JP3310682B2 - 音響信号の符号化方法及び再生方法 - Google Patents
音響信号の符号化方法及び再生方法Info
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
- G10L19/0212—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders using orthogonal transformation
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音響信号、その他のア
ナログ信号をデジタル信号化して記録たり，伝送したり
する際に好適なデジタル信号の符号化方法及び再生方法
に関する。
ナログ信号をデジタル信号化して記録たり，伝送したり
する際に好適なデジタル信号の符号化方法及び再生方法
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、アナログ信号をデジタル信号、例
えばＰＣＭ（パルスコードモジュレーション）信号とし
て記録，伝送することが多くなったが、前記のＰＣＭ信
号は情報量が多いために、ＰＣＭ信号の記録や伝送のた
めには広い伝送帯域が必要とされる。それで、デジタル
信号の信号処理を行う記録再生機器，伝送機器、その他
の各種の機器においては、従来からデジタル信号を少な
い情報量で効率的に処理することが行なわれている。そ
して、信号をより少ない情報量で効率的に符号化できる
ようにした高能率符号化方式としては、信号の予測を行
なって予測値からのずれの成分（残差成分）だけを記
録，伝送するようにした各種の高能率符号化方式や、信
号に対してある種の変換（一般には直交変換）を施して
信号の特徴を抽出し、その信号の特徴部分、あるいは人
間の視覚や聴覚が信号の変化の少ない部分での変化に対
しては敏感であるが信号の変化の激しい部分においては
ある程度の誤差があっても検知し難いという性質を利用
するなどして、各サンプルあたりの情報量（ビット数）
を少なくするようにした各種の高能率符号化方式等が従
来から提案されて来ていることは周知のとおりである。
えばＰＣＭ（パルスコードモジュレーション）信号とし
て記録，伝送することが多くなったが、前記のＰＣＭ信
号は情報量が多いために、ＰＣＭ信号の記録や伝送のた
めには広い伝送帯域が必要とされる。それで、デジタル
信号の信号処理を行う記録再生機器，伝送機器、その他
の各種の機器においては、従来からデジタル信号を少な
い情報量で効率的に処理することが行なわれている。そ
して、信号をより少ない情報量で効率的に符号化できる
ようにした高能率符号化方式としては、信号の予測を行
なって予測値からのずれの成分（残差成分）だけを記
録，伝送するようにした各種の高能率符号化方式や、信
号に対してある種の変換（一般には直交変換）を施して
信号の特徴を抽出し、その信号の特徴部分、あるいは人
間の視覚や聴覚が信号の変化の少ない部分での変化に対
しては敏感であるが信号の変化の激しい部分においては
ある程度の誤差があっても検知し難いという性質を利用
するなどして、各サンプルあたりの情報量（ビット数）
を少なくするようにした各種の高能率符号化方式等が従
来から提案されて来ていることは周知のとおりである。
【０００３】図９は、電話の音声信号の伝送に際して情
報量の圧縮を行なうために実用されている線形予測を適
用して構成されている周知の高能率符号化方式のブロッ
ク図であり、図９に例示されている高能率圧縮方式では
子測系の分子（零）と分母（極）とを予測するものであ
るが、その予測能力は余り良好ではなく、音楽信号の伝
送には殆ど効果がない。なお、線形予測を行なうものに
は、他に、例えばパーコ方式等が存在するが、これも性
能的に限界がある。
報量の圧縮を行なうために実用されている線形予測を適
用して構成されている周知の高能率符号化方式のブロッ
ク図であり、図９に例示されている高能率圧縮方式では
子測系の分子（零）と分母（極）とを予測するものであ
るが、その予測能力は余り良好ではなく、音楽信号の伝
送には殆ど効果がない。なお、線形予測を行なうものに
は、他に、例えばパーコ方式等が存在するが、これも性
能的に限界がある。
【０００４】前記のように、音楽信号の記録，伝送に関
する情報量の圧縮に適した予測法が無かったこれまでの
間に、音楽信号の記録，伝送に関する情報量の圧縮のた
めに最も広く用いられてきたビット圧縮方法は、例えば
図１０の(ａ)のブロック図に示されているように、直交
変換による近接周波数間のマスキング効果を利用してビ
ット圧縮を行なうものであった。すなわち、音響信号か
ら例えば１０２４点の標本点を有する期間を、図１０の
(ｂ)に例示するように窓関数を掛けて順次の各フレーム
の繋ぎ目を互に重複させて緩やかに繋がるような状態の
順次の１フレーム期間として切出し、各１フレーム毎に
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により直交変換を行なう。
高速フーリエ変換によって得られたデータから、最も振
幅の大きな周波数値を求め、その周波数を中心にして図
１０の(ｃ)に例示されているようなマスキング曲線の演
算を行ない、マスキング曲線よりも大きな振幅を有する
スペクトラムは記録，伝送し、マスキング曲線よりも小
さな振幅を有するスペクトラムは記録，伝送しない、と
いうように、主スペクトラムによってマスクされて聞え
ないスペクトラムは、記録，伝送しないようにするもの
である。なお、直交変換としてはＤＦＴ，ＤＣＴ、その
他が使用できる。
する情報量の圧縮に適した予測法が無かったこれまでの
間に、音楽信号の記録，伝送に関する情報量の圧縮のた
めに最も広く用いられてきたビット圧縮方法は、例えば
図１０の(ａ)のブロック図に示されているように、直交
変換による近接周波数間のマスキング効果を利用してビ
ット圧縮を行なうものであった。すなわち、音響信号か
ら例えば１０２４点の標本点を有する期間を、図１０の
(ｂ)に例示するように窓関数を掛けて順次の各フレーム
の繋ぎ目を互に重複させて緩やかに繋がるような状態の
順次の１フレーム期間として切出し、各１フレーム毎に
高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により直交変換を行なう。
高速フーリエ変換によって得られたデータから、最も振
幅の大きな周波数値を求め、その周波数を中心にして図
１０の(ｃ)に例示されているようなマスキング曲線の演
算を行ない、マスキング曲線よりも大きな振幅を有する
スペクトラムは記録，伝送し、マスキング曲線よりも小
さな振幅を有するスペクトラムは記録，伝送しない、と
いうように、主スペクトラムによってマスクされて聞え
ないスペクトラムは、記録，伝送しないようにするもの
である。なお、直交変換としてはＤＦＴ，ＤＣＴ、その
他が使用できる。
【０００５】前記のようにしてデータを減少させること
ができる理由は、人間の聴覚の性質として、ある周波数
成分の音が強く放射されている場合には、その周波数成
分の近傍の周波数についての検知能力が低下するからで
あり、検知能力が低下している部分の周波数成分につい
ては少ないビット数を割当て、小振幅の信号成分は全く
伝送しない、等の手段によりデータ量の減少が実現でき
るのであり、前記のようなデータ量の減少により、信号
精度はかなり低下するが、聴感上においては聴覚のマス
キング効果によって、原信号を聴取した場合と区別がで
きないようにできることが多い。
ができる理由は、人間の聴覚の性質として、ある周波数
成分の音が強く放射されている場合には、その周波数成
分の近傍の周波数についての検知能力が低下するからで
あり、検知能力が低下している部分の周波数成分につい
ては少ないビット数を割当て、小振幅の信号成分は全く
伝送しない、等の手段によりデータ量の減少が実現でき
るのであり、前記のようなデータ量の減少により、信号
精度はかなり低下するが、聴感上においては聴覚のマス
キング効果によって、原信号を聴取した場合と区別がで
きないようにできることが多い。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】前記のように、従来は
高能率符号化を行なうのに、信号を予測したり、信号を
直交変換したりすることが行なわれて来たが、信号の予
測技術と直交変換技術との双方をうまく融合させて、直
交変換されたデータから次のフレームの直交変換された
信号の予測をできるようにすれば、一層の高能率符号化
が達成できるが、そのようなことは従来行なわれていな
かった。
高能率符号化を行なうのに、信号を予測したり、信号を
直交変換したりすることが行なわれて来たが、信号の予
測技術と直交変換技術との双方をうまく融合させて、直
交変換されたデータから次のフレームの直交変換された
信号の予測をできるようにすれば、一層の高能率符号化
が達成できるが、そのようなことは従来行なわれていな
かった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】そこで、上記課題を解決
するために本発明は、下記の音響信号の符号化方法及び
再生方法を提供する。 （１） 予め定められた一定の時間長を有するように音
響信号から切出された順次の各直交変換フレームを、同
じ窓関数を用いて離散的に直交変換するステップと、直
交変換された順次の各直交変換フレームにおける第１の
時間位置の第１の直交変換フレームの直交変換係数と、
第２の時間位置の第２の直交変換フレームの直交変換係
数とに基づいて、前記第１の時間位置と前記第２の時間
位置との時間差の整数倍の時間位置に存在している第３
の時間位置の第３の直交変換フレームの直交変換係数に
対する予測係数を得る予測ステップと、前記予測係数
と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数との差
分である予測残差を得るステップと、前記予測残差と、
前記第３の直交変換フレームの直交変換係数とを周期的
に切換えて出力する切換ステップと、前記切換ステップ
で得られる出力を量子化する量子化ステップとを備えた
音響信号の符号化方法であって、前記予測ステップで
は、前記第１，第２の各直交変換フレームにおいて互い
に対応している同一の離散周波数における直交変換係数
の位相項の変化の態様が時間軸上で一定であるとして、
前記第３の直交変換フレーム内の個々の直交変換係数の
予測係数を決定し、前記切換ステップでは、前記個々の
直交変換係数について、所定数の前記直交変換フレーム
おきに存在する１つの直交変換フレームでは前記直交変
換フレームの直交変換係数を出力し、それ以外では前記
予測残差を出力することを特徴とする音響信号の符号化
方法。（２） 予め定められた一定の時間長を有するように音
響信号から切出された順次の各直交変換フレームを、同
じ窓関数を用いて離散的に直交変換するステップと、直
交変換された順次の各直交変換フレームにおける第１の
時間位置の第１の直交変換フレームの直交変換係数と、
第２の時間位置の第２の直交変換フレームの直交変換係
数とに基づいて、前記第１の時間位置と前記第２の時間
位置との時間差の整数倍の時間位置に存在している第３
の時間位置の第３の直交変換フレームの直交変換係数に
対する予測係数を得る予測ステップと、前記予測係数
と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数との差
分である予測残差を得るステップと、前記予測残差を量
子化する量子化ステップとを備えた音響信号の符号化方
法であって、前記予測ステップは、前記第１，第２の各
直交変換フレームにおいて互いに対応している同一の離
散周波数における直交変換係数の位相項の変化の態様が
時間軸上で一定であるとして、前記第３の直交変換フレ
ーム内の個々の直交変換係数の予測係数を決定するステ
ップを有し、前記量子化ステップでは、個々の直交変換
係数に割当てられる量子化ビット数を、その直交変換係
数の周波数に相当する成分の値に応じて変化させ、低い
周波数により多くの量子化ビットを割当てることを特徴
とする音響信号の符号化方法。（３） 予め定められた一定の時間長を有するように音
響信号から切出された順次の各直交変換フレームが、同
じ窓関数を用いて離散的に直交変換され符号化されたデ
ータを、逆量子化して直交変換フレーム内の個々の直交
変換係数またはその予測残差を得る復号ステップと、直
交変換された順次の各直交変換フレームにおける第１の
時間位置の第１の直交変換フレームの直交変換係数と、
第２の時間位置の第２の直交変換フレームの直交変換係
数とに基づいて、前記第１の時間位置と前記第２の時間
位置との時間差の整数倍の時間位置に存在している第３
の時間位置の第３の直交変換フレームの直交変換係数に
対する予測係数を得る予測ステップと、前記予測係数
と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数の前記
予測残差とを加算して再生係数を得る加算ステップと、
前記復号ステップで得られた直交変換フレームの直交変
換係数と前記加算ステップで得られた再生係数とを周期
的に切換えて出力する切換ステップと、前記切換ステッ
プによる出力を逆直交変換するステップとを備えた音響
信号の再生方法であって、前記予測ステップでは、前記
第１，第２の各直交変換フレームにおいて互いに対応し
ている同一の離散周波数における直交変換係数の位相項
の変化の態様が時間軸上で一定であるとして、前記第３
の直交変換フレーム内の個々の直交変換係数に対する予
測係数を決定するようにし、前記切換ステップでは、前
記直交変換フレームの個々の直交変換係数について、所
定数の前記直交変換フレームおきに存在する１つの前記
直交変換フレームでは前記直交変換フレームの直交変換
係数を出力し、それ以外では前記加算ステップで得られ
る再生係数を出力することを特徴とする音響信号の再生
方法。
するために本発明は、下記の音響信号の符号化方法及び
再生方法を提供する。 （１） 予め定められた一定の時間長を有するように音
響信号から切出された順次の各直交変換フレームを、同
じ窓関数を用いて離散的に直交変換するステップと、直
交変換された順次の各直交変換フレームにおける第１の
時間位置の第１の直交変換フレームの直交変換係数と、
第２の時間位置の第２の直交変換フレームの直交変換係
数とに基づいて、前記第１の時間位置と前記第２の時間
位置との時間差の整数倍の時間位置に存在している第３
の時間位置の第３の直交変換フレームの直交変換係数に
対する予測係数を得る予測ステップと、前記予測係数
と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数との差
分である予測残差を得るステップと、前記予測残差と、
前記第３の直交変換フレームの直交変換係数とを周期的
に切換えて出力する切換ステップと、前記切換ステップ
で得られる出力を量子化する量子化ステップとを備えた
音響信号の符号化方法であって、前記予測ステップで
は、前記第１，第２の各直交変換フレームにおいて互い
に対応している同一の離散周波数における直交変換係数
の位相項の変化の態様が時間軸上で一定であるとして、
前記第３の直交変換フレーム内の個々の直交変換係数の
予測係数を決定し、前記切換ステップでは、前記個々の
直交変換係数について、所定数の前記直交変換フレーム
おきに存在する１つの直交変換フレームでは前記直交変
換フレームの直交変換係数を出力し、それ以外では前記
予測残差を出力することを特徴とする音響信号の符号化
方法。（２） 予め定められた一定の時間長を有するように音
響信号から切出された順次の各直交変換フレームを、同
じ窓関数を用いて離散的に直交変換するステップと、直
交変換された順次の各直交変換フレームにおける第１の
時間位置の第１の直交変換フレームの直交変換係数と、
第２の時間位置の第２の直交変換フレームの直交変換係
数とに基づいて、前記第１の時間位置と前記第２の時間
