JP3391761B2 - イコライザ及びディジタル信号を等化する方法 - Google Patents
イコライザ及びディジタル信号を等化する方法Info
- Publication number
- JP3391761B2 JP3391761B2 JP2000038303A JP2000038303A JP3391761B2 JP 3391761 B2 JP3391761 B2 JP 3391761B2 JP 2000038303 A JP2000038303 A JP 2000038303A JP 2000038303 A JP2000038303 A JP 2000038303A JP 3391761 B2 JP3391761 B2 JP 3391761B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- output
- feedback
- taps
- tap
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03987—Equalisation for sparse channels
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/03382—Single of vestigal sideband
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/0342—QAM
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
- H04L2025/03439—Fixed structures
- H04L2025/03445—Time domain
- H04L2025/03471—Tapped delay lines
- H04L2025/03484—Tapped delay lines time-recursive
- H04L2025/0349—Tapped delay lines time-recursive as a feedback filter
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03592—Adaptation methods
- H04L2025/03598—Algorithms
- H04L2025/03681—Control of adaptation
- H04L2025/03687—Control of adaptation of step size
- H04L2025/03694—Stop and go
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、一般にディジタ
ル信号受信機に関し、特に、イコライザ及び受信ディジ
タル信号を適応的に等化する方法に関するものである。
ル信号受信機に関し、特に、イコライザ及び受信ディジ
タル信号を適応的に等化する方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、テレビ放送局は、ＡＴＳＣ（Advi
sory Committee on Advanced Television Service）に
より標準化されたパケット化データストリームとして、
ディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号の伝送を開始し
た（「ＡＴＳＣディジタルテレビジョン規格(ATSC Digi
tal Television Standard)」, 1995を参照されたい）。
米国では、通常、トレリス符号化された残留側波帯変調
（８ＶＳＢ）がＤＴＶ伝送に用いられる（「ＶＳＢ伝送
システム(VSB Transmission System)」Zenith Corporat
ion, pp. 1-25, 1995を参照されたい）。ケーブルシス
テムの場合、ディジタルテレビ放送局は、ＱＡＭまたは
１６ＶＳＢ変調を使用する。
sory Committee on Advanced Television Service）に
より標準化されたパケット化データストリームとして、
ディジタルテレビジョン（ＤＴＶ）信号の伝送を開始し
た（「ＡＴＳＣディジタルテレビジョン規格(ATSC Digi
tal Television Standard)」, 1995を参照されたい）。
米国では、通常、トレリス符号化された残留側波帯変調
（８ＶＳＢ）がＤＴＶ伝送に用いられる（「ＶＳＢ伝送
システム(VSB Transmission System)」Zenith Corporat
ion, pp. 1-25, 1995を参照されたい）。ケーブルシス
テムの場合、ディジタルテレビ放送局は、ＱＡＭまたは
１６ＶＳＢ変調を使用する。
【０００３】地上波放送チャネルを介するＤＴＶ伝送に
は、独特な問題がある。高速データは、数百ものシンボ
ルにわたる時変チャネル応答と結合されるため、高性能
復調が達成し難い。地上波ＤＴＶテレビジョン受信機の
設計者にとっての難問は、静的および動的マルチパス減
損(impairment)を補正することである。典型的な受信機
は、１８マイクロ秒程度の遅延でマルチパスを処理する
ことが予測される。
は、独特な問題がある。高速データは、数百ものシンボ
ルにわたる時変チャネル応答と結合されるため、高性能
復調が達成し難い。地上波ＤＴＶテレビジョン受信機の
設計者にとっての難問は、静的および動的マルチパス減
損(impairment)を補正することである。典型的な受信機
は、１８マイクロ秒程度の遅延でマルチパスを処理する
ことが予測される。
【０００４】決定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）
は、その複雑性が比較的少なく、かつ最適性能に近いこ
とから、上記の問題に対する好適となり得る解決策であ
る。しかしながら、数百ものシンボルに亘って広がる遅
延の広がりが発生すると、ＤＦＥでも極度に複雑になる
可能性がある。結果として、ＤＦＥでは、単にフィード
バックフィルタにおけるタップの数だけマルチパスを取
り消すことができるにすぎない。
は、その複雑性が比較的少なく、かつ最適性能に近いこ
とから、上記の問題に対する好適となり得る解決策であ
る。しかしながら、数百ものシンボルに亘って広がる遅
延の広がりが発生すると、ＤＦＥでも極度に複雑になる
可能性がある。結果として、ＤＦＥでは、単にフィード
バックフィルタにおけるタップの数だけマルチパスを取
り消すことができるにすぎない。
【０００５】１秒あたり１０．７６メガビットのシンボ
ルレートでは、数百ものタップ長を備えた適応型イコラ
イザが必要とされる。さらに、たとえば、飛行機といっ
た移動体からのフラッタ等伝搬効果および大気状態の変
化から動的マルチパスに抗するために、イコライザは、
その係数を高速で更新しなければならない。
ルレートでは、数百ものタップ長を備えた適応型イコラ
イザが必要とされる。さらに、たとえば、飛行機といっ
た移動体からのフラッタ等伝搬効果および大気状態の変
化から動的マルチパスに抗するために、イコライザは、
その係数を高速で更新しなければならない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この難問に対処するた
めに従来技術のイコライザは、通常ハードウェアにおい
て実施される。これは、演算ユニットが多数必要とされ
ることを意味する。したがって従来技術のイコライザ
は、相対的にかなり複雑である。複雑性は、処理遅延を
意味する。さらに、同時に動作する演算論理ユニットの
数が多いため、このようなイコライザの電力消費は非常
に多くなる。
めに従来技術のイコライザは、通常ハードウェアにおい
て実施される。これは、演算ユニットが多数必要とされ
ることを意味する。したがって従来技術のイコライザ
は、相対的にかなり複雑である。複雑性は、処理遅延を
意味する。さらに、同時に動作する演算論理ユニットの
数が多いため、このようなイコライザの電力消費は非常
に多くなる。
【０００７】したがって、捕獲時間を短縮することでよ
り良好な動的マルチパス減損に対する応答が得られるよ
うな、ディジタル信号を適応的にフィルタリングする装
置および方法を提供することが望ましい。
り良好な動的マルチパス減損に対する応答が得られるよ
