JP3423854B2 - フレーム同期回路 - Google Patents
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Description
ける復調器の同期技術に関し、特に、大きな遅延波が存
在する、移動伝送路の様に変動の激しい伝送路であって
も、安定にフレーム同期をとることのできる技術に係
る。
知のパターン信号を挿入し、送受でタイミング同期をと
ることがある。これは、既知パターンにより時間軸を分
割することと等価であり、誤り訂正やブロック符号を適
用する場合に必要となる処理である。さらに、一つの伝
送路を時分割して伝送する方式(TDM:Time Divisio
n Multiplex)においては、各チャネルを識別するため
に、既知パターンとしてユニークワードが挿入される。
le Access)衛星通信などにおいても同様である。また、
PHS(Personal Handy Phone System)や、GSM(Gl
obalSystem for Mobile Communication) 、PDC(Per
sonal Digital Cellular)システムなどのディジタル移
動通信システムで、TDMA方式が採用されており、こ
のようなシステムでは、各チャネルを正確に識別するた
めにこのユニークワード同期を正確に行うことは非常に
重要な処理となる。
同期と呼ぶ)は、基本的に受信信号からユニークワード
の位置を検出するフレーム位相検出器と、検出された位
相情報を基に受信信号のユニークワードを切り出すスイ
ッチ回路と、フレーム位相情報よりスイッチ回路のオン
オフ制御を行うフレームカウンタより構成される。
す。同図において、数字符号1は信号入力端子、2はフ
レーム同期信号出力端子、3はフレームカウンタ、4は
スイッチ回路、5はフレーム位相検出器を示している。
が含まれる受信信号のみを通過させ、フレーム位相検出
器に信号を入力する。フレーム位相検出器5では入力さ
れた信号がユニークワードであるかどうかを識別し、そ
の結果をフレームカウンタ3に入力する。該フレームカ
ウンタ3ではフレーム位相検出器5からの情報を更に数
フレームに渡って積分し、真にユニークワードが受信さ
れたかどうかを判定する。
れた場合には「フレーム位相はずれ」となり、初期サー
チモードに移る。初期サーチモードとは、スイッチ回路
4を閉じて、受信信号を常時フレーム位相検出器に入力
しフレーム位相の位置を捜査することである。即ち、初
期サーチモードとは自チャンネルを結果出来ないため、
通信ができない状態である。
パターンをタップ係数とするマッチドフィルタを適用す
る構成が知られている。文献1:R.A.Scholt
z:“Frame Synchronization Techniques”,IEEE
Trans.Commu.,Vol.COM−28,No.8,pp. 12
04−1213,1980.参照)
検出器の構成の例を図15に示す。同図において、数字
符号133は入力端子、136は出力端子、134はマ
ッチドフィルタ、136はマッチドフィルタの出力レベ
ルがしきい値以上であるかどうかを判定するピークカウ
ンタを示している。この構成ではマッチドフィルタには
ユニークワードパターンがタップ係数として書き込まれ
ているため、結果的に受信信号とユニークワードパター
ンの相関演算が出力に現われる。
ンが同し場合に最大の出力をもつことになる。そこで、
ピークカウンタによりその出力レベルがユニークワード
レベルと判定すべきかどうかを識別し、その結果を出力
する。マッチドフィルタはタップ付遅延線フィルタによ
って、ピークカウンタは所定レベルとの比較器によって
構成される。
に示す。同図において137は入力端子、142は出力
端子、139と140はスイッチ回路、168は同期は
ずれ信号出力器、138は通常モード回路、141は初
期モード回路を示す。この構成で、通常モード回路とは
「フレーム同期」状態で動作し、「フレーム同期はず
れ」にならないかどうかを監視しており、初期モード回
路は「フレーム同期はずれ」状態で動作し、どの位相で
「フレーム同期」が確立するかを検査している。
ずれ」と判定されれば、通常モード回路は停止し、初期
モード回路が動作を開始する。逆に、初期モード回路が
「フレーム同期」と判定できる位相を検索した場合に
は、通常モード回路が動作を開始し、初期モード回路は
停止する。
図である。同図において、数字符号143は同期信号入
力端子、142はフレーム信号出力端子、149は通常
モード回路よりのAcq信号入力端子、150は通常モ
ード回路で検索されたフレーム位相情報入力端子、回路
144〜147は遅延回路、148はN−入力AND回
路、170はフレーム信号生成回路、150はNOR回
路を示している。
入力されればN−入力AND回路が論理「1」を出力
し、「フレーム同期はずれ」となる。その場合、フレー
ム同期時に出力されていたフレーム信号、即ち図1のス
イッチ回路4を制御していた信号がNOR回路により論
理「0」となり、スイッチ回路4は開きっぱなしの状態
となる。
を示す。同図において154は入力端子、165はフレ
ーム同期位置を検索し終ったというAcq信号出力端
子、164はその検索結果を出力する端子、156は論
理反転回路、155は入力を分岐するスイッチ回路、1
58〜161は遅延回路、162はN−入力AND回
路、163はOR回路、157は同期判定回路を示して
いる。
ーン関に含まれるシンボル数分備えている。そこで、あ
るシンボルがN回連続同期確立したという信号を出力し
た場合、その位相に対応した同期判定回路は論理1を出
力し「フレーム同期」確立とみなされAcq信号を出力
し、同時に検索された位相を通常モード回路に送信す
る。
同期回路は、AWGN(Additive White Gaussian Nois
e)チャネルでは良好に動作するものの、移動伝送路のよ
うに遅延波と先行波のレベル比がダイナミックに変動
し、かつ、シンボル長に比較して大きな遅延波が存在す
る場合には、マッチドフィルタのピーク位置が確定でき
なかったり変動したりする。
合、ピーク位置が変動すると、その度に前述の様に「ユ
ニークワード位置ではない」、あるいは「フレーム同期
はずれ」と判定され初期サーチモードに入る。即ち、前
述の様に「通信できない状態」になる。移動伝送路の様
にピーク位置が頻繁に変動する場合には、「通信できな
い状態」が頻繁におこり通信状態を著しく劣化させる。
互いが移動する場合には最適フレーム位相がゆっくりと
変動する。このような場合にも、前述の様に一度、「フ
レーム同期はずれ」状態に陥り通信状態を劣化させる。
好な信号伝送を実現するには、遅延波の影響を除去する
技術が必要がある。この様な技術のなかで、適応等化器
は遅延波を積極的に利用することにより移動伝送路にお
いて信号伝送特性を向上させることができる。
Processer) により比較的簡易に実現できる判定帰還型
等化器DFE(Decision Feedback Equalizer)、(文献
2:J.G.Proakis :“ Digital Communications 2n
d ed. ”,McGraw-Hill ,1989.参照)、あるい
は、MLSE(Maximum Likelihood Sequence Estimati
on) 型等化器(上記文献2参照)を簡易化したDDFS
E(Delayed DecisionFeedback Sequecse Estimation)
型等化器(文献3:A.D.-Hellen et al.:“ Delayed D
ecisionFeedback Sequecse Estimation ”,IEEE T
rans.Commu.,Vol.COM−37,No.5,pp. 428
−436,1980.参照)を用いた場合、等化器の構
造が時間軸上で対称でないため、フレーム位相が先行波
に同期している場合と、遅延波に同期している場合とで
は、著しく特性が異なる。
出器を適用したフレーム同期回路は状況に応じて遅延波
に引き込む場合があり、場合によってはこの状況が継続
される。この時、通信出来ない状態にならなくても等化
器にとって好ましくない引き込み位相であり、通信品質
を劣化させる。
とピークカウンタを中心としたフレーム同期回路を移動
伝送路の様に先行波と遅延波がダイナミックに変動する
伝送路に適用した場合、フレーム同期はずれが頻繁に起
り、伝送特性が著しく劣化するという好ましくない問題
があった。また、従来技術ではフレーム同期時には引き
込み位相の状況しか観測しないため、大きなピークが隣
接して存在してもこれを検知できない。
ーム位相に引き込み続けることになり、伝送品質が劣化
するという問題があった。さらに適応等化器を備えた受
信機を前提とした場合、引き込み位相により特性が著し
く異なるにも関わらず、従来技術では現状の引き込み位
相が等化器にとって最適であるか否かを検知できず、充
分な伝送特性を発揮できないという問題があった。
送路の様に変動の激しい伝送路でもフレーム同期はずれ
を起すことなく、受信器にとって最良の引き込み位相に
引き込ませることが可能で、特に、等化器にとって好ま
しい先行波に引き込むフレーム同期手段を提供すること
を目的としている。
課題は、前記「特許請求の範囲」に記載した手段により
解決される。
ら既知送信パターンのみを通過させるスイッチ回路と、
スイッチ回路出力信号が既知パターンであるか否かを判
定するフレーム位相検出器と、この出力情報を基に既知
パターンの受信周期と同期したフレーム信号によりスイ
ッチ回路を制御するフレームカウンタとから構成される
フレーム同期回路において、前記フレーム位相検出器
は、スイッチ回路出力の、M分岐(Mは3以上の整数)
された信号を入力とする各々遅延量が異なるM個の遅延
回路と、各遅延回路の出力を入力とするM個のマッチド
フィルタと、全てのマッチドフィルタ出力信号を入力と
し、マッチドフィルタ出力が所定のタイミングを中心と
して凸型の関数になっているか否かを判定する凸関数判
定回路とから構成され、該凸関数判定回路は、所望のフ
レーム位相で相関演算を行うマッチドフィルタよりの入
力を検出器出力2とし、そのマッチドフィルタよりも時
間的に前の受信信号を入力とするL個のマッチドフィル
タの出力を入力とし、その最大値を3つの検出器出力1
として出力する第1の最大値検出器と、残りの(M−L
−1)個のマッチドフィルタ出力の最大値を検出器出力
3として出力する第2の最大値検出器とを備える3/M
ピーク検出器と、該3/Mピーク検出器の出力(1〜
3)を入力として3入力のうち、時間的により早いマッ
チドフィルタから成る出力1と、より遅い方の出力2の
平均値が残りの出力3より大きいか否かを判定する平均
値判定回路とから構成される、ことを特徴とするフレー
ム同期回路である。
大値にフレーム位相が同期した場合が、信号の品質的に
最も好ましい。即ち、マッチドフィルタ出力のピーク値
を前後の位相におけるマッチドフィルタ出力値を基に判
断することで、常に正確なピーク位置を検出することが
できる。
を表わしている)、マッチドフィルタのタップ係数に書
き込まれたユニークワードパターンをCi (i=1…
N)、とすればマッチドフィルタ出力信号yk は、“数
1”で示す(1)式で与えられる。
タ出力yk が最大である条件は、(2)式で与えられ
る。 yk =max{yk+l ;l=0,…,M−1} …(2) また、一般的に関数がある点において凸関数であるため
の条件は(3)式のとおりである。
式を加算すると以下の条件式が得られる。
り、従来技術とは異なり遅延スプレッドがある場合にフ
レーム位相をピークに設定できるため、より高いレベル
の受信信号を用いて復調を行うことができ、信号伝送特
性を向上させることができるという利点がある。
うに、より一般的な場合に拡張できる。 {yk+l ;l=0,…,M/2−1} + max{yk+l ;l=M/2,…,M−1}<2 …(5) (5)式は、より広範囲な(0<1<M)な領域におい
て、yk が最大ピークであるための条件となる。
ドが大きく広がった場合にも、常にフレーム位相が遅延
スプレッドのピークに設定されるため、最も高いレベル
の受信信号を用いて復調を行うことができ、信号伝送特
性を向上させることができるという利点がある。また、
殆どの伝送路では先行波のレベルが最も高いため、従来
技術とはことなり常に先行波に同期させることができ、
等化器を適用した場合にも高品質な伝送が可能であると
いう利点がある。
パターンのみを通過させるスイッチ回路と、スイッチ回
路出力信号が既知パターンであるか否かを判定するフレ
ーム位相検出器と、この出力情報を基に既知パターンの
受信周期と同期したフレーム信号によりスイッチ回路を
制御するフレームカウンタとから構成されるフレーム同
期回路において、前記フレーム位相検出器は、スイッチ
回路出力の、M分岐(Mは3以上の整数)された信号を
入力とする各々遅延量が異なるM個の遅延回路と、各遅
延回路の出力を入力とするM個のマッチドフィルタと、
全てのマッチドフィルタ出力信号を入力とし、マッチド
フィルタ出力が所定のタイミングを中心として凸型の関
数になっているか否かを判定する凸関数判定回路とから
構成され、該凸関数判定回路は、前記マッチドフィルタ
出力のうち、時間的により早い受信信号を入力とするも
のから順に(M−2J)個の出力を加算する第1の(M
−2J)入力加算器と、時間的により遅い受信信号を入
力とするものから順に(M−2J)個の出力を加算する
第3の(M−2J)入力加算器と、時間的により早いJ
個とより遅いJ個を除いた出力を全て加算する第2の
(M−2J)入力加算器とを備え、 該第1〜第3の
(M−2J)入力加算器の出力1〜3を各々検出器出力
1〜3とする3/Mピーク検出器と、 該3/Mピーク
検出器の出力(1〜3)を入力として3入力のうち、時
間的により早いマッチドフィルタから成る出力1と、よ
り遅い方の出力2の平均値が残りの出力3より大きいか
否かを判定する平均値判定回路とから構成される、こと
を特徴とするフレーム同期回路である。
は遅延波の存在によって伝送特性を向上させることがで
きる。従って、より多くの遅延波を含むようフレーム位
相を制御することが望ましい。その時、前記(4)式は
下記“数2”で示す(6)式の様に拡張できる。
レッドの分布に複数のピークがある場合にも最大のエネ
ルギーを持つ位相にフレーム位相を設定できるため、受
信機に適応等化器を備えた場合に最良の特性が得られる
という利点がある。
パターンのみを通過させるスイッチ回路と、該スイッチ
回路出力信号が既知パターンであるか否かを判定し、既
知パターンの受信周期と同期したフレーム信号によりス
イッチ回路を制御して、既知パターンの受信信号を回路
出力とするカウンタ付フレーム位相検出器から構成され
るフレーム同期回路において、前記カウンタ付フレーム
位相検出器は、 スイッチ回路のM分岐された信号を入
力とする各々遅延量が異なるM個の遅延回路と、各遅延
回路の出力を入力とするM個のマッチドフィルタと、全
てのマッチドフィルタ出力信号を入力とし、マッチドフ
ィルタ出力が所定のタイミングを中心として凸型の関数
になっているか否かを判定し、同時に所定のタイミング
とずれている場合に時間的にずれている方向を検出する
シフト付凸関数判定回路と、この出力を入力としフレー
ム信号の発生および、前記タイミングずれ情報に基づき
フレーム位相シフトを行うか、あるいは、判定結果に基
づき「フレーム同期はずれ」とみなされる前記スイッチ
回路を常時閉じるようフレーム信号を制御する位相シフ
ト付フレームカウンタとから構成され、前記シフト付凸
関数判定回路は、所望のフレーム位相で相関演算を行う
マッチドフィルタよりの入力を検出器出力2とし、その
マッチドフィルタよりも時間的に前の受信信号を入力と
するL個のマッチドフィルタの出力を入力とし、その最
大値を3つの検出器出力1として出力する第1の最大値
検出器と、残りの(M−L−1)個のマッチドフィルタ
出力の最大値を検出器出力3として出力する第2の最大
値検出器とを備える3/Mピーク検出器と、この出力を
入力として3入力のうち、時間的により早いマッチドフ
ィルタよりの出力1とより遅い出力2の平均値が残りの
出力3より大きいか否かを判定し、その結果をシフト信
号として出力する平均値判定回路と、3/Mピーク検出
器の3出力を入力とし、この出力1と出力3の大きさを
比較しシフト方向として出力し、3入力から同期状態を
判定して同期信号として出力するピーク検出器とより構
成され、前記位相シフト付フレームカウンタは、シフト
信号、シフト方向、同期信号を入力としシフト信号によ
り駆動されシフト方向にフレーム位相を変えるフレーム
信号発生回路と、同期はずれ信号発生器と、同期信号に
より制御されフレーム信号発生回路出力と同期はずれ信
号発生器出力を切り換えるス イッチ回路とから構成さ
れ、スイッチ回路出力を位相シフト付フレームカウンタ
出力とする、ことを特徴とするフレーム同期回路であ
る。
パターンのみを通過させるスイッチ回路と、該スイッチ
回路出力信号が既知パターンであるか否かを判定し、既
知パターンの受信周期と同期したフレーム信号によりス
イッチ回路を制御して、既知パターンの受信信号を回路
出力とするカウンタ付フレーム位相検出器から構成され
るフレーム同期回路において、前記カウンタ付フレーム
位相検出器は、 スイッチ回路のM分岐された信号を入
力とする各々遅延量が異なるM個の遅延回路と、各遅延
回路の出力を入力とするM個のマッチドフィルタと、全
てのマッチドフィルタ出力信号を入力とし、マッチドフ
ィルタ出力が所定のタイミングを中心として凸型の関数
になっているか否かを判定し、同時に所定のタイミング
とずれている場合に時間的にずれている方向を検出する
シフト付凸関数判定回路と、この出力を入力としフレー
ム信号の発生および、前記タイミングずれ情報に基づき
フレーム位相シフトを行うか、あるいは、判定結果に基
づき「フレーム同期はずれ」とみなされる前記スイッチ
回路を常時閉じるようフレーム信号を制御する位相シフ
ト付フレームカウンタとから構成され、前記シフト付凸
関数判定回路は、前記マッチドフィルタ出力のうち、時
間的により早い受信信号を入力とするものから順に(M
−2J)個の出力を加算する第1の(M−2J)入力加
算器と、時間的により遅い受信信号を入力とするものか
ら順に(M−2J)個の出力を加算する第3の(M−2
J)入力加算器と、時間的により早いJ個とより遅いJ
個を除いた出力を全て加算する第2の(M−2J)入力
加算器とを備え、 該第1〜第3の(M−2J)入力加
算器の出力1〜3を各々検出器出力1〜3とする3/M
ピーク検出器と、この出力を入力として3入力のうち、
時間的により早いマッチドフィルタよりの出力1とより
遅い出力2の平均値が残りの出力3より大きいか否かを
判定し、その結果をシフト信号として出力する平均値判
定回路と、3/Mピーク検出器の3出力を入力とし、こ
の出力1と出力3の大きさを比較しシフト方向として出
力し、3入力から同期状態を判定して同期信号として出
力するピーク検出器とより構成され、 前記位相シフト
付フレームカウンタは、シフト信号、シフト方向、同期
信号を入力としシフト信号により駆動されシフト方向に
フレーム位相を変えるフレーム信号発生回路と、同期は
ずれ信号発生器と、同期信号 により制御されフレーム信
号発生回路出力と同期はずれ信号発生器出力を切り換え
るスイッチ回路とから構成され、スイッチ回路出力を位
相シフト付フレームカウンタ出力とする、ことを特徴と
するフレーム同期回路である。
項1または請求項2の手段に加えて、フレーム位相検出
器に備えたマッチドフィルタの全ての出力信号を観測し
ているので、フレーム位相が全くはずれたのか少しの変
動なのかを識別することが可能となる。例えば、(4)
式の条件が満足されなくとも、上記の識別結果が「フレ
ーム位相が少しはずれているのみ」と判定されれば、
「フレーム同期はずれ」という状況に陥ることなくフレ
ーム位相のみを、最大電力位相方向へシフトする。
う端末が移動し、最適フレーム位相が時間的にシフトし
た場合でも「フレーム同期はずれ」状態を招くことなく
フレーム位相の追従が可能となり、通信品質を向上でき
るという利点がある。
求項4記載のフレーム同期回路において、ピーク検出器
を3/Mピーク検出器出力信号を入力とし、その最大値
を出力する最大値検出器と、しきい値を記憶しておくし
きい値メモリと、検出器出力信号としきい値メモリ出力
とを比較する第1の減算器と、
減算器の出力によって駆動され、その出力を同期信号出
力とするスイッチ回路と、3/Mピーク検出器の出力1
と出力3の大きさを比較し、結果をシフト方向として出
力する第2の減算器とから構成したものである。
ジャンプすることはなくゆっくり時間的にシフトする。
従って、大きなピークのある方向へ一つづつ位相をシフ
トするのみで充分フレーム位相変動に追従できる。従っ
て、請求項3または請求項4の設定値以上に電力がある
か否かを推定する手段として、現在のフレーム同期位置
の前後で各々最大のピーク位置を検出し、
期はずれ」にせず、そのピークが時間的に前方にあるか
後方にあるかだけ判定し、よりレベルの高い隣接方向へ
フレーム位相をシフトさせる。これにより、従来技術と
は異なり、簡易にかつ、局所的安定点に留まることなく
正しい方向に位相シフトが可能になるという利点があ
る。
求項4に記載のフレーム同期回路において、ピーク検出
器を3/Mピーク検出器出力信号を入力とし、その加算
結果を出力する3入力加算器と、しきい値を記憶してお
くしきい値メモリと、しきい値メモリと3入力加算器の
出力を比較する第1の減算器と、
減算器出力によって駆動され、その出力を同期信号出力
とするスイッチ回路と、3/Mピーク検出器の出力1と
出力3の大きさを比較し、結果をシフト方向として出力
する第2の減算器とから構成したものである。
総和は、遅延スプレッドにより分散したエネルギーを積
分していることと等価であり、これを観測することは、
フレーム位相が完全にずれたかどうかの最良の指標とな
る。そこで、請求項4の設定値以上に電力があるか否か
を推定する手段として、各々のマッチドフィルタの出力
を全て加算し、これをユニークワードが受信されている
かどうかの指標とすることができれば信頼度の高い推定
が可能となる。
ば、「フレーム同期はずれ」という状況に陥ることなく
フレーム位相のみを隣接にシフトすることにより、従来
技術とは異なり安定に、かつ、高精度で(ユニークワー
ドが受信されたかどうかを判定しながら)、フレーム位
相変動への追従が可能なるので、通信品質を向上でき
る。
して、前記各請求項に対応する回路構成の例を説明す
る。
図1の構成に用いる本発明のフレーム位相検出器の構成
の例を図2に示す。同図において、数字符号171は受
信信号入力端子、6〜8は遅延回路、9〜12はマッチ
ドフィルタ、13は凸関数判定回路、14はフレーム信
号出力端子を示している。同図において、ユニークワー
ドパターンと思われる受信信号は分岐され、各々Lシン
ボル(L=0,…,M−1)遅延された後、マッチドフ
ィルタ9〜12に入力される。
凸関数判定回路13に入力され、同期状態であるか、あ
るいは非同期状態であるかが識別される。そして、その
結果をフレームカウンタに入力する。この構成ではM個
の異なった初期位相でユニークワードとの相関演算を行
い、それが所望の位相に関して前記(4)式を満足する
(即ち凸関数になっている)か否かを識別し、これをも
って同期信号としてフレームカウンタに入力する構成と
なっている。
えているが、単一のマッチドフィルタによる時間軸上の
スライドによっても実現することができる。図2で用い
た凸関数判定回路の構成の例を図3に示す。同図におい
て、数字符号59はマッチドフィルタよりの入力端子、
15はM個の入力よりフレーム位相判定に必要な3つの
ピークを検索する3/Mピーク検出器、16は3/Mピ
ーク検出器出力の3つの出力値が中心に対して凸型にな
っているか否かを判定する平均値回路を示している。
おいて、数字符号18〜20は3/Mピーク検出器より
の入力信号、21は利得が2の増幅器、22は加算器、
23は減算器、25はピークカウンタ、26はOR回
路、27は同期信号出力端子を示している。この回路で
は、3つの入力に対して中心のピークが最も大きく、ピ
ークの絶対値がある規定の値より大きい場合のみ「同
期」位置とみなして同期信号、論理「0」を出力する。
図において、数字符号48は入力端子、49,50は最
大値選択回路、56〜58は出力端子を示している。こ
の構成では最適フレーム位相で相関演算を行うマッチド
フィルタ出力端子に対して、時間的に前と後ろの入力の
内、各々最大値を求めて出力する。
路は時間的に広がった遅延スプレッドのピークのなかで
常に最大値を求めることができる。また最大値検出器の
構成を図6に示す。同図において数字符号91は入力端
子、97は出力端子、92〜96は2入力の内レベルの
高い方を出力するレベル比較/選択回路を示している。
この回路は、入力されたものからペアを造り、トーナメ
ント式で最も高いレベルの信号を出力することができ
る。以上説明した実施の形態の例は請求項1の発明に対
応する。
す。同図において、数字符号166はマッチドフィルタ
よりの入力端子、42〜44はM−2J入力加算器、4
5〜47は出力端子を示している。M個のマッチドフィ
ルタ出力信号の内、時間的に最も早いものからM−2J
個を加算器42に、最も遅いものからM−2J個を加算
器44に、最も早いものと最も遅いもの各々J個を除い
たM−2J個を加算器43に入力する。ここでJは1以
上M/2以下の自然数である。
分布において、時間的に早いM−2Jと遅いM−2J間
の積分値と、その中央付近のM−2Jの積分値をもとめ
ている。従って、この構成を利用した凸関数判定回路で
は、遅延スプレッドの部分的な積分値から最大の分布位
置を求めることができる。以上説明した構成は請求項2
の発明に対応する。
に示す。同図において、数字符号118は入力端子、1
19はスイッチ回路、120は図1のフレーム同期回路
とフレームカウンタの両方の機能を備えたカウンタ付フ
レーム位相検出器、121はフレーム同期信号出力端子
を示している。
構成の例を図9に示す。同図において、数字符号60は
入力端子、61〜63は遅延回路、64〜67はマッチ
ドフィルタ、68はシフト付凸関数半期器、69は位相
シフト付フレームカウンタ、70はフレーム信号出力端
子を示している。この構成では、図2の説明のところで
述べたのと同様に、マッチドフィルタ64〜67の出力
をシフト付凸関数判定回路68に入力する。
が凸関数になっているかどうかを検査すると同時に、ピ
ーク値が凸関数になっていない場合にはフレーム位相の
移動方向を位相シフト付フレームカウンタに送信しす
る。これにより、「フレーム位相はずれ」状態を招くこ
となく正しいフレーム位相に追従できる。
構成の例を図10に示す。同図において、数字符号71
は入力端子、72は3/Mピーク検出器、73は平均値
判定回路、74はシフト信号出力端子、75はピーク検
出器、76と77は各々シフト方向と同期信号出力端子
を示している。
加えて、3/Mピーク検出器の3出力から、入力信号7
1のなかにフレーム位相に同期したものが存在するかど
うかを検査し、それが存在する場合で現在のフレーム位
置が時間的にずれている場合にはその方向をシフト方向
として出力する。
例を図11に示す。同図において、数字符号122〜1
24は入力端子、125はフレーム信号発生器、126
はスイッチ回路、127は同期はずれ信号発生器、12
8は出力端子を示している。この回路ではシフト信号を
シリガとしてフレーム信号発生器からの出力信号である
フレーム位相をシフト方向信号に従って移動させる。
フレーム信号をスイッチにより切り換える。この構成に
より、従来とは異なり「同期はずれ」を招かずフレーム
位相が変更できる。以上説明した実施の形態の例は、請
求項3または請求項4の発明に対応する。
の例を図12に示す。同図において、数字符号78〜8
0は入力端子、81は平均値判定回路よりの入力端子、
84と87は減算器、85は最大値検出器、86はしき
い値メモリ、88はスイッチ回路、89は同期信号出力
端子を示している。この回路では、3/Mピーク検出器
よりの出力値のうち、時間的に早いものと遅いものの差
を減算器により求め、これを出力する。
器85により求め、この出力信号とあらかじめ設定され
ている値を記憶しておくしきい値メモリ回路よりの出力
信号と比較する。この比較の結果、メモリ出力の方が大
きい場合には平均値判定回路よりの信号を有効とみなし
て、スイッチ回路を「ON」状態にし、この出力を同期
信号とする。以上説明した実施の形態の例は、請求項5
の発明に対応する。
の例を図13に示す。同図において、数字符号99〜1
01は入力端子、104は3入力加算器、105と10
7は減算器、106はしきい値メモリ、108はスイッ
チ回路、102と109は出力端子を示している。この
回路では、3/Mピーク検出器よりの出力値のうち、時
間的に早いものと遅いものの差を減算器により求め、こ
れを出力する。
加算し、この出力信号とあらかじめ設定されている値を
記憶しておくしきい値メモリ回路よりの出力信号と比較
する。この比較の結果、メモリ出力の方が大きい場合に
は平均値判定回路よりの信号を有効とみなして、スイッ
チ回路を「ON」状態にし、この出力を同期信号とす
る。
構成の例を図14に示す。同図において、数字符号11
0〜112は入力端子、113はシフト付通常モード回
路、114と115はスイッチ回路、116は初期モー
ド回路、129はスイッチ回路、117は出力端子を示
している。
ト付凸関数判定回路よりの出力が、シフト付通常モード
回路に入力される。シフト付凸関数判定回路よりのシフ
ト信号を通常モード回路に置けるAcq信号の代りに用
い、シフト信号で制御されたスイッチで初期モード回路
からの位相設定信号と、シフト方向信号を切り換えこれ
を通常モード回路の位相シフト量情報として用いる。上
記実施の形態の例は、請求項6の発明に対応する。
同期回路を適用することにより、遅延スプレッドの大き
な伝送路において、常に最適な位相でフレーム位相を検
出できる。さらに遅延スプレッドが変動する場合にも
「フレーム位相はずれ」状態を招かず位相変動に追従で
きるため、通信品質を向上できるという利点がある。ま
た、本発明のフレーム同期回路が遅延スプレッドのピー
ク/最大のエネルギーを検出するため、遅延スプレッド
対策として適応等化器を備えた受信機でも、最良の特性
を発揮することが可能となるという利点がある。
ある。
を示す図である。
を示す図である。
ある。
を示す図である。
す図である。
成を示す図である。
す図である。
す図である。
成の例を示す図である。
である。
81,91,98〜101,110〜112,118,
122〜124,133,137,143,149,1
50,166,171 入力端子 2,14,17,45〜47,56〜58,70,74
〜76,89,90,97,102,109,121,
128,117,136,142,152,153,1
64,165 出力端子 4,88,108,119,126,129,139,
140,155 スイッチ回路 5 フレーム位相検出器 3 フレームカウンタ 6〜8,61〜63,144〜147,158〜161
遅延回路 9〜12,64〜67,134 マッチドフィルタ 13 凸関数判定回路 15,72 3/Mピーク検出器 16,73 平均値判定回路 21 2倍増幅器 22,42〜44,104 加算器 23,84,87,105,107 減算器 25,135 ピークカウンタ 26,163 論理OR回路 92〜96 レベル比較/選択器 49,50,85 最大値検出器 68 シフト付凸関数判定回路 69 位相シフト付フレームカウンタ 75 ピーク検出器 86,106 しきい値メモリ 120 カウンタ付フレーム位相検出器 113,138 通常モード回路 116,141 初期モード回路 127,168,169 同期はずれ信号発生器 127,148,162 N−入力AND回路 170 フレーム信号生成器 151 論理NOR回路 154 論理反転回路
Claims (6)
- 【請求項1】 受信信号から既知送信パターンのみを通
過させるスイッチ回路と、スイッチ回路出力信号が既知
パターンであるか否かを判定するフレーム位相検出器
と、この出力情報を基に既知パターンの受信周期と同期
したフレーム信号によりスイッチ回路を制御するフレー
ムカウンタとから構成されるフレーム同期回路におい
て、 前記フレーム位相検出器は、 スイッチ回路出力の、M分岐(Mは3以上の整数)され
た信号を入力とする各々遅延量が異なるM個の遅延回路
と、 各遅延回路の出力を入力とするM個のマッチドフィルタ
と、 全てのマッチドフィルタ出力信号を入力とし、マッチド
フィルタ出力が所定のタイミングを中心として凸型の関
数になっているか否かを判定する凸関数判定回路とから
構成され、 該凸関数判定回路は、 所望のフレーム位相で相関演算を行うマッチドフィルタ
よりの入力を検出器出力2とし、そのマッチドフィルタ
よりも時間的に前の受信信号を入力とするL個のマッチ
ドフィルタの出力を入力とし、その最大値を3つの検出
器出力1として出力する第1の最大値検出器と、残りの
(M−L−1)個のマッチドフィルタ出力の最大値を検
出器出力3として出力する第2の最大値検出器とを備え
る3/Mピーク検出器と、 該3/Mピーク検出器の出力(1〜3)を入力として3
入力のうち、時間的により早いマッチドフィルタから成
る出力1と、より遅い方の出力2の平均値が残りの出力
3より大きいか否かを判定する平均値判定回路とから構
成される、 ことを特徴とするフレーム同期回路。 - 【請求項2】 受信信号から既知送信パターンのみを通
過させるスイッチ回路と、スイッチ回路出力信号が既知
パターンであるか否かを判定するフレーム位相検出器
と、この出力情報を基に既知パターンの受信周期と同期
したフレーム信号によりスイッチ回路を制御するフレー
ムカウンタとから構成されるフレーム同期回路におい
て、 前記フレーム位相検出器は、 スイッチ回路出力の、M分岐(Mは3以上の整数)され
た信号を入力とする各々遅延量が異なるM個の遅延回路
と、 各遅延回路の出力を入力とするM個のマッチドフィルタ
と、 全てのマッチドフィルタ出力信号を入力とし、マッチド
フィルタ出力が所定のタイミングを中心として凸型の関
数になっているか否かを判定する凸関数判定回路とから
構成され、 該凸関数判定回路は、 前記マッチドフィルタ出力のうち、時間的により早い受
信信号を入力とするものから順に(M−2J)個の出力
を加算する第1の(M−2J)入力加算器と、時間的に
より遅い受信信号を入力とするものから順に(M−2
J)個の出力を加算する第3の(M−2J)入力加算器
と、時間的により早いJ個とより遅いJ個を除いた出力
を全て加算する第2の(M−2J)入力加算器とを備
え、 該第1〜第3の(M−2J)入力加算器の出力1
〜3を各々検出器出力1〜3とする3/Mピーク検出器
と、 該3/Mピーク検出器の出力(1〜3)を入力として3
入力のうち、時間的により早いマッチドフィルタから成
る出力1と、より遅い方の出力2の平均値が残りの出力
3より大きいか否かを判定する平均値判定回路とから構
成される、 ことを特徴とするフレーム同期回路。 - 【請求項3】 受信信号から既知送信パターンのみを通
過させるスイッチ回路と、該スイッチ回路出力信号が既
知パターンであるか否かを判定し、既知パターンの受信
周期と同期したフレーム信号によりスイッチ回路を制御
して、既知パターンの受信信号を回路出力とするカウン
タ付フレーム位相検出器から構成されるフレーム同期回
路において、 前記カウンタ付フレーム位相検出器は、 スイッチ回路のM分岐された信号を入力とする各々遅延
量が異なるM個の遅延回路と、 各遅延回路の出力を入力とするM個のマッチドフィルタ
と、 全てのマッチドフィルタ出力信号を入力とし、マッチド
フィルタ出力が所定のタイミングを中心として凸型の関
数になっているか否かを判定し、同時に所定のタイミン
グとずれている場合に時間的にずれている方向を検出す
るシフト付凸関数判定回路と、 この出力を入力としフレーム信号の発生および、前記タ
イミングずれ情報に基づきフレーム位相シフトを行う
か、あるいは、判定結果に基づき「フレーム同期はず
れ」とみなされる前記スイッチ回路を常時閉じるようフ
レーム信号を制御する位相シフト付フレームカウンタと
から構成され、 前記シフト付凸関数判定回路は、所望のフレーム位相で相関演算を行うマッチドフィルタ
よりの入力を検出器出力2とし、そのマッチドフィルタ
よりも時間的に前の受信信号を入力とするL個のマッチ
ドフィルタの出力を入力とし、その最大値を3つの検出
器出力1として出力する第1の最大値検出器と、残りの
(M−L−1)個のマッチドフィルタ出力の最大値を検
出器出力3として出力する第2の最大値検出器とを備え
る 3/Mピーク検出器と、 この出力を入力として3入力のうち、時間的により早い
マッチドフィルタよりの出力1とより遅い出力2の平均
値が残りの出力3より大きいか否かを判定し、 その結果をシフト信号として出力する平均値判定回路
と、 3/Mピーク検出器の3出力を入力とし、この出力1と
出力3の大きさを比較しシフト方向として出力し、3入
力から同期状態を判定して同期信号として出力するピー
ク検出器とより構成され、 前記位相シフト付フレームカウンタは、 シフト信号、シフト方向、同期信号を入力としシフト信
号により駆動されシフト方向にフレーム位相を変えるフ
レーム信号発生回路と、 同期はずれ信号発生器と、 同期信号により制御されフレーム信号発生回路出力と同
期はずれ信号発生器出力を切り換えるスイッチ回路とか
ら構成され、 スイッチ回路出力を位相シフト付フレームカウンタ出力
とする、 ことを特徴とするフレーム同期回路。 - 【請求項4】 受信信号から既知送信パターンのみを通
過させるスイッチ回路と、該スイッチ回路出力信号が既
知パターンであるか否かを判定し、既知パターンの受信
周期と同期したフレーム信号によりスイッチ回路を制御
して、既知パターンの受信信号を回路出力とするカウン
タ付フレーム位相検出器から構成されるフレーム同期回
路において、 前記カウンタ付フレーム位相検出器は、 スイッチ回路のM分岐された信号を入力とする各々遅延
量が異なるM個の遅延回路と、 各遅延回路の出力を入力とするM個のマッチドフィルタ
と、 全てのマッチドフィルタ出力信号を入力とし、マッチド
フィルタ出力が所定のタイミングを中心として凸型の関
数になっているか否かを判定し、同時に所定のタイミン
グとずれている場合に時間的にずれている方向を検出す
るシフト付凸関数判定回路と、 この出力を入力としフレーム信号の発生および、前記タ
イミングずれ情報に基づきフレーム位相シフトを行う
か、あるいは、判定結果に基づき「フレーム同期はず
れ」とみなされる前記スイッチ回路を常時閉じるようフ
レーム信号を制御する位相シフト付フレームカウンタと
から構成され、 前記シフト付凸関数判定回路は、前記マッチドフィルタ出力のうち、時間的により早い受
信信号を入力とするものから順に(M−2J)個の出力
を加算する第1の(M−2J)入力加算器と、時間的に
より遅い受信信号を入力とするものから順に(M−2
J)個の出力を加算する第3の(M−2J)入力加算器
と、時間的により早いJ個とより遅いJ個を除いた出力
を全て加算する第2の(M−2J)入力加算器とを備
え、 該第1〜第3の(M−2J)入力加算器の出力1
〜3を各々検出器出力1〜3とする 3/Mピーク検出器
と、 この出力を入力として3入力のうち、時間的により早い
マッチドフィルタよりの出力1とより遅い出力2の平均
値が残りの出力3より大きいか否かを判定し、 その結果をシフト信号として出力する平均値判定回路
と、 3/Mピーク検出器の3出力を入力とし、この出力1と
出力3の大きさを比較しシフト方向として出力し、3入
力から同期状態を判定して同期信号として出力するピー
ク検出器とより構成され、 前記位相シフト付フレームカウンタは、 シフト信号、シフト方向、同期信号を入力としシフト信
号により駆動されシフト方向にフレーム位相を変えるフ
レーム信号発生回路と、 同期はずれ信号発生器と、 同期信号により制御されフレーム信号発生回路出力と同
期はずれ信号発生器出力を切り換えるスイッチ回路とか
ら構成され、 スイッチ回路出力を位相シフト付フレームカウンタ出力
とする、 ことを特徴とするフレーム同期回路。 - 【請求項5】 ピーク検出器は、 3/Mピーク検出器出力信号を入力とし、その最大値を
出力する最大値検出器と、 しきい値を記憶しておくしきい値メモリと、最大値検出器出力信号としきい値メモリ出力信号とを比
較する第1の減算器と、 前記平均値判定回路出力を入力とし第1の減算器の出力
によって駆動され、その出力を同期信号出力とするスイ
ッチ回路と、 3/Mピーク検出器の出力1と出力3の大きさを比較
し、結果をシフト方向として出力する第2の減算器と か
ら構成される、 ことを特徴とする請求項3または請求項4に記載のフレ
ーム同期回路。 - 【請求項6】 ピーク検出器は、 3/Mピーク検出器出力信号を入力とし、その加算結果
を出力する3入力加算器と、 しきい値を記憶しておくしきい値メモリと、 しきい値メモリと3入力加算器の出力を比較する第1の
減算器と、 前記平均値判定回路出力を入力とし第1の減算器出力に
よって駆動され、その出力を同期信号出力とするスイッ
チ回路と、 3/Mピーク検出器の出力1と出力3の大きさを比較
し、結果をシフト方向として出力する第2の減算器とか
ら構成される、 ことを特徴とする請求項3または請求項4に記載のフレ
ーム同期回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05875697A JP3423854B2 (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | フレーム同期回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05875697A JP3423854B2 (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | フレーム同期回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10257042A JPH10257042A (ja) | 1998-09-25 |
JP3423854B2 true JP3423854B2 (ja) | 2003-07-07 |
Family
ID=13093392
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP05875697A Expired - Fee Related JP3423854B2 (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | フレーム同期回路 |
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Country | Link |
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JP (1) | JP3423854B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
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---|---|---|---|---|
CN111988108B (zh) * | 2020-10-22 | 2020-12-29 | 南京沁恒微电子股份有限公司 | 蓝牙接收机中基于接入码的抗干扰高精度信号同步方法 |
-
1997
- 1997-03-13 JP JP05875697A patent/JP3423854B2/ja not_active Expired - Fee Related
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---|---|
JPH10257042A (ja) | 1998-09-25 |
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