KR0126113B1 - 직류 전동기의 제어장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 전원 전압의 급변에 의한 토크 쇼크를 작게 하기 위한 것이다.

역병렬 접속의 사이리스터 변환기(2)에 의해 직류 전동기(1)을 구동 모드 또는 흡수 모드로 운전하고, 속도 제어부(6)의 마이너 루프에 전류 제어 증폭기(7)을 설치하여 전류 제어를 행하며, 전류 제어 신호는 바이어스 증폭기(10)과 노이즈 제거용 적분기(13)을 통해 위상기(14), 게이트 펄스 발진기(15)에 의해 사이리스터 변환기의 사이리스터 점호 위상 제어로 함에 있어서, 전원 전압 검출치(V_AC)와 기준 전원 전압(V_ACO)의 편차(△V_AC)에 따라 적분기(13)으로의 보정 입력 신호(α)를 얻음으로써 전원 전압 급변에 대한 제어 위상 보정을 행하고, 이 보정에 감도 조정기(25) 및 승산기(26)에 의해 전압 변동분에 대한 제어 위상각의 감도를 조정하며, 또는 직류 변동기의 구동/흡수 모드에 의해 보정 극성 전환 회로(27)로 극성을 바꾼다.

Description

직류 전동기의 제어장치

제1도는 본 발명의 한 실시예를 도시한 장치 구성도.

제2도는 종래의 장치 구성도.

제3도는 사이리스터 변환기의 위상-출력 전압 특성도.

제4도는 주 회로의 등가 회로도.

*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*

1 : 직류 전동기2 : 사이리스터 변환기

7 : 전류 제어 증폭기10 : 바이어스 증폭기

13 : 적분기14 : 위상기

25 : 감도 조정기26 : 승산기

27 : 보정 극성 전환 회로.

본 발명은 사이리스터 전력 변환기에 의한 직류 전동기의 제어 장치에 관한 것이다.

제2도는 직류 동력 시스템에 적용한 제어 장치를 도시한 것이다. 직류 전동기(1)의 전기자(電機子) 전류는 역병렬 접속 사이리스터 변환기(2)로부터 직류 리액터(3)을 통해 제어되고, 계자(界磁) 전류는 계자용 사이리스터 순 변환기(4)와 계자 제어 회로(5)로 제어된다.

속도 제어부(6)은 설정 속도(N_S)와 전동기(1)의 검출 속도(N_f)의 대조에 의해 속도 제어 증폭기(6A)에 전류 지령으로서 취출하여, 이 전류 지령을 직접, 또는 반전 증폭기(6B)를 통과함으로써 정역(正逆) 운전에 일치된 극성으로 얻는다.

속도 제어부(6)에 의한 속도 제어 시스템은 전동기(1)을 토크 제어하는 경우나 주행 저항 제어하는 경우에 그들 제어 시스템로 전환될 수 있지만, 그 도시는 생략하겠다.

이들 제어 시스템중 하나를 메이저 루프로 하고, 그 마이너 루프가 되는 전류 제어 시스템은 전류 제어증폭기(7)등으로 구성된다. 전류 제어 증폭기(7)로의 검출 전류는 사이리스터 변환기(2)의 교류 입력 전류를 교류기(8)에서 형성하여, 이것을 정류기(9)를 통해 직류 전류로서 얻는다.

전류 제어 증폭기(7)의 출력은 바이어스 증폭기(10)에서 전동기(1)의 전압(전기자 전압)검출치에 따른 바이어스분이 가산된다. 이 바이어스분은 전압 검출기(11)과 계수기(12)를 통해 얻는다.

이 바이어스 증폭기는 사이리스터 변환기(2)가 전동기(1)의 구동/흡수 모드에 따라 전환된 후의 게이트 위상을 최적화하기 위해 설치되어, 후술하는 제어 위상각이 전동기(1)에 발생하는 직류 전압에 적합한 위상으로 된다.

