JP2659903B2 - Ｓａｗスペクトル拡散復調器 - Google Patents
Ｓａｗスペクトル拡散復調器Info
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
- H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
- H03H9/6406—Filters characterised by a particular frequency characteristic
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、弾性表面波（ＳＡＷ）
マッチドフィルタを用いてスペクトル拡散変調信号を復
調するＳＡＷスペクトル拡散復調器に関する。
マッチドフィルタを用いてスペクトル拡散変調信号を復
調するＳＡＷスペクトル拡散復調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散方式は、信号の秘匿性が
高くかつ他の信号源からの干渉に強い無線通信方式であ
る。スペクトル拡散方式としてはいくつかの方式が知ら
れているが、例えば直接変調方式においては、送信機に
搭載される符号変調器により送信信号が位相変調され、
受信機に搭載される符号復調器により受信信号が復調さ
れる。この変復調（スペクトル拡散変復調）の際に用い
られる符号は擬似雑音（ＰＮ）符号と呼ばれ、この符号
により変調を行うことで送信信号のスペクトル分布が拡
散する。従って、スペクトル拡散変調を施された送信信
号を他者が受信したとしても、この変調の際に用いたＰ
Ｎ符号を知らない限り復調することができない（信号の
秘匿性）。また、他の信号源から近接した帯域の無線信
号が発せられていても、スペクトルが拡散しているため
その干渉を受けにくい。
高くかつ他の信号源からの干渉に強い無線通信方式であ
る。スペクトル拡散方式としてはいくつかの方式が知ら
れているが、例えば直接変調方式においては、送信機に
搭載される符号変調器により送信信号が位相変調され、
受信機に搭載される符号復調器により受信信号が復調さ
れる。この変復調（スペクトル拡散変復調）の際に用い
られる符号は擬似雑音（ＰＮ）符号と呼ばれ、この符号
により変調を行うことで送信信号のスペクトル分布が拡
散する。従って、スペクトル拡散変調を施された送信信
号を他者が受信したとしても、この変調の際に用いたＰ
Ｎ符号を知らない限り復調することができない（信号の
秘匿性）。また、他の信号源から近接した帯域の無線信
号が発せられていても、スペクトルが拡散しているため
その干渉を受けにくい。
【０００３】スペクトル拡散方式の特質のうち信号の秘
匿性は、特に、情報の秘匿が重要な軍事関連通信機器に
おいて重視されている。さらに、この秘匿性に加え、干
渉に強いという特質は、事務所内に配設されるローカル
エリアネットワーク（ＬＡＮ）等、各種民生機器におい
て注目されている。第１に、近年では無線システムの高
周波化が進行しており、マルチパス干渉による受信信号
品質の劣化が大きな問題となっている。この問題は、干
渉に対して強いスペクトル拡散方式により緩和乃至解決
することができる。第２に、周波数資源を有効利用する
ため他の無線システムとの無線周波数共用化を実現しよ
うとする場合、送信信号のスペクトルを拡散させるスペ
クトル拡散方式が有効である。
匿性は、特に、情報の秘匿が重要な軍事関連通信機器に
おいて重視されている。さらに、この秘匿性に加え、干
渉に強いという特質は、事務所内に配設されるローカル
エリアネットワーク（ＬＡＮ）等、各種民生機器におい
て注目されている。第１に、近年では無線システムの高
周波化が進行しており、マルチパス干渉による受信信号
品質の劣化が大きな問題となっている。この問題は、干
渉に対して強いスペクトル拡散方式により緩和乃至解決
することができる。第２に、周波数資源を有効利用する
ため他の無線システムとの無線周波数共用化を実現しよ
うとする場合、送信信号のスペクトルを拡散させるスペ
クトル拡散方式が有効である。
【０００４】スペクトル拡散方式を実施するためには、
送信機に符号変調器（スペクトル拡散変調器）を、受信
機に符号復調器（スペクトル拡散復調器）を、それぞれ
搭載する必要がある。また、このスペクトル拡散変調器
における変調速度は送信すべき信号（データ）の伝送レ
ートに比べ高くしなければならない。さらに、受信機の
スペクトル拡散復調器による復調の速度は、送信機にお
ける変調速度同様、高速でなくてはならない。このよう
な高速処理が必要とされるため、スペクトル拡散変復調
に関連する部品については、データ変復調に関連する部
品以上の配慮が、設計者等に対して求められる。
送信機に符号変調器（スペクトル拡散変調器）を、受信
機に符号復調器（スペクトル拡散復調器）を、それぞれ
搭載する必要がある。また、このスペクトル拡散変調器
における変調速度は送信すべき信号（データ）の伝送レ
ートに比べ高くしなければならない。さらに、受信機の
スペクトル拡散復調器による復調の速度は、送信機にお
ける変調速度同様、高速でなくてはならない。このよう
な高速処理が必要とされるため、スペクトル拡散変復調
に関連する部品については、データ変復調に関連する部
品以上の配慮が、設計者等に対して求められる。
【０００５】さらに、スペクトル拡散復調器において
は、送信機において使用した符号との同期を獲得する必
要がある。同期を獲得する方法としては、例えば、同期
するまで復調を繰り返す方法や、同期獲得及びスペクト
ル拡散復調を並行して実行する方法がある。しかし、こ
れらの方法においては、同期獲得に時間を必要とすると
いう問題点や、受信機の構成が複雑となるという問題点
がある。
は、送信機において使用した符号との同期を獲得する必
要がある。同期を獲得する方法としては、例えば、同期
するまで復調を繰り返す方法や、同期獲得及びスペクト
ル拡散復調を並行して実行する方法がある。しかし、こ
れらの方法においては、同期獲得に時間を必要とすると
いう問題点や、受信機の構成が複雑となるという問題点
がある。
【０００６】この種の問題を発生させないスペクトル拡
散復調器としては、ＳＡＷコンボルバを用いた構成があ
る。すなわち、スペクトル拡散変調器において使用した
符号と同一の符号を時間反転してＳＡＷコンボルバに入
力し、受信した信号との相関を求め、相関値がピークと
なったときにデータを復調する方法により、上述した問
題を発生させずにスペクトル拡散復調することができ
る。しかし、このような構成を使用する場合、スペクト
ル拡散変調器において使用した符号を時間反転した符号
が必要になる。また、ＳＡＷコンボルバの効率はさほど
よくなく、挿入損失が大きい。
散復調器としては、ＳＡＷコンボルバを用いた構成があ
る。すなわち、スペクトル拡散変調器において使用した
符号と同一の符号を時間反転してＳＡＷコンボルバに入
力し、受信した信号との相関を求め、相関値がピークと
なったときにデータを復調する方法により、上述した問
題を発生させずにスペクトル拡散復調することができ
る。しかし、このような構成を使用する場合、スペクト
ル拡散変調器において使用した符号を時間反転した符号
が必要になる。また、ＳＡＷコンボルバの効率はさほど
よくなく、挿入損失が大きい。
【０００７】スペクトル拡散復調器の他の構成として
は、ＳＡＷマッチドフィルタを用いた構成がある。
は、ＳＡＷマッチドフィルタを用いた構成がある。
【０００８】一般に、ＳＡＷフィルタは、圧電基板の表
面に被着形成された少なくとも２種類の電極（通常は、
インターディジタル型の電極）によって構成される。そ
のうち入力電極は、電気信号の印加に応じて圧電基板の
表面を励振しＳＡＷを発生させる（電気音響変換）。ま
た、出力電極は、入力電極により生成されたＳＡＷを受
波して電気信号に変換する（音響電気変換）。また、入
力電極から出力電極へとＳＡＷが伝搬するためには入力
電極と出力電極の間隔Ｘによって定まる伝搬時間Ｔ＝Ｘ
／ｖ（ｖ：ＳＡＷの伝搬速度）が必要である（ＳＡＷ伝
搬遅延）。
面に被着形成された少なくとも２種類の電極（通常は、
インターディジタル型の電極）によって構成される。そ
のうち入力電極は、電気信号の印加に応じて圧電基板の
表面を励振しＳＡＷを発生させる（電気音響変換）。ま
た、出力電極は、入力電極により生成されたＳＡＷを受
波して電気信号に変換する（音響電気変換）。また、入
