JP3377451B2

JP3377451B2 - マッチトフィルタ

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Publication number: JP3377451B2
Application number: JP23986498A
Authority: JP
Inventors: 修一河間; 邦彦飯塚
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1998-08-26
Filing date: 1998-08-26
Publication date: 2003-02-17
Anticipated expiration: 2018-08-26
Also published as: JP2000068897A; EP0982860A3; US6788736B1; EP0982860A2

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散受
信機内の逆拡散処理で使用されるマッチトフィルタに関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来よりスペクトル拡散受信機における
逆拡散手段として、２つの方法が使われている。それ
は、受動相関法であるマッチトフィルタ（整合フィル
タ）と能動相関法である相関器である。

【０００３】まず、マッチトフィルタの動作を説明す
る。Ｎタップのマッチトフィルタの構成例を図６に示
す。図６において、Ｄｍ、Ｒｍはそれぞれ、時点ｍにお
ける受信信号と相関信号であり、Ｐｎは、周期Ｎの拡散
信号を表わす（０≦ｎ≦Ｎ−１）。拡散信号の区間長
（チップ区間長）をＴｃとして、受信信号はチップ区間
長Ｔｃと等しい周期で時間的にサンプリングされている
ものとする。なお拡散信号において、ＰｎとＰｎ＋１で
はＰｎ＋１の方が過去の信号を示すこととする。他の信
号、例えば受信信号においては、ＤｍとＤｍ＋１ではＤ
ｍの方が過去の信号を示す。送信側において拡散を受け
るデータの区間長（シンボル区間長）をＴｓとして、拡
散比Ｎはチップ区間長Ｔｃ、シンボル区間長Ｔｓとの間
に、Ｎ＝Ｔｓ／Ｔｃの関係がある。

【０００４】図６のマッチトフィルタは、Ｎタップのト
ランスバーサル型フィルタにおいて、係数として拡散信
号を用いたものである。図６のように通常のマッチトフ
ィルタでは、タップ数Ｎは拡散比に等しい。以下、動作
説明を簡単化するため、受信信号はベースバンド帯域の
信号とする。遅延回路６１には、Ｎ−１個の遅延素子６
１−ｎが縦続接続されており遅延素子６１−１は受信信
号Ｄｍが入力となっている。各遅延素子の遅延時間はチ
ップ区間長Ｔｃである。そして、各遅延素子６１−ｎの
出力Ｄｍ−ｎと入力信号Ｄｍそれぞれは乗算回路６２−
ｎで拡散信号Ｐｎが掛けられて、乗算回路出力全てが加
算回路６３で足し合わされる。これにより、拡散信号１
周期の区間Ｔｓに対する相関信号Ｒｍが求められる。こ
れを式で表わすと、以下のようになる。

【０００５】

【数１】

【０００６】一般の拡散信号は＋１か、−１の２値しか
とらないので、通常の乗算回路６２−ｎは、加算回路６
３の入力の正負を拡散信号にしたがって反転させたりし
ている。図６の構成からわかるように、マッチトフィル
タ内部では、拡散信号Ｐｎを固定して、Ｔｃ毎にずれて
いく受信信号Ｄｍとの相互相関関数を計算している。受
信信号Ｄｍと拡散信号Ｐｎの位相が一致した時点に相関
信号Ｒｍの絶対値は最大値となる。受信信号Ｄｍと拡散
信号Ｐｎの周期性により、この位相が一致する時点はシ
ンボル区間長Ｔｓ毎に訪れる。このように、マッチトフ
ィルタを用いる逆拡散は必ずＴｓ周期で行えるので、受
信信号Ｄｍと拡散信号Ｐｎの位相を合わせる操作は不要
である。そこでマッチトフィルタを用いた逆拡散法は受
動相関法と呼ばれる。

【０００７】次に相関器の動作を説明する。相関器の１
構成例を図７に示す。受信信号Ｄｍは乗算回路６４にお
いて拡散信号Ｐｎとの積を求められ、積分回路６５で積
分される。なお、ここでの積分操作は、受信信号は時間
サンプリングされているので、累積加算を行うものとす
る。この相関器の相関信号Ｒｍは、以下のようになる。

【０００８】

【数２】

【０００９】ここで、ｉは拡散信号Ｐｎの積分開始時の
位相を示し（０≦ｉ≦Ｎ−１）、制御回路６７が設定す
る。ｍｏｄは剰余演算子である。拡散信号発生回路６６
は時間Ｔｃ毎に拡散信号Ｐｎを出力する。例えば、ｉ＝
５なら、時点ｍ−Ｎ＋１のときは拡散信号Ｐ４、時点ｍ
−Ｎ＋２のときは拡散信号Ｐ３、・・・、時点ｍ−Ｎ＋
５のときは拡散信号Ｐ０、時点ｍ−Ｎ＋６のときは拡散
信号ＰＮ−１、・・・、時点ｍのときは拡散信号Ｐ５を
拡散信号発生回路６６は出力する。このように、積分回
路６５は時点ｍ−Ｎ＋１から時点ｍまでの拡散信号の１
周期分（区間長Ｔｓ）の受信信号Ｄｍと拡散信号Ｐｎと
の積を積分することで、相関器は時点ｍに相関信号Ｒｍ
として受信信号Ｄｍと拡散信号Ｐｎの相互相関関数を求
めている。

【００１０】なお、この時点ｍ以外の時点における積分
回路出力は、相互相関関数の計算途中の値であり、積分
区間がシンボル区間長Ｔｓに満たないので、これを部分
相互相関関数と呼ぶ。拡散比Ｎが非常に大きい場合は、
積分区間をシンボル区間長Ｔｓよりも短くして、相関信
号Ｒｍとして部分相互相関関数を使用する場合がある。
積分回路６５は積分開始前にそれまで蓄積していた積分
値を０にする。この積分値を０にすることをダンプまた
はリセットと呼ぶ。この相関器で逆拡散を行うには、上
記マッチトフィルタと異なって、予め受信信号Ｄｍと拡
散信号Ｐｎの位相を合わせておかなければならない。そ
のために、制御回路６７は積分開始時における拡散信号
Ｐｎの位相ｉを制御する。相関器が能動相関法と呼ばれ
るのは、積極的に受信信号Ｄｍと拡散信号Ｐｎの位相を
合わせる操作が必要だからである。なお、相関器の積分
回路６５の代りにローパスフィルタを用いる場合もあ
る。