位置との時間差の整数倍の時間位置に存在している第３
の時間位置の第３の直交変換フレームの直交変換係数に
対する予測係数を得る予測ステップと、前記予測係数
と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数との差
分である予測残差を得るステップと、前記予測残差を量
子化する量子化ステップとを備えた音響信号の符号化方
法であって、前記予測ステップは、前記第１，第２の各
直交変換フレームにおいて互いに対応している同一の離
散周波数における直交変換係数の位相項の変化の態様が
時間軸上で一定であるとして、前記第３の直交変換フレ
ーム内の個々の直交変換係数の予測係数を決定するステ
ップを有し、前記量子化ステップでは、個々の直交変換
係数に割当てられる量子化ビット数を、その直交変換係
数の周波数に相当する成分の値に応じて変化させ、低い
周波数により多くの量子化ビットを割当てることを特徴
とする音響信号の符号化方法。（３） 予め定められた一定の時間長を有するように音
響信号から切出された順次の各直交変換フレームが、同
じ窓関数を用いて離散的に直交変換され符号化されたデ
ータを、逆量子化して直交変換フレーム内の個々の直交
変換係数またはその予測残差を得る復号ステップと、直
交変換された順次の各直交変換フレームにおける第１の
時間位置の第１の直交変換フレームの直交変換係数と、
第２の時間位置の第２の直交変換フレームの直交変換係
数とに基づいて、前記第１の時間位置と前記第２の時間
位置との時間差の整数倍の時間位置に存在している第３
の時間位置の第３の直交変換フレームの直交変換係数に
対する予測係数を得る予測ステップと、前記予測係数
と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数の前記
予測残差とを加算して再生係数を得る加算ステップと、
前記復号ステップで得られた直交変換フレームの直交変
換係数と前記加算ステップで得られた再生係数とを周期
的に切換えて出力する切換ステップと、前記切換ステッ
プによる出力を逆直交変換するステップとを備えた音響
信号の再生方法であって、前記予測ステップでは、前記
第１，第２の各直交変換フレームにおいて互いに対応し
ている同一の離散周波数における直交変換係数の位相項
の変化の態様が時間軸上で一定であるとして、前記第３
の直交変換フレーム内の個々の直交変換係数に対する予
測係数を決定するようにし、前記切換ステップでは、前
記直交変換フレームの個々の直交変換係数について、所
定数の前記直交変換フレームおきに存在する１つの前記
直交変換フレームでは前記直交変換フレームの直交変換
係数を出力し、それ以外では前記加算ステップで得られ
る再生係数を出力することを特徴とする音響信号の再生
方法。
【０００８】
【作用】本発明の音響信号の符号化方法では、直交変換
するステップで、予め定められた一定の時間長を有する
ように音響信号から切出された順次の各直交変換フレー
ムに、同じ窓関数を用いて離散的に直交変換が行なわ
れ、予測ステップでは、１直交変換フレームの個々の直
交変換係数Ｃ毎に、次のような予測のための演算が行な
われる。すなわち、ｎ番目の直交変換フレームの直交変
換係数の予測係数（予測値）ＰＣｎが、（ｎ−１）番目
の直交変換フレームの直交変換係数Ｃｎ-1と、（ｎ−
２）番目の直交変換フレームの直交変換係数Ｃｎ-2とか
ら、次式で求められる。 ＰＣｎ＝２・Ｃｎ-1 − Ｃｎ-2 また、予測残差Ｖを得るステップでは、前記の予測係数
ＰＣｎとｎ番目の直交変換フレームの直交変換係数Ｃｎ
との差分である予測残差Ｖｎが求められる。切換ステッ
プでは、通常は前記した予測残差Ｖが出力され、所定数
の直交変換フレーム置きに、前記の直交変換係数Ｃに切
換えて周期的に出力される。前記の切換えのタイミング
は個々の直交変換係数毎に決められている。前記した切
換ステップで得られる出力は、量子化ステップで量子化
される。本発明の音響信号の再生方法においては、復号
ステップで、符号化された前記直交変換フレーム内の個
々の直交変換係数、またはその予測残差のデータが逆量
子化され復号される。予測ステップでは、１直交変換フ
レームの個々の直交変換係数Ｃ毎に、次のような予測の
ための演算が行なわれる。すなわち、ｎ番目の直交変換
フレームの直交変換係数の予測係数（予測値）ＰＣｎ
が、（ｎ−１）番目の直交変換フレームの直交変換係数
Ｃｎ-1と、（ｎ−２）番目の直交変換フレームの直交変
換係数Ｃｎ-2とから、次式で求められる。 ＰＣｎ＝２・Ｃｎ-1 − Ｃｎ-2 加算ステップでは、前記の予測係数ＰＣｎとｎ番目の直
交変換フレームの直交変換係数の予測残差Ｖｎとが加算
され、再生係数として出力される。切換ステップでは、
通常は前記した加算ステップで得られた再生係数が出力
され、所定数の直交変換フレーム置きに、周期的に前記
の復号ステップで得られた直交変換フレームの直交変換
係数Ｃに切換えて出力される。前記の切換えのタイミン
グは個々の直交変換係数毎に決められている。逆直交変
換するステップでは、前記した切換ステップで得られる
出力が、逆直交変換され、音響信号が再生される。
するステップで、予め定められた一定の時間長を有する
ように音響信号から切出された順次の各直交変換フレー
ムに、同じ窓関数を用いて離散的に直交変換が行なわ
れ、予測ステップでは、１直交変換フレームの個々の直
交変換係数Ｃ毎に、次のような予測のための演算が行な
われる。すなわち、ｎ番目の直交変換フレームの直交変
換係数の予測係数（予測値）ＰＣｎが、（ｎ−１）番目
の直交変換フレームの直交変換係数Ｃｎ-1と、（ｎ−
２）番目の直交変換フレームの直交変換係数Ｃｎ-2とか
ら、次式で求められる。 ＰＣｎ＝２・Ｃｎ-1 − Ｃｎ-2 また、予測残差Ｖを得るステップでは、前記の予測係数
ＰＣｎとｎ番目の直交変換フレームの直交変換係数Ｃｎ
との差分である予測残差Ｖｎが求められる。切換ステッ
プでは、通常は前記した予測残差Ｖが出力され、所定数
の直交変換フレーム置きに、前記の直交変換係数Ｃに切
換えて周期的に出力される。前記の切換えのタイミング
は個々の直交変換係数毎に決められている。前記した切
換ステップで得られる出力は、量子化ステップで量子化
される。本発明の音響信号の再生方法においては、復号
ステップで、符号化された前記直交変換フレーム内の個
々の直交変換係数、またはその予測残差のデータが逆量
子化され復号される。予測ステップでは、１直交変換フ
レームの個々の直交変換係数Ｃ毎に、次のような予測の
ための演算が行なわれる。すなわち、ｎ番目の直交変換
フレームの直交変換係数の予測係数（予測値）ＰＣｎ
が、（ｎ−１）番目の直交変換フレームの直交変換係数
Ｃｎ-1と、（ｎ−２）番目の直交変換フレームの直交変
換係数Ｃｎ-2とから、次式で求められる。 ＰＣｎ＝２・Ｃｎ-1 − Ｃｎ-2 加算ステップでは、前記の予測係数ＰＣｎとｎ番目の直
交変換フレームの直交変換係数の予測残差Ｖｎとが加算
され、再生係数として出力される。切換ステップでは、
通常は前記した加算ステップで得られた再生係数が出力
され、所定数の直交変換フレーム置きに、周期的に前記
の復号ステップで得られた直交変換フレームの直交変換
係数Ｃに切換えて出力される。前記の切換えのタイミン
グは個々の直交変換係数毎に決められている。逆直交変
換するステップでは、前記した切換ステップで得られる
出力が、逆直交変換され、音響信号が再生される。
【０００９】
【実施例】以下、添付図面を参照して本発明の音響信号
の符号化方法及び音響信号の再生方法の具体的な内容を
詳細に説明する。なお、以下の説明においては、本発明
の音響信号の符号化方法及び音響信号の再生方法に適用
される音響信号の位相予測方法が、本発明の位相予測方
法のように記載されることもある。図１は本発明の音響
信号の位相予測方法の概略を説明するために使用される
図、図２は本発明の音響信号の位相予測方法を適用して
構成した高能率符号化方式の送信部側の一部の構成を示
すブロック図、図３は本発明の音響信号の位相予測方法
を適用して構成した高能率符号化方式の受信部側の一部
の構成を示すブロック図、図４は信号の帯域分割を行な
う場合の送信部側の一部の構成を示すブロック図、図５
及び図６は周波数スペクトル図、図７は離散周波数と位
相角との関係を示す図、図８はピアノの音の波形図、図
９は線形予測を適用して構成されている周知の高能率符
号化方式のブロック図、図１０は直交変換による近接周
波数間のマスキング効果を利用してビット圧縮を行なう
場合の説明に用いる図である。
の符号化方法及び音響信号の再生方法の具体的な内容を
詳細に説明する。なお、以下の説明においては、本発明
の音響信号の符号化方法及び音響信号の再生方法に適用
される音響信号の位相予測方法が、本発明の位相予測方
法のように記載されることもある。図１は本発明の音響
信号の位相予測方法の概略を説明するために使用される
図、図２は本発明の音響信号の位相予測方法を適用して
構成した高能率符号化方式の送信部側の一部の構成を示
すブロック図、図３は本発明の音響信号の位相予測方法
を適用して構成した高能率符号化方式の受信部側の一部
の構成を示すブロック図、図４は信号の帯域分割を行な
う場合の送信部側の一部の構成を示すブロック図、図５
及び図６は周波数スペクトル図、図７は離散周波数と位
相角との関係を示す図、図８はピアノの音の波形図、図
９は線形予測を適用して構成されている周知の高能率符
号化方式のブロック図、図１０は直交変換による近接周
波数間のマスキング効果を利用してビット圧縮を行なう
場合の説明に用いる図である。
【００１０】本発明は、直交変換技術と予測技術とを一
体化することにより、トランスフォーム・コーディング
（直交変換符号化）の特徴を有するとともに、信号の予
測能力も極めて高く、高能率符号化にも良好に応用でき
る音響信号の位相予測方法であって、予め定められた一
定の時間長を有するように音響信号から切出された順次
の各フーリエ変換フレームにおける第１，第２の各フー
リエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離散的にフーリ
エ変換し、前記した第１，第２の各フーリエ変換フレー
ム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一な所定
数の離散周波数毎のデータにより、前記した第１，第２
の各フーリエ変換フレーム毎に、それぞれの離散周波数
毎の位相情報を得て、前記した第１，第２の各フーリエ
変換フレームにおいて互に対応している同一な離散周波
数毎の位相情報の変化の態様を求め、前記した個々の離
散周波数毎の位相情報の変化の態様が時間軸上で一定で
あるとして、前記した第１の時間位置と第２の時間位置
との時間差の整数倍の時間位置に存在している第３の時
間位置のフーリエ変換フレーム内の所定数の離散周波数
の個々の位相情報を決定して、第３の時間位置のフーリ
エ変換フレームの位相情報を予測するようにしたもので
ある。
体化することにより、トランスフォーム・コーディング
（直交変換符号化）の特徴を有するとともに、信号の予
測能力も極めて高く、高能率符号化にも良好に応用でき
る音響信号の位相予測方法であって、予め定められた一
定の時間長を有するように音響信号から切出された順次
の各フーリエ変換フレームにおける第１，第２の各フー
リエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離散的にフーリ
エ変換し、前記した第１，第２の各フーリエ変換フレー
ム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一な所定
数の離散周波数毎のデータにより、前記した第１，第２
の各フーリエ変換フレーム毎に、それぞれの離散周波数
毎の位相情報を得て、前記した第１，第２の各フーリエ
変換フレームにおいて互に対応している同一な離散周波
数毎の位相情報の変化の態様を求め、前記した個々の離
散周波数毎の位相情報の変化の態様が時間軸上で一定で
あるとして、前記した第１の時間位置と第２の時間位置
との時間差の整数倍の時間位置に存在している第３の時
間位置のフーリエ変換フレーム内の所定数の離散周波数
の個々の位相情報を決定して、第３の時間位置のフーリ
エ変換フレームの位相情報を予測するようにしたもので
ある。
【００１１】図１の（ａ），（ｂ）においてフレーム
１，フレーム２…は、音響信号から一定の時間長を有す
るように切出された順次のフーリエ変換フレームであ
り、前記した各フーリエ変換フレームは、音響信号から
それぞれ例えば１０２４点の標本点を有する期間となる
ように、窓関数を掛けて順次の各フレームの繋ぎ目を互
に重複させて緩やかに繋がるような状態の順次の１フレ
ーム期間として切出されたものである。前記した各１フ
レーム毎のフーリエ変換フレームは、例えば離散的有限
系列のフーリエ変換（ＤＦＴ）または高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）により直交変換が行なわれる。以下の実施例
の説明においては、前記した直交変換が高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）によって行なわれるものとして記述されて
いる。
１，フレーム２…は、音響信号から一定の時間長を有す
るように切出された順次のフーリエ変換フレームであ
り、前記した各フーリエ変換フレームは、音響信号から
それぞれ例えば１０２４点の標本点を有する期間となる
ように、窓関数を掛けて順次の各フレームの繋ぎ目を互
に重複させて緩やかに繋がるような状態の順次の１フレ
ーム期間として切出されたものである。前記した各１フ
レーム毎のフーリエ変換フレームは、例えば離散的有限
系列のフーリエ変換（ＤＦＴ）または高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）により直交変換が行なわれる。以下の実施例
の説明においては、前記した直交変換が高速フーリエ変
換（ＦＦＴ）によって行なわれるものとして記述されて
いる。
【００１２】さて、各１フレーム毎のフーリエ変換フレ
ームについてＦＦＴ演算を行なった場合に、前記した各
１フレーム毎のフーリエ変換フレームにおけるデータ数
（標本数）をＮとし、標本化周波数をｆｓとすると、ｆ
＝ｆｓ／Ｎ で示されるｆの周波数間隔毎の離散的な各
周波数（合計Ｎ個の周波数）についてのＦＦＴ演算結果
が得られるが、前記したＦＦＴ演算結果は、離散的な各
周波数毎に実数部（Ｒｅａｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａ
ｇ）振幅とからなるものである。前記した離散的な各周
波数毎の実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）
振幅とを用いて、次の数１及び数２により、前記した離
散的な各周波数毎に、極座標変換により合成振幅項(Ａ
ｍｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求める。ここで、ＦＦ
Ｔの実数部にだけ入力を与え、虚数部には入力を与えな
いようにすると、有効な合成振幅項(Ａｍｐ)の項数が総
数の１／２となり、また有効な位相項（Ｐｈａｓｅ)の
項数も総数の１／２となるから、ＦＦＴ出力データ数は
ＦＦＴの実数入力データ数と等しくなる。
ームについてＦＦＴ演算を行なった場合に、前記した各
１フレーム毎のフーリエ変換フレームにおけるデータ数
（標本数）をＮとし、標本化周波数をｆｓとすると、ｆ
＝ｆｓ／Ｎ で示されるｆの周波数間隔毎の離散的な各
周波数（合計Ｎ個の周波数）についてのＦＦＴ演算結果
が得られるが、前記したＦＦＴ演算結果は、離散的な各
周波数毎に実数部（Ｒｅａｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａ
ｇ）振幅とからなるものである。前記した離散的な各周
