JP3303141B2 - 無線周波数通信システムにおいて使用する増幅回路および増幅器の制御方法 - Google Patents
無線周波数通信システムにおいて使用する増幅回路および増幅器の制御方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は、一般的に増幅回路に関し、更に特定すれ
ば、無線周波数通信システムにおいて使用する増幅回路
に関するものである。
ば、無線周波数通信システムにおいて使用する増幅回路
に関するものである。
発明の背景 従来のフィード・フォーワード増幅器は、フィード・
フォーワード・ループを構成する種々の増幅器およびカ
プラを通じて所望の信号および誤差信号を分配する方法
により、概略的に、タイプI,II,IIIとして識別される様
々な種類に分類されている。従来のタイプＩフィード・
フォーワード増幅器は、典型的に約20dBという、高水準
の相互変調歪（IM）低減度が得られるが、効率は低い。
従来のタイプＩフィード・フォーワード増幅器は、約５
％の効率を有するに過ぎず、このため動作コストが高い
ものとなる。
フォーワード・ループを構成する種々の増幅器およびカ
プラを通じて所望の信号および誤差信号を分配する方法
により、概略的に、タイプI,II,IIIとして識別される様
々な種類に分類されている。従来のタイプＩフィード・
フォーワード増幅器は、典型的に約20dBという、高水準
の相互変調歪（IM）低減度が得られるが、効率は低い。
従来のタイプＩフィード・フォーワード増幅器は、約５
％の効率を有するに過ぎず、このため動作コストが高い
ものとなる。
従来のタイプIIフィード・フォーワード増幅器は、タ
イプＩ増幅器と比較すると、効率は改善されているが、
タイプII増幅器は、IMの低減に限界があるという欠点が
ある。また、従来のタイプII増幅器は、システム利得が
少なく、典型的に約4dBである。タイプIIIフィード・フ
ォーワード増幅器は、効率およびIMの改善（約20dB）の
間の折衷案を提示するが、システム利得は約7dBと更に
低下する。加えて、タイプIIIフィード・フォーワード
増幅器では、その複雑さのために、最適なIMの低減を達
成するようにこれらの増幅器を制御することが困難であ
る。
イプＩ増幅器と比較すると、効率は改善されているが、
タイプII増幅器は、IMの低減に限界があるという欠点が
ある。また、従来のタイプII増幅器は、システム利得が
少なく、典型的に約4dBである。タイプIIIフィード・フ
ォーワード増幅器は、効率およびIMの改善（約20dB）の
間の折衷案を提示するが、システム利得は約7dBと更に
低下する。加えて、タイプIIIフィード・フォーワード
増幅器では、その複雑さのために、最適なIMの低減を達
成するようにこれらの増幅器を制御することが困難であ
る。
したがって、効率を改善し、制御が容易で、望ましく
ないシステム利得の低下を発生せずにIMの低減を可能に
する、改良された増幅器が必要とされている。更に、フ
ィード・フォーワード増幅器を制御する改良された方法
も必要とされている。
ないシステム利得の低下を発生せずにIMの低減を可能に
する、改良された増幅器が必要とされている。更に、フ
ィード・フォーワード増幅器を制御する改良された方法
も必要とされている。
発明の概要 本発明の一態様は、無線周波数システムにおいて使用
するための増幅回路に関連する。この回路は、第１信号
を受信する第１入力および第１出力を有する第１増幅器
を備えている。第１カプラが第１増幅器の第１入力をサ
ンプルし、第２カプラが第１増幅器の第１出力をサンプ
ルする。第３カプラは、第２カプラの出力および第１カ
プラの出力に応答する。第３カプラは、第１入力および
第１出力間の差を実質的に表わす誤差信号を生成する。
第４カプラは、この誤差信号を第２信号と結合し、複合
信号を生成する。第２信号は、第１増幅器の第１入力に
よって受信される第１信号と少なくとも部分的に相関関
係にある。第２増幅器は、複合信号に応答し、第２出力
を生成する。
するための増幅回路に関連する。この回路は、第１信号
を受信する第１入力および第１出力を有する第１増幅器
を備えている。第１カプラが第１増幅器の第１入力をサ
ンプルし、第２カプラが第１増幅器の第１出力をサンプ
ルする。第３カプラは、第２カプラの出力および第１カ
プラの出力に応答する。第３カプラは、第１入力および
第１出力間の差を実質的に表わす誤差信号を生成する。
第４カプラは、この誤差信号を第２信号と結合し、複合
信号を生成する。第２信号は、第１増幅器の第１入力に
よって受信される第１信号と少なくとも部分的に相関関
係にある。第２増幅器は、複合信号に応答し、第２出力
を生成する。
本発明の第２の態様は、第１入力および第１出力を有
する第１増幅器を備えた回路に関する。第２増幅器は、
第１増幅器の第１出力に応答する。第２増幅器は、第１
信号を受信する第２入力を有し、第２出力も有する。第
１カプラが第２増幅器の第２入力をサンプルし、第２カ
プラが第２増幅器の第２出力をサンプルする。第３増幅
器は、第２カプラの出力に応答し、更に第１カプラの出
力に応答して、第２入力および第２出力間の差を実質的
に表わす誤差信号を生成する。第４カプラは、第１増幅
器の第１出力をサンプルする。第５カプラは、第４カプ
ラおよび誤差信号に応答し、複合信号を生成する。複合
信号は第６カプラに渡され、第６カプラも第２増幅器の
第２出力に応答する。
する第１増幅器を備えた回路に関する。第２増幅器は、
第１増幅器の第１出力に応答する。第２増幅器は、第１
信号を受信する第２入力を有し、第２出力も有する。第
１カプラが第２増幅器の第２入力をサンプルし、第２カ
プラが第２増幅器の第２出力をサンプルする。第３増幅
器は、第２カプラの出力に応答し、更に第１カプラの出
力に応答して、第２入力および第２出力間の差を実質的
に表わす誤差信号を生成する。第４カプラは、第１増幅
