JP3310545B2 - スペクトル拡散復調器及びこれを用いたスペクトル拡散通信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＱＰＳＫ変調など
の複数位相の位相変調の後スペクトル拡散符号を利用し
てスペクトル拡散されたスペクトル拡散信号を復調する
復調器及びこれを利用したスペクトル拡散通信装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散（ＳＳ）通信は信号の秘
匿性が高くかつ他の信号源からの干渉に強い通信方式で
ある。スペクトル拡散通信方式として、直接拡散（Ｄ
Ｓ）方式、周波数ホッピング（ＦＨ）方式及びチャーブ
信号を用いた方式等いくつかの方式が知られており、例
えば直接拡散方式においては、送信機に搭載される符号
変調器（拡散変調器）により送信信号が変調され、受信
機に搭載される符号復調器（逆拡散復調器）において受
信信号が符号復調（逆拡散復調）される。

【０００３】ここで、送受信に利用される符号は疑似雑
音（ＰＮ）符号と呼ばれ、この符号により伝送データ・
レート以上の速度で符号変調を行うことにより送信信号
はその周波数スペクトル分布が拡散する。従って、スペ
クトル拡散変調を施されて送信信号を他者が受信したと
しても、この変調の際に用いたＰＮ符号とこの符号変調
速度を知らない限り復調することができない。このた
め、信号の秘匿性が向上する。また、他の信号源から帯
域内もしくは近接した帯域に非希望波が入力されても、
変調に際して用いた既知のＰＮ符号及びこの符号速度か
ら送信機より発せられた希望波を分離することができ、
非希望波による干渉を受け難い。

【０００４】スペクトル拡散通信方式の特質のうち信号
の秘匿性は、特に、情報の秘匿の重要な軍事関連通信機
器において重視されている。さらに、この秘匿性に加え
て、干渉に強いという特質は、各種民生機器において重
視されている。第１に、近年では無線機器の高周波化が
進行しており、マルチパス干渉による受信信号品質の劣
化が大きな問題となっている。この問題は、干渉に対し
て強いスペクトル拡散通信方式により緩和ないし解決す
ることができる。第２に、周波数資源を有効利用するた
めに他の無線システムとの無線周波数共有化を実現しよ
うとする場合、他無線システムからの非希望波から希望
波を分離受波できるスペクトル拡散通信方式が有効であ
る。

【０００５】また、通信装置が民生用としても広く普及
するに従い、通信装置においても、限られた装置資源を
有効に利用することが求められている。即ち、より簡易
な回路で実現でき、加えて消費電力の小さな通信装置が
求められている。

【０００６】スペクトル拡散通信方式を実施するために
は、送信機に符号変調器（スペクトル拡散変調器）を、
それぞれ搭載する必要がある。また、このスペクトル拡
散変調器における変調速度は送信すべき信号（データ）
の伝送レートに比べ高くする必要がある。即ち送信信号
の周波数スペクトルが効果的に拡散するためである。さ
らに、受信機のスペクトル拡散復調器による復調速度
は、送信機における変調速度同様、高速でなければなら
ない。これは、送信機においてデータ速度と比較して高
速にスペクトル拡散された信号を復調するためには、そ
のスペクトル拡散速度もしくはそれ以上の速度において
信号処理しなければ、拡散信号から本来必要なデータを
分離できないためである。このように、スペクトル拡散
復調においては、高速処理が必要とされるため、これに
関連する部品については、データ変復調に関連する部品
以上の配慮が、設計者等に対して求められる。

【０００７】さらに、スペクトル拡散復調器において
は、送信機において使用した符号との同期を捕捉する必
要がある。同期を捕捉する方法としては、例えば、同期
するまで復調を繰り返す方法や、同期捕捉及びスペクト
ル拡散復調を併行して実施する方法がある。しかし、こ
れらの方法においては、同期捕捉に時間を必要とすると
いう問題点や、受信機の構成が複雑となるという問題点
がある。

【０００８】この種の問題点を発生させないスペクトル
拡散復調器としては、ＳＡＷマッチドフィルタ（ＳＡＷ
タップ付き遅延線）もしくはＳＡＷコンボルバを用いる
方法がある。即ち、スペクトル拡散変調器において使用
した符号と同一の符号を持つ符号化電極（タップ）より
構成されるＳＡＷマッチドフィルタに受信されたスペク
トル拡散信号を入力し、この信号と既知符号の相関をと
ることにより相関値のピークとなった時にデータを復調
することができる。また、ＳＡＷコンボルバを用いる方
法は、スペクトル拡散変調器において使用した符号と同
一の符号を時間反転してＳＡＷコンボルバに参照信号と
して入力し、受信されたスペクトル拡散信号との畳み込
み（コンボルーション）を求めることにより、参照符号
が時間反転されているため、結果として参照信号との相
関が求まり、この相関ピークにおいてデータを復調する
ことができる。

【０００９】スペクトル拡散復調器の構成の一例として
ＳＡＷマッチドフィルタを用いた方法に関し以下、より
詳しく説明する。一般にＳＡＷフィルタは、圧電基板の
表面に被着形成された少なくとも２種類の電極によって
構成される。そのうち入力電極は、電気信号の印加に応
じて圧電基板の表面に弾性表面波（ＳＡＷ）を励振する
（電気音響変換）。また、出力電極は、入力電極により
生成されたＳＡＷを受波して電気信号に変換する（音響
電気変換）。また、入力電極から出力電極へとＳＡＷが
伝搬するためには、入力電極と出力電極の間隔ｘによっ
て定まる伝搬時間Ｔ＝ｘ／ｖ（ｖ：ＳＡＷの伝搬速度）
が必要である（ＳＡＷ伝搬遅延）。

【００１０】ここに、入力電極による電気音響変換の伝
達関数をＳIN（ω）、出力電極による音響電気変換の伝
達関数をＳOUT （ω）と表すと、ＳＡＷ伝搬遅延がｅ
［−ｊωＴ] と表される（［］内は、べき乗を示す）こ
とから、ＳＡＷフィルタの伝達関数Ｓ（ω）は、

【数１】 と表すことができる。ただし、ωは各周波数、ｊは虚数
単位である。

【００１１】ＳＡＷマッチドフィルタとは、この式
（１）におけるＳIN（ω）・ＳOUT （ω）により入力信
号の周波数特性Ｈ（ω）の複素共役Ｈ＊（ω）を実現
し、また伝搬遅延ＴによりＨ＊（ω）が負の時間応答を
含むことに対処したフィルタである。即ち、あるスペク
トル拡散変調信号の式スペクトルをＨ（ω）とした場
合、この信号をスペクトル拡散復調するマッチドフィル
タの周波数特性は周波数スペクトルＨ（ω）の複素共役
Ｈ＊（ω）にする必要があるが、負の時間応答を含む周
波数特性Ｈ＊（ω）は実現することができない。これを
避けるため、ＳＡＷマッチドフィルタにおいては、この
負の時間応答に比べて十分大きな遅延時間Ｔを与えるべ
く、伝搬遅延を示す項ｅ［−ｊωＴ］がＳＡＷ伝搬遅延
によって実現されている。即ち、ＳＡＷマッチドフィル
タは、ＳＡＷ遅延線を応用したフィルタである。

【００１２】従って、あるＰＮ符号によりスペクトル拡
散変調された信号（スペクトル拡散変調信号）をＳＡＷ
マッチドフィルタを用いて復調しようとする場合、ＳＡ
Ｗマッチドフィルタの出力信号の周波数特性Ｒ（ω）
は、

【数２】 と表される。

【００１３】例えば、スペクトル拡散された入力信号の
周波数スペクトルの振幅特性、即ち、Ｈ（ω）がｓｉｎ
ｃ関数、即ちｓｉｎ（ｘ）／ｘの形をしている場合、マ
ッチドフィルタの出力信号の周波数振幅特性は｜ｓｉｎ
（ｘ）／ｘ｜² の形となり、これを逆フーリエ変換した
マッチドフィルタの出力信号の時間応答τ（ｔ）は、