波数毎の実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）
振幅とを用いて、次の数１及び数２により、前記した離
散的な各周波数毎に、極座標変換により合成振幅項(Ａ
ｍｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求める。ここで、ＦＦ
Ｔの実数部にだけ入力を与え、虚数部には入力を与えな
いようにすると、有効な合成振幅項(Ａｍｐ)の項数が総
数の１／２となり、また有効な位相項（Ｐｈａｓｅ)の
項数も総数の１／２となるから、ＦＦＴ出力データ数は
ＦＦＴの実数入力データ数と等しくなる。
【００１３】
【数１】
【数２】
【００１４】今、時間軸上で連続する順次のフレームに
ついて、それぞれの離散的な各周波数毎の実数部（Ｒｅ
ａｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅とを用いて、数
１及び数２により、前記した離散的な各周波数毎に極座
標変換により合成振幅項（Ａｍｐ）と位相項（Ｐｈａｓ
ｅ）とを求めた場合に、最も常識的な考え方をとれば、
時間軸上で隣り合う２つのフレームでは、同じスペクト
ルになるであろう、と予測するのが自然である。なお、
前記した合成振幅項と位相項とは、前述のように数１と
数２とを用いて求める方法以外の方法によって求められ
てもよいことは勿論であり、例えば、虚数部入力が無い
場合には、実数部だけを用いて位相項を求める等のよう
に、他の各種の方法が採用されてもよいことは当然であ
る。図６は標本化周波数が４４．１ＫＨｚであり、フレ
ーム長として１０２４点の標本数を有するものとして、
ピアノの音の信号をＦＦＴ演算した場合に得られたＦＦ
Ｔ演算結果によるスペクトルを実際の例として示したも
のであるが、この図６に例示されているある１つのフレ
ームにおける５１２個のスペクトラムは、このフレーム
の次のフレームにおける５１２個のスペクトラムでも、
また、前記の次のフレームの次のフレームにおける５１
２個のスペクトラムでも変化量が極めて少ない。すなわ
ち、前記したフレーム長は約１／４０秒であり、その間
に音のスペクトラムが変化する量は極めて少ないのであ
る。
ついて、それぞれの離散的な各周波数毎の実数部（Ｒｅ
ａｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅とを用いて、数
１及び数２により、前記した離散的な各周波数毎に極座
標変換により合成振幅項（Ａｍｐ）と位相項（Ｐｈａｓ
ｅ）とを求めた場合に、最も常識的な考え方をとれば、
時間軸上で隣り合う２つのフレームでは、同じスペクト
ルになるであろう、と予測するのが自然である。なお、
前記した合成振幅項と位相項とは、前述のように数１と
数２とを用いて求める方法以外の方法によって求められ
てもよいことは勿論であり、例えば、虚数部入力が無い
場合には、実数部だけを用いて位相項を求める等のよう
に、他の各種の方法が採用されてもよいことは当然であ
る。図６は標本化周波数が４４．１ＫＨｚであり、フレ
ーム長として１０２４点の標本数を有するものとして、
ピアノの音の信号をＦＦＴ演算した場合に得られたＦＦ
Ｔ演算結果によるスペクトルを実際の例として示したも
のであるが、この図６に例示されているある１つのフレ
ームにおける５１２個のスペクトラムは、このフレーム
の次のフレームにおける５１２個のスペクトラムでも、
また、前記の次のフレームの次のフレームにおける５１
２個のスペクトラムでも変化量が極めて少ない。すなわ
ち、前記したフレーム長は約１／４０秒であり、その間
に音のスペクトラムが変化する量は極めて少ないのであ
る。
【００１５】一方、時間軸上で連続している順次のフレ
ームにおける位相の予測は困難であろうことは、順次の
フレームの繰返し時間と、信号の周波数との間は無関係
であり、信号の位相と無関係にフレームが始まり、終了
することから考えても明らかであり、このことから従来
は直交変換による信号予測が困難であるとされて来たの
である。図７は標本化周波数が４４.１ＫＨｚであり、
フレーム長として１０２４点の標本数を有するものとし
て、ピアノの音の信号をＦＦＴ演算した場合に得られた
ＦＦＴ演算結果による位相の分布を実際の例として示し
たものである。前記の図７に例示されているある１つの
フレームにおける５１２個の位相の分布は、ランダムで
あるために次のフレームにおける５１２個の位相の分布
を予測することはできないのである。
ームにおける位相の予測は困難であろうことは、順次の
フレームの繰返し時間と、信号の周波数との間は無関係
であり、信号の位相と無関係にフレームが始まり、終了
することから考えても明らかであり、このことから従来
は直交変換による信号予測が困難であるとされて来たの
である。図７は標本化周波数が４４.１ＫＨｚであり、
フレーム長として１０２４点の標本数を有するものとし
て、ピアノの音の信号をＦＦＴ演算した場合に得られた
ＦＦＴ演算結果による位相の分布を実際の例として示し
たものである。前記の図７に例示されているある１つの
フレームにおける５１２個の位相の分布は、ランダムで
あるために次のフレームにおける５１２個の位相の分布
を予測することはできないのである。
【００１６】本発明者は、時間軸上の順次のフレームに
おける１つのフレームについての位相情報を用いても、
他のフレームの位相情報の予測を行なうことはできない
が、２つのフレームについて、それぞれのフーリエ変換
フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一
な所定数の離散周波数毎の位相情報間の位相情報の変化
態様が時間軸上で一定であるとすれば、その関係を用い
ることにより他のフレームの位相情報の予測も可能とな
る、ということに着目し、前記した「２つのフレームに
ついて、それぞれのフーリエ変換フレーム毎のフーリエ
変換の結果として求められた同一な所定数の離散周波数
毎の位相情報間の位相情報の変化態様は時間軸上で一定
である」という仮説を立て、実際に、単一の周波数の正
弦波信号、複数の周波数の正弦波信号の合成信号、楽器
（ピアノ）の音の信号、等の各種の信号を用いて実験を
行なってみたところ、前記の仮説に従って予測したフレ
ームの位相と実際のフレームの位相とが、実用的に一致
していると認められる程度に正しい予測結果が得られる
ことが判かった。
おける１つのフレームについての位相情報を用いても、
他のフレームの位相情報の予測を行なうことはできない
が、２つのフレームについて、それぞれのフーリエ変換
フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一
な所定数の離散周波数毎の位相情報間の位相情報の変化
態様が時間軸上で一定であるとすれば、その関係を用い
ることにより他のフレームの位相情報の予測も可能とな
る、ということに着目し、前記した「２つのフレームに
ついて、それぞれのフーリエ変換フレーム毎のフーリエ
変換の結果として求められた同一な所定数の離散周波数
毎の位相情報間の位相情報の変化態様は時間軸上で一定
である」という仮説を立て、実際に、単一の周波数の正
弦波信号、複数の周波数の正弦波信号の合成信号、楽器
（ピアノ）の音の信号、等の各種の信号を用いて実験を
行なってみたところ、前記の仮説に従って予測したフレ
ームの位相と実際のフレームの位相とが、実用的に一致
していると認められる程度に正しい予測結果が得られる
ことが判かった。
【００１７】前記の点を図１及び他の図等を参照して説
明すると次のとおりである。すなわち、図１の(ａ)，
（ｂ）における音響信号から一定の時間長を有するよう
に切出された順次のフーリエ変換フレーム１，２…は、
それぞれが、例えばＮ点の標本点を有する期間となるよ
うに、窓関数を掛けて順次の各フレームの繋ぎ目を互に
重複させて緩やかに繋がるような状態の順次の１フレー
ム期間として切出されており、前記した各１フレーム毎
のフーリエ変換フレームは、高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）により直交変換が行なわれることにより、それぞれ
のフーリエ変換フレーム毎に、同一の一定な周波数間隔
ｆ｛ただし、各１フレーム毎のフーリエ変換フレームに
おけるデータ数標本数をＮとし、標本化周波数をｆｓと
して、ｆ＝ｆｓ／Ｎ｝を有するＮ個の離散的な周波数毎
に実数部（Ｒｅａｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅
とからなるＦＦＴ演算結果が得られる。
明すると次のとおりである。すなわち、図１の(ａ)，
（ｂ）における音響信号から一定の時間長を有するよう
に切出された順次のフーリエ変換フレーム１，２…は、
それぞれが、例えばＮ点の標本点を有する期間となるよ
うに、窓関数を掛けて順次の各フレームの繋ぎ目を互に
重複させて緩やかに繋がるような状態の順次の１フレー
ム期間として切出されており、前記した各１フレーム毎
のフーリエ変換フレームは、高速フーリエ変換（ＦＦ
Ｔ）により直交変換が行なわれることにより、それぞれ
のフーリエ変換フレーム毎に、同一の一定な周波数間隔
ｆ｛ただし、各１フレーム毎のフーリエ変換フレームに
おけるデータ数標本数をＮとし、標本化周波数をｆｓと
して、ｆ＝ｆｓ／Ｎ｝を有するＮ個の離散的な周波数毎
に実数部（Ｒｅａｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅
とからなるＦＦＴ演算結果が得られる。
【００１８】前記した離散的な各周波数毎の実数部(Ｒ
ｅａｌ)振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅とを用いて、
前記の数１及び数２により、順次のフレームについて前
記した離散的な各周波数毎に、極座標変換により合成振
幅項(Ａｍｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求める。前記の
ようにして各フレーム毎に、離散的な各周波数毎に求め
た例えば図６に例示されているようなＮ／２個の合成振
幅項のデータと、例えば図７に例示されているようなＮ
／２個の位相項のデータとにおけるＮ／２個の合成振幅
項のデータは、隣接するフレームの振幅の予測に使用で
きるが、Ｎ／２個の位相項のデータは隣接するフレーム
の位相の予測には使用できないことは既述のとおりであ
る。
ｅａｌ)振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅とを用いて、
前記の数１及び数２により、順次のフレームについて前
記した離散的な各周波数毎に、極座標変換により合成振
幅項(Ａｍｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求める。前記の
ようにして各フレーム毎に、離散的な各周波数毎に求め
た例えば図６に例示されているようなＮ／２個の合成振
幅項のデータと、例えば図７に例示されているようなＮ
／２個の位相項のデータとにおけるＮ／２個の合成振幅
項のデータは、隣接するフレームの振幅の予測に使用で
きるが、Ｎ／２個の位相項のデータは隣接するフレーム
の位相の予測には使用できないことは既述のとおりであ
る。
【００１９】ところが、前述した本発明者の仮説によれ
ば、図１の（ａ）に示されている例えばフレーム１にお
ける離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の位相項のデ
ータと、図１の（ａ）に示されている例えばフレーム２
における離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の位相項
のデータと、図１の（ａ）に示されている例えばフレー
ム３における離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の位
相項のデータと、図１の（ａ）に示されている例えばフ
レーム４における離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個
の位相項のデータとにおける、互に同一の周波数値にお
ける位相項のデータについて、図１の（ｃ）に例示され
ているように、フレーム１における位相項のデータが例
えばθ１であり、またフレーム２における位相項のデー
タが例えばθ２であり、さらにフレーム３における位相
項のデータが例えばθ３であり，さらにまた、フレーム
４における位相項のデータが例えばθ４であったとした
場合に、θ２−θ１≒θ３−θ２≒θ４−θ３≒Δθａ
のように各フレーム間における位相の変化量が略々同一
となる、というものであるから、この仮説が成立つとす
るならば、２つのフレームについてそれぞれの離散的な
各周波数毎に求めたＮ／２個の位相項における互に対応
しているすべての周波数値の位相項のデータ間の位相の
差を知れば、前記した２つのフレームとは異なる他のフ
レームの位相の予測を行なうことができる。
ば、図１の（ａ）に示されている例えばフレーム１にお
ける離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の位相項のデ
ータと、図１の（ａ）に示されている例えばフレーム２
における離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の位相項
のデータと、図１の（ａ）に示されている例えばフレー
ム３における離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の位
相項のデータと、図１の（ａ）に示されている例えばフ
レーム４における離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個
の位相項のデータとにおける、互に同一の周波数値にお
ける位相項のデータについて、図１の（ｃ）に例示され
ているように、フレーム１における位相項のデータが例
えばθ１であり、またフレーム２における位相項のデー
タが例えばθ２であり、さらにフレーム３における位相
項のデータが例えばθ３であり，さらにまた、フレーム
４における位相項のデータが例えばθ４であったとした
場合に、θ２−θ１≒θ３−θ２≒θ４−θ３≒Δθａ
のように各フレーム間における位相の変化量が略々同一
となる、というものであるから、この仮説が成立つとす
るならば、２つのフレームについてそれぞれの離散的な
各周波数毎に求めたＮ／２個の位相項における互に対応
しているすべての周波数値の位相項のデータ間の位相の
差を知れば、前記した２つのフレームとは異なる他のフ
レームの位相の予測を行なうことができる。
【００２０】具体的にいうと、前記した例のように、フ
レーム１におけるある特定な周波数値ｆａの位相項のデ
ータがθ１で、フレーム２におけるある特定な周波数値
ｆａの位相項のデータがθ２である場合には、前記した
フレーム２の次のフレームにおけるある特定な周波数値
ｆａの位相項のデータθ３を，θ３≒θ２＋（θ２−θ
１）＝２θ２−θ１ …（ａ）のように予測する、とい
うようにして、前記のような位相の予測をフレーム１，
２中の離散的な各周波数のすべてについて個々に行なう
ことにより、フレーム３の信号の位相の予測が可能であ
る、としているのが本発明者の仮説である。
レーム１におけるある特定な周波数値ｆａの位相項のデ
ータがθ１で、フレーム２におけるある特定な周波数値
ｆａの位相項のデータがθ２である場合には、前記した
フレーム２の次のフレームにおけるある特定な周波数値
ｆａの位相項のデータθ３を，θ３≒θ２＋（θ２−θ
１）＝２θ２−θ１ …（ａ）のように予測する、とい
うようにして、前記のような位相の予測をフレーム１，
２中の離散的な各周波数のすべてについて個々に行なう
ことにより、フレーム３の信号の位相の予測が可能であ
る、としているのが本発明者の仮説である。
【００２１】前記した本発明者の仮説に従うと図１の
(ａ)，(ｂ)中に示されているように、１つのフレームの
位相情報、例えばフレーム１だけの位相情報が判って
も、その位相情報を用いて他のフレームの位相情報を予
測することは不可能であるが、２つのフレームの位相情
報が判れば、図１の（ａ），（ｂ）中に示されているよ
うに、他のフレームの位相情報を予測することが可能と
なるのである。すなわち、前記した図１の（ａ）には、
隣接している２つのフレーム、例えばフレーム１の位相
情報とフレーム２の位相情報とが判かれば、本発明者に
よる既述のような仮説によって、前記した２つのフレー
ム以外の他のフレームの位相情報の予測が可能であるこ
とを示しており、また図１の(ｂ)には、１フレームの時
間長のＫ倍だけ離れている２つのフレーム、例えばフレ
ーム１の位相情報とフレーム４の位相情報とが判かれ
ば、本発明者による既述のような仮説によって、フレー
ム４から１フレームの時間長のＫ倍だけ離れている他の
フレーム、例えばフレーム７の位相情報の予測も可能で
あることを示している図である。
(ａ)，(ｂ)中に示されているように、１つのフレームの
位相情報、例えばフレーム１だけの位相情報が判って
も、その位相情報を用いて他のフレームの位相情報を予
測することは不可能であるが、２つのフレームの位相情
報が判れば、図１の（ａ），（ｂ）中に示されているよ
うに、他のフレームの位相情報を予測することが可能と
なるのである。すなわち、前記した図１の（ａ）には、
隣接している２つのフレーム、例えばフレーム１の位相
情報とフレーム２の位相情報とが判かれば、本発明者に
よる既述のような仮説によって、前記した２つのフレー
ム以外の他のフレームの位相情報の予測が可能であるこ
とを示しており、また図１の(ｂ)には、１フレームの時
間長のＫ倍だけ離れている２つのフレーム、例えばフレ
ーム１の位相情報とフレーム４の位相情報とが判かれ
ば、本発明者による既述のような仮説によって、フレー
ム４から１フレームの時間長のＫ倍だけ離れている他の
フレーム、例えばフレーム７の位相情報の予測も可能で
あることを示している図である。
【００２２】なお、２つのフレームの位相情報が既知の
場合に、前記した本発明者の仮説により、前記した２つ
のフレームとは別のフレームの位相情報の予測が可能な
状態は、図１の（ａ），（ｂ）に例示したような場合に
限られるものでないことはいうまでもなく、前記した本
発明者の仮説は、それを一般的に表現すると、予め定め
られた一定の時間長を有するように音響信号から切出さ
れた順次の各フーリエ変換フレームにおける第１，第２
の各フーリエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離散的
にフーリエ変換して、前記した第１，第２の各フーリエ
変換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた
同一な所定数の離散周波数毎のデータにより、前記した
第１，第２の各フーリエ変換フレーム毎に、それぞれの
離散周波数毎の位相情報を得て、前記した第１，第２の
各フーリエ変換フレームにおいて互に対応している同一
な離散周波数毎の位相情報の変化の態様を求め、前記し
た個々の離散周波数毎の位相情報の変化の態様が時間軸
上で一定であるとして、前記した第１の時間位置と第２
の時間位置との時間差の整数倍の時間位置に存在してい
る第３の時間位置のフーリエ変換フレーム内の所定数の
離散周波数の個々の位相情報を決定して、第３の時間位
置のフーリエ変換フレームの位相情報を予測できる、と
することができる。そして、本発明の音響信号の位相予
測方法を適用して行なう音響信号の予測では、音響信号
の過去のデータを用いて現在や未来の音響信号の予測を
行なったり、音響信号の現在のデータを用いて過去や未
来の音響信号の予測を行なったりすることができるので
ある。
場合に、前記した本発明者の仮説により、前記した２つ
のフレームとは別のフレームの位相情報の予測が可能な
状態は、図１の（ａ），（ｂ）に例示したような場合に
限られるものでないことはいうまでもなく、前記した本
発明者の仮説は、それを一般的に表現すると、予め定め
られた一定の時間長を有するように音響信号から切出さ
れた順次の各フーリエ変換フレームにおける第１，第２
の各フーリエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離散的
にフーリエ変換して、前記した第１，第２の各フーリエ
変換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた
同一な所定数の離散周波数毎のデータにより、前記した
第１，第２の各フーリエ変換フレーム毎に、それぞれの
離散周波数毎の位相情報を得て、前記した第１，第２の
各フーリエ変換フレームにおいて互に対応している同一
な離散周波数毎の位相情報の変化の態様を求め、前記し
た個々の離散周波数毎の位相情報の変化の態様が時間軸
上で一定であるとして、前記した第１の時間位置と第２
の時間位置との時間差の整数倍の時間位置に存在してい
る第３の時間位置のフーリエ変換フレーム内の所定数の
離散周波数の個々の位相情報を決定して、第３の時間位
置のフーリエ変換フレームの位相情報を予測できる、と
することができる。そして、本発明の音響信号の位相予
測方法を適用して行なう音響信号の予測では、音響信号
の過去のデータを用いて現在や未来の音響信号の予測を
行なったり、音響信号の現在のデータを用いて過去や未
来の音響信号の予測を行なったりすることができるので
ある。
【００２３】ところで、図５の（ａ）に例示されている
ようなスペクトラムを生じるような単一周波数の正弦波
の信号が、仮に、本発明による位相予測の対象にされた
場合であっても、その信号が窓関数を掛けられて切断さ
れることにより、図５の（ｂ）に例示されているように
サイドローブが発生するが、前記のようなサイドローブ
の周波数についてまでも前出の（ａ）式によって近似で
きるかどうかが数学的に証明する手段はない上に、単一
周波数の正弦波の信号に窓関数を掛けて切断した場合
を、コンピュータでシミュレーションした結果では、フ
レーム毎にサイドローブの位相差（位相の変化）が僅か
ではあるが変化しているということ、及び、高速フーリ
エ変換(ＦＦＴ)の原理原則に従えば、時間軸上で連続す
る順次のフレームの内容は同一であると想定しているこ
と、ならびに、フーリエ変換において各離散周波数は完
全に整数周期の存在であるから、前記した各離散周波数
の位相が同一でない場合には、当然のことながら各離散
周波数の波形自身はフレーム間において不連続な状態に
なってしまうこと、等を考え合わせると、前記した本発
明者の仮説は、かなり乱暴な説のように思われるかも知
れない。
ようなスペクトラムを生じるような単一周波数の正弦波
の信号が、仮に、本発明による位相予測の対象にされた
場合であっても、その信号が窓関数を掛けられて切断さ
れることにより、図５の（ｂ）に例示されているように
サイドローブが発生するが、前記のようなサイドローブ
の周波数についてまでも前出の（ａ）式によって近似で
きるかどうかが数学的に証明する手段はない上に、単一
周波数の正弦波の信号に窓関数を掛けて切断した場合
を、コンピュータでシミュレーションした結果では、フ
レーム毎にサイドローブの位相差（位相の変化）が僅か
ではあるが変化しているということ、及び、高速フーリ
エ変換(ＦＦＴ)の原理原則に従えば、時間軸上で連続す
る順次のフレームの内容は同一であると想定しているこ
と、ならびに、フーリエ変換において各離散周波数は完
全に整数周期の存在であるから、前記した各離散周波数
の位相が同一でない場合には、当然のことながら各離散
周波数の波形自身はフレーム間において不連続な状態に
なってしまうこと、等を考え合わせると、前記した本発
明者の仮説は、かなり乱暴な説のように思われるかも知
れない。
【００２４】しかしながら、前記した本発明者の仮説に
従って、実際に、単一の周波数の正弦波信号、複数の周
波数の正弦波信号の合成信号、楽器（ピアノ）の音の信
号、等の各種の信号を用いて実験を行なってみたとこ
ろ、単一の周波数の正弦波信号や、複数の周波数の正弦
波信号の合成信号等について良好に予測できたことは勿
論のこと、楽器(ピアノ)の音の信号についても図８に示
す実験結果のように、前記の仮説に従って予測したフレ
ームの位相（太線）と実際のフレームの位相（細線）と
が、実用的に一致していると認められる程度に正しい予
測結果が得られており、本発明者の仮説が実用上におい
て成立つものとすることができることが各種の実験結果
によって裏付けられた。すなわち、従来からの概念を変
えた本発明の音響信号の位相予測方法では、フレーム毎
に異なる振幅や位相であっても、それが本発明者の仮説
に従っていればたとえ離散周波数の個々のものについて
の波形が不連続になっていたとしても、ＦＦＴ逆変換さ
れた信号（合成された信号）では逆に連続になっている
ことを利用しているのである。
従って、実際に、単一の周波数の正弦波信号、複数の周
波数の正弦波信号の合成信号、楽器（ピアノ）の音の信
号、等の各種の信号を用いて実験を行なってみたとこ
ろ、単一の周波数の正弦波信号や、複数の周波数の正弦
波信号の合成信号等について良好に予測できたことは勿
論のこと、楽器(ピアノ)の音の信号についても図８に示
す実験結果のように、前記の仮説に従って予測したフレ
ームの位相（太線）と実際のフレームの位相（細線）と
が、実用的に一致していると認められる程度に正しい予
測結果が得られており、本発明者の仮説が実用上におい
て成立つものとすることができることが各種の実験結果
によって裏付けられた。すなわち、従来からの概念を変
えた本発明の音響信号の位相予測方法では、フレーム毎
に異なる振幅や位相であっても、それが本発明者の仮説
に従っていればたとえ離散周波数の個々のものについて
の波形が不連続になっていたとしても、ＦＦＴ逆変換さ
れた信号（合成された信号）では逆に連続になっている
ことを利用しているのである。
【００２５】さて、本発明者の仮説に従って構成してい
る本発明の音響信号の位相予測方法では、予め定められ
た一定の時間長を有するように音響信号から切出された
順次の各フーリエ変換フレームにおける第１，第２の各
フーリエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離散的にフ
ーリエ変換して、前記した第１，第２の各フーリエ変換
フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一
な所定数の離散周波数毎の位相情報について、前記した
第１，第２の各フーリエ変換フレームにおいて互に対応
している同一な離散周波数毎の位相情報の変化の態様
は、それぞれの離散周波数毎に、それぞれ略々一定のも
のとみなすことができる、として位相の予測を行なうよ
うにしているのであるが、振幅の予測は、例えば１つ前
のフレームのスペクトラムをそのまま用いてもよい。図
８中に太線で示してあるピアノの音の信号の予測値の波
形は、位相の予測を各フレームについて前述のような本
発明の音響信号の位相予測方法により行ない、また振幅
に関しては１つ前のフレームのスペクトラムを予測値と
して用いた場合における予測結果をフーリエ逆変換して
得たものであり、また、図８中の細線は実際のピアノの
音の信号を示している。この図８に示されているピアノ
音の予測値の波形と実際のピアノ音の波形とを比較する
と、本発明者の仮説に従って構成している本発明の音響
信号の位相予測方法によれば、一般的な音響信号につい
ても極めて良好な予測結果が得られていることが判か
る。
る本発明の音響信号の位相予測方法では、予め定められ
た一定の時間長を有するように音響信号から切出された
順次の各フーリエ変換フレームにおける第１，第２の各
フーリエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離散的にフ
ーリエ変換して、前記した第１，第２の各フーリエ変換
フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一
な所定数の離散周波数毎の位相情報について、前記した
第１，第２の各フーリエ変換フレームにおいて互に対応
している同一な離散周波数毎の位相情報の変化の態様
は、それぞれの離散周波数毎に、それぞれ略々一定のも
のとみなすことができる、として位相の予測を行なうよ
うにしているのであるが、振幅の予測は、例えば１つ前
のフレームのスペクトラムをそのまま用いてもよい。図
８中に太線で示してあるピアノの音の信号の予測値の波
形は、位相の予測を各フレームについて前述のような本
発明の音響信号の位相予測方法により行ない、また振幅
に関しては１つ前のフレームのスペクトラムを予測値と
して用いた場合における予測結果をフーリエ逆変換して
得たものであり、また、図８中の細線は実際のピアノの
音の信号を示している。この図８に示されているピアノ
音の予測値の波形と実際のピアノ音の波形とを比較する
と、本発明者の仮説に従って構成している本発明の音響
信号の位相予測方法によれば、一般的な音響信号につい
ても極めて良好な予測結果が得られていることが判か
る。
【００２６】前記したような本発明者の仮説に従って構
成されている本発明の音響信号の位相予測方法によれ
ば、前述のようにどのような一般的な音響信号について
も良好な予測結果が得られるので、本発明の音響信号の
位相予測方法を適用して行なわれる音響信号の予測技術
を応用して、例えば、従来よりも構成が簡単で特性の良
好な電子楽器の音源を構成したり、あるいは音響信号を
高能率符号化して記録，伝送したりすることができる。
なお、音響信号の予測を行なう場合には、音響信号の振
幅予測と位相予測との双方の予測値が必要とされるが、
以下の説明において、各離散周波数毎の振幅の予測は以
前のフレームの振幅と同一であるとして予測しているも
のとされている。
成されている本発明の音響信号の位相予測方法によれ
ば、前述のようにどのような一般的な音響信号について
も良好な予測結果が得られるので、本発明の音響信号の
位相予測方法を適用して行なわれる音響信号の予測技術
を応用して、例えば、従来よりも構成が簡単で特性の良
好な電子楽器の音源を構成したり、あるいは音響信号を
高能率符号化して記録，伝送したりすることができる。
なお、音響信号の予測を行なう場合には、音響信号の振
幅予測と位相予測との双方の予測値が必要とされるが、
以下の説明において、各離散周波数毎の振幅の予測は以
前のフレームの振幅と同一であるとして予測しているも
のとされている。
【００２７】まず、本発明の音響信号の位相予測方法を
適用して行なわれる音響信号の予測技術を応用して、従
来よりも構成が簡単で特性の良好な電子楽器の音源を構
成する場合について説明する。電子楽器の音源としてア
コースチックな楽器から発音させた音をデジタル信号と
して記憶させて置き、電子楽器の演奏に際して、予め記
憶させておいた楽器の音を用いて楽器音を作り、それを
スピーカから放音させるようにした構成の電子楽器が実
用されているが、前記のような構成の従来の電子楽器で
は、多くのデジタルデータを記憶させるために大きな記
憶容量を有するメモリが必要とされていた。しかし、本
発明者の仮説に従って構成されている本発明の音響信号
の位相予測方法を適用して行なわれる音響信号の予測技
術を応用して、電子楽器の音源を構成させた場合には、
僅かなデータだけを記憶させておくだけで、従来よりも
良好な状態の再生音を得ることができる電子楽器を構成
できる。
適用して行なわれる音響信号の予測技術を応用して、従
来よりも構成が簡単で特性の良好な電子楽器の音源を構
成する場合について説明する。電子楽器の音源としてア
コースチックな楽器から発音させた音をデジタル信号と
して記憶させて置き、電子楽器の演奏に際して、予め記
憶させておいた楽器の音を用いて楽器音を作り、それを
スピーカから放音させるようにした構成の電子楽器が実
用されているが、前記のような構成の従来の電子楽器で
は、多くのデジタルデータを記憶させるために大きな記
憶容量を有するメモリが必要とされていた。しかし、本
発明者の仮説に従って構成されている本発明の音響信号
の位相予測方法を適用して行なわれる音響信号の予測技
術を応用して、電子楽器の音源を構成させた場合には、
僅かなデータだけを記憶させておくだけで、従来よりも
良好な状態の再生音を得ることができる電子楽器を構成
できる。
【００２８】次に本発明の音響信号の位相予測方法を適
用して行なわれる音響信号の符号化方法を応用して、記
録，伝送の対象にされる信号の情報量の圧縮を行なって
記録，伝送を行なう場合には、各フレーム毎に振幅の残
差信号Ｕn＝Ａn−Ａn-1と、位相の残差信号Ｖn＝θn−
（２θn-1 −θn-2）とを記録，伝送すればよい。前記
した各残差信号Ｕn，Ｖnは、予測が当っていれば零にな
るが、通常は予測値との僅かなずれが発生するから、前
記の残差信号が零になることは少ないが元の信号の情報
量に比べで残差信号の情報量は遥かに少ないものになっ
ている。図２は伝送系または記録再生系における送信側
または記録側の一例構成を示すブロック図であり、また
図３は伝送系または記録再生系における受信側または再
生側の一例構成を示すブロック図である。以下の記載に
おいては伝送系または記録再生系に共通な記載内容であ
っても、単に伝送系，送信側、受信側，伝送のように表
現し、記録再生系，記録側，再生側，記録再生という用
語の記載は省略している。
用して行なわれる音響信号の符号化方法を応用して、記
録，伝送の対象にされる信号の情報量の圧縮を行なって
記録，伝送を行なう場合には、各フレーム毎に振幅の残
差信号Ｕn＝Ａn−Ａn-1と、位相の残差信号Ｖn＝θn−
（２θn-1 −θn-2）とを記録，伝送すればよい。前記
した各残差信号Ｕn，Ｖnは、予測が当っていれば零にな
るが、通常は予測値との僅かなずれが発生するから、前
記の残差信号が零になることは少ないが元の信号の情報
量に比べで残差信号の情報量は遥かに少ないものになっ
ている。図２は伝送系または記録再生系における送信側
または記録側の一例構成を示すブロック図であり、また
図３は伝送系または記録再生系における受信側または再
生側の一例構成を示すブロック図である。以下の記載に
おいては伝送系または記録再生系に共通な記載内容であ
っても、単に伝送系，送信側、受信側，伝送のように表
現し、記録再生系，記録側，再生側，記録再生という用
語の記載は省略している。
【００２９】図２において、１は伝送の対象にされてい
るデジタル音響信号の入力端子であり、前記したデジタ
ル音響信号の入力端子１に供給されたデジタル音響信号
から予め定められた一定の時間長を有するように切出さ
れた順次のフーリエ変換フレームは、それぞれが、例え
ばＮ点の標本点を有する期間毎に窓関数を掛けて、順次
の各フレームの繋ぎ目を互に重複させて緩やかに繋がる
ような状態の順次の１フレーム期間となるように、ブロ
ック２において窓関数が乗算された後に、ブロック３に
おいて高速フーリエ変換演算（ＦＦＴ演算）が行なわれ
る。ＦＦＴ演算の結果としてそれぞれのフーリエ変換フ
レーム毎に、同一の一定な周波数間隔ｆ｛ただし、各１
フレーム毎のフーリエ変換フレームにおけるデータ数標
本数をＮとし、標本化周波数をｆｓとして、ｆ＝ｆｓ／
Ｎ｝を有するＮ個の離散的な周波数毎に実数部（Ｒｅａ
ｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅とからなるＦＦＴ
演算結果のデータが得られる。
るデジタル音響信号の入力端子であり、前記したデジタ
ル音響信号の入力端子１に供給されたデジタル音響信号
から予め定められた一定の時間長を有するように切出さ
れた順次のフーリエ変換フレームは、それぞれが、例え
ばＮ点の標本点を有する期間毎に窓関数を掛けて、順次
の各フレームの繋ぎ目を互に重複させて緩やかに繋がる
ような状態の順次の１フレーム期間となるように、ブロ
ック２において窓関数が乗算された後に、ブロック３に
おいて高速フーリエ変換演算（ＦＦＴ演算）が行なわれ
る。ＦＦＴ演算の結果としてそれぞれのフーリエ変換フ
レーム毎に、同一の一定な周波数間隔ｆ｛ただし、各１
フレーム毎のフーリエ変換フレームにおけるデータ数標
本数をＮとし、標本化周波数をｆｓとして、ｆ＝ｆｓ／
Ｎ｝を有するＮ個の離散的な周波数毎に実数部（Ｒｅａ
ｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅とからなるＦＦＴ
演算結果のデータが得られる。
【００３０】前記のようにＦＦＴ演算の結果として得ら
れたＮ個の離散的な周波数毎のデータは、それぞれの離
散的な周波数のデータ毎に、それぞれ異なる信号処理装
置Ａに供給される。図２において、ある特定な離散的な
周波数のデータについての信号処理を行なう１個の信号
処理装置Ａだけは、一点鎖線枠Ａ内に具体的な構成を示
しており、他の離散的な周波数のデータの信号処理を行
なう信号処理装置Ａ，Ａ…は図２中で単に実線枠のブロ
ックＡ，Ａ…により示してある。各信号処理装置Ａ，Ａ
…において、実数部と虚数部とからなる特定な離散的な
周波数のデータは、ブロック４として示されている極座
標変換部４において極座標変換されて振幅項と位相項と
に分離される。すなわち前記した離散的な各周波数毎の
実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部(Ｉｍａｇ)振幅とが供
給された振幅計算部４ａと位相計算部４ｂとにおいて、
振幅計算部４ａでは既述の数１に従って振幅の計算を行
ない、また、位相計算部４ｂでは既述の数２に従って位
相の計算を行なって、順次のフレームについて前記した
離散的な各周波数毎に、極座標変換により合成振幅項
(Ａｍｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求める。
れたＮ個の離散的な周波数毎のデータは、それぞれの離
散的な周波数のデータ毎に、それぞれ異なる信号処理装
置Ａに供給される。図２において、ある特定な離散的な
周波数のデータについての信号処理を行なう１個の信号
処理装置Ａだけは、一点鎖線枠Ａ内に具体的な構成を示
しており、他の離散的な周波数のデータの信号処理を行
なう信号処理装置Ａ，Ａ…は図２中で単に実線枠のブロ
ックＡ，Ａ…により示してある。各信号処理装置Ａ，Ａ
…において、実数部と虚数部とからなる特定な離散的な
周波数のデータは、ブロック４として示されている極座
標変換部４において極座標変換されて振幅項と位相項と
に分離される。すなわち前記した離散的な各周波数毎の
実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部(Ｉｍａｇ)振幅とが供
給された振幅計算部４ａと位相計算部４ｂとにおいて、
振幅計算部４ａでは既述の数１に従って振幅の計算を行
ない、また、位相計算部４ｂでは既述の数２に従って位
相の計算を行なって、順次のフレームについて前記した
離散的な各周波数毎に、極座標変換により合成振幅項
(Ａｍｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求める。
【００３１】極座標変換部４の振幅計算部４ａの計算結
果として得られる特定な離散的な周波数の振幅Ａｎはラ
ッチ５と減算器６と切換スイッチ７の固定接点ｂとに供
給される。前記した切換スイッチ７の可動接点ｃは切換
制御信号の供給端子７ｔに供給される切換制御信号によ
って固定接点ａ，ｂ間で切換えられる。この切換スイッ
チ７の可動接点ｃと後述されている切換スイッチ１３の
可動接点ｃとは、連動した切換動作を行なうように、切
換スイッチ１３の切換制御信号の供給端子１３ｔに供給
される切換制御信号と、切換制御信号の供給端子７ｔに
供給される切換制御信号とは同一の信号とされている。
前記した切換スイッチ７，１３の可動接点ｃを固定接点
ｂ側に切換えた状態にする必要があるのは、本来、最初
のフレームの期間だけでよいのであるが、予測誤差の累
積による誤動作を防止する上からは、最初のフレームの
期間の他に、適当な時間々隔毎のフレーム期間に可動接
点ｃを固定接点ｂ側に切換えるようにすることは望まし
い実施の態様である。
果として得られる特定な離散的な周波数の振幅Ａｎはラ
ッチ５と減算器６と切換スイッチ７の固定接点ｂとに供
給される。前記した切換スイッチ７の可動接点ｃは切換
制御信号の供給端子７ｔに供給される切換制御信号によ
って固定接点ａ，ｂ間で切換えられる。この切換スイッ
チ７の可動接点ｃと後述されている切換スイッチ１３の
可動接点ｃとは、連動した切換動作を行なうように、切
換スイッチ１３の切換制御信号の供給端子１３ｔに供給
される切換制御信号と、切換制御信号の供給端子７ｔに
供給される切換制御信号とは同一の信号とされている。
前記した切換スイッチ７，１３の可動接点ｃを固定接点
ｂ側に切換えた状態にする必要があるのは、本来、最初
のフレームの期間だけでよいのであるが、予測誤差の累
積による誤動作を防止する上からは、最初のフレームの
期間の他に、適当な時間々隔毎のフレーム期間に可動接
点ｃを固定接点ｂ側に切換えるようにすることは望まし
い実施の態様である。
【００３２】ｎ番目のフレームにおける特定な離散的な
周波数（今、仮にｆａとする）の振幅の計算結果として
極座標変換部４の振幅計算部４ａから出力された振幅Ａ
ｎのデータが被減数信号として供給された減算器６に
は、減数信号としてラッチ５からＡｎ−１のデータ（ｎ
−１番目のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａ
の振幅の計算結果のデータ）が供給されているから、減
算器６からはＡｎ−Ａｎ−１の振幅残差信号Ｕｎが出力
され、それが切換スイッチ７の固定接点ａと可動接点ｃ
とを介してＶＬＣ及びマルチプレクサ１５に供給され
る。そして、前記したラッチ５には今度はｎ番目のフレ
ームにおける特定な離散的な周波数の振幅の計算結果と
して極座標変換部４の振幅計算部４ａから出力された振
幅Ａｎのデータが保持される。
周波数（今、仮にｆａとする）の振幅の計算結果として
極座標変換部４の振幅計算部４ａから出力された振幅Ａ
ｎのデータが被減数信号として供給された減算器６に
は、減数信号としてラッチ５からＡｎ−１のデータ（ｎ
−１番目のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａ
の振幅の計算結果のデータ）が供給されているから、減
算器６からはＡｎ−Ａｎ−１の振幅残差信号Ｕｎが出力
され、それが切換スイッチ７の固定接点ａと可動接点ｃ
とを介してＶＬＣ及びマルチプレクサ１５に供給され
る。そして、前記したラッチ５には今度はｎ番目のフレ
ームにおける特定な離散的な周波数の振幅の計算結果と
して極座標変換部４の振幅計算部４ａから出力された振
幅Ａｎのデータが保持される。
【００３３】極座標変換部４の位相計算部４ｂの計算結
果として得られる特定な離散的な周波数の位相θｎはラ
ッチ８と減算器１２と切換スイッチ１３の固定接点ｂと
に供給される。ｎ番目のフレームにおける特定な離散的
な周波数（今、仮にｆａとする）の位相の計算結果とし
て極座標変換部４の位相計算部４ｂから出力された位相
θｎのデータがラッチ８に保持される以前にラッチ８に
保持されていた位相のデータ、すなわちｎ−１番目のフ
レームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相計算結
果として極座標変換部４の位相計算部４ｂから出力され
ていた位相θｎ−１のデータは、ラッチ９に保持され
る。前記した位相予測部は、図示の構成例ではラッチ９
と利得が２の増幅器１０と、減算器１１とによって構成
されている。前記した位相θｎ−１のデータがラッチ９
に保持される以前にラッチ９に保持されていた位相のデ
ータ，すなわち、ｎ−２番目のフレームにおける特定な
離散的な周波数ｆａの位相の計算結果として極座標変換
部４の位相計算部４ｂから出力されていた位相θｎ−２
のデータは、減算器１１に対して減数信号として供給さ
れており、前記の減算器１１に対して被減数信号として
供給されているのは、前記した利得が２の増幅器１０か
らの出力であるから、前記の減算器１１から出力される
予測位相のデータ、すなわち、位相予測部から出力され
る予測位相のデータは２θｎ−１−θｎ−２である。
果として得られる特定な離散的な周波数の位相θｎはラ
ッチ８と減算器１２と切換スイッチ１３の固定接点ｂと
に供給される。ｎ番目のフレームにおける特定な離散的
な周波数（今、仮にｆａとする）の位相の計算結果とし
て極座標変換部４の位相計算部４ｂから出力された位相
θｎのデータがラッチ８に保持される以前にラッチ８に
保持されていた位相のデータ、すなわちｎ−１番目のフ
レームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相計算結
果として極座標変換部４の位相計算部４ｂから出力され
ていた位相θｎ−１のデータは、ラッチ９に保持され
る。前記した位相予測部は、図示の構成例ではラッチ９
と利得が２の増幅器１０と、減算器１１とによって構成
されている。前記した位相θｎ−１のデータがラッチ９
に保持される以前にラッチ９に保持されていた位相のデ
ータ，すなわち、ｎ−２番目のフレームにおける特定な
離散的な周波数ｆａの位相の計算結果として極座標変換
部４の位相計算部４ｂから出力されていた位相θｎ−２
のデータは、減算器１１に対して減数信号として供給さ
れており、前記の減算器１１に対して被減数信号として
供給されているのは、前記した利得が２の増幅器１０か
らの出力であるから、前記の減算器１１から出力される
予測位相のデータ、すなわち、位相予測部から出力され
る予測位相のデータは２θｎ−１−θｎ−２である。
【００３４】前記した位相予測部から出力された予測位
相のデータ２θｎ−１−θｎ−２が、減算器１２におい
て実際の位相データθｎから減算されることによって、
前記の減算器１２からは位相残差信号Ｖｎ＝θｎ−（２
θｎ−１−θｎ−２）が出力されて、それが切換スイッ
チ１３の固定接点ａと可動接点ｃとを経て、ＶＬＣ及び
マルチプレクサ１５に供給される。前記したＶＬＣ及び
マルチプレクサ１５では、特定な離散周波数（今、仮に
ｆａとする）の位相残差信号Ｖｎが量子化ステップサイ
ズｑで量子化され、可変長符号を用いた符号化（ＶＬ
Ｃ）が行なわれる。この場合に、前記した量子化ステッ
プサイズｑは前記した周波数ｆａに応じて制御される。
すなわち、周波数ｆａが高くなる程、位相残差信号の量
子化誤差の許容値を大きくし、それによって残差データ
量を小さくして、次に行なわれる可変符号長符号化（Ｖ
ＬＣ）を有利にするものである。また、前記したＶＬＣ
及びマルチプレクサ１５では、特定な離散周波数の振幅
残差信号Ｕｎも適当な量子化ステップが設定されて量子
化され、可変符号長符号化（ＶＬＣ）が行なわれる。こ
のように、前記した位相残差信号Ｖｎと前記振幅残差信
号Ｕｎとは個別に符号化された後に、前記したＶＬＣ及
びマルチプレクサ１５内で合成されて、信号処理装置Ａ
からの出力データとしてマルチプレクサ１６に供給され
る。前記したマルチプレクサ１６には、フーリエ変換フ
レーム内の所定数の離散周波数毎の振幅残差信号Ｕ
ｎと、位相残差信号Ｖｎとを発生させている他のすべて
の信号処理回路Ａ，Ａ…からの出力データも供給されて
いるから、マルチプレクサ１６からは、情報量が圧縮さ
れた状態の音響信号のデータが出力されて、出力端子１
７を介して伝送路に送出される。
相のデータ２θｎ−１−θｎ−２が、減算器１２におい
て実際の位相データθｎから減算されることによって、
前記の減算器１２からは位相残差信号Ｖｎ＝θｎ−（２
θｎ−１−θｎ−２）が出力されて、それが切換スイッ
チ１３の固定接点ａと可動接点ｃとを経て、ＶＬＣ及び
マルチプレクサ１５に供給される。前記したＶＬＣ及び
マルチプレクサ１５では、特定な離散周波数（今、仮に
ｆａとする）の位相残差信号Ｖｎが量子化ステップサイ
ズｑで量子化され、可変長符号を用いた符号化（ＶＬ
Ｃ）が行なわれる。この場合に、前記した量子化ステッ
プサイズｑは前記した周波数ｆａに応じて制御される。
すなわち、周波数ｆａが高くなる程、位相残差信号の量
子化誤差の許容値を大きくし、それによって残差データ
量を小さくして、次に行なわれる可変符号長符号化（Ｖ
ＬＣ）を有利にするものである。また、前記したＶＬＣ
及びマルチプレクサ１５では、特定な離散周波数の振幅
残差信号Ｕｎも適当な量子化ステップが設定されて量子
化され、可変符号長符号化（ＶＬＣ）が行なわれる。こ
のように、前記した位相残差信号Ｖｎと前記振幅残差信
号Ｕｎとは個別に符号化された後に、前記したＶＬＣ及
びマルチプレクサ１５内で合成されて、信号処理装置Ａ
からの出力データとしてマルチプレクサ１６に供給され
る。前記したマルチプレクサ１６には、フーリエ変換フ
レーム内の所定数の離散周波数毎の振幅残差信号Ｕ
ｎと、位相残差信号Ｖｎとを発生させている他のすべて
の信号処理回路Ａ，Ａ…からの出力データも供給されて
いるから、マルチプレクサ１６からは、情報量が圧縮さ
れた状態の音響信号のデータが出力されて、出力端子１
７を介して伝送路に送出される。
【００３５】次に、図３を参照して伝送系の受信側の一
例構成について説明する。図３において、１８は受信側
の入力端子であり、この入力端子１８には、図２を参照
して既述した送信側から伝送路（図示していない）を介
して伝送されて来た情報量が圧縮された状態の音響信号
のデータが供給されている。前記した入力端子１８に供
給された情報量が圧縮された状態の音響信号のデータ
は、デ・マルチプレクサ１９によってフーリエ変換フレ
ーム内の所定数の離散周波数毎の振幅残差信号Ｕｎと、
位相残差信号Ｖｎとに分離されて、それぞれ特定な離散
周波数毎に、振幅残差信号Ｕｎ及び位相残差信号Ｖｎが
符号化されたまま分離され、それぞれ特定な離散周波数
毎の符号化された振幅残差信号Ｕｎ及び位相残差信号Ｖ
ｎの信号処理を行なうために設けられている信号処理装
置Ｂ，Ｂ…に供給される。図３において、ある特定な離
散的な周波数のデータについての信号処理を行なう１個
の信号処理装置Ｂだけは、一点鎖線枠Ｂ内に具体的な構
成を示しており、他の離散的な周波数のデータの信号処
理を行なう信号処理装置Ｂ，Ｂ…は図３中で単に実線枠
のブロックＢ，Ｂ…により示してある。
例構成について説明する。図３において、１８は受信側
の入力端子であり、この入力端子１８には、図２を参照
して既述した送信側から伝送路（図示していない）を介
して伝送されて来た情報量が圧縮された状態の音響信号
のデータが供給されている。前記した入力端子１８に供
給された情報量が圧縮された状態の音響信号のデータ
は、デ・マルチプレクサ１９によってフーリエ変換フレ
ーム内の所定数の離散周波数毎の振幅残差信号Ｕｎと、
位相残差信号Ｖｎとに分離されて、それぞれ特定な離散
周波数毎に、振幅残差信号Ｕｎ及び位相残差信号Ｖｎが
符号化されたまま分離され、それぞれ特定な離散周波数
毎の符号化された振幅残差信号Ｕｎ及び位相残差信号Ｖ
ｎの信号処理を行なうために設けられている信号処理装
置Ｂ，Ｂ…に供給される。図３において、ある特定な離
散的な周波数のデータについての信号処理を行なう１個
の信号処理装置Ｂだけは、一点鎖線枠Ｂ内に具体的な構
成を示しており、他の離散的な周波数のデータの信号処
理を行なう信号処理装置Ｂ，Ｂ…は図３中で単に実線枠
のブロックＢ，Ｂ…により示してある。
【００３６】各信号処理装置Ｂ，Ｂ…には、前記したデ
・マルチプレクサ１９から供給されたそれぞれ特定な離
散周波数毎の符号化された振幅残差信号Ｕｎと、符号化
された位相残差信号Ｖｎとを分離して復号するデコーダ
及びデ・マルチプレクサ２０を備えている。前記したデ
コーダ及びデ・マルチプレクサ２０では、離散周波数毎
の復号された振幅残差信号と位相残差信号との逆量子化
が、符号化時に設定されたそれぞれの量子化ステップサ
イズを用いて個別に行なわれる。前記したデコーダ及び
デ・マルチプレクサ２０において分離され復号された特
定な離散周波数（今、仮にｆａとする）の振幅残差信号
Ｕｎと位相残差信号Ｖｎとにおける振幅残差信号Ｕｎは
加算器２１と切換スイッチ２３の固定接点ｂとに供給さ
れている前記した切換スイッチ２３の可動接点ｃは切換
制御信号の供給端子２３ｔに供給される切換制御信号に
よって固定接点ａ，ｂ間で切換えられる。この切換スイ
ッチ２３の可動接点ｃと後述されている切換スイッチ２
９の可動接点ｃとは、連動した切換動作を行なうよう
に、切換スイッチ２９の切換制御信号の供給端子２９ｔ
に供給される切換制御信号と、切換制御信号の供給端子
２３ｔに供給される切換制御信号とは同一の信号とされ
ている。前記した切換スイッチ２３，２９の可動接点ｃ
を固定接点ｂ側に切換えた状態にする必要があるのは、
本来、最初のフレームの期間だけでよいのであるが、送
信側において予測誤差の累積による誤動作を防止する上
から、最初のフレームの期間の他に、適当な時間々隔毎
のフレーム期間に可動接点ｃを固定接点ｂ側に切換える
ようにしている場合には、送信側における切換スイッチ
７，１３の切換態様と同期させるようにする。
・マルチプレクサ１９から供給されたそれぞれ特定な離
散周波数毎の符号化された振幅残差信号Ｕｎと、符号化
された位相残差信号Ｖｎとを分離して復号するデコーダ
及びデ・マルチプレクサ２０を備えている。前記したデ
コーダ及びデ・マルチプレクサ２０では、離散周波数毎
の復号された振幅残差信号と位相残差信号との逆量子化
が、符号化時に設定されたそれぞれの量子化ステップサ
イズを用いて個別に行なわれる。前記したデコーダ及び
デ・マルチプレクサ２０において分離され復号された特
定な離散周波数（今、仮にｆａとする）の振幅残差信号
Ｕｎと位相残差信号Ｖｎとにおける振幅残差信号Ｕｎは
加算器２１と切換スイッチ２３の固定接点ｂとに供給さ
れている前記した切換スイッチ２３の可動接点ｃは切換
制御信号の供給端子２３ｔに供給される切換制御信号に
よって固定接点ａ，ｂ間で切換えられる。この切換スイ
ッチ２３の可動接点ｃと後述されている切換スイッチ２
９の可動接点ｃとは、連動した切換動作を行なうよう
に、切換スイッチ２９の切換制御信号の供給端子２９ｔ
に供給される切換制御信号と、切換制御信号の供給端子
２３ｔに供給される切換制御信号とは同一の信号とされ
ている。前記した切換スイッチ２３，２９の可動接点ｃ
を固定接点ｂ側に切換えた状態にする必要があるのは、
本来、最初のフレームの期間だけでよいのであるが、送
信側において予測誤差の累積による誤動作を防止する上
から、最初のフレームの期間の他に、適当な時間々隔毎
のフレーム期間に可動接点ｃを固定接点ｂ側に切換える
ようにしている場合には、送信側における切換スイッチ
７，１３の切換態様と同期させるようにする。
【００３７】図３におけるラッチ２２から加算器２１に
与えられているデータは、前記したデコーダ及びデ・マ
ルチプレクサ２０から加算器２１に与えられている振幅
残差信号Ｕｎが、ｎ番目のフレームにおける振幅残差信
号Ｕｎである場合には、ｎ−１番目のフレームの合成振
幅項のデータＡｎ−１であるから、加算器２１において
ｎ−１番目のフレームの合成振幅項のデータＡ
ｎ−１と、ｎ番目のフレームにおける振幅残差信号Ｕｎ
とが加算されて、加算器２１からはｎ番目のフレームの
合成振幅項（Ａｍｐ）のデータＡｎが出力され、それが
ラッチ２２によって保持されるとともに直角座標変換部
３０に供給される。
与えられているデータは、前記したデコーダ及びデ・マ
ルチプレクサ２０から加算器２１に与えられている振幅
残差信号Ｕｎが、ｎ番目のフレームにおける振幅残差信
号Ｕｎである場合には、ｎ−１番目のフレームの合成振
幅項のデータＡｎ−１であるから、加算器２１において
ｎ−１番目のフレームの合成振幅項のデータＡ
ｎ−１と、ｎ番目のフレームにおける振幅残差信号Ｕｎ
とが加算されて、加算器２１からはｎ番目のフレームの
合成振幅項（Ａｍｐ）のデータＡｎが出力され、それが
ラッチ２２によって保持されるとともに直角座標変換部
３０に供給される。
【００３８】また、前記のようにデコーダ及びデ・マル
チプレクサ２０において分離され復号された特定な離散
周波数（今、仮にｆａとする）の振幅残差信号Ｕｎと位
相残差信号Ｖｎとにおける位相残差信号Ｖｎは加算器２
８と切換スイッチ２９の固定接点ｂとに供給されてい
る。前記した加算器２８から出力されるデータが、ｎ番
目のフレームにおける特定な離散的な周波数の位相項
（Ｐｈａｓｅ）のデータθｎとなることは、前記した加
算器２８で加算される２つのデータが、デコーダ及びデ
・マルチプレクサ２０から加算器２８に与えられている
位相残差信号Ｖｎが、ｎ番目のフレームにおける位相残
差信号Ｖｎと、位相予測部から出力された２θｎ−１−
θｎ−２とであるからである。前記した加算器２８から
出力されたｎ番目のフレームにおける特定な離散的な周
波数の位相項（Ｐｈａｓｅ）のデータθｎは、切換スイ
ッチ２９の固定接点ａと可動接点ｃとを介して直角座標
変換部３０に供給されるとともに、ラッチ２４に供給さ
れている。
チプレクサ２０において分離され復号された特定な離散
周波数（今、仮にｆａとする）の振幅残差信号Ｕｎと位
相残差信号Ｖｎとにおける位相残差信号Ｖｎは加算器２
８と切換スイッチ２９の固定接点ｂとに供給されてい
る。前記した加算器２８から出力されるデータが、ｎ番
目のフレームにおける特定な離散的な周波数の位相項
（Ｐｈａｓｅ）のデータθｎとなることは、前記した加
算器２８で加算される２つのデータが、デコーダ及びデ
・マルチプレクサ２０から加算器２８に与えられている
位相残差信号Ｖｎが、ｎ番目のフレームにおける位相残
差信号Ｖｎと、位相予測部から出力された２θｎ−１−
θｎ−２とであるからである。前記した加算器２８から
出力されたｎ番目のフレームにおける特定な離散的な周
波数の位相項（Ｐｈａｓｅ）のデータθｎは、切換スイ
ッチ２９の固定接点ａと可動接点ｃとを介して直角座標
変換部３０に供給されるとともに、ラッチ２４に供給さ
れている。
【００３９】前記した加算器２８から出力された位相θ
ｎのデータがラッチ２４に保持される以前に、ラッチ２
４に保持されていた位相のデータ、すなわちｎ−１番目
のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相θ
ｎ−１のデータは、ラッチ２５と利得が２の増幅器２６
と、減算器２７とによって構成されている位相予測部に
おけるラッチ２５に保持される。前記した位相θｎ−１
のデータがラッチ２５に保持される以前にラッチ２５に
保持されていた位相のデータ、すなわち、ｎ−２番目の
フレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相θ
ｎ−２のデータは、減算器２７に対して減数信号として
供給されており、前記の減算器２７に対して被減数信号
として供給されているのは前記した利得が２の増幅器２
６からの出力であるから、前記の減算器２７から出力さ
れる予測位相のデータ、すなわち、位相予測部から出力
される予測位相のデータは２θｎ−１−θｎ−２であ
る。それで、前記した位相予測部から出力された予測位
相のデータ２θｎ−１−θｎ−２と、ｎ番目のフレーム
の位相残差信号Ｖｎ＝θｎ−（２θｎ−１−θｎ−２）
とが加算器２８で加算されると、加算器２８からはｎ番
目のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相
項（Ｐｈａｓｅ）のデータθｎとなる。
ｎのデータがラッチ２４に保持される以前に、ラッチ２
４に保持されていた位相のデータ、すなわちｎ−１番目
のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相θ
ｎ−１のデータは、ラッチ２５と利得が２の増幅器２６
と、減算器２７とによって構成されている位相予測部に
おけるラッチ２５に保持される。前記した位相θｎ−１
のデータがラッチ２５に保持される以前にラッチ２５に
保持されていた位相のデータ、すなわち、ｎ−２番目の
フレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相θ
ｎ−２のデータは、減算器２７に対して減数信号として
供給されており、前記の減算器２７に対して被減数信号
として供給されているのは前記した利得が２の増幅器２
６からの出力であるから、前記の減算器２７から出力さ
れる予測位相のデータ、すなわち、位相予測部から出力
される予測位相のデータは２θｎ−１−θｎ−２であ
る。それで、前記した位相予測部から出力された予測位
相のデータ２θｎ−１−θｎ−２と、ｎ番目のフレーム
の位相残差信号Ｖｎ＝θｎ−（２θｎ−１−θｎ−２）
とが加算器２８で加算されると、加算器２８からはｎ番
目のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相
項（Ｐｈａｓｅ）のデータθｎとなる。
【００４０】前記のように加算器２１から出力されたｎ
番目のフレームの合成振幅項(Ａｍｐ)のデータＡnと、
加算器２８から出力されたｎ番目のフレームにおける特
定な離散的な周波数の位相項(Ｐｈａｓｅ)のデータθｎ
とが直角座標変換部３０に供給されことにより、直角座
標変換部３０では、前記したｎ番目のフレームの合成振
幅項(Ａｍｐ)のデータＡnと、加算器２８から出力され
たｎ番目のフレームにおける特定な離散的な周波数の位
相項(Ｐｈａｓｅ)のデータθｎとによって、前記した特
定な離散的な周波数ｆａにおける実数部(Ｒｅａｌ)振幅
と、虚数部(Ｉｍａｇ)振幅とを計算により求めて出力
し、それを逆ＦＦＴ演算部３１に供給する。前記した逆
ＦＦＴ演算部３１には、フーリエ変換フレーム内の所定
数の離散周波数毎に設けられているすべての信号処理回
路Ｂ，Ｂ，Ｂからの出力データが供給されているから、
逆ＦＦＴ演算部３１からはもとの音響信号のデータが復
原されて出力されることになる。
番目のフレームの合成振幅項(Ａｍｐ)のデータＡnと、
加算器２８から出力されたｎ番目のフレームにおける特
定な離散的な周波数の位相項(Ｐｈａｓｅ)のデータθｎ
とが直角座標変換部３０に供給されことにより、直角座
標変換部３０では、前記したｎ番目のフレームの合成振
幅項(Ａｍｐ)のデータＡnと、加算器２８から出力され
たｎ番目のフレームにおける特定な離散的な周波数の位
相項(Ｐｈａｓｅ)のデータθｎとによって、前記した特
定な離散的な周波数ｆａにおける実数部(Ｒｅａｌ)振幅
と、虚数部(Ｉｍａｇ)振幅とを計算により求めて出力
し、それを逆ＦＦＴ演算部３１に供給する。前記した逆
ＦＦＴ演算部３１には、フーリエ変換フレーム内の所定
数の離散周波数毎に設けられているすべての信号処理回
路Ｂ，Ｂ，Ｂからの出力データが供給されているから、
逆ＦＦＴ演算部３１からはもとの音響信号のデータが復
原されて出力されることになる。
【００４１】前記した記載においては、ｎ-2番目のフレ
ームの位相情報とｎ-1番目のフレームの位相情報とを用
いて、ｎ番目のフレームの位相情報を予測する、という
ように、１フレームの差で位相情報の計算を行なってい
る場合について説明しているが、実施に当っては数フレ
ーム差で位相情報の計算が行なわれてもよいことは勿論
である。すなわち、本発明の音響信号の位相予測方法
は、どのフレームでも同一の波形が続くことを想定して
いるＦＦＴの概念とは全く異なる概念に基づいて成立し
ているものであるから、予測に用いられる２つのフレー
ム間隔と、予測されるフレームとの時間関係が整数関係
になっていれば、どのような間隔で予測が行なわれるよ
うにしても構わないのである。また送信側と受信側の構
成が図２，図３に示されているものに限られるものでも
ない。装置の具体化に当っては、デジタル信号処理に際
しての誤差が少なく、かつ安価に構成できるように変形
されることが好ましいのであり、さらに、送信側と受信
側とにおける誤差が互に打消し合うように、通常は、ま
ず受信側の構成を安価な回路とし、送信側では前記の受
信側の回路を局部復号器として動作させるようにして残
差信号を得るような構成とするのが一般的である。な
お、本発明方法の実施がマイクロプロセッサ等でソフト
ウエアにより行なわれるようにされてもよい。
ームの位相情報とｎ-1番目のフレームの位相情報とを用
いて、ｎ番目のフレームの位相情報を予測する、という
ように、１フレームの差で位相情報の計算を行なってい
る場合について説明しているが、実施に当っては数フレ
ーム差で位相情報の計算が行なわれてもよいことは勿論
である。すなわち、本発明の音響信号の位相予測方法
は、どのフレームでも同一の波形が続くことを想定して
いるＦＦＴの概念とは全く異なる概念に基づいて成立し
ているものであるから、予測に用いられる２つのフレー
ム間隔と、予測されるフレームとの時間関係が整数関係
になっていれば、どのような間隔で予測が行なわれるよ
うにしても構わないのである。また送信側と受信側の構
成が図２，図３に示されているものに限られるものでも
ない。装置の具体化に当っては、デジタル信号処理に際
しての誤差が少なく、かつ安価に構成できるように変形
されることが好ましいのであり、さらに、送信側と受信
側とにおける誤差が互に打消し合うように、通常は、ま
ず受信側の構成を安価な回路とし、送信側では前記の受
信側の回路を局部復号器として動作させるようにして残
差信号を得るような構成とするのが一般的である。な
お、本発明方法の実施がマイクロプロセッサ等でソフト
ウエアにより行なわれるようにされてもよい。
【００４２】実際の伝送に適用する場合には、本発明に
よる予測効率を更に高めながら伝送量は逆に低下させる
ようにしてもよいのであり、次に、具体例を挙げて説明
する。１．フレーム長を周波数に見合ったものにする方
法。これまでに説明して来た構成例では、信号の周波数
の高低とは無関係に標本数が一定であるようにしてＦＦ
Ｔ演算を行なっていたが、本発明の音響信号の位相予測
方法では、フーリエ変換フレーム内に２〜３波長しか入
らないような低い周波数の信号においては予測誤差が大
きく、また、前記の場合とは逆に、フーリエ変換フレー
ム内に３０〜５０もの波長が入るような高い周波数の信
号においても予測誤差が大きくなる。前記した低い周波
数での問題はＦＦＴの数学的な理由によるが、前記した
高い周波数での問題は、自然界に存在する音響のコヒー
レンシー（位相連続性）が不充分なことに起因している
ものと思われるが、何れにしても結果的には信号の周波
数に見合った大きさのフレーム長とすることが好ましい
ことを示している。
よる予測効率を更に高めながら伝送量は逆に低下させる
ようにしてもよいのであり、次に、具体例を挙げて説明
する。１．フレーム長を周波数に見合ったものにする方
法。これまでに説明して来た構成例では、信号の周波数
の高低とは無関係に標本数が一定であるようにしてＦＦ
Ｔ演算を行なっていたが、本発明の音響信号の位相予測
方法では、フーリエ変換フレーム内に２〜３波長しか入
らないような低い周波数の信号においては予測誤差が大
きく、また、前記の場合とは逆に、フーリエ変換フレー
ム内に３０〜５０もの波長が入るような高い周波数の信
号においても予測誤差が大きくなる。前記した低い周波
数での問題はＦＦＴの数学的な理由によるが、前記した
高い周波数での問題は、自然界に存在する音響のコヒー
レンシー（位相連続性）が不充分なことに起因している
ものと思われるが、何れにしても結果的には信号の周波
数に見合った大きさのフレーム長とすることが好ましい
ことを示している。
【００４３】それで、本発明の音響信号の位相予測方法
の実施に当っては、音響信号を例えば低域、中域、高域
のように複数の周波数帯域に分割し、前記したそれぞれ
の周波数帯域毎に異なるフレーム長として、どのフレー
ムで扱う波数も略々一定にすることが好ましい。図４は
前記のように音響信号の周波数帯域を複数に分割した場
合の説明図であり、図４の（ａ）はウインドウ長の概念
を示したものであり、低域になる程にウインドウ長が長
く、高域になる程にウインドウ長が短くなっている。ま
た、図４の（ｂ）はフィルタによって周波数帯域を分割
し、分割された各周波数帯域の信号毎に、それぞれ異な
る窓関数を掛けるようにした場合の構成例を示してい
る。図４の（ｂ）はフィルタとしてハイパスフィルタと
ローパスフィルタとを用いて周波数帯域を分割するよう
にした場合の構成例を例示したものであり、図中のＨは
ハイパスフィルタからの出力を意味し、また図中のＬは
ローパスフィルタからの出力を意味している。
の実施に当っては、音響信号を例えば低域、中域、高域
のように複数の周波数帯域に分割し、前記したそれぞれ
の周波数帯域毎に異なるフレーム長として、どのフレー
ムで扱う波数も略々一定にすることが好ましい。図４は
前記のように音響信号の周波数帯域を複数に分割した場
合の説明図であり、図４の（ａ）はウインドウ長の概念
を示したものであり、低域になる程にウインドウ長が長
く、高域になる程にウインドウ長が短くなっている。ま
た、図４の（ｂ）はフィルタによって周波数帯域を分割
し、分割された各周波数帯域の信号毎に、それぞれ異な
る窓関数を掛けるようにした場合の構成例を示してい
る。図４の（ｂ）はフィルタとしてハイパスフィルタと
ローパスフィルタとを用いて周波数帯域を分割するよう
にした場合の構成例を例示したものであり、図中のＨは
ハイパスフィルタからの出力を意味し、また図中のＬは
ローパスフィルタからの出力を意味している。
【００４４】図４の（ａ）には、ウインドウ長が、順次
に２倍、２倍の関係のものにされている例が示されてい
るが、ウインドウ長は任意に選定されてもよいのであ
り、また周波数帯域の分割に当ってもフィルタを図示の
ように縦続接続する必要はなく、バンドパスフィルタを
用いて帯域分割が行なわれてもよいのである。またＱＭ
Ｆ（クォドラチャー・ミラー・フィルタ）のようなフィ
ルタを使用して、フィルタ動作と同時に標本数を変える
ようにしてもよい。あるいは、通常のフィルタの通過後
に標本数を変えても（デシメーションを行なっても）よ
い。周波数帯域の異なる各信号成分には、それぞれ異な
る窓関数が乗算されてからＦＦＴ演算が行なわれる。Ｆ
ＦＴ演算以後の信号処理は図２に示されているとおりで
ある。
に２倍、２倍の関係のものにされている例が示されてい
るが、ウインドウ長は任意に選定されてもよいのであ
り、また周波数帯域の分割に当ってもフィルタを図示の
ように縦続接続する必要はなく、バンドパスフィルタを
用いて帯域分割が行なわれてもよいのである。またＱＭ
Ｆ（クォドラチャー・ミラー・フィルタ）のようなフィ
ルタを使用して、フィルタ動作と同時に標本数を変える
ようにしてもよい。あるいは、通常のフィルタの通過後
に標本数を変えても（デシメーションを行なっても）よ
い。周波数帯域の異なる各信号成分には、それぞれ異な
る窓関数が乗算されてからＦＦＴ演算が行なわれる。Ｆ
ＦＴ演算以後の信号処理は図２に示されているとおりで
ある。
【００４５】２．位相の予測残差の量子化精度を周波数
によって異ならせる。前述の場合には暗黙の内に、残差
信号をすべての離散周波数に対して同じ正確さで伝送す
るものとしているが、実際には低い周波数の信号につい
ては正確に位相を伝送しなければならないが、高い周波
数の信号については位相の精度は余り必要としないか
ら、位相の予測精度を周波数によって異ならせて、周波
数に応じて量子化サイズを変化させるようにすることが
できる。さて、良く知られているように、人間の聴覚は
もともと位相の識別ができないとされているから、本発
明のように位相の情報などは不必要であり、位相予測自
体が不必要なのではないか、というように思われるかも
知れないが、仮に、位相予測を全く行なわずに、すなわ
ち、位相残差信号を全く伝送しないで、受信側が勝手な
位相で再生したとすると、（イ）フレームの繰返し周波
数が雑音のように聞えてしまう。（ロ）ステレオの音像
定位が定まらない、ということが問題になる。
によって異ならせる。前述の場合には暗黙の内に、残差
信号をすべての離散周波数に対して同じ正確さで伝送す
るものとしているが、実際には低い周波数の信号につい
ては正確に位相を伝送しなければならないが、高い周波
数の信号については位相の精度は余り必要としないか
ら、位相の予測精度を周波数によって異ならせて、周波
数に応じて量子化サイズを変化させるようにすることが
できる。さて、良く知られているように、人間の聴覚は
もともと位相の識別ができないとされているから、本発
明のように位相の情報などは不必要であり、位相予測自
体が不必要なのではないか、というように思われるかも
知れないが、仮に、位相予測を全く行なわずに、すなわ
ち、位相残差信号を全く伝送しないで、受信側が勝手な
位相で再生したとすると、（イ）フレームの繰返し周波
数が雑音のように聞えてしまう。（ロ）ステレオの音像
定位が定まらない、ということが問題になる。
【００４６】まず、（イ）の問題は、位相が狂った場合
には、順次のフレーム間の接続部において波形の連続性
が失なわれて、その結果として雑音になる。また、
（ロ）の問題はステレオ音響は離隔した２個のスピーカ
から放射された２つの音波の音圧差と位相差とを用いて
立体感を出しているものであり、位相が狂えば音像定位
が狂ってしまう。
には、順次のフレーム間の接続部において波形の連続性
が失なわれて、その結果として雑音になる。また、
（ロ）の問題はステレオ音響は離隔した２個のスピーカ
から放射された２つの音波の音圧差と位相差とを用いて
立体感を出しているものであり、位相が狂えば音像定位
が狂ってしまう。
【００４７】前記の観点から位相の精度を考えてみる
と、それは時間の精度に外ならないことが判かる。例え
ば人間の可聴周波数の上限の周波数値２０ＫＨｚにおけ
る逆位相（半波長＝１８０度）は、時間値では２５マイ
クロ秒に相当しているが、前記の時間値に対して、周波
数値が２ＫＨｚでは１８度の位相、周波数が２００Ｈｚ
では１．８度の位相、周波数値が２０Ｈｚでは０．１８
度の位相に相当する。従って、もし、周波数が１０ＫＨ
ｚ〜２０ＫＨｚの信号の位相精度を１ビット（正相、逆
相のみ）で送ったとしても、周波数が５ＫＨｚ〜１０Ｋ
Ｈｚの信号の伝送には２ビットが必要となり、最低域の
周波数値が２０Ｈｚ〜４０Ｈｚの信号伝送には約１０ビ
ットが必要とされることになる。前記の例からも容易に
判かるように、低域の信号になる程、多くのビット数を
位相残差伝送に当てることが本発明の特徴である。実
際、人間の聴感特性は前記特性に合致している。また、
位相予測誤差は前記した振幅Ａｎが小さい場合には、さ
らに大きい値まで許容されることを考慮すれば、前記離
散周波数に加えて振幅値Ａｎにも応じて前記量子化ステ
ップｑの制御を行なうようにしてもよいことは言うまで
もない。そして、それは図２中のＶＬＣ及びマルチプレ
クサ１５によって行なわれるのである。
と、それは時間の精度に外ならないことが判かる。例え
ば人間の可聴周波数の上限の周波数値２０ＫＨｚにおけ
る逆位相（半波長＝１８０度）は、時間値では２５マイ
クロ秒に相当しているが、前記の時間値に対して、周波
数値が２ＫＨｚでは１８度の位相、周波数が２００Ｈｚ
では１．８度の位相、周波数値が２０Ｈｚでは０．１８
度の位相に相当する。従って、もし、周波数が１０ＫＨ
ｚ〜２０ＫＨｚの信号の位相精度を１ビット（正相、逆
相のみ）で送ったとしても、周波数が５ＫＨｚ〜１０Ｋ
Ｈｚの信号の伝送には２ビットが必要となり、最低域の
周波数値が２０Ｈｚ〜４０Ｈｚの信号伝送には約１０ビ
ットが必要とされることになる。前記の例からも容易に
判かるように、低域の信号になる程、多くのビット数を
位相残差伝送に当てることが本発明の特徴である。実
際、人間の聴感特性は前記特性に合致している。また、
位相予測誤差は前記した振幅Ａｎが小さい場合には、さ
らに大きい値まで許容されることを考慮すれば、前記離
散周波数に加えて振幅値Ａｎにも応じて前記量子化ステ
ップｑの制御を行なうようにしてもよいことは言うまで
もない。そして、それは図２中のＶＬＣ及びマルチプレ
クサ１５によって行なわれるのである。
【００４８】
【発明の効果】以上、詳細に説明したところから明らか
なように本発明の音響信号の符号化方法は、予め定めら
れた一定の時間長を有するように音響信号から切出され
た順次の各フーリエ変換フレームにおける第１，第２の
各フーリエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離散的に
フーリエ変換し、前記した第１，第２の各フーリエ変換
フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一
な所定数の離散周波数毎のデータにより、前記した第
１，第２の各フーリエ変換フレーム毎に、それぞれの離
散周波数毎の位相情報を得て、前記した第１，第２の各
フーリエ変換フレームにおいて互に対応している同一な
離散周波数毎の位相情報の変化の態様を求め、前記した
個々の離散周波数毎の位相情報の変化の態様が時間軸上
で一定であるとして、前記した第１の時間位置と第２の
時間位置との時間差の整数倍の時間位置に存在している
第３の時間位置のフーリエ変換フレーム内の所定数の離
散周波数の個々の位相情報を決定して、第３の時間位置
のフーリエ変換フレームの位相情報を予測するようにし
たものであり、本発明では直交変換技術と信号の予測技
術との双方をうまく融合させて、情報量の大幅な削減を
容易にすることができるのであり、本発明方法の応用に
より簡単な構成で性能の良好な電子楽器の音源を容易に
提供することができ、また、音響信号を高能率符号化す
ることが容易であるために、データ量を大幅に圧縮した
音響信号の記録，伝送を良好に行なうことが容易にな
り、また、データ量を大幅に圧縮して記録，伝送された
音響信号は容易に再生することができる。
なように本発明の音響信号の符号化方法は、予め定めら
れた一定の時間長を有するように音響信号から切出され
た順次の各フーリエ変換フレームにおける第１，第２の
各フーリエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離散的に
フーリエ変換し、前記した第１，第２の各フーリエ変換
フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一
な所定数の離散周波数毎のデータにより、前記した第
１，第２の各フーリエ変換フレーム毎に、それぞれの離
散周波数毎の位相情報を得て、前記した第１，第２の各
フーリエ変換フレームにおいて互に対応している同一な
離散周波数毎の位相情報の変化の態様を求め、前記した
個々の離散周波数毎の位相情報の変化の態様が時間軸上
で一定であるとして、前記した第１の時間位置と第２の
時間位置との時間差の整数倍の時間位置に存在している
第３の時間位置のフーリエ変換フレーム内の所定数の離
散周波数の個々の位相情報を決定して、第３の時間位置
のフーリエ変換フレームの位相情報を予測するようにし
たものであり、本発明では直交変換技術と信号の予測技
術との双方をうまく融合させて、情報量の大幅な削減を
容易にすることができるのであり、本発明方法の応用に
より簡単な構成で性能の良好な電子楽器の音源を容易に
提供することができ、また、音響信号を高能率符号化す
ることが容易であるために、データ量を大幅に圧縮した
音響信号の記録，伝送を良好に行なうことが容易にな
り、また、データ量を大幅に圧縮して記録，伝送された
音響信号は容易に再生することができる。
【図１】本発明の音響信号の位相予測方法の概略を説明
するために使用される図である。
するために使用される図である。
【図２】本発明の音響信号の位相予測方法を適用して構
成した高能率符号化方式の送信部側の一部の構成を示す
ブロック図である。
成した高能率符号化方式の送信部側の一部の構成を示す
ブロック図である。
【図３】本発明の音響信号の位相予測方法を適用して構
成した高能率符号化方式の受信部側の一部の構成を示す
ブロック図である。
成した高能率符号化方式の受信部側の一部の構成を示す
ブロック図である。
【図４】信号の帯域分割を行なう場合の送信部側の一部
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図５】周波数スペクトル図である。
【図６】周波数スペクトル図である。
【図７】離散周波数と位相角との関係を示す図である。
【図８】ピアノの音の信号の波形図である。
【図９】 線形予測を適用して構成されている周知の高
能率符号化方式のブロック図である。
能率符号化方式のブロック図である。
【図１０】直交変換による近接周波数間のマスキング効
果を利用してビット圧縮を行なう場合の説明に用いる図
である。
果を利用してビット圧縮を行なう場合の説明に用いる図
である。
１…伝送の対象にされているデジタル音響信号の入力端
子、Ａ，Ｂ…う信号処理装置、４…極座標変換部、４ａ
…振幅計算部、４ｂ…位相計算部、５，８，９…ラッ
チ、６，１１，１２，２７…減算器、７，１３，２３，
２９…切換スイッチ、３０…直角座標変換部、
子、Ａ，Ｂ…う信号処理装置、４…極座標変換部、４ａ
…振幅計算部、４ｂ…位相計算部、５，８，９…ラッ
チ、６，１１，１２，２７…減算器、７，１３，２３，
２９…切換スイッチ、３０…直角座標変換部、
Claims (3)
- 【請求項１】予め定められた一定の時間長を有するよう
に音響信号から切出された順次の各直交変換フレーム
を、同じ窓関数を用いて離散的に直交変換するステップ
と、直交変換された順次の各直交変換フレームにおける
第１の時間位置の第１の直交変換フレームの直交変換係
数と、第２の時間位置の第２の直交変換フレームの直交
変換係数とに基づいて、前記第１の時間位置と前記第２
の時間位置との時間差の整数倍の時間位置に存在してい
る第３の時間位置の第３の直交変換フレームの直交変換
係数に対する予測係数を得る予測ステップと、前記予測
係数と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数と
の差分である予測残差を得るステップと、前記予測残差
と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数とを周
期的に切換えて出力する切換ステップと、前記切換ステ
ップで得られる出力を量子化する量子化ステップとを備
えた音響信号の符号化方法であって、前記予測ステップ
では、前記第１，第２の各直交変換フレームにおいて互
いに対応している同一の離散周波数における直交変換係
数の位相項の変化の態様が時間軸上で一定であるとし
て、前記第３の直交変換フレーム内の個々の直交変換係
数の予測係数を決定し、前記切換ステップでは、前記個
々の直交変換係数について、所定数の前記直交変換フレ
ームおきに存在する１つの直交変換フレームでは前記直
交変換フレームの直交変換係数を出力し、それ以外では
前記予測残差を出力することを特徴とする音響信号の符
号化方法。 - 【請求項２】予め定められた一定の時間長を有するよう
に音響信号から切出された順次の各直交変換フレーム
を、同じ窓関数を用いて離散的に直交変換するステップ
と、直交変換された順次の各直交変換フレームにおける
第１の時間位置の第１の直交変換フレームの直交変換係
数と、第２の時間位置の第２の直交変換フレームの直交
変換係数とに基づいて、前記第１の時間位置と前記第２
の時間位置との時間差の整数倍の時間位置に存在してい
る第３の時間位置の第３の直交変換フレームの直交変換
係数に対する予測係数を得る予測ステップと、前記予測
係数と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数と
の差分である予測残差を得るステップと、前記予測残差
を量子化する量子化ステップとを備えた音響信号の符号
化方法であって、前記予測ステップは、前記第１，第２
の各直交変換フレームにおいて互いに対応している同一
の離散周波数における直交変換係数の位相項の変化の態
様が時間軸上で一定であるとして、前記第３の直交変換
フレーム内の個々の直交変換係数の予測係数を決定する
ステップを有し、前記量子化ステップでは、個々の直交
変換係数に割当てられる量子化ビット数を、その直交変
換係数の周波数に相当する成分の値に応じて変化させ、
低い周波数により多くの量子化ビットを割当てることを
特徴とする音響信号の符号化方法。 - 【請求項３】予め定められた一定の時間長を有するよう
に音響信号から切出された順次の各直交変換フレーム
が、同じ窓関数を用いて離散的に直交変換され符号化さ
れたデータを、逆量子化して直交変換フレーム内の個々
の直交変換係数またはその予測残差を得る復号ステップ
と、直交変換された順次の各直交変換フレームにおける
第１の時間位置の第１の直交変換フレームの直交変換係
数と、第２の時間位置の第２の直交変換フレームの直交
変換係数とに基づいて、前記第１の時間位置と前記第２
の時間位置との時間差の整数倍の時間位置に存在してい
る第３の時間位置の第３の直交変換フレームの直交変換
係数に対する予測係数を得る予測ステップと、前記予測
係数と、前記第３の直交変換フレームの直交変換係数の
前記予測残差とを加算して再生係数を得る加算ステップ
と、前記復号ステップで得られた直交変換フレームの直
交変換係数と前記加算ステップで得られた再生係数とを
周期的に切換えて出力する切換ステップと、前記切換ス
テップによる出力を逆直交変換するステップとを備えた
音響信号の再生方法であって、前記予測ステップでは、
前記第１，第２の各直交変換フレームにおいて互いに対
応している同一の離散周波数における直交変換係数の位
相項の変化の態様が時間軸上で一定であるとして、前記
第３の直交変換フレーム内の個々の直交変換係数に対す
る予測係数を決定するようにし、前記切換ステップで
は、前記直交変換フレームの個々の直交変換係数につい
て、所定数の前記直交変換フレームおきに存在する１つ
の前記直交変換フレームでは前記直交変換フレームの直
交変換係数を出力し、それ以外では前記加算ステップで
得られる再生係数を出力することを特徴とする音響信号
の再生方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03007692A JP3310682B2 (ja) | 1992-01-21 | 1992-01-21 | 音響信号の符号化方法及び再生方法 |
| EP93300369A EP0552927A2 (en) | 1992-01-21 | 1993-01-20 | Waveform prediction method for acoustic signal and coding/decoding apparatus therefor |
| US08/007,133 US5392231A (en) | 1992-01-21 | 1993-01-21 | Waveform prediction method for acoustic signal and coding/decoding apparatus therefor |
| US08/352,121 US5475629A (en) | 1992-01-21 | 1994-12-01 | Waveform decoding apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03007692A JP3310682B2 (ja) | 1992-01-21 | 1992-01-21 | 音響信号の符号化方法及び再生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05216482A JPH05216482A (ja) | 1993-08-27 |
| JP3310682B2 true JP3310682B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=12293713
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03007692A Expired - Fee Related JP3310682B2 (ja) | 1992-01-21 | 1992-01-21 | 音響信号の符号化方法及び再生方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5392231A (ja) |
| EP (1) | EP0552927A2 (ja) |
| JP (1) | JP3310682B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6167093A (en) * | 1994-08-16 | 2000-12-26 | Sony Corporation | Method and apparatus for encoding the information, method and apparatus for decoding the information and method for information transmission |
| ES2143673T3 (es) * | 1994-12-20 | 2000-05-16 | Dolby Lab Licensing Corp | Metodo y aparato para aplicar una prediccion de formas de onda a subbandas de un sistema codificador perceptual. |
| JP3152109B2 (ja) * | 1995-05-30 | 2001-04-03 | 日本ビクター株式会社 | オーディオ信号の圧縮伸張方法 |
| JP3365908B2 (ja) * | 1996-06-20 | 2003-01-14 | 株式会社デノン | データ変換装置 |
| US20060100861A1 (en) * | 2002-10-14 | 2006-05-11 | Koninkijkle Phillips Electronics N.V | Signal filtering |
| KR100822120B1 (ko) * | 2002-10-18 | 2008-04-14 | 키네토 와이어리즈 인코포레이션 | 비인가 무선 통신 시스템을 이용한 인가 무선 통신시스템의 커버리지 영역 확장 장치 및 방법 |
| JP2007526687A (ja) * | 2004-02-19 | 2007-09-13 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 可変ブロック長信号の復号化スキーム |
| DE102004028694B3 (de) | 2004-06-14 | 2005-12-22 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. | Vorrichtung und Verfahren zum Umsetzen eines Informationssignals in eine Spektraldarstellung mit variabler Auflösung |
| DE102007037105A1 (de) * | 2007-05-09 | 2008-11-13 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur Detektion von simultaner Doppelaussendung von AM-Signalen |
| EP2360680B1 (en) * | 2009-12-30 | 2012-12-26 | Synvo GmbH | Pitch period segmentation of speech signals |
| WO2016162320A1 (en) * | 2015-04-08 | 2016-10-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Decoding of messages with known or hypothesized difference |
| CA2984374A1 (en) * | 2015-04-30 | 2016-11-03 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Decoding of messages |
| US10531099B2 (en) * | 2016-09-30 | 2020-01-07 | The Mitre Corporation | Systems and methods for distributed quantization of multimodal images |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3981443A (en) * | 1975-09-10 | 1976-09-21 | Northrop Corporation | Class of transform digital processors for compression of multidimensional data |
| US4509150A (en) * | 1980-12-31 | 1985-04-02 | Mobil Oil Corporation | Linear prediction coding for compressing of seismic data |
| US5179626A (en) * | 1988-04-08 | 1993-01-12 | At&T Bell Laboratories | Harmonic speech coding arrangement where a set of parameters for a continuous magnitude spectrum is determined by a speech analyzer and the parameters are used by a synthesizer to determine a spectrum which is used to determine senusoids for synthesis |
| FR2646978B1 (fr) * | 1989-05-11 | 1991-08-23 | France Etat | Procede et installation a codage de signaux sonores |
| US5040217A (en) * | 1989-10-18 | 1991-08-13 | At&T Bell Laboratories | Perceptual coding of audio signals |
-
1992
- 1992-01-21 JP JP03007692A patent/JP3310682B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-01-20 EP EP93300369A patent/EP0552927A2/en not_active Withdrawn
- 1993-01-21 US US08/007,133 patent/US5392231A/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-12-01 US US08/352,121 patent/US5475629A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0552927A3 (ja) | 1994-01-26 |
| US5475629A (en) | 1995-12-12 |
| JPH05216482A (ja) | 1993-08-27 |
| EP0552927A2 (en) | 1993-07-28 |
| US5392231A (en) | 1995-02-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |