JP3376617B2 - 直流電動機の制御装置 - Google Patents

直流電動機の制御装置

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Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、サイリスタ電力変換器
による直流電動機の制御装置に関する。
【0002】
【従来の技術】図2は直流動力計に適用した制御装置を
示す。直流電動機1の電機子電流は逆並列接続サイリス
タ変換器2から直流リアクトル3を通して制御され、界
磁電流は界磁用サイリスタ順変換器4と界磁制御回路5
で制御される。
【0003】速度制御部6は、設定速度Nsと電動機1
の検出速度Nfとの突合せにより速度制御増幅器6Aに
電流指令として取出し、この電流指令を直接に又は反転
増幅器6Bを通すことで正逆運転に合せた極性で得る。
【0004】速度制御部6による速度制御系は、電動機
1をトルク制御する場合や走行抵抗制御する場合にそれ
ら制御系に切換えられるが、その図示は省略している。
【0005】これら制御系の1つをメジャーループと
し、そのマイナループになる電流制御系は、電流制御増
幅器7等で構成される。電流制御増幅器7への検出電流
は、サイリスタ変換器2の交流入力電流を交流器8で変
成し、これを整流器9を通して直流電流として得る。
【0006】電流制御増幅器7の出力はバイアスアンプ
10において電動機1の電圧(電機子電圧)検出値に応
じたバイアス分が加算される。このバイアス分は電圧検
出器11と係数器12を通して得る。
【0007】このバイアスアンプは、サイリスタ変換器
2が電動機1の駆動/吸収モードによって切換えられた
後のゲート位相を最適化するために設けられ、後述の制
御位相角が電動機1に発生する直流電圧に適合した位相
にする。
【0008】バイアスアンプ10を通した電流制御信号
は積分器13によって積分され、電流制御の速応性を損
うことなくノイズ成分(サイリスタ順変換器のサイリス
タ誤点弧になる信号)が取除かれる。
【0009】積分器13を通した電流制御信号は位相器
14によって対応する位相のパルスに変換され、ゲート
パルス発振器15によって該位相制御信号に従ったゲー
ト信号GATEとして取出され、サイリスタ変換器2の
各サイリスタの点弧位相制御信号にされる。
【0010】切換ロジック16は速度制御部6に得る電
流指令の極性が反転した条件と電流検出信号が零になっ
た条件の2つの同時成立でゲートパルス発振器15の出
力ゲート信号GATEの切換命令を発生し、ゲート信号
GATEをある時間だけオフにした後にそれまでの運転
方向とは逆方向にサイリスタ変換器1を運転するための
ゲート切換えを行う。
【0011】このような構成において、サイリスタ変換
器2の出力電圧の平均値はゲート位相との関係で図3に
実線で示すような特性となる。電動機1の誘起電圧ED
を同図に重ねて示すと、駆動時と吸収時で制御位相角が
異なり、この差分をバイアスアンプ10へのバイアス分
として加える。
【0012】なお、図2の構成はアナログ回路で示す
が、これらはディジタル演算によるもその制御内容は同
等のものにされる。
【0013】
【発明が解決しようとする課題】従来の構成において、
電流制御系の応答は極めて早く(最大でωC=100程
度)、通常の制御には何ら問題はない。
【0014】しかし、最近の電気動力計ではフライホイ
ールに代えて電動機1に慣性分もトルクとして発生させ
る電気慣性制御が多く採用されており、このような制御
ではトルク制御の応答速度も極めて高くすることが望ま
れ、また外乱によるトルク変動がなるべく小さくなるこ
とが要求される。
【0015】この外乱の1つとして、電力変換器の電源
電圧急変がある。この電源電圧急変は、交流電源に接続
される他のサイリスタ・トランジスタインバータ等の負
荷が頻繁に負荷変動を起すことに因る場合が多く、しか
も負荷変動速度が極めて早いものが多い。さらに、サイ
リスタ変換器自身の出力変動が電源電圧変動として表わ
れることもある。
【0016】上述の電源電圧の急変はサイリスタ変換器
2の出力急変として表われ、直流電動機1のトルクショ
ックとして表われてしまう。
【0017】図3中には現在の制御位相角のまま電源電
圧が±10%変化した場合の制御位相角/出力電圧の変
化を破線で示し、これに伴う電動機1の出力変化は図4
に示す等価回路で説明される。
【0018】同図において、ZPはサイリスタ変換器2
側のインピーダンスを直流側に変換したインピーダン
ス、ZDは直流電動機1の電機子回路インピーダンスに
なる。
【0019】両インピーダンスZP,ZDを合わせたイン
ピーダンスZP+ZDに対し、電源電圧変動によって生じ
るサイリスタ変換器2の出力電圧VTの変動分ΔVTによ
って直流電動機1の電流変化ΔIは
【0020】
【数1】 ΔI=ΔVT/(ZP+ZD)・・・・・(1) となり、この変化分ΔIに比例してトルクに変化が表わ
れる。
【0021】インピーダンスZDには直流電動機の巻線
抵抗のほか、リップル電流低減用直流リアクトル3のイ
ンピーダンスや主回路配線インピーダンスも含まれる。
また、インピーダンスZPにはサイリスタ変換器2の交
