DE4137730A1 - In einer halbleiterschaltung integrierte schaltungsanordnung - Google Patents
In einer halbleiterschaltung integrierte schaltungsanordnungInfo
- Publication number
- DE4137730A1 DE4137730A1 DE4137730A DE4137730A DE4137730A1 DE 4137730 A1 DE4137730 A1 DE 4137730A1 DE 4137730 A DE4137730 A DE 4137730A DE 4137730 A DE4137730 A DE 4137730A DE 4137730 A1 DE4137730 A1 DE 4137730A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- transistor
- operational amplifier
- inverting input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
- G05F1/567—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for temperature compensation
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/462—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc as a function of the requirements of the load, e.g. delay, temperature, specific voltage/current characteristic
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S323/00—Electricity: power supply or regulation systems
- Y10S323/907—Temperature compensation of semiconductor
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Metal-Oxide And Bipolar Metal-Oxide Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine in einer
Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanordnung zum Er
zeugen einer internen Betriebsspannung für eine in demselben
Halbleitersubstrat integrierte digitale Schaltung mit bipola
ren Bauelementen und Feldeffekt-Bauelementen aus einer exter
nen Versorgungsspannung, wobei die digitale Schaltung eine
betriebsspannungsabhängig veränderliche Schaltgeschwindigkeit
hat, mit einem einstellbaren Regelkreis für die interne Be
triebsspannung.
Wesentliche Faktoren, die die Schaltzeit von CMOS- und BICMOS-
Schaltungen beeinflussen und diese erhöhen oder ernie
drigen, sind die Betriebsspannung, die Umgebungstemperatur
und die Kanallänge der in den Schaltungen enthaltenen Tran
sistoren. Unter "Schaltzeit" wird dabei die Verzögerungszeit
dauer verstanden, die zwischen einer Änderung des Eingangs
signals der Schaltung und einer dadurch ausgelösten Änderung
des Ausgangssignals auftritt.
An Bausteine von Mikroprozessor-Systemen und insbesondere an
Takttreiber solcher Systeme werden jedoch hohe Anforderungen
hinsichtlich ihrer Schaltzeiten gestellt: Erstens müssen ver
schiedene Gatter, die im Gehäuse eines Takttreibers unterge
bracht sind, engen Schaltzeittoleranzen (<0,5 ns) genügen.
Zweitens müssen auch Schaltzeiten von verschiedenen Baustei
nen, die aus unterschiedlichen Fertigungsserien stammen und
demzufolge einer Herstellungsprozeßstreuung unterliegen, in
nerhalb enger Toleranzbereiche (<1,0 ns) bzgl. der Schaltzei
ten liegen. Drittens dürfen Schaltzeiten der Bausteine moder
ner Mikroprozessorsysteme mit hohen Taktraten nur geringfügig
von Temperatur- und Betriebsspannungsschwankungen beeinflußt
werden.
Bausteine mit sämtlich in einem Gehäuse untergebrachtem Gat
ter, deren Schaltzeiten in einem Toleranzbereich von etwa 0,5
ns liegen, können bereits nach herkömmlichen Fertigungsmetho
den hergestellt werden. Enge Toleranzbereiche für die Schalt
zeiten von Bausteinen verschiedener Fertigungsserien können
mit den herkömmlichen Herstellungsmethoden jedoch nicht er
zielt werden. Ein weiterer Nachteil herkömmlicher Mikropro
zessorsysteme besteht darin, daß die Schaltzeiten verschiede
ner Bausteine des Systems unterschiedlich stark durch die
Umgebungstemperatur und durch Betriebsspannungsschwankungen
verändert werden, so daß enge Toleranzintervalle von weniger
als 1,0 ns nicht eingehalten werden können.
Werden Bausteine, deren Schaltzeiten im erforderlichen Tole
ranzbereich liegen, nach herkömmlichen Methoden hergestellt,
wird aus großen Fertigungschargen eine nur geringe Ausbeute
erzielt. Hinzu kommt noch ein sehr hoher Testaufwand, der die
Bausteine noch teurer macht. Ein solches Herstellungsverfah
ren ist jedoch sowohl für den Hersteller als auch für den
Anwender äußerst unwirtschaftlich.