力電極から出力電極へとＳＡＷが伝搬するためには入力
電極と出力電極の間隔Ｘによって定まる伝搬時間Ｔ＝Ｘ
／ｖ（ｖ：ＳＡＷの伝搬速度）が必要である（ＳＡＷ伝
搬遅延）。
【０００９】ここに、入力電極による電気音響変換の周
波数特性をＳＩＮ（ω）、出力電極による音響電気変換
の周波数特性をＳＯＵＴ（ω）と表すと、ＳＡＷ伝搬遅
延がｅｘｐ（−ｊωＴ）と表されることから、ＳＡＷフ
ィルタの周波数特性Ｓ（ω）は一般に
波数特性をＳＩＮ（ω）、出力電極による音響電気変換
の周波数特性をＳＯＵＴ（ω）と表すと、ＳＡＷ伝搬遅
延がｅｘｐ（−ｊωＴ）と表されることから、ＳＡＷフ
ィルタの周波数特性Ｓ（ω）は一般に
【数３】 Ｓ（ω）＝ＳＩＮ（ω）・ＳＯＵＴ（ω）・ｅｘｐ（−ｊωＴ） … （１） と表すことができる。但し、ω：角周波数、ｊ：虚数単
位である。
位である。
【００１０】ＳＡＷマッチドフィルタとは、この式
（１）におけるＳＩＮ（ω）・ＳＯＵＴ（ω）により信
号の周波数特性Ｈ（ω）の複素共役Ｈ＊（ω）を実現
し、また伝搬遅延Ｔにより負時間に対処したフィルタで
ある。すなわち、あるスペクトル拡散変調信号の周波数
スペクトルをＨ（ω）とした場合、この信号をスペクト
ル拡散復調するマッチドフィルタの周波数特性は周波数
スペクトルＨ（ω）の複素共役Ｈ＊（ω）にする必要が
あるが、負の時間を含む周波数特性Ｈ＊（ω）は実現す
ることができない。これを避けるため、ＳＡＷマッチド
フィルタにおいては、この負の時間に比べて十分に大き
な遅延Ｔを与えるべく、伝搬遅延を示す項ｅｘｐ（−ｊ
ωＴ）がＳＡＷ伝搬遅延によって実現されている。すな
わち、ＳＡＷマッチドフィルタは、ＳＡＷ遅延線を応用
したフィルタである。
（１）におけるＳＩＮ（ω）・ＳＯＵＴ（ω）により信
号の周波数特性Ｈ（ω）の複素共役Ｈ＊（ω）を実現
し、また伝搬遅延Ｔにより負時間に対処したフィルタで
ある。すなわち、あるスペクトル拡散変調信号の周波数
スペクトルをＨ（ω）とした場合、この信号をスペクト
ル拡散復調するマッチドフィルタの周波数特性は周波数
スペクトルＨ（ω）の複素共役Ｈ＊（ω）にする必要が
あるが、負の時間を含む周波数特性Ｈ＊（ω）は実現す
ることができない。これを避けるため、ＳＡＷマッチド
フィルタにおいては、この負の時間に比べて十分に大き
な遅延Ｔを与えるべく、伝搬遅延を示す項ｅｘｐ（−ｊ
ωＴ）がＳＡＷ伝搬遅延によって実現されている。すな
わち、ＳＡＷマッチドフィルタは、ＳＡＷ遅延線を応用
したフィルタである。
【００１１】あるＰＮ符号によりスペクトル拡散変調さ
れた信号（スペクトル拡散変調信号）をＳＡＷマッチド
フィルタを用いて復調しようとする場合、ＳＡＷマッチ
ドフィルタを構成する電極の重み付け（電極長、幅、ピ
ッチ等の設定）を適宜行い、ＳＡＷマッチドフィルタを
このＰＮ符号に対応した構造とする。すなわち、上述し
たスペクトル拡散変調信号を入力した場合に、ある時点
で、すなわちＳＡＷマッチドフィルタによって実現され
ているＰＮ符号と入力信号に施されているスペクトル変
調に係るＰＮ符号の位相とが一致した時点で、両ＰＮ符
号の相関がピークとなったことを示す時間幅の短い信号
が出力されるよう、ＳＡＷマッチドフィルタを構成す
る。この信号は、ＰＮ符号の繰り返し周期に同期して、
時間的に間欠して得られる。相関ピークを示す信号に基
づき受信信号を検波すると、受信信号をスペクトル拡散
復調できデータを再生できる。このような構成を用いた
場合、ＳＡＷコンボルバのように時間反転した符号（参
照信号）は必要でなく、また挿入損失も比較的良好であ
る。
れた信号（スペクトル拡散変調信号）をＳＡＷマッチド
フィルタを用いて復調しようとする場合、ＳＡＷマッチ
ドフィルタを構成する電極の重み付け（電極長、幅、ピ
ッチ等の設定）を適宜行い、ＳＡＷマッチドフィルタを
このＰＮ符号に対応した構造とする。すなわち、上述し
たスペクトル拡散変調信号を入力した場合に、ある時点
で、すなわちＳＡＷマッチドフィルタによって実現され
ているＰＮ符号と入力信号に施されているスペクトル変
調に係るＰＮ符号の位相とが一致した時点で、両ＰＮ符
号の相関がピークとなったことを示す時間幅の短い信号
が出力されるよう、ＳＡＷマッチドフィルタを構成す
る。この信号は、ＰＮ符号の繰り返し周期に同期して、
時間的に間欠して得られる。相関ピークを示す信号に基
づき受信信号を検波すると、受信信号をスペクトル拡散
復調できデータを再生できる。このような構成を用いた
場合、ＳＡＷコンボルバのように時間反転した符号（参
照信号）は必要でなく、また挿入損失も比較的良好であ
る。
【００１２】また、上述のスペクトル拡散変調信号を用
いてデータ伝送を行うためには、送信装置において、ス
ペクトル拡散される信号（搬送信号）をデータにより変
調する必要がある。変調方式としては、例えばＰＳＫ変
調がある。
いてデータ伝送を行うためには、送信装置において、ス
ペクトル拡散される信号（搬送信号）をデータにより変
調する必要がある。変調方式としては、例えばＰＳＫ変
調がある。
【００１３】ＰＳＫ（位相シフトキーイング）は、搬送
すべきデータの値に応じてＮ値位相（Ｎ：２以上の自然
数）のいずれかとなるよう（位相シフト）、搬送信号の
位相を切り換える（キーイング）方式である。いま、送
信すべきデータに対応する位相シフトを関数α（ｔ）と
すると、ＰＳＫ変調された信号（ＰＳＫ変調信号）の時
間特性は、次の関数ｐ（ｔ）によって表される。
すべきデータの値に応じてＮ値位相（Ｎ：２以上の自然
数）のいずれかとなるよう（位相シフト）、搬送信号の
位相を切り換える（キーイング）方式である。いま、送
信すべきデータに対応する位相シフトを関数α（ｔ）と
すると、ＰＳＫ変調された信号（ＰＳＫ変調信号）の時
間特性は、次の関数ｐ（ｔ）によって表される。
【００１４】
【数４】 ｐ（ｔ）＝Ａ・ｅｘｐ（−ｊ（ω０ｔ＋α（ｔ）） … （２） 但し、ω０：搬送信号の角周波数＝２πｆ０、ｆ０：搬
送信号の周波数、Ａ：振幅（定数）である。また、α
（ｔ）は、搬送すべきデータの値に応じて離散的に変化
する。例えば２相ＰＳＫの場合（即ちＮ＝２の場合）、
α（ｔ）が取り得る値はデータ“０”に対応する位相値
α０と、データ“１”に対応する位相値α１の２種類と
なり、４相ＰＳＫの場合（即ちＮ＝４の場合）、α
（ｔ）が取り得る値はデータ“００”に対応する位相値
α００と、データ“０１”に対応する位相値α０１と、
データ“１０”に対応する位相値α１０と、データ“１
１”に対応する位相値α１１の４種類となる。
送信号の周波数、Ａ：振幅（定数）である。また、α
（ｔ）は、搬送すべきデータの値に応じて離散的に変化
する。例えば２相ＰＳＫの場合（即ちＮ＝２の場合）、
α（ｔ）が取り得る値はデータ“０”に対応する位相値
α０と、データ“１”に対応する位相値α１の２種類と
なり、４相ＰＳＫの場合（即ちＮ＝４の場合）、α
（ｔ）が取り得る値はデータ“００”に対応する位相値
α００と、データ“０１”に対応する位相値α０１と、
データ“１０”に対応する位相値α１０と、データ“１
１”に対応する位相値α１１の４種類となる。
【００１５】ＰＳＫ変調された信号を好適に復調する方
法としては、同期検波が知られている。同期検波とは、
式（２）で表される送信される信号の搬送周波数ｆ０に
受信側の参照信号の周波数ｆｒｅｆを同期させ、両者を
混合した上で低域通過瀘波する検波方式である。ここ
に、まず、参照信号が時間領域で次のｐｒｅｆ（ｔ）で
表されるとする。
法としては、同期検波が知られている。同期検波とは、
式（２）で表される送信される信号の搬送周波数ｆ０に
受信側の参照信号の周波数ｆｒｅｆを同期させ、両者を
混合した上で低域通過瀘波する検波方式である。ここ
に、まず、参照信号が時間領域で次のｐｒｅｆ（ｔ）で
表されるとする。
【００１６】
【数５】 ｐｒｅｆ（ｔ）＝Ａｒｅｆ・ｅｘｐ（−ｊ（ωｒｅｆｔ＋αｒｅｆ）） … （３） 但し、Ａｒｅｆ：振幅、ωｒｅｆ：角周波数＝２πｆ
ｒｅｆ、ｆｒｅｆ：周波数、αｒｅｆ：位相であり、い
ずれも定数とする。同期検波を行う際には、参照信号を
発生させる発振器を制御して参照信号の周波数ｆｒｅｆ
を搬送周波数ｆ０に同期させる。同期している状態で
は、参照信号は、
ｒｅｆ、ｆｒｅｆ：周波数、αｒｅｆ：位相であり、い
ずれも定数とする。同期検波を行う際には、参照信号を
発生させる発振器を制御して参照信号の周波数ｆｒｅｆ
を搬送周波数ｆ０に同期させる。同期している状態で
は、参照信号は、
【数６】 ｐｒｅｆ（ｔ）＝Ａｒｅｆ・ｅｘｐ（−ｊ（ω０ｔ＋αｒｅｆ）） … （４） となる。これを、受信した信号と混合して得られる信号
は、
は、
【数７】 ｐ（ｔ）・ｐｒｅｆ（ｔ）＝Ａ・Ａｒｅｆ ・ｅｘｐ（−ｊ（２ω０ｔ＋α（ｔ）＋αｒｅｆ）） … （５） となるから、これをＬＰＦに通すことにより、低周波成
分
分
【数８】 Ａ・Ａｒｅｆ・ｅｘｐ（−ｊ（α（ｔ）＋αｒｅｆ）） … （６） を得ることができる。この信号の位相はα（ｔ）のみに
対応して変化するから、これからデータを再生すること
ができる。
対応して変化するから、これからデータを再生すること
ができる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ＳＡＷマッチ
ドフィルタを用いてスペクトル拡散復調を行う場合、相
関ピークは間欠的にしか得られずまたそのピーク幅が非
常に狭いため、この同期検波を好適に行うのが難しい。
すなわち、データを再生するためには、相関ピークが得
られている間に、同期検波に用いる局部発振器の発振周
波数を受信信号の搬送周波数に同期させる必要がある。
しかし、相関ピークのピーク幅は、復調処理の対象とな
る信号をスペクトル拡散変調した際に用いたＰＮ符号の
速度の逆数程度という短い時間となる。従って、局部発
振器の発振周波数を受信信号の搬送周波数に好適に同期
させるのは難しい。この同期を十分に確保できていない
状態で受信信号に顕著な雑音が重畳したり、あるいはフ
ェージングが発生しているような場合、データ再生の際
の誤り率が高くなる危険がある。特に、スペクトル拡散
通信に使用する無線周波数（搬送周波数）は高いから、
フェージングが発生する可能性は高い。
ドフィルタを用いてスペクトル拡散復調を行う場合、相
関ピークは間欠的にしか得られずまたそのピーク幅が非
常に狭いため、この同期検波を好適に行うのが難しい。
すなわち、データを再生するためには、相関ピークが得
られている間に、同期検波に用いる局部発振器の発振周
波数を受信信号の搬送周波数に同期させる必要がある。
しかし、相関ピークのピーク幅は、復調処理の対象とな
る信号をスペクトル拡散変調した際に用いたＰＮ符号の
速度の逆数程度という短い時間となる。従って、局部発
振器の発振周波数を受信信号の搬送周波数に好適に同期
させるのは難しい。この同期を十分に確保できていない
状態で受信信号に顕著な雑音が重畳したり、あるいはフ
ェージングが発生しているような場合、データ再生の際
の誤り率が高くなる危険がある。特に、スペクトル拡散
通信に使用する無線周波数（搬送周波数）は高いから、
フェージングが発生する可能性は高い。
【００１８】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、受信したスペクト
ル拡散変調信号に雑音が重畳している場合であっても、
また使用周波数が高いことに伴いフェージングが発生し
ている場合であっても、データを誤り無く再生可能なＳ
ＡＷスペクトル拡散復調器を提供することを目的とす
る。
とを課題としてなされたものであり、受信したスペクト
ル拡散変調信号に雑音が重畳している場合であっても、
また使用周波数が高いことに伴いフェージングが発生し
ている場合であっても、データを誤り無く再生可能なＳ
ＡＷスペクトル拡散復調器を提供することを目的とす
る。
【００１９】
【課題の解決原理】まず、本発明において上述の課題を
どのような原理で解決するのかに関し、説明する。本発
明においては、次に述べるＰＳＫ変調信号の周波数特性
を利用して、前述の問題を解決している。
どのような原理で解決するのかに関し、説明する。本発
明においては、次に述べるＰＳＫ変調信号の周波数特性
を利用して、前述の問題を解決している。
【００２０】ＰＳＫ変調信号の周波数特性 ここで、受信信号の時間応答をｈ（ｔ）とする。この信
号は、雑音やフェージングの影響を除けば、式（２）に
より示したｐ（ｔ）と同じ形で、即ち次の式により表さ
れる。
号は、雑音やフェージングの影響を除けば、式（２）に
より示したｐ（ｔ）と同じ形で、即ち次の式により表さ
れる。
【００２１】
【数９】 ｈ（ｔ）＝Ａ・ｅｘｐ（−ｊ（ω０ｔ＋α（ｔ）） …（７） α（ｔ）は、前述のように、Ｎ値位相のうち送信すべき
データに対応する値をとる。従って、現時点からｎ個前
のデータ（現時点をｎ＝１とする）の位相値はｔをｎに
置き換えα（ｎ）と表すことができる。このα（ｎ）の
式（７）への寄与分は、ｅｘｐ（−ｊα（ｎ））と表す
ことができる。従って、式（７）は、送信されるデータ
１個についての時間応答をｈ´（ｔ）と表した場合、こ
のｈ´（ｔ）の寄与分ｈ´（ｔ−Ｔｎ）とα（ｎ）の寄
与分ｅｘｐ（−ｊα（ｎ））とを用いて次の式（８）に
変形できる。
データに対応する値をとる。従って、現時点からｎ個前
のデータ（現時点をｎ＝１とする）の位相値はｔをｎに
置き換えα（ｎ）と表すことができる。このα（ｎ）の
式（７）への寄与分は、ｅｘｐ（−ｊα（ｎ））と表す
ことができる。従って、式（７）は、送信されるデータ
１個についての時間応答をｈ´（ｔ）と表した場合、こ
のｈ´（ｔ）の寄与分ｈ´（ｔ−Ｔｎ）とα（ｎ）の寄
与分ｅｘｐ（−ｊα（ｎ））とを用いて次の式（８）に
変形できる。
【００２２】
【数１０】 但し、この式に現れるＴｎは、次の式
【数１１】 で表され、ｎ個前のデータのタイミングを示している。
また、ｆＤは、送信されるデータの周波数である。
また、ｆＤは、送信されるデータの周波数である。
【００２３】式（８）のようにｈ（ｔ）を表現した場
合、そのフーリエ変換Ｈ（ω）においても、ｈ´（ｔ−
Ｔｎ）のフーリエ変換Ｈ´（ω）ｅｘｐ（−ｊωＴｎ）
と、ｅｘｐ（−ｊα（ｎ））とが現れる。すなわち、受
信信号ｈ（ｔ）の周波数特性Ｈ（ω）は、次のように得
られる。
合、そのフーリエ変換Ｈ（ω）においても、ｈ´（ｔ−
Ｔｎ）のフーリエ変換Ｈ´（ω）ｅｘｐ（−ｊωＴｎ）
と、ｅｘｐ（−ｊα（ｎ））とが現れる。すなわち、受
信信号ｈ（ｔ）の周波数特性Ｈ（ω）は、次のように得
られる。
【００２４】
【数１２】 本発明の基本構造 本発明の特徴は、上述のようなＰＳＫ変調信号の周波数
特性Ｈ（ω）を利用すると共に、次のような構造を採用
した点である。
特性Ｈ（ω）を利用すると共に、次のような構造を採用
した点である。
【００２５】（１）１枚の圧電基板上に、ＰＳＫの相数
に対応して複数個のＳＡＷマッチドフィルタを構成す
る。すなわち、２相ＰＳＫであれば２個以上の、一般に
Ｎ相ＰＳＫであればＮ個以上の、ＳＡＷマッチドフィル
タを構成する。
に対応して複数個のＳＡＷマッチドフィルタを構成す
る。すなわち、２相ＰＳＫであれば２個以上の、一般に
Ｎ相ＰＳＫであればＮ個以上の、ＳＡＷマッチドフィル
タを構成する。
【００２６】（２）各フィルタの入力電極又は出力電極
を、ＳＡＷ伝搬方向に沿って互いに間隔して２通り設け
る。２通り設ける電極の構造は同一とし、従ってその電
気音響（音響電気）変換特性も同一とする。
を、ＳＡＷ伝搬方向に沿って互いに間隔して２通り設け
る。２通り設ける電極の構造は同一とし、従ってその電
気音響（音響電気）変換特性も同一とする。
【００２７】（３）２通り設けられた電極の間隔を、位
相シフトα（ｔ）のとりうる位相値のいずれかに対応し
て設定する。例えば復調すべき信号が２相ＰＳＫ変調信
号であってかつＳＡＷマッチドフィルタの個数が２個で
ある場合には、２個のＳＡＷマッチドフィルタのうち第
１のＳＡＷマッチドフィルタにおける第１の入力電極と
第２の入力電極の間隔（あるいは第１の出力電極と第２
の出力電極の間隔）を位相値α０に応じて設定し、第２
のＳＡＷマッチドフィルタにおける第１の入力電極と第
２の入力電極の間隔（あるいは第１の出力電極と第２の
出力電極の間隔）を位相値α１に応じて設定する。すな
わち、各ＳＡＷマッチドフィルタに同時に入力されたＰ
ＳＫ変調信号の変調位相が位相値α０である場合には第
１のＳＡＷマッチドフィルタの出力電極から、α１であ
る場合には第２のＳＡＷマッチドフィルタの出力電極か
ら、相関ピークが得られるように間隔を設定する。
相シフトα（ｔ）のとりうる位相値のいずれかに対応し
て設定する。例えば復調すべき信号が２相ＰＳＫ変調信
号であってかつＳＡＷマッチドフィルタの個数が２個で
ある場合には、２個のＳＡＷマッチドフィルタのうち第
１のＳＡＷマッチドフィルタにおける第１の入力電極と