【００１１】この受信信号と拡散信号の位相を合わせ込
む操作が同期捕捉である。マッチトフィルタでは同期捕
捉は時間Ｔｓで行える。一方、相関器では、一回の積分
が終わる毎に制御回路６７は積分開始時の拡散信号Ｐｎ
の位相ｉを１ずつずらして、全ての位相のずれに対する
積分結果（相互相関関数）を求めることになる。積分時
間はＴｓであるので、この同期捕捉時間は｛積分時間Ｔ
ｓ｝×｛拡散信号Ｐｎの周期Ｎ｝であり、これはマッチ
トフィルタのＮ倍である。もちろん積分時間を短くすれ
ば同期捕捉時間は短くなるが、相関器出力は部分相互相
関関数でり、相関器出力のＳＮ比が低下するなどして同
期捕捉を失敗する確率が上昇するのでむやみに積分時間
を短くはできない。なお、このように相関器を１個使っ
た同期捕捉をシリアルサーチと呼び、ここで用いている
相関器をスライディング相関器と呼んでいる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上記のようにマッチト
フィルタは同期捕捉時間が短いという特長がある。しか
しながら、回路規模が大きくなるという問題点がある。
ディジタルマッチトフィルタの場合、加算回路６３の回
路規模が大きいことが問題である。多入力加算回路は、
２入力加算回路の組み合わせでしか実現できない。した
がって、タップ数がＮの場合は、最低でもＮ−１個の２
入力加算回路が必要となるので、タップ数が多いと回路
規模が大きくなる。また、チップ区間長Ｔｃが短くなる
ほど高速動作が要求されるため、消費電流が増大する問
題がある。

【００１３】そこで、これら問題を解決するために、反
転増幅回路を使ったアナログマッチトフィルタが注目さ
れつつある。この一例として、特開平９−４６２３１号
公報がある。しかし、この発明のマッチトフィルタでも
タップ数Ｎが多くなると回路規模は大きくなるという問
題が出てくる。この発明の加算回路の略図を図８に示
す。入力数をＮとする。各入力Ｖｉｎｎはそれぞれコン
デンサＣｎを介して反転増幅器ＡＭＰ１の入力に接続さ
れる（０≦ｎ≦Ｎ−１）。反転増幅器ＡＭＰ１の出力は
コンデンサＣｆ１を介して反転増幅器ＡＭＰ１の入力に
帰還される。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、それぞ
れの入力Ｖｉｎｎを（−Ｃｎ／Ｃｆ１）倍して加算され
る。

【００１４】また、図６の乗算回路６２−ｎの機能を持
たせるために、拡散信号の正負に対応する信号同士を先
に加算して、この２つの加算した信号の差を求めてい
る。また、加算回路の入力数は反転増幅回路の内部増幅
器のドライブ能力に制限されるので、加算回路６３は図
８の加算回路を複数用いて構成しなければならない。ま
た、アナログマッチトフィルタをＬＳＩ化する場合、加
算回路のコンデンサは各種寄生容量の影響を小さくする
ために、ある程度大きくしないといけないが、特に、タ
ップ数が多くなると増幅器ＡＭＰ１の入力コンデンサＣ
ｎの個数も増加するので、アナログマッチトフィルタの
回路規模は大きくなる。さらに、タップ数が多くなると
遅延素子６１−ｎの個数も多くなる。遅延素子はサンプ
ル／ホールド回路が使われ、各サンプル／ホールド回路
は電荷を蓄えるコンデンサと、この蓄えた電荷を放電す
ることなく電圧出力させるための少なくとも１つの増幅
器とが必要となる。例えば、上記発明に使われているサ
ンプル／ホールド回路の略図を図９に示す。この回路は
図８の加算回路の入力を１つにし、スイッチＳＷ１を追
加したものである。反転増幅器ＡＭＰ２の入力抵抗は非
常に高く、増幅器ＡＭＰ２の入力に流れる電流は無視で
きるものとする。スイッチＳＷ１が閉じているとき（サ
ンプル区間）、入力信号Ｖｉｎが増幅器ＡＭＰ２、コン
デンサＣｉ２、Ｃｆ２からなる反転増幅回路により出力
信号Ｖｏｕｔとして（−Ｃｉ２／Ｃｆ２）倍されて出力
される。そして、スイッチＳＷ１が開いたとき（ホール
ド区間）、開く直前の入力信号ＶｉｎがコンデンサＣｉ
２に保持され続けるので、この電圧の（−Ｃｉ２／Ｃｆ
２）倍が出力信号Ｖｏｕｔとして出力し続ける。アナロ
グマッチトフィルタをＬＳＩ化する場合、サンプル／ホ
ールド回路のコンデンサＣｉ２、Ｃｆ２も図８の加算回
路と同様、大きな容量を持たなければならないので、や
はりアナログマッチトフィルタの回路規模は大きくな
る。

【００１５】また、アナログ回路では、セトリング時間
も問題になる。先に述べたように、受信信号Ｄｍは時間
的にサンプリングされている。この時間サンプリングさ
れた波形の一例を図１１に示す。横軸が時間、縦軸は振
幅を示す。横軸の目盛と数字は、実はサンプリング時点
を表わしている。サンプリング周期はＴｃである。実線
で示した波形が理想的な時間サンプリングされた波形
で、サンプリング時点間は一定振幅値を保っている。実
際のアナログ回路では、内外部のコンデンサの充放電に
時間がかかるため、出力は入力信号が理想的であっても
サンプリング時点での急激な振幅変動に付いて行けず、
点線のような波形となって一定振幅値になるまでに時間
がかかる。このサンプリング時点から一定振幅値になる
までの時間がセトリング時間である。加算回路６３の出
力は相互相関関数そのものであるので、時点毎にダイナ
ミックに変化する。つまり、振幅変動が大きいのでセト
リング時間が長くなるという問題が生じる。そしてセト
リング時間がサンプリング周期長Ｔｃより長くなると、
マッチトフィルタは正確な値を出力できなくなる。

【００１６】そこで、このようなことが生じないよう
に、図８の加算回路や図９のサンプル／ホールド回路の
セトリング時間を短くする方法は、増幅器の消費電流を
増加させることになる。これは、セトリング時間のほと
んどを決定するスルーレートが増幅器のバイアス電流に
比例するという事実から導かれる。スルーレートが大き
いほどセトリング時間は短くできる。このバイアス電流
が増幅器の消費電流である。セトリング時間を短くする
ために、増幅器の消費電流を増加させると、マッチトフ
ィルタを構成する遅延素子や加算回路内の増幅器の数が
もともと多いので、マッチトフィルタ全体の消費電流を
増加させる。

【００１７】一方、相関器では、拡散比の大きさが回路
規模に影響する度合はマッチトフィルタに比べ遥かに小
さいが、相関器を同期捕捉に使うシリアルサーチの場
合、捕捉時間が長くなるという問題点が残る。そこで、
相関器を並列に用いるパラレルサーチがある。このパラ
レルサーチとして、特開平３−８８５２６号公報、特開
平１−１２５６６８号公報がある。これらは、並列相関
器のそれぞれの相関器自身はシリアルサーチを行うの
で、相関器１個だけのシリアルサーチに比べて捕捉時間
が相関器の個数分の１に短縮される。ただし、これらパ
ラレルサーチはシリアルサーチと同様、能動相関法であ
るので、各相関器に入力される拡散信号の位相を制御す
る手段を有しなければならないという問題があった。

【００１８】また、相関器をアナログ回路で実現する場
合、ダンプ時間が問題になる場合がある。積分回路出力
の時点毎の出力変動が小さいので、セトリング時間は短
い。なぜなら、拡散信号と受信信号の位相が一致したと
きの積分回路出力の振幅は部分相互相関関数として時点
毎に単調増加または減少し、相互相関関数出力時に振幅
の絶対値は最大値をとる。この最大値が積分回路出力と
して飽和しないようなレベルにする必要があるので、必
然的に時点毎の積分回路出力の増加（減少）幅は小さく
しなければならない。一方、ダンプはこの拡散信号と受
信信号の位相が一致したときに最大となった積分結果を
０にしなければならないので、セトリング時間が長くな
る。シリアルサーチでは、この長いダンプ時間を含めて
１回の探索を１シンボル区間Ｔｓ内にするのが一般的で
ある。

【００１９】このため、積分区間を短縮する方法もある
が、上記のように相関器出力のＳＮ比が低下するという
問題がある。そこで、特開平１−１８１３４５号公報の
ように２つの相関器を用いて一方が積分中に他方がダン
プを行う方法もある。しかし、並列相関器を用いたパラ
レルサーチでは、各相関器を２つの相関器で実現すると
回路規模が大きくなるという問題点がある。もちろんセ
トリング時間を短くするためには、先に述べたように積
分回路内の増幅回路の消費電流を多くすればよい。しか
し、並列相関器では増幅回路の数が多いので、全体の消
費電流が増加するという問題がある。

【００２０】そこで、本発明は、回路規模が小さく、消
費電流の少ないマッチトフィルタを提供することを目的
とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】請求項１記載のマッチト
フィルタは、スペクトル拡散受信機で逆拡散を行うＮタ
ップのマッチトフィルタにおいて、受信信号と拡散信号
との相互相関を求めるＮ個の相関手段と、一定区間分の
拡散信号の各々を上記相関手段各々にチップ周期で順次
遅延させて出力する拡散信号遅延手段と、Ｎ個の相関手
段の出力をチップ周期で順次選択する選択手段と、から
なり、上記相関手段各々は、同一タイミングでサンプリ
ングした受信信号と上記拡散信号遅延手段からの拡散信
号との相互相関を求め、上記選択手段は、上記同一タイ
ミングでサンプリングした受信信号と一定区間分の拡散
信号との相互相関の出力を選択することを特徴とする。
また、上記選択手段が受信信号と一定区間分の拡散信号
との相互相関の出力を選択するタイミングは、チップ周
期とＮとの積の周期毎に行うのが望ましい。

【００２２】このマッチトフィルタは以上の構成によ
り、並列相関器を用いているにもかかわらず、パラレル
サーチのような能動相関法を用いなくてもよいので、拡
散信号の位相を制御する回路は不要であるので回路規模
を小さくできる。

【００２３】請求項２記載のマッチトフィルタは、スペ
クトル拡散受信機で逆拡散を行うＮタップのマッチトフ
ィルタにおいて、チップ周期の１／Ｋ間隔でオーバーサ
ンプリングされた受信信号と拡散信号との相互相関を求
めるＮ×Ｋ個の相関手段と、一定区間分の拡散信号の各
々を上記相関手段のＫ個単位の各々にチップ周期で順次
遅延させて出力する拡散信号遅延手段と、Ｎ×Ｋ個の相
関手段の出力をチップ周期の１／Ｋ間隔で順次選択する
選択手段と、からなり、上記相関手段各々は、Ｋ個単位
中に同一タイミングでサンプリングした受信信号と上記
拡散信号遅延手段からの拡散信号との相互相関を求め、
上記選択手段は、上記同一タイミングでサンプリングし
た受信信号と一定区間分の拡散信号との相互相関の出力
を選択することを特徴とする。また、上記選択手段が受
信信号と一定区間分の拡散信号との相互相関の出力を選
択するタイミングは、オーバサンプリング周期とＮ×Ｋ
との積の周期毎に行うのが望ましい。

【００２４】これにより、オーバーサンプリングされた
受信信号にも並列相関器を用いたマッチトフィルタを適
用できる。

【００２５】請求項３記載のマッチトフィルタは、請求
項１、または請求項２記載のマッチトフィルタにおい
て、上記マッチトフィルタのタップ数Ｎが、スペクトル
拡散通信における拡散比に等しいことを特徴とする。

【００２６】これは、タップ数Ｎが１周期に含まれる拡
散信号の個数等しいことを意味するので、マッチトフィ
ルタは相互相関関数を出力できる。

【００２７】請求項４記載のマッチトフィルタは、請求
項１、請求項２、または請求項３記載のマッチトフィル
タにおいて、上記相関手段は、受信信号と拡散信号との
積を計算する乗算手段と、該積を積分する積分手段と、
からなり、該積分手段のダンプ周期は、上記同一タイミ
ングでサンプリングした受信信号と一定区間分の拡散信
号との相互相関の出力を選択する周期と等しいことを特
徴とする。

【００２８】これにより、マッチトフィルタはタップ数
に相当した積分区間の相互相関関数を精度よく出力でき
る。特に、請求項３のマッチトフィルタは拡散信号１周
期を積分区間とする相互相関関数を常に出力できる。

【００２９】請求項５記載のマッチトフィルタは、請求
項３記載のマッチトフィルタにおいて、上記相関手段
は、受信信号と拡散信号との積を計算する乗算手段と、
該積を積分する積分手段と、からなり、該積分手段のダ
ンプ周期は、上記同一タイミングでサンプリングした受
信信号と一定区間分の拡散信号との相互相関の出力を選
択する区間の整数倍と等しいことを特徴とする。

【００３０】これにより、マッチトフィルタは拡散信号
周期の整数倍の相互相関関数累算結果を出力できるの
で、マッチトフィルタ出力はノイズに対する耐性が大き
くなる。

【００３１】請求項６記載のマッチトフィルタは、請求
項１、または請求項２記載のマッチトフィルタにおい
て、上記拡散信号遅延手段は、拡散信号を格納する格納
手段が環状に設けられていることを特徴とする。

【００３２】このマッチトフィルタは、拡散信号遅延手
段は拡散信号を格納しているので、拡散信号発生手段が
なくてもよく、拡散信号が１種類しかないときに最適で
ある。

【００３３】請求項７記載のマッチトフィルタは、請求
項１、請求項２、または請求項３記載のマッチトフィル
タにおいて、上記拡散信号遅延手段に異なる種類の拡散
信号を与える拡散信号発生手段を有することを特徴とす
る。

【００３４】このマッチトフィルタは、拡散信号発生手
段を有しているので、周期の非常に長いロングコードを
用いた拡散信号にも対応できる。また、タップ数は拡散
比より短くできるので、拡散比が長いショートコードに
も対応できる。

【００３５】請求項８記載のマッチトフィルタは、請求
項１、請求項２、または請求項３記載のマッチトフィル
タにおいて、上記拡散信号遅延手段に拡散信号を与える
拡散信号発生手段を有し、上記拡散信号遅延手段は、拡
散信号を格納する格納手段が環状に設けられ、上記拡散
信号発生手段からの拡散信号を上記環状を切って上記格
納手段に入力する入力手段を有することを特徴とする請
求項１、請求項２、または請求項３記載のマッチトフィ
ルタ。

【００３６】このマッチトフィルタは、拡散信号発生手
段から新しい拡散信号を上記拡散信号遅延手段に格納で
きるので、拡散信号が数種類ある場合に対応できる。

【００３７】請求項９記載のマッチトフィルタは、請求
項４、または請求項５記載のマッチトフィルタにおい
て、上記積分手段はアナログ回路であり、上記積分手段
のダンプ時間に応じた数の上記相関手段及び上記拡散信
号遅延手段をさらに備えることを特徴とする。

【００３８】このアナログマッチトフィルタは、積分手
段のダンプに時間がかかってもよいので、積分手段内の
増幅器の消費電流を増加させなくよく、マッチトフィル
タ全体の消費電流の削減につながる。

【００３９】

【発明の実施の形態】図１は本発明の実施形態であるＮ
タップのマッチトフィルタの構成を示すブロック図であ
る。以下に各構成要素を順次説明する。タップ数Ｎは拡
散比に等しいとする。タップ数Ｎが拡散比と等しくない
場合については後述の実施形態にて説明する。遅延回路
１１はタップ数Ｎと等しい個数の遅延素子１１−ｎが環
状（リング状）に縦続接続された構成となっている（０
≦ｎ≦Ｎ−１）。さらに各遅延素子には拡散信号Ｐｎが
格納されており、周期Ｔｃ毎に拡散信号を隣の遅延素子
に順次送る。図１では、時点ｍにおいて、遅延素子１１
−０には拡散信号Ｐ０、遅延素子１１−１には拡散信号
Ｐ１、・・・、遅延素子１１−（Ｎ−１）には拡散信号
ＰＮ−１が格納されているものとしている。これは拡散
信号が１種類しかない場合である。拡散信号の種類が複
数ある場合については後述の実施形態にて説明する。次
の時点ｍ＋１では遅延素子１１−０には拡散信号ＰＮ−
１が、遅延素子１１−１には拡散信号Ｐ０が、・・・、
遅延素子１１−（Ｎ−１）には拡散信号ＰＮ−２が格納
される。相関器も遅延素子と同様にタップ数Ｎに等しい
個数あり、それぞれの相関器１２−ｎは、同一の受信信
号Ｄｍと各遅延素子１１−ｎの出力である拡散信号Ｐｎ
を入力とし、相関出力ｒｍ，ｎを出力する。隣り合う相
関器には１時点ずつずれた拡散信号が入力されることに
なる。各相関器１２−ｎはそれぞれ乗算回路１３−ｎ、
積分回路１４−ｎからなる。乗算回路１３−ｎは受信信
号Ｄｍと遅延素子１１−ｎの出力である拡散信号Ｐｎの
積を求め、積分回路１４−ｎでその積の積分を行う。ダ
ンプは、拡散信号Ｐ０が入力された相関器の積分回路が
次の時点の拡散信号Ｐ０の入力直前で行う。つまり、拡
散信号１周期分（＝シンボル区間長Ｔｓ）の積分が終わ
ったら積分回路はダンプを行う。図１の時点ｍでの各相
関器出力ｒｍ，ｎを式で示すと、以下のようになる。

【００４０】

【数３】

【００４１】つまり、この図１の時点ｍでは、相関器１
２−０だけが拡散信号１周期分（Ｐ０〜ＰＮ−１）の積
分を行っている。つまり、相関器１２−０の出力ｒｍ，
０は受信信号Ｄｍと拡散信号Ｐｎとの相互相関関数であ
る。相関器１２−１はＰ１〜ＰＮ−１の拡散信号、相関
器１２−２はＰ２〜ＰＮ−１の拡散信号、・・・、相関
器１２−（Ｎ−１）は拡散信号ＰＮ−１のみと受信信号
の相互相関関数、つまり部分相互相関関数を出力してい
る。マルチプレクサ１５には、全相関器出力ｒｍ，０〜
ｒｍ，Ｎ−１が入力され、拡散信号Ｐ０が入力された相
関器の出力を相関信号Ｒｍとして出力する。

【００４２】図１においては、マルチプレクサ１５は相
関器１２−０の出力を選択するので、マルチプレクサ出
力はＲｍ＝ｒｍ，０となる。そして、この選択された相
関器１２−０の積分回路１４−０は次の時点ｍ＋１直前
にダンプを行う。

【００４３】時点ｍ＋１では、相関器１２−１だけが拡
散信号１周期分の積分を行っている。しかも、拡散信号
Ｐ０を掛ける受信信号がＤｍ＋１であるので、時点ｍの
とき（拡散信号Ｐ０を掛ける受信信号はＤｍ）とは、受
信信号と拡散信号との位相は１ずれている。この相互相
関関数出力である相関器１２−１の出力ｒｍ＋１，１
を、マルチプレクサ１５は選択して相関信号Ｒｍ＋１を
出力する。そして、選択された相関器１２−１の積分回
路１４−１は次の時点ｍ＋２直前にダンプを行う。つま
り、ダンプ周期を出力Ｒｍ＋１と出力Ｒｍ＋２とを選択
する周期で行う。このようにして、マルチプレクサ１５
は相関器出力を順次選択していき、時点ｍ＋Ｎ−１では
ｒｍ＋Ｎ−１，Ｎ−１を出力する。そして、時点ｍ＋Ｎ
ではマルチプレクサ１５は、再び相関器１２−０の出力
ｒｍ＋Ｎ，０を出力する。つまり、それぞれの相関器出
力は相関器の個数に対応するＮ時点毎にマルチプレクサ
１５を通して出力される。

【００４４】つまり、各相関器はそれぞれＴｃ毎にずれ
ていく受信信号Ｄｍと拡散信号Ｐｎとの相互相関関数を
順次計算し、その相関器の個数がちょうど拡散比Ｎと等
しく、しかもそれぞれの相関器には同時には同じ拡散信
号が入力されないので、どの時点でも必ず相関器の１つ
は相互相関関数を出力し、マルチプレクサ１５はこの相
互相関関数を選択する。したがって、マルチプレクサ１
５の出力Ｒｍは、（１）式を満足する。つまり、図１の
構成はマッチトフィルタとして動作することができる。
つまり、受動相関法で逆拡散を行えるので、従来の能動
相関法のパラレルサーチで用いる並列相関器のような拡
散信号の位相を制御する手段を持たなくてよいので、パ
ラレルサーチで用いる並列相関器より回路構成を単純に
できる。

【００４５】タップ数個の相関器を用いる図１の構成の
マッチトフィルタは、図６のトランスバーサル型マッチ
トフィルタに比べ、受信信号Ｄｍを格納する遅延回路が
不要になる。また、受信信号Ｄｍと拡散信号Ｐｎの積を
加算する多入力加算回路も不要になる。ここで、アナロ
グ回路で両者の回路規模を比較すると、相関器と遅延回
路であるサンプル／ホールド回路の個数はどちらもタッ
プ数Ｎと等しい。相関器内の積分回路は図１０で実現で
きる。ここで、入力ＶｉｎはスイッチＳＷ２を介してコ
ンデンサＣｉ３の一端に接続される。さらにＳＷ３を介
して反転増幅器ＡＭＰ３の入力となる。コンデンサＣｆ
３は反転増幅器ＡＭＰ３の入出力に接続されている。

【００４６】また、このコンデンサＣｆ３に並列にスイ
ッチＳＷ４が接続されている。スイッチＳＷ４はダンプ
用スイッチで、閉じているときにコンデンサＣｆ３に蓄
えられた電荷が放電される。スイッチＳＷ２とＳＷ３は
同時には閉じない。スイッチＳＷ２が閉じているとき、
入力電圧ＶｉｎがコンデンサＣｉ３に充電される。次に
スイッチＳＷ２が開き、スイッチＳＷ３が閉じると、反
転増幅器ＡＭＰ３の入力抵抗が無限大かつ入力が０電位
（バーチャルグランド）であるとすると、コンデンサＣ
ｉ３に充電された電荷がコンデンサＣｆ３に蓄えられ
る。コンデンサＣｆ３に蓄えられた電荷はスイッチＳＷ
４にて放電されない限り、スイッチＳＷ２とＳＷ３を操
作することでどんどん蓄積されていく。このようにして
積分が行われる。

【００４７】図９のサンプル／ホールド回路は図には示
していないが、増幅器ＡＭＰ２の入力端子に残留したり
入り込んだ電荷を逃がすためにコンデンサＣｆ２の両端
にスイッチを付けなければならないので、この図８の積
分回路と図９のサンプル／ホールド回路はほとんど回路
規模が同じと言える。したがって、図１の並列相関器型
マッチトフィルタの方が、図６のトランスバーサル型マ
ッチトフィルタより加算回路が無い分回路規模を小さく
できる。

【００４８】図１の実施形態において、積分回路１４−
ｎの代りにローパスフィルタを用いることも可能であ
る。この場合ダンプは不要である。

【００４９】送信機アンテナからの直接波を受信できな
いフェージング環境化で使用するような受信機における
同期捕捉では、１シンボル区間長分のマッチトフィルタ
出力のみで受信信号と拡散信号との位相差を決定するの
ではなく、マッチトフィルタ出力のＳＮ比を高めるため
に、数シンボル区間にわたって平均化したマッチトフィ
ルタ出力を用いる。このマッチトフィルタ出力の平均化
とは、Ｎ時点毎に離れた（つまりシンボル周期毎の）相
互相関関数同士を加算し（つまり累算し）、加算回数で
割ることでである。ただし、加算回数がいつも一定な
ら、別に割り算は不要である。この平均化あるいは累算
化はマッチトフィルタより後の処理で行うのが一般的で
ある。本発明ではダンプを行う周期を数シンボル周期毎
に変更することで対応できる。つまり、ダンプを上記加
算区間内は行わないことで、各相関器で引き続き積分が
行われる。そして、上記加算区間直後にダンプを行う。
この各相関器出力をマルチプレクサ１５で順次選択して
マッチトフィルタ出力とすれば、ダンプを行うまでの累
算結果を出力できる。なお、積分回路は出力が飽和しな
いようにダイナミックレンジを大きくする必要がある。

【００５０】拡散信号として、周期の短いショートコー
ドと周期の長いロングコードとの積を使うことがある。
この場合、ショートコードの周期は拡散比Ｎに対応す
る。ロングコードの周期はこの拡散比より遥かに長いの
が一般的である。この様な２つのコードを組み合わせた
拡散信号をマッチトフィルタに用いる場合、この組み合
わせられた拡散信号の周期はロングコードの周期に等し
いので遅延回路に拡散信号全てを格納することはできな
い。そこで、図１において遅延回路１１の代りに図２に
示す構成の遅延回路２１を用いる。図２の遅延回路２１
は拡散比Ｎより１少ない個数の遅延素子２１−ｎが縦続
接続された構成となっている（１≦ｎ≦Ｎ−１）。また
リング状ではない。また、ショートコードとロングコー
ドをそれぞれ発生させ、さらにそれらの積を求めて拡散
信号Ｐｎを作る拡散信号発生回路２６が必要になる。拡
散信号発生回路２６はチップ周期Ｔｃ毎に拡散信号を遅
延回路２１に送る。一方、遅延回路２１を含む他の機能
は図１と同じ動作を行うことでロングコードに対応した
マッチトフィルタ動作が可能となる。なお、ダンプはシ
ョートコードの１周期分の積分を終えた後、次の時点ま
でに行う。

【００５１】この図２の遅延回路を使用するマッチトフ
ィルタは、拡散信号がショートコード単独でも周期が非
常に長い場合、つまり拡散比が非常に大きい場合も有効
である。この場合、マッチトフィルタのタップ数つまり
相関器の個数を拡散比より小さくする。なお、マッチト
フィルタ出力は全てタップ数に相当する積分範囲におけ
る部分相互相関関数となる。

【００５２】拡散信号が数種類ある場合、１つの拡散信
号でマッチトフィルタを動作させた後、同じマッチトフ
ィルタで別の拡散信号を使うために、図１において、遅
延回路１１の代りに図３の遅延回路３１を使用する。こ
の遅延回路３１は、遅延回路１１に、拡散信号発生回路
３６を追加した構成となっている。つまり、遅延素子３
１−１の入力として、遅延素子３１−０の出力と拡散信
号発生回路３６の出力のどちらか一方をスイッチ３７で
選択するようになっている。通常は、スイッチ３７は遅
延素子３１−０の出力を選択するようにして、図１の遅
延回路１１と同様の動作を行うことで、マッチトフィル
タ動作をさせる。別の拡散信号を使用する場合は、相関
器１２−０が相互相関関数を出力した時点の次の時点か
ら、スイッチ３７は拡散信号発生回路３６の出力を選択
し、拡散信号発生回路３６は別の拡散信号を時点毎に出
力していき、１周期分の拡散信号を出力した後、再び、
スイッチ３７は遅延素子１１−０の出力を選択する。こ
のようにすれば、マッチトフィルタは拡散信号を切り替
え中も中断することなく動作し続けることができる。新
しい拡散信号に対する相互相関関数が出力されるのは、
拡散信号発生回路３６が１周期分の拡散信号を出力した
ときである。

【００５３】実際に使われているマッチトフィルタは、
オーバーサンプリングされた受信信号を入力するのが一
般的である。つまり、チップ周期長Ｔｃの１／Ｋ倍（Ｋ
は通常２以上の整数）で受信信号はサンプリングされて
いる。この場合のＮタップのマッチトフィルタ出力は、
受信信号をＤｋ、相関信号をＲｋとすると、以下のよう
になる。

【００５４】

【数４】

【００５５】ただし、ｋはオーバーサンプリングにおけ
る時点であり、通常サンプリングの時点ｍとは、ｋ＝ｍ
・Ｋ＋ｇ（０≦ｇ≦Ｋ−１）の関係にある。（４）式よ
り、マッチトフィルタ出力は、時点ｋとそこから通常サ
ンプリング間隔の時点ｋ−ｎＫ（０≦ｎ≦Ｎ−１）にお
ける受信信号と拡散信号との相互相関関数を出力する。

【００５６】そこで、別の実施形態として、オーバーサ
ンプリング用マッチトフィルタについて、以下に説明す
る。

【００５７】図４は、本発明の実施形態であるＮタップ
のオーバーサンプリング用マッチトフィルタの構成を示
すブロック図である。ここでは、Ｋ＝２としているが、
Ｋを限定するものではない。以下に各構成要素を順次説
明する。遅延回路４１は拡散比Ｎと等しい個数の遅延素
子４１−ｎがリング状に縦続接続された構成となってい
る（０≦ｎ≦Ｎ−１）。さらに各遅延素子には拡散信号
Ｐｎが格納されており、通常サンプリング周期Ｔｃ毎に
拡散信号を隣の遅延素子に順次送る。図４では、時点
ｋにおいて、遅延素子４１−０には拡散信号Ｐ０、遅延
素子４１−１には拡散信号Ｐ１、・・・、遅延素子４１
−（Ｎ−１）には拡散信号ＰＮ−１が格納されているも
のとしている。チップ区間長Ｔｃ後の時点ｋ＋Ｋで遅延
素子４１−０には拡散信号ＰＮ−１が格納される。相関
器は拡散比ＮのＫ倍に等しい個数あり、それぞれの相関
器４２−ｎｄは、相関出力ｒｋ，ｎｄを出力する（０≦
ｎｄ≦Ｋ・Ｎ−１）。各相関器４２−ｎｄはそれぞれ乗
算回路４３−ｎｄ、積分回路４４−ｎｄからなる。各遅
延素子４１−ｎの出力は、Ｋ個の乗算回路４３−（Ｋ・
ｎ）〜４３−（Ｋ・ｎ＋Ｋ−１）の入力に接続されてい
る。図４では、遅延素子４１−０の出力は乗算回路４３
−０と４３−１の入力、遅延素子４１−１の出力は乗算
回路４３−２と４３−３の入力となっている。乗算回路
４３−ｎｄのもう一つの入力は全て受信信号Ｄｋが接続
されている。ただし、時点ｋにおいてｋｍｏｄＫ＝ｎｄｍｏｄＫ（５）を満足するときだけ受信信号Ｄｋを実際に乗算し積分す
る。

【００５８】図４を用いて具体的に説明する。時点ｋに
おいて、ｋｍｏｄ２＝０とする。したがって、この
時点ｋでは、相関器４１−０、４１−２、・・・、４１
−（２Ｎ−２）は入力された受信信号Ｄｋを使って積分
しているのに対し、相関器４１−１、４１−３、・・
・、４１−（２Ｎ−１）は受信信号Ｄｋが入力されては
いるが、この入力信号Ｄｋの積分を行っていない。一
方、時点ｋ＋１では逆に相関器４１−１、４１−３、・
・・、４１−（２Ｎ−１）が入力された受信信号Ｄｋ＋
１を使って積分しているのに対し、相関器４１−０、４
１−２、・・・、４１−（２Ｎ−２）は入力信号である
受信信号Ｄｋ＋１の積分は行っていない。ダンプは、拡
散信号Ｐ０が入力されかつ入力信号を積分した相関器の
積分回路が次の入力信号を積分する時点までに行う。つ
まり、拡散信号の１周期分の積分が終わった後にその積
分回路のダンプを行う。

【００５９】このように、それぞれの相関器自身が積分
を行うのはＫ時点毎であり、しかも隣り合う相関器とは
１時点ずれている。つまり、それぞれの相関器は図１の
相関器と同じ通常サンプリング周期Ｔｃで動作を行って
いるが、相関器全体で見れば相関出力として相互相関関
数をオーバーサンプリング周期Ｔｃ／Ｋで出力してい
る。マルチプレクサ４５は全相関器出力を入力とし、相
互相関関数を出力している相関器の出力ｒｋ，ｎｄを選
択して相関信号Ｒｋとして出力する。これにより、
（４）式を満足する相関信号Ｒｋが得られる。

【００６０】この図４に示すオーバーサンプリング用マ
ッチトフィルタをロングコード対応させる場合は、図２
と同様に、遅延回路内部の遅延素子をリング状にするの
をやめ、新たに拡散信号発生回路を付加すればよい。ま
た、拡散比が非常に大きくて、図２の遅延回路を適用す
る場合は、タップ数は拡散比と異なってもよい。図３の
遅延回路も図２の遅延回路と同様に図４に示すオーバー
サンプリング用マッチトフィルタに適用可能である。

【００６１】本発明の上記マッチトフィルタをアナログ
回路で実現する場合、ダンプ時間が問題になる場合があ
る。つまり、積分を行い、結果をマルチプレクサに出力
し、マルチプレクサの出力がマッチトフィルタ出力とし
て外部の回路（例えばＡＤ変換器）に読み取られた後に
ダンプを行うまでの一連の処理を時点ｍから次の時点ｍ
＋１までの時間Ｔｃ内に収めなければならないことであ
る。前述したように、相関器における積分回路のダンプ
時のセトリング時間は積分出力のセトリング時間より長
い。セトリング時間を短くするためには、一般的には積
分回路内の増幅回路の消費電流を多くすればよい。しか
し、このダンプのセトリング時間も含めて上記一連の処
理を時間Ｔｃに収めるために増幅回路の消費電流を多く
すると、上記本発明のマッチトフィルタ全体の消費電流
も積分回路の個数倍増加することになる。

【００６２】そこで、他の実施形態として、アナログマ
ッチトフィルタに適したマッチトフィルタを説明する。

【００６３】図５が本発明の実施形態であるＮタップの
アナログマッチトフィルタの構成を示すブロック図であ
る。基本構成は図１のマッチトフィルタと同じである。
つまり、遅延回路５１、相関器５２−ｎ（乗算回路５３
−ｎ、積分回路５４−ｎ）、マルチプレクサ５５からな
る。しかし、相関器５２−ｎと遅延素子５１−ｎの数が
図１の相関器１２−ｎ、遅延素子１１−ｎより多い。追
加するこれらの個数は、｛積分回路におけるダンプのセ
トリング時間｝／Ｔｃを超える整数以上とし、これをＭ
とする。つまり、相関器５２−ｎ、遅延素子５１−ｎの
個数はそれぞれＮ＋Ｍとなる（０≦ｎ≦Ｎ＋Ｍ−１）。
図５では、Ｍ＝２として、遅延素子５１−Ｎ、５１−
（Ｎ＋１）、相関器５２−Ｎ、５２−（Ｎ＋１）を追加
している。各遅延素子５１−ｎには拡散信号Ｐｎと拡散
信号ではないダンプ信号ＤＭＰを格納する。ダンプ信号
ＤＭＰは、拡散信号の１周期の最後の信号Ｐ０の後にな
るように遅延素子に格納される。

【００６４】図５では時点ｍにおいて、遅延素子５１−
Ｎ、５１−（Ｎ＋１）にダンプ信号ＤＭＰを格納されて
いるものとする。実際には、各遅延素子５１−ｎは２ビ
ットレジスタとし、１ビット目を拡散信号かダンプ信号
かどうかを示すフラグを格納し、１ビット目が拡散信号
を示すフラグの場合は２ビット目を拡散信号を格納す
る。一方、ダンプ信号を示すフラグの場合は２ビット目
には何を格納してもよい。各遅延素子の２ビットのデー
タの内、拡散信号が各相関器の積分回路の入力となり、
上記フラグ自身が積分回路のダンプを行うかどうかの信
号となる。

【００６５】このマッチトフィルタの動作は積分回路の
ダンプを除き、図１と同じである。ダンプは遅延素子５
１−ｎの１ビット目のフラグがダンプ信号ＤＭＰを示し
ているときに行う。図５の時点ｍにおいて、相関器５２
−０が相互相関関数を出力する。この出力をマルチプレ
クサ５５が選択してマッチトフィルタ出力とする。積分
回路５４−Ｎ、５４−（Ｎ＋１）はダンプを行ってい
る。次の時点ｍ＋１では、相関器５２−１が相互相関関
数を出力する。一方、遅延素子５１−０には、時点ｍに
おいて遅延素子５１−（Ｎ＋１）に格納されていたダン
プ信号ＤＭＰが格納される。そこで、積分回路５４−０
はダンプを行う。

【００６６】また、積分回路５４−（Ｎ＋１）は引き続
きダンプを行う。遅延素子５１−Ｎには拡散信号ＰＮ−
１が格納されるので相関器５２−Ｎは１データ分の積分
を行う。さらに次の時点ｍ＋２では、遅延素子５１−０
と遅延素子５１−１にはダンプ信号ＤＭＰが格納されて
おり、積分回路５４−０は引き続きダンプを行い、新た
に積分回路５４−１がダンプを行う。そして、拡散信号
の１周期長過ぎた時点ｍ＋Ｎでは相関器５２−Ｎが相互
相関関数を出力し、積分回路５４−（Ｎ−２）、５４−
（Ｎ−１）がダンプを行う。相関器５２−０が次に相互
相関関数を出力するのは図１の場合の時点ｍ＋Ｎとは異
なって、時点ｍ＋Ｎ＋２である。つまり、１つの相関器
が相互相関関数を出力する周期はタップ数Ｎではなく相
関器の個数Ｎ＋２に一致する。しかし、相互相関関数の
出力は各時点毎に途切れることなく出力される。

【００６７】このようにして、相互相関関数を出力する
相関器の前の２つの積分回路がダンプを行う一方、残り
Ｎ個の相関器は積分を連続的に行い、各時点で相関器の
１つが必ず相互相関関数を出力する。１つの積分回路が
ダンプする時間はセトリング時間より長い２Ｔｃである
ので、問題は生じない。このように、ダンプに関するセ
トリング時間に相当するサンプリング数Ｍ個の相関器と
遅延素子を追加するだけで、ダンプを高速化する必要が
無い。よって、積分回路内の増幅器自身の消費電流を増
加させなくてよい。さらに、積分回路の積分動作中のセ
トリング時間は、図６の従来のマッチトフィルタの遅延
素子や、加算回路のように出力電圧がダイナミックには
変化しないので、従来アナログマッチトフィルタに用い
られる増幅器よりも消費電流をさらに小さくできる。よ
って、マッチトフィルタ全体の消費電流を少なくでき
る。

【００６８】このダンプ時間を遅くしたマッチトフィル
タをオーバーサンプリング対応やロングコード対応する
には図５のように、ダンプに関するセトリング時間に相
当するチップ周期分の個数Ｍの遅延素子とサンプリング
周期分の個数Ｍ（オーバーサンプリング対応ならＫ×
Ｍ）の相関器の追加を図２、図３、図４の実施形態それ
ぞれに適用すればよい。ただし、図２、図３の拡散信号
発生回路２６、３６において、通常の拡散信号１周期分
を出力した後に引き続きダンプ信号ＤＭＰをＭ個連続し
て出力するようにする。

【００６９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によるマッ
チトフィルタでは、相関器を並列に動作させ、しかも、
各相関器には異なる位相の拡散信号が入力されるが、こ
の異なる位相を与えるのは単純な遅延回路のみでよく、
並列相関器を用いた能動相関法では必須の拡散信号の位
相を制御する回路は不要である。

【００７０】また、本発明による並列相関器型マッチト
フィルタをアナログ回路で実現した場合、従来のトラン
スバーサル型マッチトフィルタの加算回路分のだけ回路
規模を小さくできる。また、ダンプ時間が長くてもよい
ので、しかも消費電流を少なくできる。

【００７１】また、本発明による並列相関器型マッチト
フィルタは積分時間を長くすることで、従来のマッチト
フィルタのような後処理無しでマッチトフィルタ出力の
累算処理ができる。その他、本発明による並列相関器型
マッチトフィルタは従来のトランスバーサル型マッチト
フィルタと同様オーバーサンプリング信号やロングコー
ド対応、拡散信号の切り替え対応も可能であるので、従
来のトランスバーサル型マッチトフィルタとの置き換え
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るマッチトフィルタの一実施形態を
示す概略構成図である。

【図２】本発明に係るマッチトフィルタの遅延回路の別
実施形態の概略構成図である。

【図３】本発明に係るマッチトフィルタの遅延回路のさ
らに別実施形態の概略構成図である。

【図４】本発明に係るオーバーサンプリング対応マッチ
トフィルタの実施形態を示す概略構成図である。

【図５】本発明に係るアナログマッチトフィルタの実施
形態を示す概略構成図である。

【図６】従来のマッチトフィルタの一例を示す概略構成
図である。

【図７】従来の相関器の一例を示す概略構成図である。

【図８】従来のアナログマッチトフィルタで用いられる
加算回路の一例を示す概略構成図である。

【図９】従来のアナログマッチトフィルタで用いられる
サンプル／ホールド回路の一例を示す概略構成図であ
る。

【図１０】アナログ相関器で用いられる積分回路の一例
を示す概略構成図である。

【図１１】アナログ回路におけるセトリング時間を説明
した図である。

【符号の説明】

１１，２１，３１，４１，５１遅延回路１１−０〜（Ｎ−１），２１−１〜（Ｎ−１），３１−
０〜（Ｎ−１），４１−０〜（Ｎ−１），５１−（Ｎ＋
１）遅延素子１２−０〜（Ｎ−１），４２−０〜（２Ｎ−１），５２
−０〜（Ｎ＋１）相関器１３−０〜（Ｎ−１），４３−０〜（２Ｎ−１），５３
−０〜（Ｎ＋１）乗算回路１４−０〜（Ｎ−１），４４−０〜（２Ｎ−１），５４
−０〜（Ｎ＋１）積分回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平10−173630（ＪＰ，Ａ) 特開平10−70520（ＪＰ，Ａ) 特開平10−229378（ＪＰ，Ａ) 特開平９−8776（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H03H 17/02 601

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】スペクトル拡散受信機で逆拡散を行うＮ
タップのマッチトフィルタにおいて、受信信号と拡散信号との相互相関を求めるＮ個の相関手
段と、一定区間分の拡散信号の各々を上記相関手段各々にチッ
プ周期で順次遅延させて出力する拡散信号遅延手段と、Ｎ個の相関手段の出力をチップ周期で順次選択する選択
手段と、からなり、上記相関手段各々は、同一タイミングでサンプリングし
た受信信号と上記拡散信号遅延手段からの拡散信号との
相互相関を求め、上記選択手段は、上記同一タイミング
でサンプリングした受信信号と一定区間分の拡散信号と
の相互相関の出力を選択することを特徴とするマッチト
フィルタ。
【請求項２】スペクトル拡散受信機で逆拡散を行うＮ
タップのマッチトフィルタにおいて、チップ周期の１／Ｋ間隔でオーバーサンプリングされた
受信信号と拡散信号との相互相関を求めるＮ×Ｋ個の相
関手段と、一定区間分の拡散信号の各々を上記相関手段のＫ個単位
の各々にチップ周期で順次遅延させて出力する拡散信号
遅延手段と、Ｎ×Ｋ個の相関手段の出力をチップ周期の１／Ｋ間隔で
順次選択する選択手段と、からなり、上記相関手段各々は、Ｋ個単位中に同一タイミングでサ
ンプリングした受信信号と上記拡散信号遅延手段からの
拡散信号との相互相関を求め、上記選択手段は、上記同
一タイミングでサンプリングした受信信号と一定区間分
の拡散信号との相互相関の出力を選択することを特徴と
するマッチトフィルタ。
【請求項３】上記マッチトフィルタのタップ数Ｎが、
スペクトル拡散通信における拡散比に等しいことを特徴
とする請求項１、または請求項２記載のマッチトフィル
タ。
【請求項４】上記相関手段は、受信信号と拡散信号と
の積を計算する乗算手段と、該積を積分する積分手段
と、からなり、該積分手段のダンプ周期は、上記同一タイミングでサン
プリングした受信信号と一定区間分の拡散信号との相互
相関の出力を選択する周期と等しいことを特徴とする請
求項１、請求項２、または請求項３記載のマッチトフィ
ルタ。
【請求項５】上記相関手段は、受信信号と拡散信号と
の積を計算する乗算手段と、該積を積分する積分手段
と、からなり、該積分手段のダンプ周期は、上記同一タイミングでサン
プリングした受信信号と一定区間分の拡散信号との相互
相関の出力を選択する区間の整数倍と等しいことを特徴
とする請求項３記載のマッチトフィルタ。
【請求項６】上記拡散信号遅延手段は、拡散信号を格
納する格納手段が環状に設けられていることを特徴とす
る請求項１、または請求項２記載のマッチトフィルタ。
【請求項７】上記拡散信号遅延手段に異なる種類の拡
散信号を与える拡散信号発生手段を有することを特徴と
する請求項１、請求項２、または請求項３記載のマッチ
トフィルタ。
【請求項８】上記拡散信号遅延手段に拡散信号を与え
る拡散信号発生手段を有し、上記拡散信号遅延手段は、
拡散信号を格納する格納手段が環状に設けられ、上記拡
散信号発生手段からの拡散信号を上記環状を切って上記
格納手段に入力する入力手段を有することを特徴とする
請求項１、請求項２、または請求項３記載のマッチトフ
ィルタ。
【請求項９】上記積分手段はアナログ回路であり、上記積分手段のダンプ時間に応じた数の上記相関手段及
び上記拡散信号遅延手段をさらに備えることを特徴とす
る請求項４、または請求項５記載のマッチトフィルタ。