Daher ist es Aufgabe der Erfindung, eine in einem Halbleiter
substrat integrierte Schaltungsanordnung zu schaffen, deren
Schaltzeiten innerhalb eng gesetzter Toleranzgrenzen liegen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kennzeichnenden
Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst. In
einer Schaltungsanordnung, die diese Merkmale aufweist, sind
die temperaturbedingten Einflüsse auf die Schaltzeit besei
tigt, so daß auch bei größeren Änderungen der Einsatztempera
tur der Schaltungsanordnung ein enger Toleranzbereich der
Schaltzeit eingehalten wird.
Vorteilhafte Weiterbildungen dieser Lösung sind in den Unter
ansprüchen 2 und 3 gekennzeichnet.
Eine weitere Lösung der Aufgabe besteht in der Anwendung der
Merkmale des kennzeichnenden Teils des Patentanspruchs 4. In
einer Schaltungsanordnung, die diese Merkmale aufweist, wer
den die Einflüsse auf die Schaltzeit kompensiert, die sich
aus dem Herstellungsverfahren der integrierten Bauelemente in
der digitalen Schaltung ergeben.
Vorteilhafte Weiterbildungen dieser weiteren Lösung sind in
den Unteransprüchen 5 und 6 gekennzeichnet.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun anhand der
Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine herkömmliche Schaltung zur Erzeugung und Auf
rechterhaltung einer internen Betriebsspannung,
Fig. 2 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Aus
gleichen einer temperaturbedingten Schaltzeitänderung,
Fig. 3 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Aus
gleichen einer durch Herstellungsprozeßstreuungen be
dingten Schaltzeitänderung,
Fig. 4 eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Aus
gleichen einer durch Temperaturschwankungen und durch
Herstellungsprozeßstreuungen verursachten Schaltzeit
änderung.
Fig. 1 zeigt einen bekannten Regelkreis 10, der aus einer
externen Versorgungsspannung Vb eine interne Betriebsspannung
Vib erzeugt und diese auf einem einstellbaren Wert weitgehend
konstant hält. Ein Regelkreis dieser Art ist beispielsweise
in "Halbleitertechnik" von U. Tietze und Ch. Schenk, Sprin
ger-Verlag, 8. Auflage, 1986, S. 524, 525, beschrieben. Der
Regelkreis 10 weist einen Anschluß 12 zum Anlegen der exter
nen Versorgungsspannung Vb und einen Ausgang A auf. Ein wei
terer Anschluß 14 liegt an Masse V0. Ein Operationsverstärker
OP ist mit seinem nichtinvertierenden Eingang 18 an eine
hochgenaue Referenzspannungsquelle 16 mit einer Referenzspan
nung Vref angeschlossen. Solche hochgenauen Referenzspan
nungsquellen sind bekannt und beispielsweise in "BIPOLAR AND
MOS ANALOG INTEGRATED CIRCUIT DESIGN" von Alan B. Grebene,
Verlag John Wiley & Sons, 1984, Seiten 266 ff, unter dem
Stichwort "Band-Gap Reference Circuits" beschrieben. Am
nichtinvertierenden Eingang 18 liegt folglich die Referenz
spannung Vref an. Der invertierende Eingang 20 des Opera
tionsverstärkers OP ist an einen Spannungsteiler R1, R3 ange
schlossen. Über den Widerstand R1 ist der invertierende Ein
gang 20 einerseits mit dem an Masse liegenden Anschluß 14 und
andererseits über Widerstand R₃ mit dem Kollektor eines pnp-
Transistors Q verbunden. Der Emitter des Transistors Q ist
mit dem an der Versorgungsspannung Vb liegenden Anschluß ver
bunden. Die Basis des Transistors Q ist mit einem weiteren
Spannungsteiler R5, R6 verbunden. Der eine Widerstand R5
führt zum Ausgangsanschluß 22 des Operationsverstärkers OP,
und der andere Widerstand R6 führt zu dem an der Versorgungs
spannung Vb liegenden Anschluß 12. Die durch diese Schaltung
zu erzeugende innere Betriebsspannung Vib wird am Kollektor
des Transistors Q abgegriffen und kann über den Ausgang A
einer digitalen Schaltung C zugeführt werden. Durch die oben
beschriebene Schaltung wird die am Ausgang A anliegende in
terne Betriebsspannung Vib konstant gehalten. Der Wert der
Betriebsspannung Vib hängt von der Referenzspannung Vref und
von den Werten der Widerstände R1 und R3 ab.