第２の入力電極の間隔（あるいは第１の出力電極と第２
の出力電極の間隔）を位相値α０に応じて設定し、第２
のＳＡＷマッチドフィルタにおける第１の入力電極と第
２の入力電極の間隔（あるいは第１の出力電極と第２の
出力電極の間隔）を位相値α１に応じて設定する。すな
わち、各ＳＡＷマッチドフィルタに同時に入力されたＰ
ＳＫ変調信号の変調位相が位相値α０である場合には第
１のＳＡＷマッチドフィルタの出力電極から、α１であ
る場合には第２のＳＡＷマッチドフィルタの出力電極か
ら、相関ピークが得られるように間隔を設定する。
【００２８】本発明における電極間隔の設定及び得られ
る特性 従って、本発明において特に重要な点は、各ＳＡＷマッ
チドフィルタを構成する入力電極及び出力電極のうち、
２通り設けられる電極相互の間隔である。以下、この間
隔の設定に関して説明するが、その簡単化のため、Ｎ＝
２、すなわち２相ＰＳＫを仮定し、単一圧電基板上に設
けられるＳＡＷマッチドフィルタの個数を２個とする。
また、位相シフトα（ｔ）のとりうる値を、データ
“０”に対応する位相値α０と、データ“１”に対応す
る位相値α１とにより表すこととする。さらに、各ＳＡ
Ｗマッチドフィルタにおいて２通り設けられるのが、入
力電極及び出力電極のうち入力電極であるとする。
る特性 従って、本発明において特に重要な点は、各ＳＡＷマッ
チドフィルタを構成する入力電極及び出力電極のうち、
２通り設けられる電極相互の間隔である。以下、この間
隔の設定に関して説明するが、その簡単化のため、Ｎ＝
２、すなわち２相ＰＳＫを仮定し、単一圧電基板上に設
けられるＳＡＷマッチドフィルタの個数を２個とする。
また、位相シフトα（ｔ）のとりうる値を、データ
“０”に対応する位相値α０と、データ“１”に対応す
る位相値α１とにより表すこととする。さらに、各ＳＡ
Ｗマッチドフィルタにおいて２通り設けられるのが、入
力電極及び出力電極のうち入力電極であるとする。
【００２９】まず、ｆ０／ｆＤにほぼ等しい整数Ｎ０を
考える。この整数Ｎ０にｖ／ｆ０を乗じた値Ｎ０・ｖ／
ｆ０は、ｖ／ｆＤにほぼ等しい。すなわち、送受信され
るデータの１周期（１／ｆＤ）におけるＳＡＷの伝搬距
離にほぼ等しい。
考える。この整数Ｎ０にｖ／ｆ０を乗じた値Ｎ０・ｖ／
ｆ０は、ｖ／ｆＤにほぼ等しい。すなわち、送受信され
るデータの１周期（１／ｆＤ）におけるＳＡＷの伝搬距
離にほぼ等しい。
【００３０】次に、ｖ／ｆ０を考える。この値は、搬送
信号の１周期（１／ｆ０）におけるＳＡＷの伝搬距離に
ほぼ等しい。さらに、α０／（２π）及びα１／（２
π）は、それぞれ、データ“０”又は“１”に対応する
位相値を搬送信号の１周期との比率で表したものである
から、α０／（２π）・ｖ／ｆ０及びα１／（２π）・
ｖ／ｆ０は、それぞれ、搬送信号の位相値α０又はα１
相当の時間におけるＳＡＷ伝搬距離を示しており、デー
タ“０”又は“１”に対応している。
信号の１周期（１／ｆ０）におけるＳＡＷの伝搬距離に
ほぼ等しい。さらに、α０／（２π）及びα１／（２
π）は、それぞれ、データ“０”又は“１”に対応する
位相値を搬送信号の１周期との比率で表したものである
から、α０／（２π）・ｖ／ｆ０及びα１／（２π）・
ｖ／ｆ０は、それぞれ、搬送信号の位相値α０又はα１
相当の時間におけるＳＡＷ伝搬距離を示しており、デー
タ“０”又は“１”に対応している。
【００３１】従って、
【数１３】 Ｘ０＝Ｎ０・ｖ／ｆ０−α０／（２π）・ｖ／ｆ０ … （１１ａ） Ｘ１＝Ｎ０・ｖ／ｆ０−α１／（２π）・ｖ／ｆ０ … （１１ｂ） の各式によって現される２種類の数Ｘ０及びＸ１を考え
た場合、前者は位相値α０によって生じる距離シフト分
を、後者は位相値α１によって生じる距離シフト分を、
それぞれ、データの１周期に相当する距離に加味した数
となる。先に掲げた仮定の下に本発明を２相ＰＳＫに適
用する場合、単一の圧電基板上に構成される各ＳＡＷマ
ッチドフィルタにおいてそれぞれ２通り設けられる入力
電極の間隔を、それぞれ距離Ｘ０又はＸ１に設定する。
た場合、前者は位相値α０によって生じる距離シフト分
を、後者は位相値α１によって生じる距離シフト分を、
それぞれ、データの１周期に相当する距離に加味した数
となる。先に掲げた仮定の下に本発明を２相ＰＳＫに適
用する場合、単一の圧電基板上に構成される各ＳＡＷマ
ッチドフィルタにおいてそれぞれ２通り設けられる入力
電極の間隔を、それぞれ距離Ｘ０又はＸ１に設定する。
【００３２】各ＳＡＷマッチドフィルタの周波数特性Ｓ
０（ω）及びＳ１（ω）は、次の式（１２ａ）及び（１
２ｂ）のように表すことができる。
０（ω）及びＳ１（ω）は、次の式（１２ａ）及び（１
２ｂ）のように表すことができる。
【００３３】
【数１４】 Ｓ０（ω）＝Ｓ（ω）＋Ｓ（ω）ｅｘｐ（−ｊωτ０） … （１２ａ） Ｓ１（ω）＝Ｓ（ω）＋Ｓ（ω）ｅｘｐ（−ｊωτ１） … （１２ｂ） 但し、Ｓ（ω）は、出力電極に近いほうの入力電極から
送波されるＳＡＷによって生じる項であり、Ｓ（ω）ｅ
ｘｐ（−ｊωτ０）及びＳ（ω）ｅｘｐ（−ｊωτ１）
は、出力電極から遠いほうの入力電極から送波されるＳ
ＡＷによって生じる項である。Ｓ（ω）は、式（１）に
示されるような形式を有している。また、これらの式に
現れる時間τ０及びτ１は、距離Ｘ０及びＸ１をＳＡＷ
が伝搬するのに要する時間であり、それぞれ、
送波されるＳＡＷによって生じる項であり、Ｓ（ω）ｅ
ｘｐ（−ｊωτ０）及びＳ（ω）ｅｘｐ（−ｊωτ１）
は、出力電極から遠いほうの入力電極から送波されるＳ
ＡＷによって生じる項である。Ｓ（ω）は、式（１）に
示されるような形式を有している。また、これらの式に
現れる時間τ０及びτ１は、距離Ｘ０及びＸ１をＳＡＷ
が伝搬するのに要する時間であり、それぞれ、
【数１５】 τ０＝Ｘ０／ｖ … （１３ａ） τ１＝Ｘ１／ｖ … （１３ｂ） と表される。この式（１３ａ）及び（１３ｂ）に式（１
１ａ）及び（１１ｂ）を代入すると、ω０＝２πｆ０で
あるから、
１ａ）及び（１１ｂ）を代入すると、ω０＝２πｆ０で
あるから、
【数１６】 τ０＝Ｎ０／ｆ０−α０／（２πｆ０） ＝２πＮ０／ω０−α０／ω０ ＝（２πＮ０−α０）／ω０ … （１４ａ） τ１＝Ｎ０／ｆ０−α１／（２πｆ０） ＝２πＮ０／ω０−α１／ω０ ＝（２πＮ０−α１）／ω０ … （１４ｂ） となる。
【００３４】このようにして得られた遅延時間τ０及び
τ１、すなわち各ＳＡＷマッチドフィルタに２通り設け
られた入力電極の間隔距離Ｘ０及びＸ１によって生じる
遅延時間を、式（１２ａ）及び（１２ｂ）の右辺第２項
に現れる指数関数に代入すると、
τ１、すなわち各ＳＡＷマッチドフィルタに２通り設け
られた入力電極の間隔距離Ｘ０及びＸ１によって生じる
遅延時間を、式（１２ａ）及び（１２ｂ）の右辺第２項
に現れる指数関数に代入すると、
【数１７】 ｅｘｐ（−ｊωτ０）＝ｅｘｐ（−ｊω（２πＮ０−α０）／ω０） … （１５ａ） ｅｘｐ（−ｊωτ１）＝ｅｘｐ（−ｊω（２πＮ０−α１）／ω０） … （１５ｂ） となる。これを、式（１２ａ）及び（１２ｂ）に代入す
ると、
ると、
【数１８】 Ｓ０（ω）＝Ｓ（ω）｛１＋ｅｘｐ（−ｊω（２πＮ０−α０）／ω０）｝ … （１６ａ） Ｓ１（ω）＝Ｓ（ω）｛１＋ｅｘｐ（−ｊω（２πＮ０−α１）／ω０）｝ … （１６ｂ） となる。
【００３５】一方、周波数特性Ｓ０（ω）及びＳ
１（ω）を有するＳＡＷマッチドフィルタに、周波数特
性Ｈ（ω）のＰＳＫ変調信号を同時に入力した場合、各
ＳＡＷマッチドフィルタの出力は、周波数領域では
１（ω）を有するＳＡＷマッチドフィルタに、周波数特
性Ｈ（ω）のＰＳＫ変調信号を同時に入力した場合、各
ＳＡＷマッチドフィルタの出力は、周波数領域では
【数１９】 Ｒ０（ω）＝Ｓ０（ω）・Ｈ（ω） … （１７ａ） Ｒ１（ω）＝Ｓ１（ω）・Ｈ（ω） … （１７ｂ） と表される。この式（１７ａ）及び（１７ｂ）に式（１
６ａ）及び（１６ｂ）を代入すると、
６ａ）及び（１６ｂ）を代入すると、
【数２０】 Ｒ０（ω）＝Ｈ（ω）Ｓ（ω） ・｛１＋ｅｘｐ（−ｊω（２πＮ０−α０）／ω０）｝ … （１８ａ） Ｒ１（ω）＝Ｈ（ω）Ｓ（ω） ・｛１＋ｅｘｐ（−ｊω（２πＮ０−α１）／ω０）｝ … （１８ｂ） となる。
【００３６】これに、前述の式（１０）のＨ（ω）を代
入すると、
入すると、
【数２１】 となり、これを逆フーリエ変換して得られる時間応答ｒ
０（ｔ）及びｒ１（ｔ）は、次の式（２０ａ）及び（２
０ｂ）のように表される。ただし、ｈ´（ｔ）はＨ´
（ω）の逆フーリエ変換であり、＊は畳み込み（コンボ
ルーション）記号である。
０（ｔ）及びｒ１（ｔ）は、次の式（２０ａ）及び（２
０ｂ）のように表される。ただし、ｈ´（ｔ）はＨ´
（ω）の逆フーリエ変換であり、＊は畳み込み（コンボ
ルーション）記号である。
【００３７】
【数２２】 この式は、各ＳＡＷマッチドフィルタによって実現され
る符号が、ＰＮ符号に加えデータ“０”又は“１”に相
当する位相合成処理を反映させた符号であることを意味
している。
る符号が、ＰＮ符号に加えデータ“０”又は“１”に相
当する位相合成処理を反映させた符号であることを意味
している。
【００３８】まず、送信装置からは、データによりＰＳ
Ｋ変調された搬送信号がさらに所定のＰＮ符号を用いて
スペクトル拡散変調されて送信されている。この信号を
受信し、受信した信号を従来のＳＡＷマッチドフィルタ
に入力した場合、式（１）に示される特性Ｓ（ω）によ
りスペクトル拡散復調が行われ、出力電極には相関ピー
クを示す信号が現れる。
Ｋ変調された搬送信号がさらに所定のＰＮ符号を用いて
スペクトル拡散変調されて送信されている。この信号を
受信し、受信した信号を従来のＳＡＷマッチドフィルタ
に入力した場合、式（１）に示される特性Ｓ（ω）によ
りスペクトル拡散復調が行われ、出力電極には相関ピー
クを示す信号が現れる。
【００３９】本発明のＳＡＷスペクトル拡散復調器を構
成する各ＳＡＷマッチドフィルタの周波数特性Ｓ
０（ω）及びＳ１（ω）は、このＳ（ω）の他に、入力
電極の間隔Ｘ０及びＸ１によって定まるＳＡＷ伝搬遅延
の成分（式（１２ａ）及び（１２ｂ）中の指数関数の
項）を含んでいる。この成分が表しているのは、各ＳＡ
Ｗマッチドフィルタにおいて２通り設けられた入力電極
からそれぞれ送波されるＳＡＷが、遅延τ０又はτ１を
受けつつ圧電基板表面において加算（位相合成）される
ことである。本発明においては、入力電極の間隔Ｘ０及
びＸ１を上述の式（１１ａ）及び（１１ｂ）に従い設定
しているため、各ＳＡＷマッチドフィルタにおいて、入
力電極間隔Ｘ０又はＸ１に対応した変調位相α０又はα
１のＳＡＷ同士が強め合いながら加算される（同位相加
算）。特に、式（２０ａ）に示されるように、データ
“０”、従って位相値α０に対応して構成されたＳＡＷ
マッチドフィルタの出力が相関ピークを示すのは、時刻
ｔ−Ｔｎのデータが“０”であり従ってα（ｎ）＝α０
である場合である。また、式（２０ｂ）に示されるよう
に、データ“１”、従って位相値α１に対応して構成さ
れたＳＡＷマッチドフィルタの出力が相関ピークを示す
のは、時刻ｔ−Ｔｎのデータが“１”であり従ってα
（ｎ）＝α１である場合である。一方のＳＡＷマッチド
フィルタが相関ピークを検出している時点では、他方の
ＳＡＷマッチドフィルタの出力は相関ピークを示す出力
とはならない。
成する各ＳＡＷマッチドフィルタの周波数特性Ｓ
０（ω）及びＳ１（ω）は、このＳ（ω）の他に、入力
電極の間隔Ｘ０及びＸ１によって定まるＳＡＷ伝搬遅延
の成分（式（１２ａ）及び（１２ｂ）中の指数関数の
項）を含んでいる。この成分が表しているのは、各ＳＡ
Ｗマッチドフィルタにおいて２通り設けられた入力電極
からそれぞれ送波されるＳＡＷが、遅延τ０又はτ１を
受けつつ圧電基板表面において加算（位相合成）される
ことである。本発明においては、入力電極の間隔Ｘ０及
びＸ１を上述の式（１１ａ）及び（１１ｂ）に従い設定
しているため、各ＳＡＷマッチドフィルタにおいて、入
力電極間隔Ｘ０又はＸ１に対応した変調位相α０又はα
１のＳＡＷ同士が強め合いながら加算される（同位相加
算）。特に、式（２０ａ）に示されるように、データ
“０”、従って位相値α０に対応して構成されたＳＡＷ
マッチドフィルタの出力が相関ピークを示すのは、時刻
ｔ−Ｔｎのデータが“０”であり従ってα（ｎ）＝α０
である場合である。また、式（２０ｂ）に示されるよう
に、データ“１”、従って位相値α１に対応して構成さ
れたＳＡＷマッチドフィルタの出力が相関ピークを示す
のは、時刻ｔ−Ｔｎのデータが“１”であり従ってα
（ｎ）＝α１である場合である。一方のＳＡＷマッチド
フィルタが相関ピークを検出している時点では、他方の
ＳＡＷマッチドフィルタの出力は相関ピークを示す出力
とはならない。
【００４０】従って、いずれのＳＡＷマッチドフィルタ
から相関ピークが得られるのかにより、スペクトル拡散
変調された上で送信されるＰＳＫ変調信号から、データ
を再生することができる。例えば、両ＳＡＷマッチドフ
ィルタの出力の差動比較を行えばよい。この結果、同期
検波の場合に必要であった局部発振器の高速引き込み等
の難しい処理は不要になる。
から相関ピークが得られるのかにより、スペクトル拡散
変調された上で送信されるＰＳＫ変調信号から、データ
を再生することができる。例えば、両ＳＡＷマッチドフ
ィルタの出力の差動比較を行えばよい。この結果、同期
検波の場合に必要であった局部発振器の高速引き込み等
の難しい処理は不要になる。
【００４１】また、単一の圧電基板上に各ＳＡＷマッチ
ドフィルタが構成されているため、装置構成が小形軽量
化されると共に、複数のＳＡＷマッチドフィルタの間で
特性差も生じにくい。
ドフィルタが構成されているため、装置構成が小形軽量
化されると共に、複数のＳＡＷマッチドフィルタの間で
特性差も生じにくい。
【００４２】なお、以上の説明は、ＰＳＫの相数を２と
し、単一の圧電基板上に構成されるＳＡＷマッチドフィ
ルタの個数を２個とし、各ＳＡＷマッチドフィルタにお
いて２通り設ける電極を入力電極とした場合に付いての
ものであったが、本発明はこのような構成には限定され
ない。すなわち、本発明は、一般にＮ相のＰＳＫに適用
可能であり、その場合に単一の圧電基板上に構成される
ＳＡＷマッチドフィルタの個数はＮ以上であればよく、
また各ＳＡＷマッチドフィルタにおいて２通り設ける電
極を入力電極ではなく出力電極としてもよい。さらに、
本発明の適用対象はＰＳＫに限定されるものではなく、
式（２）等におけるＡが変数であっても構わない。すな
わち、離散データにより位相変調分を含むディジタル変
調が施されていれば足り、例えば１６ＱＡＭ等にも応用
可能である。
し、単一の圧電基板上に構成されるＳＡＷマッチドフィ
ルタの個数を２個とし、各ＳＡＷマッチドフィルタにお
いて２通り設ける電極を入力電極とした場合に付いての
ものであったが、本発明はこのような構成には限定され
ない。すなわち、本発明は、一般にＮ相のＰＳＫに適用
可能であり、その場合に単一の圧電基板上に構成される
ＳＡＷマッチドフィルタの個数はＮ以上であればよく、
また各ＳＡＷマッチドフィルタにおいて２通り設ける電
極を入力電極ではなく出力電極としてもよい。さらに、
本発明の適用対象はＰＳＫに限定されるものではなく、
式（２）等におけるＡが変数であっても構わない。すな
わち、離散データにより位相変調分を含むディジタル変
調が施されていれば足り、例えば１６ＱＡＭ等にも応用
可能である。
【００４３】
【課題を解決するための手段】本発明のＳＡＷスペクト
ル拡散復調器は、上述した原理に基づく構成を有する。
すなわち、本発明のＳＡＷスペクトル拡散復調器は、送
信すべきデータにより位相変調されかつ所定の擬似雑音
符号によりスペクトル拡散変調された搬送信号を入力
し、当該信号と上記所定の擬似雑音符号との相関を示す
信号を出力するＳＡＷフィルタを、上記位相変調に係る
変調位相値がとりうる値に対応して複数個設けると共
に、入力された信号に係る変調位相が対応する変調位相
値である場合にのみその出力信号が相関ピークを示すよ
う当該ＳＡＷフィルタを構成したことを特徴とする。
ル拡散復調器は、上述した原理に基づく構成を有する。
すなわち、本発明のＳＡＷスペクトル拡散復調器は、送
信すべきデータにより位相変調されかつ所定の擬似雑音
符号によりスペクトル拡散変調された搬送信号を入力
し、当該信号と上記所定の擬似雑音符号との相関を示す
信号を出力するＳＡＷフィルタを、上記位相変調に係る
変調位相値がとりうる値に対応して複数個設けると共
に、入力された信号に係る変調位相が対応する変調位相
値である場合にのみその出力信号が相関ピークを示すよ
う当該ＳＡＷフィルタを構成したことを特徴とする。
【００４４】また、本発明のスペクトル拡散復調器は、
上記複数個のＳＡＷフィルタのうちｉ番目（ｉ：自然
数）のＳＡＷフィルタが、圧電基板の表面に形成された
第１の入力電極と、圧電基板の上記表面においてＳＡＷ
の伝搬方向に沿い第１の入力電極から距離Ｘｉだけ間隔
して形成された第２の入力電極と、第１の入力電極から
みて第２の入力電極とは逆側に所定距離間隔して形成さ
れた出力電極と、を有し、ＳＡＷの伝搬速度をｖ、位相
変調された搬送信号の周波数をｆ０、データによる位相
変調の速度をｆＤ、ｆ０／ｆＤにほぼ等しい整数を
Ｎ０、ｉ番目のＳＡＷフィルタに対応する変調位相値を
αｉとした場合に、距離Ｘｉが、
上記複数個のＳＡＷフィルタのうちｉ番目（ｉ：自然
数）のＳＡＷフィルタが、圧電基板の表面に形成された
第１の入力電極と、圧電基板の上記表面においてＳＡＷ
の伝搬方向に沿い第１の入力電極から距離Ｘｉだけ間隔
して形成された第２の入力電極と、第１の入力電極から
みて第２の入力電極とは逆側に所定距離間隔して形成さ
れた出力電極と、を有し、ＳＡＷの伝搬速度をｖ、位相
変調された搬送信号の周波数をｆ０、データによる位相
変調の速度をｆＤ、ｆ０／ｆＤにほぼ等しい整数を
Ｎ０、ｉ番目のＳＡＷフィルタに対応する変調位相値を
αｉとした場合に、距離Ｘｉが、
【数２３】 Ｘｉ＝Ｎ０・ｖ／ｆ０−αｉ／（２π）・ｖ／ｆ０ … （２１） に設定されることを特徴とする。
【００４５】本発明のＳＡＷスペクトル拡散復調器は、
あるいは、圧電基板の表面に形成された入力電極と、圧
電基板の上記表面においてＳＡＷの伝搬方向に沿い入力
電極から所定距離間隔して形成された第１の出力電極
と、圧電基板の上記表面においてＳＡＷの伝搬方向に沿
い第１の出力電極からみて入力電極とは逆側に距離Ｘｉ
だけ間隔して形成された第２の出力電極と、を有し、距
離Ｘｉが式（２１）に基づき設定されることを特徴とす
る。
あるいは、圧電基板の表面に形成された入力電極と、圧
電基板の上記表面においてＳＡＷの伝搬方向に沿い入力
電極から所定距離間隔して形成された第１の出力電極
と、圧電基板の上記表面においてＳＡＷの伝搬方向に沿
い第１の出力電極からみて入力電極とは逆側に距離Ｘｉ
だけ間隔して形成された第２の出力電極と、を有し、距
離Ｘｉが式（２１）に基づき設定されることを特徴とす
る。
【００４６】本発明のＳＡＷスペクトル拡散復調器は、
さらに、上記複数個のＳＡＷフィルタが、単一の圧電基
板の表面に形成されたことを特徴とする。
さらに、上記複数個のＳＡＷフィルタが、単一の圧電基
板の表面に形成されたことを特徴とする。
【００４７】本発明のＳＡＷスペクトル拡散復調器は、
そして、上記位相変調が、Ｎ値（Ｎ：２以上の整数）の
データにそれぞれ対応したＮ値の変調位相値により搬送
信号の位相をシフトさせるＮ相ＰＳＫ変調であることを
特徴とする。
そして、上記位相変調が、Ｎ値（Ｎ：２以上の整数）の
データにそれぞれ対応したＮ値の変調位相値により搬送
信号の位相をシフトさせるＮ相ＰＳＫ変調であることを
特徴とする。
【００４８】
【作用】本発明においては、受信信号と所定の擬似雑音
符号との相関を示す信号を出力するＳＡＷフィルタが、
当該信号と上記上記位相変調に係る変調位相値がとりう
る値に対応して複数個設けられる。さらに、各ＳＡＷフ
ィルタは、入力された信号に係る変調位相が対応する変
調位相値である場合にのみ、相関ピークを示す信号を出
力する。従って、いずれのＳＡＷフィルタから相関ピー
クを示す出力信号が得られるかを監視することにより、
受信したデータを再生できる。この結果、間欠的にしか
得られずその時間幅も短い相関ピーク到来タイミングに
おいて局部発振器の発振周波数を受信信号の搬送周波数
に同期させる必要がなくなり、処理の困難さが低減され
る。これにより、雑音、フェージング等に起因して生じ
るデータ再生誤りが生じにくくなる。
符号との相関を示す信号を出力するＳＡＷフィルタが、
当該信号と上記上記位相変調に係る変調位相値がとりう
る値に対応して複数個設けられる。さらに、各ＳＡＷフ
ィルタは、入力された信号に係る変調位相が対応する変
調位相値である場合にのみ、相関ピークを示す信号を出
力する。従って、いずれのＳＡＷフィルタから相関ピー
クを示す出力信号が得られるかを監視することにより、
受信したデータを再生できる。この結果、間欠的にしか
得られずその時間幅も短い相関ピーク到来タイミングに
おいて局部発振器の発振周波数を受信信号の搬送周波数
に同期させる必要がなくなり、処理の困難さが低減され
る。これにより、雑音、フェージング等に起因して生じ
るデータ再生誤りが生じにくくなる。
【００４９】本発明においては、さらに、上記ＳＡＷフ
ィルタが、２通りの入力電極を有する構造によって実現
される。これらの入力電極のうち第１の入力電極は、出
力電極と所定間隔で形成されており、これにより例えば
マッチドフィルタの特性が実現される。一方、第２の入
力電極は、第１の入力電極からみてＳＡＷ伝搬方向と逆
側に間隔Ｘｉを隔てて形成される。この間隔Ｘｉは、式
（１１ａ）及び（１１ｂ）を一般化した式（２１）に従
い設定される。従って、先の原理説明から明らかなよう
に、本発明に係る特徴的作用が好適に実現される。ま
た、本発明は、この構造における“入力電極”と“出力
電極”とを入れ替え、出力電極を間隔Ｘｉで２通り設け
る構造によっても実現される。
ィルタが、２通りの入力電極を有する構造によって実現
される。これらの入力電極のうち第１の入力電極は、出
力電極と所定間隔で形成されており、これにより例えば
マッチドフィルタの特性が実現される。一方、第２の入
力電極は、第１の入力電極からみてＳＡＷ伝搬方向と逆
側に間隔Ｘｉを隔てて形成される。この間隔Ｘｉは、式
（１１ａ）及び（１１ｂ）を一般化した式（２１）に従
い設定される。従って、先の原理説明から明らかなよう
に、本発明に係る特徴的作用が好適に実現される。ま
た、本発明は、この構造における“入力電極”と“出力
電極”とを入れ替え、出力電極を間隔Ｘｉで２通り設け
る構造によっても実現される。
【００５０】本発明においては、さらに、上記複数個の
ＳＡＷフィルタが、単一の圧電基板の表面に形成され
る。これにより、小形かつ簡素な構成の復調器が得られ
ると共に、各ＳＡＷフィルタ間の特性差を抑制できる。
ＳＡＷフィルタが、単一の圧電基板の表面に形成され
る。これにより、小形かつ簡素な構成の復調器が得られ
ると共に、各ＳＡＷフィルタ間の特性差を抑制できる。
【００５１】そして、本発明は、Ｎ相ＰＳＫ変調等、デ
ータに基づき搬送信号をディジタル位相変調する各変調
方式に適用される。
ータに基づき搬送信号をディジタル位相変調する各変調
方式に適用される。
【００５２】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。
基づき説明する。
【００５３】図１には、本発明の一実施例に係るＳＡＷ
スペクトル拡散復調器の構成が示されている。この図に
示されるＳＡＷスペクトル拡散復調器には、デ−タによ
り２相ＰＳＫ変調された信号をさらにスペクトル拡散変
調した信号が入力され、変調に係るデータがその出力に
基づき再生される。この図に示されるＳＡＷスペクトル
拡散復調器は、そのため、圧電基板１の同一表面に６種
類の電極２〜７を形成した構成を有している。電極２〜
７は、いずれも一対の串状電極から構成されるインター
ディジタル型の電極であり、串状電極のうち１個は図に
示されるように接地されている。
スペクトル拡散復調器の構成が示されている。この図に
示されるＳＡＷスペクトル拡散復調器には、デ−タによ
り２相ＰＳＫ変調された信号をさらにスペクトル拡散変
調した信号が入力され、変調に係るデータがその出力に
基づき再生される。この図に示されるＳＡＷスペクトル
拡散復調器は、そのため、圧電基板１の同一表面に６種
類の電極２〜７を形成した構成を有している。電極２〜
７は、いずれも一対の串状電極から構成されるインター
ディジタル型の電極であり、串状電極のうち１個は図に
示されるように接地されている。
【００５４】これらの電極のうち０系入力電極２及び１
系入力電極４の周波数特性（電気音響変換特性）は前述
の式（１）におけるＳＩＮ（ω）であり、０系出力電極
３及び１系出力電極５の周波数特性（音響電気変換特
性）は前述のＳＯＵＴ（ω）である。また、０系入力電
極２と０系出力電極３の中心間距離及び１系入力電極４
と１系出力電極５の中心間距離は、式（１）における遅
延ｅｘｐ（−ｊωＴ）の条件を満たすよう設定されてい
る。従って、入力を０系入力電極２のみ、出力を０系出
力電極３とした場合の周波数特性は、式（１）に示され
るマッチドフィルタの周波数特性Ｓ（ω）となる。同様
に、入力を１系入力電極４のみ、出力を１系出力電極４
とした場合の周波数特性もＳ（ω）となる。
系入力電極４の周波数特性（電気音響変換特性）は前述
の式（１）におけるＳＩＮ（ω）であり、０系出力電極
３及び１系出力電極５の周波数特性（音響電気変換特
性）は前述のＳＯＵＴ（ω）である。また、０系入力電
極２と０系出力電極３の中心間距離及び１系入力電極４
と１系出力電極５の中心間距離は、式（１）における遅
延ｅｘｐ（−ｊωＴ）の条件を満たすよう設定されてい
る。従って、入力を０系入力電極２のみ、出力を０系出
力電極３とした場合の周波数特性は、式（１）に示され
るマッチドフィルタの周波数特性Ｓ（ω）となる。同様
に、入力を１系入力電極４のみ、出力を１系出力電極４
とした場合の周波数特性もＳ（ω）となる。
【００５５】この実施例においては、ＳＡＷ伝搬方向に
沿い０系入力電極２からみて０系出力電極３とは逆側
に、０系第２入力電極６が設けられている。０系第２入
力電極６の構造は０系入力電極２と同一であり、両者の
間隔距離は式（１１ａ）により示されるＸ０である。こ
の実施例においては、さらに、ＳＡＷ伝搬方向に沿い１
系入力電極４からみて１系出力電極５とは逆側に、１系
第２入力電極７が設けられている。１系第２入力電極７
の構造は１系入力電極４と同一であり、両者の間隔距離
は式（１１ｂ）により示されるＸ１である。
沿い０系入力電極２からみて０系出力電極３とは逆側
に、０系第２入力電極６が設けられている。０系第２入
力電極６の構造は０系入力電極２と同一であり、両者の
間隔距離は式（１１ａ）により示されるＸ０である。こ
の実施例においては、さらに、ＳＡＷ伝搬方向に沿い１
系入力電極４からみて１系出力電極５とは逆側に、１系
第２入力電極７が設けられている。１系第２入力電極７
の構造は１系入力電極４と同一であり、両者の間隔距離
は式（１１ｂ）により示されるＸ１である。
【００５６】また、この実施例においては、入力端子が
１個、出力端子が２個、設けられている。入力端子８は
合計４通りの入力電極２、４、６及び７に接続されてお
り、図示しない受信回路によって受信されたスペクトル
拡散変調信号をこれらの入力電極２、４、６及び７に電
気信号として入力する。入力電極２及び６に電気信号が
入力されると、これにより圧電基板１の表面が励振され
ＳＡＷが発生する。このＳＡＷは図中左右両方向に伝搬
するが、そのうち図中右方向に伝搬したＳＡＷは０系出
力電極３により受波される。同様に、入力電極４及び７
に入力される電気信号に応じて発生したＳＡＷは、１系
出力電極５により受波される。出力端子９は０系出力電
極３に、出力端子１０は１系出力電極５にそれぞれ接続
されており、これらの端子９及び１０からは受波したＳ
ＡＷに応じ電気信号が出力される。
１個、出力端子が２個、設けられている。入力端子８は
合計４通りの入力電極２、４、６及び７に接続されてお
り、図示しない受信回路によって受信されたスペクトル
拡散変調信号をこれらの入力電極２、４、６及び７に電
気信号として入力する。入力電極２及び６に電気信号が
入力されると、これにより圧電基板１の表面が励振され
ＳＡＷが発生する。このＳＡＷは図中左右両方向に伝搬
するが、そのうち図中右方向に伝搬したＳＡＷは０系出
力電極３により受波される。同様に、入力電極４及び７
に入力される電気信号に応じて発生したＳＡＷは、１系
出力電極５により受波される。出力端子９は０系出力電
極３に、出力端子１０は１系出力電極５にそれぞれ接続
されており、これらの端子９及び１０からは受波したＳ
ＡＷに応じ電気信号が出力される。
【００５７】ここに、上述のように、電極２と６の間隔
は式（１１ａ）のＸ０に、電極４と７の間隔は式（１１
ｂ）のＸ１に、それぞれ設定されている。従って、電極
２、６及び３から構成されるＳＡＷフィルタの周波数特
性は式（１６ａ）に示されるＳ０（ω）となり、電極
４、７及び５から構成されるＳＡＷフィルタの周波数特
性は式（１６ｂ）に示されるＳ１（ω）となる。
は式（１１ａ）のＸ０に、電極４と７の間隔は式（１１
ｂ）のＸ１に、それぞれ設定されている。従って、電極
２、６及び３から構成されるＳＡＷフィルタの周波数特
性は式（１６ａ）に示されるＳ０（ω）となり、電極
４、７及び５から構成されるＳＡＷフィルタの周波数特
性は式（１６ｂ）に示されるＳ１（ω）となる。
【００５８】従って、“０”、“１”２値のディジタル
データにより２相ＰＳＫ変調された信号（式（１０）に
示されるような周波数特性を有する信号）をスペクトル
拡散変調した上で送受信する際、受信側において当該受
信信号を入力端子８に入力すると、式（１９ａ）及び
（２０ａ）に示されるような周波数特性及び時間特性を
有する信号が０系出力端子９から得られ、また式（１９
ｂ）及び（２０ｂ）に示されるような周波数特性及び時
間特性を有する信号が１系出力端子１０から得られる。
言い換えれば、電極２、６及び３から構成されるＳＡＷ
フィルタの出力（０系出力端子９からの出力）は、デー
タが“０”である場合にのみ相関ピークを示し、電極
４、７及び５から構成されるＳＡＷフィルタの出力（１
系出力端子１０からの出力）は、データが“１”である
場合にのみ相関ピークを示す。
データにより２相ＰＳＫ変調された信号（式（１０）に
示されるような周波数特性を有する信号）をスペクトル
拡散変調した上で送受信する際、受信側において当該受
信信号を入力端子８に入力すると、式（１９ａ）及び
（２０ａ）に示されるような周波数特性及び時間特性を
有する信号が０系出力端子９から得られ、また式（１９
ｂ）及び（２０ｂ）に示されるような周波数特性及び時
間特性を有する信号が１系出力端子１０から得られる。
言い換えれば、電極２、６及び３から構成されるＳＡＷ
フィルタの出力（０系出力端子９からの出力）は、デー
タが“０”である場合にのみ相関ピークを示し、電極
４、７及び５から構成されるＳＡＷフィルタの出力（１
系出力端子１０からの出力）は、データが“１”である
場合にのみ相関ピークを示す。
【００５９】従って、本実施例のＳＡＷスペクトル拡散
復調器によれば、相関ピークが離散的に得られるのみで
あるにも拘らず、局部発振器の引込み等に関する困難な
しに、データを再生できる。すなわち、相関ピークがい
ずれのＳＡＷフィルタの出力端子（９又は１０）から得
られるかにより、受信したデータが“０”か“１”かを
知ることができるから、同期検波を行う場合のように相
関ピークが現れる短い時間で局部発振器の発信周波数を
同期させるといった制御は不要になり、雑音やフェージ
ングに対しても強い復調器が得られる。
復調器によれば、相関ピークが離散的に得られるのみで
あるにも拘らず、局部発振器の引込み等に関する困難な
しに、データを再生できる。すなわち、相関ピークがい
ずれのＳＡＷフィルタの出力端子（９又は１０）から得
られるかにより、受信したデータが“０”か“１”かを
知ることができるから、同期検波を行う場合のように相
関ピークが現れる短い時間で局部発振器の発信周波数を
同期させるといった制御は不要になり、雑音やフェージ
ングに対しても強い復調器が得られる。
【００６０】また、本実施例によれば、各ＳＡＷフィル
タが単一の圧電基板１上に構成されているため、両フィ
ルタの特性差等はほとんど発生しない。これにより、両
フィルタの動作上のばらつきはほとんど無くなる。
タが単一の圧電基板１上に構成されているため、両フィ
ルタの特性差等はほとんど発生しない。これにより、両
フィルタの動作上のばらつきはほとんど無くなる。
【００６１】なお、以上の説明では、２相ＰＳＫのみを
対象としたが、本発明は、Ｎ相ＰＳＫ一般に適用でき
る。その場合、圧電基板１上に構成するＳＡＷフィルタ
の個数は、少なくともＮ個とする。
対象としたが、本発明は、Ｎ相ＰＳＫ一般に適用でき
る。その場合、圧電基板１上に構成するＳＡＷフィルタ
の個数は、少なくともＮ個とする。
【００６２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
受信信号と所定の擬似雑音符号との相関を示す信号を出
力するＳＡＷフィルタを、当該信号と上記上記位相変調
に係る変調位相値がとりうる値に対応して複数個設ける
とともに、入力された信号に係る変調位相が対応する変
調位相値である場合にのみ相関ピークを示す信号を出力
するよう、各ＳＡＷフィルタを構成したため、いずれの
ＳＡＷフィルタから相関ピークを示す出力信号が得られ
るかを監視することにより、受信したデータを再生でき
る。この結果、間欠的にしか得られずその時間幅も短い
相関ピーク到来タイミングにおいて局部発振器の発振周
波数を受信信号の搬送周波数に同期させる必要がなくな
り、処理の困難さを低減可能になる。これにより、雑
音、フェージング等に起因して生じるデータ再生誤りが
生じにくくなる。
受信信号と所定の擬似雑音符号との相関を示す信号を出
力するＳＡＷフィルタを、当該信号と上記上記位相変調
に係る変調位相値がとりうる値に対応して複数個設ける
とともに、入力された信号に係る変調位相が対応する変
調位相値である場合にのみ相関ピークを示す信号を出力
するよう、各ＳＡＷフィルタを構成したため、いずれの
ＳＡＷフィルタから相関ピークを示す出力信号が得られ
るかを監視することにより、受信したデータを再生でき
る。この結果、間欠的にしか得られずその時間幅も短い
相関ピーク到来タイミングにおいて局部発振器の発振周
波数を受信信号の搬送周波数に同期させる必要がなくな
り、処理の困難さを低減可能になる。これにより、雑
音、フェージング等に起因して生じるデータ再生誤りが
生じにくくなる。
【００６３】本発明によれば、さらに、上記ＳＡＷフィ
ルタを、式（２１）に従い間隔して形成された２通りの
入力電極又は出力電極を有する構造によって実現したた
め、上記効果を好適に実現できる。
ルタを、式（２１）に従い間隔して形成された２通りの
入力電極又は出力電極を有する構造によって実現したた
め、上記効果を好適に実現できる。
【００６４】本発明によれば、さらに、上記複数個のＳ
ＡＷフィルタを単一の圧電基板の表面に形成したため、
小形かつ簡素な構成の復調器が得られると共に、各ＳＡ
Ｗフィルタ間の特性差を抑制できる。
ＡＷフィルタを単一の圧電基板の表面に形成したため、
小形かつ簡素な構成の復調器が得られると共に、各ＳＡ
Ｗフィルタ間の特性差を抑制できる。
【００６５】そして、本発明は、Ｎ相ＰＳＫ変調等、デ
ータに基づき搬送信号をディジタル位相変調する各変調
方式に適用できる。
ータに基づき搬送信号をディジタル位相変調する各変調
方式に適用できる。
【図１】本発明の一実施例に係るＳＡＷスペクトル拡散
復調器の構成を示す斜視図である。
復調器の構成を示す斜視図である。
１ 圧電基板 ２ ０系入力電極 ３ ０系出力電極 ４ １系入力電極 ５ １系出力電極 ６ ０系第２入力電極 ７ １系第２入力電極 ８ 入力端子 ９ ０系出力端子 １０ １系出力端子
Claims (4)
- 【請求項１】 送信すべきデータにより位相変調されか
つ所定の擬似雑音符号によりスペクトル拡散変調された
搬送信号を入力し、当該信号と上記所定の擬似雑音符号
との相関を示す信号を出力するＳＡＷフィルタを備える
ＳＡＷスペクトル拡散復調器において、 上記ＳＡＷフィルタを、上記位相変調に係る変調位相値
がとりうる値に対応して複数個設けると共に、上記複数個のＳＡＷフィルタのうちｉ番目（ｉ：自然
数）のＳＡＷフィルタが、圧電基板の表面に形成された
第１の入力電極と、圧電基板の上記表面において弾性表
面波の伝搬方向に沿い第１の入力電極から距離Ｘ i だけ
間隔して形成された第２の入力電極と、圧電基板の上記
表面において第１の入力電極からみて第２の入力電極と
は逆側に所定距離間隔して形成された出力電極と、を有
し、弾性表面波の伝搬速度をｖ、位相変調された搬送信
号の周波数をｆ 0 、データによる位相変調の速度をｆ D 、
ｆ 0 ／ｆ D にほぼ等しい整数をＮ 0 、ｉ番目のＳＡＷフィ
ルタに対応する変調位相値をα i とした場合に、距離Ｘ i
が、 【数１】 Ｘ i ＝Ｎ 0 ・ｖ／ｆ 0 −α i ／（２π）・ｖ／ｆ 0 に設定され、 入力された信号に係る変調位相が対応する
変調位相値である場合にのみその出力信号が相関ピーク
を示すよう構成されたことを特徴とするＳＡＷスペクト
ル拡散復調器。 - 【請求項２】 送信すべきデータにより位相変調されか
つ所定の擬似雑音符号によりスペクトル拡散変調された
搬送信号を入力し、当該信号と上記所定の擬似雑音符号
との相関を示す信号を出力するＳＡＷフィルタを備える
ＳＡＷスペクトル拡散復調器において、 上記ＳＡＷフィルタを、上記位相変調に係る変調位相値
がとりうる値に対応して複数個設けると共に、 上記複数個のＳＡＷフィルタのうちｉ番目（ｉ：自然
数）のＳＡＷフィルタが、圧電基板の表面に形成された
入力電極と、圧電基板の上記表面において入力電極から
弾性表面波の伝搬方向に沿い所定距離間隔して形成され
た第１の出力電極 と、圧電基板の上記表面において弾性
表面波の伝搬方向に沿い第１の出力電極からみて入力電
極とは逆側に距離Ｘ i だけ間隔して形成された第２の出
力電極と、を有し、弾性表面波の伝搬速度をｖ、位相変
調された搬送信号の周波数をｆ 0 、データによる位相変
調の速度をｆ D 、ｆ 0 ／ｆ D にほぼ等しい整数をＮ 0 、ｉ番
目のＳＡＷフィルタに対応する変調位相値をα i とした
場合に、距離Ｘ i が、 【数２】 Ｘ i ＝Ｎ 0 ・ｖ／ｆ 0 −α i ／（２π）・ｖ／ｆ 0 に設定され、入力された信号に係る変調位相が対応する
変調位相値である場合にのみその出力信号が相関ピーク
を示すよう構成された ことを特徴とするＳＡＷスペクト
ル拡散復調器。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載のＳＡＷスペクトル
拡散復調器において、 上記複数個のＳＡＷフィルタが、単一の圧電基板の表面
に形成された ことを特徴とするＳＡＷスペクトル拡散復
調器。 - 【請求項４】 請求項１又は２記載のＳＡＷスペクトル
拡散復調器において、 上記位相変調が、Ｎ値（Ｎ：２以上の整数）のデータに
それぞれ対応したＮ値の変調位相値により搬送信号の位
相をシフトさせるＮ相ＰＳＫ変調である ことを特徴とす
るＳＡＷスペクトル拡散復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP986194A JP2659903B2 (ja) | 1994-01-31 | 1994-01-31 | Ｓａｗスペクトル拡散復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP986194A JP2659903B2 (ja) | 1994-01-31 | 1994-01-31 | Ｓａｗスペクトル拡散復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07221670A JPH07221670A (ja) | 1995-08-18 |
| JP2659903B2 true JP2659903B2 (ja) | 1997-09-30 |
Family
ID=11731926
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP986194A Expired - Fee Related JP2659903B2 (ja) | 1994-01-31 | 1994-01-31 | Ｓａｗスペクトル拡散復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2659903B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3424453B2 (ja) * | 1996-08-09 | 2003-07-07 | 松下電器産業株式会社 | スペクトラム拡散通信装置 |
| JP3338628B2 (ja) | 1997-04-25 | 2002-10-28 | 和夫 坪内 | 弾性表面波マッチトフィルタ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05316074A (ja) * | 1992-05-08 | 1993-11-26 | Canon Inc | 弾性表面波素子およびそれを用いた復調装置 |
-
1994
- 1994-01-31 JP JP986194A patent/JP2659903B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07221670A (ja) | 1995-08-18 |
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