【数３】 と表される。ここで、Ｆ^-1は逆フーリエ変換を、Ａは定
数である。また、１／τは、ｘを、

【数４】 と表すことにより、１／τがスペクトル拡散された周波
数帯域幅を示す指標である。ω0 は中心周波数を表す。

【００１４】ここで、ｓｉｎｃ関数の形に周波数スペク
トルを拡散するのは、スペクトル拡散通信方式の基本的
手法で、マッチドフィルタを通すことにより、スペクト
ル拡散信号は時間幅τのパルス状の波形に圧縮される。
ｓｉｎｃ関数が周波数軸上で無限に広がるため、実際の
通信には適当な窓関数をかける等の帯域制限が行われる
が、基本的に拡散された周波数帯域幅に反比例した時間
幅に、スペクトル拡散信号が圧縮されることにかわりな
い。一方、スペクトル拡散信号と同時に入力されたＣＷ
信号、白色雑音等、非希望波は、マッチドフィルタに対
応する符号と相関がないため、圧縮されない。従って、
圧縮された信号パルス点において、データ復調すること
によりスペクトル拡散信号の復調をすることができる。

【００１５】以上説明した様に、マッチドフィルタを用
いることにより容易にスペクトル拡散通信方式のスペク
トル拡散復調を行うことができ、近年におけるスペクト
ル拡散通信方式の民生機器利用に関するより簡易な回路
とする要求に合致する。以上示したのはＳＡＷを用いた
マッチドフィルタに関するものであったが、時間反転し
た信号を参照信号として相関をとるＳＡＷコンボルバの
場合も同様である。

【００１６】次に、データ復調のための復調器について
図２に基づいて説明する。このデータ復調器では、受信
信号は、相関器１に入力される。相関器１は、ＳＡＷマ
ッチドフィルタもしくはＳＡＷコンボルバで構成され、
予め決定されている拡散符号との相関出力を得る。得ら
れた相関出力は、２つに分岐され、一方は１ビット遅延
回路２を介しミキサ３に入力され、他方ミキサ３に直接
入力される。従って、相関器１の相関出力は、１ビット
前の相関出力とをミキサ３でミキシングされ、これより
位相情報が遅延検波によって取り出される。このような
データとして１ビット前の位相に対する位相変化に情報
を乗せる方式は、差動位相変調（ＤＰＳＫ）と呼ばれて
いる。

【００１７】この差動位相変調では、信号そのものを参
照信号として用いるのでキャリア再生の必要がなく、ま
た１ビット前のデータとの差動により復調するため、絶
対位相の検出の必要がない。このため、簡易な構成でデ
ータ再生ができるという長所を持っている。加えて、１
ビット遅延回路は、ＳＡＷマッチドフィルタ、ＳＡＷコ
ンボルバと同一材料である圧電基板上に構成するＳＡＷ
遅延線により実現でき、これにより全体構成が簡素化で
きるという効果も得られる。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ＳＡＷマッチ
ドフィルタ、ＳＡＷコンボルバ等の相関器１の出力イン
ピーダンスおよびＳＡＷ遅延線の入出力インピーダンス
は、それ自体が信号伝送ラインの特性インピーダンス、
例えば５０Ωと整合していない。このため、挿入損失が
大きく整合回路を用いてインピーダンス変換する必要が
あった。そして、この整合回路はインダクタまたはキャ
パシタを利用するため信号の位相に変化を与えやすい。

【００１９】さらに、整合回路は、１ビット遅延回路お
よび相関器の出力に接続されるため、素子のばらつきに
伴って検出位相の誤差が生じ、これが直接データ再生特
性を劣化させる原因となっていた。

【００２０】また、ＳＡＷマッチドフィルタもしくはＳ
ＡＷコンボルバ及びＳＡＷ遅延線には浮遊容量、ボンデ
ィングワイヤーのインダクタ等の付加的な要素が加算さ
れ、素子ばらつきに加えて誤差の原因となり、位相誤差
の原因となる問題があった。特に、差動４値位相変調
（ＤＱＰＳＫ）等データが多値化するに従い、位相につ
いての許容できる誤差は小さくなるため、このような位
相誤差は無視できないものになる。

【００２１】このように、マッチドフィルタもしくはコ
ンボルバを用いることにより容易にスペクトル拡散通信
方式のスペクトル拡散復調を行うことができ、近年にお
けるスペクトル拡散通信方式の民生機器利用に関する簡
易な回路とする要求に合致する。しかし、一般的に用い
られるＤＱＰＳＫ等、多値差動位相変調のデータ変調に
対する遅延検波の際、ＳＡＷマッチドフィルタもしくは
ＳＡＷコンボルバ及びＳＡＷ遅延線等に必要とするイン
ピーダンス整合の素子のばらつきや、整合回路構成部品
の素子のばらつきによる位相誤差を無視できないという
問題があった。

【００２２】本発明は、上記問題点を解決することを課
題としてなされたものであり、位相誤差の発生しにくい
スペクトル拡散復調器を提供することを目的とする。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明は、データが複数
位相で位相変調され、かつ所定のスペクトル拡散符号に
よりスペクトル拡散されたスペクトル拡散信号を復調す
る復調器であって、弾性表面波を用い、受信信号と複数
の位相変調に対応する複数の位相のスペクトル拡散符号
との相関をそれぞれ検出する相関器を有し、得られた複
数の相関出力に基づいて、位相変調されたデータを復調
し、データを再生することを特徴とする。

【００２４】また、本発明は、データが互いに９０゜ず
つ位相の異なる４位相で位相変調され、かつ所定のスペ
クトル拡散符号によりスペクトル拡散されたスペクトル
拡散信号を復調する復調器であって、弾性表面波を用
い、受信信号と４位相変調に対応する４位相のスペクト
ル拡散符号との相関をそれぞれ検出する相関器と、得ら
れた４つの相関出力について、それぞれ検波する検波器
と、この検波器の４つの出力の互いに１８０゜位相が異
なる対角成分同士の差信号を求める減算器と、この減算
器により得られる２つの差信号の和及び差を求める加算
器及び減算器と、得られた差信号の和及び差にそれぞれ
現れる相関ピークの信号レベルを指標としてデータを判
定する判定手段と、を有することを特徴とする。

【００２５】また、本発明に係るスペクトル拡散通信装
置は、上述のようなスペクトル拡散復調器を使用するこ
とを特徴とする。

【００２６】ここで、まず変調方式として差動化２値位
相変調（ＤＢＰＳＫ）を用い、この変調を受けたスペク
トル拡散信号の受信信号について、ミキサーを用いずに
データ復調を行う手法について説明する。

【００２７】ＤＢＰＳＫでデータ位相変調された信号を
さらに、データ１ビット当り符号長１３のＢａｒｋｅｒ
符号でスペクトル拡散する場合について示す。ここで、
Ｂａｒｋｅｒ符号は系列長に短い符号でありながら自己
相関特性が良好で、拡散率の低い（短い符号長で拡散す
る）場合のスペクトル拡散符号に適する。ミキサーを用
いない本方法は、データ“０”もしくは“１”に対応し
た差動化データ変調に従い２ビット長の時間での相関を
とることでデータ“０”もしくは“１”の判定を行う。
符号として用いる符号長１３のＢａｒｋｅｒ系列をａ
（ｎ）；ｎ＝１，２，…，１３と表したとき、データを
符号間の差動化として、 データ“０”： ａ（ｎ＋13）＝ａ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…,13 データ“１”： ａ（ｎ＋13）＝−ａ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…,13 と表す。そこで、次の系列ｂ"0" （ｎ）およびｂ"1"
（ｎ）に対する相関を同時に調べ、相関出力の大きい方
をデータとして採用し、ＳＳ復調およびデータ再生を同
時に行う。

【００２８】 データ“０”：ｂ"0" （ｎ）＝ａ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…,13 ＝ａ（ｎ−13） ；ｎ＝14,15,…,26 データ“１”：ｂ"1" （ｎ）＝ａ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…,13 ＝−ａ（ｎ−13）；ｎ＝14,15,…,26 ここで、入力信号の符号列をｓ（ｎ）としたとき、 ｓ（ｎ）＝ ａ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…,13 ＝ ａ（ｎ−13）ｏｒ −ａ（ｎ−13） ；ｎ＝14,15,…,26 ＝ ａ（ｎ−26）ｏｒ −ａ（ｎ−26） ；ｎ＝27,28,…,39 ＝ ａ（ｎ−39）ｏｒ −ａ（ｎ−39） ；ｎ＝40,41,…,52 ＝ ・・・ ； ・・・ と表わすならば、データ判定点ｎ＝１，１４，２７，…
…，１３ｍ＋１（ｍ整数）において、ｂ"0" もしくは
ｂ"1" の相関器の出力は２６となり、逆側は必ず０とな
る。また、ｎ＝１，１４，２７，…，１３ｍ＋１（ｍ整
数）において０，１，２となる。

【００２９】ここで、ｄ（ｎ）を、 ｄ（ｎ）＝ｂ"1" （ｎ）−ｂ"0" （ｎ） （５） として定義して求めることにより、 ｄ（ｎ）＝ ±26 ；ｎ＝１，14，,13 ｍ＋１ ＝ ０，±１ｏｒ±２ ；ｎ＝１，14，,13 ｍ＋１ となり、ｄ（ｎ）よりデータ再生が可能である。即ち、
ｎ＝１，１４，…，１３ｍ＋１（ｍ整数）において、ｄ
（ｎ）が、０，±１または±２から、急に±２６となる
ことから、データ判定時刻の検出は容易であり、±２６
の時データ“１”、−２６の時“０”と判定すればよ
い。

【００３０】しかし、同様な手法で差動４値位相変調
（ＤＱＰＳＫ）でデータ変調された場合を考えると、デ
ータ２ビット１組として、４値“００”，“０１”，
“１１”および“１０”を、 データ“００”：ｐ（ｎ＋13）＝ｅ[j0 π/2] ｐ（ｎ）；ｎ＝１，２，…13 データ“０１”：ｐ（ｎ＋13）＝ｅ[j1 π/2] ｐ（ｎ）；ｎ＝１，２，…13 データ“１１”：ｐ（ｎ＋13）＝ｅ[j2 π/2] ｐ（ｎ）；ｎ＝１，２，…13 データ“１０”：ｐ（ｎ＋13）＝ｅ[j3 π/2] ｐ（ｎ）；ｎ＝１，２，…13 と表す。そこで、次の系列ｑ"00"（ｎ）、ｑ"01"
（ｎ）、ｑ"11"（ｎ）、およびＱ"10"（ｎ）についての
相関を同時に調べる。

【００３１】 データ“００”：ｑ"00"（ｎ）＝ｐ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…，13 ＝ｅ[j0 π/2] ｐ（ｎ−13）；ｎ＝14,15,…，26 データ“０１”：ｑ"01"（ｎ）＝ｐ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…，13 ＝ｅ[j1 π/2] ｐ（ｎ−13）；ｎ＝14,15,…，26 データ“１１”：ｑ"11"（ｎ）＝ｐ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…，13 ＝ｅ[j2 π/2] ｐ（ｎ−13）；ｎ＝14,15,…，26 データ“１０”：ｑ"10"（ｎ）＝ｐ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…，13 ＝ｅ[j3 π/2] ｐ（ｎ−13）；ｎ＝14,15,…，26 ここで、入力信号の符号列をｓ（ｎ）としたとき、 ｓ（ｎ）＝ｐ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…，13 ＝ ｅj(l1) π/2 ｐ（ｎ−13） ；ｎ＝14，15，…，26 ＝ ｅj(l2) π/2 ｐ（ｎ−26） ；ｎ＝27，28，…，39 ＝ … ； … ＝ ｅj(lm) π/2 ｐ（ｎ−13＊ｍ）；ｎ＝13ｍ＋１，13ｍ＋２，… ， 13ｍ＋13 とし、ｌｍは２ビット分に対応し、ｌｍ＝０，１，２，
３（ｍ整数）と表すならば、データ判定点ｎ＝１，１
４，…，１３（ｍ−１）＋１において、ｑ"00"、ｑ"0
1"、ｑ"11"もしくはｑ"10"の相関器のいずれかの出力は
２６となり、逆相の相関器の出力は零となる。

【００３２】また、データ判定点以外、即ちｎ＝１，１
４，…，１３（ｍ−１）＋１において相関出力は絶対値
が２以下となるため容易にデータ判定点を検出でき、有
効に思える。しかし、この差動データと位相が直交する
相関器の相関出力は２６／√２・ｅ[ ±j π/4] となる
ため、雑音が大きく低Ｓ／Ｎの時、データと一致する相
関出力と、これと直交する位相との相関出力のレベル差
は減少し、場合によって反転する。この時、データ誤り
を引き起こすという問題点がある。そこで、一致する相
関出力と、これと直交する相関出力を容易に分離する方
法を示す。

【００３３】即ち、４つの相関出力をそれぞれ検波し、 ｄ１（ｎ）＝｜ｂ"11"（ｎ）｜−｜ｂ"00"（ｎ）｜ （６） ｄ２（ｎ）＝｜ｂ"10"（ｎ）｜−｜ｂ"01"（ｎ）｜ （７） を求め、更に、 ｅ１（ｎ）＝ｄ１（ｎ）＋ｄ２（ｎ） （８） ｅ２（ｎ）＝ｄ１（ｎ）−ｄ２（ｎ） （９） を求めると、ｅ1 （ｎ）およびｅ2 （ｎ）はデータ判定
点において、±５２、また、判定点以外でこの絶対値が
４を越えない。そこで、 データ“００”：ｅ1 （ｎ）＝−52 ：ｅ2 （ｎ）＝−52 （１０） データ“０１”：ｅ1 （ｎ）＝−52 ：ｅ2 （ｎ）＝＋52 （１１） データ“１１”：ｅ1 （ｎ）＝＋52 ：ｅ2 （ｎ）＝＋52 （１２） データ“１０”：ｅ1 （ｎ）＝＋52 ：ｅ2 （ｎ）＝−52 （１３） なる関係を用いて、データ判定することが可能となる。

【００３４】以上説明した様に、４つの相関出力をそれ
ぞれ検波した後、処理を行うため浮遊容量、整合回路等
による位相誤差が生じても、相関出力各々の検波出力を
利用するため、相互間の位相誤差の問題を生じない。ま
た、データ判定点以外において出力レベルの絶対値は４
を越えず小さく、データ判定点においては±５２とデー
タ判定点以外と比較して絶対値が大きく、しかも、デー
タに対応した２値のみを取り、中間レベルの出力を生じ
ない。以上より、雑音が大きく低Ｓ／Ｎ環境においての
受信時にデータ誤りを生じにくい特性を持つ。

【００３５】

【発明の実施の形態】図１に本発明に関する一例を示
す。受信信号は、相関器１０に入力される。この相関器
１０は、ＳＡＷマッチドフィルタ、ＳＡＷコンボルバ等
よりなる相関器で、９０゜ずつ異なる４つの位相の予め
定められた参照符号に対し、それぞれ相関をとり、４つ
の相関出力ｂ"00"，ｂ"01"，ｂ"11"，ｂ"10"を得る。こ
の４つの相関出力は、４つの差動位相"00"，"01"，"1
1"，"10"に対応する。４つの相関出力は、４つの検波器
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄに入力され、ここで、
それぞれ検波されて、絶対値についての信号（検波出
力）｜ｂ"00"（ｎ）｜、｜ｂ"01"（ｎ）｜、｜ｂ"11"
（ｎ）｜、｜ｂ"10"（ｎ）｜になる。

【００３６】検波出力の互いに１８０゜位相が異なる対
角成分同士が、それぞれ減算器１４ａ，１４ｂに入力さ
れ、２つの差信号ｄ１（ｎ），ｄ２（ｎ）が得られる
（上記（６）式、（７）式参照）。そして、得られた差
信号ｄ１（ｎ），ｄ２（ｎ）は、それぞれ加算器１６、
減算器１８に入力され、ここで差信号についての和及び
差であるデータ判定信号ｅ１（ｎ）及び差ｅ２（ｎ）が
得られる（上記（８）式、 （９）式参照）。

【００３７】このデータ判定信号ｅ１（ｎ）およびｅ２
（ｎ）は、クロック再生回路２０に供給され、クロック
再生回路２０は、供給される２つのデータ判定信号の変
化状態からクロックを再生し、これをデータ判定回路２
２に供給する。データ判定回路２２は、クロック再生回
路２０で再生されたクロックに同期して、入力されるデ
ータ判定信号ｅ１（ｎ），ｅ２（ｎ）をサンプリングし
てデータ再生を行う。すなわち、データ判定信号ｅ１
（ｎ），ｅ２（ｎ）の値から、上述の式（１０）〜式
（１３）に基づいて、データが"00"，"01"，"11"，"10"
が再生され、これが２ビットの信号として出力される。

【００３８】ここで、データ判定の変数であるｅ１
（ｎ）、ｅ２（ｎ）は、ｄ１（ｎ）、ｄ２（ｎ）より求
めず、ｂ"00"（ｎ）、ｂ"01"（ｎ）、ｂ"11"（ｎ）、お
よびｂ"10"（ｎ）より直接求めてもよい。また、図にお
いてクロック再生はデータ判定信号より行っているが、
検波後のどの段階の信号を用いてクロック再生してもか
まわない。

【００３９】以上の説明は符号長１３のＢａｒｋｅｒ符
号によりスペクトル拡散される例を示したが、その他の
Ｂａｒｋｅｒ符号、疑似ランダム（ＰＮ）符号、Ｇｏｌ
ｄ符号等によるスペクトル拡散信号の場合においても同
様の結果が得られる。

【００４０】また、本実施形態では、データ変調がＤＱ
ＰＳＫの場合について示したが、変調方式が、１つ前の
データの位相に対してπ／４シフトしているπ／４シフ
トＱＰＳＫに関しても、信号に対応する相関器のｑ"00"
（ｎ）、ｑ"01"（ｎ）、ｑ"11"（ｎ）、およびｑ"10"
（ｎ）をπ／４シフト信号に対応して データ“００”：ｑ´"00"（ｎ） ＝ｐ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…，13 ＝ｅ[j0 π/2+jπ/4] ｐ（ｎ−13） ；ｎ＝14,15,…，26 データ“０１”：ｑ´"01"（ｎ） ＝ｐ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…，13 ＝ｅ[j1 π/2+jπ/4] ｐ（ｎ−13）；ｎ＝14,15,…，26 データ“１１”：ｑ´"11"（ｎ） ＝ｐ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…，13 ＝ｅ[j2 π/2+jπ/4] ｐ（ｎ−13）；ｎ＝14,15,…，26 データ“１０”：ｑ´"10"（ｎ） ＝ｐ（ｎ） ；ｎ＝1,2,…，13 ＝ｅ[j3 π/2+jπ/4] ｐ（ｎ−13）；ｎ＝14,15,…，26 として、図１と同様の処理を行えば同様の結果が得られ
る。

【００４１】ここで、上記相関器は４出力必要であるが
ＳＡＷマッチドフィルタ等を用いるならば、１枚の圧電
基板上に同時に形成でき比較的コンパクトにでき、民生
用途に要求される小型軽量性に適合する。また、この１
つの圧電基板上に形成することにより、４つの相関出力
間のばらつきを緩和する長所も生じる。

【００４２】

【発明の効果】以上説明したように、４つの相関出力を
それぞれ検波した後、処理を行うため浮遊容量、整合回
路等による位相誤差が生じても、相関出力各々の検波出
力を利用するため、相互間の位相誤差の問題を生じな
い。また、データ判定点以外において出力レベルの絶対
値は４を越えず小さく、データ判定点においては±５２
とデータ判定点以外と比較して絶対値が大きく、しか
も、データに対応した２値のみを取り、中間レベルの出
力を生じない。以上より、本発明に係るスペクトル拡散
復調器によれば、雑音の存在下、特に低Ｓ／Ｎ環境にお
いての受信時にデータ誤りを生じにくい特性を持つこと
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 実施形態の構成を示すブロック図である。

【図２】 従来例の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０ 相関器、１２ａ，１２ｂ，１２ｃ，１２ｄ 検波
器、１４ａ，１４ｂ減算器、１６ 加算器、１８ 減算
器、２０ クロック再生回路、２２ データ判定回路。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−316074（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−221670（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−7456（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−214399（ＪＰ，Ａ) 竹内嘉彦（外３名），ＳＡＷ素子を用 いた無線ＬＡＮ用ＳＳ復調器，電子情報 通信学会技術研究報告，1994年６月23 日，Ｖｏｌ．94 Ｎｏ．112，ｐ．７− 12，ＳＳＴ94−19 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 データが互いに９０゜ずつ位相の異なる
   ４位相で位相変調され、かつ所定のスペクトル拡散符号
   によりスペクトル拡散されたスペクトル拡散信号を復調
   する復調器であって、 弾性表面波を用い、受信信号と４位相変調に対応する４
   位相のスペクトル拡散符号との相関をそれぞれ検出する
   相関器と、 得られた４つの相関出力について、それぞれ検波する検
   波器と、 この検波器の４つの出力の互いに１８０゜位相が異なる
   対角成分同士の差信号を求める減算器と、 この減算器により得られる２つの差信号の和及び差を求
   める加算器及び減算器と、 得られた差信号の和及び差にそれぞれ現れる相関ピーク
   の信号レベルを指標としてデータを判定する判定手段
   と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散復調器。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のスペクトル拡散復調器
   を使用することを特徴とするスペクトル拡散通信装置。