JP3269676B2 - 回路装置 - Google Patents
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- inverting input
- circuit
- internal operating
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
- G05F1/567—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for temperature compensation
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/462—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc as a function of the requirements of the load, e.g. delay, temperature, specific voltage/current characteristic
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/907—Temperature compensation of semiconductor
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- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
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- Logic Circuits (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
【０００１】この発明は、同一の半導体基板内にバイポ
ーラ部品と電界効果部品とともに集積されたディジタル
回路に対する内部動作電圧を外部供給電圧から発生する
半導体回路内に集積された回路装置に関するものであ
り、該ディジタル回路は、動作電圧に応じて可変の切換
え速度を有し、該回路装置は、内部動作電圧に対して調
節自在な制御回路を有している。
ーラ部品と電界効果部品とともに集積されたディジタル
回路に対する内部動作電圧を外部供給電圧から発生する
半導体回路内に集積された回路装置に関するものであ
り、該ディジタル回路は、動作電圧に応じて可変の切換
え速度を有し、該回路装置は、内部動作電圧に対して調
節自在な制御回路を有している。
【０００２】ＣＭＯＳ及びＢＩＣ−ＭＯＳ回路の切換え
時間に影響を与え、この切換え時間を増減する重要な因
子は、動作電圧、周囲温度、及び回路内に入っているト
ランジスタのチャンネル長である。ここで云う「切換え
時間」は、回路の入力信号の変化とそれによって開始さ
れた出力信号の変化との間に生ずる遅延期間であると理
解されたい。
時間に影響を与え、この切換え時間を増減する重要な因
子は、動作電圧、周囲温度、及び回路内に入っているト
ランジスタのチャンネル長である。ここで云う「切換え
時間」は、回路の入力信号の変化とそれによって開始さ
れた出力信号の変化との間に生ずる遅延期間であると理
解されたい。
【０００３】然し、マイクロプロセッサ・システムのモ
ジュール又はチップに対しては、その切換え時間の点
で、特にこう云うシステムのクロック駆動器について高
い要求が課せられている。第１に、クロック駆動器のパ
ッケージに収容される種々のゲートは幅の狭い切換え時
間の許容公差（＜０．５ｎｓ）を満たさなければならな
い。第２に、製造系列の異なる所から出てくる、その為
に、製造過程に或る拡がりを持つ様な種々のチップ又は
モジュールの切換え時間は、切換え時間の点では、幅の
狭い許容公差の範囲（＜１．０ｎｓ）以内になければな
らない。第３に、クロック速度の高い今日のマイクロプ
ロセッサ・システムのチップの切換え時間は、温度変動
並びに動作電圧の変動によって受ける影響は僅かなもの
であるべきである。
ジュール又はチップに対しては、その切換え時間の点
で、特にこう云うシステムのクロック駆動器について高
い要求が課せられている。第１に、クロック駆動器のパ
ッケージに収容される種々のゲートは幅の狭い切換え時
間の許容公差（＜０．５ｎｓ）を満たさなければならな
い。第２に、製造系列の異なる所から出てくる、その為
に、製造過程に或る拡がりを持つ様な種々のチップ又は
モジュールの切換え時間は、切換え時間の点では、幅の
狭い許容公差の範囲（＜１．０ｎｓ）以内になければな
らない。第３に、クロック速度の高い今日のマイクロプ
ロセッサ・システムのチップの切換え時間は、温度変動
並びに動作電圧の変動によって受ける影響は僅かなもの
であるべきである。
【０００４】全てのゲートが１つのパッケージに収容さ
れていて、切換え時間が約０．５ｎｓの許容公差の範囲
内にある様なチップは、今日でも普通の製造方法によっ
て作ることができる。然し、異なる製造系列のチップの
切換え時間に対する狭い許容公差の範囲は、従来の製造
方法では達成することができない。更に、普通のマイク
ロプロセッサ・システムの別の欠点は、システムの異な
るチップの切換え時間が、周囲温度により、並びに動作
電圧の変動により、変化する程度が異なり、その為、
１．０ｎｓ未満と云う許容公差の狭い区間を守ることが
できない。
れていて、切換え時間が約０．５ｎｓの許容公差の範囲
内にある様なチップは、今日でも普通の製造方法によっ
て作ることができる。然し、異なる製造系列のチップの
切換え時間に対する狭い許容公差の範囲は、従来の製造
方法では達成することができない。更に、普通のマイク
ロプロセッサ・システムの別の欠点は、システムの異な
るチップの切換え時間が、周囲温度により、並びに動作
電圧の変動により、変化する程度が異なり、その為、
１．０ｎｓ未満と云う許容公差の狭い区間を守ることが
できない。
【０００５】必要な許容公差の範囲内にある切換え時間
を持つチップを普通の方法で作ると、大量生産バッチか
