JPH03166833A - スペクトル拡散変調復調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はスペクトル拡散変調復調方式に係り、特に、任
意の伝送手段又は記録再生媒体を，介して得られたスペ
クトル拡散信号中に含まれる干渉波や雑音等を、復調測
において、比較的簡単な構戒で良好に抑圧し得る、干渉
抑圧型のスペクトル拡散変調復調方式に関する。

〔技術的背景〕

スペクトル拡散（Ｓｐｒｅａｄ　Ｓｐｅｃｔｒｕｍ　：
以下“ｓｓ”とも記載する）変調復調方式とは、変調測
では情報信号等を広帯域の雑音状の拡散符号により拡散
変調して、非常に広い周波数−ｉｌＦ域に拡散すると共
に、復調側では変調測で使用する拡散符号と等価な拡散
符号で逆拡散する方式である。かかる変調復調方式を用
いて通信を行なうＳＳ通信方式は、秘匿性（秘話性）が
非常に高く、外部干渉や雑音，故意の妨害に強く、従来
システムと共存でき、しかも微弱な電力で送信でき、更
に、疑似雑音符号を変えることにより、同一周波数帯域
内に多重できる等々多くの特長がある。これらの特長が
再認識されて、現在では単に通信機器分野にとどまらず
各分野での応用が進んでおり、民生機器への展開も始ま
りつつある。

かかるＳＳ通信方式を含むＳＳ変調復調方式では拡散復
調により干渉波を拡散する一方、信号を狭帯域化するこ
とにより干渉軽減を行なっている。

拡散復調後のＤＮ比（１ビット当りの信号電力対干渉電
力密度比）Ｅｂ／Ｎｏは、 （Ｅ　　ｂ　　／　Ｎｏ　　）　　−’　　＝Ｒ　　（
Ｃ／Ｎｏ　　）　　−’＋　（Ｃ／　Ｉ　）　−’／Ｐ
　ｇ・・・・・・・・・・・・（１）但し、Ｒ：ビヅト
レート，Ｐｇ：処理利得Ｃ／Ｉ：搬送波対干渉波電力比 で表わされる．Ｐｇが十分大きければ、干渉波の影響は
雑音（ノイズ）の影響に比較して無視でき、干渉波が無
視できる場合には、ＳＳ信号を同一周波数帯で多重化し
て使用しても、ＳＳ通信方式の伝送効率の差はそれほど
無い．一方、雑音より干渉波の影響が支配的となると、
使用チャンネル数や伝送容量が干渉量により制限される
ため、ＳＳ通信方式の欠点として伝送効率が著しく劣化
する。

かかる干渉波の影響が支配的となる状況は、ＳＳ通信方
式を地上無線に適用した場合の“遠近問題”や衛星通信
のＳ　Ｓ　Ｍ　Ａ　（　Ｓｐｒｅａｄ　ＳｐｅＣｔｒｕ
ｌＨｕｌｔｉ−ｐｌｅ　Ａｃｃｅｓｓ，非同期の多元接
続が可能な通信方式）において多数局が多元接続した場
合、あるいはＳＳ信号と他の通信信号とのチャンネル共
用伝送等で顕著となる。

干渉を軽減させるためには、処理利得を更に増加させる
のも有効であるが、拡散帯域を拡大すると、帯域制限の
問題や初期補足の困難さ等が増加するため、無制限に処
理利得を増加できない。従って、干渉軽減が別の手段で
可能であれば、ＳＳ通信方式の干渉軽減と併用した方が
効果的である。

〔従来の技術〕

ＳＳ通信方式には上記の如く大きな干渉軽減能力がある
ので、他の通信方式や同じＳＳ通借方式との間で周波数
帯域の共用が可能である。しかるに同一周波数を共用す
ると、本質的に相互干渉を避けられないので、他の局か
らの信号電力が非常に大きくなれば、ＳＳ通信方式にお
いても干渉波により性能が劣化してしまう．そこで、自
局のＳＳ信号電力を増加させるとその信号の品質は向上
するが、他の信号に対する干渉が無視できなくなる。こ
のような環境下で、干渉軽減を実現しようとして、今迄
にいくつかの技術提案がなされている． 例えば、チャンネル共用伝送される信号が相互に干渉と
なる場合を想定し、干渉波が狭帯域信号のような特殊な
信号の場合には、Ｇ．Ｃ．　Ｌ　ｉｕ等により１９７９
年にＮＴＣ　Ｒｅｃｏｒｄ　ｐｌ５　〜ｐｌ６にて報告
されたＢＥＦ　（帯域除去ｌ波器〉により除去する技術
や、Ｈ．Ｊ．　Ｂ　ｒｕｖｉｅｒによりＩＥＥＥ　Ｔｒ
ａｎｓ．ｖｏｌ．Ｃｏｍ−２６，Ｎｏ．２にて報告され
た狭帯域干渉波除去器により除去する技術がある。一方
、広帯域干渉波の場合は、並木淳治氏より「コチャンネ
ルＦＭ干渉除去技術」において、干渉を除去する技術の
提案が昭和５５年になされている． 以下、従来の代表的なＳＳ干渉波除去方式について、図
面を参照し乍ら具体的に説明する．第５図は従来方式を
実現し得るＳＳ変調復調装置の概略ブロック図であり、
同図（Ａ）が変調部、（Ｂ）が復調部である．また、第
６図（＾）〜（Ｆ）は各部の動作説明用周波数スペクト
ル図である．変調部においては、入力端子Ｉｎ＋より、
第６図（Ａ）のような、直流成分を含む低い周波数帯域
のスペクトルを有する情報信号Ｄ（ｄ（ｔ））が乗算器
２に供給される．この乗算器２には、エンベロープが同
図（Ｂ）の如きスペクトル（メインローブのみ）を有す
る拡散符号信号Ｐ　（ｔ）（以下単に“Ｐ″とも記す｝
が拡散符号発生回路（ＰＮＧ）　８から常時供給されて
いるので、ここで情報信号Ｄは拡散変調され、更に次段
のＬＰＦＩＩにて拡散符号のサイドローブを除去されて
、エンベロープが同図（Ｃ）のような周波数特性の拡散
変調波Ｉ）ｓｓとなる．この拡散変調波Ｉ）ｓｓは出力
端子Ｏｕｔ＋を介して、例えばアンテナ（図示せず）よ
り出力（送信）される．なお、ＬＰＦＩＩの３１！断周
波数は、夕ロックパルスＳＣ（ｔ）の１ビット時間長を
Ｔｏとした場合、１／Ｔ．の値に設定される．これは、
拡散符号発生回路９にて生成されるＳＳ信号のメインロ
ーブの上端の周波数に相当するものであり、例えばＴｏ
＝１μｓｅｃの場合にはＩ　ＭＨＺとなる．なお、復調
部のＬＰＦ１　２の通過特性もこのＬＰＦＩＩと同じで
あるが、ＬＰＦ１　３は、ほぼ情報信号Ｄの周波数帯域
のみを通過させる特性を有している．次に、復調部の構
成及び機能．動作について説明する。例えばアンテナ（
図示せず）により受信，検波され、ＬＰＦ１　２にてメ
インローブ以外の不要な高域成分を除去された信号は、
本来第６図（Ｃ）と同じ拡散変調波Ｉ）ａｓのみの筈で
あるが、伝送媒体２１を通過中に様々なノイズが混入す
ることが多く、時には第６図（０）に示されるような、
かなり大レベルの干渉波（妨害波）Ｕが混入する場合も
ある。従って、乗算器３において、拡散符号発生回８＠
９からの拡散符号信号Ｐ（変調部の拡散符号発生回路８
の拡散符号信号と同期している）によって逆拡散すると
、逆拡散信号ｅには、同図（Ｅ）図示の如く、所望の復
調情報信号Ｄの他に、拡散された妨害波（ＳＳ干渉波）
ＵＳ３等が含まれてくる。そこで、狭帯域特性（例えば
遮断周波数ｆｃ＋＝５κＨｚ）のＬＰＦ１３を通すこと
により、復調情報信号（情報データ）Ｄ以外の不要な高
城成分を除去しているが、拡散妨害波の低域成分ＵもＬ
ＰＦ１３を通過するので、これによりＤＮ比の向上に限
界が生じてしまう｛同図（Ｄ参照｝．かかる拡散妨害波
成分やノイズ成分を更に抑圧しようとする従来技術とし
て、例えば第７図（Ａ）に示すような回路もある．これ
は、上記第６図（Ｅ）の如き逆拡散信号ｅを、ＳＳ復調
器（３３　０ＥＮ）４　２にて再び乗算して干渉波成分
Ｕを復元し、狭帯域枦波器（Ｎ．Ｂ　ＢＰＦ）　４　３
によりＳＮ比を高めてから、拡散変調器（ＳＳ　８００
）４　４にて再び拡散変調してＳＳ干渉波を再生し、減
算器３１の負入力端子に供給する．一方、遅延回路４１
等により入力信号の位相と振幅を再生ＳＳ干渉波に合せ
た後、減算器３１の正入力端子に供給し、入力信号から
ＳＳ干渉波を減算することにより、干渉波の抑圧を行な
っている（ＳＳ干渉信号再生型）． なお、枦波器４３の代りに、第７図（Ｂ）に示すような
狭帯域消去フィルタ（Ｎ．Ｂ　ＢＥＦ）　４　５を使用
して、逆拡散復調器４２による拡散復調後にＳＳ復調信
号を除去し、その信号を再び拡散変騎して所望の信号を
再生する方式（ＳＳ復調信号除去型）もある． かかる従来のＳＳ通信方式の復調部における逆拡散（干
渉波抑圧）特性（ノイズリダクション特性）を、第４図
の曲線（ず）に示す． 〔発明が解決しようとする課題〕 かかる従来のＳＳ通信方式やＳＳ干渉波除去方式には、
次のような問題点がある。

（１）復調された情報信号の中に、第６図（Ｆ）にも見
られたようなノイズ戒分が残ってしまう．■第５図，第
７図示の従来方式のものは、既知のＳＳ干渉′波に限っ
て有効であり、ランダムノイズや未知のＳＳ干渉波には
殆ど対処できない。

■複数の既知のＳＳ干渉波に対処しようとすると、複数
の逆拡散復調器，互いに通過帯域が異なる複数の狭帯域
枦波器，複数の拡散変調器によるループ，及び加算器が
必要となり、構成がかなり複雑となって、コストも上昇
する． 〔課題を解決するための手段〕 本発明のスペクトル拡散変調復調方式は、変調部には入
力情報信号を第１の拡散符号発生回路からの拡散符号を
乗算することにより拡散変調してスペクトル拡散信号を
出力する第１の乗算器を備えると共に、復調部には任意
の伝送手段又は記録再生媒体を介して得られたスペクト
ル拡散信号を第２の拡散符号発生回路からの拡散符号に
より逆拡散を行なう逆拡散回路部を備えて変調及び復調
を行なうスペクトル拡散変調復調方式であり、上記逆拡
散回路部を、上記任意の伝送手段又は記録再生媒体を介
して得られたスペクトル拡散信号に拡散符号を乗算する
ことにより逆拡散を行なう第２の乗算器と、この乗算器
により逆拡散された信号中より復調情報信号を除去する
第１の高域ろ波器と、この高域ろ波器の出力に上記拡散
符号を乗算する第３の乗算器と、上記スペクトル拡散信
号のメインローブがエネルギー的に略半分となる箇所の
周波数と同じ値の遮断周波数を有する第２の高域枦波器
と、上記第３の乗算器の出力をこの高域ろ波器に通すこ
とにより得られた信号に．上記拡散符号又は第２の高域
ろ波器と同じ通過特性を有する第３の高城Ｖ波器を通過
した拡散符号を乗算する第４の乗算器と、この乗算器出
力を所定量増幅する増幅器と、この増幅器の出力と上記
第２の乗算器出力とを加算する加算器と、この加算器の
出力信号中の不要な高域成分を除去して前記復調情報信
号のみを通過させる低域枦波器とを備えて変調及び復調
を行なうことにより、上記課題を解決したものである． 〔実施例〕 以下、本発明のスペクトル拡散変調復調方式の具体例に
ついて、図面を参照し乍ら説明する．第１図は、本発明
方式を実現し得るＳＳ変調復調装置１の概略ブロック図
であり、この図において、変調部１０等、第５図に示し
た従来装置と同一構或箇所には同一符号を付して、その
詳細な説明は省略する。なお、この変調部１０と復調部
２０とを一体的に構戒し、移動式電話等の通信装置とし
て使用すると便利である． 復調部２０の構戒は、ＬＰＦ１２及び拡散符号発生回路
９の他に逆拡散回路部１７等を備え、これらを第１図示
の如く接続して形成されている。

なお、拡散符号発生回路８及び９は、夫々入力端子Ｉｎ
　２　＃　Ｉｎ　４より互いに等しい周波数のクロック
パルスＳ。（１）を入力し、これを基に互いに等価な拡
散符号Ｐ（ｔＨ通常は擬似雑音符号｝を発生するよう設
計されている．また、変調部１０と復調部２０の間に介
在する伝送・記録再生の媒体（以下単に「伝送媒体」と
も記述する）２４は、本発明方式を通信装置に応用した
場合には空中等となり、記録再生装置に応用した場合に
は、装置を横成する諸回路や磁気テープ等の記録媒体と
なる。

第２図は逆拡散回路部１７の第１実施例の具体的襦成を
示すブロック図である。この図から明白なように、逆拡
散回路部１７は、３つの乗算器３〜５，ＬＰＦ１３，ア
ンプ（増幅器）１５，加算器１４，及び高域枦波器（Ｈ
ＰＦ）２１．２２等を備え、これらを第２図示の如く接
続して構成される．ＨＰＦ２１　（Ｆ＋）は、乗算器３
にて逆拡散された信号の中から、復調・靖報信号Ｄを除
去するためのＨＰＦであり、その遮断周波数チ。１は、
例えば５　ｋＨｚに設定される．また、ＨＰＦ２２の遮
断周波数ｆｃ２は、クロックパルスＳ　ｃ（　ｔ）の１
ビット時間長をＴｏとした場合、ｆｃ２与１／３Ｔｏの
値に設定される。これは、拡散符号発生回路９にて？成
されるＳＳ信号のメインローブがエネルギー的に略２分
される箇所の周波数に相当するものであり、例えばＴ　
■　＝　１　μｓｅｃ（１／Ｔ　ｏ　＝　Ｉ　ＨＨＺ）
とした場合、ｆｃ２？３１０κＨｚとなる．以下、この
ＳＳ変調復調装置（以下単に「装置」とも記載する）１
の具体的な動作について、本装置を通信機器に適用する
ものとして、第１図乃至第３図（各構成部分の出力信号
のスペクトル図）等を併せ参照し乍ら説明する．この場
合、伝送媒体２４は特に椙或されるものではなく、両ア
ンテナ間の空中となる．なお、送信側《変調部１０）の
構成及び動作は、第５図（Ａ）の従来装置と同じなので
、その説明を省略する． 受信側（復調部２０）において、アンテナ《図示せず｝
により受信，検波された信号は、本来前記第６図（Ｃ）
と同じく拡散変調波信号Ｉ）ｓａのみの筈であるが、伝
送媒体２４の通過中に様々なノイズが混入することが多
く、時には第３図（Ａ）に示されるような、かなり大レ
ベルの干渉波（妨害波〉Ｕが混入する場合もある．そこ
で、逆拡散回路部１７においては、以下のような復調動
作により、妨害波Ｕの抑圧，除去を行なっている，まず
、入力端子Ｉｎｓ（ＬＰＦ　１　２　）からの第３図（
＾）の如き信号ａに、入力端子Ｉｎｓ（ＰＮ０９）から
の拡散符号Ｐ｛Ｐ（ｔ））を第１の乗算器３にて乗算す
ることにより逆拡散し、同図（Ｂ）図示の如きスペクト
ルの信号ｂを得る．この信号ｂは復調情報信号Ｄと拡散
された妨害波ｔＪｓａとを含んでいる．かかる逆拡散信
号ｂをＨＰＦ２１に通すことにより復調情報信号Ｄを除
去するが、このとき拡散妨害波（ＳＳ干渉波）Ｕｓｓの
一部も除去されるので、同図（Ｃ）においてはＵｓｓ’
（信号Ｃ）と記している．この信号Ｃに第３の乗算器４
において拡散符号Ｐを乗算すると、干渉波Ｕ′が復調さ
れると共に、復調（逆拡散）されない洩れ（リーク）成
分４（位相的には負である）が生じる．この洩れ成分４
は、同図（Ｃ）において、両遮断周波数−ｆｃ＋〜ｆｃ
＋間にＳＳ干渉波ＬＪｓｓを相殺するような負のエネル
ギーを有する信号（これをＬとする）が存在していて、
その信号Ｌが拡散したものと見做すことができる．かか
る信号ｄを次段のＨＰＦ２２に通すと、絶対値で遮断周
波数ｆｃ２以下の周波数成分が除去されて、洩れ成分の
拡散信号ｌが、同図（Ｅ）図示のようにエネルギー的に
も半減された信号１’（ｅ）となる．この信号ｅに第４
の乗算器５において拡散符号Ｐを乗算すると、信号Ｌが
復調される．ところで、この信号Ｌのレベルは、ＳＳ干
渉波ＵＳＳのレベルの略半分となるが、これは拡散信号
ｌが上記ＨＰＦ２２を通過する時にエネルギーを半減さ
れた為である．そこで、レベルをＳＳ干渉波ＵＳＳのレ
ベルと同等になるよう次段のアンプ１５で増幅して信号
ｇ（同図（Ｇ）参照）を得、これに上記乗算器３の出力
ｂを、加算器１４にて加算，合成することにより、同図
（Ｈ）に示すような信号ｈが得られる．この信号ｈをＬ
ＰＦ（３１！断周波数＝ｆｃｔＨ・３（Ｆ３）に通すこ
とにより、干渉波Ｕが略完全に除去された情報信号Ｄ（
同図（１）参照）が出力端子漏２に得られる． 本実施例の復調部２０《逆拡散回路部１７）における干
渉波抑圧特性を第４図の曲！！　（０）に示す．この図
から明らかなように、遮断周波数ｆｃ２以下において、
干渉波（又はノイズ）の周波数成分が低域にあるほど、
従来方式（曲線（イ））に比べて干渉波抑圧特性が優れ
ていることがわかる．次に、逆拡散回路部の第２実施例
について、第８図のブロック図と共に説明する．この図
において、第２図に示した第１実施例回路部１７と同一
構成個所には同一符号を付してその詳細な説明を省略す
る．この第２実施例回路部１８における第１実施例１７
との主な相違点は、乗算器５を加算器１４とＬＰＦ１３
との間に配置した点、及び加算器１４の一方の入力端子
に供給する信号を入力端子Ｉｎｓ（ＬＰＦ１２）から取
るようにした点にある．その他の構成及び各構成要素の
特性は変わらないが、接続が相違したことにより、信号
処理に一部異る点があるので、以下第９図等を併せ参照
し乍ら、第２実施例回路部１８の動作について説明する
． 第９図（Ａ）は入力端子ＩＴＬ５を介して乗算器３及び
加算器１４に供給される信号ａである．この信号ａに拡
散符号Ｐを乗算器３において乗算することにより逆拡散
し、同図（Ｂ）図示の如きスペクトルの信号ｂを得た後
、ＨＰＦ２　１に通すことにより復調情報信号Ｄを除去
する。このとき拡散妨害波（３３干渉波）Ｕｓｓの一部
も除去されて、同図（Ｃ）の如＜Ｕａｓ’（信号Ｃ）と
なり、この信号Ｃに乗算器４において拡散符号Ｐを乗算
することにより干渉波Ｕ′を復調する。この干渉波Ｕ′
及び復調されない洩れ成分ｌ（逆位相なので破線で示し
ている〉のうちの低域成分を次段のＨＰＦ２２（遮断周
波数チ。２）に通すことにより除去して、洩れ成分の拡
散信号４が同図（Ｅ）図示の如くエネルギー的に半減さ
れた信号Ｊ’（ｅ）を得る。この信号ｅのレベルを、上
記ＳＳ干渉波ＵＳＳのレベルと同等になるよう次段のア
ンブ１５で増幅（約２倍）して信号１（同図（Ｇ）参照
）を得、これに上記ＬＰＦ１２の出力ａを、加算器１４
にて加算，合成することにより、同図（Ｇ）に示すよう
な信号ｇを得、更に第４の乗算器５において拡散符号Ｐ
を乗算すると、ＳＳ信号Ｉ）ｓａが逆拡散されて復調さ
れる。同時に干渉波Ｕも乗算により拡散されるが同図（
Ｂ）に示したような信号ｔｏｓｓとはならず、上記ＨＰ
Ｆ２２乃至アンプ１５での信号処理によって作られた信
号２１′が、遮断周波数一チ。Ｉ〜ｆｃｔ間に逆相の信
号として復調されるので、同図（Ｈ）に示すように周波
数−ｆｃ１〜ｆｃｔ間の戒分が低減除去されたＳＳ干渉
波信号ｕ　ｓｓ　”となる．この信号Ｕｓｓ″は上記第
１実施例同様ＬＰＦ１３にて略完全に除去されて、情報
信号Ｄ（同図（Ｉ）＃照）のみが出力端子漏２に得られ
る。

なお、本実施例の逆拡散回路部１８における干渉波抑圧
特性は、上記第１実施例と略同様に第４図の曲線（口）
となる。

次に、逆拡散回路部の第３実施例について、第１０図の
ブロック図と共に説明する。この図において、第２図及
び第８図に示した第１，第８実施例回路部１７．１８と
同一構成個所には同一符号を付してその詳細な説明を省
略する．この第３実施例回路部１９は、第１実施例回路
部１７の構成において、乗算器５と入力端子Ｉｎｓとの
間に、ＨＰＦ２２と同じ通過特性を有するＨＰＦ２３を
挿入した所に特徴がある．即ち、ＨＰＦ２３は遮断周波
数がｆｃｚｃ例えば３１０ＫＨＺ）の高城ｐ波器であり
、これによって入力端子Ｉｎｓ（　Ｐ　Ｎ　０　９　）
からの拡散符号信号Ｐを、第１１図（Ｆ）に示すように
周波数ｆｃ２以下の成分を除去した信号Ｐ′とした後、
乗算器５に供給している， 第３実施例＠路部１９におけるＨＰＦ２３の挿入以外の
構成や信号処理は、夫々第２図と第１０図，及び第３図
と第１１図を見比べると明らかなように、前記第１実施
例回路部１７の構或及び信号処理と同じなので、以下詳
細な説明を省略する。

なお、このＨＰＦ２３を挿入したことによる特長は、乗
算器５に供給される拡散符号信号Ｐ′の周波数帯域が、
第１１図ｆＥ），　（Ｆ）から分るように、洩れ戒分の
拡散信号ｌ′の周波数帯域の絶対値と同じなので、位相
まわりの関係上、乗算器５における乗算動作の際の歪の
発生がかなり抑制されて、その結果逆拡散回路部１９に
おける干渉波抑圧特性が、周波数ｆｃ２付近で上記第１
，第２実施例よりも更に改善され、第４図の曲線（ハ）
のようになる．以上の説明においては、端子Ｉｎ＋に供
給される入力信号は情報信号Ｄとしたが、これに限らず
他の信号（例えばＦＭ変調やＰＳＫ変調されたデータ）
でも良い．更に、本発明のＳＳ変調復調方式を通信機器
に適用するものとして説明したが、これに限らず、例え
ば記録再生装置に応用しても良い。

〔効　果〕

本発明のスペクトル拡散変調復調方式は以上のように構
成したので、従来方式に比べて構成が非常に簡単になり
、しかもかなり大レベルの干渉波が混入してもこれを良
好に除去でき、ＣＷ信号（単一波）やランダムノイズ等
に対してもかなり抑圧効果があるという優れた特徴を有
している．

【図面の簡単な説明】

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）変調部と復調部の双方に等価な拡散符号を生成し
   出力する第１、第２の拡散符号発生回路を夫々有し、上
   記変調部には入力情報信号を該第１の拡散符号発生回路
   からの拡散符号を乗算することにより拡散変調してスペ
   クトル拡散信号を出力する第１の乗算器を備え、上記復
   調部には、任意の伝送手段又は記録再生媒体を介して得
   られたスペクトル拡散信号を上記第２の拡散符号発生回
   路からの拡散符号により逆拡散を行なう逆拡散回路部を
   備えて変調及び復調を行なうスペクトル拡散変調復調方
   式であって、 該逆拡散回路部を、上記スペクトル拡散信号に上記拡散
   符号を乗算することにより逆拡散を行なう第２の乗算器
   と、該第２の乗算器により逆拡散された信号中より復調
   情報信号を除去する第１の高域ろ波器と、この高域ろ波
   器の出力に上記拡散符号を乗算する第３の乗算器と、上
   記スペクトル拡散信号のメインローブがエネルギー的に
   略半分となる箇所の周波数と同じ値の遮断周波数を有す
   る第２の高域ろ波器と、上記第３の乗算器の出力を該第
   ２の高域ろ波器に通すことにより得られた信号に、上記
   拡散符号又は該第２の高域ろ波器と同じ通過特性を有す
   る第３の高域ろ波器を通過した拡散符号を乗算する第４
   の乗算器と、該第４の乗算器出力を所定量増幅する増幅
   器と、該増幅器の出力と上記第２の乗算器出力とを加算
   する加算器と、該加算器の出力信号中の不要な高域成分
   を除去して前記復調情報信号のみを通過させる低域ろ波
   器とを備えて変調及び復調を行なうことを特徴とするス
   ペクトル拡散変調復調方式。
2. （２）逆拡散回路部を、上記任意の伝送手段又は記録再
   生媒体を介して得られたスペクトル拡散信号に上記第２
   の拡散符号発生回路からの拡散符号を乗算することによ
   り逆拡散を行なう第２の乗算器と、該第２の乗算器によ
   り逆拡散された信号中より復調情報信号を除去する第１
   の高域ろ波器と、この高域ろ波器の出力に上記拡散符号
   を乗算する第３の乗算器と、上記スペクトル拡散信号の
   メインローブがエネルギー的に略半分となる箇所の周波
   数と同じ値の遮断周波数を有する第２の高域ろ波器と、
   上記第３の乗算器の出力を該第２の高域ろ波器に通すこ
   とにより得られた信号を所定量増幅する増幅器と、該増
   幅器の出力信号と上記スペクトル拡散信号とを加算する
   加算器と、該加算器の出力信号に上記拡散符号を乗算す
   る第４の乗算器と、該第４の乗算器の出力信号中の不要
   な高域成分を除去して前記復調情報信号のみを通過させ
   る低域ろ波器とを備えて変調及び復調を行なうことを特
   徴とするスペクトル拡散変調復調方式。