JP3298382B2 - 波形発生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電気的振動信号
に基づいて波形を発生する装置に関し、特に、振動に即
応した波形を発生させるようにするとともに、装置の小
型化を図ったものに関する。

【０００２】

【従来の技術】ギターシンセサイザーは、周知のとお
り、専用のギターコントローラ（または、一般のエレク
トリックギターに、弦の振動を取り出すための専用のピ
ックアップを取り付けたもの）の弦の振動を電気的振動
信号に変換し、その電気的振動信号を演奏情報として、
所定の楽音波形発生方式（例えばＰＣＭ（パルス符号変
調）方式またはＦＭ（周波数変調）方式など）で楽音波
形を発生するようにしたものである。

【０００３】従来のギターシンセサイザーでは、一般
に、変換した電気的振動信号に基づいて弦の振動のピッ
チを検出するピッチ検出回路を設け、この検出回路によ
って検出したピッチで楽音波形を発生するようにしてい
た。すなわち、エンベロープ検出回路により弦の振動の
エンベロープを検出するとともに、このピッチ検出回路
により弦の振動のピッチを検出し、検出したエンベロー
プの立上りのタイミングで、検出したピッチを示す情報
を音源回路に供給することにより、そのピッチでの楽音
波形の発生を開始していた。そして、楽音波形の発生後
にも、ピッチ検出回路の出力を音源回路に逐次供給する
ことにより、弦の振動のピッチの変化に対応して楽音波
形のピッチを変化させていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、弦の振動のピ
ッチは、演奏の開始時や、演奏中に弦を押さえる位置を
変えた時などには、何周期かに亘って不規則な状態が続
く。したがって、弦の振動に即応して正確にそのピッチ
を検出することは困難である。そのため、従来のギター
シンセサイザーでは、弦の振動のタイミングよりも遅れ
て楽音波形が発生したり、あるいは弦の振動の実際のピ
ッチとは異なるピッチで楽音波形が発生したりするな
ど、演奏者の表現力を忠実に反映しない楽音波形が発生
してしまうことがあった。また、ピッチ検出回路は回路
構成が比較的大きなものになってしまうので、従来のギ
ターシンセサイザーでは、装置が大型化してしまうとい
う問題もあった。

【０００５】この発明は上述の点に鑑みてなされたもの
で、ギターシンセサイザーのように弦の振動に基づく電
気的振動信号を演奏情報として楽音波形を発生する装
置、あるいは更に一般に、音声に基づく電気的振動信号
やその他の任意の電気的振動信号を演奏情報として楽音
波形を発生する装置であって、振動に即応した楽音波形
を発生させることができ、しかも小型な装置を提供しよ
うとするものである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】この発明に係る第１の波
形発生装置は、任意の電気的振動信号を入力し、該信号
の振動値のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段
と、波形データを記憶した記憶手段と、前記記憶手段か
ら前記波形データを読み出す読出し手段と、前記ゼロク
ロス検出手段によるゼロクロスの検出に基づき、前記波
形データを所定の初期位相から読み出すように前記読出
し手段をリセットするリセット手段とを具えたことを特
徴としている。

【０００７】第１の波形発生装置によれば、読出し手段
が記憶手段から波形データを読み出している最中に、ゼ
ロクロス検出手段が電気的振動信号の値のゼロクロスを
検出すると、リセット手段が、波形データを所定の初期
位相から読み出すように読出し手段をリセットする。す
なわち、ゼロクロスが検出される毎に、所定の初期位相
に戻って波形データが読み出される。

【０００８】ゼロクロスが検出されてからその次にゼロ
クロスが検出されるまでの間隔は、その瞬間における電
気的振動信号の振動のピッチにほぼ反比例している。し
たがって、各瞬間毎に、その瞬間での振動のピッチに対
応した間隔で、読出し波形が初期位相に戻ることにな
る。これにより、弦の振動等に即応した波形を発生させ
ることができるようになる。また、ゼロクロス検出手段
やリセット手段は、ピッチ検出回路と比較して回路構成
が小さくてすむので、装置を小型化することができる。

【０００９】この発明に係る第２の波形発生装置は、任
意の電気的振動信号を入力し、該信号の振動値のゼロク
ロスを検出するゼロクロス検出手段と、波形データを記
憶した記憶手段と、前記ゼロクロス検出手段によるゼロ
クロスの検出に基づき、前記波形データを読み出す際の
ピッチに関するピッチ情報を算出するピッチ情報算出手
段と、前記ピッチ情報算出手段により算出された前記ピ
ッチ情報に応じたピッチで前記記憶手段から前記波形デ
ータを読み出す読出し手段と、前記ゼロクロス検出手段
によるゼロクロスの検出に基づき、前記波形データを所
定の初期位相から読み出すように前記読出し手段をリセ
ットするリセット手段とを具えたことを特徴としてい
る。

【００１０】第２の波形発生装置によれば、ゼロクロス
検出手段が電気的振動信号の値のゼロクロスを検出する
ことに基づいてピッチ情報算出手段がピッチ情報を算出
し、このピッチ情報に基づいて読出し手段が記憶手段か
ら波形データを読み出す。これにより、各瞬間毎に、そ
の瞬間での振動のピッチに対応した間隔で波形が初期位
相に戻るのみならず、その瞬間での振動のピッチに対応
したピッチで波形が読み出されるようになるので、弦の
振動等に一層忠実に対応した波形を発生させることがで
きるようになる。

【００１１】この発明に係る第３の波形発生装置は、任
意の電気的振動信号を入力し、該信号の振動値のゼロク
ロスを検出するゼロクロス検出手段と、波形データを記
憶した記憶手段と、前記記憶手段から前記波形データを
読み出す第１の読出し手段と、前記ゼロクロス検出手段
によるゼロクロスの検出に基づき、前記波形データを所
定の初期位相から読み出すように前記第１の読出し手段
をリセットするリセット手段と、前記リセット手段によ
るリセットの直前に前記第１の読出し手段により読み出
されていた前記波形の位相を初期位相として、前記記憶
手段から前記波形データを読み出す第２の読出し手段
と、前記ゼロクロス検出手段によるゼロクロスの検出に
基づき、前記第１の読出し手段により読み出される波形
の振幅を徐々に増大させるとともに前記第２の読出し手
段により読み出される波形の振幅を徐々に減少させるク
ロスフェード手段とを具えたことを特徴としている。

【００１２】第３の波形発生装置によれば、ゼロクロス
検出手段が電気的振動信号の値のゼロクロスを検出する
ことに基づいてリセット手段が第１の読出し手段をリセ
ットすると、第２の読出し手段が、リセットの直前に前
記第１の読出し手段により読み出されていた波形の位相
を初期位相として、記憶手段から波形データを読み出し
始める。すなわち、リセットの直前まで第１の読出し手
段により読み出されていた波形データが、リセット後に
第２の読出し手段により引き継いで読み出されるように
なる。そして、クロスフェード手段が、第１の読出し手
段により読み出される波形の振幅を徐々に増大させると
ともに、第２の読出し手段により読み出される波形の振
幅を徐々に減少させていく。

【００１３】したがって、リセット後には、リセットの
直前まで読み出されていた波形データが、いきなり途切
れるのではなく、徐々に振幅を減少させていき、同時
に、所定の初期位相に戻って読み出される波形データ
が、徐々に振幅を増大させていく。これにより、ゼロク
ロスの検出の前後で、波形の位相やピッチの変化を原因
とするノイズの発生を防止することができるようにな
る。

【００１４】この発明に係る第４の波形発生装置は、波
形データを記憶した記憶手段と、前記記憶手段から前記
波形データを読み出す第１の読出し手段と、前記波形デ
ータを所定の初期位相から読み出すように前記第１の読
出し手段をリセットするリセット手段と、前記リセット
手段によるリセットの直前に前記第１の読出し手段によ
り読み出されていた前記波形の位相を初期位相として、
前記記憶手段から前記波形データを読み出す第２の読出
し手段と、前記リセット手段によるリセットに応じて、
前記第１の読出し手段により読み出される前記波形の振
幅を徐々に増大させるとともに前記第２の読出し手段に
より読み出される前記波形の振幅を徐々に減少させるク
ロスフェード手段とを具えたことを特徴としている。