ら得られる歩留まりは極く小さい。更に、試験にかかる
費用が非常に高く、その為にチップが更に高価になる。
然し、この様な製造方法は製造業者にとってもユーザに
とっても、極めて不経済である。
を持つチップを普通の方法で作ると、大量生産バッチか
ら得られる歩留まりは極く小さい。更に、試験にかかる
費用が非常に高く、その為にチップが更に高価になる。
然し、この様な製造方法は製造業者にとってもユーザに
とっても、極めて不経済である。
【０００６】従って、この発明の根底の問題は、半導体
基板内に集積されていて、その切換え時間が狭く固定さ
れた許容公差の限界内にある様な回路装置を提供するこ
とである。この発明では、この問題が特許請求の範囲に
記載された条件によって解決される。こう云う条件を特
徴として持つ回路装置で、切換え時間に対して温度によ
って誘起された影響が除かれ、この為回路装置の使用温
度が比較的大きく変化した状態でも、切換え時間の狭い
許容公差の範囲が保たれる。
基板内に集積されていて、その切換え時間が狭く固定さ
れた許容公差の限界内にある様な回路装置を提供するこ
とである。この発明では、この問題が特許請求の範囲に
記載された条件によって解決される。こう云う条件を特
徴として持つ回路装置で、切換え時間に対して温度によ
って誘起された影響が除かれ、この為回路装置の使用温
度が比較的大きく変化した状態でも、切換え時間の狭い
許容公差の範囲が保たれる。
【０００７】この解決策の別の有利な展開が実施の態様
として記載する後記（２）及び（３）項に特徴づけられ
ている。
として記載する後記（２）及び（３）項に特徴づけられ
ている。
【０００８】この問題の別の解決策は、後記実施態様
（４）を用いることである。こう云う特徴を持つ回路装
置では、ディジタル回路内の集積部品の製造方法によっ
て起こる切換え時間に対する影響が補償される。
（４）を用いることである。こう云う特徴を持つ回路装
置では、ディジタル回路内の集積部品の製造方法によっ
て起こる切換え時間に対する影響が補償される。
【０００９】この別の解決策を更に発展させた有利な特
徴が後記実施の態様（５）及び（６）項に記載されてい
る。
徴が後記実施の態様（５）及び（６）項に記載されてい
る。
【００１０】次にこの発明の実施例を図面について詳し
く説明する。
く説明する。
【実施例】図１は、外部供給電圧Ｖb から内部動作Ｖib
を発生し、電圧Ｖibを調節自在の値に略一定に保つ公知
の制御回路１０を示す。こう云う形式の制御回路が、例
えば、シュプリンガ・フェルラーク１９８６年発行の
Ｕ．ティーツェ及びＣｈ．シェンクの著書「半導体工
学」第８版，第５２４頁及び第５２５頁に記載されてい
る。制御回路１０が、外部供給電圧Ｖb を印加する端子
１２と出力Ａとを有する。別の端子１４がアースＶ0 に
接続される。演算増幅器ＯＰの非反転入力１８が基準電
圧Ｖref を持つ非常に正確な基準電圧源１６に接続され
ている。この様に非常に正確な基準電圧源は公知であ
り、例えばジョン・ワイリー・アンド・サンズ社から１
９８４年に出版されたアランＢ．グレベーンの著書「バ
イポーラ及びＭＯＳアナログ集積回路の設計」，第２６
６頁以降の見出し「バンドギャップ基準回路」項に記載
されている。基準電圧Ｖref は、この為、非反転入力１
８にかかる。演算増幅器ＯＰの反転入力２０が分圧器Ｒ
1 ，Ｒ3 に接続される。反転入力２０が抵抗Ｒ1 を介し
て片側でアースに接続された端子１４に接続され、反対
側では抵抗Ｒ3 を介してｐｎｐ形トランジスタのコレク
タに接続される。トランジスタＱのエミッタが供給電圧
Ｖb に接続された端子に接続される。トランジスタＱの
ベースが別の分圧器Ｒ5 ，Ｒ6 に接続される。一方の抵
抗Ｒ5 が演算増幅器ＯＰの出力端子２２に接続され、他
方の抵抗Ｒ6 が供給電圧Ｖb に接続された端子１２に接
続される。この回路によって発生しようとする内部動作
電圧Ｖibが、トランジスタＱのコレクタからタップで取
出され、出力Ａを介してディジタル回路Ｃに供給するこ
とができる。出力Ａに存在する内部動作電圧Ｖibは、上
に述べた回路によって一定に保たれる。動作電圧Ｖibの
値は、基準電圧Ｖref と抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 の値とに関係す
る。
を発生し、電圧Ｖibを調節自在の値に略一定に保つ公知
の制御回路１０を示す。こう云う形式の制御回路が、例
えば、シュプリンガ・フェルラーク１９８６年発行の
Ｕ．ティーツェ及びＣｈ．シェンクの著書「半導体工
学」第８版，第５２４頁及び第５２５頁に記載されてい
る。制御回路１０が、外部供給電圧Ｖb を印加する端子
１２と出力Ａとを有する。別の端子１４がアースＶ0 に
接続される。演算増幅器ＯＰの非反転入力１８が基準電
圧Ｖref を持つ非常に正確な基準電圧源１６に接続され
ている。この様に非常に正確な基準電圧源は公知であ
り、例えばジョン・ワイリー・アンド・サンズ社から１
９８４年に出版されたアランＢ．グレベーンの著書「バ
イポーラ及びＭＯＳアナログ集積回路の設計」，第２６
６頁以降の見出し「バンドギャップ基準回路」項に記載
されている。基準電圧Ｖref は、この為、非反転入力１
８にかかる。演算増幅器ＯＰの反転入力２０が分圧器Ｒ
1 ，Ｒ3 に接続される。反転入力２０が抵抗Ｒ1 を介し
て片側でアースに接続された端子１４に接続され、反対
側では抵抗Ｒ3 を介してｐｎｐ形トランジスタのコレク
タに接続される。トランジスタＱのエミッタが供給電圧
Ｖb に接続された端子に接続される。トランジスタＱの
ベースが別の分圧器Ｒ5 ，Ｒ6 に接続される。一方の抵
抗Ｒ5 が演算増幅器ＯＰの出力端子２２に接続され、他
方の抵抗Ｒ6 が供給電圧Ｖb に接続された端子１２に接
続される。この回路によって発生しようとする内部動作
電圧Ｖibが、トランジスタＱのコレクタからタップで取
出され、出力Ａを介してディジタル回路Ｃに供給するこ
とができる。出力Ａに存在する内部動作電圧Ｖibは、上
に述べた回路によって一定に保たれる。動作電圧Ｖibの
値は、基準電圧Ｖref と抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 の値とに関係す
る。
【００１１】図１の回路の作用を詳しく述べると次の通
りである。休止状態では、即ち、不変の供給電圧Ｖb が
ある時、この制御回路は、前に述べた様に、出力Ａに内
部動作電圧Ｖibを発生し、その値は基準電圧Ｖref の値
及び抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 の値に関係する。制御回路は、演算
増幅器２２の２つの入力１８，２０にある電圧の間の差
をゼロに減らそうと絶えず試みる。これは、演算増幅器
ＯＰがその出力２２に発生する電流が、２つの抵抗
Ｒ5 ，Ｒ6 の接続点では、トランジスタＱを駆動するベ
ース電圧として、そのコレクタＩc が抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 の
接続点に、基準電圧Ｖref に等しい電圧を発生する様な
電圧降下を発生することを意味する。供給電圧Ｖb が上
昇すると、その結果、トランジスタＱのコレクタ電流Ｉ
c も上昇し、その為、演算増幅器ＯＰの反転入力２０で
は、基準電圧Ｖref より大きい電圧が設定される。この
為、演算増幅器ＯＰの入力１８，２０の間には、出力２
２の出力電流の変化を招く電圧の差が存在する。この変
更された出力電流がトランジスタＱ1 のベース・バイア
スの変化を招き、その為、そのコレクタ電流Ｉc が一層
小さくなり、最後には、演算増幅器ＯＰの反転入力２０
に於ける電圧降下が再び基準電圧Ｖref の値を持つよう
になる。こうして、内部動作電圧Ｖibの上昇が、供給電
圧Ｖb の上昇を通じて、制御回路１０によって打消され
る。供給電圧Ｖbが下がると、内部動作電圧Ｖibの降下
が打消される点で、反対の作用が起こる。この為、制御
回路１０は所望の効果、即ち、内部動作電圧Ｖibを、基
準電圧Ｖre f と抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 によって固定された値に
一定に保つと云う効果を達成する。
りである。休止状態では、即ち、不変の供給電圧Ｖb が
ある時、この制御回路は、前に述べた様に、出力Ａに内
部動作電圧Ｖibを発生し、その値は基準電圧Ｖref の値
及び抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 の値に関係する。制御回路は、演算
増幅器２２の２つの入力１８，２０にある電圧の間の差
をゼロに減らそうと絶えず試みる。これは、演算増幅器
ＯＰがその出力２２に発生する電流が、２つの抵抗
Ｒ5 ，Ｒ6 の接続点では、トランジスタＱを駆動するベ
ース電圧として、そのコレクタＩc が抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 の
接続点に、基準電圧Ｖref に等しい電圧を発生する様な
電圧降下を発生することを意味する。供給電圧Ｖb が上
昇すると、その結果、トランジスタＱのコレクタ電流Ｉ
c も上昇し、その為、演算増幅器ＯＰの反転入力２０で
は、基準電圧Ｖref より大きい電圧が設定される。この
為、演算増幅器ＯＰの入力１８，２０の間には、出力２
２の出力電流の変化を招く電圧の差が存在する。この変
更された出力電流がトランジスタＱ1 のベース・バイア
スの変化を招き、その為、そのコレクタ電流Ｉc が一層
小さくなり、最後には、演算増幅器ＯＰの反転入力２０
に於ける電圧降下が再び基準電圧Ｖref の値を持つよう
になる。こうして、内部動作電圧Ｖibの上昇が、供給電
圧Ｖb の上昇を通じて、制御回路１０によって打消され
る。供給電圧Ｖbが下がると、内部動作電圧Ｖibの降下
が打消される点で、反対の作用が起こる。この為、制御
回路１０は所望の効果、即ち、内部動作電圧Ｖibを、基
準電圧Ｖre f と抵抗Ｒ1 ，Ｒ3 によって固定された値に
一定に保つと云う効果を達成する。
【００１２】図２は、内部動作電圧のその後の調整によ
り、切換え時間に対する周囲温度の影響が大幅に消える
様な回路装置を示す。この回路装置は実質的に図１の回
路装置に対応しており、この為、対応する部品及び回路
部分には同じ参照数字を用いている。
り、切換え時間に対する周囲温度の影響が大幅に消える
様な回路装置を示す。この回路装置は実質的に図１の回
路装置に対応しており、この為、対応する部品及び回路
部分には同じ参照数字を用いている。
【００１３】図１の回路装置とは対照的に、図２の回路
装置では、温度センサとして作用するダイオードＤが、
２つの部分Ｒ1a及びＲ1bに分割された抵抗Ｒ1 の第１の
部分Ｒ1aと並列に入っている。抵抗Ｒ1 の第１の部分Ｒ
1a及びダイオードＤの夫々片側がアースに接続されてい
る。ダイオードＤの温度挙動、特にダイオード電圧Ｕ AK
の挙動は正確に分かっている。温度が高くなると、ダイ
オード電圧ＵAKが２mV／℃だけ減少する。この効果によ
り、温度変化があると、抵抗Ｒ1 を通る電流が変化し、
従って、演算増幅器ＯＰの反転入力２０に於ける電圧が
変化する。
装置では、温度センサとして作用するダイオードＤが、
２つの部分Ｒ1a及びＲ1bに分割された抵抗Ｒ1 の第１の
部分Ｒ1aと並列に入っている。抵抗Ｒ1 の第１の部分Ｒ
1a及びダイオードＤの夫々片側がアースに接続されてい
る。ダイオードＤの温度挙動、特にダイオード電圧Ｕ AK
の挙動は正確に分かっている。温度が高くなると、ダイ
オード電圧ＵAKが２mV／℃だけ減少する。この効果によ
り、温度変化があると、抵抗Ｒ1 を通る電流が変化し、
従って、演算増幅器ＯＰの反転入力２０に於ける電圧が
変化する。
【００１４】演算増幅器ＯＰが反転入力２０の電圧を基
準電圧Ｖref に等しくしようとしているから、抵抗Ｒ1a
の電流変化により、演算増幅器ＯＰの出力電流に変化が
生じ、この為トランジスタＱのコレクタ電流に影響する
ことによって、内部動作電圧Ｖibに変化が生じる。次
に、温度が上昇すると、ダイオード電圧ＵAKが下がり、
抵抗Ｒ1aを通る電流を増加させる。この為、増加した電
流がＲ1b及びＲ3 にも流れ、演算増幅器ＯＰの入力２０
の電圧の変化を招く。この為、制御回路の制御点がシフ
トし、内部動作電圧Ｖibが一層高い値にシフトする。然
し、周囲温度が下がると、Ｒ1aを通る電流が減少する。
前に述べた過程と同様に、これによって制御回路は内部
動作電圧Ｖibを一層低い値にシフトさせる。
準電圧Ｖref に等しくしようとしているから、抵抗Ｒ1a
の電流変化により、演算増幅器ＯＰの出力電流に変化が
生じ、この為トランジスタＱのコレクタ電流に影響する
ことによって、内部動作電圧Ｖibに変化が生じる。次
に、温度が上昇すると、ダイオード電圧ＵAKが下がり、
抵抗Ｒ1aを通る電流を増加させる。この為、増加した電
流がＲ1b及びＲ3 にも流れ、演算増幅器ＯＰの入力２０
の電圧の変化を招く。この為、制御回路の制御点がシフ
トし、内部動作電圧Ｖibが一層高い値にシフトする。然
し、周囲温度が下がると、Ｒ1aを通る電流が減少する。
前に述べた過程と同様に、これによって制御回路は内部
動作電圧Ｖibを一層低い値にシフトさせる。
【００１５】こうして、図２の回路装置は、内部動作電
圧Ｖibを増加することにより、温度上昇によって切換え
時間が短かくなることを打消すことができる。この為、
この回路装置では、一層狭い許容公差の区間を設定し且
つ守ることができる。
圧Ｖibを増加することにより、温度上昇によって切換え
時間が短かくなることを打消すことができる。この為、
この回路装置では、一層狭い許容公差の区間を設定し且
つ守ることができる。
【００１６】製造過程のばらつきによるディジタル回路
の切換え時間の変動は、図３に示した回路装置によって
大部分除くことができる。図３の回路装置は、抵抗Ｒ3
が２つの抵抗部分Ｒ3a，Ｒ3bに分割されていること、並
びにＰチャンネル形電界効果トランジスタＰのソース・
ドレイン通路とＮチャンネル形電界効果トランジスタＮ
のソース・ドレイン通路が抵抗部分Ｒ3bと並列に接続さ
れている点で、図１の回路装置と異なる。Ｐチャンネル
形電界効果トランジスタのゲート電極がアースに接続さ
れ、Ｎチャンネル形トランジスタＮのゲート電極がトラ
ンジスタＱのコレクタ、従って、内部で発生された動作
電圧Ｖibを供給する出力Ａに接続されている。両方の電
界効果トランジスタがこの回路では電流源として接続さ
れている。
の切換え時間の変動は、図３に示した回路装置によって
大部分除くことができる。図３の回路装置は、抵抗Ｒ3
が２つの抵抗部分Ｒ3a，Ｒ3bに分割されていること、並
びにＰチャンネル形電界効果トランジスタＰのソース・
ドレイン通路とＮチャンネル形電界効果トランジスタＮ
のソース・ドレイン通路が抵抗部分Ｒ3bと並列に接続さ
れている点で、図１の回路装置と異なる。Ｐチャンネル
形電界効果トランジスタのゲート電極がアースに接続さ
れ、Ｎチャンネル形トランジスタＮのゲート電極がトラ
ンジスタＱのコレクタ、従って、内部で発生された動作
電圧Ｖibを供給する出力Ａに接続されている。両方の電
界効果トランジスタがこの回路では電流源として接続さ
れている。
【００１７】２つの電界効果トランジスタが、ディジタ
ル回路Ｃ内の対応する電界効果トランジスタに対する基
準部品として用いられている。それらはディジタル回路
Ｃにある対応する電界効果トランジスタと同じ製造過程
によって作られているから、それらも、製造過程の同じ
ばらつきの作用を受けている。こう云うばらつきが、と
りわけ、できたディジタル回路の切換え時間に影響する
電界効果トランジスタのチャンネル長の違いに通ずる。
図３の回路装置の作用を後で説明する所から明らかにな
るが、２つの電界効果トランジスタＰ及びＮは、製造過
程のばらつきによる切換え時間の変化が、制御回路によ
って発生される前の動作電圧Ｖibの対応する変化によっ
て補償される様な形で、制御回路内に挿入されている。
ル回路Ｃ内の対応する電界効果トランジスタに対する基
準部品として用いられている。それらはディジタル回路
Ｃにある対応する電界効果トランジスタと同じ製造過程
によって作られているから、それらも、製造過程の同じ
ばらつきの作用を受けている。こう云うばらつきが、と
りわけ、できたディジタル回路の切換え時間に影響する
電界効果トランジスタのチャンネル長の違いに通ずる。
図３の回路装置の作用を後で説明する所から明らかにな
るが、２つの電界効果トランジスタＰ及びＮは、製造過
程のばらつきによる切換え時間の変化が、制御回路によ
って発生される前の動作電圧Ｖibの対応する変化によっ
て補償される様な形で、制御回路内に挿入されている。
【００１８】製造過程で、電界効果トランジスタに、所
望の基準長より短かいチャンネル長が与えられた場合、
電界効果トランジスタに流れる電流が増加する。ディジ
タル回路Ｃでは、この増加した電流が切換え時間の短縮
に繋がり、この為、これがもはや許される許容公差の範
囲内ではなくなる可能性がある。然し、抵抗部分Ｒ3bと
並列に接続された電界効果トランジスタＰ及びＮも短か
くなったチャンネルを持っているから、抵抗部分Ｒ3bに
流れる電流は一層小さく、従って、この抵抗部分で生ず
る電圧降下も一層小さくなり、これは直ちに内部動作電
圧Ｖibの減少となって現われる。内部動作電圧Ｖibを減
少することにより、切換え時間が長くなり、従って、内
部動作電圧Ｖibの変化により、製造過程による切換え時
間の変化が打消される。制御回路にある電界効果トラン
ジスタＰ及びＮと抵抗の大きさを対応する大きさにする
ことにより、切換え時間の変化の非常によい補償を達成
することができる。
望の基準長より短かいチャンネル長が与えられた場合、
電界効果トランジスタに流れる電流が増加する。ディジ
タル回路Ｃでは、この増加した電流が切換え時間の短縮
に繋がり、この為、これがもはや許される許容公差の範
囲内ではなくなる可能性がある。然し、抵抗部分Ｒ3bと
並列に接続された電界効果トランジスタＰ及びＮも短か
くなったチャンネルを持っているから、抵抗部分Ｒ3bに
流れる電流は一層小さく、従って、この抵抗部分で生ず
る電圧降下も一層小さくなり、これは直ちに内部動作電
圧Ｖibの減少となって現われる。内部動作電圧Ｖibを減
少することにより、切換え時間が長くなり、従って、内
部動作電圧Ｖibの変化により、製造過程による切換え時
間の変化が打消される。制御回路にある電界効果トラン
ジスタＰ及びＮと抵抗の大きさを対応する大きさにする
ことにより、切換え時間の変化の非常によい補償を達成
することができる。
【００１９】製造過程によってチャンネル長が増加した
場合、上に述べた場合と同じ様に、チャンネル長の増加
が電界効果トランジスタＰ及びＮにも現われるので、内
部動作電圧Ｖibの増加によって、対応する補償が行なわ
れる。
場合、上に述べた場合と同じ様に、チャンネル長の増加
が電界効果トランジスタＰ及びＮにも現われるので、内
部動作電圧Ｖibの増加によって、対応する補償が行なわ
れる。
【００２０】図３に示す回路装置では、この為、製造過
程のばらつきによる場合でも、特に電界効果トランジス
タのチャンネル長のばらつきの場合でも、切換え時間の
幅の狭い許容公差の限界を保つことが可能である。
程のばらつきによる場合でも、特に電界効果トランジス
タのチャンネル長のばらつきの場合でも、切換え時間の
幅の狭い許容公差の限界を保つことが可能である。
【００２１】図４には、図２及び３の回路装置に従って
内部動作電圧Ｖibに影響を与える可能性を組合せた回路
装置が示されている。つまり、図４の回路装置を使う
時、比較的大きい温度変動があっても、製造過程に比較
的大きなばらつきがあっても、狭い許容公差を持つ切換
え時間を保つことができ、この為、集積回路を製造する
時又は高速マイクロプロセッサ・システムに使う時の歩
留まりをかなり高めることができる。図４の回路装置で
は、図２及び３の回路装置に使われたのと同じ参照数字
が用いられており、この為この回路装置は詳しく説明す
る必要がないと考えられる。
内部動作電圧Ｖibに影響を与える可能性を組合せた回路
装置が示されている。つまり、図４の回路装置を使う
時、比較的大きい温度変動があっても、製造過程に比較
的大きなばらつきがあっても、狭い許容公差を持つ切換
え時間を保つことができ、この為、集積回路を製造する
時又は高速マイクロプロセッサ・システムに使う時の歩
留まりをかなり高めることができる。図４の回路装置で
は、図２及び３の回路装置に使われたのと同じ参照数字
が用いられており、この為この回路装置は詳しく説明す
る必要がないと考えられる。
【００２２】製造過程で、トランジスタに作られたチャ
ンネル長が小さ過ぎる場合、ＭＯＳトランジスタに流れ
る電流が増加する。その結果、並列に接続された抵抗Ｒ
3bに流れる電流が一層小さくなり、従って、抵抗Ｒ3bの
電圧降下、従って内部動作電圧が減少する。プロセスの
変化が反対向きに起こった場合、即ち、ＭＯＳトランジ
スタのチャンネル長が製造過程で長くなり過ぎた場合、
ＭＯＳトランジスタを流れる電流が下がる。その結果、
抵抗Ｒ4 に流れる電流が増加し、この為、抵抗Ｒ4 の電
圧降下が増加し、従って内部動作電圧Ｖibの増加が達成
される。
ンネル長が小さ過ぎる場合、ＭＯＳトランジスタに流れ
る電流が増加する。その結果、並列に接続された抵抗Ｒ
3bに流れる電流が一層小さくなり、従って、抵抗Ｒ3bの
電圧降下、従って内部動作電圧が減少する。プロセスの
変化が反対向きに起こった場合、即ち、ＭＯＳトランジ
スタのチャンネル長が製造過程で長くなり過ぎた場合、
ＭＯＳトランジスタを流れる電流が下がる。その結果、
抵抗Ｒ4 に流れる電流が増加し、この為、抵抗Ｒ4 の電
圧降下が増加し、従って内部動作電圧Ｖibの増加が達成
される。
【００２３】この発明は以上の説明に関連して、下記の
実施態様を有する。 （１） バイポーラ部品及び電界効果部品を有する同じ
半導体基板内に集積された、動作電圧に応じて可変の切
換え速度を有するディジタル回路に対する内部動作電圧
を外部供給電圧から発生する半導体回路内に集積された
回路装置に於て、前記内部動作電圧に対する調節自在の
制御回路を有し、該制御回路に温度センサを挿入して、
発生される内部動作電圧がディジタル回路の切換え速度
の温度によって誘起される変化と反対向きに変化する様
にしたことを特徴とする回路装置。
実施態様を有する。 （１） バイポーラ部品及び電界効果部品を有する同じ
半導体基板内に集積された、動作電圧に応じて可変の切
換え速度を有するディジタル回路に対する内部動作電圧
を外部供給電圧から発生する半導体回路内に集積された
回路装置に於て、前記内部動作電圧に対する調節自在の
制御回路を有し、該制御回路に温度センサを挿入して、
発生される内部動作電圧がディジタル回路の切換え速度
の温度によって誘起される変化と反対向きに変化する様
にしたことを特徴とする回路装置。
【００２４】（２） （１）項に記載した回路装置に於
て、温度センサが集積ダイオードＤである回路装置。
て、温度センサが集積ダイオードＤである回路装置。
【００２５】（３） （２）項に記載した回路装置に於
て、制御回路が演算増幅器ＯＰを含み、その非反転入力
１８に基準電圧Ｖref が加えられ、その反転入力２０に
は供給電圧Ｖb から分圧器Ｑ，Ｒ1a，Ｒ1b，Ｒ3 によっ
て取出された電圧がかけられ、分圧器は供給電圧Ｖb 及
びアースＶ0 の間にある、トランジスタＱのエミッタ・
コレクタ通路、トランジスタＱのコレクタと演算増幅器
ＯＰの反転入力２０の間にある抵抗Ｒ3 、演算増幅器Ｏ
Ｐの反転入力２０とアースＶ0 の間にある別の２つの抵
抗Ｒ1a，Ｒ1bの直列回路で構成され、演算増幅器ＯＰの
出力が分圧器Ｒ 5 ，Ｒ6 を介して供給電圧Ｖb に接続さ
れ、そのタップがトランジスタＱのベースに接続され、
ダイオードＤがアースＶ0 と演算増幅器ＯＰの反転入力
２０及びアースＶ0 の間にある２つの抵抗Ｒ1a，Ｒ1bの
接続点との間に入っている回路装置。
て、制御回路が演算増幅器ＯＰを含み、その非反転入力
１８に基準電圧Ｖref が加えられ、その反転入力２０に
は供給電圧Ｖb から分圧器Ｑ，Ｒ1a，Ｒ1b，Ｒ3 によっ
て取出された電圧がかけられ、分圧器は供給電圧Ｖb 及
びアースＶ0 の間にある、トランジスタＱのエミッタ・
コレクタ通路、トランジスタＱのコレクタと演算増幅器
ＯＰの反転入力２０の間にある抵抗Ｒ3 、演算増幅器Ｏ
Ｐの反転入力２０とアースＶ0 の間にある別の２つの抵
抗Ｒ1a，Ｒ1bの直列回路で構成され、演算増幅器ＯＰの
出力が分圧器Ｒ 5 ，Ｒ6 を介して供給電圧Ｖb に接続さ
れ、そのタップがトランジスタＱのベースに接続され、
ダイオードＤがアースＶ0 と演算増幅器ＯＰの反転入力
２０及びアースＶ0 の間にある２つの抵抗Ｒ1a，Ｒ1bの
接続点との間に入っている回路装置。
【００２６】（４） バイポーラ部品及び電界効果部品
を有する同じ半導体基板内に集積された、動作電圧に応
じて可変の切換え速度を持つディジタル回路に対する内
部動作電圧を外部供給電圧から発生する半導体回路に集
積された回路装置に於いて、内部動作電圧に対する調節
自在の制御回路を有し、制御回路１０には、ディジタル
回路Ｃにある対応する部品の電気特性に対応する電気特
性を持つ補償部品Ｐ，Ｎが挿入されていて、発生される
内部動作電圧Ｖibが、ディジタル回路Ｃ内にある部品の
電気特性による切換え速度の変化を補償する方向に変化
する様にしたことを特徴とする回路装置。
を有する同じ半導体基板内に集積された、動作電圧に応
じて可変の切換え速度を持つディジタル回路に対する内
部動作電圧を外部供給電圧から発生する半導体回路に集
積された回路装置に於いて、内部動作電圧に対する調節
自在の制御回路を有し、制御回路１０には、ディジタル
回路Ｃにある対応する部品の電気特性に対応する電気特
性を持つ補償部品Ｐ，Ｎが挿入されていて、発生される
内部動作電圧Ｖibが、ディジタル回路Ｃ内にある部品の
電気特性による切換え速度の変化を補償する方向に変化
する様にしたことを特徴とする回路装置。
【００２７】（５） （４）項に記載した回路装置に於
て、補償部品Ｐ，Ｎが、ディジタル回路Ｃにある対応す
る部品と同じプロセス工程によって同時に作られたＰチ
ャンネル形電界効果トランジスタＰ及びＮチャンネル形
電界効果トランジスタＮで構成される回路装置。
て、補償部品Ｐ，Ｎが、ディジタル回路Ｃにある対応す
る部品と同じプロセス工程によって同時に作られたＰチ
ャンネル形電界効果トランジスタＰ及びＮチャンネル形
電界効果トランジスタＮで構成される回路装置。
【００２８】（６） （４）項に記載した回路装置に於
て、制御回路が演算増幅器ＯＰを含み、その非反転入力
１８に基準電圧Ｖref がかけられ、その反転入力２０に
は供給電圧Ｖb から分圧器Ｑ，Ｒ3a，Ｒ3b，Ｒ1 によっ
て導出した電圧がかけられ、分圧器は、供給電圧Ｖb 及
びアースＶ0 の間にある、トランジスタＱのエミッタ・
コレクタ通路、トランジスタＱのコレクタと演算増幅器
ＯＰの反転入力２０の間にある２つの抵抗Ｒ3a，Ｒ3b及
び演算増幅器ＯＰの反転入力２０とアースＶ0の間にあ
る別の抵抗Ｒ1 の直列回路で構成されており、演算増幅
器ＯＰの出力が分圧器Ｒ5 ，Ｒ6 を介して供給電圧Ｖb
に接続され、この分圧器のタップがトランジスタＱのベ
ースに接続され、Ｐチャンネル形電界効果トランジスタ
のソース・ドレイン通路がトランジスタＱのコレクタに
接続された抵抗Ｒ3 と並列に入っており、そのゲート電
極がアースＶ0 に接続され、Ｎチャンネル形電界効果ト
ランジスタのソース・ドレイン通路が、同じく、トラン
ジスタＱのコレクタに接続された抵抗Ｒ3bと並列に接続
され、そのゲート電極がトランジスタＱのコレクタに接
続されている回路装置。
て、制御回路が演算増幅器ＯＰを含み、その非反転入力
１８に基準電圧Ｖref がかけられ、その反転入力２０に
は供給電圧Ｖb から分圧器Ｑ，Ｒ3a，Ｒ3b，Ｒ1 によっ
て導出した電圧がかけられ、分圧器は、供給電圧Ｖb 及
びアースＶ0 の間にある、トランジスタＱのエミッタ・
コレクタ通路、トランジスタＱのコレクタと演算増幅器
ＯＰの反転入力２０の間にある２つの抵抗Ｒ3a，Ｒ3b及
び演算増幅器ＯＰの反転入力２０とアースＶ0の間にあ
る別の抵抗Ｒ1 の直列回路で構成されており、演算増幅
器ＯＰの出力が分圧器Ｒ5 ，Ｒ6 を介して供給電圧Ｖb
に接続され、この分圧器のタップがトランジスタＱのベ
ースに接続され、Ｐチャンネル形電界効果トランジスタ
のソース・ドレイン通路がトランジスタＱのコレクタに
接続された抵抗Ｒ3 と並列に入っており、そのゲート電
極がアースＶ0 に接続され、Ｎチャンネル形電界効果ト
ランジスタのソース・ドレイン通路が、同じく、トラン
ジスタＱのコレクタに接続された抵抗Ｒ3bと並列に接続
され、そのゲート電極がトランジスタＱのコレクタに接
続されている回路装置。
【００２９】（７） （１）乃至（６）項に記載した特
徴の組合せを特徴とする半導体基板内に集積された回路
装置。
徴の組合せを特徴とする半導体基板内に集積された回路
装置。
【００３０】（８） この発明は半導体回路内に集積さ
れた回路装置に関する。クロック速度が高い（５０MHz
及びそれ以上）今日のマイクロプロセッサ・システムで
は、切換え速度の点で、狭い許容公差の範囲を持つ特別
のチップが要求される。この発明の回路装置１０は、内
部動作電圧Ｖibを発生し、それが、温度変化並びにプロ
セスのばらつきによる切換え速度の変動を打消して、こ
の変動を補償する様な形でこの電圧を制御することによ
り、温度変動及びプロセスのばらつきによる切換え速度
の変動を補償する。
れた回路装置に関する。クロック速度が高い（５０MHz
及びそれ以上）今日のマイクロプロセッサ・システムで
は、切換え速度の点で、狭い許容公差の範囲を持つ特別
のチップが要求される。この発明の回路装置１０は、内
部動作電圧Ｖibを発生し、それが、温度変化並びにプロ
セスのばらつきによる切換え速度の変動を打消して、こ
の変動を補償する様な形でこの電圧を制御することによ
り、温度変動及びプロセスのばらつきによる切換え速度
の変動を補償する。
【図１】内部動作電圧を発生して維持する従来の回路の
回路図。
回路図。
【図２】温度によって誘起された切換え時間の変化を補
償するこの発明の回路装置の回路図。
償するこの発明の回路装置の回路図。
【図３】製造過程のばらつきによる切換え時間の変化を
補償するこの発明の回路装置の回路図。
補償するこの発明の回路装置の回路図。
【図４】温度変動と製造過程のばらつきによって起こる
切換え時間の変化を補償するこの発明の回路装置の回路
図。
切換え時間の変化を補償するこの発明の回路装置の回路
図。
１０ 制御回路 Ｄ 温度センサ Ｖib 内部動作電圧 Ｐ，Ｎ Ｐチャンネル及びＮチャンネル形電界効果トラ
ンジスタ
ンジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03K 17/00 - 17/70 H03K 19/003
Claims (1)
- 【請求項１】 外部供給電圧から調節可能な内部動作電
圧を発生しかつ該内部動作電圧を調節されうる実質的に
一定の大きさに維持するための電圧制御回路であって、 外部供給電圧を受け入れるための入力端子と、 反転入力と非反転入力と出力とを有する演算増幅器であ
って、該反転入力が前記入力端子に接続されている前記
演算増幅器と、 前記入力端子と前記演算増幅器の前記反転入力との間に
相互接続されるコレクタ電極とエミッタ電極とベース電
極とを有するバイポーラトランジスタであって、前記エ
ミッタ電極が前記入力端子に接続され、前記コレクタ電
極が前記演算増幅器の反転入力に接続された前記バイポ
ーラトランジスタと、 前記演算増幅器の前記出力と前記バイポーラトランジス
タの前記ベース電極とを相互接続するフィードバックル
ープと、 前記演算増幅器の前記非反転入力に接続される基準電圧
を与える基準電圧源と、 ディジタル回路により使用される前記内部動作電圧が生
成される、前記バイポーラトランジスタの前記コレクタ
電極に接続される出力端子と、 直列接続された第１および第２の抵抗を有する分圧器で
あって、前記第１および第２の抵抗の末端は前記バイポ
ーラトランジスタの前記コレクタ電極およびアースにそ
れぞれ接続されている前記分圧器と、 前記演算増幅器の前記反転入力は前記第１および第２の
抵抗間に位置する第１のノードに接続されており、 前記基準電圧源はアースにも接続されており、 前記分圧器は前記第１および第２の抵抗に直列に接続さ
れかつ前記第２の抵抗とアースとの間に挿入された第３
の抵抗を含み、 前記第３の抵抗に並列に接続されたダイオードであっ
て、そのアノードは前記第２および第３の抵抗間に位置
する第２のノードに接続され、そのカソードは前記基準
電圧源およびアース間に接続され、温度変化に関して逆
特性をダイオード電圧に持たせることにより前記出力端
子に生じる前記内部動作電圧を調節するの に有効な温度
感知特性を有する前記ダイオードと を含むことを特徴と
した電圧制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE41377303 | 1991-11-15 | ||
| DE4137730A DE4137730C2 (de) | 1991-11-15 | 1991-11-15 | In einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanordnung |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06112789A JPH06112789A (ja) | 1994-04-22 |
| JP3269676B2 true JP3269676B2 (ja) | 2002-03-25 |
Family
ID=6444941
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30376992A Expired - Lifetime JP3269676B2 (ja) | 1991-11-15 | 1992-11-13 | 回路装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5488288A (ja) |
| EP (1) | EP0542225B1 (ja) |
| JP (1) | JP3269676B2 (ja) |
| DE (2) | DE4137730C2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0644642A3 (en) * | 1993-07-30 | 1995-05-24 | Texas Instruments Inc | Power supply. |
| US5723974A (en) * | 1995-11-21 | 1998-03-03 | Elantec Semiconductor, Inc. | Monolithic power converter with a power switch as a current sensing element |
| DE69733560T2 (de) | 1996-03-04 | 2006-05-11 | Scios Inc., Fremont | TESTVERFAHREN UND REAGENZIEN ZUR QUANTIFIZIERUNG VON hBNP |
| US5832284A (en) * | 1996-12-23 | 1998-11-03 | International Business Machines Corporation | Self regulating temperature/performance/voltage scheme for micros (X86) |
| US6005408A (en) * | 1997-07-31 | 1999-12-21 | Credence Systems Corporation | System for compensating for temperature induced delay variation in an integrated circuit |
| US6592985B2 (en) * | 2000-09-20 | 2003-07-15 | Camco International (Uk) Limited | Polycrystalline diamond partially depleted of catalyzing material |
| TWI227961B (en) * | 2003-11-18 | 2005-02-11 | Airoha Tech Corp | Voltage supplying apparatus |
| DE102004004775B4 (de) * | 2004-01-30 | 2006-11-23 | Infineon Technologies Ag | Spannungsregelsystem |
| JP4993092B2 (ja) * | 2007-05-31 | 2012-08-08 | 富士電機株式会社 | レベルシフト回路および半導体装置 |
| JP4990049B2 (ja) * | 2007-07-02 | 2012-08-01 | 株式会社リコー | 温度検出回路 |
| US9285813B2 (en) * | 2014-05-20 | 2016-03-15 | Freescale Semiconductor, Inc. | Supply voltage regulation with temperature scaling |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL7907161A (nl) * | 1978-09-27 | 1980-03-31 | Analog Devices Inc | Geintegreerde temperatuurgecompenseerde spannings- referentie. |
| JPS55135780A (en) * | 1979-04-10 | 1980-10-22 | Citizen Watch Co Ltd | Electronic watch |
| US4346343A (en) * | 1980-05-16 | 1982-08-24 | International Business Machines Corporation | Power control means for eliminating circuit to circuit delay differences and providing a desired circuit delay |
| JPS60195625A (ja) * | 1984-03-16 | 1985-10-04 | Hitachi Ltd | 電源制御方式 |
| JP2592234B2 (ja) * | 1985-08-16 | 1997-03-19 | 富士通株式会社 | 半導体装置 |
| US4717836A (en) * | 1986-02-04 | 1988-01-05 | Burr-Brown Corporation | CMOS input level shifting circuit with temperature-compensating n-channel field effect transistor structure |
| US4897613A (en) * | 1988-10-27 | 1990-01-30 | Grumman Corporation | Temperature-compensated circuit for GaAs ECL output buffer |
| US5283762A (en) * | 1990-05-09 | 1994-02-01 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Semiconductor device containing voltage converting circuit and operating method thereof |
| US5258703A (en) * | 1992-08-03 | 1993-11-02 | Motorola, Inc. | Temperature compensated voltage regulator having beta compensation |
-
1991
- 1991-11-15 DE DE4137730A patent/DE4137730C2/de not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-11-11 EP EP92119280A patent/EP0542225B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-11-11 DE DE69218725T patent/DE69218725T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-11-12 US US07/974,869 patent/US5488288A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-11-13 JP JP30376992A patent/JP3269676B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| EP0542225A3 (en) | 1993-09-22 |
| DE69218725D1 (de) | 1997-05-07 |
| DE69218725T2 (de) | 1997-10-23 |
| DE4137730C2 (de) | 1993-10-21 |
| EP0542225B1 (en) | 1997-04-02 |
| DE4137730A1 (de) | 1993-05-19 |
| JPH06112789A (ja) | 1994-04-22 |
| US5488288A (en) | 1996-01-30 |
| EP0542225A2 (en) | 1993-05-19 |
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