器の第１出力をサンプルする。第５カプラは、第４カプ
ラおよび誤差信号に応答し、複合信号を生成する。複合
信号は第６カプラに渡され、第６カプラも第２増幅器の
第２出力に応答する。
本発明の最初の２つの態様を組み合わせることによっ
て、フィード・フォーワード補正網を用いて、増幅器お
よび前置増幅器の歪みレベルを低減させる、他の態様が
得られる。増幅器における誤差を低減させる方法は、前
置増幅器が並列増幅器に分割信号（split signal）を注
入する。並列増幅器の一方の入力および出力のサンプル
を比較して、誤差信号を発生する。この信号は、第２増
幅器を予め歪ませる（predistort）ようなレベルで、第
２の並列増幅器の入力に注入される。更に、この誤差信
号のレベルは、並列増幅器を再結合したときに、第１の
並列増幅器から発生する誤差を大幅に低減し、前置増幅
器によって混入される誤差も大幅に低減するように設定
する。
て、フィード・フォーワード補正網を用いて、増幅器お
よび前置増幅器の歪みレベルを低減させる、他の態様が
得られる。増幅器における誤差を低減させる方法は、前
置増幅器が並列増幅器に分割信号（split signal）を注
入する。並列増幅器の一方の入力および出力のサンプル
を比較して、誤差信号を発生する。この信号は、第２増
幅器を予め歪ませる（predistort）ようなレベルで、第
２の並列増幅器の入力に注入される。更に、この誤差信
号のレベルは、並列増幅器を再結合したときに、第１の
並列増幅器から発生する誤差を大幅に低減し、前置増幅
器によって混入される誤差も大幅に低減するように設定
する。
本発明の他の態様は、上述の増幅回路を制御する方法
に関連する。この方法は： （ａ）信号強度を複数回測定し、測定周波数帯の異なる
周波数で各測定を行う段階； （ｂ）各測定値を所定のしきい値と比較する段階； （ｃ）しきい値を超過した測定値を破棄する段階； （ｄ）残りの測定値から最大測定値を抽出することによ
り、第１最大測定値を選択する段階；および （ｅ）第１最大測定値に基づき、増幅回路に結合されて
いる回路の振幅および位相調節を行う段階； から成る。
に関連する。この方法は： （ａ）信号強度を複数回測定し、測定周波数帯の異なる
周波数で各測定を行う段階； （ｂ）各測定値を所定のしきい値と比較する段階； （ｃ）しきい値を超過した測定値を破棄する段階； （ｄ）残りの測定値から最大測定値を抽出することによ
り、第１最大測定値を選択する段階；および （ｅ）第１最大測定値に基づき、増幅回路に結合されて
いる回路の振幅および位相調節を行う段階； から成る。
図面の簡単な説明 第１図ないし第４図は、増幅器構成の好適実施例のブ
ロック回路図である。
ロック回路図である。
第５図は、増幅回路を制御する方法の好適実施例のフ
ロー・チャートである。
ロー・チャートである。
第６図は、増幅回路の他の好適実施例のブロック図で
ある。
ある。
第７図は、特定の好適な増幅回路の更に詳細な回路構
成図である。
成図である。
実施例の詳細な説明 第１図に本発明の好適実施例を示す。増幅器40,遅延
素子32,およびカプラ18,26,36は、増幅器22内で発生す
る誤差信号を抽出し、この誤差信号を適正なレベルでカ
プラ44に再度注入可能な回路を構成する。これにより、
入力信号12の成分には独立して、カプラ44に誤差信号を
注入可能となる。
素子32,およびカプラ18,26,36は、増幅器22内で発生す
る誤差信号を抽出し、この誤差信号を適正なレベルでカ
プラ44に再度注入可能な回路を構成する。これにより、
入力信号12の成分には独立して、カプラ44に誤差信号を
注入可能となる。
増幅器22および増幅器52から成る増幅器対、ならびに
カプラ14およびカプラ62は、並列増幅器網を形成する。
この場合、カプラ14およびカプラ62は、90゜3dBカプラ
であり、増幅器22,52間で電力を分割し、その後増幅器2
2,52の出力を再結合し、出力64において結合電力を生成
する。
カプラ14およびカプラ62は、並列増幅器網を形成する。
この場合、カプラ14およびカプラ62は、90゜3dBカプラ
であり、増幅器22,52間で電力を分割し、その後増幅器2
2,52の出力を再結合し、出力64において結合電力を生成
する。
第１図の回路において、信号12をカプラ14に通し、信
号16および信号45を生成する。好適実施例では、これら
の信号16,45は、振幅がほぼ同様であり、約90゜の位相
差を有する。信号16をカプラ18に通し、信号16のサンプ
ルを、信号30および増幅器22への入力20として生成す
る。信号30は遅延素子32を通過し、信号34を生成する。
こうして、信号34は、入力信号12の成分から成る信号を
与える。入力信号12の成分のことを、以下では所望の信
号成分と呼ぶ。信号20は増幅器22を通過し、所望の信号
成分および増幅器22内で発生した誤差信号の複合信号24
を生成する。増幅器22内で発生した誤差信号のことを、
以下では第１誤差信号と呼ぶ。カプラ26は、複合信号24
のサンプルを信号28として供給する。信号24もカプラ26
および遅延素子58を通過し、信号60を生成する。信号60
はカプラ62に渡される。信号60は、所望の信号成分およ
び第１誤差信号成分から成る。
号16および信号45を生成する。好適実施例では、これら
の信号16,45は、振幅がほぼ同様であり、約90゜の位相
差を有する。信号16をカプラ18に通し、信号16のサンプ
ルを、信号30および増幅器22への入力20として生成す
る。信号30は遅延素子32を通過し、信号34を生成する。
こうして、信号34は、入力信号12の成分から成る信号を
与える。入力信号12の成分のことを、以下では所望の信
号成分と呼ぶ。信号20は増幅器22を通過し、所望の信号
成分および増幅器22内で発生した誤差信号の複合信号24
を生成する。増幅器22内で発生した誤差信号のことを、
以下では第１誤差信号と呼ぶ。カプラ26は、複合信号24
のサンプルを信号28として供給する。信号24もカプラ26
および遅延素子58を通過し、信号60を生成する。信号60
はカプラ62に渡される。信号60は、所望の信号成分およ
び第１誤差信号成分から成る。
複合信号28も、所望の信号成分および第１誤差信号成
分から成る。遅延素子32は、遅延素子32を通じたカプラ
18からカプラ36への群遅延が、増幅器22およびカプラ26
を通じたカプラ18からカプラ36への群遅延とほぼ等しく
なるように設定する。カプラ18,26,36および遅延素子32
による損失は、カプラ36を通過した後の信号34の所望の
信号成分が、カプラ36を通過した後の複合信号28の所望
の信号成分に対して、振幅がほぼ同様で、位相が180゜
ずれるように設定する。すると、所望の信号成分はカプ
ラ36によって大きく低減され、第１誤差信号成分が残る
ので、その結果信号38が発生する。こうして得られた信
号38は次に増幅器40によって増幅されて、信号42を生成
し、カプラ44に渡される。信号45は、遅延素子46によっ
て遅延され、信号48を生成し、これもカプラ44に渡され
る。
分から成る。遅延素子32は、遅延素子32を通じたカプラ
18からカプラ36への群遅延が、増幅器22およびカプラ26
を通じたカプラ18からカプラ36への群遅延とほぼ等しく
なるように設定する。カプラ18,26,36および遅延素子32
による損失は、カプラ36を通過した後の信号34の所望の
信号成分が、カプラ36を通過した後の複合信号28の所望
の信号成分に対して、振幅がほぼ同様で、位相が180゜
ずれるように設定する。すると、所望の信号成分はカプ
ラ36によって大きく低減され、第１誤差信号成分が残る
ので、その結果信号38が発生する。こうして得られた信
号38は次に増幅器40によって増幅されて、信号42を生成
し、カプラ44に渡される。信号45は、遅延素子46によっ
て遅延され、信号48を生成し、これもカプラ44に渡され
る。
この時点において、カプラ44は信号48および信号42を
結合して、所望の信号成分および第１誤差信号成分から
成る信号50を生成する。遅延素子46は、遅延素子46を通
じたカプラ14からカプラ44への群遅延が、カプラ18,遅
延素子32,カプラ36および増幅器40を通したカプラ14か
らカプラ44への群遅延とほぼ等しくなるように、更にこ
れら２経路の位相差がほぼゼロとなるように設定する。
増幅器100の残りの部分を好適実施例のように構成する
ことにより、フィード・フォーワード補正をカプラ62に
おいて行うことができるように、カプラ36で抽出し増幅
器40を通過させた第１誤差信号成分を整合する。
結合して、所望の信号成分および第１誤差信号成分から
成る信号50を生成する。遅延素子46は、遅延素子46を通
じたカプラ14からカプラ44への群遅延が、カプラ18,遅
延素子32,カプラ36および増幅器40を通したカプラ14か
らカプラ44への群遅延とほぼ等しくなるように、更にこ
れら２経路の位相差がほぼゼロとなるように設定する。
増幅器100の残りの部分を好適実施例のように構成する
ことにより、フィード・フォーワード補正をカプラ62に
おいて行うことができるように、カプラ36で抽出し増幅
器40を通過させた第１誤差信号成分を整合する。
信号50は、増幅器52によって増幅され、信号54を生成
する。信号54は、所望の信号成分，第１誤差信号成分，
および増幅器52において発生した誤差信号から成る。増
幅器52において発生した誤差信号のことを、以下では第
２誤差信号と呼ぶ。信号54はカプラ62に入力される。
する。信号54は、所望の信号成分，第１誤差信号成分，
および増幅器52において発生した誤差信号から成る。増
幅器52において発生した誤差信号のことを、以下では第
２誤差信号と呼ぶ。信号54はカプラ62に入力される。
好適実施例では、信号20内にある所望の信号成分は、
信号50内にある所望の信号成分とほぼ同様である。ま
た、好適実施例では、増幅器22および増幅器52は、同一
またはほぼ同様の増幅器である。したがって、信号24内
にある第１誤差信号は、信号54内にある第２誤差信号と
ほぼ同様である。第１誤差信号成分をカプラ36において
抽出し、増幅器40および増幅器52を通過させた場合、信
号54内にある第２誤差信号とは、位相が約180゜ずれ
る。
信号50内にある所望の信号成分とほぼ同様である。ま
た、好適実施例では、増幅器22および増幅器52は、同一
またはほぼ同様の増幅器である。したがって、信号24内
にある第１誤差信号は、信号54内にある第２誤差信号と
ほぼ同様である。第１誤差信号成分をカプラ36において
抽出し、増幅器40および増幅器52を通過させた場合、信
号54内にある第２誤差信号とは、位相が約180゜ずれ
る。
信号60内にある所望の信号成分がカプラ62を通過した
とき、カプラ62を通過した後の信号54内にある所望の信
号成分と、振幅がほぼ同様で、位相がほぼ等しくなるよ
うに、遅延素子58を設定する。この条件を満たせば、カ
プラ62を通過した後の信号60内にある第１誤差信号成分
は、カプラ62を通過した後の信号54内にある第１誤差信
号成分に対して、位相が約180゜ずれる。
とき、カプラ62を通過した後の信号54内にある所望の信
号成分と、振幅がほぼ同様で、位相がほぼ等しくなるよ
うに、遅延素子58を設定する。この条件を満たせば、カ
プラ62を通過した後の信号60内にある第１誤差信号成分
は、カプラ62を通過した後の信号54内にある第１誤差信
号成分に対して、位相が約180゜ずれる。
好適実施例では、信号42内にある第１誤差信号成分が
信号54内にある第２誤差信号を大幅に低減し、カプラ62
を通過した後の信号60内にある第１誤差信号成分が大幅
に低減するのに十分となるように、カプラ44を設定す
る。
信号54内にある第２誤差信号を大幅に低減し、カプラ62
を通過した後の信号60内にある第１誤差信号成分が大幅
に低減するのに十分となるように、カプラ44を設定す
る。
この構成の利点の１つは、並列増幅器網の構築が容易
なことにある。第２の利点は、所望の信号成分とは独立
して、カプラ44において注入される第１誤差信号から得
られる。増幅器全体を制御する場合、IM性能を改善する
ために行われる調節は、増幅器22,52による所望の信号
成分の電力結合から事実上分離されている。
なことにある。第２の利点は、所望の信号成分とは独立
して、カプラ44において注入される第１誤差信号から得
られる。増幅器全体を制御する場合、IM性能を改善する
ために行われる調節は、増幅器22,52による所望の信号
成分の電力結合から事実上分離されている。
この構成による第３の利点は、前置増幅器66を図１の
増幅器100に追加したときに理解することができる。従
来のフィード・フォーワード増幅器の殆どは、出力IM性
能が増幅器66のIM性能に制限される。しかしながら、増
幅器22の伝達特性と同様の伝達特性を有するように増幅
器66を選択することによって、増幅器200の構成は、増
幅器66内で発生する誤差信号を補正する可能性を提供す
る。この増幅器66内で発生する誤差信号のことを、以下
では初期誤差信号と呼ぶ。初期誤差信号は、増幅器66の
出力から、増幅器20全体を通過して、カプラ62に伝搬す
る。増幅器22および増幅器66の伝達特性は同様であるの
で、これらの増幅器によって発生される誤差信号は、増
幅器200の出力においてはほぼ同様である。これは第２
図に示す好適実施例における場合であるので、信号50内
にある第１誤差信号の成分をより高いレベルに調節する
ことにより、信号64内にある初期誤差信号成分を大幅に
低減することが可能となる。このように、増幅器200
は、増幅器66に対して後歪み補正機構（postdistortion
correction mechanism）として機能する。
増幅器100に追加したときに理解することができる。従
来のフィード・フォーワード増幅器の殆どは、出力IM性
能が増幅器66のIM性能に制限される。しかしながら、増
幅器22の伝達特性と同様の伝達特性を有するように増幅
器66を選択することによって、増幅器200の構成は、増
幅器66内で発生する誤差信号を補正する可能性を提供す
る。この増幅器66内で発生する誤差信号のことを、以下
では初期誤差信号と呼ぶ。初期誤差信号は、増幅器66の
出力から、増幅器20全体を通過して、カプラ62に伝搬す
る。増幅器22および増幅器66の伝達特性は同様であるの
で、これらの増幅器によって発生される誤差信号は、増
幅器200の出力においてはほぼ同様である。これは第２
図に示す好適実施例における場合であるので、信号50内
にある第１誤差信号の成分をより高いレベルに調節する
ことにより、信号64内にある初期誤差信号成分を大幅に
低減することが可能となる。このように、増幅器200
は、増幅器66に対して後歪み補正機構（postdistortion
correction mechanism）として機能する。
別の後歪み補正回路を第３図に示す。この回路300で
は、増幅器52がないので、カプラ44において注入される
信号42内にある第１誤差信号成分の量は、信号64内にあ
る第１誤差信号成分および初期誤差信号成分を大幅に低
減させるために必要な量である。この構成300の初期誤
差信号を補正する能力は、初期誤差信号および第１誤差
信号の類似性によって異なる。これらの増幅器66,22の
伝達関数が密接な程、回路300によって得られる増幅器6
6の後歪み補正は良化する。
は、増幅器52がないので、カプラ44において注入される
信号42内にある第１誤差信号成分の量は、信号64内にあ
る第１誤差信号成分および初期誤差信号成分を大幅に低
減させるために必要な量である。この構成300の初期誤
差信号を補正する能力は、初期誤差信号および第１誤差
信号の類似性によって異なる。これらの増幅器66,22の
伝達関数が密接な程、回路300によって得られる増幅器6
6の後歪み補正は良化する。
本発明の他の好適実施例を第４図に示す。図示した増
幅器400は、能動的なコントローラ80を用いて、増幅器5
2の予備歪み補正（predistortion correction），増幅
器66の後歪み補正，および増幅器22のフィード・フォー
ワード補正を行うフィード・フォーワード増幅器であ
る。振幅および位相調節回路70,83,電力検出器78,受信
機88,カプラ76,84,およびコントローラ80の組み合わせ
を追加することによって、増幅器400を連続的に監視
し、増幅器400がほぼその最適動作点で動作し続けるよ
うに調節を行うシステムを提供する。
幅器400は、能動的なコントローラ80を用いて、増幅器5
2の予備歪み補正（predistortion correction），増幅
器66の後歪み補正，および増幅器22のフィード・フォー
ワード補正を行うフィード・フォーワード増幅器であ
る。振幅および位相調節回路70,83,電力検出器78,受信
機88,カプラ76,84,およびコントローラ80の組み合わせ
を追加することによって、増幅器400を連続的に監視
し、増幅器400がほぼその最適動作点で動作し続けるよ
うに調節を行うシステムを提供する。
減衰器90を用いてカプラ26からのサンプル信号28の振
幅を設定することによって、減衰器90の出力は、信号72
内に含まれる所望の信号成分の振幅とほぼ同様の振幅の
所望の信号成分を有する信号82となる。典型的に、カプ
ラ36を通過したときの信号92内にある所望の信号成分の
振幅が、振幅および位相調節回路70およびカプラ36を通
過したときの信号72内に含まれる所望の信号成分の可調
節振幅範囲のほぼ中心にくるように減衰値を設定する。
所望の信号成分の振幅は、振幅および位相調節回路70内
の振幅シフタ（amplitude shifter）によって調節可能
である。遅延素子32ならびに振幅および位相調節回路70
に内蔵された位相シフタ素子は、カプラ36を通過した後
の信号72,92内にある所望の信号成分の位相が約180゜ず
れるように、カプラ36への入来信号を設定する。カプラ
76を用いて信号38をサンプルし、サンプルを電力検出器
78に渡す。電力検出器78は、コントローラ80と共に、振
幅および位相調節回路70を調節し、信号38内にある所望
の信号成分を相殺して残留するものを最少に抑える。
幅を設定することによって、減衰器90の出力は、信号72
内に含まれる所望の信号成分の振幅とほぼ同様の振幅の
所望の信号成分を有する信号82となる。典型的に、カプ
ラ36を通過したときの信号92内にある所望の信号成分の
振幅が、振幅および位相調節回路70およびカプラ36を通
過したときの信号72内に含まれる所望の信号成分の可調
節振幅範囲のほぼ中心にくるように減衰値を設定する。
所望の信号成分の振幅は、振幅および位相調節回路70内
の振幅シフタ（amplitude shifter）によって調節可能
である。遅延素子32ならびに振幅および位相調節回路70
に内蔵された位相シフタ素子は、カプラ36を通過した後
の信号72,92内にある所望の信号成分の位相が約180゜ず
れるように、カプラ36への入来信号を設定する。カプラ
76を用いて信号38をサンプルし、サンプルを電力検出器
78に渡す。電力検出器78は、コントローラ80と共に、振
幅および位相調節回路70を調節し、信号38内にある所望
の信号成分を相殺して残留するものを最少に抑える。
増幅器400の動作において重要な点は、信号42内にあ
る第１誤差信号成分をどれ位カプラ44に注入すべきを判
断することにある。好ましくは、信号54内にある第２誤
差信号を大幅に低減し、更に信号64内にある第１誤差信
号成分および初期誤差信号成分を大幅に低減するのに十
分な信号があるべきであろう。注入される第１誤差信号
の量は、受信機88から集められた情報によって、コント
ローラ80が決定する。この情報を用いて、振幅および位
相調節回路83を調節し、信号64内にある誤差信号の低減
を図る。
る第１誤差信号成分をどれ位カプラ44に注入すべきを判
断することにある。好ましくは、信号54内にある第２誤
差信号を大幅に低減し、更に信号64内にある第１誤差信
号成分および初期誤差信号成分を大幅に低減するのに十
分な信号があるべきであろう。注入される第１誤差信号
の量は、受信機88から集められた情報によって、コント
ローラ80が決定する。この情報を用いて、振幅および位
相調節回路83を調節し、信号64内にある誤差信号の低減
を図る。
尚、このフィード・フォーワード・システムの制御
は、好ましくは、出力歪みに直接関係する方法を用いる
ことも理解されよう。かかる制御方法を用いると、第４
図に示す好適実施例は構成が容易となり、制御も容易と
なる。この増幅器400の重要な利点は、増幅器66のよう
なより効率的な前置増幅器が使用可能となることであ
る。従来のフィード・フォーワード増幅器では、増幅器
400の全体的な線形性の要件を満たすためにはこのよう
な増幅器の線形性が通常必要であるので、前置増幅器は
典型的に効率の低い増幅器である。好適実施例では、増
幅器22のフィード・フォーワード補正、および増幅器52
の予備歪み補正と共に、増幅器66の後歪み補正を構成し
ているので、前置増幅器66はクラスABまたはクラスＣ増
幅器のような、より効率的なものとすることができ、こ
れによって、増幅器システム400全体の効率改善が可能
となる。増幅器66の後歪み補正機能により、前置増幅器
66は、あらゆるクラスの増幅器とすることができるが、
クラスＡの増幅器は効率的でないので、クラスＡは除か
れる。
は、好ましくは、出力歪みに直接関係する方法を用いる
ことも理解されよう。かかる制御方法を用いると、第４
図に示す好適実施例は構成が容易となり、制御も容易と
なる。この増幅器400の重要な利点は、増幅器66のよう
なより効率的な前置増幅器が使用可能となることであ
る。従来のフィード・フォーワード増幅器では、増幅器
400の全体的な線形性の要件を満たすためにはこのよう
な増幅器の線形性が通常必要であるので、前置増幅器は
典型的に効率の低い増幅器である。好適実施例では、増
幅器22のフィード・フォーワード補正、および増幅器52
の予備歪み補正と共に、増幅器66の後歪み補正を構成し
ているので、前置増幅器66はクラスABまたはクラスＣ増
幅器のような、より効率的なものとすることができ、こ
れによって、増幅器システム400全体の効率改善が可能
となる。増幅器66の後歪み補正機能により、前置増幅器
66は、あらゆるクラスの増幅器とすることができるが、
クラスＡの増幅器は効率的でないので、クラスＡは除か
れる。
増幅器400を制御するためには、まず、振幅および位
相調節回路70の現設定値を読み取る。次に、振幅および
位相調節回路70内に内蔵されている位相シフタの値を進
ませて、新たな測定値を記録する。この新たな測定値を
現測定値と比較する。新たな測定値が現測定値よりも小
さい場合、位相シフタを新たな設定値のままにして、こ
のプロセスを繰り返す。新たな測定値が現測定値よりも
大きい場合、位相シフタをその以前の設定に戻し、進ま
せる方向を逆転し、方向の変更を示す。このプロセス
は、方向の変更が３回記録されるまで、繰り返される。
次に、振幅および位相調節回路70に内蔵されている位相
シフタをこの設定値のままとし、振幅および位相調節回
路70内の振幅シフタを、同様のプロセスによって調節す
る。次に、別の対象測定値を用いて、振幅および位相調
節回路83に対して上述のプロセスを繰り返す。このよう
に、振幅および位相調節回路70,83の対象測定値が大幅
に減少するように、これらの設定を行う。
相調節回路70の現設定値を読み取る。次に、振幅および
位相調節回路70内に内蔵されている位相シフタの値を進
ませて、新たな測定値を記録する。この新たな測定値を
現測定値と比較する。新たな測定値が現測定値よりも小
さい場合、位相シフタを新たな設定値のままにして、こ
のプロセスを繰り返す。新たな測定値が現測定値よりも
大きい場合、位相シフタをその以前の設定に戻し、進ま
せる方向を逆転し、方向の変更を示す。このプロセス
は、方向の変更が３回記録されるまで、繰り返される。
次に、振幅および位相調節回路70に内蔵されている位相
シフタをこの設定値のままとし、振幅および位相調節回
路70内の振幅シフタを、同様のプロセスによって調節す
る。次に、別の対象測定値を用いて、振幅および位相調
節回路83に対して上述のプロセスを繰り返す。このよう
に、振幅および位相調節回路70,83の対象測定値が大幅
に減少するように、これらの設定を行う。
振幅および位相調節回路70では、測定対象は電力検出
器78の電力測定である。振幅および位相調節回路83で
は、第５図に詳細を纏めた測定は、受信機88の受信信号
強度インディケータ（RSSI:received singal strength
indicator）に関連する。振幅および位相調節回路83に
対する測定対象のために、まず502において受信機77を
進ませる。次に、504において、受信信号強度インディ
ケータ（RSSI）の測定を行う。506において、現読み取
り値および以前のRSSI読み取り値間の比較を行う。現読
み取り値が最後の読み取り値よりも大きい場合、次に処
理は502に戻る。しかしながら、現読み取り値が最後の
読み取り値よりも大きくない場合、処理はステップ508
に進み、ここで現読み取り値を最大読み取り値として格
納する。最大読み取り値のことを、以下では、新最大値
と呼ぶ。
器78の電力測定である。振幅および位相調節回路83で
は、第５図に詳細を纏めた測定は、受信機88の受信信号
強度インディケータ（RSSI:received singal strength
indicator）に関連する。振幅および位相調節回路83に
対する測定対象のために、まず502において受信機77を
進ませる。次に、504において、受信信号強度インディ
ケータ（RSSI）の測定を行う。506において、現読み取
り値および以前のRSSI読み取り値間の比較を行う。現読
み取り値が最後の読み取り値よりも大きい場合、次に処
理は502に戻る。しかしながら、現読み取り値が最後の
読み取り値よりも大きくない場合、処理はステップ508
に進み、ここで現読み取り値を最大読み取り値として格
納する。最大読み取り値のことを、以下では、新最大値
と呼ぶ。
次に、510において、受信機88を再び進ませ、512にお
いて再度RSSI測定を行う。514において、現RSSI読み取
り値および最後の読み取り値間で比較を行う。現読み取
り値が最後の読み取り値よりも小さい場合、次に処理は
510に戻る。しかしながら、現読み取り値が最後の読み
取り値よりも小さくない場合、516において比較を行
い、新たな最大値が所定のスレシホルド値よりも大きい
か否かを判定する。大きい場合、新たな最大値を518に
おいて破棄する。しかしながら、新たな最大値がスレシ
ホルド値よりも大きくない場合、処理は520に続く。520
において、新たな最大値および記録されている最も大き
な最大値間の比較を行う。新たな最大値が記録されてい
る最も大きな最大値よりも大きい場合、524において、
新たな最大値を最も大きな最大値としてセーブする。そ
うでなければ、ステップ522において新たな最大値を破
棄する。
いて再度RSSI測定を行う。514において、現RSSI読み取
り値および最後の読み取り値間で比較を行う。現読み取
り値が最後の読み取り値よりも小さい場合、次に処理は
510に戻る。しかしながら、現読み取り値が最後の読み
取り値よりも小さくない場合、516において比較を行
い、新たな最大値が所定のスレシホルド値よりも大きい
か否かを判定する。大きい場合、新たな最大値を518に
おいて破棄する。しかしながら、新たな最大値がスレシ
ホルド値よりも大きくない場合、処理は520に続く。520
において、新たな最大値および記録されている最も大き
な最大値間の比較を行う。新たな最大値が記録されてい
る最も大きな最大値よりも大きい場合、524において、
新たな最大値を最も大きな最大値としてセーブする。そ
うでなければ、ステップ522において新たな最大値を破
棄する。
上述のステップは、対象となる周波数帯域全体にわた
って受信機88を進ませ終わるまで続けられる。このよう
にして、好適な方法500は、所定のスレシホルド値を超
過しない、最高の局所最大値の位置を突き止める。コン
トローラ80は、スレシホルドを超過しない最大の測定値
に基づいて、この情報を用い、この局所最大RSSI値の最
小化を試みることによって、振幅および位相調節回路83
を調節する。
って受信機88を進ませ終わるまで続けられる。このよう
にして、好適な方法500は、所定のスレシホルド値を超
過しない、最高の局所最大値の位置を突き止める。コン
トローラ80は、スレシホルドを超過しない最大の測定値
に基づいて、この情報を用い、この局所最大RSSI値の最
小化を試みることによって、振幅および位相調節回路83
を調節する。
振幅および位相調節回路70,83は、周期的に調節さ
れ、第５図を参照して説明した方法によって決定される
最大値と比較される。好適実施例では、振幅および位相
調節回路70,83の位相設定および振幅設定は、対象測定
値を最小化するように調節される。
れ、第５図を参照して説明した方法によって決定される
最大値と比較される。好適実施例では、振幅および位相
調節回路70,83の位相設定および振幅設定は、対象測定
値を最小化するように調節される。
第３図に示すように構成された増幅器300は、所望の
動作条件における重要な補正のために全ての値を固定す
る。いくつかの素子を追加することにより、多くの動作
条件に対する能動的な補正（active correction）の達
成が可能となる。このような構成の一例を第６図に示
す。
動作条件における重要な補正のために全ての値を固定す
る。いくつかの素子を追加することにより、多くの動作
条件に対する能動的な補正（active correction）の達
成が可能となる。このような構成の一例を第６図に示
す。
振幅および位相調節回路70,83,電力検出器78,受信機8
8,コントローラ80の追加、およびカプラ76,84の追加に
よって、後歪み補正増幅器のための制御システムを構成
する。
8,コントローラ80の追加、およびカプラ76,84の追加に
よって、後歪み補正増幅器のための制御システムを構成
する。
このフィード・フォーワード増幅回路を制御する方法
は多くの利点を有する。例えば、増幅回路400の出力に
現れるIMに直接応答する制御方法を提供する。これは、
増幅器66に対する後歪み補正構成および増幅器52の予備
歪み補正を利用したものである。また、この方法は、大
量のスペクトル情報を記憶することなく、所望の信号か
ら歪みを分離する方法も提供する。また、この方法は、
処理資源を殆ど必要とせず、第２図に示す構成および第
５図に示す構成双方に適用可能である。
は多くの利点を有する。例えば、増幅回路400の出力に
現れるIMに直接応答する制御方法を提供する。これは、
増幅器66に対する後歪み補正構成および増幅器52の予備
歪み補正を利用したものである。また、この方法は、大
量のスペクトル情報を記憶することなく、所望の信号か
ら歪みを分離する方法も提供する。また、この方法は、
処理資源を殆ど必要とせず、第２図に示す構成および第
５図に示す構成双方に適用可能である。
第７図に特定実施例の別の例を示す。具体的な素子に
関する更なる詳細は、Motorola Supercell SCTM 9600基
地局を参照することによって、また、Motorola,Inc.,Ce
llular Publishing Services（1501 W.Shure Drive,Arl
ington Heights,Illinois 60004）から入手可能な、“L
inear Power Amplifier Equipment Description"を参照
することによって得ることができる。
関する更なる詳細は、Motorola Supercell SCTM 9600基
地局を参照することによって、また、Motorola,Inc.,Ce
llular Publishing Services（1501 W.Shure Drive,Arl
ington Heights,Illinois 60004）から入手可能な、“L
inear Power Amplifier Equipment Description"を参照
することによって得ることができる。
上述の装置および方法の更に別の利点および変更も、
当業者には容易に想起されよう。したがって、本発明
は、そのより広い態様においては、先に示し説明した具
体的な詳細，代表的な装置，および図示した例に限定さ
れるものではない。
当業者には容易に想起されよう。したがって、本発明
は、そのより広い態様においては、先に示し説明した具
体的な詳細，代表的な装置，および図示した例に限定さ
れるものではない。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−14609（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−27605（ＪＰ，Ａ) 米国特許4560945（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/32
Claims (9)
- 【請求項１】無線周波数システムにおいて使用する増幅
回路であって： 第１信号を受信する第１入力および第１出力を有する第
１増幅器； 前記第１増幅器の前記第１入力をサンプルする第１カプ
ラ； 前記第１増幅器の前記第１出力をサンプルする第２カプ
ラ； 前記第２カプラの出力に応答し、前記第１カプラの出力
に応答する第３カプラであって、前記第１入力および前
記第１出力間の差を実質的に表わす誤差信号を生成する
第３カプラ； 前記第１増幅器の入力に応答し、第２信号を生成する第
４カプラ； 前記第４カプラに応答する第１遅延回路であって、前記
第２信号を受信し、第１遅延信号を生成する第１遅延回
路； 前記誤差信号に応答し、前記第１遅延信号に応答し、複
合信号を生成する第５カプラ；および 前記複合信号に応答する第２入力および第２出力を有す
る第２増幅器； から成ることを特徴とする増幅回路。 - 【請求項２】更に、前記第１信号を生成する第３増幅器
より成り、前記第１および第４カプラが前記第３増幅器
に応答することを特徴とする請求項１記載の増幅回路。 - 【請求項３】前記第４カプラがスプリッタより成ること
を特徴とする請求項１記載の増幅回路。 - 【請求項４】更に、前記第１カプラおよび前記第３カプ
ラに結合する第２遅延回路より成ることを特徴とする請
求項３記載の増幅回路。 - 【請求項５】前記第１増幅器の前記第１出力および前記
第２増幅器の前記第２出力に応答する第６カプラを更に
含むことを特徴とする請求項１記載の増幅回路。 - 【請求項６】更に、第１の振幅および位相調節回路と、
第２の振幅および位相調節回路とを含み、前記カプラの
少なくとも１つが前記第１の振幅および位相調節回路に
応答し、前記カプラの他のものが前記第２の振幅および
位相調節回路に応答することを特徴とする請求項１記載
の増幅回路。 - 【請求項７】フィードフォーワード増幅回路に結合され
た振幅および位相調節回路を調整する方法であって： （ａ）複数の信号強度測定を行う段階であって、極大値
を判別するために測定周波数帯域における異なる周波数
で各測定を行うところの段階； （ｂ）前記極大値を所定のキャリアしきい値と比較する
段階； （ｃ）前記しきい値を超過する測定値を破棄する段階； （ｄ）残りの極大値の中から最高の測定値を抽出するこ
とによって、第１最大測定値を選択する段階；および （ｅ）前記第１最大測定値に基づいて、前記振幅および
位相調節回路を調整する段階； より成ることを特徴とする方法。 - 【請求項８】無線周波数システムにおいて使用する増幅
回路であって： ７第１入力および第１出力を有する第１増幅回路； 前記第１増幅回路の前記第１出力に応答する第２増幅器
であって、第１信号を受信する第２入力および第２出力
を有する前記第２増幅器； 前記第２入力をサンプルする第１カプラ； 前記第２増幅器の前記第２出力をサンプルする第２カプ
ラ； 前記第２カプラの出力に応答し、前記第１カプラの出力
に応答する第３カプラであって、前記第２入力および前
記第２出力間の差を実質的に表わす誤差信号を生成する
第３カプラ； 前記第２増幅器の前記第２入力をサンプルする第４カプ
ラ； 前記第４カプラに応答する第１遅延回路であって、前記
第４カプラにより生成された信号を遅延させ、時間遅延
信号を生成する第１遅延回路； 前記時間遅延信号および前記誤差信号を結合して、複合
信号を生成する第５カプラ；および 前記第５カプラに応答する第３増幅器； から成ることを特徴とする増幅回路。 - 【請求項９】増幅回路内の誤差を低減させる方法であっ
て、 前置増幅器からの分割信号を第１および第２増幅器に注
入する段階であって、前記第１および第２増幅器は実質
的に並列に配列されているところの段階； 前記第１増幅器の入力および出力をサンプルする段階； 前記入力のサンプルおよび前記出力のサンプルを比較す
ることによって、誤差信号を生成する段階；および 前記誤差信号を、前記第２増幅器の入力において、前記
第２増幅器を予め歪ませるレベルで注入する段階であっ
て、前記第１増幅器からの誤差を低減させ、前記第１お
よび第２増幅器の結合出力において前記前置増幅器から
の誤差を低減させるところの段階； より成ることを特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/544,049 | 1995-10-17 | ||
| US08/544,049 US5623227A (en) | 1995-10-17 | 1995-10-17 | Amplifier circuit and method of controlling an amplifier for use in a radio frequency communication system |
| PCT/US1996/012725 WO1997015112A1 (en) | 1995-10-17 | 1996-08-05 | Amplifier circuit for rf system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10511534A JPH10511534A (ja) | 1998-11-04 |
| JP3303141B2 true JP3303141B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=24170557
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51579397A Expired - Fee Related JP3303141B2 (ja) | 1995-10-17 | 1996-08-05 | 無線周波数通信システムにおいて使用する増幅回路および増幅器の制御方法 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5623227A (ja) |
| EP (1) | EP0797868A4 (ja) |
| JP (1) | JP3303141B2 (ja) |
| KR (1) | KR100276403B1 (ja) |
| CN (1) | CN1069003C (ja) |
| AU (1) | AU6882696A (ja) |
| WO (1) | WO1997015112A1 (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19705447B4 (de) * | 1997-02-13 | 2006-02-02 | Robert Bosch Gmbh | Funkgerät |
| ES2145552T3 (es) * | 1997-12-18 | 2000-07-01 | Europ Des Satellites Soc | Procedimiento y dispositivo de determinacion de un punto de funcionamiento de un amplificador no-lineal de un canal de comunicacion. |
| US6111462A (en) * | 1998-11-18 | 2000-08-29 | Mucenieks; Lance T. | RF power amplifier linearization using parallel RF power amplifiers having intermod-complementing predistortion paths |
| US6348838B1 (en) | 1999-04-29 | 2002-02-19 | Netcom, Inc. | Optimal power combining for balanced error correction amplifier |
| US6359509B1 (en) | 1999-04-29 | 2002-03-19 | Netcom, Inc. | Balanced error correction amplifier and method of removing distortion from an amplified signal |
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