【００１５】第４の波形発生装置によれば、ゼロクロス
の検出以外の理由に基づいてリセット手段が第１の読出
し手段をリセットした場合でも、リセットの直前まで第
１の読出し手段により読み出されていた波形データが、
リセット後に第２の読出し手段により引き継いで読み出
されるようになる。したがって、ゼロクロスの検出以外
の理由に基づいて読出し波形が初期位相に戻る場合で
も、波形の位相やピッチの変化を原因とするノイズの発
生を防止することができるようになる。

【００１６】

【実施の形態】以下、添付図面を参照してこの発明の実
施の形態を詳細に説明する。 〔実施の形態１〕図１は、この発明に係る波形発生装置
の実施の一形態を示すブロック図である。この波形発生
装置は、ギターシンセサイザーに採用されたものであ
り、その概要を示すと、エレクトリックギターＧＵの６
本の弦の振動が、ギターＧＵに取り付けたピックアップ
マイク（図示せず）によってそれぞれ取り出されてアナ
ログ信号に変換された後、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタ
ル）変換器ＡＤＣによってディジタル信号に変換され
る。これらの６系統のディジタル信号は、Ａ／Ｄ変換器
ＡＤＣから時分割に出力されて、ゼロクロス検出器１及
びエンベロープ検出器２に供給される。

【００１７】ゼロクロス検出器１は、与えられたディジ
タル信号のゼロクロスを検出するものである。尚、ゼロ
クロス検出器１からクロスフェード＆エンベロープ回路
７までの回路では、６系統のディジタル信号のそれぞれ
に基づき、同一内容の処理が時分割に行なわれるので、
以下では、そのうちの１系統のディジタル信号に対する
処理のみを説明することにする。

【００１８】図２は、ゼロクロス検出器１の構成の一例
を示すブロック図である。Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣから供給
されたディジタル信号は、ローパスフィルタ係数テーブ
ル１１，ハイパスフィルタ係数テーブル１２からのフィ
ルタ係数データに基づきローパスフィルタ１３，ハイパ
スフィルタ１４により基本周波数以外の周波数成分を除
去された後、検出回路１５の入力端子Ａに入力されると
ともに、遅延回路１６に入力される。遅延回路１６から
は、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣにおける１サンプリング周期で
ある時間△Ｔだけ遅延されたディジタル信号が出力され
て検出回路１５のもう一方の入力端子Ｂに入力される。
したがって検出回路１５には、現在のサンプル点におけ
るディジタル信号が入力端子Ａに入力されると同時に、
直前のサンプル点におけるディジタル信号が入力端子Ｂ
に入力されることになる。

【００１９】検出回路１５は、入力端子Ｂに入力したデ
ィジタル信号の値がゼロ以下であり且つ入力端子Ａに入
力したディジタル信号の値が正であるとき（すなわち、
直前のサンプル点から現在のサンプル点の間にゼロクロ
スがあったとき）値‘１’のパルス信号を出力し、それ
以外のときの出力値が‘０’であるものである。このパ
ルス信号は、アンド回路１７の一方の入力端子に入力す
る。アンド回路１７のもう一方の入力端子には、後述す
る比較回路１８の出力信号が入力する。両入力端子への
入力信号の値が共に‘１’であるときのアンド回路１７
の出力信号は、ゼロクロストリガーｚｃとしてカウンタ
ー回路３及びクロスフェードデータ発生器６（図１）に
与えられる。

【００２０】図１に戻り、カウンター回路３は、波形メ
モリ４から楽音波形データを読み出すためのプログレシ
ブアドレス信号を作成するものである。図３は、カウン
ター回路３の構成の一例を示すブロック図である。カウ
ンターＣ１は、加算器２１，セレクタ２２及び上記時間
△Ｔ分の遅延回路２３から成る循環回路により、時間△
Ｔ毎に値‘１’を累算するものであり、ゼロクロストリ
ガーｚｃが与えられる毎に、セレクタ２２が値‘０’を
選択することによって初期値‘０’にリセットされる。
したがって、ゼロクロストリガーｚｃが与えられたとき
のカウンターＣ１のカウント値は、当該ゼロクロストリ
ガーｚｃが出力されたサンプル点とその直前にゼロクロ
ストリガーｚｃが出力されたサンプル点との間隔に比例
する。このようにカウンターＣ１は、ゼロクロス検出器
１により相前後してゼロクロスが検出されたサンプル点
同士の間隔を計測する間隔計測手段としての役割を果た
す。カウンターＣ１のカウント値ｃを示す信号は、周波
数ナンバ算出回路２４に与えられるとともに、ゼロクロ
ス検出器１（図１）に与えられる。

【００２１】周波数ナンバ算出回路２４には、上記カウ
ント値ｃのほかに、演奏者がギターシンセサイザーの操
作スイッチ（図示せず）を用いて任意に選択した音色の
楽音波形データの波形メモリ４内でのメモリサイズｓを
表す信号が、音色選択回路５（図１）から与えられる。
音色選択回路５は、波形メモリ４に記憶されているすべ
ての音色の楽音波形データについて、波形メモリ４内で
のメモリサイズｓと、波形メモリ４内での記憶位置のス
タートアドレス信号ｓａｄとを記憶しており、演奏者が
選択した音色の楽音波形データについてのメモリサイズ
ｓを表す信号をこのように周波数ナンバ算出回路２４に
供給するとともに、後述するように、演奏者が選択した
音色の楽音波形データについてのスタートアドレス信号
ｓａｄを波形メモリ４に供給するものである。

【００２２】周波数ナンバ算出回路２４は、ゼロクロス
トリガーｚｃが与えられる毎に（すなわちカウンターＣ
１がリセットされる直前に）、カウント値ｃに対するメ
モリサイズｓの値の比ｓ／ｃの整数部を周波数ナンバｆ
として算出するテーブルまたは演算器である。例えば、
メモリサイズが２５６アドレスであるとすれば、或るゼ
ロクロストリガーｚｃが与えられたときのカウント値ｃ
が１０であればそのときの周波数ナンバｆは２５６／１
０の整数部である２５となり、その次のゼロクロストリ
ガーｚｃが与えられたときのカウント値ｃが１１であれ
ばそのときの周波数ナンバｆは２５６／１１の整数部で
ある２３となる。ゼロクロストリガーｚｃが与えられた
ときのカウント値ｃは、上述のように相前後してゼロク
ロストリガーｚｃが出力されたサンプル点同士の間隔に
比例しており、しかもこの間隔は、その瞬間における弦
の基本振動周波数にほぼ反比例する。したがって、この
周波数ナンバ算出回路２４において、ゼロクロストリガ
ーｚｃが与えられる毎に、その瞬間での弦の基本振動周
波数に対応した周波数ナンバｆが算出されることにな
る。

【００２３】この周波数ナンバｆを表す信号は、その次
のゼロクロストリガーｚｃが与えられるまでラッチ回路
２５でラッチされる。ラッチ回路２５の出力は、カウン
ターＣ２に与えられるとともに、前記次のゼロクロスト
リガーｚｃが与えられてから更にその次のゼロクロスト
リガーｚｃが与えられるまでラッチ回路２６でラッチさ
れる。ラッチ回路２６の出力は、カウンターＣ３に与え
られる。

【００２４】カウンターＣ２は、加算器２７，オーバー
フローコントローラ２８，セレクタ２９及び上記時間△
Ｔ分の遅延回路３０から成る循環回路により、ラッチ回
路２５でラッチされた周波数ナンバｆを、メモリサイズ
ｓをモジュロとして時間△Ｔ毎に累算する。カウンター
Ｃ２は、ゼロクロストリガーｚｃが与えられる毎に、セ
レクタ２９が値‘０’を選択することによって初期値ゼ
ロにリセットされる。ゼロクロストリガーｚｃが与えら
れてからその次にゼロクロストリガーｚｃが与えられる
までの間隔は、その瞬間における振動のピッチにほぼ反
比例している。したがって、各瞬間毎に、その瞬間での
弦の基本振動周波数に対応した間隔で、カウンターＣ２
が初期値ゼロに戻ることになる。カウンターＣ２のカウ
ント値を表す信号は、プログレシブアドレス信号ａｄ１
として波形メモリ４（図１）に与えられる。

【００２５】尚、波形メモリ４に記憶されているすべて
の音色の楽音波形データについてのメモリサイズｓがそ
れぞれ２のｎ乗（ｎは自然数）の値である場合には、メ
モリサイズｓは（ｎ−１）ビットの２進数で表現される
ので、オーバーフローコントローラ２８は、一例とし
て、図４に示すようにして構成すればよい。すなわち、
加算器２７からのｍビット（ｍはｎ以上の大きさの自然
数）のアドレス信号ａｄ１の各ビットを別々のアンド回
路ＡＮＤ１…ＡＮＤｍの一方の入力端子に入力させると
ともに、アドレス信号ａｄ１の１ビット目から（ｎ−
１）ビット目までに対応するアンド回路ＡＮＤ１…ＡＮ
Ｄ（ｎ−１）の他方の入力端子に値‘１’の信号を入力
させ、アドレス信号ａｄ１のｎビット以降に対応するア
ンド回路ＡＮＤｎ…ＡＮＤｍの他方の入力端子には値
‘０’の信号を入力させるようにすればよい。

【００２６】カウンターＣ３も、カウンターＣ２と同様
に、加算器３１，オーバーフローコントローラ３２，セ
レクタ３３及び上記時間△Ｔ分の遅延回路３４から成る
循環回路により、メモリサイズｓをモジュロとして周波
数ナンバｆを時間△Ｔ毎に累算する。但し、カウンター
Ｃ３には、ラッチ回路２６にラッチされた周波数ナンバ
ｆが与えられるので、各ゼロクロストリガーｚｃが与え
られるまでカウンターＣ２が累算していた周波数ナンバ
ｆと同じ周波数ナンバｆが、当該ゼロクロストリガーｚ
ｃが与えられた以後カウンターＣ３で累算される。また
カウンターＣ３は、ゼロクロストリガーｚｃが与えられ
る毎に、そのときのカウンターＣ２のカウント値をセレ
クタ３３が選択することによって該カウント値にリセッ
トされる。したがって、カウンターＣ３は、ゼロクロス
トリガーｚｃが与えられるまでのカウンターＣ２のカウ
ント値を初期値として、それまでカウンターＣ２が累算
していた周波数ナンバｆをそれ以後累算することによ
り、それまでのプログレシブアドレス信号ａｄ１を引き
継いだ信号を出力することになる。このカウンターＣ３
のカウント値を表す信号は、プログレシブアドレス信号
ａｄ２として波形メモリ４（図１）に与えられる。

【００２７】図５は、プログレシブアドレス信号ａｄ１
とａｄ２との関係の一例を示す図である。カウンターＣ
１でカウントが開始され、最初のゼロクロストリガーｚ
ｃが与えられると（時間Ｔ１）、実線で示すプログレシ
ブアドレス信号ａｄ１の値が、カウントの開始時から時
間Ｔ１までの間隔に反比例した（すなわちその瞬間での
弦の基本振動周波数に対応した）周波数ナンバで初期値
ゼロから増加していく。

【００２８】そして、アドレス信号ａｄ１の値がＡ１に
達したとき次のゼロクロストリガーｚｃが与えられると
（時間Ｔ２）、アドレス信号ａｄ１は初期値ゼロに戻
る。このように、時間Ｔ１から時間Ｔ２までの間隔（す
なわち、その瞬間での弦の振動周波数に対応した間隔）
で初期値ゼロに戻った後、次にアドレス信号ａｄ１は、
時間Ｔ１からＴ２までの間隔に反比例した（すなわち、
その瞬間での弦の基本振動周波数に対応した）周波数ナ
ンバで増加していく。また時間Ｔ２からは、破線で示す
プログレシブアドレス信号ａｄ２が、値Ａ１を初期値と
して、カウンターＣ１でのカウントの開始時から時間Ｔ
１までの間隔に反比例した周波数ナンバｆで増加してい
く。これにより、時間Ｔ１からＴ２までのアドレス信号
ａｄ１が、時間Ｔ２以後アドレス信号ａｄ２に引き継が
れる。

【００２９】そしてその次のゼロクロストリガーｚｃが
与えられると（時間Ｔ３）、アドレス信号ａｄ１が、初
期値ゼロに戻った後、時間Ｔ２からＴ３までの間隔に反
比例した周波数ナンバで増加していく。（時間Ｔ２から
Ｔ３までの間隔は時間Ｔ１からＴ２までの間隔よりも長
かったため、時間Ｔ３からのアドレス信号ａｄ１の増加
率は、時間Ｔ２からのアドレス信号ａｄ１の増加率より
も小さくなっている。）また時間Ｔ３からは、アドレス
信号ａｄ２が、そのときのアドレス信号ａｄ１の値Ａ２
を初期値として、時間Ｔ１からＴ２までの間隔に反比例
した周波数ナンバで増加していく。こうして、時間Ｔ２
からＴ３までのアドレス信号ａｄ１も、時間Ｔ３以後ア
ドレス信号ａｄ２に引き継がれる。その次以降ゼロクロ
ストリガーｚｃが与えられたときも、同様にして、アド
レス信号ａｄ１が、各瞬間での弦の振動周波数に対応し
た間隔で初期値ゼロに戻った後、各瞬間での弦の基本振
動周波数に対応した周波数ナンバで増加するとともに、
それまでのアドレス信号ａｄ１が、アドレス信号ａｄ２
に引き継がれる。

【００３０】尚、プログレシブアドレス信号ａｄ１，ａ
ｄ２を用いて波形メモリ４から読み出す楽音波形のピッ
チを一層高い精度で弦の振動周波数に対応させたい場合
には、上述のようにカウント値ｃに対するメモリサイズ
ｓの値の比ｓ／ｃの整数部をカウンターＣ２，Ｃ３で累
算させることによりプログレシブアドレス信号ａｄ１，
ａｄ２を作成する代わりに、この比ｓ／ｃを所定数ビッ
トシフトアップさせた値の整数部をカウンターＣ２，Ｃ
３で累算させた後、そのカウント値を該所定数ビットシ
フトダウンした値のうちの整数部をプログレシブアドレ
ス信号ａｄ１，ａｄ２として用いるようにすればよい。
すなわち、メモリサイズが２５６アドレスでありカウン
ト値ｃが１０であるとすれば、２５６／１０の整数部で
ある２５をカウンターＣ２，Ｃ３で累算させることによ
りプログレシブアドレス信号ａｄ１，ａｄ２として２
５，５０，７５…を作成する（但しアドレス信号ａｄ２
の初期値はここでは便宜上無視している）代わりに、例
えば２５６／１０を４ビットシフトアップさせた値の１
６×２５６／１０の整数部である４０９をカウンターＣ
２，Ｃ３において累算させ、そのカウント値４０９，８
１８，１２２７…を４ビットシフトダウンした値４０９
／１６，８１８／１６，１２２７／１６…の整数部であ
る２５，５１，７６…をプログレシブアドレス信号ａｄ
１，ａｄ２として用いるようにすればよい。

【００３１】図２に戻り、カウンター回路３のカウンタ
ーＣ１（図３）からゼロクロス検出器１に与えられたカ
ウント値ｃを表す信号は、比較回路１８の一方の入力端
子Ｍに逐次入力されるとともに、ゼロクロストリガーｚ
ｃが与えられる毎にラッチ回路１９にラッチされる。ラ
ッチ回路１９の出力は、前述の係数テーブル１１，１２
に与えられるとともに、ピリオドゲートテーブル２０に
与えられる。

【００３２】係数テーブル１１，１２は、ラッチ回路１
９にラッチされたカウント値ｃ（前述のように、この値
は、ゼロクロストリガーｚｃが出力された瞬間での弦の
基本振動周波数にほぼ反比例する）に基づき、各ゼロク
ロストリガーｚｃが出力された瞬間での弦の基本振動周
波数の付近の周波数のみを、当該ゼロクロストリガーｚ
ｃが出力されてからその次にゼロクロストリガーｚｃが
出力されるまでの間通過させるようなフィルタ係数デー
タを出力するテーブルである。尚、最初のゼロクロスト
リガーｚｃが与えられる前は、弦の基本振動周波数が全
くわからないので、広い範囲の周波数を通過させるよう
なフィルタ係数データを係数テーブル１１，１２から出
力させるものとする。

【００３３】ピリオドゲートテーブル２０は、ラッチ回
路１９にラッチされたカウント値ｃよりも幾分小さなピ
リオドゲート値ｐｇを算出するテーブルまたは演算器で
ある。このピリオドゲートテーブル２０は、各ゼロクロ
ストリガーｚｃが出力されたときのカウント値ｃに基づ
き、その次に検出回路１５によりゼロクロスが検出され
た際のカウント値ｃに対する基準の値を決定する（すな
わち、相前後してゼロクロストリガーｚｃが出力された
サンプル点同士の間隔に基づき、その次に検出回路１５
によりゼロクロスが検出されるまでの間隔に対する基準
の長さを決定する）役割を果たす。このピリオドゲート
値ｐｇを表す信号は、比較回路１８のもう一方の入力端
子Ｎに入力される。

【００３４】比較回路１８は、入力端子Ｍに逐次入力さ
れる現在のカウント値ｃと、入力端子Ｎに入力されたピ
リオドゲート値ｐｇとの大きさを比較し、カウント値ｃ
がピリオドゲート値ｐｇよりも小さいときは値‘０’を
表す信号を出力し、カウント値ｃがピリオドゲート値ｐ
ｇ以上になると値‘１’を表す信号を出力するものであ
る。また、入力端子Ｍ，Ｎにカウント値ｃ，ピリオドゲ
ート値ｐｇが入力され始めるまでの間も、比較回路１８
は値‘１’を表す信号を出力する。比較回路１８から出
力された信号は、アンド回路１７のもう一方の入力端子
に与えられる。

【００３５】これにより、検出回路１５により最初にゼ
ロクロスが検出されたサンプル点では、無条件にゼロク
ロストリガーｚｃが出力されるが、検出回路１５により
２度目以降にゼロクロスが検出されたサンプル点では、
そのサンプル点とその直前にゼロクロストリガーｚｃが
出力されたサンプル点との間隔が上記基準の長さに達し
ない場合には、ゼロクロストリガーｚｃが出力されな
い。これは、或るゼロクロスが検出された瞬間での弦の
基本振動周波数と比較して、その次にゼロクロスが検出
された瞬間での弦の基本振動周波数はそれほど異なった
大きさにはならない（したがって、相前後してゼロクロ
ストリガーｚｃが出力されたサンプル点同士の間隔と比
較して、その次に検出回路１５によりゼロクロスが検出
されるまでの間隔はそれほど異なった長さにはならな
い）のが一般であると考えられるので、上記基準の長さ
未満の間隔でゼロクロスが検出された場合には、カウン
ターＣ１，Ｃ２及びＣ３をリセットさせないことによ
り、発生する楽音波形のピッチの急激な変動を防止する
ようにしたものである。

【００３６】図１に戻り、波形メモリ４には、ＰＣＭ方
式によってサンプリングした複数種類の音色についての
楽音波形データが、それぞれ１または複数周期分記憶さ
れている。波形メモリ４には、カウンター回路３からプ
ログレシブアドレス信号ａｄ１，ａｄ２が与えられるほ
かに、前述のとおり、演奏者が任意に選択した音色の楽
音波形データについてのスタートアドレス信号ｓａｄ
が、音色選択回路５から与えられる。ギターシンセサイ
ザーのＣＰＵ（図示せず）は、波形メモリ４から、プロ
グレシブアドレス信号ａｄ１及びスタートアドレス信号
ｓａｄを用いた楽音波形ｗｄ１の読出しと、プログレシ
ブアドレス信号ａｄ２及びスタートアドレス信号ｓａｄ
を用いた楽音波形データｗｄ２の読出しとを並行的に行
なう。

【００３７】図６は、波形メモリ４に記憶された或る種
類の音色についての１周期分の楽音波形の一例を示す図
であり、図７は、図５のアドレス信号ａｄ１を用いて波
形メモリ４から読み出した図６と同じ種類の楽音波形ｗ
ｄ１（実線）と、図５のアドレス信号ａｄ２を用いて波
形メモリ４から読み出した図６と同じ種類の楽音波形ｗ
ｄ２（破線）との関係の一例を示す図である。

【００３８】図７において、最初のゼロクロストリガー
ｚｃが与えられた時間Ｔ１からは、該時間Ｔ１からのプ
ログレシブアドレス信号ａｄ１に応じた（すなわちその
瞬間での弦の基本振動周波数に対応した）ピッチで、楽
音波形ｗｄ１が初期位相ゼロから読み出されている。そ
して、次のゼロクロストリガーｚｃが与えられた時間Ｔ
２で、楽音波形ｗｄ１は初期位相ゼロに戻っている。こ
のように、時間Ｔ１から時間Ｔ２までの間隔（すなわち
その瞬間での弦の振動周波数に対応した間隔）で初期位
相に戻った後、続いて楽音波形ｗｄ１は、時間Ｔ２から
のプログレシブアドレス信号ａｄ１に応じた（すなわち
その瞬間での弦の基本振動周波数に対応した）ピッチで
読み出されている。また、時間Ｔ２からは、時間Ｔ１か
ら時間Ｔ２までのアドレス信号ａｄ１を引き継いだプロ
グレシブアドレス信号ａｄ２により、時間Ｔ１からＴ２
までの楽音波形ｗｄ１の位相とピッチとを引き継いだ楽
音波形ｗｄ２が読み出されている。

【００３９】そして、次のゼロクロストリガーｚｃが与
えられた時間Ｔ３で、楽音波形ｗｄ１は、初期位相ゼロ
に戻った後、時間Ｔ３からのプログレシブアドレス信号
ａｄ１に応じたピッチで読み出されている。また、時間
Ｔ３からは、時間Ｔ２から時間Ｔ３までのアドレス信号
ａｄ１を引き継いだプログレシブアドレス信号ａｄ２に
より、時間Ｔ２からＴ３までの楽音波形ｗｄ１の位相と
ピッチとを引き継いだ楽音波形ｗｄ２が読み出されてい
る。その次以降ゼロクロストリガーｚｃが与えられたと
きも、同様にして、楽音波形ｗｄ１が、各瞬間での弦の
振動周波数に対応した間隔で初期位相ゼロに戻った後、
当該瞬間での弦の基本振動周波数に対応したピッチで読
み出されていくとともに、それまでの楽音波形ｗｄ１を
引き継いだ楽音波形ｗｄ２が読み出されていく。

【００４０】この楽音波形ｗｄ１，ｗｄ２は、カウント
値ｃに対するメモリサイズｓの値の比ｓ／ｃの小数部の
値に応じた重みで（但し、前述のように、この比ｓ／ｃ
を所定数ビットシフトアップさせた値の整数部をカウン
ターＣ２，Ｃ３で累算させた後、そのカウント値を該所
定数ビットシフトダウンした値のうちの整数部をプログ
レシブアドレス信号ａｄ１，ａｄ２として用いるように
する場合には、カウンターＣ２，Ｃ３のカウント値を該
所定数ビットシフトダウンした値のうちの小数部の上位
所定桁までの値に応じた重みで）図示しない補間手段に
より補間演算を施された後、クロスフェード＆エンベロ
ープ回路７（図１）に与えられる。

【００４１】図１に戻り、クロスフェード＆エンベロー
プ回路７は、楽音波形ｗｄ１，ｗｄ２に対し、クロスフ
ェードデータ発生器６からのクロスフェードデータとエ
ンベロープ検出器２からのエンベロープデータとを乗算
するものである。図８は、クロスフェードデータ発生器
６とクロスフェード＆エンベロープ回路７との構成の一
例を示すブロック図である。クロスフェードデータ発生
器６では、減算器４１，０．０１倍の乗算器４２，加算
器４３，セレクタ４４及び上記時間△Ｔ分の遅延回路４
５から成る循環回路において、時間△Ｔ毎に減算器４１
で値‘１’から遅延回路４５の出力を減算し且つ加算器
４３で乗算器４２の出力と遅延回路４５の出力とを加算
することにより、図９に示すように値‘０’から値
‘１’に向けて徐々に増加するフェードデータｆｄ１を
発生するとともに、時間△Ｔ毎に減算器４６で値‘１’
からフェードデータｆｄ１を減算することにより、同図
に示すように値‘１’から値‘０’に向けて徐々に減少
するフェードデータｆｄ２を発生する。フェードデータ
ｆｄ１，ｆａ２は、ゼロクロス検出器１からゼロクロス
トリガーｚｃが与えられる毎に、セレクタ４４が値
‘０’を選択することによってそれぞれ‘０’，‘１’
にリセットされる。これにより、ゼロクロストリガーｚ
ｃが出力される毎に、フェードデータｆｄ１，ｆａ２か
ら成るクロスフェードデータが発生することになる。

【００４２】クロスフェード＆エンベロープ回路７で
は、楽音波形ｗｄ１とフェードデータｆｄ１とを乗算器
４７で乗算するとともに、楽音波形ｗｄ２とフェードデ
ータｆｄ２とを乗算器４８で乗算し、これらの乗算器４
７，４８の出力を加算器４９で加算する。これにより、
ゼロクロストリガーｚｃが出力される毎に、それまでの
楽音波形ｗｄ１を引き継いだ楽音波形ｗｄ２が徐々に振
幅を減少させていくと同時に、それ以後の楽音波形ｗｄ
１が徐々に振幅を増大させていくので、ゼロクロストリ
ガーｚｃの出力の前後での楽音波形の位相やピッチの変
化を原因とするノイズの発生を防止することができるよ
うになる。

【００４３】尚、前述のゼロクロス検出器１のピリオド
ゲートテーブル２０が算出するピリオドゲート値ｐｇと
しては、フェードデータｆｄ１，ｆａ２がそれぞれ十分
に値‘１’，‘０’に近い値に達するのに必要な時間に
対応した値以上の値を算出するものとする。そうするこ
とにより、クロスフェードの途中で次のゼロクロストリ
ガーｚｃの出力に基づき楽音波形のクロスフェードが開
始される事態が回避されるので、こうした事態を原因と
するノイズの発生を防止することができる。

【００４４】加算器４９から出力された楽音波形は、乗
算器５０でエンベロープ検出器２（図１）からのエンベ
ロープデータｅｄと乗算されることにより、音の立上り
や持続や減衰をコントロールされる。これにより、各弦
についての最終的な楽音波形が得られる。クロスフェー
ド＆エンベロープ回路７において得られた各弦について
の楽音波形ｗｄは、ミキシング回路８（図１）により他
の弦についての楽音波形ｗｄとミキシングされた後、Ｄ
／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器（図示せず）を経
てサウンドシステム（図示せず）に供給され、該サウン
ドシステムにより音響的に発音される。

【００４５】このように、この実施の形態では、弦の振
動に基づく信号のゼロクロスを検出することに基づき、
各瞬間での弦の振動周波数に対応した間隔で位相を初期
位相に戻しつつ、且つ、当該瞬間での弦の振動周波数に
対応したピッチで、楽音波形を発生させている。したが
って、弦の振動に即応した楽音波形、換言すれば演奏者
の表現力を忠実に反映した楽音波形が発生するようにな
る。

【００４６】〔実施の形態２〕次に、別の実施の一形態
として、ゼロクロス検出器及びカウンター回路の構成が
上記〔実施の形態１〕と異なっているが、その他の部分
は上記〔実施の形態１〕と同じであるものを説明する。
図１０は、この別の実施の一形態に係るゼロクロス検出
器１’の構成を示すブロック図である。このゼロクロス
検出器１’では、〔実施の形態１〕のゼロクロス検出器
１（図２）に、ゼロ時点情報算出回路６１を付加した構
成になっている。ゼロ時点情報算出回路６１は、マイナ
ス１倍の乗算器６２，減算器６３及び割算器６４から成
っており、ハイパスフィルタ１４からのディジタル信号
の値から遅延回路１６からのディジタル信号の値を減じ
た減算器６３の出力信号が割算器６４の入力端子Ｂに入
力されるとともに、遅延回路１６からのディジタル信号
の値の正負の符号を反転した乗算器６２の出力信号が割
算器６４の入力端子Ａに入力される。すなわち、割算器
６４には、現在のサンプル点におけるディジタル信号の
値Ｄ１から直前のサンプル点におけるディジタル信号の
値Ｄ０を減じた値（Ｄ１−Ｄ０）の信号が入力端子Ｂに
入力されると同時に、直前のサンプル点におけるディジ
タル信号の値Ｄ０の正負の符号を反転した値（−Ｄ０）
の信号が入力端子Ａに入力される。

【００４７】割算器６４は、ゼロクロストリガーｚｃが
与えられたとき、入力端子Ａへの入力信号の値（−Ｄ
０）と入力端子Ｂへの入力信号の値（Ｄ１−Ｄ０）との
商｛−Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ０）｝を表す信号を出力する。
したがって、ゼロ時点情報算出回路６１では、ゼロクロ
ストリガーｚｃが出力されたサンプル点におけるディジ
タル信号の値Ｄ１とその直前のサンプル点におけるディ
ジタル信号の値Ｄ０に関して、商｛−Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ
０）｝が算出されることになる。

【００４８】図１１は、ゼロクロストリガーｚｃが出力
されたサンプル点Ｔ１におけるディジタル信号の値Ｄ１
とその直前のサンプル点Ｔ１’におけるディジタル信号
の値Ｄ０との一例を示す図である。同図からもわかると
おり、商｛−Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ０）｝は、サンプル点Ｔ
１’とＴ１との間でディジタル信号の値が直線的に変化
したと仮定した場合にその値がゼロとなる時点（これ
は、サンプル点と比較して、実際に弦の振幅がゼロにな
った時点に非常に近い時点である）をゼロ時点Ｔｚ１と
して、（Ｔ１−Ｔ１’）（＝１サンプリング周期分の時
間△Ｔ）に対する（Ｔｚ１−Ｔ１’）の比（Ｔｚ１−Ｔ
１’）／（Ｔ１−Ｔ１’）＝（Ｔｚ１−Ｔ１’）／△Ｔ
と一致した値である。このように、ゼロ時点情報算出回
路６１は、ゼロクロストリガーｚｃが出力されたサンプ
ル点でのディジタル信号の値とその直前のサンプル点で
のディジタル信号の値との差に基づき、両サンプル点の
間でディジタル信号の値がゼロになるゼロ時点に関する
情報を算出する手段としての役割を果たす。

【００４９】この商｛−Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ０）｝を表す
信号ｚｉは、ゼロクロス検出器１’から、図１２に示す
カウンター回路３’に与えられる。このカウンター回路
３’は、〔実施の形態１〕におけるカウンター回路３
（図３）とほぼ同じ構成であるが、カウンターＣ１と周
波数ナンバ算出回路２４との間に、減算器７２，ラッチ
回路７３及び加算器７４から成るゼロ時点間隔情報算出
回路７１が設けられている。商｛−Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ
０）｝を表す信号ｚｉは、この減算器７２のプラス入力
端子に入力されるとともに、ゼロクロストリガーｚｃが
出力される毎にラッチ回路７３にラッチされ、ラッチ回
路７３の出力が、減算器７２のマイナス入力端子に入力
される。したがって減算器７２では、ゼロクロストリガ
ーｚｃが出力されたときの商｛−Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ
０）｝から、その直前にゼロクロストリガーｚｃが出力
されたときの商｛−Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ０）｝が減算され
る。減算器７２の減算値は、加算器７４でカウンターＣ
１のカウント値ｃと加算される。

【００５０】図１３は、ゼロ時点間隔情報算出回路７１
でこのようにして算出される値の持つ意味を説明するた
めに、相前後するゼロ時点Ｔｚ２，Ｔｚ１の一例を示す
図である。ゼロクロストリガーｚｃが出力されたサンプ
ル点Ｔ２での商｛−Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ０）｝は、Ｔ２の
直前のサンプル点をＴ２’とすると、（Ｔｚ２−Ｔ
２’）／△Ｔと一致しており、その直前にゼロクロスト
リガーｚｃが出力されたサンプル点Ｔ１での商｛−Ｄ０
／（Ｄ１−Ｄ０）｝は、（Ｔｚ１−Ｔ１’）／△Ｔと一
致している。したがって、サンプル点Ｔ２における減算
器７２による減算値は、 （Ｔｚ２−Ｔ２’）／△Ｔ−（Ｔｚ１−Ｔ１’）／△Ｔ ＝（Ｔｚ２−Ｔｚ１＋Ｔ１’−Ｔ２’）／△Ｔ ＝（Ｔｚ２−Ｔｚ１−ｎ△Ｔ）／△Ｔ ＝（Ｔｚ２−Ｔｚ１）／△Ｔ−ｎ となる。但しｎは、Ｔ１’とＴ２’との間の（したがっ
てＴ１とＴ２との間の）サンプル点の数を示す値であ
る。

【００５１】また、サンプル点Ｔ２におけるカウンター
Ｃ１のカウント値ｃもこのｎに等しいので、サンプル点
Ｔ２における加算器７４の加算値は、 ｎ＋（Ｔｚ２−Ｔｚ１）／△Ｔ−ｎ ＝（Ｔｚ２−Ｔｚ１）／△Ｔ となる。

【００５２】したがって、ゼロ時点間隔情報算出回路７
１では、相前後するゼロ時点Ｔｚ２とＴｚ１との間隔に
比例する値（Ｔｚ２−Ｔｚ１）／△Ｔが算出されること
になる。このように、ゼロ時点間隔情報算出回路７１
は、ゼロ時点情報算出回路６１により算出された商｛−
Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ０）｝に基づき、相前後するゼロ時点
の間隔に関する情報を算出する手段としての役割を果た
す。

【００５３】この〔実施の形態２〕では、周波数ナンバ
算出回路２４には、カウンターＣ１のカウント値ｃを表
す信号ではなく、このような相前後するゼロ時点同士の
間隔に比例する値を表す信号がゼロ時点間隔情報算出回
路７１から与えられる。したがって、周波数ナンバ算出
回路２４では、ゼロ時点同士の間隔に比例する値に対す
るメモリサイズｓの値の比の整数部が、周波数ナンバｆ
として算出されることになる。これにより、波形メモリ
から読み出される楽音波形のピッチが、各瞬間での弦の
振動周波数に一層高い精度で対応するようになる。

【００５４】また、カウンター回路３’に与えられた商
｛−Ｄ０／（Ｄ１−Ｄ０）｝を表す信号ｚｉは、減算器
７５で‘１’から減算され、減算器７５の減算値｛Ｄ１
／（Ｄ１−Ｄ０）｝を表す信号は、乗算器７６により、
周波数ナンバ算出回路２４で算出された周波数ナンバｆ
と乗算される。そしてこの実施の形態では、カウンター
Ｃ２のセレクタ２９には、値‘０’ではなく、乗算器７
６の乗算値｛ｆ×Ｄ１／（Ｄ１−Ｄ０）｝を表す信号が
入力される。したがって、カウンターＣ２は、ゼロクロ
ストリガーｚｃが与えられる毎に、初期値｛ｆ×Ｄ１／
（Ｄ１−Ｄ０）｝にリセットされる。

【００５５】図１３を例にとってこの初期値｛ｆ×Ｄ１
／（Ｄ１−Ｄ０）｝を説明すると、サンプル点Ｔ２での
値｛ｆ×Ｄ１／（Ｄ１−Ｄ０）｝は、 ｆ×｛１−（Ｔｚ２−Ｔ２’）／△Ｔ｝ ＝ｆ×（Ｔ２−Ｔｚ２）／△Ｔ なので、ゼロ時点Ｔｚ２を起点として初期値ゼロから周
波数ナンバｆを累算すると仮定した場合の、サンプル点
Ｔ２でのプログレシブアドレス信号ａｄ１の値に相当す
る。このように、減算器７５及び乗算器７６（及びゼロ
クロス検出器１’のゼロ時点情報算出回路６１）は、ゼ
ロ時点を起点として波形を立上り部の位相から周波数ナ
ンバｆに応じたピッチで発生すると仮定した場合の、ゼ
ロクロストリガーｚｃの出力時における波形の位相を算
出する手段としての役割を果たす。

【００５６】図１４は、こうしてサンプル点Ｔ２からカ
ウンターＣ２で作成されるプログレシブアドレス信号ａ
ｄ１の一例（実線の部分）を示す図であり、図１５は、
図１４のプログレシブアドレス信号ａｄ１を用いて波形
メモリ４から読み出される楽音波形ｗｄ１の一例（実線
の部分）を示す図である。図１５からも明らかなとお
り、ゼロ時点Ｔｚ２を起点として立上り部の位相から周
波数ナンバｆに応じたピッチで読出しを行なうと仮定し
た場合のサンプル点Ｔ２での位相を初期位相として、サ
ンプル点Ｔ２から楽音波形ｗｄ１が読み出され始める。
これにより、ゼロクロストリガーｚｃが出力される毎
に、ゼロ時点を起点として読出しを行なうのと同じ楽音
波形が読み出されるようになる。

【００５７】このように、この実施の形態では、ゼロク
ロストリガーｚｃが出力されるサンプル点と、実際に弦
の振幅がゼロになる時点と時間的なずれ（ジッタ）が大
幅に解消される。したがって、〔実施の形態１〕よりも
一層高い精度で弦の振動に対応した楽音波形を発生させ
ることができる。

【００５８】〔実施の形態３〕次に、更に別の実施の一
形態として、カウンター回路の構成が上記〔実施の形態
１〕と異なっているが、その他の部分は〔実施の形態
１〕と同じであるものについて説明する。図１６は、こ
の実施の一形態に係るカウンター回路３’’の構成を示
すブロック図である。このカウンター回路３’’は、
〔実施の形態１〕のカウンター回路３（図３）のカウン
ターＣ１及び周波数ナンバ算出回路２４に相当する部分
が存在せず、カウンターＣ２，Ｃ３では一定値‘１’を
累算するようになっている。したがって、各ゼロクロス
トリガーｚｃが出力された瞬間の弦の振動周波数とは無
関係に、常に一定の周波数ナンバを累算することによっ
てプログレシブアドレス信号ａｄ１，ａｄ２が作成され
る。したがって、〔実施の形態１〕，〔実施の形態２〕
と比較して回路構成が簡単である。

【００５９】図１７は、カウンター回路３’’で作成さ
れたプログレシブアドレス信号ａｄ１とａｄ２との関係
の一例を、〔実施の形態１〕の図５と対比して示す図で
あり、図１８は、図１７のプログレシブアドレス信号ａ
ｄ１，ａｄ２を用いて波形メモリ４から読み出した図６
と同じ種類の楽音波形ｗｄ１（実線），ｗｄ２（破線）
の一例を、〔実施の形態１〕の図７と対比して示す図で
ある。図１８からも明らかなとおり、この実施の形態で
は、ゼロクロストリガーｚｃが出力される毎にその瞬間
での弦の振動周波数に対応した間隔で初期位相に戻りつ
つ、しかも各瞬間での弦の振動周波数とは無関係に常に
一定のフォルマントを保持した楽音波形が読み出される
ようになる。

【００６０】このように、この実施の形態では、〔実施
の形態１〕，〔実施の形態２〕よりも一層装置の小型化
が図られ、しかも、常に一定のフォルマントを保持した
楽音波形を発生させることができる。

【００６１】尚、以上の実施の形態では、ゼロクロス検
出器１からのゼロクロストリガーｚｃの出力に基づき、
カウンターＣ２をリセットするとともに、それまでカウ
ンターＣ２で作成していたプログレシブアドレス信号ａ
ｄ１を引き継いだプログレシブアドレス信号ａｄ２をカ
ウンターＣ３で作成し、これらのアドレス信号ａｄ１，
ａｄ２を用いて読み出した楽音波形ｗｄ１，ｗｄ２を、
クロスフェード＆エンベロープ回路７でクロスフェード
させることにより、ノイズの発生を防止するようにして
いる。ところで、ギターシンセサイザーにおいては、演
奏中に、現在選択している音色とは異なる種類の音色を
演奏者が操作スイッチを用いて新たに選択することもあ
る。そこで、このように音色が選択し直されたタイミン
グでは、ゼロクロストリガーｚｃが出力していなくても
（すなわちそれまで選択されていた音色についての楽音
波形が周期の途中であっても）、カウンターＣ２をリセ
ットして新たな種類の音色のためのプログレシブアドレ
ス信号ａｄ１を作成するとともに、それまでのアドレス
信号ａｄ１を引き継いだプログレシブアドレス信号ａｄ
２をカウンターＣ３で作成するようにし、且つ、これら
のアドレス信号ａｄ１，ａｄ２を用いて読み出した楽音
波形ｗｄ１，ｗｄ２を、クロスフェード＆エンベロープ
回路７でクロスフェードさせるようにすることが好まし
い。そうすることにより、音色の切り替えの前後での楽
音波形の位相やピッチの変化を原因とするノイズの発生
をも防止することができるようになる。

【００６２】また、以上の実施の形態では、ゼロクロス
検出器において、ディジタル信号の値の負から正への変
化をゼロクロスとして検出しているが、逆に、ディジタ
ル信号の値の正から負への変化をゼロクロスとして検出
するようにしてもよい。また、以上の実施の形態では、
ギターシンセサイザーにこの発明を適用しているが、こ
れに限らず、ギター以外の弦楽器の弦の振動に基づく電
気的振動信号を演奏情報として楽音波形を発生するシン
セサイザーその他の電子楽器にこの発明を適用してもよ
く、更に、弦の振動以外に基づく任意の電気的振動信号
（例えば、音声をマイクで電気信号に変換したもの）を
演奏情報として楽音波形を発生する電子楽器にこの発明
を適用してもよい。また、以上の実施の形態では、この
発明をハードウェア回路によって構成しているが、これ
に限らず、ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）ま
たＣＰＵ（セントラルプロセッシングユニット）の実行
するソフトウェアプログラムによって構成するようにし
てもよい。

【００６３】最後にこの発明の実施態様をいくつか列挙
する。 （ａ） 任意の電気的振動信号を入力し、該信号の振動
値のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、波形
データを記憶した記憶手段と、前記ゼロクロス検出手段
により相前後してゼロクロスが検出されたサンプル点同
士の間隔を計測する間隔計測手段と、前記間隔計測手段
により計測された間隔に基づき、前記波形データを読み
出す際のピッチに関するピッチ情報を算出するピッチ情
報算出手段と、前記ピッチ情報算出手段により算出され
た前記ピッチ情報に応じたピッチで前記記憶手段から前
記波形データを読み出す読出し手段と、前記ゼロクロス
検出手段によるゼロクロスの検出に基づき、前記波形デ
ータを所定の初期位相から読み出すように前記読出し手
段をリセットするリセット手段とを具えた波形発生装
置。 （ｂ） 任意の電気的振動信号を入力し、該信号の振動
値のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、波形
データを記憶した記憶手段と、前記ゼロクロス検出手段
により相前後してゼロクロスが検出されたサンプル点同
士の間隔を計測する間隔計測手段と、前記ゼロクロス検
出手段によりゼロクロスが検出されたサンプル点での前
記信号の値とその直前のサンプル点での前記信号の値と
に基づき、両サンプル点の間で前記信号の値がゼロにな
る時点として扱うゼロ時点に関するゼロ時点情報を算出
するゼロ時点情報算出手段と、前記間隔計測手段により
計測された間隔及び前記ゼロ時点情報算出手段により算
出された前記ゼロ時点情報に基づき、相前後する前記ゼ
ロ時点の間隔に関する間隔情報を算出する間隔情報算出
手段と前記間隔情報算出手段により算出された間隔に基
づき、前記波形データを読み出す際のピッチに関するピ
ッチ情報を算出するピッチ情報算出手段と、前記ピッチ
情報算出手段により算出された前記ピッチ情報に応じた
ピッチで前記記憶手段から前記波形データを読み出す読
出し手段と、前記ゼロクロス検出手段によるゼロクロス
の検出に基づき、前記波形データを所定の初期位相から
読み出すように前記読出し手段をリセットするリセット
手段とを具えた波形発生装置。 （ｃ） 前記ゼロ時点を起点として前記波形データを立
上り部の位相から前記ピッチで発生すると仮定した場合
の、前記ゼロクロス検出手段によるゼロクロスの検出時
における前記波形の位相を算出する位相算出手段を更に
具え、前記リセット手段は、前記位相算出手段により算
出された位相から前記波形データを読み出すように前記
読出し手段をリセットするものであるｂに記載の波形発
生装置。 （ｄ） 任意の電気的振動信号を入力し、該信号の振動
値のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、波形
データを記憶した記憶手段と、前記記憶手段から前記波
形データを読み出す第１の読出し手段と、前記ゼロクロ
ス検出手段によるゼロクロスの検出に基づき、前記波形
データを所定の初期位相から読み出すように前記第１の
読出し手段をリセットするリセット手段と、前記リセッ
ト手段によるリセットの直前に前記第１の読出し手段が
読み出していた前記波形の位相を初期位相として、且
つ、該リセットの直前に前記第１の読出し手段が読出し
を行なっていたピッチと同じピッチで、前記記憶手段か
ら前記波形データを読み出す第２の読出し手段と、前記
ゼロクロス検出手段によるゼロクロスの検出に基づき、
前記第１の読出し手段により読み出される波形の振幅を
徐々に増大させるとともに前記第２の読出し手段により
読み出される波形の振幅を徐々に減少させるクロスフェ
ード手段とを具えた波形発生装置。 （ｅ） 前記ゼロクロス検出手段により相前後してゼロ
クロスが検出されたサンプル点同士の間隔が所定の基準
の長さに達しないとき、該後のゼロクロスの検出に基づ
いて前記リセット手段がリセットを行なうことを制限す
る制限手段を更に具えた請求項１乃至３のいずれかまた
はａ乃至ｄのいずれかに記載の波形発生装置。 （ｆ） 前記ゼロクロス検出手段により相前後してゼロ
クロスが検出されたサンプル点同士の間隔が所定の基準
の長さに達しないとき、該後のゼロクロスの検出に基づ
いて前記リセット手段がリセットを行なうことと該後の
ゼロクロスの検出に基づいて前記ピッチ情報算出手段が
前記ピッチ情報を算出することとを制限する制限手段を
更に具えた請求項２またはａ乃至ｄのいずれかに記載の
波形発生装置。 （ｇ） 前記制限手段は、相前後してゼロクロスが検出
されたサンプル点同士の間隔の長さに基づき、その次に
相前後してゼロクロスが検出されるサンプル点同士の間
隔に対する基準の長さを決定する手段を含むものである
ｅまたはｆに記載の波形発生装置。 （ｈ） 波形データを記憶した記憶手段と、前記記憶
手段から前記波形データを読み出す第１の読出し手段
と、前記波形データを所定の初期位相から読み出すよう
に前記第１の読出し手段をリセットするリセット手段
と、前記リセット手段によるリセットの直前に前記第１
の読出し手段が読み出していた前記波形の位相を初期位
相として、且つ、該リセットの直前に前記第１の読出し
手段が読出しを行なっていたピッチと同じピッチで、前
記記憶手段から前記波形データを読み出す第２の読出し
手段と、前記リセット手段によるリセットに応じて、前
記第１の読出し手段により読み出される前記波形の振幅
を徐々に増大させるとともに前記第２の読出し手段によ
り読み出される前記波形の振幅を徐々に減少させるクロ
スフェード手段とを具えた波形発生装置。 （ｉ） 複数種類の波形データを記憶した記憶手段
と、前記記憶手段から読み出すべき波形データの種類を
指定する指定手段と、前記記憶手段から、前記指定手段
により指定された種類の波形データを読み出す第１の読
出し手段と、前記第１の読出し手段が現在読出し中の波
形データとは異なる種類の波形データが前記指定手段に
より指定されたことに基づき、該異なる種類の波形デー
タを所定の初期位相から読み出すように前記第１の読出
し手段をリセットするリセット手段と、前記リセット手
段によるリセットの直前に前記第１の読出し手段が読み
出していた波形データと同じ種類の波形データを、該リ
セットの直前に前記第１の読出し手段が読み出していた
該波形の位相を初期位相として前記記憶手段から読み出
す第２の読出し手段と、前記リセット手段によるリセッ
トに応じて、前記第１の読出し手段により読み出される
前記波形の振幅を徐々に増大させるとともに前記第２の
読出し手段により読み出される前記波形の振幅を徐々に
減少させるクロスフェード手段とを具えた波形発生装
置。

【００６４】

【発明の効果】以上のように、この発明に係る第１の波
形発生装置によれば、各瞬間毎に、その瞬間での電気的
振動信号の振動のピッチに対応した間隔で、波形が初期
位相に戻って発生する。すなわち、振動に即応した波形
が発生するようになる。しかも、装置を小型化すること
ができる。したがって、例えば弦楽器の弦の振動に基づ
く電気的振動信号を演奏情報として楽音波形を発生する
電子楽器（ギターシンセサイザー等）にこの発明を適用
した場合には、演奏者の表現力を忠実に反映した楽音波
形を、小型の装置で発生させることができるようになる
という優れた効果を奏する。

【００６５】また、この発明に係る第２の波形発生装置
によれば、第１の波形発生装置におけるように、電気的
振動信号の振動のピッチに対応した間隔で波形が初期位
相に戻って発生することに加え、各瞬間毎に、その瞬間
での振動のピッチに対応したピッチで波形が発生するよ
うになる。したがって、振動に一層高い精度で対応した
波形を発生させることができるので、ギターシンセサイ
ザー等において、演奏者の表現力を一層忠実に反映した
楽音波形を発生させることができるようになる。

【００６６】また、この発明に係る第３の波形発生装置
によれば、第１の波形発生装置における効果に加えて、
波形が初期位相に戻った際の波形の位相やピッチの変化
を原因とするノイズの発生を防止することができるよう
になるという優れた効果を奏する。

【００６７】また、この発明に係る第４の波形発生装置
によれば、ゼロクロスの検出以外のなんらかの理由に基
づいて波形が初期位相に戻った場合（例えば、複数種類
の音色の楽音波形を選択的に発生する電子楽器におい
て、現在発生中の楽音波形とは異なる種類の楽音波形が
新たに選択されたことにより、その新たな種類の楽音波
形が初期位相から発生され始めた場合）にも、波形の位
相やピッチの変化を原因とするノイズの発生を防止する
ことができるようになるという優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明に係る波形発生装置の一実施の形態
を示すブロック図。

【図２】 図１のゼロクロス検出器の構成の一例を示す
ブロック図。

【図３】 図１のカウンター回路の構成の一例を示すブ
ロック図。

【図４】 図３のオーバーフローコントローラの構成の
一例を示すブロック図。

【図５】 プログレシブアドレス信号ａｄ１とａｄ２と
の一例を示す図。

【図６】 波形メモリから読み出された１周期分の楽音
波形の一例を示す図。

【図７】 楽音波形ｗｄ１とｗｄ２との一例を示す図。

【図８】 図１のクロスフェードデータ発生器とクロス
フェード＆エンベロープ回路との構成の一例を示すブロ
ック図。

【図９】 クロスフェードデータ発生器６の発生するク
ロスフェードデータの一例を示す図。

【図１０】 図１のゼロクロス検出器の構成の別の一例
を示すブロック図。

【図１１】 隣合うサンプル点におけるディジタル信号
の値の一例を示す図。

【図１２】 図１のカウンター回路の構成の別の一例を
示すブロック図。

【図１３】 相前後するゼロ時点の一例を示す図。

【図１４】 プログレシブアドレス信号ａｄ１の別の一
例を示す図。

【図１５】 楽音波形ｗｄ１の別の一例を示す図。

【図１６】 図１のカウンター回路の構成の更に別の一
例を示すブロック図。

【図１７】 プログレシブアドレス信号ａｄ１とａｄ２
との別の一例を示す図。

【図１８】 楽音波形ｗｄ１とｗｄ２との別の一例を示
す図。

【符号の説明】

１ ゼロクロス検出器 ２ エンベロープ検出器 ３ カウンター回路 ４ 波形メモリ ５ 音色選択回路 ６ クロスフェードデータ発生器 ７ クロスフェード＆エンベロープ回路 ８ ミキシング回路 １１ ローパスフィルタ係数テーブル １２ ハイパスフィルタ係数テーブル １３ ローパスフィルタ １４ ハイパスフィルタ １５ 検出回路 １６，２３，３０，３４，４５ 遅延回路 １７ アンド回路 １８ 比較回路 １９，２５，２６，７３ ラッチ回路 ２０ ピリオドゲートテーブル ２１，２７，３１，４３，４９，７４ 加算器 ２２，２９，３３，４４ セレクタ ２４ 周波数ナンバ算出回路 ２８，３２ オーバーフローコントローラ ４１，４６，６３，７２，７５ 減算器 ４２，４７，４８，５０，６２，７６ 乗算器 ６１ ゼロ時点情報算出回路 ６４ 割算器 ７１ ゼロ時点間隔情報算出回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 北山 徹 静岡県浜松市中沢町10番１号 ヤマハ株 式会社内 (72)発明者 渋谷 資之 静岡県浜松市中沢町10番１号 ヤマハ株 式会社内 (56)参考文献 特開 平５−216468（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10H 1/00 G10H 7/02

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 任意の電気的振動信号を入力し、該信号
   の振動値のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段
   と、 波形データを記憶した記憶手段と、 前記記憶手段から前記波形データを読み出す読出し手段
   と、 前記ゼロクロス検出手段によるゼロクロスの検出に基づ
   き、前記波形データを所定の初期位相から読み出すよう
   に前記読出し手段をリセットするリセット手段とを具え
   た波形発生装置。
2. 【請求項２】 任意の電気的振動信号を入力し、該信号
   の振動値のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段
   と、 波形データを記憶した記憶手段と、 前記ゼロクロス検出手段によるゼロクロスの検出に基づ
   き、前記波形データを読み出す際のピッチに関するピッ
   チ情報を算出するピッチ情報算出手段と、 前記ピッチ情報算出手段により算出された前記ピッチ情
   報に応じたピッチで前記記憶手段から前記波形データを
   読み出す読出し手段と、 前記ゼロクロス検出手段によるゼロクロスの検出に基づ
   き、前記波形データを所定の初期位相から読み出すよう
   に前記読出し手段をリセットするリセット手段とを具え
   た波形発生装置。
3. 【請求項３】 任意の電気的振動信号を入力し、該信号
   の振動値のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段
   と、 波形データを記憶した記憶手段と、 前記記憶手段から前記波形データを読み出す第１の読出
   し手段と、 前記ゼロクロス検出手段によるゼロクロスの検出に基づ
   き、前記波形データを所定の初期位相から読み出すよう
   に前記第１の読出し手段をリセットするリセット手段
   と、 前記リセット手段によるリセットの直前に前記第１の読
   出し手段により読み出されていた前記波形の位相を初期
   位相として、前記記憶手段から前記波形データを読み出
   す第２の読出し手段と、 前記ゼロクロス検出手段によるゼロクロスの検出に基づ
   き、前記第１の読出し手段により読み出される波形の振
   幅を徐々に増大させるとともに前記第２の読出し手段に
   より読み出される波形の振幅を徐々に減少させるクロス
   フェード手段とを具えた波形発生装置。
4. 【請求項４】 波形データを記憶した記憶手段と、 前記記憶手段から前記波形データを読み出す第１の読出
   し手段と、 前記波形データを所定の初期位相から読み出すように前
   記第１の読出し手段をリセットするリセット手段と、 前記リセット手段によるリセットの直前に前記第１の読
   出し手段により読み出されていた前記波形の位相を初期
   位相として、前記記憶手段から前記波形データを読み出
   す第２の読出し手段と、 前記リセット手段によるリセットに応じて、前記第１の
   読出し手段により読み出される前記波形の振幅を徐々に
   増大させるとともに前記第２の読出し手段により読み出
   される前記波形の振幅を徐々に減少させるクロスフェー
   ド手段とを具えた波形発生装置。