うな、ディジタル信号を適応的にフィルタリングする装
置および方法を提供することが望ましい。
【０００８】
【課題を解決するための手段】ディジタル受信機用決定
フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）および方法を提供
する。一態様において、本発明に係るイコライザは、地
上波ディジタルテレビジョン伝送の散在的(sparse)チャ
ネル特性およびマルチパス減損のプロファイルを利用す
る。本発明は、イコライザ係数を更新する最小二乗平均
（ＬＭＳ）方法を使用する。
フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）および方法を提供
する。一態様において、本発明に係るイコライザは、地
上波ディジタルテレビジョン伝送の散在的(sparse)チャ
ネル特性およびマルチパス減損のプロファイルを利用す
る。本発明は、イコライザ係数を更新する最小二乗平均
（ＬＭＳ）方法を使用する。
【０００９】係数を更新する複雑性は、以下のように低
減される。係数更新プロセスのステップサイズが重み付
けパラメータｗにより乗算される。ｗの値は、イコライ
ザタップロケーションに応じて０または１とすることが
できる。相当エネルギーを有するタップとその近隣のタ
ップについてのみ、ｗが１であって、残りのタップのｗ
は０である。重み付けがゼロであるこれらのタップは、
更新されない。重み付けがゼロでないタップのロケーシ
ョンは、初期化中、タップエネルギーレベルが計算でき
るようにすべてのタップを数回繰り返しながら更新する
際に決定される。重み付けがゼロでないタップのエネル
ギーは、連続して監視される。動的ゴーストが検出され
た場合、重み付けがゼロのタップを後で更新する必要が
あることもある。
減される。係数更新プロセスのステップサイズが重み付
けパラメータｗにより乗算される。ｗの値は、イコライ
ザタップロケーションに応じて０または１とすることが
できる。相当エネルギーを有するタップとその近隣のタ
ップについてのみ、ｗが１であって、残りのタップのｗ
は０である。重み付けがゼロであるこれらのタップは、
更新されない。重み付けがゼロでないタップのロケーシ
ョンは、初期化中、タップエネルギーレベルが計算でき
るようにすべてのタップを数回繰り返しながら更新する
際に決定される。重み付けがゼロでないタップのエネル
ギーは、連続して監視される。動的ゴーストが検出され
た場合、重み付けがゼロのタップを後で更新する必要が
あることもある。
【００１０】本発明の別の態様において、動的ゴースト
が追跡される。ｗが０であるタップの場合、本発明は、
しきい値更新ステップを適用し、動的ゴーストにより影
響を受けるこれらのタップのｗを更新する。現反復のＲ
ＭＳ（二乗平均平方根）値と過去Ｎ回の反復の実行平均
ＲＭＳ値の差として定義される収束性(convergence qua
lity)Ｑを用いて、収束の方向を判定し、係数更新のス
テップサイズを更新する。
が追跡される。ｗが０であるタップの場合、本発明は、
しきい値更新ステップを適用し、動的ゴーストにより影
響を受けるこれらのタップのｗを更新する。現反復のＲ
ＭＳ（二乗平均平方根）値と過去Ｎ回の反復の実行平均
ＲＭＳ値の差として定義される収束性(convergence qua
lity)Ｑを用いて、収束の方向を判定し、係数更新のス
テップサイズを更新する。
【００１１】より詳細には、ディジタル受信機におい
て、適応型決定フィードバックイコライザは、マルチパ
ス干渉を有する信号を受信する。イコライザは、フィー
ドフォワード、フィードバックおよび一部フィードバッ
クの各フィルタを含む。また、イコライザは、スライサ
と２個の累算器とをさらに含む。スライサからの出力
は、フィードバックフィルタおよび一部フィードバック
フィルタにより処理される。フィードバックフィルタか
らの出力は、フィードフォワードフィルタの出力から減
算されてスライサへの入力を形成し、一部フィードバッ
クフィルタの出力は、受信信号から減算されてフィード
フォワードフィルタについての入力を形成して、マルチ
パス干渉を低減する。
て、適応型決定フィードバックイコライザは、マルチパ
ス干渉を有する信号を受信する。イコライザは、フィー
ドフォワード、フィードバックおよび一部フィードバッ
クの各フィルタを含む。また、イコライザは、スライサ
と２個の累算器とをさらに含む。スライサからの出力
は、フィードバックフィルタおよび一部フィードバック
フィルタにより処理される。フィードバックフィルタか
らの出力は、フィードフォワードフィルタの出力から減
算されてスライサへの入力を形成し、一部フィードバッ
クフィルタの出力は、受信信号から減算されてフィード
フォワードフィルタについての入力を形成して、マルチ
パス干渉を低減する。
【００１２】
【発明の実施の形態】実施の形態１．
システム全体構成
図１は、本発明に係る決定フィードバックイコライザ２
００を含むディジタルテレビジョン受信機１００の一部
のブロック図である。本例のディジタル受信機１００に
おいて、パルス振幅変調（ＰＡＭ）信号が受信され、処
理される。ＰＡＭ信号は、ＱＰＳＫまたは残留側波帯
（ＶＳＢ）入力信号を含んでもよい。本発明を６４−Ｑ
ＡＭ信号とともに使用し得ることが理解されるはずであ
る。また、本発明は、他の種類のディジタル受信機、た
とえば、携帯電話およびケーブル受信機とともに使用す
ることも可能である。ケーブルシステムの場合、ディジ
タル放送は、ＱＡＭまたは１６―ＶＳＢ変調を使用す
る。
００を含むディジタルテレビジョン受信機１００の一部
のブロック図である。本例のディジタル受信機１００に
おいて、パルス振幅変調（ＰＡＭ）信号が受信され、処
理される。ＰＡＭ信号は、ＱＰＳＫまたは残留側波帯
（ＶＳＢ）入力信号を含んでもよい。本発明を６４−Ｑ
ＡＭ信号とともに使用し得ることが理解されるはずであ
る。また、本発明は、他の種類のディジタル受信機、た
とえば、携帯電話およびケーブル受信機とともに使用す
ることも可能である。ケーブルシステムの場合、ディジ
タル放送は、ＱＡＭまたは１６―ＶＳＢ変調を使用す
る。
【００１３】高精細ＰＡＭテレビジョン放送信号１０９
は、アンテナ１１０により受信される。図示のように、
信号１０９は、電気的到達距離長が動的に変化する複数
経路を介してアンテナに到来することが可能である。本
発明は、信号経路における環境的および構造的状況か
ら、いずれの静的および動的マルチパス減損にも適応的
に補正する。
は、アンテナ１１０により受信される。図示のように、
信号１０９は、電気的到達距離長が動的に変化する複数
経路を介してアンテナに到来することが可能である。本
発明は、信号経路における環境的および構造的状況か
ら、いずれの静的および動的マルチパス減損にも適応的
に補正する。
【００１４】したがって、受信信号は、中間周波数（Ｉ
Ｆ）フィルタおよび同期検波器１２０により処理され
る。ユニット１２０は、チューナと、ベースバンドを越
えるより低周波数の周波数帯域に受信信号を変換するダ
ウンコンバータと、キャリア回復回路と、自動利得制御
網と、アナログ／ディジタルコンバータと、を含んでも
よい。また、ユニット１２０は、アナログ成分を分離す
るＮＴＳＣフィルタを含んでもよい。
Ｆ）フィルタおよび同期検波器１２０により処理され
る。ユニット１２０は、チューナと、ベースバンドを越
えるより低周波数の周波数帯域に受信信号を変換するダ
ウンコンバータと、キャリア回復回路と、自動利得制御
網と、アナログ／ディジタルコンバータと、を含んでも
よい。また、ユニット１２０は、アナログ成分を分離す
るＮＴＳＣフィルタを含んでもよい。
【００１５】さらに詳細を後述するＤＦＥ２００は、フ
ィルタリングされたベースバンド入力信号（ＸK）１２
１をユニット１２０から１秒あたり１０．７６メガビッ
トのレートで受信する。ＤＦＥ２００は、マルチパス減
損を補正する。ＤＦＥ２００は、等化した出力信号（−
ＥK）２０１を生成する（なお、「−ＥK」の−は、Ｅ K
のオーバーラインを示す）。出力信号は、輸送プロセッ
サに印加される前に復号可能である。輸送プロセッサ
は、プロセッサ１３１〜１３２を介して、オーディオお
よびビデオ情報をパケット化したデータストリーム、た
とえばＭＰＥＧから抽出して、出力装置１４０〜１４１
上でレンダリングする。
ィルタリングされたベースバンド入力信号（ＸK）１２
１をユニット１２０から１秒あたり１０．７６メガビッ
トのレートで受信する。ＤＦＥ２００は、マルチパス減
損を補正する。ＤＦＥ２００は、等化した出力信号（−
ＥK）２０１を生成する（なお、「−ＥK」の−は、Ｅ K
のオーバーラインを示す）。出力信号は、輸送プロセッ
サに印加される前に復号可能である。輸送プロセッサ
は、プロセッサ１３１〜１３２を介して、オーディオお
よびビデオ情報をパケット化したデータストリーム、た
とえばＭＰＥＧから抽出して、出力装置１４０〜１４１
上でレンダリングする。
【００１６】チャネル散在性を用いる部分空間系イコラ
イザ ここで、マルチパス減損を補正するために決定フィード
バックイコライザ２００において使用可能な方法および
装置について記載する。本発明は、地上波ディジタルテ
レビジョン伝送の散在的チャネル特性およびマルチパス
減損のプロファイルを利用する。イコライザ係数を更新
するために、最小二乗平均（ＬＭＳ）方法の変形を用い
る。
イザ ここで、マルチパス減損を補正するために決定フィード
バックイコライザ２００において使用可能な方法および
装置について記載する。本発明は、地上波ディジタルテ
レビジョン伝送の散在的チャネル特性およびマルチパス
減損のプロファイルを利用する。イコライザ係数を更新
するために、最小二乗平均（ＬＭＳ）方法の変形を用い
る。
【００１７】散在性を利用することによって、数百のタ
ップが数十マイクロ秒の信号に亘るイコライザにおい
て、ほとんどの場合、これらのタップの１つにおいて大
量のエネルギーを任意に生成するのはメイン信号のみで
あると言える。ほとんどのタップは、エネルギーを全く
生成しない。タップの中には、マルチパスを反射する信
号によりエネルギーをいくらか生成するものもある。本
明細書では、一般にメイン信号を該タップの１つに保持
する（これは、等化といわれるものである）。他のいく
つかのタップにあるマルチパスまたはゴースト信号につ
いては、考慮しない。
ップが数十マイクロ秒の信号に亘るイコライザにおい
て、ほとんどの場合、これらのタップの１つにおいて大
量のエネルギーを任意に生成するのはメイン信号のみで
あると言える。ほとんどのタップは、エネルギーを全く
生成しない。タップの中には、マルチパスを反射する信
号によりエネルギーをいくらか生成するものもある。本
明細書では、一般にメイン信号を該タップの１つに保持
する（これは、等化といわれるものである）。他のいく
つかのタップにあるマルチパスまたはゴースト信号につ
いては、考慮しない。
【００１８】メイン信号とゴースト信号間のタップ数の
距離ないし時間の差は、メイン信号とゴースト信号の間
の、受信機のアンテナに到来する遅延に直接つながる。
たとえば、高層の建造物に反射する信号をメイン信号に
加えて受信し、かつ２つの経路の経路差が約１０００フ
ィートである場合、約１マイクロ秒後にゴースト信号
が、またはメイン信号から約１０個のタップが発生する
ことが予測できる。
距離ないし時間の差は、メイン信号とゴースト信号の間
の、受信機のアンテナに到来する遅延に直接つながる。
たとえば、高層の建造物に反射する信号をメイン信号に
加えて受信し、かつ２つの経路の経路差が約１０００フ
ィートである場合、約１マイクロ秒後にゴースト信号
が、またはメイン信号から約１０個のタップが発生する
ことが予測できる。
【００１９】本発明によれば、本イコライザにおける複
雑性の低減は以下のようになされる。
雑性の低減は以下のようになされる。
【００２０】イコライザ構造
図２に示すように、本発明のイコライザ２００は、フィ
ードフォワードフィルタ（ＦＦＦ）２１０と、フィード
バックフィルタ（ＦＢＦ）２２０と、を含む。ＦＦＦ
は、Ｌ個のタップ（ｆ0，・・・，ｆL-1）を有し（ここ
で、Ｌは、たとえば６４である）、ＦＢＦは、Ｍ個のタ
ップ（ｂ0，・・・ｂM-1）を有する（ここで、Ｍは、た
とえば１９２である）。タップ係数を動的に調整するこ
とによって、二乗平均推定誤差を最小値に抑えることが
できる。本発明の特性として、この調整は、チャネル散
在性を利用してウィンドウ表示(window)される。
ードフォワードフィルタ（ＦＦＦ）２１０と、フィード
バックフィルタ（ＦＢＦ）２２０と、を含む。ＦＦＦ
は、Ｌ個のタップ（ｆ0，・・・，ｆL-1）を有し（ここ
で、Ｌは、たとえば６４である）、ＦＢＦは、Ｍ個のタ
ップ（ｂ0，・・・ｂM-1）を有する（ここで、Ｍは、た
とえば１９２である）。タップ係数を動的に調整するこ
とによって、二乗平均推定誤差を最小値に抑えることが
できる。本発明の特性として、この調整は、チャネル散
在性を利用してウィンドウ表示(window)される。
【００２１】また、ＤＦＥは、加法（＋）と減法（−）
側をそれぞれ有する２つの累算器（Σ）２３０，２４０
と、スライサ２５０と、をさらに含む。それぞれの期待
座標においてスライサは、出力シンボルを生成する。
側をそれぞれ有する２つの累算器（Σ）２３０，２４０
と、スライサ２５０と、をさらに含む。それぞれの期待
座標においてスライサは、出力シンボルを生成する。
【００２２】マルチパスによるゴースト信号の大部分
は、イコライザのフィードフォワード部分の適用区域
（coverage）内にある。しかしながら、通常、フィード
バック部分は、フィードフォワード部分に比べて長さが
３倍以上ある。したがって、本書では、ＦＢＦの部分集
合である一部フィードバック部分（ＰＦＢ）２６０を導
入する。本例において、ＰＦＢにおいて一部繰り返し部
分は、ＦＢＦのタップの最初から６４個までである。
は、イコライザのフィードフォワード部分の適用区域
（coverage）内にある。しかしながら、通常、フィード
バック部分は、フィードフォワード部分に比べて長さが
３倍以上ある。したがって、本書では、ＦＢＦの部分集
合である一部フィードバック部分（ＰＦＢ）２６０を導
入する。本例において、ＰＦＢにおいて一部繰り返し部
分は、ＦＢＦのタップの最初から６４個までである。
【００２３】ＰＢＦへの入力２０２は、ＦＢＦの入力２
０３と同一である。ＰＦＢの出力２０４は、受信信号１
２１から減算されてＦＦＦへの入力１２１を生成する。
換言すれば、本書では、フィードバックループにおいて
入力信号を「一部」調整する。最初の数回、典型的には
１０回繰り返して初期状況を確立しながら、ＦＦＦとＦ
ＢＦのみをスイッチオンする。本構成の利点として、Ｆ
ＦＦおよびＦＢＦの計算負荷が大幅に低下する。
０３と同一である。ＰＦＢの出力２０４は、受信信号１
２１から減算されてＦＦＦへの入力１２１を生成する。
換言すれば、本書では、フィードバックループにおいて
入力信号を「一部」調整する。最初の数回、典型的には
１０回繰り返して初期状況を確立しながら、ＦＦＦとＦ
ＢＦのみをスイッチオンする。本構成の利点として、Ｆ
ＦＦおよびＦＢＦの計算負荷が大幅に低下する。
【００２４】タップ係数判定
図３に示すように、本発明の方法３００は、まず、たと
えば最初の数十回繰り返して初期化しながら、タップご
とにエネルギー量を測定する（３１０）。タップごとの
係数のステップサイズを重み付けパラメータｗにより乗
算する（３２０）。重み付けパラメータｗの値は、イコ
ライザタップのロケーションに応じて０または１とする
ことができる。相当エネルギーを有するタップとその直
前直後の２つの隣接タップについてのみ、ｗは１であ
り、他のすべてのタップは、ｗが０である。たとえば、
重み付けのためのしきい値エネルギーを４×１０-2とし
てもよい。一般に、ｉ番目のタップにおけるエネルギー
Ｅは、タップ係数Ｃの二乗であり、たとえば、以下であ
る。 Ｅ（ｉ）＝Ｃ（ｉ）2
えば最初の数十回繰り返して初期化しながら、タップご
とにエネルギー量を測定する（３１０）。タップごとの
係数のステップサイズを重み付けパラメータｗにより乗
算する（３２０）。重み付けパラメータｗの値は、イコ
ライザタップのロケーションに応じて０または１とする
ことができる。相当エネルギーを有するタップとその直
前直後の２つの隣接タップについてのみ、ｗは１であ
り、他のすべてのタップは、ｗが０である。たとえば、
重み付けのためのしきい値エネルギーを４×１０-2とし
てもよい。一般に、ｉ番目のタップにおけるエネルギー
Ｅは、タップ係数Ｃの二乗であり、たとえば、以下であ
る。 Ｅ（ｉ）＝Ｃ（ｉ）2
【００２５】次に、重み付けがゼロでないタップのエネ
ルギーは、連続して監視され、動的ゴースト信号が検出
されない限り、係数は更新されるが重み付けがゼロのタ
ップは更新されない。
ルギーは、連続して監視され、動的ゴースト信号が検出
されない限り、係数は更新されるが重み付けがゼロのタ
ップは更新されない。
【００２６】第２に、本発明の方法は、動的ゴースト信
号を追跡する。ｗが０であるタップの場合、しきい値更
新ステップ３４０を適用して、動的ゴーストにより影響
を受けるこれらのタップのｗを更新する。現反復のＲＭ
Ｓ値と過去Ｎ回の反復の実行平均ＲＭＳ値の差として定
義される収束性Ｑを用いて、収束の方向を判定し、係数
更新のステップサイズを更新し、さらに更新に必要な追
加タップを求める。
号を追跡する。ｗが０であるタップの場合、しきい値更
新ステップ３４０を適用して、動的ゴーストにより影響
を受けるこれらのタップのｗを更新する。現反復のＲＭ
Ｓ値と過去Ｎ回の反復の実行平均ＲＭＳ値の差として定
義される収束性Ｑを用いて、収束の方向を判定し、係数
更新のステップサイズを更新し、さらに更新に必要な追
加タップを求める。
【００２７】第３に、フィールドテスト知識に基づくマ
ルチパスプロファイルを用いて、本発明の方法ステップ
を本発明の決定フィードバックイコライザ２００に適用
する。本発明の方法を図２のＤＦＥ２００に適用するこ
とによって、本発明のＤＦＥの計算負荷が実質的に低下
する。
ルチパスプロファイルを用いて、本発明の方法ステップ
を本発明の決定フィードバックイコライザ２００に適用
する。本発明の方法を図２のＤＦＥ２００に適用するこ
とによって、本発明のＤＦＥの計算負荷が実質的に低下
する。
【００２８】ＤＳＰ計算
図５に示すように、簡単な従来のディジタル信号プロセ
ッサにより計算を行ってもよい。通常、ＤＦＥ２００に
対するｋ番目の入力シンボルをＣSK５０１と表す。ここ
で、ｃnは、ＦＦＦのｎ番目のタップの係数であり、ｎk
は、ｋ番目のシンボルと対応するノイズである。従来、
スライサ２５０に対するｋ番目のシンボル入力はＥk５
０２である。ＦＦＦのｎ番目のタップの係数はａnであ
り、ＦＢＦのｎ番目のタップの係数はｂnであり、スラ
イサの出力はｃkである。ここで、ＣSK -nは、ＦＦＦの
ｎ番目のタップの内容である。
ッサにより計算を行ってもよい。通常、ＤＦＥ２００に
対するｋ番目の入力シンボルをＣSK５０１と表す。ここ
で、ｃnは、ＦＦＦのｎ番目のタップの係数であり、ｎk
は、ｋ番目のシンボルと対応するノイズである。従来、
スライサ２５０に対するｋ番目のシンボル入力はＥk５
０２である。ＦＦＦのｎ番目のタップの係数はａnであ
り、ＦＢＦのｎ番目のタップの係数はｂnであり、スラ
イサの出力はｃkである。ここで、ＣSK -nは、ＦＦＦの
ｎ番目のタップの内容である。
【００２９】本発明のＰＦＢの導入により、ＦＦＦへの
入力は５０３に変更され、このため、変更されたスライ
サへの入力はここで５０４となる。ＰＦＢのタップをＦ
ＦＦと同一になるように選択すると、ＰＦＢの数式は５
０５となる。ここで、ｎ＝０，・・・，ＬおよびＭ1＝
Ｌであり、ｃmはＰＦＢのｍ番目のタップの係数であ
る。すなわち、換言すれば、ＰＦＢの数式は５０６とし
てもよく、スライサへの入力は５０７となる。
入力は５０３に変更され、このため、変更されたスライ
サへの入力はここで５０４となる。ＰＦＢのタップをＦ
ＦＦと同一になるように選択すると、ＰＦＢの数式は５
０５となる。ここで、ｎ＝０，・・・，ＬおよびＭ1＝
Ｌであり、ｃmはＰＦＢのｍ番目のタップの係数であ
る。すなわち、換言すれば、ＰＦＢの数式は５０６とし
てもよく、スライサへの入力は５０７となる。
【００３０】結果
図４は、すべてのタップを更新した場合の平均二乗誤差
(average mean square error)について、従来のＤＦＥ
と、一部フィードバックフィルタを備え、かつステップ
サイズを重み付けした本発明に係るＤＦＥ２００とを比
較したものである。図４において、従来技術のフルＤＦ
Ｅの結果を実線で示し、本発明に係るＤＦＥの結果を点
線で示す。
(average mean square error)について、従来のＤＦＥ
と、一部フィードバックフィルタを備え、かつステップ
サイズを重み付けした本発明に係るＤＦＥ２００とを比
較したものである。図４において、従来技術のフルＤＦ
Ｅの結果を実線で示し、本発明に係るＤＦＥの結果を点
線で示す。
【００３１】本発明のＤＦＥにおいて、収束速度は８倍
分増加する。本発明のＤＦＥも最終的な平均二乗誤差
（ＭＳＥ）が５０％少なくなる。高速化したので、本発
明のＤＦＥは、捕獲時間が実質的に短くなり、かつ動的
マルチパスに対する応答が良好になる。さらに、本発明
のＤＦＥに必要となる計算は、簡単なプログラマブルデ
ィジタル信号プロセッサを用いて行うことが可能であ
る。
分増加する。本発明のＤＦＥも最終的な平均二乗誤差
（ＭＳＥ）が５０％少なくなる。高速化したので、本発
明のＤＦＥは、捕獲時間が実質的に短くなり、かつ動的
マルチパスに対する応答が良好になる。さらに、本発明
のＤＦＥに必要となる計算は、簡単なプログラマブルデ
ィジタル信号プロセッサを用いて行うことが可能であ
る。
【００３２】図６〜図８は、本発明に係るＤＦＥを従来
のイコライザ方法と比較した表である。図６（ａ）、
（ｂ）および図７（ａ）は、ＦＩＲイコライザのみにつ
いてのものである。図中、「フルＥＱ」とラベルを付け
た列は、すべてのタップを常時更新している従来のイコ
ライザの結果を有する。「ウィンドウＥＱ」の列は、重
み付けした更新の結果を示す。
のイコライザ方法と比較した表である。図６（ａ）、
（ｂ）および図７（ａ）は、ＦＩＲイコライザのみにつ
いてのものである。図中、「フルＥＱ」とラベルを付け
た列は、すべてのタップを常時更新している従来のイコ
ライザの結果を有する。「ウィンドウＥＱ」の列は、重
み付けした更新の結果を示す。
【００３３】完全に更新されたイコライザは、連続した
８１個のＦＦＦタップを有する。図の各表について、百
回の実験を集団(ensemble)平均した。そして、集団平均
した平均二乗誤差の平均を表にした。各表において、定
常状態平均は、反復数５００から先の（平均二乗誤差
の）平均として計算された。最初のチャネルベクトル
は、長さが４０であり、ｈ（１）＝＋０．８４４５、ｈ
（４０）＝＋０．０２２９、ノイズ分散が＋０．１であ
る。
８１個のＦＦＦタップを有する。図の各表について、百
回の実験を集団(ensemble)平均した。そして、集団平均
した平均二乗誤差の平均を表にした。各表において、定
常状態平均は、反復数５００から先の（平均二乗誤差
の）平均として計算された。最初のチャネルベクトル
は、長さが４０であり、ｈ（１）＝＋０．８４４５、ｈ
（４０）＝＋０．０２２９、ノイズ分散が＋０．１であ
る。
【００３４】図６（ａ）は、ウィンドウ表示された方法
の結果を要約した表である。ここで、＋０．００７５の
固定ステップサイズを使用した。
の結果を要約した表である。ここで、＋０．００７５の
固定ステップサイズを使用した。
【００３５】次に、ウィンドウ表示されたイコライザに
おいてステップサイズを増大した結果について、ノイズ
レベルを同一にして調査した。ステップサイズが０．０
０４５であるフルＥＱと、ステップサイズが０．０１で
あるウィンドウ表示されたＥＱを用いた。収束速度は、
ウィンドウ表示されたＥＱの方がはるかに優れている。
図６（ｂ）は、ノイズレベルが同一であって、マルチパ
ス（ｘ４）を増大した場合、すなわちｈ（４０）＝０．
０９１７の結果を示している。ノイズ分散は、ここでも
＋０．１である。
おいてステップサイズを増大した結果について、ノイズ
レベルを同一にして調査した。ステップサイズが０．０
０４５であるフルＥＱと、ステップサイズが０．０１で
あるウィンドウ表示されたＥＱを用いた。収束速度は、
ウィンドウ表示されたＥＱの方がはるかに優れている。
図６（ｂ）は、ノイズレベルが同一であって、マルチパ
ス（ｘ４）を増大した場合、すなわちｈ（４０）＝０．
０９１７の結果を示している。ノイズ分散は、ここでも
＋０．１である。
【００３６】動的ゴーストの結果を図７（ａ）に要約す
る。この調査では、大きさが０．０９１７の第２の動的
ゴーストを６００回の反復後タップ２０に、すなわち、
ｈ（２０）＝０．０９１７で導入した。この動的ゴース
トについて、フルイコライザにより満足した処理を施す
ことが可能であった。（ウィンドウ表示された）イコラ
イザを少なくした場合のロバスト性（Ｒｏｂｕｓｔｎｅ
ｓｓ：Ｒ）と称する測定基準は、下記のように定義され
る。但し、ｉ＝１〜１０である。 Ｒ（ｋ）＝｜Ｅ（ｋ）−０．１＊ΣＥ（ｋ−ｉ）｜
る。この調査では、大きさが０．０９１７の第２の動的
ゴーストを６００回の反復後タップ２０に、すなわち、
ｈ（２０）＝０．０９１７で導入した。この動的ゴース
トについて、フルイコライザにより満足した処理を施す
ことが可能であった。（ウィンドウ表示された）イコラ
イザを少なくした場合のロバスト性（Ｒｏｂｕｓｔｎｅ
ｓｓ：Ｒ）と称する測定基準は、下記のように定義され
る。但し、ｉ＝１〜１０である。 Ｒ（ｋ）＝｜Ｅ（ｋ）−０．１＊ΣＥ（ｋ−ｉ）｜
【００３７】Ｒ（ｋ）が所定のしきい値より大きい場
合、イコライザは、再び訓練モードに切り替わり、更新
に必要な追加タップを求める。Ｅ（ｋ）は、ｋ番目の反
復において集団平均した平均二乗誤差を表す。
合、イコライザは、再び訓練モードに切り替わり、更新
に必要な追加タップを求める。Ｅ（ｋ）は、ｋ番目の反
復において集団平均した平均二乗誤差を表す。
【００３８】図７（ｂ）および図８は、決定フィードバ
ックイコライザトポロジの場合の表である。図７（ｂ）
は、第２チャネル上で動作する、フルイコライザ、ウィ
ンドウ表示されたイコライザおよび一部フィードバック
イコライザの比較を要約した表である。
ックイコライザトポロジの場合の表である。図７（ｂ）
は、第２チャネル上で動作する、フルイコライザ、ウィ
ンドウ表示されたイコライザおよび一部フィードバック
イコライザの比較を要約した表である。
【００３９】異なるステップサイズがフォワードおよび
フィードバック部分にそれぞれ適用することで、収束と
安定化の組み合わせを最良にすることができる。ウィン
ドウ表示された方法としきい値方法とを組み合わせる
と、一部フィードバックアルゴリズムでは、定常状態平
均二乗誤差において５８．５４％の改善がみられる。こ
れらの結果を図８に示す。
フィードバック部分にそれぞれ適用することで、収束と
安定化の組み合わせを最良にすることができる。ウィン
ドウ表示された方法としきい値方法とを組み合わせる
と、一部フィードバックアルゴリズムでは、定常状態平
均二乗誤差において５８．５４％の改善がみられる。こ
れらの結果を図８に示す。
【００４０】また、図８は、異なるイコライザトポロジ
の収束速度も示している。収束速度は、集団平均した平
均二乗誤差が０．６の値となるのに必要となる反復数と
して定義される。図８で用いられるチャネルは、ｈ
（１）＝０．８４４５、ｈ（２）＝・・・＝ｈ（１９）
＝０、ｈ（２０）＝０．１８３４、ｈ（２１）＝・・・
＝ｈ（３９）＝０、ｈ（４０）＝０．０９１７である。
ノイズ分散は＋０．１である。
の収束速度も示している。収束速度は、集団平均した平
均二乗誤差が０．６の値となるのに必要となる反復数と
して定義される。図８で用いられるチャネルは、ｈ
（１）＝０．８４４５、ｈ（２）＝・・・＝ｈ（１９）
＝０、ｈ（２０）＝０．１８３４、ｈ（２１）＝・・・
＝ｈ（３９）＝０、ｈ（４０）＝０．０９１７である。
ノイズ分散は＋０．１である。
【００４１】フルＶＳＢイコライザ構成は、大容量ｍｕ
が、フォワード部分では＋０．０２、バックワード部分
では＋０．０００７５のものとともに使用される。
が、フォワード部分では＋０．０２、バックワード部分
では＋０．０００７５のものとともに使用される。
【００４２】本明細書では、チャネルの散在性を利用し
た適応型決定フィードバックイコライザの改良を記載し
てきた。本発明において、一部フィードバックブロック
において実現されるチャネル推定技術を用いて、決定フ
ィードバック部分の計算負荷を低下する。
た適応型決定フィードバックイコライザの改良を記載し
てきた。本発明において、一部フィードバックブロック
において実現されるチャネル推定技術を用いて、決定フ
ィードバック部分の計算負荷を低下する。
【００４３】これは、マルチパスチャネル減損からの莫
大なエネルギーをもたらしたタップの更新を選択的に行
うことが可能なウィンドウ表示された方法と組み合わさ
れる。ウィンドウサイズおよびロケーションは、しきい
値を計算して連続更新することによって決定される。本
発明のイコライザにより、従来の方法と比べ、計算の複
雑性が約１０倍低減される。最終的な平均二乗誤差は、
半減する。
大なエネルギーをもたらしたタップの更新を選択的に行
うことが可能なウィンドウ表示された方法と組み合わさ
れる。ウィンドウサイズおよびロケーションは、しきい
値を計算して連続更新することによって決定される。本
発明のイコライザにより、従来の方法と比べ、計算の複
雑性が約１０倍低減される。最終的な平均二乗誤差は、
半減する。
【００４４】一例としてディジタルテレビジョン受信機
を使用して本発明を説明してきたが、本発明は、携帯電
話、ディジタルケーブル受信機、たとえばケーブルモデ
ム等、その他のワイヤレス受信機の利点にも使用可能で
あることが、理解されるはずである。
を使用して本発明を説明してきたが、本発明は、携帯電
話、ディジタルケーブル受信機、たとえばケーブルモデ
ム等、その他のワイヤレス受信機の利点にも使用可能で
あることが、理解されるはずである。
【００４５】その他各種の適応および変形を本発明の精
神および範囲内でなし得ることが理解されるべきであ
る。したがって、本発明の真の精神および範囲に包含さ
れるようにかかる変更例および変形例すべてを網羅する
ことが、添付する特許請求の範囲の目的である。
神および範囲内でなし得ることが理解されるべきであ
る。したがって、本発明の真の精神および範囲に包含さ
れるようにかかる変更例および変形例すべてを網羅する
ことが、添付する特許請求の範囲の目的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る適応型イコライザを含むディジ
タルテレビジョン受信機の一部のブロック図である。
タルテレビジョン受信機の一部のブロック図である。
【図２】 本発明に係る決定フィードバックイコライザ
のブロック図である。
のブロック図である。
【図３】 図２のイコライザに適用される方法のフロー
図である。
図である。
【図４】 イコライザの結果を比較するグラフである。
【図５】 図２のイコライザによってなされる計算式を
示す図である。
示す図である。
【図６】 本発明に係るＤＦＥを従来のイコライザ方法
と比較した表であって、（ａ）はフルイコライザとウィ
ンドウイコライザとの比較、（ｂ）はマルチパスを増大
した場合のフルイコライザとウィンドウイコライザとの
比較をそれぞれ表す。
と比較した表であって、（ａ）はフルイコライザとウィ
ンドウイコライザとの比較、（ｂ）はマルチパスを増大
した場合のフルイコライザとウィンドウイコライザとの
比較をそれぞれ表す。
【図７】 本発明に係るＤＦＥを従来のイコライザ方法
と比較した表であって、（ａ）は動的ゴーストをともな
う、フルイコライザとウィンドウイコライザとの比較、
（ｂ）はフルイコライザ、ウィンドウイコライザ、およ
び一部フィードバックイコライザの比較をそれぞれ表
す。
と比較した表であって、（ａ）は動的ゴーストをともな
う、フルイコライザとウィンドウイコライザとの比較、
（ｂ）はフルイコライザ、ウィンドウイコライザ、およ
び一部フィードバックイコライザの比較をそれぞれ表
す。
【図８】 本発明に係るＤＦＥを従来のイコライザ方法
と比較した表であって、フルイコライザ、ウィンドウイ
コライザ、および一部フィードバックイコライザの比較
を表す。
と比較した表であって、フルイコライザ、ウィンドウイ
コライザ、および一部フィードバックイコライザの比較
を表す。
１００ ディジタルテレビジョン受信機、１０９ ＰＡ
Ｍテレビジョン放送信号、１１０ アンテナ、１２０
ＩＦフィルタ同期検波器、１２１ 入力信号、１３１
ビデオプロセッサ、１３２ オーディオプロセッサ、１
４０、１４１出力装置、２００ 決定フィードバックイ
コライザ（ＤＦＥ）、２０１ 出力信号、２１０ フィ
ードフォワードフィルタ（ＦＦＦ）、２２０ フィード
バックフィルタ（ＦＢＦ）、２３０、２４０ 累算器、
２５０ スライサ、２６０ 一部フィードバックフィル
タ（ＰＦＢ）。
Ｍテレビジョン放送信号、１１０ アンテナ、１２０
ＩＦフィルタ同期検波器、１２１ 入力信号、１３１
ビデオプロセッサ、１３２ オーディオプロセッサ、１
４０、１４１出力装置、２００ 決定フィードバックイ
コライザ（ＤＦＥ）、２０１ 出力信号、２１０ フィ
ードフォワードフィルタ（ＦＦＦ）、２２０ フィード
バックフィルタ（ＦＢＦ）、２３０、２４０ 累算器、
２５０ スライサ、２６０ 一部フィードバックフィル
タ（ＰＦＢ）。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 パーサプラティム・ド
アメリカ合衆国、ニュージャージー州、
ミルバーン、メイン・ストリート 149
(72)発明者 トミー・シー・プーン
アメリカ合衆国、ニュージャージー州、
マレイ・ヒル、マレイ・ヒル・ブールバ
ード 75
(56)参考文献 特開 平３−284012（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−284014（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−332224（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−204794（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−213943（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 7/005 - 7/015
H04B 3/00 - 3/44
Claims (4)
- 【請求項１】 受信機において、マルチパス干渉を含む
受信ディジタル放送信号を等化する適応型決定フィード
バックイコライザであって、 スライサと、 フィードバックフィルタと、 一部フィードバックフィルタと、 互いに接続したフィードフォワードフィルタとを備え、 前記スライサからの出力を前記フィードバックフィルタ
および前記一部フィードバックフィルタによって処理
し、かつ前記フィードバックフィルタからの出力を前記
フィードフォワードフィルタの出力から減算して前記ス
ライサへの入力を形成し、前記一部フィードバックフィ
ルタの出力を前記受信信号から減算して前記フィードフ
ォワードフィルタへの入力を形成して、前記マルチパス
干渉を低減するように構成し、 各フィルタは、係数を対応づけた複数のタップと、所定
しきい値を上回る測定されたエネルギーレベルを有する
タップのみを更新する手段とを含み、 前記所定しきい値を上回る測定されたエネルギーレベル
を有する前記タップに隣接するタップのみを更新する手
段をさらに含み、 前記受信機は、ディジタルテレビジョン受信機である イ
コライザ。 - 【請求項２】 受信機において、マルチパス干渉を含む
受信ディジタル放送信号を等化する適応型決定フィード
バックイコライザであって、 スライサと、 フィードバックフィルタと、 一部フィードバックフィルタと、 互いに接続したフィードフォワードフィルタとを備え、 前記スライサからの出力を前記フィードバックフィルタ
および前記一部フィードバックフィルタによって処理
し、かつ前記フィードバックフィルタからの出力を前記
フィードフォワードフィルタの出力から減算して前記ス
ライサへの入力を形成し、前記一部フィードバックフィ
ルタの出力を前記受信信号から減算して前記フィードフ
ォワードフィルタへの入力を形成して、前記マルチパス
干渉を低減 するように構成し、 各フィルタは、係数を対応づけた複数のタップと、所定
しきい値を上回る測定されたエネルギーレベルを有する
タップのみを更新する手段とを含み、 前記所定しきい値を上回る測定されたエネルギーレベル
を有する前記タップに隣接するタップのみを更新する手
段をさらに含み、 前記受信機は、ケーブル受信機である イコライザ。 - 【請求項３】 受信機において、マルチパス干渉を含む
受信ディジタル放送信号を等化する適応型決定フィード
バックイコライザであって、 スライサと、 フィードバックフィルタと、 一部フィードバックフィルタと、 互いに接続したフィードフォワードフィルタとを備え、 前記スライサからの出力を前記フィードバックフィルタ
および前記一部フィードバックフィルタによって処理
し、かつ前記フィードバックフィルタからの出力を前記
フィードフォワードフィルタの出力から減算して前記ス
ライサへの入力を形成し、前記一部フィードバックフィ
ルタの出力を前記受信信号から減算して前記フィードフ
ォワードフィルタへの入力を形成して、前記マルチパス
干渉を低減するように構成し、 前記フィードフォワードフィルタは、Ｌ個のタップ（ｆ
０，・・・，ｆＬ−１）を有し、 前記フィードバックフィルタは、Ｍ個のタップ（ｂ０，
・・・ｂＭ−１）を有し、 前記一部フィードバックフィルタは、Ｌ個のタップ（ｂ
０，・・・ｂＬ−１）を有し、 前記フィードフォワードフィルタの各タップ、および前
記フィードバックフィルタの各タップにおいて、エネル
ギーレベルを測定する手段と、 前記フィードフォワードフィルタと前記フィードバック
フィルタの各タップにおいて係数のステップサイズを重
み付けパラメータｗ（ｗは、測定されたエネルギーレベ
ルが所定レベルを上回る場合には１であり、それ以外の
場合にはゼロで ある）により乗算する手段とをさらに備
え、 前記重み付けパラメータｗが１であるタップの係数のみ
が更新される イコライザ。 - 【請求項４】 受信機において、マルチパス干渉を含む
受信ディジタル放送信号を適応的に等化する方法であっ
て、 スライサからの出力を、フィードバックフィルタと一部
フィードバックフィルタによってフィルタリングするス
テップと、 前記フィードバックフィルタからの出力をフィードフォ
ワードフィルタの出力から減算して、前記スライサへの
入力を形成するステップと、 前記一部フィードバックフィルタからの出力を前記受信
信号から減算して前記フィードフォワードフィルタへの
入力を形成し、前記マルチパス干渉を低減するステップ
とを含み、 前記フィードフォワードフィルタは、Ｌ個のタップ（ｆ
０，・・・，ｆＬ−１）を有し、 前記フィードバックフィルタは、Ｍ個のタップ（ｂ０，
・・・ｂＭ−１）を有し、 前記一部フィードバックフィルタは、Ｌ個のタップ（ｂ
０，・・・ｂＬ−１）を有し、 前記フィードフォワードフィルタの各タップ、および前
記フィードバックフィルタの各タップにおいて、エネル
ギーレベルを測定するステップと、 前記フィードフォワードフィルタと前記フィードバック
フィルタの各タップにおいて係数のステップサイズを重
み付けパラメータｗ（ｗは、測定されたエネルギーレベ
ルが所定レベルを上回る場合には１であり、それ以外の
場合にはゼロである）により乗算するステップとをさら
に含み、 前記重み付けパラメータｗが１であるタップの係数のみ
が更新されるディジタル信号を等化する方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/262377 | 1999-03-04 | ||
| US09/262,377 US6526093B1 (en) | 1999-03-04 | 1999-03-04 | Method and apparatus for equalizing a digital signal received via multiple transmission paths |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002035265A Division JP2002325055A (ja) | 1999-03-04 | 2002-02-13 | ディジタル信号を等化する方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000261356A JP2000261356A (ja) | 2000-09-22 |
| JP3391761B2 true JP3391761B2 (ja) | 2003-03-31 |
Family
ID=22997240
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000038303A Expired - Fee Related JP3391761B2 (ja) | 1999-03-04 | 2000-02-16 | イコライザ及びディジタル信号を等化する方法 |
| JP2002035265A Pending JP2002325055A (ja) | 1999-03-04 | 2002-02-13 | ディジタル信号を等化する方法 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002035265A Pending JP2002325055A (ja) | 1999-03-04 | 2002-02-13 | ディジタル信号を等化する方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6526093B1 (ja) |
| EP (1) | EP1033851A2 (ja) |
| JP (2) | JP3391761B2 (ja) |
Families Citing this family (23)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100662756B1 (ko) * | 2000-01-07 | 2007-01-02 | 주식회사 엘지이아이 | 디지털 티브이의 채널 등화기 |
| KR100452860B1 (ko) * | 2000-06-20 | 2004-10-14 | 삼성전자주식회사 | 훈련 신호를 이용한 적응 등화기용 필터 탭 길이 조정장치 및 방법 |
| US7068780B1 (en) * | 2000-08-30 | 2006-06-27 | Conexant, Inc. | Hybrid echo canceller |
| GB2368236B (en) * | 2000-10-16 | 2004-09-22 | Ubinetics Ltd | Broadcasting path difference limit information |
| US7151796B2 (en) * | 2001-02-01 | 2006-12-19 | Broadcom Corporation | High performance equalizer with enhanced DFE having reduced complexity |
| US7006563B2 (en) * | 2001-02-01 | 2006-02-28 | Broadcom Corporation | Decision feedback equalizer for minimum and maximum phase channels |
| JP4747466B2 (ja) * | 2001-09-06 | 2011-08-17 | パナソニック株式会社 | 受信装置 |
| US7436881B2 (en) * | 2001-09-28 | 2008-10-14 | Nec Corporation | Per-bin DFE for advanced OQAM-based multi-carrier wireless data transmission systems |
| KR100913080B1 (ko) * | 2002-07-12 | 2009-08-21 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 송수신 시스템의 채널 응답 추정 및 등화기 계수초기화 방법 |
| US20040161057A1 (en) * | 2003-02-18 | 2004-08-19 | Malladi Durga Prasad | Communication receiver with a rake-based adaptive equalizer |
| US7257377B2 (en) * | 2003-02-18 | 2007-08-14 | Qualcomm, Incorporated | Systems and methods for improving channel estimation |
| US7272176B2 (en) | 2003-02-18 | 2007-09-18 | Qualcomm Incorporated | Communication receiver with an adaptive equalizer |
| KR100698630B1 (ko) * | 2004-06-28 | 2007-03-21 | 삼성전자주식회사 | 스텝사이즈 조정기능을 구비한 등화기 및 등화방법 |
| KR100643321B1 (ko) | 2004-06-30 | 2006-11-10 | 삼성전자주식회사 | 등화기의 동작 조절장치 및 그 조절방법 |
| US7574146B2 (en) * | 2004-07-09 | 2009-08-11 | Infinera Corporation | Pattern-dependent error counts for use in correcting operational parameters in an optical receiver |
| US20060209932A1 (en) * | 2005-03-18 | 2006-09-21 | Qualcomm Incorporated | Channel estimation for single-carrier systems |
| KR100620865B1 (ko) * | 2005-07-05 | 2006-09-07 | 연세대학교 산학협력단 | 순방향 신호 크기 제어방식과 디지털 제어 방식을 사용하는고속 등화기 시스템과 등화 방법 |
| KR100690433B1 (ko) | 2006-02-06 | 2007-03-12 | 삼성전자주식회사 | 무선통신 수신기에서 잼머 신호를 제거하기 위한 장치와방법 |
| US7801209B2 (en) | 2006-07-14 | 2010-09-21 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Variable tap length equalizers and related digital receivers, methods and computer program products |
| US7616685B2 (en) * | 2007-01-19 | 2009-11-10 | Techwell, Inc. | Method for channel tracking in an LMS adaptive equalizer for 8VSB |
| US8385397B2 (en) * | 2007-01-19 | 2013-02-26 | Techwell Llc | Method for determining the step size for an LMS adaptive equalizer for 8VSB |
| US20100080280A1 (en) * | 2008-09-28 | 2010-04-01 | Legend Silicon Corp. | Decision feedback equalizer with partial feedback equalizer in a variable sideband communications system |
| US10164805B1 (en) | 2017-08-29 | 2018-12-25 | Micron Technology, Inc. | Characterization of decision feedback equalizer taps |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3135902B2 (ja) * | 1990-05-11 | 2001-02-19 | 株式会社日立製作所 | 自動等化器及び半導体集積回路 |
| US5297165A (en) * | 1990-07-06 | 1994-03-22 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Equalizer for radio receive signal |
| JP2842026B2 (ja) * | 1991-02-20 | 1998-12-24 | 日本電気株式会社 | 適応フィルタの係数制御方法及び装置 |