流側に挿入される交流リアクトルや電源用変圧器と配電
線のインピーダンスが含まれる。
【0022】このうち、最大のものは、電動機巻線の抵
抗であり、一般的な直流電動機ではパーセントインピー
ダンスで10〜15%であるが、高速回転用直流ダイナ
モメータでは3%となることがあり、(ZP+ZD)の%
インピーダンスでは5〜7.5%位となる。
【0023】このため、瞬時的な電源電圧変化が10%
あるとすると、電動機の基底速度以上ではサイリスタ変
換器2が高い定格出力電圧に固定され界磁電流制御され
ることからΔVTはパーセント電圧でそのまま10%と
なり、主回路電流変動ΔIは上述の(1)式に10%変
動を加えると133〜200%(1.33倍〜2倍)の
変化になる。
【0024】このような電流変化は緩やかな場合は電流
制御系によって修正制御されるが、急激な電流変化に対
しては電流制御系の応答速度が早いもの(ωc=10
0)でも修正しきれない。
【0025】例えば、電流制御系が63%ステップ応答
時間が0.01秒としても、この応答時間中では誤差ト
ルクとして電流制御系の誤差として表われ、これをメジ
ャーループ(速度制御部6等)で補償しようとするも、
該ループにはかなり大きなループ制御誤差となって表わ
れるし、該ループにもリミッタがかけられることから応
答遅れによるトルクショックを小さくするのは難しいも
のであった。
【0026】本発明の目的は、電源電圧の急変によるト
ルクショックを少なくした制御装置を提供することにあ
る。
【0027】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、交流電源からサイリスタ電力変換器によ
り直流電力を得て直流電動機を運転し、電流制御系をマ
イナループとして前記サイリスタ電力変換器の点弧位相
を制御する直流電動機の制御装置において、前記交流電
源の電圧変動ΔEPを基準電源電圧EPOの比ΔEP/EPO
として検出する変化量検出手段と、前記サイリスタ電力
変換器の直流電圧検出値ETを制御位相角α補正のため
感度dα/dE T で補正する制御手段と、前記補正手
段により補正した値を前記変化量検出手段の検出値に掛
算して前記電流制御系の位相制御出力の補正信号Δαを
得る掛算器を備えたことを特徴とする。
【0028】
【作用】電源電圧の急変に起因するサイリスタ電力変換
器の出力電圧変動分ΔETがそのときの制御位相角α及
び電動機の誘起電圧EDに相関しており、かつ変動分Δ
Tが直接に電動機電流変動分ΔIに比例することに着
目し、電源電圧の検出値と基準電源電圧の偏差を電源電
圧変動分ΔEPとして検出すると共に、基準電源電圧E
POにおけるサイリスタ電力変換器の出力電圧ETと制御
位相角αの関係は
【0029】
【数2】 α=F(ET)・・・・・(2) とするときに、図3の実線で示す関係になり、
【0030】
【数3】 Δα=±(ΔEP/EPO)・(dα/dET)・・・・・(3) 但し、電動機の駆動時は(+)、吸収時は(−)、ΔE
P=EP−EPO、Δα=α−α0、α0=90°なる補正制
御信号を位相角の補正信号とすることで電源電圧変動に
よる電流変動を抑制できる。
【0031】なお、(2)式の関係は相切換時の重なり
角による近似式として
【0032】
【数4】 α≒90°−sin-1k・(ET/EPO)・・・・・(4) とすることができる。また、dα/dETは正しくは−
cos-1k・(E T /E D0 であるが−cos-1k・
(ED/EDO)で近似すること、さらには2〜3の折点
を持つ折線近似にすることも実用的には充分である。
お、E D は直流電動機(ダイナモメータ)の誘起電圧、
D0 は直流電動機(ダイナモメータ)の定格誘起電圧で
ある。
【0033】特に、変換器の出力電圧ETを直流電動機
への印加電圧VTで近似することは電圧検出器の数を増
加させない意味で効果的となる。
【0034】
【実施例】図1は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。同図が図2と異なる部分は、回路要素21〜27を
設けた点にある。
【0035】変成器21はサイリスタ順変換器2の交流
側になる電源電圧を降圧変成し、整流器22は変成器2
1の出力全波整流して直流値として得、抵抗分圧回路2
3は整流器22の出力を適当に分圧して検出電圧VAC
得る。これら要素21〜23は交流電源の電圧検出回路
になる。
【0036】比較器24は電源電圧検出値VACと基準値
ACOとの偏差ΔVACを求め、検出する電源電圧VAC
基準電源電圧VACOに対して増減した値として求める。
【0037】感度調整器25は、電動機1に印加させる
直流主回路電圧の検出値VTにcos特性になる感度補
正値dα/dEを係数演算して感度補正信号VTdα/
dEを得る。掛算器26は偏差信号ΔVACに感度補正信
号VTdα/dEを乗算することにより電源電圧変化Δ
ACを感度補正した信号を得る。
【0038】補正極性切換回路27は、2つの反転増幅
器271,272の縦続接続と、その一方のバイパススイ
ッチ273で構成され、スイッチ273のオン又はオフに
よって掛算器26の出力の反転信号又は非反転信号をバ
ッファ機能を有して出力し、この出力は積分器13への
加算入力にする。
【0039】バイパススイッチ273のオン・オフは、
サイリスタ順変換器2が駆動モードで動作中は電源電圧
ACが基準値VACOより大きくなるときにサイリスタ順
変換器2の制御位相角αを小さくする方向で積分器13
への加算入力を与えるようにオン状態に制御される。
【0040】逆に、サイリスタ順変換器2が吸収モード
で動作中は、電源電圧VACが基準値VACOより大きくな
るときに制御位相角αを大きくする方向になるようオフ
状態にされる。
【0041】本実施例において、交流電源の電圧変動は
検出電圧VACと基準電圧VACOとの偏差ΔVACとして求
めておき、変換器2の出力電圧ETの検出に代えて直流
電動機への印加電圧VTを利用し、掛算器26の掛算結
果には前述の(3)式に相当する補正信号Δαを得る。
【0042】これにより、交流電源電圧の急変にも補正
信号Δαを位相補正分として加えることにより、サイリ
スタ変換器2の出力変化を抑制し、直流電動機の出力ト
ルク急変を無くすことができる。
【0043】なお、実施例において、制御位相角αは通
常制御状態では30°≦α<120°にあることから、
感度調整器25のdα/dEは1.6倍程度しか変化し
ないため、dα/dEをcos特性に代えて中間値に固
定(直線特性)すれば感度調整器25を単なる係数器と
することができる。補正精度を高めるにしても2〜3の
折線関数発生装置によって所期のdα/dE特性を得れ
ば充分な補正ができる。但し、dα/dEの近似精度が
悪くなれば、当然のことながら直流電動機に生ずるトル
ク変動は大きくなるが、単なる直線近似の場合でも補正
しない従来のものに較べてトルク変動を1/3以下にす
ることができる。
【0044】また、実施例において、直流電動機1の回
転方向の切換時には界磁電流方向の切換えを行なわない
のが一般的であるため、主回路電圧極性の逆転に対して
は感度調整器25への検出電圧VTの入力は極性を切換
える手段が設けられる。
【0045】また、実施例において、サイリスタ変換器
は十字結線方式とするもの、また主として駆動モード制
御しか行なわない一方向半導体電力変換器とするものに
適用して同等の効果を奏する。この駆動モードのみの制
御では補正極性切換回路27は不要になる。
【0046】また、実施例において、補正信号αの印加
はバイアスアンプ10への加算入力とする構成や位相器
14への位相制御入力への加算入力とする構成にして同
等になる。
【0047】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、電源電
圧変化を検出し、これをサイリスタ電力変換器の制御位
相格−出力電圧特性に応じて感度調整し、電流制御系に
よる制御位相角を補正するようにしたため、電源電圧の
急変にも高速応答で直流出力電圧変化を抑制し、電源電
圧急変に直流電動機の電流急変を無くしてそのトルクシ
ョック発生を抑制できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例を示す装置構成図。
【図2】従来の装置構成図。
【図3】サイリスタ変換器の位相−出力電圧特性図。
【図4】主回路の等価回路図。
【符号の説明】
1…直流電動機 2…サイリスタ変換器 7…電流制御増幅器 10…バイアスアンプ 13…積分器 14…位相器 25…感度調整器 26…掛算器 27…補正極性切換回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H02P 5/00 - 5/26 H02P 7/00 - 7/34 H02M 1/08 321 H02M 7/155

Claims (2)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 交流電源からサイリスタ電力変換器によ
    り直流電力を得て直流電動機を運転し、電流制御系をマ
    イナループとして前記サイリスタ電力変換器の点弧位相
    を制御する直流電動機の制御装置において、前記交流電
    源の電圧変動ΔEPを基準電源電圧EPOの比ΔEP/EPO
    として検出する変化量検出手段と、前記サイリスタ電力
    変換器の直流電圧検出値ETを制御位相角α補正のため
    感度dα/dE T で補正する制御手段と、前記補正手
    段により補正した値を前記変化量検出手段の検出値に掛
    算して前記電流制御系の位相制御出力の補正信号Δαを
    得る掛算器を備えたことを特徴とする直流電動機の制御
    装置。
  2. 【請求項2】 前記サイリスタ電力変換器による直流電
    動機の運転が駆動モードか吸収モードかによって前記掛
    算器の出力αを極性切換えして前記補正信号とする請求
    項1記載の直流電動機の制御装置。
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KR101706430B1 (ko) * 2014-12-12 2017-02-15 공주대학교 산학협력단 계통연계형 인버터 시스템용 역조류 방지 스위치 제어 장치 및 이를 포함하는 계통연계형 인버터 시스템

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