JP3331179B2

JP3331179B2 - 電源バランサー

Info

Publication number: JP3331179B2
Application number: JP25849798A
Authority: JP
Inventors: 邦男島津
Original assignee: 愛好電機株式会社
Priority date: 1998-09-11
Filing date: 1998-09-11
Publication date: 2002-10-07
Anticipated expiration: 2018-09-11
Also published as: JP2000092715A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、単相３線式の配電
路において、Ｒ相電源とＴ相電源の利用率を均一にする
電源バランサーに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、単相３線式配電路においては、負
荷平衡をとることが現実的には困難であった。これを解
決する手段としては、図１に示すように、負荷バランサ
ー（ＢＬ0 ）を負荷群（ＺR ）（ＺT ）の末端に設ける
構成が挙げられる。すると、Ｒ相電流（ＩR1）とＴ相電
流（ＩT1）が同じ値になり、二つの電源（ＥR ）（ＥT
）の利用率が均一になることで、電力供給側にも有益
であった。なお、ここで、ＩR1＝ＩR ＋ＩB 、ＩT1＝Ｉ
T −ＩB 、ＩN1＝ＩT1−ＩR1＝０より、ＩB ＝（ＩT
−ＩR ）／２、ＥR ＝ＩR ・ＺR ＝ＩT ・ＺT ＝ＥT
である。しかし、この種の負荷バランサーは負荷群の末
端に設置せざるを得ないので、施工の立場から見れば工
事が複雑となるために、余り普及していないのが実情で
あった。

【０００３】他方、省エネルギーを図る節電器が、近年
その需要の度を高めている。節電器は、その出力端の電
圧を、使用される電気製品の定格電圧下限値近くに下げ
ることで節電を行なうものである。そのため、配電路の
負荷に均衡がとれていないと、過剰に電圧が低下してし
まったりするなど電流の片寄りの悪影響が発生してい
た。

【０００４】本出願人は、節電機能のある変圧器とし
て、特願平７−１８０４「昇降同圧自律切替装置付き省
電力変圧器」を開示している。これによると、出力電圧
が有効に降下されるので節電効果はあるが、Ｒ相電流と
Ｔ相電流とのバランスは十分にはとれなかった。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、従来技術に
おける上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目
的は、単相３線式配電路に設置する施工工事が容易であ
り、２つの電源利用率が均一となる電源バランサーを提
供することである。この電源利用率の均一化により、安
定した負荷対応能力を備え、出力端電圧を適正に降下さ
せられる節電器を提供することも、本発明に伴う目的で
ある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の電源バランサーは、単相３線式の配電路に
おいて、電源の近傍に２体のコアを設け、一方のコアに
は、Ｒ相及びＴ相の線路をそれぞれ巻回し、他方のコア
には、Ｒ相線路とＴ相線路とを結線すると共にＮ相線路
に結線された線路を、Ｒ相線路とＮ相線路との間、及
び、Ｔ相線路とＮ相線路との間で、それぞれ巻回して、
Ｒ相電源とＴ相電源の利用率を均一にする。

【０００７】そして、Ｒ相線路とＴ相線路とを結線する
線路が巻回されたコアに、更に、Ｎ相線路を巻回して、
変圧を行なうことで、出力端電圧を適正に降下させられ
る節電器として寄与させることを特徴とする。

【０００８】なお、Ｒ相線路とＴ相線路とを結線する線
路が巻回されたコアに、更に、Ｒ相及びＴ相の線路をそ
れぞれ巻回して、変圧を行なうことによっても、同様の
作用が得られる。

【０００９】

【発明の実施の形態】本発明の実施形態を図面の例に基
づいて説明する。本発明は、種々の単相３線式配電路を
対象とすることができるが、以下では、好適実施例とし
て、典型的な回路構成を挙げて説述する。なお、本発明
の構成は、その主旨から逸脱しない限り適宜設計変更可
能なものである。

【００１０】＊＊＊１＊＊＊図２は、本発明の電源バランサー（ＢＬ）を備える単相
３線式配電路の要部回路図である。電源（ＥR ）（ＥT
）の近傍に、２体のコア（ＣＲA ）（ＣＲB ）が設け
られる。一方のコア（ＣＲA）には、Ｒ相及びＴ相の線
路（Ｒ1 〜１）（Ｔ1 〜３）をそれぞれ巻回して、コイ
ル（ＣＬAR）（ＣＬAT）を形成する。他方のコア（ＣＲ
B ）には、Ｒ相線路（１）とＴ相線路（３）とを結線す
ると共にＮ相線路（２）に結線された線路を、Ｒ相線路
とＮ相線路との間（１〜２）、及び、Ｔ相線路とＮ相線
路との間（３〜２）で、それぞれ巻回して、コイル（Ｃ
ＬBR）（ＣＬBT）を形成する。

【００１１】＊＊１−１＊＊全ての負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）（ＳＷN ）が
オフの場合（添字０でスイッチオフの状態を示す）：図
３は、全ての負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）（ＳＷ
N ）がオフの場合のコア（ＣＲB ）近傍の状態を示す回
路図である。無負荷であり、閉路電流ＩB0は、閉路Ｎ0
→Ｒ0 →Ｒ1 →１→２→３→Ｔ1 →Ｔ0 →Ｎ0 を流れ
る。一方のコア（ＣＲA ）の磁気抵抗をＲA 、他方のコ
ア（ＣＲB ）の磁気抵抗をＲB とおく。コア（ＣＲA ）
においては、Ａターンで右巻き（ｃ・ｗ）のコイル（Ｃ
ＬAR）と、同じくＡターンで左巻き（ｃ・ｃ・ｗ）のコ
イル（ＣＬAT）があるから、ノーマルモード電流ＩB0に
対して、常に、φＲ10＝φＴ10が成り立ち、磁束が互い
に打ち消す関係にある。よって、合成磁束がφＡC0＝φ
Ｒ10＝φＴ10＝０であるから、ＶR10 ＝Ａ・ｄφＡC0／
ｄｔ＝ＶT10 ＝０となり、電圧降下は各コイルでは生
じていない。φR10 ＝ＩB0・Ａ／ＲA 、φＴ10＝ＩB0・
Ａ／ＲA であるから、常に、ＩB0＝ＩB0（ＩR10 ＝ＩB
0、ＩN10 ＝０、ＩT10 ＝ＩB0）であるように対抗し
ている。

【００１２】コア（ＣＲB）においては、ｑＢターンの
２つのコイル（ＣＬBR）（ＣＬBT）は同方向に巻かれて
いる。ＩB0は１→２→３と流れるから、コア（ＣＲB ）
中の磁束φＢR0及びφＢT0は、図示の矢印方向に発生す
る。他のコア（ＣＲA ）の存在により、ＩR10 ＝ＩT10
＝ＩB0、ＩN10 ＝０と条件づけがされているから１→２
→３以外には流れない。よって、コイル（ＣＬBR）の発
生した磁束φＢR0は、コイル（ＣＬBT）に流れる電流Ｉ
B0を減少させるように作用し、同様に、コイル（ＣＬB
T）の発生した磁束φＢT0は、コイル（ＣＬBR）に流れ
る電流ＩB0を減少させるように作用する。このように、
両磁束φＢR0及びφＢT0は互いに、電流にブレーキをか
けるように働く。

【００１３】両コイル（ＣＬBR）（ＣＬBT）が理想的に
等しく、洩れ磁束も等しければ、ＩB0は小さくなるが、
実際には１〜３間の印加電圧２Ｅや、コイル巻数ｑＢ，
磁気抵抗ＲBにより定まる状態、すなわちバランス点と
なる状態のＩB0（０＜ＩB0≪１）となる。従って、無負
荷の場合は、コア（ＣＲB ）において、合成磁束と電圧
降下は、 φＢC0＝φＢR0＋φＢ10＝ＩB0・２ｑＢ／ＲB （０＜ＩB0≪１）ＶＢR0＝ＶＢT0＝ｑＢ・ｄφＢC0／ｄｔ＝２ｊωＬB ＩB0＝Ｅ・・・（１）の関係が成立する（ただし、ＬB ＝ｑ²Ｂ²／ＲB 、ｄ
／ｄｔ≡ｊω、ω＝２πｆ）。よって、式（１）より、ＩB0＝Ｅ／２ｊＸB ・・・（２）となる（ただし、ＸB ＝ωＬB ）。

【００１４】＊＊１−２＊＊全ての負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）（ＳＷN ）が
オンの場合（ただし負荷はＺR≧ＺT ）：図４は、全
ての負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）（ＳＷN）がオ
ンの場合のコア（ＣＲB ）近傍の状態を示す回路図であ
る。コア（ＣＲA ）においては、φR1＝φT1と均衡する
ためにφＡC ＝０であるから、コイルには電圧降下は生
じない。よって、Ｒ2 −Ｎ2 、Ｎ2 −Ｔ2 間の印加電圧
は共に電源電圧（ＥR ）（ＥT）とみなせる。ここで、
線路が対称で、ＺR ≧ＺT であれば、電流の大きさがＩ
R2≦ＩT2と指定される。すると、コア（ＣＲA ）の働き
により、ＩR1＝ＩT1が保たれるのであるから、コア（Ｃ
ＲB ）の各コイル（ＣＬBR）（ＣＬBT）に流れ込む電流
は、図２に示した方向をもつＩBR、ＩBTでなければなら
ない。もし、ＩBTが図示の方向と逆方向であれば、ＩN1
＝ＩT1−ＩR1＝０であるからＩBR＝−（ＩBT）となり、
無負荷のＩB0の通り方となる。そのため、ＩBRはＩB0に
近づき、ＩR1＜ＩT1となってコア（ＣＲA）の働きに矛
盾した結果となってしまう。よって、ＩBTは図２に示し
た方向に発生せざるを得ない。

【００１５】すると今度は図４に示す通り、コア（ＣＲ
B ）の磁路は互いに他のコイル（ＣＬBR）（ＣＬBT）か
らの磁束を打ち消すように、電流ＩBR、ＩBTが流れるよ
うになる。１−２間の印加電圧がやはり同じ値（ＥR ）
（ＥT ）であることから、図３で示した合成磁束φＢC0
方向と同方向に、合成磁束φＢCも存在して、φＢC
は、φＢR ＝ＩBR・ｑＢ／ＲB 、φＢT ＝ＩBR・ｑＢ／
ＲB 、φＢC ＝φＢR −φＢT より、 φＢC ＝（ＩBR−ＩBT）・ｑＢ／ＲB ・・・（３）となる。電源電圧（ＥR ）（ＥT ）との関係より、 φＢC ＝φＢC0 ・・・（４）であるから、ＩBR−ＩBT＝２ＩB0 ・・・（５）の関係を得て、φＢC ≠０である。

【００１６】よって、１−２間の電圧ＶＢRは、電圧降
下で、ＶＢR ＝ｑＢ・ｄφＢC ／ｄｔ・・・（６）３−２間の電圧ＶＢT は、電圧上昇で、ＶＢT ＝ｑＢ・ｄ（−φＢC ）／ｄｔ・・・（７）である。すなわち、ＶＢR ＝Ｅ・・・（８）ＶＢT ＋Ｅ＝０・・・（９）の関係が得られる。

【００１７】以上をふまえて、図２における電流の働き
を鑑みると、電源バランサー回路（ＢＬ）の作用が明確
となる。コア（ＣＲA ）とそのコイル（ＣＬAR）（ＣＬ
AT）の働きにより、ＩR1＝ＩT1、ＩN1＝ＩT1−ＩR1＝０
が保たれる。よって、ＩR1＝ＩR2＋ＩBR ・・・（１０）ＩT1＝ＩT2−ＩBT ・・・（１１）より、ＩT2−ＩR2＝ＩBR＋ＩBT ・・・（１２）の関係が得られる。（１２）式の内容は、電源バランサ
ー回路（ＢＬ）の作用により、ＺR ≧ＺTの時、ＩR2よ
りも大きな電流ＩT2を要求する負荷ＺTに対して、２つ
の電源（ＥR）（ＥT ）が協調して働き、ＩT2に対して
Ｎ相線路より上から流れてくるＩR2に加えるべきＩN2＝ＩBR＋ＩBT ・・・（１３）を送り込んでＩT2を実現させているということを示して
いる。

【００１８】すなわち、従来は、負荷ＺR、ＺTに対して
電源（ＥR ）（ＥT ）が互いに独立して作用していたの
に対し、電源バランサー回路（ＢＬ）を用いることで、
２つの電源（ＥR ）（ＥT ）を同じ利用率で働かせるこ
とができる。例えばＩR2＝０となる極端な片側負荷の状
態であっても、２つの電源（ＥR ）（ＥT ）は互いに協
調して働くので、実質的に一つの電源として負荷対応を
行なえる。従って、電力供給側にも負担をかけず、か
つ、効率よく電源として機能するため、最大片側負荷対
応性と安全性に優れている。

【００１９】図２において、回路方程式を考えると、Ｒ相側で、Ｅ＝ＩR2・ｒ＋ＶＺR −ＩN2・ｒN ・・・（１４）ＶＺR ＝ＩR2・ＺR ・・・（１５）Ｔ相側で、Ｅ＝ＩT2・ｒ＋ＶＺT ＋ＩN2・ｒN ・・・（１６）ＶＺT ＝ＩT2・ＺT ・・・（１７）電流について、ＩR1＝ＩT1より、ＩT2−ＩR2＝ＩBR＋ＩBT ・・・（１８）ＩBR−ＩBT＝２ＩＢ0 ・・・（１９）ＩN2＝ＩT2−ＩR2 ・・・（２０）の関係があるから、これを解いて、各電流ＩR2，ＩT2，
ＩN2，ＩBR，ＩBTを求めれば次の通りになる。

【００２０】ＩR2 ＝（ｒ＋２ｒN ＋ＺT ）・Ｅ／｛ｒ（ｒ＋２ｒN ）＋（ｒ＋ｒN ）（ＺR ＋ＺT ）＋ＺR ＺT ｝・・・（２１）ＩT2 ＝（ｒ＋２ｒN ＋ＺR ）・Ｅ／｛ｒ（ｒ＋２ｒN ）＋（ｒ＋ｒN ）（ＺR ＋ＺT ）＋ＺR ＺT ｝・・・（２２）ＩN2 ＝（ＺR −ＺT ）・Ｅ／｛ｒ（ｒ＋２ｒN ）＋（ｒ＋ｒN ）（ＺR ＋ＺT ）＋ＺR ＺT ｝・・・（２３）ＩBR＝１／２（ＩT2 −ＩR2 ）＋ＩＢ0 ≒１／２（ＩT2 −ＩR2 ）＝ＩN2 ／２（０＜ＩＢ0 ≪１）・・・（２４）ＩBT＝１／２（ＩT2 −ＩR2 ）−ＩＢ0 ≒１／２（ＩT2 −ＩR2 ）＝ＩN2 ／２（０＜ＩＢ0 ≪１）・・・（２５）よって、ＺR ＝ＺT の場合には、ＩR2 ＝ＩT2 、ＩN2
＝０、ＩBR＝−ＩBT＝ＩB0 となる。

【００２１】従来の電源バランサーは、負荷端に設置さ
れることによって、ＩR1＝ＩT1、ＩT2＝０として電源利
用率を均一化し、万一Ｎ相線路が断線しても、Ｒ相、Ｔ
相の負荷端電圧を同一に保つという利点をもっていた。
これに対し、本発明の電源バランサー回路（ＢＬ）は、
Ｎ相線路の断線には対応しないが、図５に示すように主
電源の近傍で用いることができる。そのため、設置が簡
便であり、種々の負荷端に数多く用いる必要はなく、主
電源に一つ対応させればよく、経費低減にも寄与する。
また、図６及び７の節電回路に組み込めば図８のように
極めて安定した使い方ができる。図６及び７に示した回
路については後に詳述する。なお、ＺR＜ＺTの場合は、
図４における電流ＩBRとＩBTは逆方向に流れるが、上述
と同様に説明される。

【００２２】＊＊＊２＊＊＊図６は、本発明による電源バランサー（ＢＬ）を備える
単相３線式配電路の要部回路図である。図２に示して上
述した回路のコア（ＣＲB ）に、更に、Ｒ相線路とＴ相
線路とを結線する線路（１−Ｒ2 ）（３−Ｔ2 ）が巻回
されて、コイル（ＣＬR2）（ＣＬT2）が形成される。一
方のコア（ＣＲA ）のコイル（ＣＬAR）（ＣＬAT）によ
って、ＩR1＝ＩT1となる作用は上に述べてあるので、他
方のコアー（ＣＲB ）に新たに設けた電圧降下コイルの
働きについて説明を行なう。なお、これは、巻き方を逆
にすれば電圧を上昇させるコイルとして機能する。

【００２３】＊＊２−１＊＊負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）がオフで無負荷の場
合：図９は、負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）がオフ
の場合のコア（ＣＲB ）近傍の状態を示す回路図であ
る。負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）がオフであるか
ら、コア（ＣＲA ）を通った電流ＩＢ0 は、１→２→３
と流れる。ここで、コイル（ＣＬR2）（ＣＬT2）には電
流は流れない。また、コア（ＣＲA ）により、ＩB10 ＝
ＩT10 ＝ＩB0 、ＩN10 ＝０と条件づけされているか
ら、ＩB0 は１→２→３以外には流れない。

【００２４】従って、この状態は、前述の図３の場合と
同じであって、 φＢC0＝φＢR0＋φＢT ＝ＩB0・２ｑＢ／ＲB （０＜ＩB0 ≪１）・・・（２６）ＶＢR0＝ＶＢT0＝２ｊＸＢ・ＩB0＝Ｅ・・・（２７）ＩB0＝Ｅ／２ｊＸB （ＸB ＝ωＬB、ω＝２πｆ、ＬB ＝ｑ²Ｂ² ／ＲB ）・・・（２８）である。Ｒ2 −Ｎ2 間の出力電圧ＶR2と、Ｎ2 −Ｔ2 間
の出力電圧Ｖ2Tは、ＶR2＝ＶT2＝ＢｄφＢC0／ｄｔで
あるから、ＶR2＝ＶT2＝Ｅ／ｑ・・・（２９）となり、電流は流れないが電圧降下は発生している。よ
って、この時、出力端子電圧Ｖ2R（Ｒ2 −Ｎ2 間）及び
Ｖ2T（Ｎ2 −Ｔ2 間）は、Ｖ2R＝Ｖ2T＝Ｅ−ＶR2＝Ｅ−ＶT2＝Ｅ・（ｑ−１）／ｑ
・・（３０）である。

【００２５】＊＊２−２＊＊負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）がオンで有負荷の場
合（ＺR ≧ＺT 、ＩR2≦ＩT2）：前記１−２の項で説
明したのと同じ理由で、コイル（ＣＬBR）には電流ＩB
R、コイル（ＣＬBT）には電流ＩBT、コイル（ＣＬR2）
には電流ＩR2、コイル（ＣＬT2）には電流ＩT2が流れ
る。よって、コア（ＣＲA ）のコイル（ＣＬAR）（ＣＬ
AT）の働きにより、ＩR1＝ＩT1、ＩN1＝ＩT1−ＩR1＝
０、すなわち、ＩT2−ＩR2＝ＩBR＋ＩBT ・・・（３１）が成立している。

【００２６】コア（ＣＲB ）中の磁束を見れば、 φＢR ＝ＩBR・ｑＢ／ＲB ・・・（３２） φＢT ＝ＩBT・ｑＢ／ＲB ・・・（３３） φＲ2 ＝ＩR2・Ｂ／ＲB ・・・（３４） φＴ2 ＝ＩT2・Ｂ／ＲB ・・・（３５）であり、その合成磁束φＢCは、 φＢC ＝φＢR −φＢT ＋φＲ2 ＋φＴ2 ＝｛ｑ（ＩBR−ＩBT）＋（ＩR2＋ＩT2）｝Ｂ／ＲB ・・・（３６）となる。

【００２７】１−２間の電圧ＶＢRは電源Ｅに等しく、
ＶＢR0はＥに等しいので、φＢC は、 φＢC ＝φＢC0 ・・・（３７）を満たす値である。よって、（２６）（３６) 式より、ｑ（ＩBR−ＩBT）＋（ＩR2 ＋ＩT2 ）＝２ｑＩB0 ・・・（３８）であり、また、コア（ＣＲA ）のコイル条件式、（３
１）式も満たしている。従って、各電流は、（３１）
（３８）式を満たす関係で定まる。（３１）（３８）式
をＩBR、ＩBTについて解けば、ＩBR＝｛（ｑ−１）ＩT2−（ｑ＋１）ＩR2｝／２ｑ＋ＩB0 ・・・（３９）ＩBT＝｛（ｑ＋１）ＩT2−（ｑ−１）ＩR2｝／２ｑ−ＩB0 ・・・（４０）となる。特に、ＩR2 ＝ＩT2 ＝Ｉとなる場合（ＺR ＝
ＺT ）は、ＩBR＝ＩB0−１／ｑ、ＩBT＝１／ｑ−ＩB0
となる。

【００２８】ところで、φＢC ≠０が存在し、ＶＢR ＝
Ｅであるから、コイル（ＣＬR2）（ＣＬT2）における電
圧降下ＶR2 、ＶT2 は、ＶR2＝ＢｄφＢC ／ｄｔ＝ＶT2 ＶＢR ＝ｑＢ・ｄφＢC ／ｄｔ＝Ｅの関係から、ＶR2＝ＶT2＝Ｅ／ｑ・・・（４１）と常に一定となる。よって、この時、機器の出力端電圧
Ｖ2R、Ｖ2Tは、Ｖ2R＝Ｅ−ＶR2 Ｖ2T＝Ｅ−ＶT2 より、Ｖ2R＝Ｅ（ｑ−１）／ｑ＝Ｖ2T ・・・（４２）と保持されていることがわかる。

【００２９】以上より、電圧降下コイル（ＣＬR2）（Ｃ
ＬT2）を設けたコア（ＣＲB ）によって、その出力を電
源Ｅの（ｑ−１）／ｑ倍として出力することができ、こ
の電圧降下分だけ負荷の消費エネルギーが節約される。
なお、コイル（ＣＬR2）（ＣＬT2）の巻き方を、図では
Ｃ・Ｃ・Ｗ巻としたが、逆にＣ・ω巻とすれば、ＶR2、
ＶT2は電圧上昇となり、Ｖ2R＝Ｖ2T＝（ｑ＋１）／ｑＥ
とすることができる。

【００３０】回路方程式は、Ｖ2R＝ＩR2・ｒ＋ＶZR−ＩN2・ｒN ・・・（４３）Ｖ2T＝ＩT2・ｒ＋ＶZT＋ＩN2・ｒN ・・・（４４）となるから、これを解けばＩR2，ＩT2 が次のように得られる。ＩR2＝（ｒ＋２ｒN ＋ＺT ）（ｑ−１）Ｅ／｛ｒ（ｒ＋２ｒN ）＋（ｒ＋ｒN ）（ＺR ＋ＺT ）＋ＺR ＺT ｝ｑ・・・（４５）ＩT2＝（ｒ＋２ｒN ＋ＺR ）（ｑ−１）Ｅ／｛ｒ（ｒ＋２ｒN ）＋（ｒ＋ｒN ）（ＺR ＋ＺT ）＋ＺR ＺT ｝ｑ・・・（４６）これから、節電器が無い場合に比較して、負荷電流ＩT
2、ＩR2は共に（ｑ−１）／ｑ倍となることがわかる。
よって、皮相電力は、｛（ｑ−１）／ｑ｝²倍となり、
節電器を用いない場合よりも低下する。また、負荷の
力率は変化しないから、有効電力も｛（ｑ−１）／ｑ｝
²倍となり減少する。

【００３１】図１０は、図９とはコイル配置を逆にした
ものであるが、上述と同様にして、ＩT1＝ＩR1 ・・・（４７）Ｖ2R＝Ｅ・ｑ／（ｑ＋１）＝Ｖ2T ・・・（４８）となる。

【００３２】以上のように、Ｖ2R（Ｒ2 −Ｎ2 間の出力
電圧）、Ｖ2T（Ｎ2 −Ｔ2 間の出力電圧）は、負荷変動
があっても、一定値Ｖ2R＝Ｖ2T＝Ｅ（ｑ−１）／ｑに保
たれ、その電圧降下分Ｅ／ｑに見合った分だけ負荷側の
消費電力が低下する。すなわち、単相三線式の配電路に
おいて、２つの電源の利用率を均一化すると同時に、適
正な電圧降下分に基づいて節電を行なうという省エネ機
器が得られた。従来の電圧降下分だけ節電のみを行なう
機器では、負荷側のバランスが取れていない場合には、
２つの電源の利用率も異なってしまう。例えば、ＩR2＝
０などの極端な非平衡負荷の状態でＩT2が最大定格近辺
では、電源の一つしか利用できないために、電源電圧の
降下などの不都合を生じた。すると、２次側に電源を供
給する１次側電源にも悪影響を及ぼし、送電系統全体と
しては好ましいものではない状態に落ち入る場合もあっ
た。そこで、本発明の電源バランサー機能をもった節電
器を用いれば、電源利用率が２つの電源において常に等
しく保たれるので、総合的な負荷対応力が最大限まで
（電源最大容量×２倍）増加するから、従来の節電器に
比べて、安全性が高まると同時に、１次側電源への悪影
響をなくすこともできる。

【００３３】また、コア（ＣＲA ）のコイルの配置はＣ
・Ｗ巻とＣ・Ｃ・Ｗ巻の組み合わせであるから、通常の
ノーマルモード電流に対しては抵抗を示さず通過させる
が、１次側電流のコモンモード変動やノイズ等のコモン
モード電流は極めて強力に阻止する。従って、本発明の
節電器を用いることで、半導体回路をもつ様々な電子機
器に悪影響を及ぼすコモンモード電圧、電流をカットす
ることができる点でも実用性の高い有意義な特徴であ
る。

【００３４】＊＊＊３＊＊＊図１１は、本発明による電源バランサー（ＢＬ）を備え
る単相３線式配電路の要部回路図である図７の一部分で
あり、コア（ＣＲB ）近傍を示す。図２に示して上述し
た回路のコア（ＣＲB ）に、更に、Ｎ相線路（２−Ｎ2
）が巻回されて、コイル（ＣＬN ）が形成される。一
方のコア（ＣＲA ）のコイル（ＣＬAR）（ＣＬAT）によ
って、ＩR1 ＝ＩT1となる作用は既に述べてあるので、
他方のコアー（ＣＲB ）に新たに設けた電圧降下コイル
の働きについて説明を行なう。

【００３５】＊＊３−１＊＊負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）がオフで無負荷の場
合：負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）がオフであるか
ら、コア（ＣＲA ）を通った電流は、電源電圧（ＥR ＋
ＥT ）の印加方向に従って１→２→３と流れる。Ｎコイ
ルには電流は流れないが、磁束の誘導により電圧は発生
する。コア（ＣＲA）では既述したように、電圧降下は
生じない。

【００３６】この無負荷時の電流をＩB0とすれば、この
状態は、図３の場合と同様であるから、 φＢC0＝φＢR0＋φＢT0＝ＩB0・２ｑＢ／ＲB （０＜ＩB0≪１）・・・（４９）ＶＢR0＝ＶＢT0＝ｑＢ・ｄφＢC0／ｄｔ＝２ｊωＬB ＩB0 ＝２ｊＸB ＩB0 （ＬB ＝ｑ²Ｂ²／ＲB ）・・・（５０）ＶＮ0＝Ｂ・ｄφＢC0／ｄｔ＝ＶＢR0／ｑ・・・（５１）ＶＢR0＝ＶＢT0＝Ｅ・・・（５２) の関係があり、機器の出力端電圧Ｖ2R0、Ｖ2T0は、ＶＺR0＝ＶＺT0＝ＶＢR0−ＶＮ0 ＝ＶＢR0−ＶＢR0／ｑ＝Ｅ・（ｑ−１）／ｑ・・・（５３) と定まり、電流ＩB0は、ＩB0＝Ｅ／２ｊＸB ・・・（５４) となる。

【００３７】＊＊３−２＊＊負荷スイッチ（ＳＷR ）（ＳＷT ）がオンで有負荷の場
合（ＺR ≧ＺT 、ＩR2≦ＩT2）：既述のように、コイ
ル（ＣＬBR）には電流ＩBR、コイル（ＣＬBT）には電流
ＩBT、コイル（ＣＬN ）には電流ＩN2が流れる。コア
（ＣＲA ）のコイル（ＣＬAR）（ＣＬAT）の働きによ
り、ＩR1＝ＩT1、ＩN1＝ＩT1−ＩR1＝０、すなわち、ＩT2−ＩR2＝ＩBR＋ＩBT ・・・（５５）が成立している。

【００３８】コア（ＣＲB）中の磁束を見れば、 φＢR ＝ＩBR・ｑＢ／ＲB ・・・（５６） φＢT ＝ＩBT・ｑＢ／ＲB ・・・（５７） φＮ＝ＩN2・Ｂ／ＲB ・・・（５８）であり、その合成磁束φＢC は、 φＢC ＝φＢR −φＢT ＋φＮ＝｛ｑ（ＩBR−ＩBT）＋（ＩT2−ＩR2）｝Ｂ／ＲB ＝｛（ｑ＋１）ＩBR−（ｑ−１）ＩBT｝Ｂ／ＲB ・・・（５９）となる。

【００３９】１−２間の電圧はＥであり、ＶＢRもＥに
等しいために、 φＢC ＝φＢC0 ・・・（６０) でなければならない。よって、（４９）（５９）式より（ｑ＋１）ＩＢR −（ｑ−１）ＩBT＝２ｑＩB0 ・・・（６１）となる。（５５）（６１）式よりＩBR、ＩBTを求めれば、ＩBR＝ＩB0−（ＩT2−ＩR2）（ｑ−１）／２ｑ・・・（６２）ＩBT＝（ＩT2−ＩR2）（ｑ＋１）／２ｑ−ＩB0 ・・・（６３）を得るから、ＩBR−ＩBT＝２ＩB0−（ＩT2−ＩR2）・・・（６４）である。特に、ＩR2＝ＩT2＝Ｉとなる場合（ＺR ＝ＺT
）は、ＩBR＝ＩB0＝−ＩBT となる。

【００４０】φＢC ≠０が存在し、ＶＢR ＝ｑＢ・ｄφＢC0 ／ｄｔ＝Ｅ・・・（６５）ＶＮ＝Ｂ・ｄφＢC ／ｄｔ・・・（６６）であるから、ＶＮ＝Ｅ／ｑ・・・（６７）が得られる。よって、この時、機器の出力端電圧Ｖ2
R、Ｖ2Tは、Ｖ2R＝Ｖ2T＝Ｅ−ＶN よりＶ2R＝Ｖ2T＝Ｅ（ｑ−１）／ｑ・・・（６８）となる。以上より、Ｎ相線路に電圧降下コイル（ＣＬ
N）を設けたコアー（ＣＬB）では、その出力を、電源電
圧Ｅの（ｑ−１）／ｑ倍とするので、前述と同じく、負
荷の有効電力も（ｑ−１）²／ｑ²倍とすることができ
る。

【００４１】

【発明の効果】本発明の電源バランサーは、以上の構成
をしているために次の効果を奏する。すなわち、その回
路構成により、Ｒ相電源とＴ相電源の利用率が均一とな
ると共に、単相３線式配電路に設置する施工工事が容易
である。そして、Ｒ相線路とＴ相線路とを結線する線路
が巻回されたコアに、Ｎ相線路を巻回して変圧を行なう
ことによって、出力端電圧を適正に降下させて節電に寄
与する。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の電源バランサーを備える単相３線式配電
路の要部回路図

【図２】本発明の電源バランサーを備える単相３線式配
電路の要部回路図

【図３】負荷スイッチがオフの場合のコア（ＣＲB ）近
傍の状態を示す回路図

【図４】負荷スイッチがオンの場合のコア（ＣＲB ）近
傍の状態を示す回路図

【図５】本発明の実施例を示す要部回路図

【図６】変圧機能を備え、本発明による電源バランサー
を備える単相３線式配電路の要部回路図

【図７】図６とは別例であり、変圧機能を備え、本発明
による電源バランサーを備える単相３線式配電路の要部
回路図

【図８】本発明の実施例を示す要部回路図

【図９】図６の回路において、負荷スイッチがオフの場
合のコア（ＣＲB）近傍の状態を示す回路図

【図１０】図６とはコイル配置が異なる回路図

【図１１】図７の回路の一部分であり、コア（ＣＲB）
近傍の状態を示す回路図

【符号の説明】

ＢＬ、ＢＬ1 〜n 電源バランス回路ＴＲ1 〜n 変圧器ＣＲ0,A,B コアＣＬ0,AR,AT,BR,BT,R2,T2,N コイルＥR 、ＥT 電源ＺR,T,N 、ＺR1〜n 負荷ＳＷR,T,N スイッチｒ、ｒN 抵抗

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02J 3/00 - 5/00 G05F 1/24 - 1/30 H01F 30/12

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】単相３線式の配電路において、電源の近傍に２体のコアを設け、一方のコアには、Ｒ相及びＴ相の線路をそれぞれ巻回
し、他方のコアには、Ｒ相線路とＴ相線路とを結線すると共にＮ相線路に結線
された線路を、Ｒ相線路とＮ相線路との間、及び、Ｔ相線路とＮ相線路
との間で、それぞれ巻回して、Ｒ相電源とＴ相電源の利
用率を均一にし、Ｒ相線路とＴ相線路とを結線する線路が巻回されたコア
に、更に、Ｎ相線路を巻回して、変圧を行なうことを特徴とする電源バランサー。