Die Schaltung aus Fig. 1 funktioniert im einzelnen folgender
maßen: Im Ruhezustand, also bei unveränderlicher Versorgungs
spannung Vb′ erzeugt der beschriebene Regelkreis, wie oben
erwähnt, am Ausgang A die interne Betriebsspannung Vib mit
einem vom Wert der Referenzspannung Vref und vom Wert der Wi
derstände R1 und R3 abhängigen Wert. Im Regelkreis wird dabei
stets versucht, die Differenz zwischen den Spannungen an den
beiden Eingängen 18 und 20 des Operationsverstärkers 22 auf
Null zu verringern. Dies bedeutet, daß der Operationsverstär
ker OP an seinem Ausgang 22 einen Strom erzeugt, der am Ver
bindungspunkt der beiden Widerstände R5 und R6 einen Span
nungsabfall erzeugt, der als Basisspannung den Transistor Q
so ansteuert, daß dessen Kollektorstrom Ic am Verbindungs
punkt der Widerstände R1 und R3 eine Spannung erzeugt, die
gleich der Referenzspannung Vref ist. Wenn die Versorgungs
spannung Vb ansteigt, hat dies auch ein Ansteigen des Kollek
torstroms Ic des Transistors Q zur Folge, so daß sich am in
vertierenden Eingang 20 des Operationsverstärkers OP eine
Spannung einstellt, die größer als die Referenzspannung Vref
ist. Somit liegt zwischen den beiden Eingängen 18 und 20 des
Operationsverstärkers OP eine Spannungsdifferenz vor, die
eine Änderung des Ausgangsstroms am Ausgang 22 zur Folge hat.
Dieser geänderte Ausgangsstrom führt zu einer solchen Ände
rung der Basisvorspannung des Transistors Q1, daß dessen Kol
lektorstrom Ic kleiner wird, bis schließlich der Spannungsab
fall am invertierenden Eingang 20 des Operationsverstärkers
OP wieder den Wert der Referenzspannung Vref annimmt. Auf
diese Weise wird dem Ansteigen der internen Betriebsspannung
Vib aufgrund eines Anstiegs der Versorgungsspannung Vb durch
den Regelkreis 10 entgegengewirkt. Bei einem Absinken der
Versorgungsspannung Vb tritt die entgegengesetzte Wirkung
ein, indem einem Absinken der internen Betriebsspannung Vib
entgegengewirkt wird. Somit erfüllt die Regelschaltung 10 die
angestrebte Wirkung, nämlich die interne Betriebsspannung Vib
auf einem durch die Referenzspannung Vref und die Widerstände
R1 und R3 festgelegten Wert konstant zu halten.
Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung, in der durch Nachre
geln der internen Betriebsspannung der Einfluß der Umgebungs
temperatur auf die Schaltzeit weitgehend ausgeschaltet wird.
Diese Schaltungsanordnung stimmt weitgehend mit der Schal
tungsanordnung von Fig. 1 überein, für übereinstimmende Bau
elemente und Schaltungsteile sind daher die gleichen Bezugs
zeichen verwendet.
Im Unterschied zur Schaltungsanordnung von Fig. 1 ist bei der
Schaltungsanordnung von Fig. 2 eine als Temperaturfühler die
nende Diode D parallel zu einem ersten Teil R1a des in zwei
Teile R1a und R1b aufgeteilten Widerstands R1 eingefügt, wo
bei dieser erste Teil R1a des Widerstands R1 und die Diode D
jeweils einseitig an Masse liegen. Das Temperaturverhalten
der Diode D und insbesondere der Diodenspannung UAK ist genau
bekannt. Diese Diodenspannung UAK nimmt mit zunehmender Tem
peratur um 2 mV/°C ab. Dieser Effekt führt bei einer Tempera
turänderung zu einer Änderung des durch den Widerstand R1
fließenden Stroms und somit zu einer Änderung der Spannung am
invertierenden Eingang 20 des Operationsverstärkers OP.
Da der Operationsverstärker OP versucht, die Spannung am in
vertierenden Eingang 20 gleich der Referenzspannung Vref zu
machen, bewirkt eine Stromänderung im Widerstand R1a eine
Änderung des Ausgangsstroms des Operationsverstärkers OP und
somit eine Änderung der internen Betriebsspannung Vib durch
Beeinflussung des Kollektorstroms des Transistors Q. Steigt
nun die Temperatur, so sinkt die Diodenspannung UAK und be
wirkt eine Erhöhung des durch den Widerstand R1a fließenden
Stroms. Folglich fließt auch durch R1b und R3 ein erhöhter
Strom, der zu einer Veränderung der Spannung am Eingang 20
des Operationsverstärkers OP führt. Somit verschiebt sich der
Regelpunkt der Regelschaltung in der Weise, daß die interne
Betriebsspannung Vib zu einem höheren Wert verschoben wird.
Sinkt hingegen die Umgebungstemperatur, so wird der Strom,
der durch R1a fließt, erniedrigt. Analog zu dem zuvor be
schriebenen Vorgang führt dies im Regelkreis zu einer Ver
schiebung der internen Betriebsspannung Vib zu niedrigeren
Werten.
Auf diese Weise kann die beschriebene Schaltungsanordnung von
Fig. 2 einer Verkürzung der Schaltzeit infolge einer Tempera
turerhöhung durch Erhöhung der internen Betriebsspannung Vib
entgegenwirken. Damit können für solche Schaltungsanordnun
gen engere Toleranzintervalle gesetzt und eingehalten werden.
Die durch Streuungen des Herstellungsprozesses bedingten
Schwankungen der Schaltzeit digitaler Schaltungen können
weitgehend mittels der in Fig. 3 abgebildeten Schaltungsan
ordnung eliminiert werden.
Die Schaltungsanordnung von Fig. 3 unterscheidet sich von der
Schaltungsanordnung von Fig. 1 dadurch, daß der Widerstand R3
in zwei Widerstandsteile R3a und R3b aufgeteilt ist und daß
zum Widerstandsteil R3b die Source-Drain-Strecke eines P-Ka
nal-Feldeffekttransistors P sowie die Source-Drain-Strecke
eines N-Kanal-Feldeffekttransistors N parallel geschaltet
sind. Die Gate-Elektrode des P-Kanal-Feldeffekttransistors
liegt an Masse, und die Gate-Elektrode des N-Kanal-Transi
stors N ist mit dem Kollektor des Transistors Q und somit mit
dem Ausgang A verbunden, der die intern erzeugte Betriebs
spannung Vib liefert. Beide Feldeffekttransistoren sind in
dieser Schaltung als Stromquelle geschaltet.
Die beiden Feldeffekttransistoren werden als Referenzbauele
mente für entsprechende Feldeffekttransistoren in der digita
len Schaltung C benutzt. Da sie mit dem gleichen Herstel
lungsprozeß erzeugt werden wie die entsprechenden Feldeffekt
transistoren in der digitalen Schaltung C, unterliegen sie
auch den gleichen Streuungen des Herstellungsprozesses. Diese
Streuungen führen unter anderem zu unterschiedlichen Kanal
längen der Feldeffekttransistoren, die wiederum Auswirkungen
auf die Schaltzeit der hergestellten digitalen Schaltung ha
ben. Wie anschließend aus der Funktionsbeschreibung der
Schaltungsanordnung von Fig. 3 hervorgeht, sind die beiden
Feldeffekttransistoren P und N so in den Regelkreis einge
fügt, daß die durch die Streuungen des Herstellungsprozesses
bedingten Änderungen der Schaltzeit durch eine entsprechende
Änderung der vom Regelkreis erzeugten internen Betriebsspan
nung Vib kompensiert werden.
Wenn im Verlauf des Herstellungsprozesses die Feldeffekttran
sistoren Kanallängen erhalten, die kürzer als die angestrebte
Sollänge ist, fließt durch die Feldeffekttransistoren ein
erhöhter Strom. Dieser erhöhte Strom hat in der digitalen
Schaltung C eine Verkürzung der Schaltzeit zur Folge, so daß
sie unter Umständen nicht mehr im zugelassenen Toleranzbe
reich liegt. Da aber auch die parallel zum Widerstandsteil
R3b geschalteten Feldeffekttransistoren P und N verkürzte
Kanäle aufweisen, fließt durch den Widerstandsteil R3b ein
geringerer Strom, so daß an diesem Widerstandsteil auch ein
geringerer Spannungsabfall auftritt, der sich unmittelbar in
einer Verringerung der internen Betriebsspannung Vib aus
drückt. Durch Herabsetzung der internen Betriebsspannung Vib
wird die Schaltzeit verlängert, so daß also durch die Verän
derung der internen Betriebsspannung Vib der durch den Her
stellungsprozeß bedingten Veränderung der Schaltzeit entge
gengewirkt wird. Durch eine entsprechende Dimensionierung der
Feldeffekttransistoren P und N sowie der Widerstände im Re
gelkreis kann eine sehr gute Kompensation der Schaltzeitver
änderung erreicht werden.
Bei einer herstellungsprozeßbedingten Verlängerung der Kanal
länge tritt eine entsprechende Kompensation durch eine Erhö
hung der internen Betriebsspannung Vib ein, da wie beim zuvor
geschilderten Fall die Vergrößerung der Kanallänge auch bei
den Feldeffekttransistoren P und N in Erscheinung tritt.
Bei der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung ist es
somit möglich, auch bei Streuungen des Herstellungsprozesses
und insbesondere der Kanallängen der Feldeffekttransistoren
enge Toleranzgrenzen der Schaltzeit einzuhalten.
In Fig. 4 ist eine Schaltungsanordnung dargestellt, bei der
die Möglichkeiten zur Einwirkung auf die interne Betriebs
spannung Vib gemäß den Schaltungsanordnungen von Fig. 2 und
Fig. 3 vereinigt sind. Dies bedeutet, daß bei Anwendung der
Schaltungsanordnung von Fig. 4 eng tolerierte Schaltzeiten
auch bei größeren Temperaturschwankungen und größeren Streu
ungen des Herstellungsprozesses eingehalten werden können, so
daß die Ausbeute bei der Herstellung integrierter Schaltungen
für die Anwendung in schnellen Mikroprozessor-Systemen be
trächtlich erhöht werden kann. In der Schaltungsanordnung von
Fig. 4 sind die gleichen Bezugszeichen wie in den Schaltungs
anordnungen der Fig. 2 und 3 verwendet, so daß sich eine de
taillierte Beschreibung dieser Schaltungsanordnung erübrigt.
Sind beim Herstellungsprozeß Transistoren mit zu geringer
Kanallänge angefertigt worden, fließt ein erhöhter Strom
durch die MOS-Transistoren. Dadurch fließt durch den parallel
geschalteten Widerstand R3b ein geringerer Strom, wodurch der
Spannungsabfall am Widerstand R3b und somit das interne Be
triebsspannungspotential verringert wird. Ist eine Prozeßab
weichung in umgekehrter Richtung vorhanden, d. h. sind die
Kanallängen der MOS-Transistoren beim Herstellungsprozeß zu
lang geraten, so sinkt der durch die MOS-Transistoren flie
ßende Strom. Dadurch fließt ein erhöhter Strom durch den Wi
derstand R4, wodurch der Spannungsabfall am Widerstand R4
erhöht wird und somit eine Erhöhung des internen Betriebspo
tentials Vib erzielt wird.
Claims (7)
1. In einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanord
nung zum Erzeugen einer internen Betriebsspannung für eine in
demselben Halbleitersubstrat integrierte digitale Schaltung
mit bipolaren Bauelementen und Feldeffekt-Bauelementen aus
einer externen Versorgungsspannung, wobei die digitale Schal
tung eine betriebsspannungsabhängig veränderliche Schaltge
schwindigkeit hat, mit einem einstellbaren Regelkreis für die
interne Betriebsspannung, dadurch gekennzeichnet, daß in den
Regelkreis (10) ein Temperaturfühler (D) derart eingefügt
ist, daß sich die erzeugte interne Betriebsspannung (Vib)
gegenläufig zu einer temperaturbedingten Veränderung der
Schaltgeschwindigkeit der digitalen Schaltung (C) verändert.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich
net, daß der Temperaturfühler eine integrierte Diode (D) ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich
net, daß der Regelkreis einen Operationsverstärker (OP) ent
hält, an dessen nichtinvertierendem Eingang (18) eine Refe
renzspannung (Vref) liegt und an dessen invertierendem Ein
gang (20) eine von der Versorgungsspannung (Vb) mittels eines
Spannungsteilers (Q, R1a, R1b, R3) abgeleitete Spannung
liegt, wobei der Spannungsteiler aus einer zwischen der Ver
sorgungsspannung (Vb) und Masse (V0) liegenden Serienschal
tung der Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors (Q),
eines Widerstandes (R3) zwischen dem Kollektor des Transi
stors (Q) und dem invertierenden Eingang (20) des Operations
verstärkers (OP) und zwei weiteren Widerständen (R1a, R1b)
zwischen dem invertierenden Eingang (20) des Operationsver
stärkers (OP) und Masse (V0) besteht, und wobei der Ausgang
des Operationsverstärkers (OP) über einen Spannungsteiler
(R5, R6) an die Versorgungsspannung (Vb) gelegt ist, dessen
Abgriff an die Basis des Transistors (Q) angeschlossen ist,
und daß die Diode (D) zwischen dem Verbindungspunkt der bei
den zwischen dem invertierenden Eingang (20) des Operations
verstärkers (OP) und Masse (V0) liegenden Widerstände
R1b) und Masse (V0) eingefügt ist.
4. In einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanord
nung zum Erzeugen einer internen Betriebsspannung für eine in
demselben Halbleitersubstrat integrierte digitale Schaltung
mit bipolaren Bauelementen und Feldeffekt-Bauelementen aus
einer externen Versorgungsspannung, wobei die digitale Schal
tung eine betriebsspannungsabhängig veränderliche Schaltge
schwindigkeit hat, mit einem einstellbaren Regelkreis für die
interne Betriebsspannung, dadurch gekennzeichnet, daß in den
Regelkreis (10) Kompensations-Bauelemente (P, N), deren elek
trische Kenngrößen den elektrischen Kenngrößen entsprechender
Bauelemente in der digitalen Schaltung (C) entsprechen, der
art eingefügt sind, daß sich die erzeugte interne Betriebs
spannung (Vib) in Richtung einer Kompensation einer durch die
elektrischen Kenngrößen der Bauelemente in der digitalen
Schaltung (C) bedingten Veränderung der Schaltgeschwindigkeit
verändert.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich
net, daß die Kompensations-Bauelemente (P, N) aus einem P-
Kanal-Feldeffekttransistor (P) und aus einem N-Kanal-Feld
effekttransistor (N) bestehen, die gleichzeitig und mittels
der gleichen Prozeßschritte wie entsprechende Bauelemente in
der digitalen Schaltung (C) hergestellt sind.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeich
net, daß der Regelkreis einen Operationsverstärker (OP) ent
hält, an dessen nichtinvertierendem Eingang (18) eine Refe
renzspannung (Vref) liegt und an dessen invertierendem Ein
gang (20) eine von der Versorgungsspannung (Vb) mittels eines
Spannungsteilers (Q, R3b, R3a, R1) abgeleitete Spannung
liegt, wobei der Spannungsteiler aus einer zwischen der Ver
sorgungsspannung (Vb) und Masse (V0) liegenden Serienschal
tung der Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors (Q),
zwei Widerständen (R3a, R3b) zwischen dem Kollektor des
Transistors (Q) und dem invertierenden Eingang (20) des Ope
rationsverstärkers (OP) und einem weiteren Widerstand (R₁)
zwischen dem invertierenden Eingang (20) des Operationsver
stärkers (OP) und Masse (V0) besteht, und wobei der Ausgang
des Operationsverstärkers über einen Spannungsteiler (R5, R6)
an die Versorgungsspannung (Vb) gelegt ist, dessen Abgriff an
die Basis des Transistors (Q) angeschlossen ist, daß die
Source-Drain-Strecke des P-Kanal-Feldeffekttransistors paral
lel zu dem mit dem Kollektor des Transistors (Q) verbundenen
Widerstand (R3b) liegt, während seine Gate-Elektrode an Masse
(V0) gelegt ist, und daß die Source-Drain-Strecke des N-Ka
nal-Feldeffekttransistors ebenfalls parallel zu dem mit dem
Kollektor des Transistors (Q) verbundenen Widerstand (R3b)
gelegt ist, während seine Gate-Elektrode am Kollektor des
Transistors (Q) angeschlossen ist.
7. In einem Halbleitersubstrat integrierte Schaltungsanord
nung, gekennzeichnet durch die Kombination der Merkmale der
Patentansprüche 1 bis 6.
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4137730A DE4137730C2 (de) | 1991-11-15 | 1991-11-15 | In einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanordnung |
EP92119280A EP0542225B1 (de) | 1991-11-15 | 1992-11-11 | Spannungsregler |
DE69218725T DE69218725T2 (de) | 1991-11-15 | 1992-11-11 | Spannungsregler |
US07/974,869 US5488288A (en) | 1991-11-15 | 1992-11-12 | Circuit arrangement integrated in a semiconductor circuit |
JP30376992A JP3269676B2 (ja) | 1991-11-15 | 1992-11-13 | 回路装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4137730A DE4137730C2 (de) | 1991-11-15 | 1991-11-15 | In einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanordnung |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4137730A1 true DE4137730A1 (de) | 1993-05-19 |
DE4137730C2 DE4137730C2 (de) | 1993-10-21 |
Family
ID=6444941
Family Applications (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE4137730A Expired - Fee Related DE4137730C2 (de) | 1991-11-15 | 1991-11-15 | In einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanordnung |
DE69218725T Expired - Fee Related DE69218725T2 (de) | 1991-11-15 | 1992-11-11 | Spannungsregler |
Family Applications After (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE69218725T Expired - Fee Related DE69218725T2 (de) | 1991-11-15 | 1992-11-11 | Spannungsregler |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5488288A (de) |
EP (1) | EP0542225B1 (de) |
JP (1) | JP3269676B2 (de) |
DE (2) | DE4137730C2 (de) |
Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0644642A3 (de) * | 1993-07-30 | 1995-05-24 | Texas Instruments Inc | Stromversorgung. |
US5723974A (en) * | 1995-11-21 | 1998-03-03 | Elantec Semiconductor, Inc. | Monolithic power converter with a power switch as a current sensing element |
CA2248140C (en) | 1996-03-04 | 2005-02-01 | Ronald P. Mischak | Assay and reagents for quantifying hbnp |
US5832284A (en) * | 1996-12-23 | 1998-11-03 | International Business Machines Corporation | Self regulating temperature/performance/voltage scheme for micros (X86) |
US6005408A (en) * | 1997-07-31 | 1999-12-21 | Credence Systems Corporation | System for compensating for temperature induced delay variation in an integrated circuit |
US6592985B2 (en) * | 2000-09-20 | 2003-07-15 | Camco International (Uk) Limited | Polycrystalline diamond partially depleted of catalyzing material |
TWI227961B (en) * | 2003-11-18 | 2005-02-11 | Airoha Tech Corp | Voltage supplying apparatus |
DE102004004775B4 (de) * | 2004-01-30 | 2006-11-23 | Infineon Technologies Ag | Spannungsregelsystem |
JP4993092B2 (ja) * | 2007-05-31 | 2012-08-08 | 富士電機株式会社 | レベルシフト回路および半導体装置 |
JP4990049B2 (ja) * | 2007-07-02 | 2012-08-01 | 株式会社リコー | 温度検出回路 |
US9285813B2 (en) * | 2014-05-20 | 2016-03-15 | Freescale Semiconductor, Inc. | Supply voltage regulation with temperature scaling |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3703201A1 (de) * | 1986-02-04 | 1987-08-06 | Burr Brown Corp | Cmos-eingangspegelwandlerschaltung mit temperaturkompensierender n-kanal-feldeffekttransistorstruktur |
DE4115082A1 (de) * | 1990-05-09 | 1991-11-14 | Mitsubishi Electric Corp | Halbleitereinrichtung mit spannungswandlerschaltung und verfahren zum betrieb derselben |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL7907161A (nl) * | 1978-09-27 | 1980-03-31 | Analog Devices Inc | Geintegreerde temperatuurgecompenseerde spannings- referentie. |
JPS55135780A (en) * | 1979-04-10 | 1980-10-22 | Citizen Watch Co Ltd | Electronic watch |
US4346343A (en) * | 1980-05-16 | 1982-08-24 | International Business Machines Corporation | Power control means for eliminating circuit to circuit delay differences and providing a desired circuit delay |
JPS60195625A (ja) * | 1984-03-16 | 1985-10-04 | Hitachi Ltd | 電源制御方式 |
JP2592234B2 (ja) * | 1985-08-16 | 1997-03-19 | 富士通株式会社 | 半導体装置 |
US4897613A (en) * | 1988-10-27 | 1990-01-30 | Grumman Corporation | Temperature-compensated circuit for GaAs ECL output buffer |
US5258703A (en) * | 1992-08-03 | 1993-11-02 | Motorola, Inc. | Temperature compensated voltage regulator having beta compensation |
-
1991
- 1991-11-15 DE DE4137730A patent/DE4137730C2/de not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-11-11 DE DE69218725T patent/DE69218725T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-11-11 EP EP92119280A patent/EP0542225B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1992-11-12 US US07/974,869 patent/US5488288A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-11-13 JP JP30376992A patent/JP3269676B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3703201A1 (de) * | 1986-02-04 | 1987-08-06 | Burr Brown Corp | Cmos-eingangspegelwandlerschaltung mit temperaturkompensierender n-kanal-feldeffekttransistorstruktur |
DE4115082A1 (de) * | 1990-05-09 | 1991-11-14 | Mitsubishi Electric Corp | Halbleitereinrichtung mit spannungswandlerschaltung und verfahren zum betrieb derselben |
Non-Patent Citations (3)
Title |
---|
GREBENE, A.B.: Bipolar and MOS Analog Integrated Circuit Design, Verlag J. Wiley & Sons, 1984, S. 206 ff. * |
IBM Techn. Disclosure Bull., Vol. 13, No. 5, Oct. 1970, S. 1253-1254 * |
TIETZE, U., SCHENK, Ch.: Halbleiterschaltungs- technik, Springer-Verlag, 8. Auflage, 1986, S. 524 u. 525 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5488288A (en) | 1996-01-30 |
DE69218725D1 (de) | 1997-05-07 |
JPH06112789A (ja) | 1994-04-22 |
EP0542225A2 (de) | 1993-05-19 |
DE4137730C2 (de) | 1993-10-21 |
JP3269676B2 (ja) | 2002-03-25 |
DE69218725T2 (de) | 1997-10-23 |
EP0542225B1 (de) | 1997-04-02 |
EP0542225A3 (en) | 1993-09-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE69802577T2 (de) | Lastpol stabilizierter Spannungsregler | |
DE69005755T2 (de) | Strommessschaltung. | |
DE19804747B4 (de) | Bandabstandsbezugsschaltung und Verfahren | |
DE10204487B4 (de) | Temperatursensor | |
DE4137730C2 (de) | In einer Halbleiterschaltung integrierte Schaltungsanordnung | |
DE102006003123A1 (de) | Bezugsspannungsschaltkreis | |
DE3335379C2 (de) | ||
DE10066032A1 (de) | Schaltungsanordnung zur Steuerung der Verstärkung einer Verstärkerschaltung | |
DE10328605A1 (de) | Stromquelle zur Erzeugung eines konstanten Referenzstromes | |
DE3856194T2 (de) | Verstärkerschaltung und mit der Verstärkerschaltung versehene Wiedergabeanordnung | |
DE3045366A1 (de) | Schwellwertschalter | |
DE2631916C3 (de) | Auf einem Halbleiterchip aufgebauer Differenzverstärker aus MOS-Feldeffekttransistoren | |
DE10156026A1 (de) | Komparator mit veringerter Empfindlichkeit für Offsetspannungs- und Zeitablauffehler | |
DE2548457A1 (de) | Konstantspannungsschaltung | |
DE3615383C2 (de) | Eine Schaltung zur Verschiebung des Eingangspegels eines Digital-Analog-Wandlers | |
DE102004004305B4 (de) | Bandabstands-Referenzstromquelle | |
DE3830457A1 (de) | Temperatursensor | |
DE10047620B4 (de) | Schaltung zum Erzeugen einer Referenzspannung auf einem Halbleiterchip | |
DE68914535T2 (de) | Nichtlinear-Differenzverstärker. | |
EP0650112A2 (de) | Konstantstromquelle | |
DE3323315A1 (de) | Feldeffekttransistor-pufferverstaerker mit verbesserter rauschunterdrueckung | |
DE102016125775A1 (de) | Bandabstandsreferenzschaltung und Verfahren zur Bereitstellung einer Referenzspannung | |
DE19620181C1 (de) | Bandgap-Referenzspannungsschaltung zur Erzeugung einer temperaturkompensierten Referenzspannung | |
WO2003052433A2 (de) | Schaltungsanordnung zur strommessung oder stromdetektion | |
DE69416474T2 (de) | Verstärker |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |