この電圧によりＭＯＳ−ＦＥＴ４がオフにな
る。従って、電池１から負荷３への電源供給ラインは遮
断される。
説明する。 ：前記構成(1) 、(2) 、(3) 、(8) 、(9) の作用 図１において、端子Ｔ１に他電源（直流電源）が印加さ
れている場合は、端子Ｔ１に印加された電圧により抵抗
Ｒ７に電流が流れる。この電流により抵抗Ｒ７には電圧
が発生し、この電圧によりＭＯＳ−ＦＥＴ４がオフにな
る。従って、電池１から負荷３への電源供給ラインは遮
断される。
【００２５】一方、前記端子Ｔ１に印加された電圧によ
りダイオード５に順方向電流が流れるため、他電源から
ダイオード５を介して負荷３に電力が供給される。ま
た、端子Ｔ１に他電源が印加されていない場合は、抵抗
Ｒ７、及びダイオード５に電流が流れず、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ４がオンになる。
りダイオード５に順方向電流が流れるため、他電源から
ダイオード５を介して負荷３に電力が供給される。ま
た、端子Ｔ１に他電源が印加されていない場合は、抵抗
Ｒ７、及びダイオード５に電流が流れず、ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ４がオンになる。
【００２６】このため、電池１からＭＯＳ−ＦＥＴ４を
介して負荷３に電力が供給される。この状態ではＭＯＳ
−ＦＥＴ４のソースードレイン間には電流が流れ、ソー
スードレイン間電圧が発生する。前記ソースードレイン
間電圧は抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を介して電流測定部７Ａ
により検出される。そして、電流測定部７Ａでは、前記
検出した電圧より電流値を求め、更に、前記求めた電流
値を所定時間積算することで電池残量を予測し、その電
池残量情報を出力する。
介して負荷３に電力が供給される。この状態ではＭＯＳ
−ＦＥＴ４のソースードレイン間には電流が流れ、ソー
スードレイン間電圧が発生する。前記ソースードレイン
間電圧は抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を介して電流測定部７Ａ
により検出される。そして、電流測定部７Ａでは、前記
検出した電圧より電流値を求め、更に、前記求めた電流
値を所定時間積算することで電池残量を予測し、その電
池残量情報を出力する。
【００２７】このようにすれば、従来の電流検出用抵抗
を無くすことができ、かつ前記電流検出用抵抗よりロー
インピーダンスのＦＥＴを使用して電流の測定を行うの
で、従来の電源回路よりも電源供給ラインのインピーダ
ンスを低減して損失を少なくすることができる。また、
電流検出用抵抗の代わりに突き合わせ用素子として使用
されていたＦＥＴを使用したので、従来の電源回路より
も部品点数が削減できる。
を無くすことができ、かつ前記電流検出用抵抗よりロー
インピーダンスのＦＥＴを使用して電流の測定を行うの
で、従来の電源回路よりも電源供給ラインのインピーダ
ンスを低減して損失を少なくすることができる。また、
電流検出用抵抗の代わりに突き合わせ用素子として使用
されていたＦＥＴを使用したので、従来の電源回路より
も部品点数が削減できる。
【００２８】：前記構成(4) 、(5) 、(10)、(11)の作
用 前記と同様にして２種類の電源系の切り換えを行い、電
池電源から負荷への電源供給が開始されると、前記２種
類のＭＯＳ型電界効果トランジスタの内、いずれか一方
がオンで他方がオフになり、オンになったＭＯＳ型電界
効果トランジスタを介して負荷に電源が供給される。
用 前記と同様にして２種類の電源系の切り換えを行い、電
池電源から負荷への電源供給が開始されると、前記２種
類のＭＯＳ型電界効果トランジスタの内、いずれか一方
がオンで他方がオフになり、オンになったＭＯＳ型電界
効果トランジスタを介して負荷に電源が供給される。
【００２９】この場合電流測定部では、前記オンになっ
たＭＯＳ型電界効果トランジスタのオン抵抗の両端の電
圧を検出し、その値から電流を求める。そして、求めた
電流値に応じて２種類のＭＯＳ型電界効果トランジスタ
をオン／オフ制御する。
たＭＯＳ型電界効果トランジスタのオン抵抗の両端の電
圧を検出し、その値から電流を求める。そして、求めた
電流値に応じて２種類のＭＯＳ型電界効果トランジスタ
をオン／オフ制御する。
【００３０】この制御で、電流測定部は、測定した電流
値を予め設定された閾値と比較し、前記比較結果によ
り、前記電流値が閾値より大きい場合はオン抵抗の小さ
い方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオン、他方のＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタをオフにし、前記電流値が
閾値より小さい場合はオン抵抗の大きい方のＭＯＳ型電
界効果トランジスタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタをオフに制御する。
値を予め設定された閾値と比較し、前記比較結果によ
り、前記電流値が閾値より大きい場合はオン抵抗の小さ
い方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオン、他方のＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタをオフにし、前記電流値が
閾値より小さい場合はオン抵抗の大きい方のＭＯＳ型電
界効果トランジスタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタをオフに制御する。
【００３１】このようにすれば、小電流の場合も大電流
の場合も常に正確に電流の測定を行うことができる。ま
た、他電源との突き合わせ素子として使用されているＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタを利用し、そのオン抵抗を
電流検出用抵抗として電流測定を行うことで、部品点数
を削減し、かつ電池電源系の電源供給ラインのインピー
ダンスを低減させて損失を少なくし、電池駆動時間の延
命化を図ることができる。
の場合も常に正確に電流の測定を行うことができる。ま
た、他電源との突き合わせ素子として使用されているＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタを利用し、そのオン抵抗を
電流検出用抵抗として電流測定を行うことで、部品点数
を削減し、かつ電池電源系の電源供給ラインのインピー
ダンスを低減させて損失を少なくし、電池駆動時間の延
命化を図ることができる。
【００３２】：前記構成(6) 、(12)の作用
前記と同様にして２種類の電源系の切り換えを行い、電
池電源から負荷への電源供給が開始されると、前記ＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタがオンになり、前記ＭＯＳ型
電界効果トランジスタを介して負荷に電源が供給され
る。
池電源から負荷への電源供給が開始されると、前記ＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタがオンになり、前記ＭＯＳ型
電界効果トランジスタを介して負荷に電源が供給され
る。
【００３３】この場合電流測定部では、前記オンになっ
たＭＯＳ型電界効果トランジスタのオン抵抗の両端の電
圧を検出し、その値から電流を求める。そして、求めた
電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタのオ
ン抵抗を変化させるように制御を行う。
たＭＯＳ型電界効果トランジスタのオン抵抗の両端の電
圧を検出し、その値から電流を求める。そして、求めた
電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタのオ
ン抵抗を変化させるように制御を行う。
【００３４】このようにすれば、１つのＭＯＳ−ＦＥＴ
でも電流の大きさに応じてオン抵抗を変化させるので、
小電流の場合も大電流の場合も常に正確に電流の測定を
行うことができる。
でも電流の大きさに応じてオン抵抗を変化させるので、
小電流の場合も大電流の場合も常に正確に電流の測定を
行うことができる。
【００３５】また、他電源との突き合わせ素子として使
用されているＭＯＳ型電界効果トランジスタを利用し、
そのオン抵抗を電流検出用抵抗として電流測定を行うこ
とで、部品点数を削減し、かつ電池電源系の電源供給ラ
インのインピーダンスを低減させて損失を少なくし、電
池駆動時間の延命化を図ることができる。
用されているＭＯＳ型電界効果トランジスタを利用し、
そのオン抵抗を電流検出用抵抗として電流測定を行うこ
とで、部品点数を削減し、かつ電池電源系の電源供給ラ
インのインピーダンスを低減させて損失を少なくし、電
池駆動時間の延命化を図ることができる。
【００３６】：前記構成(7) 、(13)の作用
前記と同様にして２種類の電源系の切り換えを行い、電
池電源から負荷への電源供給が開始されると、前記ダイ
オードに順方向電流が流れ、前記ダイオードを介して負
荷に電源が供給される。この場合電流測定部では、前記
ダイオードに順方向電流が流れた際の順方向電圧降下を
検出して電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測
定する。
池電源から負荷への電源供給が開始されると、前記ダイ
オードに順方向電流が流れ、前記ダイオードを介して負
荷に電源が供給される。この場合電流測定部では、前記
ダイオードに順方向電流が流れた際の順方向電圧降下を
検出して電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測
定する。
【００３７】このようにすれば、ダイオードを利用して
小電流の場合も大電流の場合も常に正確に電流の測定を
行うことができる。また、他電源との突き合わせ素子と
して使用されているダイオードを利用して電流測定を行
うことで、部品点数を削減し、かつ電池電源系の電源供
給ラインのインピーダンスを低減させて損失を少なく
し、電池駆動時間の延命化を図ることができる。
小電流の場合も大電流の場合も常に正確に電流の測定を
行うことができる。また、他電源との突き合わせ素子と
して使用されているダイオードを利用して電流測定を行
うことで、部品点数を削減し、かつ電池電源系の電源供
給ラインのインピーダンスを低減させて損失を少なく
し、電池駆動時間の延命化を図ることができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】以下、発明の実施例を図面に基づ
いて説明する。 （実施例１の説明）実施例１は異なる２種類以上の電源
系を持つ電源回路において、前記従来例の回路に使用さ
れていた電流検出用抵抗を無くし、他電源との突き合わ
せ用素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗を利用して電
流（負荷電流）の測定をする例である。
いて説明する。 （実施例１の説明）実施例１は異なる２種類以上の電源
系を持つ電源回路において、前記従来例の回路に使用さ
れていた電流検出用抵抗を無くし、他電源との突き合わ
せ用素子であるＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗を利用して電
流（負荷電流）の測定をする例である。
【００３９】§１：回路構成の説明
図２は実施例１の回路図である。以下、図２に基づいて
実施例１を説明する。なお、図２中、図１、図７と同じ
ものは同一符号で示してある。この例はノート型パソコ
ン等の電池駆動機器における電源監視回路の例である。
前記電池駆動機器には電源回路が設けてあり、この電源
回路に電源監視回路が接続されている。なお、この例は
電源回路に電池電源と他電源との２種類の電源系を持つ
例である。具体的には次の通りである。
実施例１を説明する。なお、図２中、図１、図７と同じ
ものは同一符号で示してある。この例はノート型パソコ
ン等の電池駆動機器における電源監視回路の例である。
前記電池駆動機器には電源回路が設けてあり、この電源
回路に電源監視回路が接続されている。なお、この例は
電源回路に電池電源と他電源との２種類の電源系を持つ
例である。具体的には次の通りである。
【００４０】前記電源系としては、電池１から負荷３へ
電源を供給する電池電源系と、端子Ｔ１に接続されるＡ
Ｃアダプタ等の他電源（直流電源）から負荷３へ電源を
供給する他電源系で構成される。そして、前記２種類の
電源系の切り換えを行うための突き合わせ素子として、
ダイオード５とＭＯＳ−ＦＥＴ４が設けてあり、更に、
ＭＯＳ−ＦＥＴ４にゲート電圧を供給するための抵抗Ｒ
７が設けてある。
電源を供給する電池電源系と、端子Ｔ１に接続されるＡ
Ｃアダプタ等の他電源（直流電源）から負荷３へ電源を
供給する他電源系で構成される。そして、前記２種類の
電源系の切り換えを行うための突き合わせ素子として、
ダイオード５とＭＯＳ−ＦＥＴ４が設けてあり、更に、
ＭＯＳ−ＦＥＴ４にゲート電圧を供給するための抵抗Ｒ
７が設けてある。
【００４１】また、前記他電源系の電源供給ラインには
フィルタ１０が接続されており、電池電源系の電源供給
ラインにはフィルタ２が接続されている。なお、前記Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ４はＰチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴであ
る。
フィルタ１０が接続されており、電池電源系の電源供給
ラインにはフィルタ２が接続されている。なお、前記Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ４はＰチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴであ
る。
【００４２】そして、前記電池電源系の電源供給ライン
には、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、オペア
ンプ６、ＡＤＣ８を内蔵したマイコン７からなる電源監
視回路が接続されている。この場合、突き合わせ素子で
あるＭＯＳ−ＦＥＴ４のオン抵抗を電流検出用抵抗とし
て利用するものである。
には、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、オペア
ンプ６、ＡＤＣ８を内蔵したマイコン７からなる電源監
視回路が接続されている。この場合、突き合わせ素子で
あるＭＯＳ−ＦＥＴ４のオン抵抗を電流検出用抵抗とし
て利用するものである。
【００４３】なお、前記抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４は
オペアンプ６に入力する電圧の増幅度を決定するための
抵抗であり、オペアンプ６は電流増幅用の回路である。
また、前記マイコン７にはＬＣＤ９が接続されており、
このＬＣＤ９の一部で電池残量表示を行うように構成さ
れている。
オペアンプ６に入力する電圧の増幅度を決定するための
抵抗であり、オペアンプ６は電流増幅用の回路である。
また、前記マイコン７にはＬＣＤ９が接続されており、
このＬＣＤ９の一部で電池残量表示を行うように構成さ
れている。
【００４４】§２：動作説明
端子Ｔ１に他電源（直流電源）が印加されている場合
は、端子Ｔ１に印加された電圧により抵抗Ｒ７に電流が
流れる。この電流により抵抗Ｒ７には電圧が発生し、こ
の電圧（＋電圧）によりＭＯＳ−ＦＥＴ４がオフにな
る。従って、電池１から負荷３への電源供給ラインは遮
断される。一方、前記端子Ｔ１に印加された電圧により
ダイオード５に順方向電流が流れるため、他電源からダ
イオード５を介して負荷３に電力が供給される。
は、端子Ｔ１に印加された電圧により抵抗Ｒ７に電流が
流れる。この電流により抵抗Ｒ７には電圧が発生し、こ
の電圧（＋電圧）によりＭＯＳ−ＦＥＴ４がオフにな
る。従って、電池１から負荷３への電源供給ラインは遮
断される。一方、前記端子Ｔ１に印加された電圧により
ダイオード５に順方向電流が流れるため、他電源からダ
イオード５を介して負荷３に電力が供給される。
【００４５】また、端子Ｔ１に他電源が印加されていな
い場合は、抵抗Ｒ７、及びダイオード５に電流が流れ
ず、ＭＯＳ−ＦＥＴ４のゲート電圧がＧＮＤ電位（零電
位）となって該ＭＯＳ−ＦＥＴ４がオンになる。このた
め、電池１からＭＯＳ−ＦＥＴ４を介して負荷３に電力
が供給される。この状態ではＭＯＳ−ＦＥＴ４のソース
ードレイン間には電流が流れ、ソース−ドレイン間電圧
が発生する。
い場合は、抵抗Ｒ７、及びダイオード５に電流が流れ
ず、ＭＯＳ−ＦＥＴ４のゲート電圧がＧＮＤ電位（零電
位）となって該ＭＯＳ−ＦＥＴ４がオンになる。このた
め、電池１からＭＯＳ−ＦＥＴ４を介して負荷３に電力
が供給される。この状態ではＭＯＳ−ＦＥＴ４のソース
ードレイン間には電流が流れ、ソース−ドレイン間電圧
が発生する。
【００４６】前記ソース−ドレイン間電圧はオペアンプ
６により増幅され、その後、ＡＤＣ８によりディジタル
信号に変換された後、マイコン７により負荷電流の値が
求められる。そして、マイコン７は負荷電流の値から電
池残量を予測しＬＣＤ９の一部で前記電池残量を表示す
る。
６により増幅され、その後、ＡＤＣ８によりディジタル
信号に変換された後、マイコン７により負荷電流の値が
求められる。そして、マイコン７は負荷電流の値から電
池残量を予測しＬＣＤ９の一部で前記電池残量を表示す
る。
【００４７】§３：電源監視回路の詳細な説明
前記のように、実施例１では従来例のような電流検出用
抵抗ＲＸが無く、電池電源系の電源供給ラインに流れる
電流（負荷電流）をＭＯＳ−ＦＥＴ４を利用して測定し
ている。この場合、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４はオンになっ
た飽和状態の時、そのドレイン−ソース間には幾らかの
抵抗分を持っている。この抵抗分は、一般にオン抵抗と
呼ばれ、この抵抗値はゲート−ソース間の電位差の大小
によって変化するが、電位差が同じであれば略一定の値
を示す。
抵抗ＲＸが無く、電池電源系の電源供給ラインに流れる
電流（負荷電流）をＭＯＳ−ＦＥＴ４を利用して測定し
ている。この場合、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４はオンになっ
た飽和状態の時、そのドレイン−ソース間には幾らかの
抵抗分を持っている。この抵抗分は、一般にオン抵抗と
呼ばれ、この抵抗値はゲート−ソース間の電位差の大小
によって変化するが、電位差が同じであれば略一定の値
を示す。
【００４８】また、ドレイン−ソース間に流れる電流値
によって弱冠のズレが生じるが、これも殆ど変化しな
い。そこで、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４のオン抵抗の値を利
用して、従来の電流検出用抵抗ＲＸを代用し、前記電流
検出用抵抗ＲＸと同じようにＭＯＳ−ＦＥＴ４のソース
−ドレイン間の電位差（ソース−ドレイン間電圧）をオ
ペアンプ６に送り込んで増幅した後、その電圧をＡＤＣ
８によりディジタル信号に変換した後、マイコン７へ入
力して電流値の測定を行うことができる。
によって弱冠のズレが生じるが、これも殆ど変化しな
い。そこで、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４のオン抵抗の値を利
用して、従来の電流検出用抵抗ＲＸを代用し、前記電流
検出用抵抗ＲＸと同じようにＭＯＳ−ＦＥＴ４のソース
−ドレイン間の電位差（ソース−ドレイン間電圧）をオ
ペアンプ６に送り込んで増幅した後、その電圧をＡＤＣ
８によりディジタル信号に変換した後、マイコン７へ入
力して電流値の測定を行うことができる。
【００４９】（実施例２の説明）実施例２は、実施例１
における他電源との突き合わせ用素子であるＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを、オン抵抗が異なり、かつ並列接続した２種類の
ＭＯＳ−ＦＥＴで置き換え、負荷電流値に応じて前記２
つのＭＯＳ−ＦＥＴを切り換えることにより、負荷電流
の大小に関係なく常に正確な電流の測定ができるように
した例である。
における他電源との突き合わせ用素子であるＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを、オン抵抗が異なり、かつ並列接続した２種類の
ＭＯＳ−ＦＥＴで置き換え、負荷電流値に応じて前記２
つのＭＯＳ−ＦＥＴを切り換えることにより、負荷電流
の大小に関係なく常に正確な電流の測定ができるように
した例である。
【００５０】§１：回路構成の説明
図３は実施例２の回路図である。以下、図３に基づいて
実施例２の回路を説明する。前記実施例１と同様に実施
例２も電源回路に電池電源と他電源との２種類の電源系
を持つ例である。具体的には次の通りである。
実施例２の回路を説明する。前記実施例１と同様に実施
例２も電源回路に電池電源と他電源との２種類の電源系
を持つ例である。具体的には次の通りである。
【００５１】前記電源系としては、電池１から負荷３へ
電源を供給する電池電源系と、端子Ｔ１に接続されるＡ
Ｃアダプタ等の他電源（直流電源）から負荷３へ電源を
供給する他電源系で構成される。そして、前記２種類の
電源系の切り換えを行うための突き合わせ素子として、
ダイオード５とＭＯＳ−ＦＥＴ４とＭＯＳ−ＦＥＴ１２
が設けてあり、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４とＭＯＳ−ＦＥＴ
１２が並列接続されている。
電源を供給する電池電源系と、端子Ｔ１に接続されるＡ
Ｃアダプタ等の他電源（直流電源）から負荷３へ電源を
供給する他電源系で構成される。そして、前記２種類の
電源系の切り換えを行うための突き合わせ素子として、
ダイオード５とＭＯＳ−ＦＥＴ４とＭＯＳ−ＦＥＴ１２
が設けてあり、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４とＭＯＳ−ＦＥＴ
１２が並列接続されている。
【００５２】この場合、ＭＯＳ−ＦＥＴ４とＭＯＳ−Ｆ
ＥＴ１２はオン抵抗の異なる２種類のＭＯＳ−ＦＥＴで
構成し、動作時には、常にいずれか一方がオンで他方が
オフとなるように制御されるものである。また、他電源
系の電源供給ラインにはフィルタ１０が接続されてお
り、電池電源系の電源供給ラインにはフィルタ２が接続
されている。
ＥＴ１２はオン抵抗の異なる２種類のＭＯＳ−ＦＥＴで
構成し、動作時には、常にいずれか一方がオンで他方が
オフとなるように制御されるものである。また、他電源
系の電源供給ラインにはフィルタ１０が接続されてお
り、電池電源系の電源供給ラインにはフィルタ２が接続
されている。
【００５３】そして、前記電池電源系の電源供給ライン
には、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２、抵
抗Ｒ１〜Ｒ４、オペアンプ６、ＡＤＣ８を内蔵したマイ
コン７からなる電源監視回路が接続されている。この場
合、突き合わせ素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ４、或いはＭ
ＯＳ−ＦＥＴ１２のオン抵抗を電流検出用抵抗として利
用するものである。
には、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２、抵
抗Ｒ１〜Ｒ４、オペアンプ６、ＡＤＣ８を内蔵したマイ
コン７からなる電源監視回路が接続されている。この場
合、突き合わせ素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ４、或いはＭ
ＯＳ−ＦＥＴ１２のオン抵抗を電流検出用抵抗として利
用するものである。
【００５４】なお、前記抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４は
オペアンプ６に入力する電圧の増幅度を決定するための
抵抗であり、オペアンプ６は電流増幅用の回路である。
また、前記マイコン７にはＬＣＤ９が接続されており、
このＬＣＤ９の一部で電池残量表示を行うように構成さ
れている。
オペアンプ６に入力する電圧の増幅度を決定するための
抵抗であり、オペアンプ６は電流増幅用の回路である。
また、前記マイコン７にはＬＣＤ９が接続されており、
このＬＣＤ９の一部で電池残量表示を行うように構成さ
れている。
【００５５】前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４、及びＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ１２はＰチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、ＭＯＳ
−ＦＥＴ４のオン抵抗＞ＭＯＳ−ＦＥＴ１２のオン抵抗
の関係がある。そして、マイコン７から電流値判定信号
を出力し、この電流値判定信号により前記ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ４、及びＭＯＳ−ＦＥＴ１２を切り換え制御する。
Ｔ１２はＰチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、ＭＯＳ
−ＦＥＴ４のオン抵抗＞ＭＯＳ−ＦＥＴ１２のオン抵抗
の関係がある。そして、マイコン７から電流値判定信号
を出力し、この電流値判定信号により前記ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ４、及びＭＯＳ−ＦＥＴ１２を切り換え制御する。
【００５６】この場合、マイコン７から出力される電流
値判定信号は、電流値判定信号Ａと電流値判定信号Ｂと
であり、前記電流値判定信号Ａはゲート電圧Ｇｓとして
ＭＯＳ−ＦＥＴ４のゲートに印加すると共に、前記電流
値判定信号Ｂはゲート電圧ＧｂとしてＭＯＳ−ＦＥＴ１
２のゲートへ印加する。
値判定信号は、電流値判定信号Ａと電流値判定信号Ｂと
であり、前記電流値判定信号Ａはゲート電圧Ｇｓとして
ＭＯＳ−ＦＥＴ４のゲートに印加すると共に、前記電流
値判定信号Ｂはゲート電圧ＧｂとしてＭＯＳ−ＦＥＴ１
２のゲートへ印加する。
【００５７】前記マイコンでは測定した電流値を予め内
部に設定してある閾値と比較し、電流値＞閾値の場合は
ハイレベルＨの電流値判定信号を出力し、電流値≦閾値
の場合はローレベルＬの電流値判定信号を出力する。な
お、通常はハイレベルＨの電流値判定信号を出力してい
る。
部に設定してある閾値と比較し、電流値＞閾値の場合は
ハイレベルＨの電流値判定信号を出力し、電流値≦閾値
の場合はローレベルＬの電流値判定信号を出力する。な
お、通常はハイレベルＨの電流値判定信号を出力してい
る。
【００５８】§２：動作説明
端子Ｔ１に他電源（直流電源）が印加されている場合
は、前記端子Ｔ１に印加された電圧によりダイオード５
に順方向電流が流れるため、他電源からダイオード５を
介して負荷３に電力が供給される。この時マイコン７は
ＭＯＳ−ＦＥＴ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２はオフになるよ
うに電流値判定信号Ａ、Ｂを制御し、電池１から負荷３
への電源供給ラインは遮断される。
は、前記端子Ｔ１に印加された電圧によりダイオード５
に順方向電流が流れるため、他電源からダイオード５を
介して負荷３に電力が供給される。この時マイコン７は
ＭＯＳ−ＦＥＴ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２はオフになるよ
うに電流値判定信号Ａ、Ｂを制御し、電池１から負荷３
への電源供給ラインは遮断される。
【００５９】また、端子Ｔ１に他電源が印加されていな
い場合はダイオード５に電流が流れないため、電池１か
ら負荷３への電源供給ラインが通電状態になる。この場
合、通常はマイコン７からハイレベルの電流値判定信号
Ａが出力され、ハイレベルのゲート電圧ＧｓがＭＯＳ−
ＦＥＴ４のゲートに印加する。また、同時にローレベル
の電流値判定信号Ｂが出力され、ローレベルのゲート電
圧ＧｂがＭＯＳ−ＦＥＴ１２のゲートに印加する。
い場合はダイオード５に電流が流れないため、電池１か
ら負荷３への電源供給ラインが通電状態になる。この場
合、通常はマイコン７からハイレベルの電流値判定信号
Ａが出力され、ハイレベルのゲート電圧ＧｓがＭＯＳ−
ＦＥＴ４のゲートに印加する。また、同時にローレベル
の電流値判定信号Ｂが出力され、ローレベルのゲート電
圧ＧｂがＭＯＳ−ＦＥＴ１２のゲートに印加する。
【００６０】このため、ＭＯＳ−ＦＥＴ４がオフでＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ１２がオンになり、電池電源系の電源供給ラ
インには、フィルタ２→ＭＯＳ−ＦＥＴ１２→負荷３の
経路で電流（負荷電流）Ｉｂが流れる。この時、ＭＯＳ
−ＦＥＴ１２のオン抵抗を電流検出用抵抗として電流測
定が行われる。
Ｓ−ＦＥＴ１２がオンになり、電池電源系の電源供給ラ
インには、フィルタ２→ＭＯＳ−ＦＥＴ１２→負荷３の
経路で電流（負荷電流）Ｉｂが流れる。この時、ＭＯＳ
−ＦＥＴ１２のオン抵抗を電流検出用抵抗として電流測
定が行われる。
【００６１】前記電流測定では、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２の
ゲート−ソース間電圧を検出し、この電圧をオペアンプ
６で増幅し、更に前記電圧をＡＤＣ８でディジタル信号
に変換した後、マイコン７により電圧値から電流値が求
められる（電流値の測定）。このようにしてマイコン７
により電流値が測定されると、マイコン７は、測定した
電流値に応じて電流値判定信号を出力する。
ゲート−ソース間電圧を検出し、この電圧をオペアンプ
６で増幅し、更に前記電圧をＡＤＣ８でディジタル信号
に変換した後、マイコン７により電圧値から電流値が求
められる（電流値の測定）。このようにしてマイコン７
により電流値が測定されると、マイコン７は、測定した
電流値に応じて電流値判定信号を出力する。
【００６２】そして、通常（電池残量が大きい場合）は
電池１から負荷３へ流れる電流Ｉｂが大きいので、前記
ゲート電圧Ｇｓ＝Ｈ（ハイレベル）、Ｇｂ＝Ｌ（ローレ
ベル）となりＭＯＳ−ＦＥＴ４がオフ、ＭＯＳ−ＦＥＴ
１２がオンになる。従って、前記のように電池１→フィ
ルタ２→ＭＯＳ−ＦＥＴ１２→負荷３の経路で電流が流
れる。
電池１から負荷３へ流れる電流Ｉｂが大きいので、前記
ゲート電圧Ｇｓ＝Ｈ（ハイレベル）、Ｇｂ＝Ｌ（ローレ
ベル）となりＭＯＳ−ＦＥＴ４がオフ、ＭＯＳ−ＦＥＴ
１２がオンになる。従って、前記のように電池１→フィ
ルタ２→ＭＯＳ−ＦＥＴ１２→負荷３の経路で電流が流
れる。
【００６３】そして、電流Ｉｂが閾値より小さくなる
と、前記ゲート電圧はＧｓ＝Ｌ、Ｇｂ＝Ｈになり、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ４がオン、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２がオフにな
る。このため、電池１→フィルタ２→ＭＯＳ−ＦＥＴ４
→負荷３の経路で電流Ｉｂが流れる。
と、前記ゲート電圧はＧｓ＝Ｌ、Ｇｂ＝Ｈになり、ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴ４がオン、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２がオフにな
る。このため、電池１→フィルタ２→ＭＯＳ−ＦＥＴ４
→負荷３の経路で電流Ｉｂが流れる。
【００６４】前記のようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴ４、或
いはＭＯＳ−ＦＥＴ１２に電流Ｉｂが流れる。この時、
前記いずれか一方のＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗に電圧が
発生し（ソース−ドレイン間電圧）、この電圧をオペア
ンプ６に入力して増幅し、ＡＤＣ８でディジタル信号に
変換した後、マイコン７で電流値を求める。
いはＭＯＳ−ＦＥＴ１２に電流Ｉｂが流れる。この時、
前記いずれか一方のＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗に電圧が
発生し（ソース−ドレイン間電圧）、この電圧をオペア
ンプ６に入力して増幅し、ＡＤＣ８でディジタル信号に
変換した後、マイコン７で電流値を求める。
【００６５】そして、マイコン７では求めた電流値を、
予め内部に設定した閾値と比較し、前記電流値が閾値よ
り大きい場合は、電流値判定信号をＧｓ＝Ｈにし、前記
電流値が閾値より小さい場合は電流値判定信号をＧｓ＝
Ｌにする。この電流値判定信号により前記の制御を行
う。また、マイコン７では前記のようにして電流Ｉｂの
値（電流値）を求めると、前記電流値から電池残量を予
測しＬＣＤ９の一部で前記電池残量を表示する。
予め内部に設定した閾値と比較し、前記電流値が閾値よ
り大きい場合は、電流値判定信号をＧｓ＝Ｈにし、前記
電流値が閾値より小さい場合は電流値判定信号をＧｓ＝
Ｌにする。この電流値判定信号により前記の制御を行
う。また、マイコン７では前記のようにして電流Ｉｂの
値（電流値）を求めると、前記電流値から電池残量を予
測しＬＣＤ９の一部で前記電池残量を表示する。
【００６６】§３：電源監視回路の詳細な説明
前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４の飽和時のオン抵抗は数十ミリオ
ーム〜数オームまで様々な抵抗値がある。また、ＭＯＳ
−ＦＥＴ４のゲート−ソース間の電位差によっても抵抗
値を変化させることもできる。そこで、前記のように、
オン抵抗の異なる２つの突き合わせ用ＭＯＳ−ＦＥＴ
（ＭＯＳ−ＦＥＴ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２）を並列に接
続して、電流値に応じて前記突き合わせ用のＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを切り換えることにより、電流測定誤差を少なくし
ている。
ーム〜数オームまで様々な抵抗値がある。また、ＭＯＳ
−ＦＥＴ４のゲート−ソース間の電位差によっても抵抗
値を変化させることもできる。そこで、前記のように、
オン抵抗の異なる２つの突き合わせ用ＭＯＳ−ＦＥＴ
（ＭＯＳ−ＦＥＴ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２）を並列に接
続して、電流値に応じて前記突き合わせ用のＭＯＳ−Ｆ
ＥＴを切り換えることにより、電流測定誤差を少なくし
ている。
【００６７】図示のＭＯＳ−ＦＥＴ１２は低オン抵抗特
性の素子であり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４はＭＯＳ−ＦＥＴ１
２よりも高オン抵抗特性の素子である（ＭＯＳ−ＦＥＴ
４のオン抵抗＞ＭＯＳ−ＦＥＴ１２のオン抵抗）。
性の素子であり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４はＭＯＳ−ＦＥＴ１
２よりも高オン抵抗特性の素子である（ＭＯＳ−ＦＥＴ
４のオン抵抗＞ＭＯＳ−ＦＥＴ１２のオン抵抗）。
【００６８】前記のように電流が極僅かの場合、電流検
出用抵抗としての前記ＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗の抵抗
値が小さいことは、抵抗の両端の電位差が少なくなるた
め、電流測定が正確にできない。そこで、マイコン７か
ら電流値に応じて判定信号を出力し、前記ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２を適時切り換えることによ
り、正確に電流測定を行わせる。
出用抵抗としての前記ＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗の抵抗
値が小さいことは、抵抗の両端の電位差が少なくなるた
め、電流測定が正確にできない。そこで、マイコン７か
ら電流値に応じて判定信号を出力し、前記ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ１２を適時切り換えることによ
り、正確に電流測定を行わせる。
【００６９】通常、マイコン７から電流値判定信号Ａが
ハイレベルＨ、電流値判定信号ＢがローレベルＬになっ
ている（Ｇｓ＝Ｈ、Ｇｂ＝Ｌ）としてＭＯＳ−ＦＥＴ１
２を通して電流Ｉｂを負荷３に供給しているものとす
る。次に、負荷側の電流値が少なくなったことをマイコ
ン７が判断すると、電流値判定信号ＡをローレベルＬ、
電流値判定信号ＢをハイレベルＨとし（Ｇｓ＝Ｌ、Ｇｂ
＝Ｈ）、電流のパスをＭＯＳ−ＦＥＴ４側に切り換え
る。
ハイレベルＨ、電流値判定信号ＢがローレベルＬになっ
ている（Ｇｓ＝Ｈ、Ｇｂ＝Ｌ）としてＭＯＳ−ＦＥＴ１
２を通して電流Ｉｂを負荷３に供給しているものとす
る。次に、負荷側の電流値が少なくなったことをマイコ
ン７が判断すると、電流値判定信号ＡをローレベルＬ、
電流値判定信号ＢをハイレベルＨとし（Ｇｓ＝Ｌ、Ｇｂ
＝Ｈ）、電流のパスをＭＯＳ−ＦＥＴ４側に切り換え
る。
【００７０】ここでＭＯＳ−ＦＥＴ４、ＭＯＳ−ＦＥＴ
１２には一般的にＭＯＳ−ＦＥＴが持っている寄生ダイ
オード（内蔵ダイオード）によって、ＭＯＳ−ＦＥＴが
オフであっても電流がオフ側のＭＯＳ−ＦＥＴからも流
れようとする。
１２には一般的にＭＯＳ−ＦＥＴが持っている寄生ダイ
オード（内蔵ダイオード）によって、ＭＯＳ−ＦＥＴが
オフであっても電流がオフ側のＭＯＳ−ＦＥＴからも流
れようとする。
【００７１】しかし、オン側のオン抵抗によってドロッ
プする電圧は、オフ側のＭＯＳ−ＦＥＴから寄生ダイオ
ードでドロップする電圧より低いため、常にオン側のＭ
ＯＳ−ＦＥＴから流れる（オフ側のＭＯＳ−ＦＥＴは寄
生ダイオードがあっても実質的に電流が流れない）。こ
の切り換えによって、電流値が大小に変化しても誤差の
少ない測定が可能になる。
プする電圧は、オフ側のＭＯＳ−ＦＥＴから寄生ダイオ
ードでドロップする電圧より低いため、常にオン側のＭ
ＯＳ−ＦＥＴから流れる（オフ側のＭＯＳ−ＦＥＴは寄
生ダイオードがあっても実質的に電流が流れない）。こ
の切り換えによって、電流値が大小に変化しても誤差の
少ない測定が可能になる。
【００７２】電流Ｉｂの値が小さい場合、抵抗値（ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴのオン抵抗の値）を大きくしても、そこに流
れる電流から電流検出用抵抗（ＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵
抗）で発生する電圧ドロップは小さいため、電池駆動時
間にさほど影響することはない。
Ｓ−ＦＥＴのオン抵抗の値）を大きくしても、そこに流
れる電流から電流検出用抵抗（ＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵
抗）で発生する電圧ドロップは小さいため、電池駆動時
間にさほど影響することはない。
【００７３】§４：変形例の説明
なお、前記ＭＯＳ−ＦＥＴとして、Ｐチャンネル型ＭＯ
Ｓ−ＦＥＴとＮチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴを１つずつ
用いることにより、電流値判定信号Ｂを省略することが
できる。一般に、Ｎチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴは、Ｐ
チャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴに比べ、コンプリメンタリ
部品において、オン抵抗が１／２〜１／１．５程度にな
っている。
Ｓ−ＦＥＴとＮチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴを１つずつ
用いることにより、電流値判定信号Ｂを省略することが
できる。一般に、Ｎチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴは、Ｐ
チャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴに比べ、コンプリメンタリ
部品において、オン抵抗が１／２〜１／１．５程度にな
っている。
【００７４】このことを利用し、電流値の小さい時には
Ｐチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴに電流を流し、電流値が
大きい時にはＮチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴに電流を流
すことによって、オン抵抗の違う２つのＭＯＳ−ＦＥＴ
から電流を測定することができる。
Ｐチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴに電流を流し、電流値が
大きい時にはＮチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴに電流を流
すことによって、オン抵抗の違う２つのＭＯＳ−ＦＥＴ
から電流を測定することができる。
【００７５】（実施例３の説明）実施例３は、実施例２
のＭＯＳ−ＦＥＴを１つのままでオン抵抗を変化させる
ことにより、大電流から小電流までを正確に測定できる
ようにした例である。
のＭＯＳ−ＦＥＴを１つのままでオン抵抗を変化させる
ことにより、大電流から小電流までを正確に測定できる
ようにした例である。
【００７６】§１：回路構成の説明
図４は実施例３の回路図である。以下、図４に基づいて
実施例３を説明する。前記実施例１、２と同様に実施例
３も電源回路に電池電源と他電源との２種類の電源系を
持つ例である。具体的には次の通りである。
実施例３を説明する。前記実施例１、２と同様に実施例
３も電源回路に電池電源と他電源との２種類の電源系を
持つ例である。具体的には次の通りである。
【００７７】前記電源系としては、電池１から負荷３へ
電源を供給する電池電源系と、端子Ｔ１に接続されるＡ
Ｃアダプタ等の他電源（直流電源）から負荷３へ電源を
供給する他電源系で構成される。そして、前記２種類の
電源系の切り換えを行うための突き合わせ素子として、
ダイオード５とＭＯＳ−ＦＥＴ４が設けてある。
電源を供給する電池電源系と、端子Ｔ１に接続されるＡ
Ｃアダプタ等の他電源（直流電源）から負荷３へ電源を
供給する他電源系で構成される。そして、前記２種類の
電源系の切り換えを行うための突き合わせ素子として、
ダイオード５とＭＯＳ−ＦＥＴ４が設けてある。
【００７８】また、他電源系の電源供給ラインにはフィ
ルタ１０が接続されており、電池電源系の電源供給ライ
ンにはフィルタ２が接続されている。そして、前記電池
電源系の電源供給ラインには、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４、
抵抗Ｒ１〜Ｒ４、オペアンプ６、ＡＤＣ８を内蔵したマ
イコン７、ディジタル／アナログコンバータ（以下「Ｄ
ＡＣ」と記す）１４からなる電源監視回路が接続されて
いる。
ルタ１０が接続されており、電池電源系の電源供給ライ
ンにはフィルタ２が接続されている。そして、前記電池
電源系の電源供給ラインには、前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４、
抵抗Ｒ１〜Ｒ４、オペアンプ６、ＡＤＣ８を内蔵したマ
イコン７、ディジタル／アナログコンバータ（以下「Ｄ
ＡＣ」と記す）１４からなる電源監視回路が接続されて
いる。
【００７９】この場合、突き合わせ素子であるＭＯＳ−
ＦＥＴ４のオン抵抗を電流検出用抵抗として利用するも
のである（従来例の電流検出用抵抗ＲＸの代替）。な
お、前記抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４はオペアンプ６に
入力する電圧の増幅度を決定するための抵抗であり、オ
ペアンプ６は電流増幅用の回路であり、ＤＡＣ１４はマ
イコン７から出力されたデータ（ディジタルデータ）を
ゲート電圧Ｖｇ（アナログ信号）に変換するものであ
り、マイコン７は電流を測定するものである。
ＦＥＴ４のオン抵抗を電流検出用抵抗として利用するも
のである（従来例の電流検出用抵抗ＲＸの代替）。な
お、前記抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４はオペアンプ６に
入力する電圧の増幅度を決定するための抵抗であり、オ
ペアンプ６は電流増幅用の回路であり、ＤＡＣ１４はマ
イコン７から出力されたデータ（ディジタルデータ）を
ゲート電圧Ｖｇ（アナログ信号）に変換するものであ
り、マイコン７は電流を測定するものである。
【００８０】また、前記マイコン７にはＬＣＤ９が接続
されており、このＬＣＤ９の一部で電池残量表示を行う
ように構成されている。前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４は、Ｐチ
ャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、ＤＡＣ１４を介して
マイコン７により制御される。前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４
は、従来の電流検出用抵抗ＲＸの代替として両端の電圧
が測定されるが、そのオン抵抗は、ゲート−ソース間の
電位差によって決定される。
されており、このＬＣＤ９の一部で電池残量表示を行う
ように構成されている。前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４は、Ｐチ
ャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、ＤＡＣ１４を介して
マイコン７により制御される。前記ＭＯＳ−ＦＥＴ４
は、従来の電流検出用抵抗ＲＸの代替として両端の電圧
が測定されるが、そのオン抵抗は、ゲート−ソース間の
電位差によって決定される。
【００８１】そこで、ＭＯＳ−ＦＥＴ４のゲート電圧を
調整し、或る一定のオン抵抗になるような電圧値をゲー
ト端子に与えることで、オン抵抗を可変させ、電源系を
流れる電流の大小を全て１つのＭＯＳ−ＦＥＴでまかな
い、測定することが可能になる。
調整し、或る一定のオン抵抗になるような電圧値をゲー
ト端子に与えることで、オン抵抗を可変させ、電源系を
流れる電流の大小を全て１つのＭＯＳ−ＦＥＴでまかな
い、測定することが可能になる。
【００８２】§２：動作説明
端子Ｔ１に他電源（直流電源）が印加されている場合
は、前記端子Ｔ１に印加された電圧によりダイオード５
に順方向電流が流れるため、他電源からダイオード５を
介して負荷３に電力が供給される。この時ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ４はオフになり電池１から負荷３への電源供給ライン
は遮断される。
は、前記端子Ｔ１に印加された電圧によりダイオード５
に順方向電流が流れるため、他電源からダイオード５を
介して負荷３に電力が供給される。この時ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ４はオフになり電池１から負荷３への電源供給ライン
は遮断される。
【００８３】また、端子Ｔ１に他電源が印加されていな
い場合はダイオード５に電流が流れないため、電池１か
ら負荷３への電源供給ラインは通電状態になる。この場
合、マイコン７からＤＡＣ１４に対して、クロック（Ｃ
ＬＫ）と、測定した電流値に応じたデータ（ＤＡＴＡ）
が出力され、ＤＡＣ１４から前記データに応じた大きさ
のゲート電圧Ｖｇ（アナログ信号）が出力する。
い場合はダイオード５に電流が流れないため、電池１か
ら負荷３への電源供給ラインは通電状態になる。この場
合、マイコン７からＤＡＣ１４に対して、クロック（Ｃ
ＬＫ）と、測定した電流値に応じたデータ（ＤＡＴＡ）
が出力され、ＤＡＣ１４から前記データに応じた大きさ
のゲート電圧Ｖｇ（アナログ信号）が出力する。
【００８４】前記ゲート電圧ＶｇはＭＯＳ−ＦＥＴ４の
ゲートに印加され、電流値に応じたゲート電圧でＭＯＳ
−ＦＥＴ４が制御される。前記のようにして、ＭＯＳ−
ＦＥＴ４に電流Ｉｂが流れると、ＭＯＳ−ＦＥＴ４のオ
ン抵抗に電圧が発生し（ソース−ドレイン間電圧）、こ
の電圧をオペアンプ６に入力して増幅し、ＡＤＣ８でデ
ィジタル信号に変換した後、マイコン７で電流値を求め
る。
ゲートに印加され、電流値に応じたゲート電圧でＭＯＳ
−ＦＥＴ４が制御される。前記のようにして、ＭＯＳ−
ＦＥＴ４に電流Ｉｂが流れると、ＭＯＳ−ＦＥＴ４のオ
ン抵抗に電圧が発生し（ソース−ドレイン間電圧）、こ
の電圧をオペアンプ６に入力して増幅し、ＡＤＣ８でデ
ィジタル信号に変換した後、マイコン７で電流値を求め
る。
【００８５】そして、マイコン７で求めた電流値を基に
前記データをＤＡＣ１４へ出力することで前記の制御を
行う。また、マイコン７では、前記のようにして負荷電
流Ｉｂを求めると、負荷電流値から電池残量を予測しＬ
ＣＤ９の一部で前記電池残量を表示する。
前記データをＤＡＣ１４へ出力することで前記の制御を
行う。また、マイコン７では、前記のようにして負荷電
流Ｉｂを求めると、負荷電流値から電池残量を予測しＬ
ＣＤ９の一部で前記電池残量を表示する。
【００８６】なお、マイコン７が測定した電流値に応じ
てデータを出力するが、この場合、例えばマイコン７内
に閾値を設定しておき、電流値＞閾値の場合第１のデー
タを出力し、電流値≦閾値の場合第２のデータを出力し
ても良い（但し、第１のデータ＞第２のデータ）。
てデータを出力するが、この場合、例えばマイコン７内
に閾値を設定しておき、電流値＞閾値の場合第１のデー
タを出力し、電流値≦閾値の場合第２のデータを出力し
ても良い（但し、第１のデータ＞第２のデータ）。
【００８７】このようにすれば、ＤＡＣ１４では前記デ
ータに応じて２段階のゲート電圧Ｖｇ（第１の電圧、及
び第２の電圧）を発生してＭＯＳ−ＦＥＴ４のゲートに
印加する。前記ゲート電圧の印加によりＭＯＳ−ＦＥＴ
４のオン抵抗を少なくとも２段階（高抵抗、低抵抗）に
変化させることができる。
ータに応じて２段階のゲート電圧Ｖｇ（第１の電圧、及
び第２の電圧）を発生してＭＯＳ−ＦＥＴ４のゲートに
印加する。前記ゲート電圧の印加によりＭＯＳ−ＦＥＴ
４のオン抵抗を少なくとも２段階（高抵抗、低抵抗）に
変化させることができる。
【００８８】なお、前記閾値を複数設定しておき、各閾
値との比較により電流値に応じて複数段階のゲート電圧
Ｖｇを発生させることにより、ＭＯＳ−ＦＥＴ４のオン
抵抗を３段階以上に変化させても良い。
値との比較により電流値に応じて複数段階のゲート電圧
Ｖｇを発生させることにより、ＭＯＳ−ＦＥＴ４のオン
抵抗を３段階以上に変化させても良い。
【００８９】（実施例４の説明）実施例４は突き合わせ
用素子としてダイオードを用い、このダイオードを電流
検出用抵抗の代わりに使用した例である。
用素子としてダイオードを用い、このダイオードを電流
検出用抵抗の代わりに使用した例である。
【００９０】§１：回路構成の説明
図５は実施例４の回路図、図６は実施例４のダイオード
特性図である。以下、図５、図６に基づいて実施例４を
説明する。前記実施例１、２、３と同様に実施例４も電
源回路に電池電源と他電源との２種類の電源系を持つ例
である。具体的には次の通りである。
特性図である。以下、図５、図６に基づいて実施例４を
説明する。前記実施例１、２、３と同様に実施例４も電
源回路に電池電源と他電源との２種類の電源系を持つ例
である。具体的には次の通りである。
【００９１】前記電源系としては、電池１から負荷３へ
電源を供給する電池電源系と、端子Ｔ１に接続されるＡ
Ｃアダプタ等の他電源（直流電源）から負荷３へ電源を
供給する他電源系で構成される。そして、前記２種類の
電源系の切り換えを行うための突き合わせ素子として、
ダイオード５とダイオード１５が設けてある。
電源を供給する電池電源系と、端子Ｔ１に接続されるＡ
Ｃアダプタ等の他電源（直流電源）から負荷３へ電源を
供給する他電源系で構成される。そして、前記２種類の
電源系の切り換えを行うための突き合わせ素子として、
ダイオード５とダイオード１５が設けてある。
【００９２】また、他電源系の電源供給ラインにはフィ
ルタ１０が接続されており、電池電源系の電源供給ライ
ンにはフィルタ２が接続されている。そして、前記電池
電源系の電源供給ラインには、前記ダイオード１５、抵
抗Ｒ１〜Ｒ４、オペアンプ６、ＡＤＣ８を内蔵したマイ
コン７からなる電源監視回路が接続されると共に、前記
ダイオード１５の近辺には環境温度を測定するためのサ
ーミスタ１６が設けてある。
ルタ１０が接続されており、電池電源系の電源供給ライ
ンにはフィルタ２が接続されている。そして、前記電池
電源系の電源供給ラインには、前記ダイオード１５、抵
抗Ｒ１〜Ｒ４、オペアンプ６、ＡＤＣ８を内蔵したマイ
コン７からなる電源監視回路が接続されると共に、前記
ダイオード１５の近辺には環境温度を測定するためのサ
ーミスタ１６が設けてある。
【００９３】この場合、突き合わせ素子であるダイオー
ド１５の順方向電圧降下を利用して電流の測定を行うと
共に、サーミスタ１６により環境温度を測定して電流値
の補正を行うように構成している。前記抵抗Ｒ１、Ｒ
２、Ｒ３、Ｒ４はオペアンプ６に入力する電圧の増幅度
を決定するための抵抗であり、オペアンプ６は電流増幅
用の回路であり、マイコン７は電流を測定するものであ
る。
ド１５の順方向電圧降下を利用して電流の測定を行うと
共に、サーミスタ１６により環境温度を測定して電流値
の補正を行うように構成している。前記抵抗Ｒ１、Ｒ
２、Ｒ３、Ｒ４はオペアンプ６に入力する電圧の増幅度
を決定するための抵抗であり、オペアンプ６は電流増幅
用の回路であり、マイコン７は電流を測定するものであ
る。
【００９４】また、前記マイコン７にはＬＣＤ９が接続
されており、このＬＣＤ９の一部で電池残量表示を行う
ように構成されている。前記のように、電池１の電源供
給ラインには電流検出用抵抗の代替素子としてダイオー
ド１５を接続している。このダイオードは他電源との突
き合わせ用素子と電流検出用抵抗の代替素子を兼用して
いる。
されており、このＬＣＤ９の一部で電池残量表示を行う
ように構成されている。前記のように、電池１の電源供
給ラインには電流検出用抵抗の代替素子としてダイオー
ド１５を接続している。このダイオードは他電源との突
き合わせ用素子と電流検出用抵抗の代替素子を兼用して
いる。
【００９５】ところで、ダイオード１５は、図６に示し
た特性を有する素子である。すなわち、図６において、
横軸はダイオード１５の順方向電圧降下Ｖｆ、縦軸は順
方向電流Ｉｒを示す。また、各特性曲線は温度を０°
Ｃ、２５°Ｃ、８０°Ｃに変化させた場合の特性図であ
る。
た特性を有する素子である。すなわち、図６において、
横軸はダイオード１５の順方向電圧降下Ｖｆ、縦軸は順
方向電流Ｉｒを示す。また、各特性曲線は温度を０°
Ｃ、２５°Ｃ、８０°Ｃに変化させた場合の特性図であ
る。
【００９６】図示のように、ダイオード１５は、順方向
電流Ｉｒが流れると、その両端に順方向電圧降下Ｖｆが
生じる。この順方向電圧降下Ｖｆは順方向電流Ｉｒの大
きさにより変化する。そのため、前記順方向電圧降下Ｖ
ｆを測定することにより、電源供給ラインに流れる電流
を測定することができる。
電流Ｉｒが流れると、その両端に順方向電圧降下Ｖｆが
生じる。この順方向電圧降下Ｖｆは順方向電流Ｉｒの大
きさにより変化する。そのため、前記順方向電圧降下Ｖ
ｆを測定することにより、電源供給ラインに流れる電流
を測定することができる。
【００９７】しかし、前記順方向電圧降下Ｖｆは環境温
度によっても左右されるため、環境温度を測定して測定
値の補正をしなければならない。そこで、前記ダイオー
ド１５の近くにサーミスタ１６を置き、マイコン７がサ
ーミスタ１６からの信号を基に前記環境温度を測定して
補正を行う。すなわち、マイコン７は、サーミスタ１６
の電流を検出することでダイオード１５の周囲の環境温
度を測定しながら電流（負荷電流）の測定を行う。
度によっても左右されるため、環境温度を測定して測定
値の補正をしなければならない。そこで、前記ダイオー
ド１５の近くにサーミスタ１６を置き、マイコン７がサ
ーミスタ１６からの信号を基に前記環境温度を測定して
補正を行う。すなわち、マイコン７は、サーミスタ１６
の電流を検出することでダイオード１５の周囲の環境温
度を測定しながら電流（負荷電流）の測定を行う。
【００９８】前記のように、ダイオードの順方向電圧降
下を基に電流の測定を行う場合、ダイオードの環境温度
による補正をしながら電流値を測定しなければ、正確な
測定はできないが、電流値によってその順方向電圧降下
Ｖｆが変化することに変わりはなく、温度での補正がで
きれば、正確な電流値の測定が可能になる。
下を基に電流の測定を行う場合、ダイオードの環境温度
による補正をしながら電流値を測定しなければ、正確な
測定はできないが、電流値によってその順方向電圧降下
Ｖｆが変化することに変わりはなく、温度での補正がで
きれば、正確な電流値の測定が可能になる。
【００９９】§２：動作説明
端子Ｔ１に他電源（直流電源）が印加されている場合
は、前記端子Ｔ１に印加された電圧によりダイオード５
に順方向電流が流れるため、他電源からダイオード５を
介して負荷３に電力が供給される。この時ダイオード１
５は逆バイアスされ電流が流れない。このため、電池１
から負荷３への電源供給ラインは遮断される。
は、前記端子Ｔ１に印加された電圧によりダイオード５
に順方向電流が流れるため、他電源からダイオード５を
介して負荷３に電力が供給される。この時ダイオード１
５は逆バイアスされ電流が流れない。このため、電池１
から負荷３への電源供給ラインは遮断される。
【０１００】また、端子Ｔ１に他電源が印加されていな
い場合はダイオード５に電流が流れないため、電池１か
ら負荷３への電源供給ラインは通電状態になる。この場
合、電池１→フィルタ２→ダイオード１５→負荷３の経
路で電流が流れる。そして、ダイオード１５には順方向
電流Ｉｒが流れて、その両端には順方向電圧降下Ｖｆが
生じる。
い場合はダイオード５に電流が流れないため、電池１か
ら負荷３への電源供給ラインは通電状態になる。この場
合、電池１→フィルタ２→ダイオード１５→負荷３の経
路で電流が流れる。そして、ダイオード１５には順方向
電流Ｉｒが流れて、その両端には順方向電圧降下Ｖｆが
生じる。
【０１０１】この順方向電圧降下Ｖｆはオペアンプ６に
入力して増幅され、ＡＤＣ８でディジタル信号に変換さ
れた後、マイコン７で電流値が求められる。この時、マ
イコン７はサーミスタ１６からの信号を基にダイオード
１５の環境温度を測定し、その測定した温度により負荷
電流値を補正する。このようにしてマイコン７で電流値
が測定されると、その電流値から電池残量を予測しＬＣ
Ｄ９の一部で前記電池残量を表示する。
入力して増幅され、ＡＤＣ８でディジタル信号に変換さ
れた後、マイコン７で電流値が求められる。この時、マ
イコン７はサーミスタ１６からの信号を基にダイオード
１５の環境温度を測定し、その測定した温度により負荷
電流値を補正する。このようにしてマイコン７で電流値
が測定されると、その電流値から電池残量を予測しＬＣ
Ｄ９の一部で前記電池残量を表示する。
【０１０２】（他の実施例）以上実施例について説明し
たが、本発明は次のようにしても実施可能である。 (1) ：２種類の電源系を有する電源回路に限らず、２種
類以上の電源系を持つ電源回路、或いは電池電源系のみ
の電源回路にも同様に適用可能である。なお、電池電源
系のみの電源回路に適用した場合は、従来例の電流検出
用抵抗の代替として突き合わせ用素子ではないＭＯＳ−
ＦＥＴのオン抵抗を使用する。
たが、本発明は次のようにしても実施可能である。 (1) ：２種類の電源系を有する電源回路に限らず、２種
類以上の電源系を持つ電源回路、或いは電池電源系のみ
の電源回路にも同様に適用可能である。なお、電池電源
系のみの電源回路に適用した場合は、従来例の電流検出
用抵抗の代替として突き合わせ用素子ではないＭＯＳ−
ＦＥＴのオン抵抗を使用する。
【０１０３】(2) ：前記ＭＯＳ−ＦＥＴはＰチャンネル
型ＭＯＳ−ＦＥＴに限らず、Ｎチャンネル型ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴでも適用可能である。なお、Ｎチャンネル型ＭＯＳ
−ＦＥＴを使用した場合は、ゲート電圧をインバータで
反転させれば良い。
型ＭＯＳ−ＦＥＴに限らず、Ｎチャンネル型ＭＯＳ−Ｆ
ＥＴでも適用可能である。なお、Ｎチャンネル型ＭＯＳ
−ＦＥＴを使用した場合は、ゲート電圧をインバータで
反転させれば良い。
【０１０４】(3) ：マイコンに内蔵されているＡＤＣは
外付け回路としても実施可能である。
外付け回路としても実施可能である。
【０１０５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば次
のような効果がある。 (1) ：電源系の電源監視を行う場合、従来のような電流
検出用抵抗を使用することなく、低抵抗であるＭＯＳ−
ＦＥＴのオン抵抗を利用して電流測定を行うので、電源
供給ラインのインピーダンスを低下させることができ
る。従って、前記電源供給ラインの損失を低減し電池駆
動時間を長くすることができる。
のような効果がある。 (1) ：電源系の電源監視を行う場合、従来のような電流
検出用抵抗を使用することなく、低抵抗であるＭＯＳ−
ＦＥＴのオン抵抗を利用して電流測定を行うので、電源
供給ラインのインピーダンスを低下させることができ
る。従って、前記電源供給ラインの損失を低減し電池駆
動時間を長くすることができる。
【０１０６】(2) ：電池電源系の電源供給ラインの電流
を測定する場合、他電源との突き合わせ素子に使用され
ているＭＯＳ−ＦＥＴを利用して測定している。このた
め、部品点数が少なくなり電源供給ラインのインピーダ
ンスが低減する。その結果、前記電源供給ラインでの損
失が少なくなり、電池駆動時間の延命化を達成すること
ができる。
を測定する場合、他電源との突き合わせ素子に使用され
ているＭＯＳ−ＦＥＴを利用して測定している。このた
め、部品点数が少なくなり電源供給ラインのインピーダ
ンスが低減する。その結果、前記電源供給ラインでの損
失が少なくなり、電池駆動時間の延命化を達成すること
ができる。
【０１０７】(3) ：電池電源系の電源供給ラインの電流
を測定する場合、従来のような電流検出用抵抗を使用し
ないのでインピーダンスを低減することができる。この
ため、電源供給ラインのロスを意識しないで電流測定が
より正確に行える。
を測定する場合、従来のような電流検出用抵抗を使用し
ないのでインピーダンスを低減することができる。この
ため、電源供給ラインのロスを意識しないで電流測定が
より正確に行える。
【０１０８】前記効果の外、各請求項に対応して次のよ
うな効果がある。 (4) ：請求項１では、電源監視回路において、電池電源
から負荷への電源供給ラインに接続されるＭＯＳ型電界
効果トランジスタと、前記ＭＯＳ型電界効果トランジス
タがオンになったときのオン抵抗により、前記ＭＯＳ型
電界効果トランジスタの両端電圧を検出して前記電源供
給ラインに流れる電流を測定する電流測定部とを有し、
前記電流測定部で測定した電流値を基に前記電源の監視
を行うようにした。又、請求項７では、電池電源から負
荷への電源供給ラインに接続されるＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタを有する電源回路のための電源監視制御回路
において、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンに
なったときのオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタの両端電圧を検出して前記電源供給ラインに
流れる電流を測定する電流測定部を有し、前記電流測定
部で測定した電流値を基に前記電源の監視を行うように
した。
うな効果がある。 (4) ：請求項１では、電源監視回路において、電池電源
から負荷への電源供給ラインに接続されるＭＯＳ型電界
効果トランジスタと、前記ＭＯＳ型電界効果トランジス
タがオンになったときのオン抵抗により、前記ＭＯＳ型
電界効果トランジスタの両端電圧を検出して前記電源供
給ラインに流れる電流を測定する電流測定部とを有し、
前記電流測定部で測定した電流値を基に前記電源の監視
を行うようにした。又、請求項７では、電池電源から負
荷への電源供給ラインに接続されるＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタを有する電源回路のための電源監視制御回路
において、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンに
なったときのオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタの両端電圧を検出して前記電源供給ラインに
流れる電流を測定する電流測定部を有し、前記電流測定
部で測定した電流値を基に前記電源の監視を行うように
した。
【０１０９】従って、電源系の電源監視を行う場合、従
来のような電流検出用抵抗を使用することなく、低抵抗
であるＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗を利用して電流測定を
行うので、電源供給ラインのインピーダンスを低下させ
ることができる。従って、前記電源供給ラインの損失を
低減し電池駆動時間を長くすることができる。
来のような電流検出用抵抗を使用することなく、低抵抗
であるＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗を利用して電流測定を
行うので、電源供給ラインのインピーダンスを低下させ
ることができる。従って、前記電源供給ラインの損失を
低減し電池駆動時間を長くすることができる。
【０１１０】(5) ：請求項２では、電池電源系の電源供
給ラインに、他電源との突き合わせ用素子として設けら
れるＭＯＳ型電界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ
型電界効果トランジスタにより電源を切り換えて負荷に
電源を供給する電源回路に、前記電池電源系の電源供給
ラインに流れる電流を測定する電流測定部を備え、前記
電流測定部で測定した電流値を基に電池電源の監視を行
う電源監視回路において、前記電流測定部は、前記ＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタがオンになったときのオン抵
抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電
圧を検出して電池電源系の電源供給ラインに流れる電流
を測定するようにした。又、請求項８では、電池電源系
の電源供給ラインに、他電源との突き合わせ用素子とし
て設けられるＭＯＳ型電界効果トランジスタであり、前
記ＭＯＳ型電界効果トランジスタにより電源を切り換え
て負荷に電源を供給する電源回路、のための電源監視制
御回路において、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタが
オンになったときのオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界
効果トランジスタの両端電圧を検出して電池電源系の電
源供給ラインに流れる電流を測定する電流測定部を有
し、前記電流測定部で測定した電流値を基に電池電源の
監視を行うようにした。
給ラインに、他電源との突き合わせ用素子として設けら
れるＭＯＳ型電界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ
型電界効果トランジスタにより電源を切り換えて負荷に
電源を供給する電源回路に、前記電池電源系の電源供給
ラインに流れる電流を測定する電流測定部を備え、前記
電流測定部で測定した電流値を基に電池電源の監視を行
う電源監視回路において、前記電流測定部は、前記ＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタがオンになったときのオン抵
抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電
圧を検出して電池電源系の電源供給ラインに流れる電流
を測定するようにした。又、請求項８では、電池電源系
の電源供給ラインに、他電源との突き合わせ用素子とし
て設けられるＭＯＳ型電界効果トランジスタであり、前
記ＭＯＳ型電界効果トランジスタにより電源を切り換え
て負荷に電源を供給する電源回路、のための電源監視制
御回路において、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタが
オンになったときのオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界
効果トランジスタの両端電圧を検出して電池電源系の電
源供給ラインに流れる電流を測定する電流測定部を有
し、前記電流測定部で測定した電流値を基に電池電源の
監視を行うようにした。
【０１１１】このようにすれば、従来の電流検出用抵抗
を無くすことができ、かつ前記電流検出用抵抗よりロー
インピーダンスのＦＥＴを使用して電流の測定を行うの
で、従来の電源回路よりも電源供給ラインのインピーダ
ンスを低減して損失を少なくすることができる。また、
電流検出用抵抗の代わりに突き合わせ用素子として使用
されていたＦＥＴを使用したので、従来の電源回路より
も部品点数が削減できる。
を無くすことができ、かつ前記電流検出用抵抗よりロー
インピーダンスのＦＥＴを使用して電流の測定を行うの
で、従来の電源回路よりも電源供給ラインのインピーダ
ンスを低減して損失を少なくすることができる。また、
電流検出用抵抗の代わりに突き合わせ用素子として使用
されていたＦＥＴを使用したので、従来の電源回路より
も部品点数が削減できる。
【０１１２】(6) ：請求項３では、電池電源系の電源供
給ラインに、他電源との突き合わせ用素子として並列接
続されて設けられる、オン抵抗の異なる少なくとも２種
類のＭＯＳ型電界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ
型電界効果トランジスタにより電源を切り換えて負荷に
電源を供給する電源回路に、前記電池電源系の電源供給
ラインに流れる電流を測定する電流測定部を備え、前記
電流測定部で測定した電流値を基に電池電源の監視を行
う電源監視回路において、前記電流測定部は、前記ＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタがオンになったときのオン抵
抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電
圧を検出して電池電源系の電源供給ラインに流れる電流
を測定し、その電流値に応じて前記２種類のＭＯＳ型電
界効果トランジスタを切り換え制御するようにした。
又、請求項９では、電池電源系の電源供給ラインに、他
電源との突き合わせ用素子として並列接続されて設けら
れる、オン抵抗の異なる少なくとも２種類のＭＯＳ型電
界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する
電源回路、のための電源監視制御回路において、前記Ｍ
ＯＳ型電界効果トランジスタがオンになったときのオン
抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端
電圧を検出して電池電源系の電源供給ラインに流れる電
流を測定し、その電流値に応じて前記２種類のＭＯＳ型
電界効果トランジスタを切り換え制御する電流測定部を
有し、前記電流測定部で測定した電流値を基に電池電源
の監視を行うようにした。
給ラインに、他電源との突き合わせ用素子として並列接
続されて設けられる、オン抵抗の異なる少なくとも２種
類のＭＯＳ型電界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ
型電界効果トランジスタにより電源を切り換えて負荷に
電源を供給する電源回路に、前記電池電源系の電源供給
ラインに流れる電流を測定する電流測定部を備え、前記
電流測定部で測定した電流値を基に電池電源の監視を行
う電源監視回路において、前記電流測定部は、前記ＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタがオンになったときのオン抵
抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電
圧を検出して電池電源系の電源供給ラインに流れる電流
を測定し、その電流値に応じて前記２種類のＭＯＳ型電
界効果トランジスタを切り換え制御するようにした。
又、請求項９では、電池電源系の電源供給ラインに、他
電源との突き合わせ用素子として並列接続されて設けら
れる、オン抵抗の異なる少なくとも２種類のＭＯＳ型電
界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する
電源回路、のための電源監視制御回路において、前記Ｍ
ＯＳ型電界効果トランジスタがオンになったときのオン
抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端
電圧を検出して電池電源系の電源供給ラインに流れる電
流を測定し、その電流値に応じて前記２種類のＭＯＳ型
電界効果トランジスタを切り換え制御する電流測定部を
有し、前記電流測定部で測定した電流値を基に電池電源
の監視を行うようにした。
【０１１３】従って、他電源との突き合わせ素子として
使用されているＭＯＳ型電界効果トランジスタのオン抵
抗を電流検出用抵抗として利用することで電流の測定を
行い、電池電源系の電源供給ラインのインピーダンスを
低減させ、電池駆動時間の延命化を図ることができる。
また、電流が小さい場合でも、大きい場合でも常に正確
に電流の測定を行うことができる。
使用されているＭＯＳ型電界効果トランジスタのオン抵
抗を電流検出用抵抗として利用することで電流の測定を
行い、電池電源系の電源供給ラインのインピーダンスを
低減させ、電池駆動時間の延命化を図ることができる。
また、電流が小さい場合でも、大きい場合でも常に正確
に電流の測定を行うことができる。
【０１１４】(7) ：請求項４では、前記電流測定部は、
測定した電流値を予め設定された閾値と比較し、前記比
較結果により、前記電流値が閾値より大きい場合はオン
抵抗の小さい方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオ
ン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオフにし、
前記電流値が閾値より小さい場合はオン抵抗の大きい方
のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオン、他方のＭＯＳ
型電界効果トランジスタをオフに制御するようにした。
又、請求項１０では、前記電流測定部は、測定した電流
値を予め設定された閾値と比較し、前記比較結果によ
り、前記電流値が閾値より大きい場合はオン抵抗の小さ
い方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオン、他方のＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタをオフにし、前記電流値が
閾値より小さい場合はオン抵抗の大きい方のＭＯＳ型電
界効果トランジスタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタをオフに制御するようにした。
測定した電流値を予め設定された閾値と比較し、前記比
較結果により、前記電流値が閾値より大きい場合はオン
抵抗の小さい方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオ
ン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオフにし、
前記電流値が閾値より小さい場合はオン抵抗の大きい方
のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオン、他方のＭＯＳ
型電界効果トランジスタをオフに制御するようにした。
又、請求項１０では、前記電流測定部は、測定した電流
値を予め設定された閾値と比較し、前記比較結果によ
り、前記電流値が閾値より大きい場合はオン抵抗の小さ
い方のＭＯＳ型電界効果トランジスタをオン、他方のＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタをオフにし、前記電流値が
閾値より小さい場合はオン抵抗の大きい方のＭＯＳ型電
界効果トランジスタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタをオフに制御するようにした。
【０１１５】従って、電流が小さい場合でも、大きい場
合でも常に正確に電流の測定を行うことができる。 (8) ：請求項５では、電池電源系の電源供給ラインに、
他電源との突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型
電界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給す
る電源回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れ
る電流を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で
測定した電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回
路において、前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果
トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前
記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して
電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、そ
の電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの
オン抵抗を変化させるようにした。又、請求項１１で
は、電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き合
わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効果トランジ
スタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタにより
電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、のた
めの電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効果
トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前
記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して
電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、そ
の電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの
オン抵抗を変化させることを特徴とした電流測定部を有
し、前記電流測定部で測定した電流値を基に電池電源の
監視を行うようにした。
合でも常に正確に電流の測定を行うことができる。 (8) ：請求項５では、電池電源系の電源供給ラインに、
他電源との突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型
電界効果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給す
る電源回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れ
る電流を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で
測定した電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回
路において、前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果
トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前
記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して
電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、そ
の電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの
オン抵抗を変化させるようにした。又、請求項１１で
は、電池電源系の電源供給ラインに、他電源との突き合
わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効果トランジ
スタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタにより
電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、のた
めの電源監視制御回路において、前記ＭＯＳ型電界効果
トランジスタがオンになったときのオン抵抗により、前
記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの両端電圧を検出して
電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定し、そ
の電流値に応じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタの
オン抵抗を変化させることを特徴とした電流測定部を有
し、前記電流測定部で測定した電流値を基に電池電源の
監視を行うようにした。
【０１１６】このようにすれば、１個のＭＯＳ−ＦＥＴ
を使用して、電流が小さい場合でも、大きい場合でも常
に正確に電流の測定を行うことができる。また、２個の
ＭＯＳ−ＦＥＴを使用する場合よりも部品点数が少なく
なる。
を使用して、電流が小さい場合でも、大きい場合でも常
に正確に電流の測定を行うことができる。また、２個の
ＭＯＳ−ＦＥＴを使用する場合よりも部品点数が少なく
なる。
【０１１７】(9) ：請求項６では、電池電源系の電源供
給ラインに、他電源との突き合わせ用素子として設けら
れるダイオードであり、前記ダイオードを含む突き合わ
せ用素子により電源を切り換えて負荷に電源を供給する
電源回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる
電流を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測
定した電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路
において、前記電流測定部は、前記ダイオードに順方向
電流が流れた際の順方向電圧降下を検出して電池電源系
の電源供給ラインに流れる電流を測定するようにした。
又、請求項１２では、電池電源系の電源供給ラインに、
他電源との突き合わせ用素子として設けられるダイオー
ドであり、前記ダイオードを含む複数の突き合わせ用素
子により電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回
路、のための電源監視制御回路において、前記ダイオー
ドに順方向の電流が流れた際の順方向電圧降下を検出し
て電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定する
ことを特徴とした電流測定部を有し、前記電流測定部で
測定した電流値を基に電池電源の監視を行うようにし
た。
給ラインに、他電源との突き合わせ用素子として設けら
れるダイオードであり、前記ダイオードを含む突き合わ
せ用素子により電源を切り換えて負荷に電源を供給する
電源回路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる
電流を測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測
定した電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路
において、前記電流測定部は、前記ダイオードに順方向
電流が流れた際の順方向電圧降下を検出して電池電源系
の電源供給ラインに流れる電流を測定するようにした。
又、請求項１２では、電池電源系の電源供給ラインに、
他電源との突き合わせ用素子として設けられるダイオー
ドであり、前記ダイオードを含む複数の突き合わせ用素
子により電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回
路、のための電源監視制御回路において、前記ダイオー
ドに順方向の電流が流れた際の順方向電圧降下を検出し
て電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定する
ことを特徴とした電流測定部を有し、前記電流測定部で
測定した電流値を基に電池電源の監視を行うようにし
た。
【０１１８】従って、突き合わせ用素子に使用されてい
たダイオードを利用することで電流の測定を行い、電池
電源系の電源供給ラインのインピーダンスを低減させ、
電池駆動時間の延命化を図ることができる。
たダイオードを利用することで電流の測定を行い、電池
電源系の電源供給ラインのインピーダンスを低減させ、
電池駆動時間の延命化を図ることができる。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】実施例１の回路図である。
【図３】実施例２の回路図である。
【図４】実施例３の回路図である。
【図５】実施例４の回路図である。
【図６】実施例４のダイオード特性図である。
【図７】従来例の回路図である。
１ 電池
３ 負荷
４ ＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）
５、１５ ダイオード
６ オペアンプ
７ マイコン
７Ａ 電流測定部
８ アナログ／ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
９ 液晶表示パネル（ＬＣＤ）
２、１０ フィルタ
１２ ＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥ
Ｔ） １４ ディジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ） １６ サーミスタ
Ｔ） １４ ディジタル／アナログコンバータ（ＤＡＣ） １６ サーミスタ
─────────────────────────────────────────────────────
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(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02J 9/00 - 9/08
G01R 19/165
G01R 31/36
Claims (12)
- 【請求項１】電池電源から負荷への電源供給ラインに接
続されるＭＯＳ型電界効果トランジスタと、 前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンになったとき
のオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
の両端電圧を検出して前記電源供給ラインに流れる電流
を測定する電流測定部とを有し、前記電流測定部で測定
した電流値を基に前記電源の監視を行う電源監視回路。 - 【請求項２】電池電源系の電源供給ラインに、他電源と
の突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効果
トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジス
タにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回
路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を
測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測定した
電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路におい
て、 前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
がオンになったときのオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電
界効果トランジスタの両端電圧を検出して電池電源系の
電源供給ラインに流れる電流を測定することを特徴とし
た電源監視回路。 - 【請求項３】電池電源系の電源供給ラインに、他電源と
の突き合わせ用素子として並列接続されて設けられる、
オン抵抗の異なる少なくとも２種類のＭＯＳ型電界効果
トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジス
タにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回
路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を
測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測定した
電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路におい
て、 前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
がオンになったときのオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電
界効果トランジスタの両端電圧を検出して電池電源系の
電源供給ラインに流れる電流を測定し、その電流値に応
じて前記２種類のＭＯＳ型電界効果トランジスタを切り
換え制御することを特徴とした電源監視回路。 - 【請求項４】前記電流測定部は、測定した電流値を予め
設定された閾値と比較し、前記比較結果により、前記電
流値が閾値より大きい場合はオン抵抗の小さい方のＭＯ
Ｓ型電界効果トランジスタをオン、他方のＭＯＳ型電界
効果トランジスタをオフにし、前記電流値が閾値より小
さい場合はオン抵抗の大きい方のＭＯＳ型電界効果トラ
ンジスタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジスタ
をオフに制御することを特徴とした請求項３記載の電源
監視回路。 - 【請求項５】電池電源系の電源供給ラインに、他電源と
の突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効果
トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジス
タにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回
路に、前記電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を
測定する電流測定部を備え、前記電流測定部で測定した
電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視回路におい
て、 前記電流測定部は、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
がオンになったときのオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電
界効果トランジスタの両端電圧を検出して電池電源系の
電源供給ラインに流れる電流を測定し、その電流値に応
じて前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタのオン抵抗を変
化させることを特徴とした電源監視回路。 - 【請求項６】電池電源系の電源供給ラインに、他電源と
の突き合わせ用素子として設けられるダイオードであ
り、前記ダイオードを含む複数の突き合わせ用素子によ
り電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路に、
前記電池電源系の電源供給ラインに流れる電流を測定す
る電流測定部を備え、前記電流測定部で測定した電流値
を基に電池電源の監視を行う電源監視回路において、 前記電流測定部は、前記ダイオードに順方向電流が流れ
た際の順方向電圧降下を検出して電池電源系の電源供給
ラインに流れる電流を測定することを特徴とした電源監
視回路。 - 【請求項７】電池電源から負荷への電源供給ラインに接
続されるＭＯＳ型電界効果トランジスタを有する電源回
路のための電源監視制御回路において、 前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンになったとき
のオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
の両端電圧を検出して前記電源供給ラインに流れる電流
を測定する電流測定部を有し、前記電流測定部で測定し
た電流値を基に前記電源の監視を行う電源監視制御回
路。 - 【請求項８】電池電源系の電源供給ラインに、他電源と
の突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効果
トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジス
タにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回
路、のための電源監視制御回路において、 前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンになったとき
のオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
の両端電圧を検出して電池電源系の電源供給ラインに流
れる電流を測定する電流測定部を有し、前記電流測定部
で測定した電流値を基に電池電源の監視を行う電源監視
制御回路。 - 【請求項９】電池電源系の電源供給ラインに、他電源と
の突き合わせ用素子として並列接続されて設けられる、
オン抵抗の異なる少なくとも２種類のＭＯＳ型電界効果
トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジス
タにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回
路、のための電源監視制御回路において、 前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンになったとき
のオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
の両端電圧を検出して電池電源系の電源供給ラインに流
れる電流を測定し、その電流値に応じて前記２種類のＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタを切り換え制御する電流測
定部を有し、前記電流測定部で測定した電流値を基に電
池電源の監視を行う電源監視制御回路。 - 【請求項１０】前記電流測定部は、測定した電流値を予
め設定された閾値と比較し、前記比較結果により、前記
電流値が閾値より大きい場合はオン抵抗の小さい方のＭ
ＯＳ型電界効果トランジスタをオン、他方のＭＯＳ型電
界効果トランジスタをオフにし、前記電流値が閾値より
小さい場合はオン抵抗の大きい方のＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタをオン、他方のＭＯＳ型電界効果トランジス
タをオフに制御することを特徴とした請求項９記載の電
源監視制御回路。 - 【請求項１１】電池電源系の電源供給ラインに、他電源
との突き合わせ用素子として設けられるＭＯＳ型電界効
果トランジスタであり、前記ＭＯＳ型電界効果トランジ
スタにより電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源
回路、のための電源監視制御回路において、 前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンになったとき
のオン抵抗により、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
の両端電圧を検出して電池電源系の電源供給ラインに流
れる電流を測定し、その電流値に応じて前記ＭＯＳ型電
界効果トランジスタのオン抵抗を変化させることを特徴
とした電流測定部を有し、前記電流測定部で測定した電
流値を基に電池電源の監視を行う電源監視制御回路。 - 【請求項１２】電池電源系の電源供給ラインに、他電源
との突き合わせ用素子として設けられるダイオードであ
り、前記ダイオードを含む複数の突き合わせ用素子によ
り電源を切り換えて負荷に電源を供給する電源回路、の
ための電源監視制御回路において、 前記ダイオードに順方向の電流が流れた際の順方向電圧
降下を検出して電池電源系の電源供給ラインに流れる電
流を測定することを特徴とした電流測定部を有し、前記
電流測定部で測定した電流値を基に電池電源の監視を行
う電源監視制御回路。
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|---|---|---|---|
| JP23637895A JP3429917B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | 電源監視回路 |
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| JP23637895A Expired - Fee Related JP3429917B2 (ja) | 1995-09-14 | 1995-09-14 | 電源監視回路 |
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- 1995-09-14 JP JP23637895A patent/JP3429917B2/ja not_active Expired - Fee Related
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