JPH06140936A - 音響信号の伝送方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 音響信号を良好に高能率符号化する。 【構成】 予め定められた一定の時間長を有するように
音響信号から切出された順次の各フーリエ変換フレーム
の信号に同じ窓関数を用いて離散的にフーリエ変換す
る。前記した各フーリエ変換フレーム毎のフーリエ変換
の結果として求められた同一な所定数の離散周波数毎の
データを用いて、前記した各フーリエ変換フレーム毎に
得た各離散周波数毎の振幅成分と位相成分との内で、前
記した各フーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎
の振幅成分の１次モーメントを求めてそれと直前のフー
リエ変換フレームの振幅成分の１次モーメントとの差
を、予め定められた値と比較する。前記の比較結果に応
じて振幅成分と位相成分との何れか一方または双方の量
子化の際の割当てビット数を決定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は音響信号の情報量を圧縮
して伝送する音響信号の伝送方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、アナログ信号をデジタル信号、例
えばＰＣＭ（パルスコードモジュレーション)信号とし
て伝送(あるいは記録再生）することが多くなったが、
前記のＰＣＭ信号は情報量が多いために、ＰＣＭ信号の
伝送（あるいは記録再生）のためには広い伝送帯域が必
要とされる。それで、デジタル信号の信号処理を行う伝
送機器(記録再生機器)、その他の各種の機器において
は、従来からデジタル信号を少ない情報量で効率的に処
理することが行なわれている。そして信号をより少ない
情報量で効率的に符号化できるようにした高能率符号化
方式としては、信号の予測を行なって予測値からのずれ
の成分（残差成分）だけを記録，伝送するようにした各
種の高能率符号化方式や、信号に対してある種の変換
（一般には直交変換）を施して信号の特徴を抽出し、そ
の信号の特徴部分あるいは人間の視覚や聴覚が信号の変
化の少ない部分での変化に対しては敏感であるが信号の
変化の激しい部分においてはある程度の誤差があっても
検知し難いという性質を利用するなどして、各サンプル
あたりの情報量(ビット数)を少なくするようにした各種
の高能率符号化方式等が従来から提案されて来ているこ
とは周知のとおりである。

【０００３】しかしながら、例えば、電話の音声信号の
伝送に際して情報量の圧縮を行なうために実用されてい
る線形予測を適用して構成されている周知の高能率符化
方式では、予測系の分子（零）と分母（極）とを予測す
るようにしているが、その予測能力は余り良好ではな
く、音楽信号の伝送には殆ど効果がない。なお、線形予
測を行なうものには、他に、例えばパーコ方式等が存在
するが、これにも性能的に限界がある。そして、前記の
ように、音楽信号の伝送（記録）に関する情報量の圧縮
に適した予測法が無かったこれまでの間に、音楽信号の
伝送（記録）に関する情報量の圧縮のために最も広く用
いられてきたビット圧縮方法は、例えば直交変換による
近接周波数間のマスキング効果を利用してビット圧縮を
行なうものであり、それは例えば、音響信号から所定数
の標本点を有する期間を、窓関数を掛けて順次の各フレ
ームの繋ぎ目を互に重複させて緩やかに繋がるような状
態の順次の１フレーム期間として切出し、各１フレーム
毎に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により直交変換を行な
った後に、前記の高速フーリエ変換によって得られたデ
ータに関してマスキング曲線の演算を行なって、前記の
マスキング曲線よりも大きな振幅を有するスペクトラム
は伝送（記録）して、マスキング曲線よりも小さな振幅
を有するスペクトラムは伝送（記録）しない、というよ
うに、主スペクトラムによってマスクされて聞えないス
ペクトラムは、それを記録，伝送しないようにするもの
である。なお、直交変換としてはＤＦＴ，ＤＣＴ、その
他も使用できる。

【０００４】ところで、前記のようにして音響信号のデ
ータを減少させることができる理由は、人間の聴覚の性
質として、ある周波数成分の音が強く放射されている場
合には、その周波数成分の近傍の周波数についての検知
能力が低下するからであり、検知能力が低下している部
分の周波数成分については少ないビット数を割当て、小
振幅の信号成分は全く伝送しない、等の手段によりデー
タ量の減少が実現できる。そして前記のようなデータ量
の減少により信号精度はかなり低下するが、聴感上にお
いては聴覚のマスキング効果によって、原信号を聴取し
た場合と区別ができないようにできることが多い。前記
のように、従来は高能率符号化を行なうのに、信号を予
測したり、信号を直交変換したりすることが行なわれて
来たが、信号の予測技術と直交変換技術との双方をうま
く融合させて、直交変換されたデータから次のフレーム
の直交変換された信号の予測をできるようにすれば、一
層の高能率符号化が達成できるが、そのようなことは従
来行なわれていなかった。

【０００５】本出願人会社では前記の問題点の解決のた
めに、先に、特願平４ー３００７６号「音響信号の位相
予測方法」により、予め定められた一定の時間長を有す
るように音響信号から切出された順次の各フーリエ変換
フレームにおける第１，第２の各フーリエ変換フレーム
に同じ窓関数を用いて離散的にフーリエ変換して、前記
した第１，第２の各フーリエ変換フレーム毎のフーリエ
変換の結果として求められた同一な所定数の離散周波数
毎のデータにより、前記した第１，第２の各フーリエ変
換フレーム毎に、それぞれの離散周波数毎の位相情報を
得て、前記した第１，第２の各フーリエ変換フレームに
おいて互に対応している同一な離散周波数毎の位相情報
の変化の態様を求め、前記した個々の離散周波数毎の位
相情報の変化の態様が時間軸上で一定であるとして、前
記した第１の時間位置と第２の時間位置との時間差の整
数倍の時間位置に存在している第３の時間位置のフーリ
エ変換フレーム内の所定数の離散周波数の個々の位相情
報を決定して、第３の時間位置のフーリエ変換フレーム
の位相情報を予測する方法を提案しており、前記の位相
情報の予測方法の応用による音響信号の高能率符号化に
より、音響信号の伝送（記録）、楽器の音源の構成等を
容易にした。

【０００６】図７は前記した本出願人会社による既提案
の位相情報の予測方法の応用例でも使用されうるエンコ
ーダのブロック図であり、また、図８はデコーダのブロ
ック図である。図９において最上方の部分に記載のＡＵ
ＤＩＯという表示の波形は高能率符号化の対象にされて
いる音響信号であり、また、前記の音響信号はＦｒａｍ
ｅ Ｗｉｎｄｏｗの表示のある部分に示されている０，
１，２…のように、それぞれ一定の時間長を有するよう
に切出されて、順次のフーリエ変換フレームとされる。
前記した各フーリエ変換フレームは、音響信号からそれ
ぞれ例えば１０２４点の標本点を有する期間となるよう
に、窓関数を掛けて順次の各フレームの繋ぎ目を互に重
複させて緩やかに繋がるような状態の順次の１フレーム
期間として切出されたものである。前記した各１フレー
ム毎のフーリエ変換フレームは、例えば離散的有限系列
のフーリエ変換（ＤＦＴ）または高速フーリエ変換（Ｆ
ＦＴ）により直交変換が行なわれる。以下の説明では前
記の直交変換が高速フーリエ変換(ＦＦＴ)によって行な
われるものとして記述されている。

【０００７】さて、各１フレーム毎のフーリエ変換フレ
ームについてＦＦＴ演算を行なった場合に、前記した各
１フレーム毎のフーリエ変換フレームにおけるデータ数
（標本数）をＮとし、標本化周波数をｆｓとすると、ｆ
＝ｆｓ／Ｎ で示されるｆの周波数間隔毎の離散的な各
周波数（合計Ｎ個の周波数）についてのＦＦＴ演算結果
が得られるが、前記したＦＦＴ演算結果は、離散的な各
周波数毎に実数部（Ｒｅａｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａ
ｇ）振幅とからなるものである。前記した離散的な各周
波数毎の実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部(Ｉｍａｇ)振
幅とを用いて、次の数１及び数２により、前記した離散
的な各周波数毎に、極座標変換により合成振幅項(Ａｍ
ｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求める。ところで、ＦＦ
Ｔ演算結果として離散的な各周波数毎に得られたＮ個の
実数部(Ｒｅａｌ)振幅とＮ個の虚数部（Ｉｍａｇ）振幅
とにおいて、Ｎ個の実数部(Ｒｅａｌ)振幅には同じ値の
ものが２個ずつ現われており、また、Ｎ個の虚数部（Ｉ
ｍａｇ）振幅には絶対値で同じ値のものが２個ずつ現わ
れているから、有効な合成振幅項(Ａｍｐ)の項数が総数
の１／２となり、また有効な位相項（Ｐｈａｓｅ)の項
数も総数の１／２となるから、ＦＦＴ出力データ数をＦ
ＦＴの実数入力データ数と等しくできる。

【０００８】

【数１】

【数２】

【０００９】今、時間軸上で連続する順次のフーリエ変
換フレーム（フレーム）について、それぞれの離散的な
各周波数毎の実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部（Ｉｍａ
ｇ）振幅とを用いて、数１及び数２により、前記した離
散的な各周波数毎に極座標変換により合成振幅項(Ａｍ
ｐ)と位相項(Ｐｈａｓｅ)とを求めた場合に、最も常識
的な考え方をとれば、時間軸上で隣り合う２つのフレー
ムでは、同じ振幅になるであろう、と予測するのが自然
でもあり、また実際に例えば標本化周波数が４４.１Ｋ
Ｈｚで、フレーム長(フレーム長は約１／４０秒)として
１０２４点の標本数を有するものとして、ピアノの音の
信号をＦＦＴ演算した場合に得られるＦＦＴ演算結果に
よるスペクトルをみても、ある１つのフレームにおける
５１２個の振幅と、そのフレームの次のフレームにおけ
る５１２個の振幅とを比べても、あるいは、前記の次の
フレームの次のフレームにおける５１２個の振幅と比べ
ても、異なるフレームにおけるスペクトル間の変化量が
極めて少ないことが確められてもいる。

【００１０】一方、時間軸上で連続している順次のフレ
ームにおける位相の予測は困難であろうことは、順次の
フレームの繰返し時間と、信号の周波数との間は無関係
であり、信号の位相と無関係にフレームが始まり、終了
することから考えても明らかであり、このことから従来
は直交変換による信号予測が困難であるとされて来てい
る。そして、標本化周波数を４４.１ＫＨｚとし、フレ
ーム長として１０２４点の標本数を有するものとして、
実際にピアノの音の信号をＦＦＴ演算して得たＦＦＴ演
算結果によるある１つのフレームにおける５１２個の位
相の分布をみても、その位相の分布はランダムであるた
めに、その位相の分布によって次のフレームにおける５
１２個の位相の分布を予測することはできないことが判
った。

【００１１】本出願人会社による前記した既提案の発明
者の高橋氏は、時間軸上の順次のフレームにおける１つ
のフレームについての位相情報を用いても、他のフレー
ムの位相情報の予測を行なうことはできないが、２つの
フレームについて、それぞれのフーリエ変換フレーム毎
のフーリエ変換の結果として求められた同一な所定数の
離散周波数毎の位相情報間の位相情報の変化態様が時間
軸上で一定であるとすればその関係を用いることにより
他のフレームの位相情報の予測も可能となる、というこ
とに着目して、前記した「２つのフレームについて、そ
れぞれのフーリエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果
として求められた同一な所定数の離散周波数毎の位相情
報間の位相情報の変化態様は時間軸上で一定である」と
いう仮説（以下、高橋の仮説と記載する）を立て、実際
に、単一の周波数の正弦波信号、複数の周波数の正弦波
信号の合成信号、楽器（ピアノ）の音の信号、等の各種
の信号を用いて実験を行なってみたところ、前記の仮説
に従って予測したフレームの位相と実際のフレームの位
相とが、実用的に一致していると認められる程度に正し
い予測結果が得られており、高橋の仮説が実用上で成立
つとすることは各種の実験結果によって裏付けられてい
る。

【００１２】高橋の仮説によれば、図９中に示されてい
る例えばフレーム１における離散的な各周波数毎に求め
たＮ／２個の位相項のデータθｉ(1)と、例えばフレー
ム２における離散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の位
相項のデータθｉ(2)と、例えばフレーム３における離
散的な各周波数毎に求めたＮ／２個の位相項のデータθ
ｉ(3)と、例えばフレーム４における離散的な各周波数
毎に求めたＮ／２個の位相項のデータθｉ(4)とにおけ
る、互に同一の周波数値における位相項のデータについ
て、フレーム１における位相項のデータが例えばθ1で
あり、またフレーム２における位相項のデータが例えば
θ2であり、さらにフレーム３における位相項のデータ
が例えばθ3であり、さらにまたフレーム４における位
相項のデータが例えばθ4であったとした場合に、θ2−
θ1≒θ3−θ2≒θ4−θ3≒Δθａのように各フレーム
間における位相の変化量が略々同一となる、というもの
であるから、この仮説が成立つとするならば、２つのフ
レームについてそれぞれの離散的な各周波数毎に求めた
Ｎ／２個の位相項における互に対応しているすべての周
波数値の位相項のデータ間の位相の差を知れば、前記し
た２つのフレームとは異なる他のフレームの位相の予測
を行なうことができるのであり、具体的にいうと、前記
した例のように、フレーム１におけるある特定な周波数
値ｆａの位相項のデータがθ1で、フレーム２における
ある特定な周波数値ｆａの位相項のデータがθ2である
場合には、前記したフレーム２の次のフレームにおける
ある特定な周波数値ｆaの位相項のデータθ3を、 θ3≒
θ2＋(θ2−θ1)＝２θ2−θ1…（ａ）のように予測す
る、というようにして、前記のような位相の予測をフレ
ーム１,２中の離散的な各周波数のすべてについて個々
に行なうことにより、フレーム３の信号の位相の予測が
可能である、としているのである。

【００１３】前記した高橋の仮説に従うと、１つのフレ
ームの位相情報、例えばフレーム１だけの位相情報が判
っても、その位相情報を用いて他のフレームの位相情報
を予測することは不可能であるが、２つのフレームの位
相情報が判れば、他のフレームの位相情報を予測するこ
とが可能となるのであり、隣接している２つのフレー
ム、例えばフレーム１の位相情報とフレーム２の位相情
報とが判かれば、前記した２つのフレーム以外の他のフ
レームの位相情報の予測が可能であることを示してお
り、また、１フレームの時間長のＫ倍だけ離れている２
つのフレーム、例えばフレーム１の位相情報とフレーム
４の位相情報とが判かれば、フレーム４から１フレーム
の時間長のＫ倍だけ離れている他のフレーム、例えばフ
レーム７の位相情報を予測することも可能なのであっ
て、前記した高橋の仮説を一般的に表現すると、「予め
定められた一定の時間長を有するように音響信号から切
出された順次の各フーリエ変換フレームにおける第１，
第２の各フーリエ変換フレームに同じ窓関数を用いて離
散的にフーリエ変換して、前記した第１，第２の各フー
リエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果として求めら
れた同一な所定数の離散周波数毎のデータにより、前記
した第１，第２の各フーリエ変換フレーム毎に、それぞ
れの離散周波数毎の位相情報を得て、前記した第１，第
２の各フーリエ変換フレームにおいて互に対応している
同一な離散周波数毎の位相情報の変化の態様を求め、前
記した個々の離散周波数毎の位相情報の変化の態様が時
間軸上で一定であるとして、前記した第１の時間位置と
第２の時間位置との時間差の整数倍の時間位置に存在し
ている第３の時間位置のフーリエ変換フレーム内の所定
数の離散周波数の個々の位相情報を決定して、第３の時
間位置のフーリエ変換フレームの位相情報を予測でき
る」とすることができる。

【００１４】図７に示すブロック図は、前記したような
高橋の仮説による音響信号の位相予測技術を応用して、
記録，伝送の対象にされる信号の情報量の圧縮を行なっ
て記録，伝送を行なう場合に、各フレーム毎に振幅の残
差信号Ａｉ(ｍ)−Ａｉ(ｍ-1)と、位相の残差信号Δθｉ
(ｍ）＝θｉ(ｍ)−{２θｉ(ｍ-1)−θｉ(ｍ-2）}とを記
録，伝送するように構成されたエンコーダの構成例を示
したものであり、また図８はデコーダの構成例を示して
いる。図１２は前記した図７に示されているデコーダに
おける位相の予測値と残差値とを示している図である。
前記の各残差信号は、予測が当っていれば零になるが、
通常は予測値との僅かなずれが発生するから、前記の残
差信号が零になることは少ないが元の信号の情報量に比
べで残差信号の情報量は遥かに少ないものになってい
る。

【００１５】図７において、１は記録，伝送の対象にさ
れているデジタル音響信号の入力端子であり、前記した
デジタル音響信号の入力端子１に供給されたデジタル音
響信号から、ブロック２によってオーバーラップされた
状態で予め定められた一定の時間長を有するように切出
された順次のフーリエ変換フレームは、それぞれが例え
ばＮ点の標本点を有する期間毎に窓関数を掛けて、順次
の各フレームの繋ぎ目を互に重複させて緩やかに繋がる
ような状態の順次の１フレーム期間となるように、ブロ
ック３において窓関数が乗算された後に、ブロック４に
おいて高速フーリエ変換演算(ＦＦＴ演算)が行なわれ
る。ＦＦＴ演算の結果としてそれぞれのフーリエ変換フ
レーム毎に、同一の一定な周波数間隔ｆ｛ただし、各１
フレーム毎のフーリエ変換フレームにおけるデータ数標
本数をＮとし、標本化周波数をｆｓとして、ｆ＝ｆｓ／
Ｎ}を有するＮ個の離散的な周波数毎に実数部(Ｒｅａ
ｌ)振幅と、虚数部(Ｉｍａｇ)振幅とからなるＦＦＴ演
算結果のデータが得られる。

【００１６】前記のようにＦＦＴ演算の結果として得ら
れたＮ個の離散的な周波数毎のデータは、それぞれの離
散的な周波数のデータ毎に、それぞれ異なる信号処理装
置によって信号処理が行なわれるのであるが、図７には
Ｎ個の信号処理装置の内の１個の信号処理装置の構成だ
けが例示されている。図７において、前記の信号処理装
置は直交座標→極座標変換のように表示されているブロ
ック６とマルチプレクサ１８との間の構成部分である。
ＦＦＴ演算の結果として得られたＮ個の離散的な周波数
毎の実数部と虚数部とからなる特定な離散的な周波数の
データは、直交座標→極座標変換部６において極座標変
換されて振幅項と位相項とに分離された後に、既述の数
１に従った振幅の計算と、既述の数２に従った位相の計
算とが行なわれることにより、順次のフレームについて
前記した離散的な各周波数毎に、合成振幅項Ａｉ（ｍ）
と位相項θｉ（ｍ）とを求められる。前記した直交座標
→極座標変換部６の計算結果として得られる特定な離散
的な周波数の合成振幅項Ａｉ（ｍ）はラッチ回路７と減
算器８とデータセレクタ９とに供給される。前記したデ
ータセレクタ９は、端子３４に供給される切換信号によ
って、前記した合成振幅項Ａｉ（ｍ）による設定データ
と、前記した減算器８から出力された残差データとの何
れか一方を選択してマルチプレクサ１８に出力させる。
前記したデータセレクタ９の切換動作は、後述のデータ
セレクタ１６の切換動作と連動して行なわれる。

【００１７】また、前記した直交座標→極座標変換部６
の計算結果として得られる特定な離散的な周波数の位相
項θｉ（ｍ）はラッチ回路１０と減算器１４とデータセ
レクタ１６とに供給される。ｍ番目のフレームにおける
特定な離散的な周波数（今、仮にｆａとする）の位相の
計算結果として直交座標→極座標変換部６から出力され
た位相θｉ（ｍ）のデータがラッチ回路１０に保持され
る以前にラッチ回路１０に保持されていた位相のデー
タ、すなわちｍ-1番目のフレームにおける特定な離散的
な周波数ｆａの位相の計算結果として直交座標→極座標
変換部６から出力されていた位相θｉ(ｍ-1)のデータ
は、位相予測部ＰＦＣにおけるラッチ回路１２に保持さ
れる。前記した位相予測部ＰＦＣは、図示の構成例では
ラッチ回路１２と利得が２の増幅器１１と、減算器１３
とによって構成されている。前記した位相θｉ(ｍ-1)の
データがラッチ回路１２に保持される以前にラッチ回路
１２に保持されていた位相のデータ、すなわち、ｍ-2番
目のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相
の計算結果として直交座標→極座標変換部６から出力さ
れていた位相θｉ(ｍ-2)のデータは、減算器１３に対し
て減数信号として供給されており、前記の減算器１３に
対して被減数信号として供給されているのは、前記した
利得が２の増幅器１１からの出力であるから、前記の減
算器１３から出力される予測位相のデータ、すなわち、
位相予測部ＰＦＣから出力される予測位相のデータは２
θｉ(ｍ-1)−θｉ(ｍ-2)である。

【００１８】前記の直交座標→極座標変換部６の計算結
果として得られる特定な離散的な周波数の位相θｉ(ｍ)
は、ラッチ回路１０と減算器１３とデータセレクタ１６
とに供給される。ｍ番目のフレームにおける特定な離散
的な周波数（今、仮にｆａとする）の位相の計算結果と
して直交座標→極座標変換部６から出力された位相θｉ
(ｍ)のデータがラッチ回路１０に保持される以前にラッ
チ回路１０に保持されていた位相のデータ、すなわちｍ
-1番目のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの
位相の計算結果として直交座標→極座標変換部６から出
力されていた位相θｉ(ｍ-1)のデータは、ラッチ回路１
２と利得が２の増幅器１１と、減算器１３とによって構
成されている位相予測部ＰＦＣにおけるラッチ回路１２
に保持される。なお端子５はシフトクロック信号の供給
端子である。前記した位相θｉ(ｍ-1)のデータがラッチ
回路１２に保持される以前にラッチ回路１２に保持され
ていた位相のデータ、すなわち、ｍ-2番目のフレームに
おける特定な離散的な周波数ｆａの位相の計算結果とし
て直交座標→極座標変換部６から出力されていた位相θ
ｉ(ｍ-2)のデータは、減算器１３に対して減数信号とし
て供給されており、前記の減算器１３に対して被減数信
号として供給されているのは、前記した利得が２の増幅
器１１からの出力であるから、前記の減算器１３から出
力される予測位相のデータ、すなわち、位相予測部ＰＦ
Ｃから出力される予測位相のデータは２θｉ(ｍ-1)−θ
ｉ(ｍ-2)である{図１２参照｝。

【００１９】前記した位相予測部ＰＦＣから出力された
予測位相のデータ２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ-2)が、減算
器１４において実際の位相データθｉ(ｍ)から減算され
ることによって、前記の減算器１４からは位相残差信号
Δθｉ(ｍ)＝θｉ(ｍ)-{２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ-
2）}が出力されて、それがデータセレクタ１６を介して
量子化スケーリング１７に供給され、そこで、周波数に
従って量子化サイズが設定された後に、マルチプレクサ
１８に供給される。前記したマルチプレクサ１８では、
特定な離散的な周波数（今、仮にｆａとする)の振幅残
差信号ΔＡｉ(ｍ）と、特定な離散的な周波数ｆａの位
相残差信号Δθｉ(ｍ)とを合わせて出力端子１９に供給
する。なお、前記した出力端子１９には、少なくとも１
度はオリジナルの振幅成分Ａｉ(ｍ）や、位相成分θｉ
(ｍ)、供給されていることはいうまでもない。そして、
前記したマルチプレクサ１８には、フーリエ変換フレー
ム内の所定数の離散周波数毎の振幅残差信号ΔＡｉ
(ｍ）と、位相残差信号Δθｉ(ｍ)とを発生させている
他のすべての信号処理回路からの出力データも供給され
ているから、マルチプレクサ１８からは、情報量が圧縮
された状態の音響信号のデータが出力されて、出力端子
１９を介して伝送路に送出されることになる。

【００２０】次に図８を参照して伝送系の受信側の一例
構成について説明する。図８において、２０は受信側に
設けられたデコーダの入力端子であり、この入力端子２
０には、図７を参照して既述した送信側から伝送路(図
示していない)を介して受信側に伝送されて来た情報量
が圧縮された状態の音響信号のデータ、すなわちフーリ
エ変換フレーム内の所定数の離散周波数毎の振幅残差信
号ΔＡｉ(ｍ)と、位相残差信号とを含んで構成されてい
る音響信号のデータから、図示されていないデ・マルチ
プレクサによって分離された、特定な離散周波数毎の振
幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）と、位相残差信号Δθｉ(ｍ)と
を含んでいる信号が供給されている。前記した入力端子
２０に供給された特定な離散周波数毎の振幅残差信号Δ
Ａｉ(ｍ）と位相残差信号Δθｉ(ｍ)とを含んでいる信
号は、ある特定な離散的な周波数のデータについての信
号処理を行なう信号処理装置によって所定の信号処理を
受ける。図８にはある特定な離散的な周波数のデータに
ついての信号処理を行なう１個の信号処理装置が代表的
に示されている。

【００２１】入力端子２０に特定な離散周波数のオリジ
ナルの振幅成分Ａｉ(ｍ）や、位相成分θｉ(ｍ)、及び
振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）や位相残差信号Δθｉ(ｍ)な
どを含んで構成されている信号が供給された信号処理回
路では、デ・マルチプレクサ２１によって特定な離散周
波数（今、仮にｆａとする）のオリジナルの振幅成分Ａ
ｉ(ｍ）や、位相成分θｉ(ｍ)、及び振幅残差信号ΔＡ
ｉ(ｍ）や位相残差信号Δθｉ(ｍ)を分離して、振幅成
分の信号処理回路と、位相成分の処理回路とに供給す
る。図８においてラッチ回路２４から加算器２５に与え
られているデータは、前記したデ・マルチプレクサ２１
から加算器２５に与えられている振幅残差信号ΔＡｉ
(ｍ)が、ｍ番目のフレームにおける振幅残差信号ΔＡｉ
(ｍ)である場合には、ｍ-1番目のフレームの合成振幅項
のデータＡｉ(ｍ-1)であるから、加算器２５においてｍ
-1番目のフレームの合成振幅項のデータＡｉ(ｍ-1)と、
ｍ番目のフレームにおける振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）と
が加算されて、加算器２５からはｍ番目のフレームの合
成振幅項のデータＡｉ(ｍ)が出力され、それがラッチ回
路２４によって保持されるとともに、データセレクタ２
６を介して極座標→直角座標変換部２７に供給される。

【００２２】また、前記のようにデ・マルチプレクサ２
１によって分離された特定な離散周波数（今、仮にｆａ
とする）のオリジナルの振幅成分Ａｉ(ｍ）や、位相成
分θｉ(ｍ)、及び振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）や位相残差
信号Δθｉ(ｍ)とにおける位相成分θｉ(ｍ)及び位相残
差信号Δθｉ(ｍ）は、再量子化器２２によって再量子
化された後に、加算器２９とデータセレクタ３０とに供
給されている。前記した加算器２９から出力されるデー
タが、ｍ番目のフレームにおける特定な離散的な周波数
の位相項のデータθｉ(ｍ)となることは、前記した加算
器２９で加算される２つのデータが、デ・マルチプレク
サ２１から加算器２９に与えられている位相残差信号Δ
θｉ(ｍ)が、ｍ番目のフレームにおける位相残差信号Δ
θｉ(ｍ)と、位相予測部ＰＦＣから出力された２θｉ
(ｍ-1)−θｉ(ｍ-2)とであるからである。前記した加算
器２９から出力されたｍ番目のフレームにおける特定な
離散的な周波数の位相項のデータθｉ(ｍ)は、データセ
レクタ３０を介して極座標→直角座標変換部２７に供給
されるとともに、ラッチ回路２８に供給されている。な
お、端子２３にはシフトクロック信号が供給されてい
る。

【００２３】前記した加算器２９から出力された位相θ
ｉ(ｍ)のデータがラッチ回路２８に保持される以前に、
ラッチ回路２８に保持されていた位相のデータ、すなわ
ちｍ-1番目のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆ
ａの位相θｉ(ｍ-1)のデータは、ラッチ回路１２と利得
が２の増幅器１１と、減算器１３とによって構成されて
いる位相予測部ＰＦＣにおけるラッチ回路１２に保持さ
れる。前記した位相θｉ(ｍ-1)のデータがラッチ回路１
２に保持される以前にラッチ回路１２に保持されていた
位相のデータ、すなわち、ｍ-2番目のフレームにおける
特定な離散的な周波数ｆａの位相θｉ(ｍ-2)のデータ
は、減算器１３に対して減数信号として供給されてお
り、前記の減算器１３に対して被減数信号として供給さ
れているのは、前記した利得が２の増幅器１１からの出
力であるから、前記の減算器１３から出力される予測位
相のデータ、すなわち、位相予測部ＰＦＣから出力され
る予測位相のデータθｉ(ｍ)は２θｉ(ｍ-1)−θｉ(ｍ-
2）である。それで、前記した位相予測部ＰＦＣから出
力された予測位相のデータθｉ(ｍ)＝２θｉ(ｍ-1) −
θｉ(ｍ-2)と、ｍ番目のフレームの位相残差信号Δθｉ
(ｍ）＝θｉ(ｍ)−｛２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ-2）｝と
が加算器２９で加算されると、加算器２９からはｍ番目
のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相項
のデータθｉ(ｍ)が出力されることになる。

【００２４】前記のように加算器２５から出力されたｍ
番目のフレームの合成振幅項のデータＡｉ(ｍ)と、加算
器２９から出力されたｍ番目のフレームにおける特定な
離散的な周波数の位相項のデータθｉ(ｍ)とが、それぞ
れ所定のデータセレクタ２６，３０を介して極座標→直
角座標変換部２７に供給されることにより、極座標→直
角座標変換部２７では、前記したｍ番目のフレームの合
成振幅項のデータＡｉ(ｍ)と、加算器２９から出力され
たｍ番目のフレームにおける特定な離散的な周波数の位
相項のデータθｉ(ｍ)とによって、前記した特定な離散
的な周波数ｆａにおける実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数
部(Ｉｍａｇ)振幅とを計算により求めて出力し、それを
逆ＦＦＴ演算部３１に供給する。前記した逆ＦＦＴ演算
部３１には、フーリエ変換フレーム内の所定数の離散周
波数毎に設けられているすべての信号処理回路からの出
力データが供給されているから、逆ＦＦＴ演算部３１か
らはもとの音響信号のデータが復原され、それにブロッ
ク３２で示されている窓関数掛けと、ブロック３３で示
されているオーバーラップ加算とが施されることによ
り、もとのデジタル音響信号に復原されて出力端子３５
に送出されることになる。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】そして、前記した本出
願人会社の既提案の「音響信号の位相予測方法」を応用
して音響信号の伝送（記録，再生）を行なえば、音響信
号を高能率符号化して伝送（記録，再生）できるため
に、所期の効果が得られるのであるが、なお一層の高能
率符号化によりデータ量を圧縮し、しかも、高品質の状
態で音響信号を伝送（記録，再生）することのできる音
響信号の伝送方法が求められた。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明は予め定められた
一定の時間長を有するように音響信号から切出された順
次の各フーリエ変換フレームの信号に同じ窓関数を用い
て離散的にフーリエ変換し、前記した各フーリエ変換フ
レーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一な
所定数の離散周波数毎のデータを用いて、前記した各フ
ーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎の振幅成分
と位相成分とを、それぞれ高能率符号化した後に伝送す
る音響信号の伝送方法において、音響信号の振幅成分の
１次モーメント周波数の変化を検出する手段を設け、前
記した各フーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎
の振幅成分と位相成分との何れか一方または双方に対し
て、前記した音響信号の振幅成分の１次モーメント周波
数の変化量に応じた適応量子化を施して伝送するように
した音響信号の伝送方法を提供する。

【００２７】

【作用】予め定められた一定の時間長を有するように音
響信号から切出された順次の各フーリエ変換フレームの
信号に同じ窓関数を用いて離散的にフーリエ変換し、前
記した各フーリエ変換フレーム毎のフーリエ変換の結果
として求められた同一な所定数の離散周波数毎のデータ
を用いて、前記した各フーリエ変換フレーム毎に得た各
離散周波数毎の振幅成分と位相成分との内で、前記した
各フーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎の振幅
成分の１次モーメントを求め、それと直前のフーリエ変
換フレームの振幅成分の１次モーメントとの差を、予め
定められた値と比較して、その比較結果に応じて割当て
ビット数を決定する。

【００２８】

【実施例】以下、本発明の音響信号の伝送方法の具体的
な内容を添付図面を参照して詳細に説明する。図１は本
発明の音響信号の伝送方法に使用されるエンコーダの構
成例を示すブロック図、図２は本発明の音響信号の伝送
方法に使用されるデコーダの構成例を示すブロック図、
図３はエンコーダの構成の一部を説明するための図、図
４乃至図６は構成や動作の説明のために用いられる図、
図７は既提案の音響信号の伝送方法に使用されるエンコ
ーダの構成例を示すブロック図、図８は既提案の音響信
号の伝送方法に使用されるデコーダの構成例を示すブロ
ック図、図９は既提案の音響信号の伝送方法の構成原理
及び動作を説明するための図である。本発明の音響信号
の伝送方法で使用されるエンコーダの構成例を示す図１
において図７を参照して既述した既提案の音響信号の伝
送方法で使用されるエンコーダにおける構成部分と対応
する構成部分には、図７に示されているエンコーダで使
用した図面符号と同一の図面符号を使用しており、ま
た、本発明の音響信号の伝送方法で使用されるデコーダ
の構成例を示す図２において、図８を参照して既述した
既提案の音響信号の伝送方法で使用されるエンコーダに
おける構成部分と対応する構成部分には、図８に示され
ているエンコーダで使用した図面符号と同一の図面符号
を使用している。

【００２９】本発明の音響信号の伝送方法で使用される
エンコーダの構成例を示している図１において、１は記
録，伝送の対象にされているデジタル音響信号の入力端
子であり、前記したデジタル音響信号の入力端子１に供
給されたデジタル音響信号から、ブロック２によってオ
ーバーラップされた状態で予め定められた一定の時間長
を有するように切出された順次のフーリエ変換フレーム
は、それぞれが例えばＮ点の標本点を有する期間毎に窓
関数を掛けて、順次の各フレームの繋ぎ目を互に重複さ
せて緩やかに繋がるような状態の順次の１フレーム期間
となるように、ブロック３において窓関数が乗算された
後に、ブロック４において高速フーリエ変換演算（ＦＦ
Ｔ演算）が行なわれる。そして前記したブロック４にお
けるＦＦＴ演算の結果としてそれぞれのフーリエ変換フ
レーム毎に、同一の一定な周波数間隔ｆ｛ただし、各１
フレーム毎のフーリエ変換フレームにおけるデータ数標
本数をＮとし、標本化周波数をｆｓとして、ｆ＝ｆｓ／
Ｎ｝を有するＮ個の離散的な周波数毎に実数部（Ｒｅａ
ｌ）振幅と、虚数部（Ｉｍａｇ）振幅とからなるＦＦＴ
演算結果のデータが得られる。

【００３０】前記のようにＦＦＴ演算の結果として得ら
れたＮ個の離散的な周波数毎のデータは、それぞれの離
散的な周波数のデータ毎に、それぞれ異なる信号処理装
置により信号処理が行なわれるのであるが、図１中には
Ｎ個の信号処理装置の内の１個の信号処理装置の構成だ
けが、図中で直交座標→極座標変換のように表示されて
いる一点鎖線図示のブロック６とマルチプレクサ１８と
の間に示されている。そして、前記のＦＦＴ演算の結果
として得られたＮ個の離散的な周波数毎の実数部と虚数
部とからなる特定な離散的な周波数のデータは、直交座
標→極座標変換部６において極座標変換されて振幅項と
位相項とに分離された後に、既述の数１による振幅の計
算が振幅計算部６Ａで行なわれ、また既述の数２による
位相の計算が位相計算部６Ｐで行なわれることにより、
順次のフレームについて前記した離散的な各周波数毎
に、合成振幅項Ａｉ（ｍ）と位相項θｉ（ｍ）とが求め
られる。

【００３１】そして、前記した直交座標→極座標変換部
６における振幅計算部６Ａでの計算結果として得られる
特定な離散的な周波数の合成振幅項Ａｉ(ｍ)は、ラッチ
回路７と、減算器８及び切換スイッチ９Ｓの固定接点
ａ、ならびに適応量子化制御信号，ビット数情報発生部
３７の入力端子とに供給され、また、前記した直交座標
→極座標変換部６における位相計算部６Ｐの計算結果と
して得られる特定な離散的な周波数の位相項θｉ(ｍ）
はラッチ回路１０と減算器１４と切換スイッチ１６Ｓの
固定接点ａとに供給される。前記した切換スイッチ９Ｓ
の可動接点ｖは、端子１５に供給される切換信号によっ
て、前記した直交座標→極座標変換部６の振幅計算部６
Ａにおける計算結果として得られる特定な離散的な周波
数の合成振幅項Ａｉ(ｍ)によるオリジナルデータと、前
記した減算器８から出力された残差データとの何れか一
方を選択してマルチプレクサ１８に出力させる。前記し
た切換スイッチ９Ｓの切換動作は、後述の切換スイッチ
１６Ｓの切換動作と連動して行なわれるが、前記した切
換スイッチ９Ｓ,１６Ｓの切換動作は、前記した各切換
スイッチ９Ｓ,１６Ｓにおけるそれぞれの切換制御信号
供給端子１５，３６に対して、図示されていない制御回
路から図示されていない線を介して供給される切換制御
信号、及び適応量子化制御信号，ビット数情報発生部３
７の出力端子３７ｂ{図３の(ａ）参照}から線５０を介
して供給される切換制御信号によって行なわれるのであ
る。

【００３２】前記した切換スイッチ９Ｓは、最初に伝送
すべきフーリエ変換フレームにおける振幅成分のデータ
の伝送時に、端子１５に対して図示されていない制御回
路から供給された切換制御信号によって、可動接点ｖが
固定接点ａ側に切換えられた場合と、前記した最初に伝
送すべきフーリエ変換フレームにおける振幅成分のデー
タの伝送時以外のフーリエ変換フレームにおいても、後
述されている適応量子化制御信号，ビット数情報発生部
３７の出力端子３７ｂ{図３の(ａ）参照}から線５０を
介して切換スイッチ９Ｓの切換制御信号の供給端子１５
に供給される切換制御信号によって可動接点ｖが固定接
点ａ側に切換えられた状態にされた場合とにおいては、
切換スイッチ９Ｓの可動接点ｖから適応量子化部３８に
対して、振幅成分のオリジナルデータを供給しうるよう
な動作を行なうが、前記以外の場合には前記した切換ス
イッチ９Ｓの可動接点ｖが切換スイッチ９Ｓの固定接点
ｂ側に切換えられて、減算器８から出力された残差デー
タ、すなわち、順次のフーリエ変換フレームの振幅成分
Ａｉ（ｍ）間の残差が、切換スイッチ９Ｓの可動接点ｖ
から適応量子化部３８に供給される。前記のようにして
切換スイッチ９Ｓを介して出力された振幅成分は、適応
量子化部３８において適応量子化されてマルチプレクサ
１８に与えられる。適応量子化部３８における適応量子
化動作は、適応量子化制御信号，ビット数情報発生部３
７から適応量子化部３８に供給される適応量子化制御信
号，ビット数情報に基づいて行なわれる。

【００３３】図３は前記した適応量子化制御信号，ビッ
ト数情報発生部３７の一例構成を示すブロック図{図３
の（ａ）｝と、構成原理を説明するための図{図３の
（ｂ）｝とであり、図３中に示されている各端子３７
ａ，３７ｃ〜３７ｅ等は、図１中にブロック３７によっ
て示してある適応量子化制御信号，ビット数情報発生部
３７における各端子３７ａ，３７ｃ〜３７ｅ等に対応さ
せてある。図３に示されている適応量子化制御信号，ビ
ット数情報発生部３７に対して、前記した直交座標→極
座標変換部６における振幅計算部６Ａでの計算結果とし
て得られた特定な離散的な周波数の合成振幅項Ａi(ｍ)
が、順次に入力端子３７ａを介して供給されると、適応
量子化制御信号，ビット数情報発生部３７における１次
モーメント周波数計算部（重心周波数計算部）４５で
は、順次の１フーリエ変換フレーム期間毎の合成振幅項
Ａi(ｍ)を演算して、各１フーリエ変換フレーム期間毎
に１次モーメント周波数（重心周波数）ｆi(ｍ)を求め
て、それをラッチ回路４６と減算器４７とに供給する。
そして前記した適応量子化制御信号，ビット数情報発生
部３７における１次モーメント周波数計算部(重心周波
数計算部)４５において行なわれる順次の１フーリエ変
換フレーム期間毎の１次モーメント周波数（重心周波
数）ｆiの演算は、次の数３で示される数式を用いて行
なわれるのであり、数３を満たすｘ｛図３の（ｂ）参
照｝が１フーリエ変換フレーム期間毎の１次モーメント
周波数（重心周波数）ｆiとなる。

【００３４】

【数３】

【００３５】前記した適応量子化制御信号，ビット数情
報発生部３７における１次モーメント周波数計算部(重
心周波数計算部)４５において求められた順次の１フー
リエ変換フレーム期間毎の１次モーメント周波数（重心
周波数）ｆi(ｍ)は、ラッチ回路４６に供給されるとと
もに減算器４７に対して被減数信号として供給される。
減算器４７には前記したラッチ回路４６から、１フーリ
エ変換フレーム期間前の１次モーメント周波数（重心周
波数）ｆi(ｍ−１)が減数信号として供給されているか
ら、減算器４７からは隣接する各１フーリエ変換フレー
ム期間の１次モーメント周波数（重心周波数）の差の周
波数値Δｆｉが出力される。そして、前記の減算器４７
から出力された周波数値Δｆｉは判定回路４８に供給さ
れて、予め定められた値と比較されることにより、音響
信号の振幅成分の１次モーメント周波数（重心周波数）
の変化量を示す信号が得られ、それが信号発生回路４９
に与えられる。

【００３６】ところで、楽器音、例えばピアノの単音な
どをみのと、アタックタイムの期間には波形が乱れてお
り、その後時間の経過により、次第にその音程に従った
周期の定常的な波形となるが、前記の場合について各１
フーリエ変換フレーム期間の１次モーメント周波数（重
心周波数）を観測してみると図５に示すような結果が得
られ、また、図５に示されている１次モーメント周波数
（重心周波数）の時間軸上での変化量（微分値）を求め
ると図６に示されているような変化の態様が得られる。
人間の聴覚は一般に過渡的な変化に対してより敏感であ
ること、及び既述した既提案による位相予測法は音響信
号が定常状態の場合に予測誤差が少なくなることから、
前記した図５及び図６に示されているピアノの打鍵時の
アタックの状態から定常状態を経てサスティーンの状態
に至るまでの期間における１次モーメント周波数(重心
周波数)の変化の状態、及び１次モーメント周波数(重心
周波数)の時間軸上での変化量の状態により、音響信号
の過渡的な変化の状態を検出して前記の検出結果に従っ
て音響信号のデータ量を適応量子化すれば、効率良く可
変転送レートの音響信号伝送を行なうことが可能にな
る。

【００３７】そこで、本発明の音響信号の伝送方法で
は、前記のように減算器４７から出力された周波数値Δ
ｆｉを、判定回路４８において予め定められた値｛例え
ば、図４の（ｂ）中の基準値｝と比較して、音響信号の
振幅成分の１次モーメント周波数（重心周波数）の変化
量が大きな場合には、例えばビット数を多く割当てたデ
ータを作って伝送したり、あるいは、オリジナルデータ
を伝送したりし、また、音響信号の振幅成分の１次モー
メント周波数（重心周波数）の変化量が小さな場合に
は、例えばビット数を少く割当てたデータを作って音響
信号を高能率伝送するようにしたのである。すばわち図
３において、適応量子化制御信号，ビット数情報発生部
３７における１次モーメント周波数計算部(重心周波数
計算部)４５における減算器４７から出力された周波数
値Δｆｉが与えられた判定回路４８において、前記の周
波数値Δｆｉの値を予め定められた値と比較して得た判
定結果が、信号発生回路４９に与えられると、信号発生
回路４９では前記した判定回路４８から与えられた判定
結果に従って、各出力端子３７ｂ〜３７ｅに対して、そ
れぞれ所定の信号を送出する。

【００３８】今、本発明の音響信号の伝送方法が、音響
信号の振幅成分の１次モーメント周波数（重心周波数）
の変化量が大きな場合に、ビット数を多く割当ててオリ
ジナルデータを伝送するようにするとともに、音響信号
の振幅成分の１次モーメント周波数（重心周波数）の変
化量が小さな場合には、ビット数を少く割当てたデータ
を作って音響信号を高能率伝送するようにして実施され
るとした場合について説明すると次のとおりである。前
記のような実施の態様の場合に、例えば音響信号の振幅
成分の１次モーメント周波数（重心周波数）の変化量が
大きな状態のときには、図３の適応量子化制御信号，ビ
ット数情報発生部３７の信号発生回路４９では、既述し
た判定回路４８から与えられた判定結果に従って、出力
端子３７ｂから線５０を介して、切換スイッチ９Ｓの切
換制御信号供給端子１５と、切換スイッチ１６Ｓの切換
制御信号供給端子３６とに対して、前記した各切換スイ
ッチ９Ｓ，１６Ｓの可動接点ｖを固定接点ａ側に切換え
た状態にする切換制御信号を供給して、前記した切換ス
イッチ９Ｓの可動接点ｖから適応量子化部３８に対して
オリジナルの振幅成分が与えられるようにし、また、前
記した切換スイッチ１６Ｓの可動接点ｖから適応量子化
部３９に対してオリジナルの位相成分が与えられるよう
にし、さらに、出力端子３７ｃ,３７ｄから適応量子化
部３８,３９に対して、それぞれの適応量子化部３８，
３９における量子化が多いビット数で行なわれるような
情報を与え、さらにまた、出力端子３７ｅからマルチプ
レクサ１８に対して、復号時に必要とされるビット数の
情報を供給する。前記の各適応量子化部３８,３９によ
って適応量子化されたデータも、前記したマルチプレク
サ１８に対して供給され、マルチプレクサ１８からの出
力データは出力端子１９に供給される。

【００３９】さて、直交座標→極座標変換部６における
位相計算部６Ｐでの計算結果として得られた特定な離散
的な周波数の位相項θｉ（ｍ）はラッチ回路１０と減算
器１４と切換スイッチ１６Ｓの固定接点ａとに供給され
る。ｍ番目のフレームにおける特定な離散的な周波数
（今、仮にｆａとする）の位相の計算結果として直交座
標→極座標変換部６から出力された位相θｉ（ｍ）のデ
ータがラッチ回路１０に保持される以前にラッチ回路１
０に保持されていた位相のデータ、すなわちｍ-1番目の
フレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相の計
算結果として直交座標→極座標変換部６から出力されて
いた位相θｉ(ｍ-1)のデータは、位相予測部ＰＦＣにお
けるラッチ回路１２に保持される。前記した位相予測部
ＰＦＣは、図示の構成例ではラッチ回路１２と利得が２
の増幅器１１と、減算器１３とによって構成されてい
る。前記した位相θｉ(ｍ-1)のデータがラッチ回路１２
に保持される以前にラッチ回路１２に保持されていた位
相のデータ、すなわち、ｍ-2番目のフレームにおける特
定な離散的な周波数ｆａの位相の計算結果として直交座
標→極座標変換部６から出力されていた位相θｉ(ｍ-2)
のデータは、減算器１３に対して減数信号として供給さ
れており、前記の減算器１３に対して被減数信号として
供給されているのは、前記した利得が２の増幅器１１か
らの出力であるから、前記の減算器１３から出力される
予測位相のデータ、すなわち、位相予測部ＰＦＣから出
力される予測位相のデータは２θｉ(ｍ-1)−θｉ(ｍ-2)
である。

【００４０】前記の直交座標→極座標変換部６における
位相計算部６Ｐの計算結果として得られる特定な離散的
な周波数の位相θｉ(ｍ)は、ラッチ回路１０と減算器１
３と切換スイッチ１６Ｓとに供給される。ｍ番目のフレ
ームにおける特定な離散的な周波数（今、仮にｆａとす
る）の位相の計算結果として直交座標→極座標変換部６
から出力された位相θｉ(ｍ)のデータがラッチ回路１０
に保持される以前にラッチ回路１０に保持されていた位
相のデータ、すなわちｍ-1番目のフレームにおける特定
な離散的な周波数ｆａの位相の計算結果として直交座標
→極座標変換部６から出力されていた位相θｉ(ｍ-1)の
データは、ラッチ回路１２と利得が２の増幅器１１と、
減算器１３とによって構成されている位相予測部ＰＦＣ
におけるラッチ回路１２に保持される。そして、前記し
た位相θｉ(ｍ-1)のデータがラッチ回路１２に保持され
る以前にラッチ回路１２に保持されていた位相のデー
タ、すなわち、ｍ-2番目のフレームにおける特定な離散
的な周波数ｆａの位相の計算結果として直交座標→極座
標変換部６から出力されていた位相θｉ(ｍ-2)のデータ
は、減算器１３に対して減数信号として供給されてお
り、前記の減算器１３に対して被減数信号として供給さ
れているのは、前記した利得が２の増幅器１１からの出
力であるから、前記の減算器１３から出力される予測位
相のデータ、すなわち、位相予測部ＰＦＣから出力され
る予測位相のデータは２θｉ(ｍ-1)−θｉ(ｍ-2)である
{図２参照}。

【００４１】前記した位相予測部ＰＦＣから出力された
予測位相のデータ２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ-2)が、減算
器１４において実際の位相データθｉ(ｍ)から減算され
ることによって、前記の減算器１４からは位相残差信号
Δθｉ(ｍ)＝θｉ(ｍ)-{２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ-
2）}が出力されて、それが切換スイッチ１６Ｓを介して
既述した適応量子化部３９にに供給され、そこで、既述
のようにして量子化サイズが設定された後に、マルチプ
レクサ１８に供給される。そして、前記したマルチプレ
クサ１８には、フーリエ変換フレーム内の所定数の離散
周波数毎の振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）と、位相残差信号
Δθｉ(ｍ)とを発生させている他のすべての信号処理回
路からの出力データも供給されているから、マルチプレ
クサ１８からは、情報量が圧縮された状態の音響信号の
データが出力されて、出力端子１９を介して伝送路に送
出されることになる。

【００４２】次に図２を参照して受信側のデコーダの一
例構成について説明する。図２において、２０はデコー
ダの入力端子であり、この入力端子２０には、図７を参
照して既述した送信側から伝送路(図示していない)を介
して受信側に伝送されて来た情報量が圧縮された状態の
音響信号のデータ、すなわちフーリエ変換フレーム内の
所定数の離散周波数毎の振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ)と、位
相残差信号、及びビット数情報などを含んで構成されて
いる音響信号のデータから、図示されていないデマルチ
プレクサによって分離された、特定な離散周波数毎の振
幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）と、位相残差信号Δθｉ(ｍ)、
及びビット数情報などを含んでいる信号が供給されてい
る。前記した入力端子２０に供給された特定な離散周波
数毎の振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）と位相残差信号Δθｉ
(ｍ)、及びビット数情報とを含んでいる信号は、ある特
定な離散的な周波数のデータについての信号処理を行な
う信号処理装置によって所定の信号処理を受ける。図８
にはある特定な離散的な周波数のデータについての信号
処理を行なう１個の信号処理装置が代表的に示されてい
る。

【００４３】入力端子２０に特定な離散周波数のオリジ
ナルの振幅成分Ａｉ(ｍ）や、位相成分θｉ(ｍ)、及び
振幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）や位相残差信号Δθｉ(ｍ)及
びビット数情報などを含んで構成されている信号が供給
された信号処理回路では、デマルチプレクサ２１によっ
て特定な離散周波数（今、仮にｆａとする）のオリジナ
ルの振幅成分Ａｉ(ｍ）や、位相成分θｉ(ｍ)、及び振
幅残差信号ΔＡｉ(ｍ）や位相残差信号Δθｉ(ｍ)、な
らびにビット数情報などを分離して、振幅成分は逆量子
化器４２に供給され、また、位相成分は逆量子化器４３
に供給され、さらにビット数情報はビット数情報の復号
器４４に供給される。

【００４４】デマルチプレクサ２１から振幅成分のデー
タが供給されている逆量子化器４２は、ビット数情報復
号器４４から供給されたビット数情報によって所定のビ
ット数で逆量子化を行なって振幅成分のデータを復原
し、それを加算器２５と切換スイッチ２６Ｓの固定接点
ａとに供給する。加算器２５に与えられている振幅残差
信号ΔＡｉ(ｍ)が、ｍ番目のフレームにおける振幅残差
信号ΔＡｉ(ｍ)である場合には、ｍ-1番目のフレームの
合成振幅項のデータＡｉ(ｍ-1)であるから、加算器２５
においてｍ-1番目のフレームの合成振幅項のデータＡｉ
(ｍ-1)と、ｍ番目のフレームにおける振幅残差信号ΔＡ
ｉ(ｍ）とが加算されて、加算器２５からはｍ番目のフ
レームの合成振幅項のデータＡｉ(ｍ)が出力され、それ
がラッチ回路２４によって保持されるとともに、切換ス
イッチ２６Ｓを介して極座標→直角座標変換部２７に供
給される。

【００４５】また、前記のようにデマルチプレクサ２１
から位相成分のデータが供給されている逆量子化器４３
は、ビット数情報復号器４４から供給されたビット数情
報によって所定のビット数で逆量子化を行なって位相成
分のデータを復原し、それを加算器２９と切換スイッチ
３０Ｓの固定接点ａとに供給する。前記した加算器２９
から出力されるデータが、ｍ番目のフレームにおける特
定な離散的な周波数の位相項のデータθｉ(ｍ)となるこ
とは、前記した加算器２９で加算される２つのデータ
が、デマルチプレクサ２１から加算器２９に与えられて
いる位相残差信号Δθｉ(ｍ)が、ｍ番目のフレームにお
ける位相残差信号Δθｉ(ｍ)と、位相予測部ＰＦＣから
出力された２θｉ(ｍ-1)−θｉ(ｍ-2)とであるからであ
る。前記した加算器２９から出力されたｍ番目のフレー
ムにおける特定な離散的な周波数の位相項のデータθｉ
(ｍ)は、切換スイッチ３０Ｓを介して極座標→直角座標
変換部２７に供給されるとともに、ラッチ回路２８に供
給されている。

【００４６】前記した加算器２９から出力された位相θ
ｉ(ｍ)のデータがラッチ回路２８に保持される以前に、
ラッチ回路２８に保持されていた位相のデータ、すなわ
ちｍ-1番目のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆ
ａの位相θｉ(ｍ-1)のデータは、ラッチ回路１２と利得
が２の増幅器１１と、減算器１３とによって構成されて
いる位相予測部ＰＦＣにおけるラッチ回路１２に保持さ
れる。前記した位相θｉ(ｍ-1)のデータがラッチ回路１
２に保持される以前にラッチ回路１２に保持されていた
位相のデータ、すなわち、ｍ-2番目のフレームにおける
特定な離散的な周波数ｆａの位相θｉ(ｍ-2)のデータ
は、減算器１３に対して減数信号として供給されてお
り、前記の減算器１３に対して被減数信号として供給さ
れているのは、前記した利得が２の増幅器１１からの出
力であるから、前記の減算器１３から出力される予測位
相のデータ、すなわち、位相予測部ＰＦＣから出力され
る予測位相のデータθｉ(ｍ)は２θｉ(ｍ-1)−θｉ(ｍ-
2）である。それで、前記した位相予測部ＰＦＣから出
力された予測位相のデータθｉ(ｍ)＝２θｉ(ｍ-1) −
θｉ(ｍ-2)と、ｍ番目のフレームの位相残差信号Δθｉ
(ｍ）＝θｉ(ｍ)−｛２θｉ(ｍ-1) −θｉ(ｍ-2）｝と
が加算器２９で加算されると、加算器２９からはｍ番目
のフレームにおける特定な離散的な周波数ｆａの位相項
のデータθｉ(ｍ)が出力されることになる。

【００４７】前記のように加算器２５から出力されたｍ
番目のフレームにおける特定な離散的な周波数の振幅項
のデータＡｉ(ｍ)と、前記のように加算器２９から出力
されたｍ番目のフレームにおける特定な離散的な周波数
の位相項のデータθｉ(ｍ)とは、切換スイッチタ２６
Ｓ，３０Ｓを介して極座標→直角座標変換部２７に供給
されることにより、極座標→直角座標変換部２７では、
前記したｍ番目のフレームの合成振幅項のデータＡｉ
(ｍ)と、加算器２９から出力されたｍ番目のフレームに
おける特定な離散的な周波数の位相項のデータθｉ(ｍ)
とによって、前記した特定な離散的な周波数ｆａにおけ
る実数部(Ｒｅａｌ)振幅と、虚数部(Ｉｍａｇ)振幅とを
計算により求めて出力し、それを逆ＦＦＴ演算部３１に
供給する。前記した逆ＦＦＴ演算部３１には、フーリエ
変換フレーム内の所定数の離散周波数毎に設けられてい
るすべての信号処理回路からの出力データが供給されて
いるから、逆ＦＦＴ演算部３１からはもとの音響信号の
データが復原され、それにブロック３２で示されている
窓関数掛けと、ブロック３３で示されているオーバーラ
ップ加算とが施されることにより、もとのデジタル音響
信号に復原されて出力端子３５に送出されることにな
る。なお、本発明の実施に当って使用されるエンコーダ
やデコーダとしては、図１，図２を参照してこれまでに
説明したエンコーダやデコーダの構成例に限られるもの
ではないことは勿論である。

【００４８】

【発明の効果】以上、詳細に説明したところから明らか
なように本発明の音響信号の伝送方法は、予め定められ
た一定の時間長を有するように音響信号から切出された
順次の各フーリエ変換フレームの信号に同じ窓関数を用
いて離散的にフーリエ変換し、前記した各フーリエ変換
フレーム毎のフーリエ変換の結果として求められた同一
な所定数の離散周波数毎のデータを用いて、前記した各
フーリエ変換フレーム毎に得た各離散周波数毎の振幅成
分と位相成分との内で、前記した各フーリエ変換フレー
ム毎に得た各離散周波数毎の振幅成分の１次モーメント
を求め、それと直前のフーリエ変換フレームの振幅成分
の１次モーメントとの差を、予め定められた値と比較し
て、その比較結果に応じて振幅成分と位相成分との何れ
か一方または双方の量子化の際の割当てビット数を決定
して、音響信号の高能率符号化を行なうものであるか
ら、本発明によれば良好に音響信号の高能率符号化を実
現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の音響信号の伝送方法に使用されるエン
コーダの構成例を示すブロック図である。

【図２】本発明の音響信号の伝送方法に使用されるデコ
ーダの構成例を示すブロック図である。

【図３】エンコーダの構成の一部を説明するための図で
ある。

【図４】構成や動作の説明のために用いられる図であ
る。

【図５】構成や動作の説明のために用いられる図であ
る。

【図６】構成や動作の説明のために用いられる図であ
る。

【図７】既提案の音響信号の伝送方法に使用されるエン
コーダの構成例を示すブロック図である。

【図８】既提案の音響信号の伝送方法に使用されるデコ
ーダの構成例を示すブロック図である。

【図９】既提案の音響信号の伝送方法の構成原理及び動
作を説明するための図である。

【符号の説明】

６…直角座標→極座標変換部、７,１０,１２，２４，２
８，４６…ラッチ回路、８，１３，１４…減算器、１１
…利得が２の増幅器、１６…データセレクタ、１７…量
子化スケーリング、１８…マルチプレクサ、２１…デマ
ルチプレクサ、２５，２９…加算器、２６，３０…デー
タセレクタ、２７…極座標→直角座標変換部、３１…逆
ＦＦＴ演算部、３７…適応量子化制御信号，ビット数情
報発生部、３８，３９…適応量子化部、４５…１次モー
メント周波数計算部(重心周波数計算部)、４７…減算
器、４８…判定回路、４９…信号発生回路、ＰＦＣ…位
相予測部、９Ｓ，１６Ｓ…切換スイッチ、

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 予め定められた一定の時間長を有するよ
   うに音響信号から切出された順次の各フーリエ変換フレ
   ームの信号に同じ窓関数を用いて離散的にフーリエ変換
   し、前記した各フーリエ変換フレーム毎のフーリエ変換
   の結果として求められた同一な所定数の離散周波数毎の
   データを用いて、前記した各フーリエ変換フレーム毎に
   得た各離散周波数毎の振幅成分と位相成分とを、それぞ
   れ高能率符号化した後に伝送する音響信号の伝送方法に
   おいて、音響信号の振幅成分の１次モーメント周波数の
   変化を検出する手段を設け、前記した各フーリエ変換フ
   レーム毎に得た各離散周波数毎の振幅成分と位相成分と
   の何れか一方または双方に対して、前記した音響信号の
   振幅成分の１次モーメント周波数の変化量に応じた適応
   量子化を施して伝送するようにした音響信号の伝送方
   法。