바이어스 증폭기(10)을 통과한 전류 제어 신호는 적분기(13)으로 적분되고, 전류 제어의 속응성(速應性)을 손상시키지 않고 노이즈 성분(사이리스터 순 변환기의 사이리스터 오류 점호(点弧)로 되는 신호)가 제거된다.

적분기(13)을 통과한 전류 제어 신호는 위상기(14)에 의해 대응하는 위상의 펄스로 변환되고, 게이트 펄스 발진기(15)에 의해 이 위상 제어 신호에 따른 게이트 신호(GATE)로서 취출되어, 사이리스터 변환기(2)의 각 사이리스터의 점호 위상 제어 신호로 된다.

전환 로직(16)은 속도 제어부(6)에서 얻는 전류 지령의 극성이 반전한 조건과 전류 검출 신호가 영으로된 조건의 2개의 동시 성립으로 게이트 펄스 발진기(15)의 출력 게이트 신호(GATE)의 전환 명령을 발생하고, 게이트 신호(GATE)를 어떤 시간만큼 오프로 한 후에 그제까지의 운전 방향과는 역방향으로 사이리스터 변환기(1)을 운전하기 위한 게이트 전환을 행한다.

이와 같은 구성에 있어서, 사이리스터 변환기(2)의 출력 전압의 평균치는 게이트 위상과의 관계로 제 3 도에 실선으로 도시한 바와 같은 특성으로 된다. 전동기(1)의 유기 전압(E_D)를 제 3 도에 거듭 도시하면, 구동시와 흡수시에 제어 위상각이 상이하고, 이 차분을 바이어스 증폭기(10)으로의 바이어스분으로서 추가한다.

또, 제2도의 구성은 아날로그 회로로 도시했지만, 이들은 디지탈 연산에 의해서도 그 제어 내용은 동등한 것으로 된다.

종래의 구성에 있어서, 전류 제어 시스텀의 응답은 매우 빠르고(최대로 ω_C=100 정도), 통상의 제어에는 아무런 문제가 없다.

그러나, 최건의 전기 동력 시스템에서는 플라이휠을 대신하여 전동기(1)에 관성분도 토크로서 발생시키는 전기 관성 제어가 많이 채용되고 있고, 이와 같은 제어에서는 토크 제어의 응답속도도 매우 높게 하는 것이 바람직하고, 또한 외란에 의한 토크 변동이 되도록이면 적어지는 것이 요구된다.

이 외란의 하나로서, 전력 변환기의 전원 전압 급변이 있다. 이 전원 전압 급변은 교류 전원에 접속되는 다른 사이리스터·트랜지스터 인버터 등의 부하가 빈번하게 부하 변동을 일으키는 것에 기인하는 경우가 많고, 더욱이 부하 변동 속도가 매우 빠른 것이 많다. 또한, 사이리스터 변환기 자신의 출력 변동이 전원 전압변동으로서 나타나는 것도 있다.

상술한 전원 전압의 급변은 사이리스터 변환기(2)의 출력 급변으로서 나타나고, 직류 전동기(1)의 토크쇼크로서 나타나 버린다.

제3도중에는 현재의 제어 위상각 상태에서 전원 전압이 ±10% 변화한 경우의 제어 위상각/출력전압의 변화를 파선으로 도시하고, 이에 따른 전동기(1)의 출력 변화는 제 4 도에 도시한 등가 회로로 설명된다.

제 4 도에 있어서, Z_P는 사이리스터 변환기(2)측의 임피던스를 직류측으로 변환한 임피던스이고, Z_D는 직류 전동기(1)의 전기자 회로 임피던스로 된다.

두 임피던스(Z_P,Z_D)를 합한 임피던스(ZP+Z_D)에 대해, 전원 전압 변동에 따라 발생하는 사이리스터 변환기(2)의 출력 전압(V_T)의 변동분(△V_T)에 의해 직류 전동기(1)의 전류 변화(△I)는

△I=△V_T/(Z_P+Z_D)(1)

로 되고, 이 변화분(△I)에 비례하여 토크에 변화가 나타난다.

임피던스(Z_D)에는 직류 전동기의 권선 저항 이외에 리플 전류 저감용 직류 리액터(3)의 임피던스나 주회로 배선 임피던스로 포함된다. 또한, 임피던스(Z_P)에는 사이리스터 변환기(2)의 교류측에 삽입되는 교류 리액터나 전원용 변압기와 배전선의 임피던스가 포함된다.

이중, 최대의 것은 전동기 권선의 저항이고, 일반적인 직류 전동기에서는 퍼센트 임피던스로 10~15%이지만, 고속 회전용 직류 다이나모미터(dynamometer)에서는 3%로 되는 경우가 있고, (Z_P+Z_D)의 % 임피던스에서는 5~7.5% 정도로 된다.

이 때문에, 순시적인 전원 전압 변화기 10%라고 하면, 전동기의 기저 속도 이상에서는 사이리스터 변환기(2)가 높은 정력 출력 전압으로 고정되어 계자 전류 제어되기 때문에 △V_T는 퍼센트 전압에서 그대로 10%로 되고, 주 회로 전류 변동(△I)는 상술한 (1)식에 10% 변동을 추가하면 133~200%(1.33배~2배)의 변화로 된다.

이와 같은 전류 변화는, 완만한 경우에는 전류 제어 시스템에 의해 수정 제어되지만, 급격한 전류 변화에 대해서는 전류 제어 시스템의 응답 속도가 빠른 것(ω_C=100)으로도 완전히 수정되지 않는다.

예를 들면, 전류 제어 시스템이 63% 스텝 응답 시간이 0.01초라 해도, 이 응답 시간중에는 오차 토크가 전류 제어 시스템의 오차로서 나타나고, 이것을 메이저 루프[속도 제어부(6) 등]에서 보상하고자 해도, 이 루프에는 상당히 큰 루프 제어 오차로 되어 나타나고, 이 루프에도 리미터가 설치되므로 응답 지연에 의한 토크 쇼크를 작게 하는 것이 어려운 것이었다.

본 발명의 목적은 전원 전압의 급변에 의한 토크 쇼크를 작게 한 제어 장치를 제공하기 위한 것이다.

본 발명은 상기 과제의 해결을 도모하기 위한 것으로, 교류 전원으로부터 사이리스터 전력 변환기에 의해 직류 전력을 얻어 직류 전동기를 운전하고, 전류 제어 시스템을 마이너 루프로 하여 상기 사이리스터 전력 변환기의 점호 위상을 제어하는 직류 전동기의 제어 장치에 있어서, 상기 교류 전원의 전압 변동(△E_P)를 기준 전원 전압(E_PO)의 비(△E_P/E_PO)로서 검출하는 변화량 검출 수단과, 상기 사이리스터 전력 변환기의 직류 전압 검출치(E_T)를 제어 위상각(α) 보정을 위해 감도(dα/dE_P)로 보정하는 제어 수단과, 상기 보정 수단에 의해 보정한 값을 상기 변화량 검출 수단의 검출치에 승산하여 상기 전류 시스템의 위상 제어 출력의 보정 신호(△α)를 얻는 승산기를 구비한 것을 특징으로 한다.

전원 전압의 급변에 기인하는 사이리스터 전력 변환기의 출력 전압 변동분(△E_T)가 그 때의 제어 위상각(α) 및 전동기의 유기 전압(E_D)에 상관하고, 또 변동분(△E_T)가 직접 전동기 전류 변동분(△I)에 비례하는 것에 주목하여, 전원 전압의 검출치와 기준 전원 전압의 편차를 전원 전압 변동분(△E_P)로서 검출함과 동시에, 기준 전원 전압(E_PO)에 있어서의 사이리스터 전력 변환기의 출력 전압(E_T)와 제어 위상각(α)의 관계는

α=F(E_T)(2)

로 할 때에, 제3도의 실선으로 도시한 관계로 되고,

△α=±(△E_P/E_PO)·(dα/dE_T)(3)

단, 전동기의 구동시는 (+), 흡수시는 (-), △E_P=E_P-E_PO,△α=α-α₀, α₀=90°인 보정 제어 신호를 위상각의 보정 신호로 함으로써 전원 전압 변동에 의한 전류 변동을 억제할 수 있다.

또, (2)식의 관계는 상전환시의 중첩각에 의한 근사식으로서

α≒90°-sin^-1k·(E_T/E_PO)(4)

로 할 수 있다. 또한, dα/dE_T는 올바르게는 -cos^-1k·(E_T/E_D)이지만 -cos^-1k·(E_D/E_DO)에 근사한 것, 또는 2~3의 절점을 갖는 절선 근사로 하는 것도 실용적으로는 충분하다.

특히, 변동기의 출력 전압(E_T)를 직류 전동기로의 인가 전압(V_T)에 근사시키는 것은 전압 검출기의 수를 증가시키지 않는 의미에서 효과적으로 된다.

제1도는 본 발명의 한 실시예를 도시한 회로도이다. 제1도가 제2도와 다른 부분은 회로 요소(21~27)을 설치한 점에 있다.

변성기(21)은 사이리스터 순 변환기(2)의 교류측으로 되는 전원 전압을 강압(强壓) 변성하고, 정류기(22)는 변성기(21)의 출력을 전파 정류하여 직류치로서 얻고, 저항 분압 회로(23)은 정류기(22)의 출력을 적당히 분압하여 검출 전압(V_AC)를 얻는다. 이들 요소(21~23)은 교류 전원의 전압 검출 회로로 된다.

비교기(24)는 전원 전압 검출치(V_AC)와 기준치(V_ACO)의 편차(△V_AC)를 구하여, 검출하는 전원 전압(V_AC)가 기준 전원 전압(V_ACO)에 대해 증감한 값으로서 구한다.

감도 조정기(25)는 전동기(1)에 인가시킨 직류 주 회로 전압의 검출치(V_T)에 cos 특성으로 되는 감도 조정치(dα/dE)를 계수 연산하여 감도 보정 신호(V_Tdα/dE)를 얻는다. 승산기(26)은 편차 신호(△V_AC)에 감도 보정 신호(V_Tdα/dE)를 승산함으로써 전원 전압 변화(△V_AC)를 감도 보정한 신호를 얻는다.

보정 극성 전환 회로(27)은 2개의 반전 증폭기(27₁,27₂)의 종속 접속과 그 한쪽의 바이패스 스위치(27₃)으로 구성되고, 스위치(27₃)의 온 또는 오프에 따라 승산기(26) 출력의 반전 신호 또는 비반전 신호를 버퍼 기능을 갖고 출력하며, 이 출력은 적분기(13)으로의 가산 입력으로 된다.

바이패스 스위치(27₃)의 온·오프는 사이리스터 순 변환기(2)가 구동 모드에서 동작중에는 전원 전압(V_AC)가 기준치(V_ACO)보다 커질 때에 사이리스터 순 변환기(2)의 제어 위상각(α)를 작게 하는 방향으로 적분기(13)으로의 가산 입력을 고려하도록 온 상태로 제어된다.

이와 반대로, 사이리스터 순 변환기(2)가 흡수 모드에서 동작중에는 전원 전압(V_AC)가 기준치(V_ACO)보다 커질 때에 제어 위상각(α)를 크게 하는 방향으로 되도록 오프 상태로 된다.

본 실시예에 있어서, 교류 전원의 전압 변동은 검출 전압(V_AC)와 기준 전압(V_ACO)의 편차(△V_AC)로서 구해 두고, 변환기(2)의 출력 전압(E_T)의 검출에 대체해서 직류 전동기로의 인가 전압(V_T)를 이용하고, 승산기(26)의 승산 결과로는 상술한 (3)식에 상당하는 보정 신호(△α)를 얻는다.

이로 인해, 교류 전원 전압의 급변에도 보정 신호(△α)를 위상 보정분으로서 추가함으로써, 사이리스터 변환기(2)의 출력 변화를 억제하고, 직류 전동기의 출력 토크 급변을 무시할 수 있다.

또, 실시예에 있어서, 제어 위상각(α)는 통상 제어 상태에서는 30°≤α(120°)이므로, 감도 조정기(25)의 dα/dE는 1.6배 정도밖에 변화하지 않기 때문에, dα/dE를 cos 특성에 대체해서 중간치로 고정(직선 특성)하면 감도 조정기(25)를 단순한 계수기로 할 수 있다. 보정 정밀도를 높이려 해도 2~3의 절선 함수 발생 장치에 의해 소기의 dα/dE 특성을 얻으면 충분한 보정이 가능하다. 단, dα/dE의 근사 정밀도가 악화되면, 당연한 일이지만 직류 전동기에 생기는 토크 변동은 커지지만, 단순한 직선 근사의 경우에도 보정하지 않은 종래의 것에 비해 토크 변동을 1/3이하로 할 수 있다.

또한, 실시예에 있어서, 직류 전동기(1)의 회전 방향의 전환시에는 자계 전류 방향의 전환을 행하지 않는 것이 일반적이기 때문에, 주 회로 전압 극성의 역전에 대해서는 감도 조정기(25)로의 검출 전압(V_T)의 입력은 극성을 전환하는 수단이 설치된다.

또한, 실시예에 있어서, 사이리스터 변환기는 ＋자 결선 방식으로 하는 것, 또한 주로 구동 모드 제어밖에 행해지지 않는 한방향 반도체 전력 변환기로 하는 것에 적용하여 동등한 효과를 거둔다. 이 구동 모드만의 제어에서는 보정 극성 전환 회로(27)은 불필요하게 된다.

또한, 실시예에 있어서, 보정 신호(α)의 인가는 바이어스 증폭기(10)으로의 가산 입력으로 하는 구성이나 위상기(14)로의 위상 제어 입력으로의 가산 입력으로 하는 구성으로 하여 동등하게 된다.

이상과 같이, 본 발명에 따르면, 전원 전압 변화를 검출하고, 이것을 사이리스터 전력 변환기의 제어 위상기-출력전압 특성에 따라 감도 조정하며, 전류 제어 시스템에 의한 제어 위상각을 보정하도록 했기 때문에, 전원 전압의 급변에도 고속 응답으로 직류 출력 전압 변화를 억제하고, 전원 전압 급변에 직류 전동기의 전류 급변을 무시하여 그 토크 쇼크 발생을 억제할 수 있는 효과가 있다.

Claims (2)

1. 교류 전원으로부터 사이리스터 전력 변환기에 의해 직류 전력을 얻어 직류 전동기를 운전하고, 전류 제어 시스템을 마이너 루프로 하여 상기 사이리스터 전력 변환기의 점호 위상을 제어하는 직류 전동기의 제어 장치에 있어서, 상기 교류 전원의 전압 변동(△E_P)를 기준 전원 전압(E_PO)의 비(△E_P/E_PO)로서 검출하는 변화량 검출 수단, 상기 사이리스터 전력 변환기의 직류 전압 검출치(E_T)를 제어 위상각(α) 보정을 위해 감도(dα/dE_P)로 보정하는 제어 수단, 및 상기 보정 수단에 의해 보정한 값을 상기 변화량 검출 수단의 검출치에 승산하여 상기 전류 제어 시스템의 위상 제어 출력의 보정 신호(△α)를 얻는 승산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 직류 전동기의 제어 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 사이리스터 전력 변환기에 의한 직류 전동기의 운전이 구동 모드인가 흡수 모드인가에 따라 상기 승산기의 출력(α)를 극성 전환하여 상기 보정 신호로 하는 것을 특징으로 하는 직류 전동기의 제어 장치.