| US5550596A (en) | 1994-11-25 | 1996-08-27 | Thomson Multimedia Sa | Digital television signal processing system including a co-channel rejection filter |
| US5526378A (en) | 1994-12-14 | 1996-06-11 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Blind multipath correction for digital communication channel |
| US5572262A (en) | 1994-12-29 | 1996-11-05 | Philips Electronics North America Corporation | Receiver based methods and devices for combating co-channel NTSC interference in digital transmission |
| KR0162340B1 (ko) * | 1995-04-28 | 1998-12-01 | 구자홍 | 디지탈 통신 시스템의 고스트 제거 등화기 |
| US5799037A (en) | 1996-02-16 | 1998-08-25 | David Sarnoff Research Center Inc. | Receiver capable of demodulating multiple digital modulation formats |
| US6144697A (en) * | 1998-02-02 | 2000-11-07 | Purdue Research Foundation | Equalization techniques to reduce intersymbol interference |
-
1999
- 1999-03-04 US US09/262,377 patent/US6526093B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-02-14 EP EP00102978A patent/EP1033851A2/en not_active Withdrawn
- 2000-02-16 JP JP2000038303A patent/JP3391761B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-02-13 JP JP2002035265A patent/JP2002325055A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6526093B1 (en) | 2003-02-25 |
| JP2002325055A (ja) | 2002-11-08 |
| EP1033851A2 (en) | 2000-09-06 |
| JP2000261356A (ja) | 2000-09-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3391761B2 (ja) | イコライザ及びディジタル信号を等化する方法 | |
| US6122015A (en) | Method and apparatus for filtering digital television signals | |
| US20050286625A1 (en) | Equalizer capable of adjusting step size and equalization method thereof | |
| US7555080B2 (en) | Digital broadcasting receiving system and equalizing method thereof | |
| US5661528A (en) | Apparatus and method for controlling operation of a high defination television adaptive equalizer | |
| KR20040012162A (ko) | 채널 등화 장치 및 이를 이용한 디지털 ｔｖ 수신기 | |
| JPH08237179A (ja) | ブラインド・マルチパス等化器 | |
| JP2004522381A (ja) | ソフトウェア定義可能なブロック適応判定フィードバック等化器 | |
| KR20060089429A (ko) | 디지털 수신장치를 위한 판정 궤환 채널 등화기 및 그 방법 | |
| WO2002056502A1 (en) | Blind dual error antenna diversity (dead) algorithm | |
| US7038731B2 (en) | Adaptive equalizer method and apparatus for American ATSC system | |
| US8180005B2 (en) | Apparatus and method for selecting optimal signal using auxiliary equalization in diversity receiver | |
| KR100451750B1 (ko) | 디지털 텔레비전 수신기의 채널 등화 장치 | |
| US20040091070A1 (en) | Equalizer for a single-carrier receiver and equalization method therefor | |
| JP4686252B2 (ja) | 波形等化装置、波形等化方法および集積回路 | |
| WO2002100028A1 (en) | Joint timing recovery and equalization for an n-antenna system | |
| CN100367790C (zh) | 在高清晰度电视系统中包含梳状滤波器的均衡系统 | |
| JP2003512764A (ja) | 信号受信品質を改善するための適応ディジタルビーム形成受信器 | |
| JP4425520B2 (ja) | 高精細度テレビジョン信号用のブラインド等化装置 | |
| JP4902889B2 (ja) | Ｖｓｂ復調装置及びテレビ受像機 | |
| JP5881453B2 (ja) | 等化装置、受信装置及び等化方法 | |
| JP5375801B2 (ja) | ダイバーシティ受信装置、ダイバーシティ受信システム及びそれらに用いるダイバーシティ受信方法 | |
| US20040042546A1 (en) | Single carrier receiver with an equalizer for improving equalization quality and equalization method thereof | |
| KR20000048803A (ko) | 디지털 텔레비젼신호 수신기에서 수신 큐-채널 신호에 응답하는엔.티.에스.씨 동일 채널 간섭 검출기 | |
| KR100762135B1 (ko) | 디지털 방송 수신 시스템에서의 채널 등화 장치 및 그 방법 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080124 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090124 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100124 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100124 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110124 Year of fee payment: 8 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |