JP3376617B2 - 直流電動機の制御装置 - Google Patents
直流電動機の制御装置Info
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
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- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
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- Power Engineering (AREA)
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- Power Conversion In General (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、サイリスタ電力変換器
による直流電動機の制御装置に関する。
による直流電動機の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２は直流動力計に適用した制御装置を
示す。直流電動機１の電機子電流は逆並列接続サイリス
タ変換器２から直流リアクトル３を通して制御され、界
磁電流は界磁用サイリスタ順変換器４と界磁制御回路５
で制御される。
示す。直流電動機１の電機子電流は逆並列接続サイリス
タ変換器２から直流リアクトル３を通して制御され、界
磁電流は界磁用サイリスタ順変換器４と界磁制御回路５
で制御される。
【０００３】速度制御部６は、設定速度Ｎsと電動機１
の検出速度Ｎfとの突合せにより速度制御増幅器６Ａに
電流指令として取出し、この電流指令を直接に又は反転
増幅器６Ｂを通すことで正逆運転に合せた極性で得る。
の検出速度Ｎfとの突合せにより速度制御増幅器６Ａに
電流指令として取出し、この電流指令を直接に又は反転
増幅器６Ｂを通すことで正逆運転に合せた極性で得る。
【０００４】速度制御部６による速度制御系は、電動機
１をトルク制御する場合や走行抵抗制御する場合にそれ
ら制御系に切換えられるが、その図示は省略している。
１をトルク制御する場合や走行抵抗制御する場合にそれ
ら制御系に切換えられるが、その図示は省略している。
【０００５】これら制御系の１つをメジャーループと
し、そのマイナループになる電流制御系は、電流制御増
幅器７等で構成される。電流制御増幅器７への検出電流
は、サイリスタ変換器２の交流入力電流を交流器８で変
成し、これを整流器９を通して直流電流として得る。
し、そのマイナループになる電流制御系は、電流制御増
幅器７等で構成される。電流制御増幅器７への検出電流
は、サイリスタ変換器２の交流入力電流を交流器８で変
成し、これを整流器９を通して直流電流として得る。
【０００６】電流制御増幅器７の出力はバイアスアンプ
１０において電動機１の電圧（電機子電圧）検出値に応
じたバイアス分が加算される。このバイアス分は電圧検
出器１１と係数器１２を通して得る。
１０において電動機１の電圧（電機子電圧）検出値に応
じたバイアス分が加算される。このバイアス分は電圧検
出器１１と係数器１２を通して得る。
【０００７】このバイアスアンプは、サイリスタ変換器
２が電動機１の駆動／吸収モードによって切換えられた
後のゲート位相を最適化するために設けられ、後述の制
御位相角が電動機１に発生する直流電圧に適合した位相
にする。
２が電動機１の駆動／吸収モードによって切換えられた
後のゲート位相を最適化するために設けられ、後述の制
御位相角が電動機１に発生する直流電圧に適合した位相
にする。
【０００８】バイアスアンプ１０を通した電流制御信号
は積分器１３によって積分され、電流制御の速応性を損
うことなくノイズ成分（サイリスタ順変換器のサイリス
タ誤点弧になる信号）が取除かれる。
は積分器１３によって積分され、電流制御の速応性を損
うことなくノイズ成分（サイリスタ順変換器のサイリス
タ誤点弧になる信号）が取除かれる。
【０００９】積分器１３を通した電流制御信号は位相器
１４によって対応する位相のパルスに変換され、ゲート
パルス発振器１５によって該位相制御信号に従ったゲー
ト信号ＧＡＴＥとして取出され、サイリスタ変換器２の
各サイリスタの点弧位相制御信号にされる。
１４によって対応する位相のパルスに変換され、ゲート
パルス発振器１５によって該位相制御信号に従ったゲー
ト信号ＧＡＴＥとして取出され、サイリスタ変換器２の
各サイリスタの点弧位相制御信号にされる。
【００１０】切換ロジック１６は速度制御部６に得る電
流指令の極性が反転した条件と電流検出信号が零になっ
た条件の２つの同時成立でゲートパルス発振器１５の出
力ゲート信号ＧＡＴＥの切換命令を発生し、ゲート信号
ＧＡＴＥをある時間だけオフにした後にそれまでの運転
方向とは逆方向にサイリスタ変換器１を運転するための
ゲート切換えを行う。
流指令の極性が反転した条件と電流検出信号が零になっ
た条件の２つの同時成立でゲートパルス発振器１５の出
力ゲート信号ＧＡＴＥの切換命令を発生し、ゲート信号
ＧＡＴＥをある時間だけオフにした後にそれまでの運転
方向とは逆方向にサイリスタ変換器１を運転するための
ゲート切換えを行う。
【００１１】このような構成において、サイリスタ変換
器２の出力電圧の平均値はゲート位相との関係で図３に
実線で示すような特性となる。電動機１の誘起電圧ＥD
を同図に重ねて示すと、駆動時と吸収時で制御位相角が
異なり、この差分をバイアスアンプ１０へのバイアス分
として加える。
器２の出力電圧の平均値はゲート位相との関係で図３に
実線で示すような特性となる。電動機１の誘起電圧ＥD
を同図に重ねて示すと、駆動時と吸収時で制御位相角が
異なり、この差分をバイアスアンプ１０へのバイアス分
として加える。
【００１２】なお、図２の構成はアナログ回路で示す
が、これらはディジタル演算によるもその制御内容は同
等のものにされる。
が、これらはディジタル演算によるもその制御内容は同
等のものにされる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来の構成において、
電流制御系の応答は極めて早く（最大でωC＝１００程
度）、通常の制御には何ら問題はない。
電流制御系の応答は極めて早く（最大でωC＝１００程
度）、通常の制御には何ら問題はない。
【００１４】しかし、最近の電気動力計ではフライホイ
ールに代えて電動機１に慣性分もトルクとして発生させ
る電気慣性制御が多く採用されており、このような制御
ではトルク制御の応答速度も極めて高くすることが望ま
れ、また外乱によるトルク変動がなるべく小さくなるこ
とが要求される。
ールに代えて電動機１に慣性分もトルクとして発生させ
る電気慣性制御が多く採用されており、このような制御
ではトルク制御の応答速度も極めて高くすることが望ま
れ、また外乱によるトルク変動がなるべく小さくなるこ
とが要求される。
【００１５】この外乱の１つとして、電力変換器の電源
電圧急変がある。この電源電圧急変は、交流電源に接続
される他のサイリスタ・トランジスタインバータ等の負
荷が頻繁に負荷変動を起すことに因る場合が多く、しか
も負荷変動速度が極めて早いものが多い。さらに、サイ
リスタ変換器自身の出力変動が電源電圧変動として表わ
れることもある。
電圧急変がある。この電源電圧急変は、交流電源に接続
される他のサイリスタ・トランジスタインバータ等の負
荷が頻繁に負荷変動を起すことに因る場合が多く、しか
も負荷変動速度が極めて早いものが多い。さらに、サイ
リスタ変換器自身の出力変動が電源電圧変動として表わ
れることもある。
【００１６】上述の電源電圧の急変はサイリスタ変換器
２の出力急変として表われ、直流電動機１のトルクショ
ックとして表われてしまう。
２の出力急変として表われ、直流電動機１のトルクショ
ックとして表われてしまう。
【００１７】図３中には現在の制御位相角のまま電源電
圧が±１０％変化した場合の制御位相角／出力電圧の変
化を破線で示し、これに伴う電動機１の出力変化は図４
に示す等価回路で説明される。
圧が±１０％変化した場合の制御位相角／出力電圧の変
化を破線で示し、これに伴う電動機１の出力変化は図４
に示す等価回路で説明される。
【００１８】同図において、ＺPはサイリスタ変換器２
側のインピーダンスを直流側に変換したインピーダン
ス、ＺDは直流電動機１の電機子回路インピーダンスに
なる。
側のインピーダンスを直流側に変換したインピーダン
ス、ＺDは直流電動機１の電機子回路インピーダンスに
なる。
【００１９】両インピーダンスＺP，ＺDを合わせたイン
ピーダンスＺP＋ＺDに対し、電源電圧変動によって生じ
るサイリスタ変換器２の出力電圧ＶTの変動分ΔＶTによ
って直流電動機１の電流変化ΔＩは
ピーダンスＺP＋ＺDに対し、電源電圧変動によって生じ
るサイリスタ変換器２の出力電圧ＶTの変動分ΔＶTによ
って直流電動機１の電流変化ΔＩは
【００２０】
【数１】
ΔＩ＝ΔＶT／（ＺP＋ＺD）・・・・・（１）
となり、この変化分ΔＩに比例してトルクに変化が表わ
れる。
れる。
【００２１】インピーダンスＺDには直流電動機の巻線
抵抗のほか、リップル電流低減用直流リアクトル３のイ
ンピーダンスや主回路配線インピーダンスも含まれる。
また、インピーダンスＺPにはサイリスタ変換器２の交
流側に挿入される交流リアクトルや電源用変圧器と配電
線のインピーダンスが含まれる。
抵抗のほか、リップル電流低減用直流リアクトル３のイ
ンピーダンスや主回路配線インピーダンスも含まれる。
また、インピーダンスＺPにはサイリスタ変換器２の交
流側に挿入される交流リアクトルや電源用変圧器と配電
線のインピーダンスが含まれる。
【００２２】このうち、最大のものは、電動機巻線の抵
抗であり、一般的な直流電動機ではパーセントインピー
ダンスで１０〜１５％であるが、高速回転用直流ダイナ
モメータでは３％となることがあり、（ＺP＋ＺD）の％
インピーダンスでは５〜７．５％位となる。
抗であり、一般的な直流電動機ではパーセントインピー
ダンスで１０〜１５％であるが、高速回転用直流ダイナ
モメータでは３％となることがあり、（ＺP＋ＺD）の％
インピーダンスでは５〜７．５％位となる。
【００２３】このため、瞬時的な電源電圧変化が１０％
あるとすると、電動機の基底速度以上ではサイリスタ変
換器２が高い定格出力電圧に固定され界磁電流制御され
ることからΔＶTはパーセント電圧でそのまま１０％と
なり、主回路電流変動ΔＩは上述の（１）式に１０％変
動を加えると１３３〜２００％（１．３３倍〜２倍）の
変化になる。
あるとすると、電動機の基底速度以上ではサイリスタ変
換器２が高い定格出力電圧に固定され界磁電流制御され
ることからΔＶTはパーセント電圧でそのまま１０％と
なり、主回路電流変動ΔＩは上述の（１）式に１０％変
動を加えると１３３〜２００％（１．３３倍〜２倍）の
変化になる。
【００２４】このような電流変化は緩やかな場合は電流
制御系によって修正制御されるが、急激な電流変化に対
しては電流制御系の応答速度が早いもの（ωc＝１０
０）でも修正しきれない。
制御系によって修正制御されるが、急激な電流変化に対
しては電流制御系の応答速度が早いもの（ωc＝１０
０）でも修正しきれない。
【００２５】例えば、電流制御系が６３％ステップ応答
時間が０．０１秒としても、この応答時間中では誤差ト
ルクとして電流制御系の誤差として表われ、これをメジ
ャーループ（速度制御部６等）で補償しようとするも、
該ループにはかなり大きなループ制御誤差となって表わ
れるし、該ループにもリミッタがかけられることから応
答遅れによるトルクショックを小さくするのは難しいも
のであった。
時間が０．０１秒としても、この応答時間中では誤差ト
ルクとして電流制御系の誤差として表われ、これをメジ
ャーループ（速度制御部６等）で補償しようとするも、
該ループにはかなり大きなループ制御誤差となって表わ
れるし、該ループにもリミッタがかけられることから応
答遅れによるトルクショックを小さくするのは難しいも
のであった。
【００２６】本発明の目的は、電源電圧の急変によるト
ルクショックを少なくした制御装置を提供することにあ
る。
ルクショックを少なくした制御装置を提供することにあ
る。
【００２７】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、交流電源からサイリスタ電力変換器によ
り直流電力を得て直流電動機を運転し、電流制御系をマ
イナループとして前記サイリスタ電力変換器の点弧位相
を制御する直流電動機の制御装置において、前記交流電
源の電圧変動ΔＥPを基準電源電圧ＥPOの比ΔＥP／ＥPO
として検出する変化量検出手段と、前記サイリスタ電力
変換器の直流電圧検出値ＥTを制御位相角α補正のため
に感度ｄα／ｄＥ T で補正する制御手段と、前記補正手
段により補正した値を前記変化量検出手段の検出値に掛
算して前記電流制御系の位相制御出力の補正信号Δαを
得る掛算器を備えたことを特徴とする。
決を図るため、交流電源からサイリスタ電力変換器によ
り直流電力を得て直流電動機を運転し、電流制御系をマ
イナループとして前記サイリスタ電力変換器の点弧位相
を制御する直流電動機の制御装置において、前記交流電
源の電圧変動ΔＥPを基準電源電圧ＥPOの比ΔＥP／ＥPO
として検出する変化量検出手段と、前記サイリスタ電力
変換器の直流電圧検出値ＥTを制御位相角α補正のため
に感度ｄα／ｄＥ T で補正する制御手段と、前記補正手
段により補正した値を前記変化量検出手段の検出値に掛
算して前記電流制御系の位相制御出力の補正信号Δαを
得る掛算器を備えたことを特徴とする。
【００２８】
【作用】電源電圧の急変に起因するサイリスタ電力変換
器の出力電圧変動分ΔＥTがそのときの制御位相角α及
び電動機の誘起電圧ＥDに相関しており、かつ変動分Δ
ＥTが直接に電動機電流変動分ΔＩに比例することに着
目し、電源電圧の検出値と基準電源電圧の偏差を電源電
圧変動分ΔＥPとして検出すると共に、基準電源電圧Ｅ
POにおけるサイリスタ電力変換器の出力電圧ＥTと制御
位相角αの関係は
器の出力電圧変動分ΔＥTがそのときの制御位相角α及
び電動機の誘起電圧ＥDに相関しており、かつ変動分Δ
ＥTが直接に電動機電流変動分ΔＩに比例することに着
目し、電源電圧の検出値と基準電源電圧の偏差を電源電
圧変動分ΔＥPとして検出すると共に、基準電源電圧Ｅ
POにおけるサイリスタ電力変換器の出力電圧ＥTと制御
位相角αの関係は
【００２９】
【数２】
α＝Ｆ（ＥT）・・・・・（２）
とするときに、図３の実線で示す関係になり、
【００３０】
【数３】
Δα＝±（ΔＥP／ＥPO）・（ｄα／ｄＥT）・・・・・（３）
但し、電動機の駆動時は（＋）、吸収時は（−）、ΔＥ
P＝ＥP−ＥPO、Δα＝α−α0、α0＝９０°なる補正制
御信号を位相角の補正信号とすることで電源電圧変動に
よる電流変動を抑制できる。
P＝ＥP−ＥPO、Δα＝α−α0、α0＝９０°なる補正制
御信号を位相角の補正信号とすることで電源電圧変動に
よる電流変動を抑制できる。
【００３１】なお、（２）式の関係は相切換時の重なり
角による近似式として
角による近似式として
【００３２】
【数４】
α≒９０°−ｓｉｎ-1ｋ・（ＥT／ＥPO）・・・・・（４）
とすることができる。また、ｄα／ｄＥTは正しくは−
ｃｏｓ-1ｋ・（Ｅ T ／Ｅ D0 ）であるが−ｃｏｓ-1ｋ・
（ＥD／ＥDO）で近似すること、さらには２〜３の折点
を持つ折線近似にすることも実用的には充分である。な
お、Ｅ D は直流電動機（ダイナモメータ）の誘起電圧、
Ｅ D0 は直流電動機（ダイナモメータ）の定格誘起電圧で
ある。
ｃｏｓ-1ｋ・（Ｅ T ／Ｅ D0 ）であるが−ｃｏｓ-1ｋ・
（ＥD／ＥDO）で近似すること、さらには２〜３の折点
を持つ折線近似にすることも実用的には充分である。な
お、Ｅ D は直流電動機（ダイナモメータ）の誘起電圧、
Ｅ D0 は直流電動機（ダイナモメータ）の定格誘起電圧で
ある。
【００３３】特に、変換器の出力電圧ＥTを直流電動機
への印加電圧ＶTで近似することは電圧検出器の数を増
加させない意味で効果的となる。
への印加電圧ＶTで近似することは電圧検出器の数を増
加させない意味で効果的となる。
【００３４】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。同図が図２と異なる部分は、回路要素２１〜２７を
設けた点にある。
る。同図が図２と異なる部分は、回路要素２１〜２７を
設けた点にある。
【００３５】変成器２１はサイリスタ順変換器２の交流
側になる電源電圧を降圧変成し、整流器２２は変成器２
１の出力全波整流して直流値として得、抵抗分圧回路２
３は整流器２２の出力を適当に分圧して検出電圧ＶACを
得る。これら要素２１〜２３は交流電源の電圧検出回路
になる。
側になる電源電圧を降圧変成し、整流器２２は変成器２
１の出力全波整流して直流値として得、抵抗分圧回路２
３は整流器２２の出力を適当に分圧して検出電圧ＶACを
得る。これら要素２１〜２３は交流電源の電圧検出回路
になる。
【００３６】比較器２４は電源電圧検出値ＶACと基準値
ＶACOとの偏差ΔＶACを求め、検出する電源電圧ＶACが
基準電源電圧ＶACOに対して増減した値として求める。
ＶACOとの偏差ΔＶACを求め、検出する電源電圧ＶACが
基準電源電圧ＶACOに対して増減した値として求める。
【００３７】感度調整器２５は、電動機１に印加させる
直流主回路電圧の検出値ＶTにｃｏｓ特性になる感度補
正値ｄα／ｄＥを係数演算して感度補正信号ＶTｄα／
ｄＥを得る。掛算器２６は偏差信号ΔＶACに感度補正信
号ＶTｄα／ｄＥを乗算することにより電源電圧変化Δ
ＶACを感度補正した信号を得る。
直流主回路電圧の検出値ＶTにｃｏｓ特性になる感度補
正値ｄα／ｄＥを係数演算して感度補正信号ＶTｄα／
ｄＥを得る。掛算器２６は偏差信号ΔＶACに感度補正信
号ＶTｄα／ｄＥを乗算することにより電源電圧変化Δ
ＶACを感度補正した信号を得る。
【００３８】補正極性切換回路２７は、２つの反転増幅
器２７1，２７2の縦続接続と、その一方のバイパススイ
ッチ２７3で構成され、スイッチ２７3のオン又はオフに
よって掛算器２６の出力の反転信号又は非反転信号をバ
ッファ機能を有して出力し、この出力は積分器１３への
加算入力にする。
器２７1，２７2の縦続接続と、その一方のバイパススイ
ッチ２７3で構成され、スイッチ２７3のオン又はオフに
よって掛算器２６の出力の反転信号又は非反転信号をバ
ッファ機能を有して出力し、この出力は積分器１３への
加算入力にする。
【００３９】バイパススイッチ２７3のオン・オフは、
サイリスタ順変換器２が駆動モードで動作中は電源電圧
ＶACが基準値ＶACOより大きくなるときにサイリスタ順
変換器２の制御位相角αを小さくする方向で積分器１３
への加算入力を与えるようにオン状態に制御される。
サイリスタ順変換器２が駆動モードで動作中は電源電圧
ＶACが基準値ＶACOより大きくなるときにサイリスタ順
変換器２の制御位相角αを小さくする方向で積分器１３
への加算入力を与えるようにオン状態に制御される。
【００４０】逆に、サイリスタ順変換器２が吸収モード
で動作中は、電源電圧ＶACが基準値ＶACOより大きくな
るときに制御位相角αを大きくする方向になるようオフ
状態にされる。
で動作中は、電源電圧ＶACが基準値ＶACOより大きくな
るときに制御位相角αを大きくする方向になるようオフ
状態にされる。
【００４１】本実施例において、交流電源の電圧変動は
検出電圧ＶACと基準電圧ＶACOとの偏差ΔＶACとして求
めておき、変換器２の出力電圧ＥTの検出に代えて直流
電動機への印加電圧ＶTを利用し、掛算器２６の掛算結
果には前述の（３）式に相当する補正信号Δαを得る。
検出電圧ＶACと基準電圧ＶACOとの偏差ΔＶACとして求
めておき、変換器２の出力電圧ＥTの検出に代えて直流
電動機への印加電圧ＶTを利用し、掛算器２６の掛算結
果には前述の（３）式に相当する補正信号Δαを得る。
【００４２】これにより、交流電源電圧の急変にも補正
信号Δαを位相補正分として加えることにより、サイリ
スタ変換器２の出力変化を抑制し、直流電動機の出力ト
ルク急変を無くすことができる。
信号Δαを位相補正分として加えることにより、サイリ
スタ変換器２の出力変化を抑制し、直流電動機の出力ト
ルク急変を無くすことができる。
【００４３】なお、実施例において、制御位相角αは通
常制御状態では３０°≦α＜１２０°にあることから、
感度調整器２５のｄα／ｄＥは１．６倍程度しか変化し
ないため、ｄα／ｄＥをｃｏｓ特性に代えて中間値に固
定（直線特性）すれば感度調整器２５を単なる係数器と
することができる。補正精度を高めるにしても２〜３の
折線関数発生装置によって所期のｄα／ｄＥ特性を得れ
ば充分な補正ができる。但し、ｄα／ｄＥの近似精度が
悪くなれば、当然のことながら直流電動機に生ずるトル
ク変動は大きくなるが、単なる直線近似の場合でも補正
しない従来のものに較べてトルク変動を１／３以下にす
ることができる。
常制御状態では３０°≦α＜１２０°にあることから、
感度調整器２５のｄα／ｄＥは１．６倍程度しか変化し
ないため、ｄα／ｄＥをｃｏｓ特性に代えて中間値に固
定（直線特性）すれば感度調整器２５を単なる係数器と
することができる。補正精度を高めるにしても２〜３の
折線関数発生装置によって所期のｄα／ｄＥ特性を得れ
ば充分な補正ができる。但し、ｄα／ｄＥの近似精度が
悪くなれば、当然のことながら直流電動機に生ずるトル
ク変動は大きくなるが、単なる直線近似の場合でも補正
しない従来のものに較べてトルク変動を１／３以下にす
ることができる。
【００４４】また、実施例において、直流電動機１の回
転方向の切換時には界磁電流方向の切換えを行なわない
のが一般的であるため、主回路電圧極性の逆転に対して
は感度調整器２５への検出電圧ＶTの入力は極性を切換
える手段が設けられる。
転方向の切換時には界磁電流方向の切換えを行なわない
のが一般的であるため、主回路電圧極性の逆転に対して
は感度調整器２５への検出電圧ＶTの入力は極性を切換
える手段が設けられる。
【００４５】また、実施例において、サイリスタ変換器
は十字結線方式とするもの、また主として駆動モード制
御しか行なわない一方向半導体電力変換器とするものに
適用して同等の効果を奏する。この駆動モードのみの制
御では補正極性切換回路２７は不要になる。
は十字結線方式とするもの、また主として駆動モード制
御しか行なわない一方向半導体電力変換器とするものに
適用して同等の効果を奏する。この駆動モードのみの制
御では補正極性切換回路２７は不要になる。
【００４６】また、実施例において、補正信号αの印加
はバイアスアンプ１０への加算入力とする構成や位相器
１４への位相制御入力への加算入力とする構成にして同
等になる。
はバイアスアンプ１０への加算入力とする構成や位相器
１４への位相制御入力への加算入力とする構成にして同
等になる。
【００４７】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、電源電
圧変化を検出し、これをサイリスタ電力変換器の制御位
相格−出力電圧特性に応じて感度調整し、電流制御系に
よる制御位相角を補正するようにしたため、電源電圧の
急変にも高速応答で直流出力電圧変化を抑制し、電源電
圧急変に直流電動機の電流急変を無くしてそのトルクシ
ョック発生を抑制できる効果がある。
圧変化を検出し、これをサイリスタ電力変換器の制御位
相格−出力電圧特性に応じて感度調整し、電流制御系に
よる制御位相角を補正するようにしたため、電源電圧の
急変にも高速応答で直流出力電圧変化を抑制し、電源電
圧急変に直流電動機の電流急変を無くしてそのトルクシ
ョック発生を抑制できる効果がある。
【図１】本発明の一実施例を示す装置構成図。
【図２】従来の装置構成図。
【図３】サイリスタ変換器の位相−出力電圧特性図。
【図４】主回路の等価回路図。
１…直流電動機
２…サイリスタ変換器
７…電流制御増幅器
１０…バイアスアンプ
１３…積分器
１４…位相器
２５…感度調整器
２６…掛算器
２７…補正極性切換回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 5/00 - 5/26
H02P 7/00 - 7/34
H02M 1/08 321
H02M 7/155
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源からサイリスタ電力変換器によ
り直流電力を得て直流電動機を運転し、電流制御系をマ
イナループとして前記サイリスタ電力変換器の点弧位相
を制御する直流電動機の制御装置において、前記交流電
源の電圧変動ΔＥPを基準電源電圧ＥPOの比ΔＥP／ＥPO
として検出する変化量検出手段と、前記サイリスタ電力
変換器の直流電圧検出値ＥTを制御位相角α補正のため
に感度ｄα／ｄＥ T で補正する制御手段と、前記補正手
段により補正した値を前記変化量検出手段の検出値に掛
算して前記電流制御系の位相制御出力の補正信号Δαを
得る掛算器を備えたことを特徴とする直流電動機の制御
装置。 - 【請求項２】 前記サイリスタ電力変換器による直流電
動機の運転が駆動モードか吸収モードかによって前記掛
算器の出力αを極性切換えして前記補正信号とする請求
項１記載の直流電動機の制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01210093A JP3376617B2 (ja) | 1993-01-28 | 1993-01-28 | 直流電動機の制御装置 |
| KR1019940001421A KR0126113B1 (ko) | 1993-01-28 | 1994-01-27 | 직류 전동기의 제어장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01210093A JP3376617B2 (ja) | 1993-01-28 | 1993-01-28 | 直流電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06225570A JPH06225570A (ja) | 1994-08-12 |
| JP3376617B2 true JP3376617B2 (ja) | 2003-02-10 |
Family
ID=11796154
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01210093A Expired - Fee Related JP3376617B2 (ja) | 1993-01-28 | 1993-01-28 | 直流電動機の制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3376617B2 (ja) |
| KR (1) | KR0126113B1 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4557387B2 (ja) * | 2000-07-14 | 2010-10-06 | 東洋電機製造株式会社 | サイリスタレオナード装置の制御回路 |
| KR101706430B1 (ko) * | 2014-12-12 | 2017-02-15 | 공주대학교 산학협력단 | 계통연계형 인버터 시스템용 역조류 방지 스위치 제어 장치 및 이를 포함하는 계통연계형 인버터 시스템 |
-
1993
- 1993-01-28 JP JP01210093A patent/JP3376617B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-01-27 KR KR1019940001421A patent/KR0126113B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06225570A (ja) | 1994-08-12 |
| KR940019054A (ko) | 1994-08-19 |
| KR0126113B1 (ko) | 1997-12-26 |
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Legal Events
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