JP3260033B2 - Ｐｗｍインバータ - Google Patents
ＰｗｍインバータInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はパルス幅変調により直流
を交流に変換し、交流電流を出力するＰＷＭインバ―タ
に係り、特にその交流出力に直流成分が含まれないよう
にしたＰＷＭインバ―タに関するものである。
を交流に変換し、交流電流を出力するＰＷＭインバ―タ
に係り、特にその交流出力に直流成分が含まれないよう
にしたＰＷＭインバ―タに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】パルス幅変調制御を行う従来のＰＷＭイ
ンバ―タとして図８に示す無停電電源装置（以下ＵＰＳ
と略称）がある。このＵＰＳは、交流電源１の交流電圧
を、リアクトル３、スイッチ素子４ａ，４ｂ、コンデン
サ５，６で成るハ―フブリッジコンバ―タで同期チョッ
ピングして直流電圧に変換し、この直流電圧を、スイッ
チ素子８ａ，８ｂで成るハ―フブリッジインバ―タでパ
ルス幅変調して再び交流電圧に変換し、コンデンサ５と
６の接続点との間にパルス幅変調された交流電圧を出力
し、リアクトル９、コンデンサ１１で成るフイルタ―で
パルス幅変調による高周波成分を除去して負荷１３に交
流電圧を供給する。また、直流電圧の正負間にバッテリ
―７が並列接続され、交流電源に停電が発生したとき、
バッテリ―７の直流電力によって負荷１３に交流電圧が
供給される。
ンバ―タとして図８に示す無停電電源装置（以下ＵＰＳ
と略称）がある。このＵＰＳは、交流電源１の交流電圧
を、リアクトル３、スイッチ素子４ａ，４ｂ、コンデン
サ５，６で成るハ―フブリッジコンバ―タで同期チョッ
ピングして直流電圧に変換し、この直流電圧を、スイッ
チ素子８ａ，８ｂで成るハ―フブリッジインバ―タでパ
ルス幅変調して再び交流電圧に変換し、コンデンサ５と
６の接続点との間にパルス幅変調された交流電圧を出力
し、リアクトル９、コンデンサ１１で成るフイルタ―で
パルス幅変調による高周波成分を除去して負荷１３に交
流電圧を供給する。また、直流電圧の正負間にバッテリ
―７が並列接続され、交流電源に停電が発生したとき、
バッテリ―７の直流電力によって負荷１３に交流電圧が
供給される。
【０００３】上記ハ―フブリッジコンバ―タによる直流
電圧の制御は次のようにして行われる。直流電圧基準Ｖ
ｄ ＊ と電圧検出器１４によって検出される直流電圧
Ｖｄが電圧制御器１６で比較され電圧制御信号Ｖｄｃが
出力される。乗算器１８はこの電圧制御信号Ｖｄｃと電
圧検出器１７によって検出される交流電源１の交流電圧
Ｖｓ を乗算し交流電流基準Ｉｓ ＊ を出力する。電
流制御器１９はこの電流基準Ｉｓ ＊ と電流検出器２
によって検出される交流電流Ｉｓ を比較し電流制御信
号Ｉｓｃを出力する。この電流制御信号ＩｓｃはＰＷＭ
制御部２１によってキャリア発生部２０から出力される
パルス幅変調のための三角波Ｖｃａｒと比較され、パル
ス幅変調されたＰＷＭ信号を出力し、駆動部２２を介し
てスイッチ素子４ａ，４ｂをオン、オフさせる。これに
より、交流電源１からの入力電流Ｉｓ が高力率に制御
されると共に直流電圧Ｖｄ が直流電圧基準Ｖｄ ＊に
一致するように制御される。
電圧の制御は次のようにして行われる。直流電圧基準Ｖ
ｄ ＊ と電圧検出器１４によって検出される直流電圧
Ｖｄが電圧制御器１６で比較され電圧制御信号Ｖｄｃが
出力される。乗算器１８はこの電圧制御信号Ｖｄｃと電
圧検出器１７によって検出される交流電源１の交流電圧
Ｖｓ を乗算し交流電流基準Ｉｓ ＊ を出力する。電
流制御器１９はこの電流基準Ｉｓ ＊ と電流検出器２
によって検出される交流電流Ｉｓ を比較し電流制御信
号Ｉｓｃを出力する。この電流制御信号ＩｓｃはＰＷＭ
制御部２１によってキャリア発生部２０から出力される
パルス幅変調のための三角波Ｖｃａｒと比較され、パル
ス幅変調されたＰＷＭ信号を出力し、駆動部２２を介し
てスイッチ素子４ａ，４ｂをオン、オフさせる。これに
より、交流電源１からの入力電流Ｉｓ が高力率に制御
されると共に直流電圧Ｖｄ が直流電圧基準Ｖｄ ＊に
一致するように制御される。
【０００４】上記ハ―フブリッジインバ―タによる交流
出力電圧の制御は次のようにして行われる。交流電圧基
準発生部２４は、定電圧定周波の交流電圧基準Ｖａ ＊
を出力する。このＶａ ＊ は通常、交流電源１の電
圧に同期して出力されるがここでは省略している。この
交流電圧基準Ｖａ ＊ は、電圧制御器２６によって電
圧検出器２３を介して検出された交流出力電圧Ｖａ と
比較され電圧制御信号Ｖａｃを出力する。微分器２５は
交流電圧基準Ｖａ ＊ を微分してコンデンサ１１に流
れる電流に対応する電流基準ｉｃ ＊ を出力する。加
算器２７はこの電流基準ｉｃ ＊ と電流検出器１２を
介して検出される負荷電流ｉｌ と上記電圧制御信号Ｖ
ａｃを加算して電流基準Ｉｏ ＊ を出力する。電流制
御器２８は、この電流基準Ｉｏ ＊ と電流検出器１０
を介して検出されるインバ―タの出力電流ｉｏ を比較
して電流制御信号Ｉｏｃを出力する。この電流制御信号
Ｉｏｃは、ＰＷＭ制御部２９によって三角波Ｖｃａｒ
と比較され、パルス幅変調されたＰＷＭ信号を出力し、
駆動部３０を介してスイッチ素子８ａ，８ｂをオン、オ
フさせる。これによりインバ―タの出力電流ｉｏ が負
荷電流ｉｌ とコンデンサ１１の電流基準ｉｃ ＊ の
和に一致するように制御されると共に出力電圧Ｖａ が
交流電圧基準Ｖａ ＊ に一致するように制御される。
出力電圧の制御は次のようにして行われる。交流電圧基
準発生部２４は、定電圧定周波の交流電圧基準Ｖａ ＊
を出力する。このＶａ ＊ は通常、交流電源１の電
圧に同期して出力されるがここでは省略している。この
交流電圧基準Ｖａ ＊ は、電圧制御器２６によって電
圧検出器２３を介して検出された交流出力電圧Ｖａ と
比較され電圧制御信号Ｖａｃを出力する。微分器２５は
交流電圧基準Ｖａ ＊ を微分してコンデンサ１１に流
れる電流に対応する電流基準ｉｃ ＊ を出力する。加
算器２７はこの電流基準ｉｃ ＊ と電流検出器１２を
介して検出される負荷電流ｉｌ と上記電圧制御信号Ｖ
ａｃを加算して電流基準Ｉｏ ＊ を出力する。電流制
御器２８は、この電流基準Ｉｏ ＊ と電流検出器１０
を介して検出されるインバ―タの出力電流ｉｏ を比較
して電流制御信号Ｉｏｃを出力する。この電流制御信号
Ｉｏｃは、ＰＷＭ制御部２９によって三角波Ｖｃａｒ
と比較され、パルス幅変調されたＰＷＭ信号を出力し、
駆動部３０を介してスイッチ素子８ａ，８ｂをオン、オ
フさせる。これによりインバ―タの出力電流ｉｏ が負
荷電流ｉｌ とコンデンサ１１の電流基準ｉｃ ＊ の
和に一致するように制御されると共に出力電圧Ｖａ が
交流電圧基準Ｖａ ＊ に一致するように制御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来装置におい
て、電流検出器１０としてホ―ルＣＴを用いた場合、電
流検出値に直流成分が含まれる場合がある。この場合、
インバ―タの出力電流ｉｏに直流成分が含まれ、負荷１
３の変圧器や電圧検出器２３の変圧器に該直流成分を供
給して偏磁させ、波形歪を生じさせたり過熱させたりす
るという問題が生じる。
て、電流検出器１０としてホ―ルＣＴを用いた場合、電
流検出値に直流成分が含まれる場合がある。この場合、
インバ―タの出力電流ｉｏに直流成分が含まれ、負荷１
３の変圧器や電圧検出器２３の変圧器に該直流成分を供
給して偏磁させ、波形歪を生じさせたり過熱させたりす
るという問題が生じる。
【０００６】ホ―ルＣＴは、電流によって生じる鉄心の
磁束密度をホ―ル素子で検出して電流を検出するもので
あるが、磁束密度が零のときホ―ル素子から出力される
残存電圧が温度によって変化し、汎用のホ―ルＣＴでは
±２５℃の温度変化で±１〜２％のドリフトが生じる。
温度補償を行った高価な電流検出器を用いれば問題はな
いが、その分装置が高価となり経済性が低下する。
磁束密度をホ―ル素子で検出して電流を検出するもので
あるが、磁束密度が零のときホ―ル素子から出力される
残存電圧が温度によって変化し、汎用のホ―ルＣＴでは
±２５℃の温度変化で±１〜２％のドリフトが生じる。
温度補償を行った高価な電流検出器を用いれば問題はな
いが、その分装置が高価となり経済性が低下する。
【０００７】本発明は、上記問題を解消しようとてなさ
れたもので、その目的とするところは、電流検出器の検
出出力に零点ドリフトが生じても交流出力が直流成分を
含まないように制御すると共に、制御の異常により交流
出力に直流成分が含まれたとき、それを確実に検出する
ことのできるＰＷＭインバ―タを提供することにある。
れたもので、その目的とするところは、電流検出器の検
出出力に零点ドリフトが生じても交流出力が直流成分を
含まないように制御すると共に、制御の異常により交流
出力に直流成分が含まれたとき、それを確実に検出する
ことのできるＰＷＭインバ―タを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】パルス幅変調により直流
電圧を交流電圧に変換し、電流検出器を介して交流電流
を出力するインバ―タと、交流電流基準と前記電流検出
器を介して検出される前記インバ―タの出力電流を比較
して前記交流電流を制御する電流制御手段を備え、交流
電流基準の極性が変化した時点後の一定期間だけ前記イ
ンバ―タの動作を停止させ、前記一定期間内に前記電流
検出器の検出出力をサンプルホ―ルドし、このサンプル
ホ―ルド値により前記検出出力の零点を補正する零調手
段を設ける。
電圧を交流電圧に変換し、電流検出器を介して交流電流
を出力するインバ―タと、交流電流基準と前記電流検出
器を介して検出される前記インバ―タの出力電流を比較
して前記交流電流を制御する電流制御手段を備え、交流
電流基準の極性が変化した時点後の一定期間だけ前記イ
ンバ―タの動作を停止させ、前記一定期間内に前記電流
検出器の検出出力をサンプルホ―ルドし、このサンプル
ホ―ルド値により前記検出出力の零点を補正する零調手
段を設ける。
【０００９】
【作用】前記零調手段は、交流電流基準の極性が変化し
た時点後の一定期間だけ前記インバ―タの動作を停止さ
せて積極的に出力電流を零にしてこの一定期間内に前記
電流検出器の検出出力をサンプルホ―ルドし、このサン
プルホ―ルド値を前記検出出力から差し引くことにより
零点を補正する。
た時点後の一定期間だけ前記インバ―タの動作を停止さ
せて積極的に出力電流を零にしてこの一定期間内に前記
電流検出器の検出出力をサンプルホ―ルドし、このサン
プルホ―ルド値を前記検出出力から差し引くことにより
零点を補正する。
【００１０】
【実施例】本発明の第１の実施例を図１に示す。図１は
要部構成を示したもので、コンバ―タとその制御部、及
びインバ―タの制御の一部を省略しており、本発明に関
係する部分のみを示した図である。なお、従来のものと
重複する部分は同符号で示している。
要部構成を示したもので、コンバ―タとその制御部、及
びインバ―タの制御の一部を省略しており、本発明に関
係する部分のみを示した図である。なお、従来のものと
重複する部分は同符号で示している。
【００１１】３２は極性判別器で、交流電流基準Ｉｏ
＊ の極性を判別して正負に応じた極性判別信号ＰＯＬ
を出力する。３３はタイミングパルス発生部で、極性判
別信号ＰＯＬの変化時点後の一定期間だけインバ―タの
スイッチング動作を停止させるためのパルス信号Ｓ
ｏｆｆ を出力すると共に、該一定期間の後方でサンプ
リングホ―ルドのためのパルス信号Ｓａｈを出力する。
３４はサンプルホ―ルド部で、パルス信号Ｓａｈのタイ
ミングにより電流検出器１０の検出出力ｉｏ をサンプ
ルホ―ルドする。３５は極性反転器で、サンプルホ―ル
ド値の極性を反転して出力する。３６は加算器で、電流
検出器１０の検出出力と極性反転されたサンプルホ―ル
ド値を加算して補正された電流検出信号ｉｏｆを出力す
る。
＊ の極性を判別して正負に応じた極性判別信号ＰＯＬ
を出力する。３３はタイミングパルス発生部で、極性判
別信号ＰＯＬの変化時点後の一定期間だけインバ―タの
スイッチング動作を停止させるためのパルス信号Ｓ
ｏｆｆ を出力すると共に、該一定期間の後方でサンプ
リングホ―ルドのためのパルス信号Ｓａｈを出力する。
３４はサンプルホ―ルド部で、パルス信号Ｓａｈのタイ
ミングにより電流検出器１０の検出出力ｉｏ をサンプ
ルホ―ルドする。３５は極性反転器で、サンプルホ―ル
ド値の極性を反転して出力する。３６は加算器で、電流
検出器１０の検出出力と極性反転されたサンプルホ―ル
ド値を加算して補正された電流検出信号ｉｏｆを出力す
る。
【００１２】３７は直流成分検出部で、補正された電流
検出信号ｉｏｆの交流成分を除去して直流成分のみを検
出する。３８はレベル検出部で、上記直流成分が所定値
を越えるとき、異常信号を出力する。３９は故障検出部
で、上記異常信号が検出されたとき、それを記憶表示す
ると共に、インバ―タの運転を停止させるための信号を
出力してアンド回路３１に入力する。
検出信号ｉｏｆの交流成分を除去して直流成分のみを検
出する。３８はレベル検出部で、上記直流成分が所定値
を越えるとき、異常信号を出力する。３９は故障検出部
で、上記異常信号が検出されたとき、それを記憶表示す
ると共に、インバ―タの運転を停止させるための信号を
出力してアンド回路３１に入力する。
【００１３】上記構成における作用を図２を併用して説
明する。図２（ａ）は、リアクトル９を介してインバ―
タから出力される実電流ｉＯＲとホ―ルＣＴを用いた電
流検出器１０によって検出される検出出力ｉｏ を示し
たもので、ｉｏ に直流成分Ｉｏｄが含まれた場合を示
している。Ｉｏｄが含まれる原因は、電流検出器１０の
温度ドリフトが主で、その他に鉄心の残留磁束や磁束を
検出するホ―ル素子の非対称性等がある。鉄心の磁束を
常に零に制御する磁束平衡方式とすれば直流成分を少な
くすることができるが、磁束零の点を検出するホ―ル素
子の温度ドリフト分は改良することができない。
明する。図２（ａ）は、リアクトル９を介してインバ―
タから出力される実電流ｉＯＲとホ―ルＣＴを用いた電
流検出器１０によって検出される検出出力ｉｏ を示し
たもので、ｉｏ に直流成分Ｉｏｄが含まれた場合を示
している。Ｉｏｄが含まれる原因は、電流検出器１０の
温度ドリフトが主で、その他に鉄心の残留磁束や磁束を
検出するホ―ル素子の非対称性等がある。鉄心の磁束を
常に零に制御する磁束平衡方式とすれば直流成分を少な
くすることができるが、磁束零の点を検出するホ―ル素
子の温度ドリフト分は改良することができない。
【００１４】図１の構成において、インバ―タの出力電
流ｉＯＲは電流基準Ｉｏ ＊ に一致するように制御さ
れ、電流検出器１０の検出出力ｉｏ とほぼ一致する。
しかし、実際には、電流制御系の応答遅れ等により、図
２（ｂ）に示すように、ｉｏはＩｏ ＊ より少し遅れ
位相となる。このような状態で運転が行われていると
き、極性判別器３２の出力ＰＯＬは、時点ｔ０ とｔ５
で変化し、この信号ＰＯＬが変化する度にタイミング
パルス発生手段３３は、ｉｏ が零になるまでの遅れ時
間ＴＤ１を予測して時点ｔ１ ，ｔ６ から一定期間だ
け０のパルス信号Ｓｏｆｆ を出力し、アンド回路３１
のゲ―トを閉じ、インバ―タのスイッチング動作を停止
させる。更に、遅れ時間ＴＤ２後に１のパルス信号Ｓ
ａｈを出力してサンプルホ―ルド部３４に電流検出器１
０の検出出力ｉｏ をサンプルホ―ルドさせる。このサ
ンプルホ―ルド値ｉｏｈは極性反転されて加算器３６で
ｉｏに加算され、零点補正された検出出力が電流検出信
号ｉｏｆとしてフイ―ドバックされる。
流ｉＯＲは電流基準Ｉｏ ＊ に一致するように制御さ
れ、電流検出器１０の検出出力ｉｏ とほぼ一致する。
しかし、実際には、電流制御系の応答遅れ等により、図
２（ｂ）に示すように、ｉｏはＩｏ ＊ より少し遅れ
位相となる。このような状態で運転が行われていると
き、極性判別器３２の出力ＰＯＬは、時点ｔ０ とｔ５
で変化し、この信号ＰＯＬが変化する度にタイミング
パルス発生手段３３は、ｉｏ が零になるまでの遅れ時
間ＴＤ１を予測して時点ｔ１ ，ｔ６ から一定期間だ
け０のパルス信号Ｓｏｆｆ を出力し、アンド回路３１
のゲ―トを閉じ、インバ―タのスイッチング動作を停止
させる。更に、遅れ時間ＴＤ２後に１のパルス信号Ｓ
ａｈを出力してサンプルホ―ルド部３４に電流検出器１
０の検出出力ｉｏ をサンプルホ―ルドさせる。このサ
ンプルホ―ルド値ｉｏｈは極性反転されて加算器３６で
ｉｏに加算され、零点補正された検出出力が電流検出信
号ｉｏｆとしてフイ―ドバックされる。
【００１５】図３は、電流基準Ｉｏ ＊ が正から負に
変化する時点を詳細に示したタイムチャ―トである。電
流基準Ｉｏ ＊ が正から負に変化する時点ｔ５ から
電流制御ル―プの遅れ時間ＴＤ１を考慮した時刻ｔ６
で信号Ｓｏｆｆ によりスイッチ素子８ａ，８ｂが共に
オフするので、リアクトル９に流れていた電流ｉＯＲは
コンデンサ１１と負荷１３の並列回路、コンデンサ６、
スイッチ素子８ｂのダイオ―ド部の経路で流れ、リアク
トル９のインダクタンスをＬ、コンデンサ６に充電され
た直流電圧をＶとするとｄｉ／ｄｔ＝−Ｖ／Ｌなる電流
変化率で急速に減衰する。このため電流ｉＯＲが時刻ｔ
６ で多少流れていても遅れ時間ＴＤ２後の時刻ｔ７
では完全に零となり、電流検出器１０の検出出力ｉｏ
はドリフト電圧Ｉｏｄのみとなる。この値Ｉｏｄを信号
Ｓａｈでサンプルホ―ルドし極性反転してｉｏ に加算
することにより零点ドリフトＩｏｄが除去された高精度
の電流検出信号ｉｏｆを得ることができる。
変化する時点を詳細に示したタイムチャ―トである。電
流基準Ｉｏ ＊ が正から負に変化する時点ｔ５ から
電流制御ル―プの遅れ時間ＴＤ１を考慮した時刻ｔ６
で信号Ｓｏｆｆ によりスイッチ素子８ａ，８ｂが共に
オフするので、リアクトル９に流れていた電流ｉＯＲは
コンデンサ１１と負荷１３の並列回路、コンデンサ６、
スイッチ素子８ｂのダイオ―ド部の経路で流れ、リアク
トル９のインダクタンスをＬ、コンデンサ６に充電され
た直流電圧をＶとするとｄｉ／ｄｔ＝−Ｖ／Ｌなる電流
変化率で急速に減衰する。このため電流ｉＯＲが時刻ｔ
６ で多少流れていても遅れ時間ＴＤ２後の時刻ｔ７
では完全に零となり、電流検出器１０の検出出力ｉｏ
はドリフト電圧Ｉｏｄのみとなる。この値Ｉｏｄを信号
Ｓａｈでサンプルホ―ルドし極性反転してｉｏ に加算
することにより零点ドリフトＩｏｄが除去された高精度
の電流検出信号ｉｏｆを得ることができる。
【００１６】このようにして、補正された検出出力ｉ
ｏｆから零点ドリフトは除去されるが、制御の異常によ
り、電流基準Ｉｏ ＊ に直流成分が含まれ、実電流ｉ
ＯＲに直流成分が生じると、補正された検出出力ｉｏｆ
にも直流成分が生じる。そしてその直流成分が直流成分
検出部３７で検出され、所定値以上になるとレベル検出
部３８から異常信号が出力され、故障検出回路３９を介
してアンド回路３１のゲ―トを閉じＰＷＭ信号の入力を
禁止してインバ―タの運転を停止させる。これにより、
所定値以上の直流成分の流出を防止することができる。
ｏｆから零点ドリフトは除去されるが、制御の異常によ
り、電流基準Ｉｏ ＊ に直流成分が含まれ、実電流ｉ
ＯＲに直流成分が生じると、補正された検出出力ｉｏｆ
にも直流成分が生じる。そしてその直流成分が直流成分
検出部３７で検出され、所定値以上になるとレベル検出
部３８から異常信号が出力され、故障検出回路３９を介
してアンド回路３１のゲ―トを閉じＰＷＭ信号の入力を
禁止してインバ―タの運転を停止させる。これにより、
所定値以上の直流成分の流出を防止することができる。
【００１７】本実施例によれば、電流検出器の検出出力
に零点ドリフトを生じてもその値が補償制御され、イン
バ―タの交流出力に直流成分を含まないようにすること
ができる。
に零点ドリフトを生じてもその値が補償制御され、イン
バ―タの交流出力に直流成分を含まないようにすること
ができる。
【００１８】本発明の第２の実施例を図４（ａ）に示
す。図４（ａ）は要部構成を示したもので、この実施例
では、極性判別器３２は交流電圧基準Ｖａ ＊ の正負
の極性判別信号ＶＰＯＬ を出力する。４４は零電流検
出回路で、電流検出器１０の検出出力ｉｏ の値が零に
近い所定値以下の期間で信号ＺＥＲＯ を出力する。４
１はフリップフロップ回路で、信号ＺＥＲＯでセットさ
れ、信号ＶＰＯＬ の変化時点でリセットされ、インバ
―タ出力周波数の半サイクルを周期とする信号Ｐ１ を
出力する。４２はデットタイム検出部で、駆動部３０か
ら出力されるゲ―ト信号から、図３（ｂ）に示すよう
に、スイッチ素子８ａと８ｂの両方がオフ状態の期間を
デットタイム信号ＤＥＴとして出力する。４３はタイミ
ング同期部で、信号Ｐ１ のセット状態においてデット
タイム信号ＤＥＴが入力された時、トリガ―信号Ｔｒ
を生成してタイミングパルス発生部３３に入力する。タ
イミングパルス発生部３３は、このトリガ―信号Ｔｒ
のタイミングに同期して一定期間だけインバ―タのスイ
ッチング動作を停止させる信号Ｓｏｆｆ を出力すると
共に、遅れ時間ＴＤ２経過後にサンプリングホ―ルドの
ための信号Ｓａｈを出力する。４５は補正制限部で、サ
ンプルホ―ルド値−ｉｏｈの大きさが一定値を越えると
き、越えた分を極性反転部３５の入力側へフイ―ドバッ
クしてその出力−ｉｏｈの大きさを制限すると共に異常
信号ＡＢＮを出力する。
す。図４（ａ）は要部構成を示したもので、この実施例
では、極性判別器３２は交流電圧基準Ｖａ ＊ の正負
の極性判別信号ＶＰＯＬ を出力する。４４は零電流検
出回路で、電流検出器１０の検出出力ｉｏ の値が零に
近い所定値以下の期間で信号ＺＥＲＯ を出力する。４
１はフリップフロップ回路で、信号ＺＥＲＯでセットさ
れ、信号ＶＰＯＬ の変化時点でリセットされ、インバ
―タ出力周波数の半サイクルを周期とする信号Ｐ１ を
出力する。４２はデットタイム検出部で、駆動部３０か
ら出力されるゲ―ト信号から、図３（ｂ）に示すよう
に、スイッチ素子８ａと８ｂの両方がオフ状態の期間を
デットタイム信号ＤＥＴとして出力する。４３はタイミ
ング同期部で、信号Ｐ１ のセット状態においてデット
タイム信号ＤＥＴが入力された時、トリガ―信号Ｔｒ
を生成してタイミングパルス発生部３３に入力する。タ
イミングパルス発生部３３は、このトリガ―信号Ｔｒ
のタイミングに同期して一定期間だけインバ―タのスイ
ッチング動作を停止させる信号Ｓｏｆｆ を出力すると
共に、遅れ時間ＴＤ２経過後にサンプリングホ―ルドの
ための信号Ｓａｈを出力する。４５は補正制限部で、サ
ンプルホ―ルド値−ｉｏｈの大きさが一定値を越えると
き、越えた分を極性反転部３５の入力側へフイ―ドバッ
クしてその出力−ｉｏｈの大きさを制限すると共に異常
信号ＡＢＮを出力する。
【００１９】上記構成における作用を図４（ｂ）を併用
して説明する。本実施例では、電流制御系は有っても無
くてもよく、インバ―タは、電圧基準Ｖａ ＊ に応じ
た交流電圧を出力し、遅れ位相の電流が流れて電流検出
器１０により図示のようにな検出出力ｉｏ が得られた
ものとする。
して説明する。本実施例では、電流制御系は有っても無
くてもよく、インバ―タは、電圧基準Ｖａ ＊ に応じ
た交流電圧を出力し、遅れ位相の電流が流れて電流検出
器１０により図示のようにな検出出力ｉｏ が得られた
ものとする。
【００２０】検出出力ｉｏ が零に近い所定電流以下に
なると零電流検出回路４４から信号ＺＥＲＯ が出力さ
れてフリップフロップ回路４１がセットされその出力信
号Ｐ１ が１（ＨＩＧＨ）になる。
なると零電流検出回路４４から信号ＺＥＲＯ が出力さ
れてフリップフロップ回路４１がセットされその出力信
号Ｐ１ が１（ＨＩＧＨ）になる。
【００２１】信号Ｐ１ が１になってからデットタイム
検出部４２からデットタイム信号ＤＥＴが出力される
と、タイミング同期部４３からトリガ―信号Ｔｒ が出
力され、これによりタイミングパルス発生部３３から信
号Ｓｏｆｆ が出力されアンド回路３１のゲ―トが一定
期間閉じられる。これによりスイッチ素子８ａ，８ｂは
共に一定期間オフ状態のままとなり実電流ｉＯＲを零に
減衰させる。タイミングパルス発生部３３は遅れ時間Ｔ
Ｄ２後に信号Ｓａｈを出力し、サンプルホ―ルド回路３
４にｉＯＲが零のときの検出出力ｉｏ をホ―ルドさせ
る。このホ―ルド値ｉｏｈは極性反転部３５を介して加
算器３６でｉｏ に加算され零点の補正された検出出力
ｉｏｆとして出力される。この場合、極性反転部３５の
出力−ｉｏｈの大きさが一定値を越えると補正制限部４
５から越えた分が出力されて極性反転部３５の入力側に
加えられ、結果として極性反転部３５の出力−ｉｏｈは
一定値に制限される。また、このような制限動作が行わ
れるとき、補正制限部４５から異常信号ＡＢＮが出力さ
れる。零点ドリフトは通常数％以下の範囲で動作するの
で、上記一定値は、例えば２％程度に設定され、これを
越えると異常として検出される。
検出部４２からデットタイム信号ＤＥＴが出力される
と、タイミング同期部４３からトリガ―信号Ｔｒ が出
力され、これによりタイミングパルス発生部３３から信
号Ｓｏｆｆ が出力されアンド回路３１のゲ―トが一定
期間閉じられる。これによりスイッチ素子８ａ，８ｂは
共に一定期間オフ状態のままとなり実電流ｉＯＲを零に
減衰させる。タイミングパルス発生部３３は遅れ時間Ｔ
Ｄ２後に信号Ｓａｈを出力し、サンプルホ―ルド回路３
４にｉＯＲが零のときの検出出力ｉｏ をホ―ルドさせ
る。このホ―ルド値ｉｏｈは極性反転部３５を介して加
算器３６でｉｏ に加算され零点の補正された検出出力
ｉｏｆとして出力される。この場合、極性反転部３５の
出力−ｉｏｈの大きさが一定値を越えると補正制限部４
５から越えた分が出力されて極性反転部３５の入力側に
加えられ、結果として極性反転部３５の出力−ｉｏｈは
一定値に制限される。また、このような制限動作が行わ
れるとき、補正制限部４５から異常信号ＡＢＮが出力さ
れる。零点ドリフトは通常数％以下の範囲で動作するの
で、上記一定値は、例えば２％程度に設定され、これを
越えると異常として検出される。
【００２２】デットタイムＴＤ は、ＩＧＢＴ素子で３
〜１０μｓ程度、ボイポ―ラトランジスタで１５〜５０
μｓ程度、ＧＴＯ素子で ２００〜 ３００μｓ程度で
あり、タイミング信号Ｓｏｆｆ による停止期間はデッ
トタイムＴＤ より広い場合も狭い場合もある。Ｓ
ｏｆｆ がＴＤ より狭い場合、ＴＤ に同期させずに
行うとスイッチ素子のスイッチング回数が増加し損失が
増加するが、本実施例のようにＴＤ に同期させること
によりそれを防止することができる。
〜１０μｓ程度、ボイポ―ラトランジスタで１５〜５０
μｓ程度、ＧＴＯ素子で ２００〜 ３００μｓ程度で
あり、タイミング信号Ｓｏｆｆ による停止期間はデッ
トタイムＴＤ より広い場合も狭い場合もある。Ｓ
ｏｆｆ がＴＤ より狭い場合、ＴＤ に同期させずに
行うとスイッチ素子のスイッチング回数が増加し損失が
増加するが、本実施例のようにＴＤ に同期させること
によりそれを防止することができる。
【００２３】本発明の第３の実施例を図５に示す。図５
（ａ）は要部構成を示したもので、この実施例では４個
のスッチ素子８ａ〜８ｄで成るフルブリッジインバ―タ
を用いた場合を示している。この場合、スイッチ素子８
ａ，８ｂと８ｃ，８ｄの組に対してそれぞれＰＷＭ制御
部２９ａと２９ｂが設けられ駆動部３０ａと３０ｂを介
してスイッチング制御される。 １０１は極性判別器
で、インバ―タの出力電流ｉＯＲの流れる方向に応じて
信号ＩＰＯＬ を出力する。 １０２は素子選択部で、
信号ＩＰＯＬ に応じてスイッチ素子８ａか８ｂのいず
れかを選択すると共に、信号Ｓｏｆｆ が入力されたと
き、選択したスイッチ素子をオンさせる信号ＰＯＮを出
力する。 １０３は強制切換部で、通常は単なるバッフ
ァとしてＰＷＭ信号を伝達し、信号ＰＯＮが入力された
とき、素子選択部 １０２で選択された素子のみを強制
的にオンにする信号を出力する。他は図１あるいは図４
（ａ）と同様の構成とする。
（ａ）は要部構成を示したもので、この実施例では４個
のスッチ素子８ａ〜８ｄで成るフルブリッジインバ―タ
を用いた場合を示している。この場合、スイッチ素子８
ａ，８ｂと８ｃ，８ｄの組に対してそれぞれＰＷＭ制御
部２９ａと２９ｂが設けられ駆動部３０ａと３０ｂを介
してスイッチング制御される。 １０１は極性判別器
で、インバ―タの出力電流ｉＯＲの流れる方向に応じて
信号ＩＰＯＬ を出力する。 １０２は素子選択部で、
信号ＩＰＯＬ に応じてスイッチ素子８ａか８ｂのいず
れかを選択すると共に、信号Ｓｏｆｆ が入力されたと
き、選択したスイッチ素子をオンさせる信号ＰＯＮを出
力する。 １０３は強制切換部で、通常は単なるバッフ
ァとしてＰＷＭ信号を伝達し、信号ＰＯＮが入力された
とき、素子選択部 １０２で選択された素子のみを強制
的にオンにする信号を出力する。他は図１あるいは図４
（ａ）と同様の構成とする。
【００２４】上記構成において、インバ―タの出力電流
ｉＯＲが零に近い値になると、前述と同様にしてタイミ
ングパルス発生手段３３から一定期間だけ信号Ｓｏｆｆ
が出力され、アンド回路３１のゲ―トが閉じられスイ
ッチ素子８ｃと８ｄはオフ状態となる。これと同時に、
素子選択部 １０２は、この一定期間に極性判別器１０
１から出力される信号ＩＰＯＬ により零に近いインバ
―タの出力電流ｉＯＲの流れる方向が図５（ｂ）のとき
はスイッチ素子８ａを選択し、図５（ｃ）のときはスイ
ッチ素子８ｂを選択し、そのスイッチ素子をオンにする
ための信号ＰＯＮを出力し、この信号ＰＯＮにより強制
切換部 １０３は該当スイッチ素子のみを強制的にオン
状態とする。これにより、リアクトル９を含む負荷側イ
ンダクタンスに残留する出力電流ｉＯＲは、図５（ｂ）
の場合、スイッチ素子８ａ（ダイオ―ド部）、直流電源
５、スイッチ素子８ｄのダイオ―ドの経路で流れ、ま
た、図５（ｃ）の場合、スイッチ素子８ｃのダイオ―
ド、直流電源５、スイッチ素子８ｂ（ダイオ―ド部）の
経路で流れ、ｉＯＲは急速に零まで減衰する。なお、こ
の実施例の場合は、すべてのスイッチ素子をオフ状態と
しても同様の効果が得られるが、次に述べる実施例の理
解を容易にするものである。
ｉＯＲが零に近い値になると、前述と同様にしてタイミ
ングパルス発生手段３３から一定期間だけ信号Ｓｏｆｆ
が出力され、アンド回路３１のゲ―トが閉じられスイ
ッチ素子８ｃと８ｄはオフ状態となる。これと同時に、
素子選択部 １０２は、この一定期間に極性判別器１０
１から出力される信号ＩＰＯＬ により零に近いインバ
―タの出力電流ｉＯＲの流れる方向が図５（ｂ）のとき
はスイッチ素子８ａを選択し、図５（ｃ）のときはスイ
ッチ素子８ｂを選択し、そのスイッチ素子をオンにする
ための信号ＰＯＮを出力し、この信号ＰＯＮにより強制
切換部 １０３は該当スイッチ素子のみを強制的にオン
状態とする。これにより、リアクトル９を含む負荷側イ
ンダクタンスに残留する出力電流ｉＯＲは、図５（ｂ）
の場合、スイッチ素子８ａ（ダイオ―ド部）、直流電源
５、スイッチ素子８ｄのダイオ―ドの経路で流れ、ま
た、図５（ｃ）の場合、スイッチ素子８ｃのダイオ―
ド、直流電源５、スイッチ素子８ｂ（ダイオ―ド部）の
経路で流れ、ｉＯＲは急速に零まで減衰する。なお、こ
の実施例の場合は、すべてのスイッチ素子をオフ状態と
しても同様の効果が得られるが、次に述べる実施例の理
解を容易にするものである。
【００２５】本発明の第４の実施例を図６に示す。この
実施例は、６個のスイッチ素子で成る３相フルブリッジ
インバ―タを用いて直流電圧を３相の交流電圧に変換す
る場合の要部構成を示したものである。制御部２００ａ
はスイッチ素子８１ａ，８２ｂで成るａ相ブリッジを制
御するものである。制御部２００ｂと２００ｃはスイッ
チ素子８１ｂ，８２ｂと８１ｃ，８２ｃで成るｂ相とｃ
相のブリッジを制御するもので２００ａと同様なので内
部構成を省略している。１３は３相負荷で誘導逆起電力
Ｅａ ，Ｅｂ ，Ｅｃ を有する場合を示している。タ
イミングパルス発生部３３は予め信号ＰＯＬかＺＥＲＯ
のいずれか一方の信号を有効として動作させる。９０
は電圧検出部で、３相負荷の誘導起電力Ｅａ ，Ｅｂ
，Ｅｃを検出する。９２は電圧レベル判定部で、誘導
起電力の値が所定電圧以上かを判定する。９３は極性判
別器で、誘導起電力の正負を判別する。９５はスイッチ
状態切換部で、他相の制御部２００ｂ，２００ｃからの
信号Ｓｂ２，Ｓｃ１に応じてスイッチ素子８１ａか８２
ａのいずれかをオンにする信号を出力する。極性判別器
１０１はｉｏａの正負を判別する。 １０２は素子選
択部で、電圧レベル判定部９２で誘導起電力が所定電圧
以下と判定されたとき、極性判別器 １０１の出力信号
（電流の極性）に応じて他相のスイッチ素子の正側か負
側のいずれかを選択し、信号Ｓｏｆｆ に同期した一定
期間だけ信号Ｓａ１，Ｓａ２を出力する。また、電圧レ
ベル判別部９２で誘導起電力が所定電圧以上と判定され
たとき、極性判別器９３の出力信号（誘導起電力の極
性）に応じて前述と同様に信号Ｓａ１，Ｓａ２を出力す
る。強制切換部 １０３は、通常は単なるバッファとし
てＰＷＭ信号を伝達し、スイッチ状態切換部９５から信
号が出力されたとき、スイッチ素子８２ａから８２ａの
いずれかを強制的にオンにする。
実施例は、６個のスイッチ素子で成る３相フルブリッジ
インバ―タを用いて直流電圧を３相の交流電圧に変換す
る場合の要部構成を示したものである。制御部２００ａ
はスイッチ素子８１ａ，８２ｂで成るａ相ブリッジを制
御するものである。制御部２００ｂと２００ｃはスイッ
チ素子８１ｂ，８２ｂと８１ｃ，８２ｃで成るｂ相とｃ
相のブリッジを制御するもので２００ａと同様なので内
部構成を省略している。１３は３相負荷で誘導逆起電力
Ｅａ ，Ｅｂ ，Ｅｃ を有する場合を示している。タ
イミングパルス発生部３３は予め信号ＰＯＬかＺＥＲＯ
のいずれか一方の信号を有効として動作させる。９０
は電圧検出部で、３相負荷の誘導起電力Ｅａ ，Ｅｂ
，Ｅｃを検出する。９２は電圧レベル判定部で、誘導
起電力の値が所定電圧以上かを判定する。９３は極性判
別器で、誘導起電力の正負を判別する。９５はスイッチ
状態切換部で、他相の制御部２００ｂ，２００ｃからの
信号Ｓｂ２，Ｓｃ１に応じてスイッチ素子８１ａか８２
ａのいずれかをオンにする信号を出力する。極性判別器
１０１はｉｏａの正負を判別する。 １０２は素子選
択部で、電圧レベル判定部９２で誘導起電力が所定電圧
以下と判定されたとき、極性判別器 １０１の出力信号
（電流の極性）に応じて他相のスイッチ素子の正側か負
側のいずれかを選択し、信号Ｓｏｆｆ に同期した一定
期間だけ信号Ｓａ１，Ｓａ２を出力する。また、電圧レ
ベル判別部９２で誘導起電力が所定電圧以上と判定され
たとき、極性判別器９３の出力信号（誘導起電力の極
性）に応じて前述と同様に信号Ｓａ１，Ｓａ２を出力す
る。強制切換部 １０３は、通常は単なるバッファとし
てＰＷＭ信号を伝達し、スイッチ状態切換部９５から信
号が出力されたとき、スイッチ素子８２ａから８２ａの
いずれかを強制的にオンにする。
【００２６】上記構成において、インバ―タの出力電流
ｉａ ，ｉｂ ，ｉｃ が図７（ａ）のように負荷１３
に供給されている場合、各相の制御部２００ａ，２００
ｂ，２００ｃは電流が零に近い値になったとき、次のよ
うに作用する。ａ相の電流ｉａ が零に近い値になる時
点ｔ１ において、タイミングパルス発生部３３から信
号Ｓｏｆｆ が出力されアンド回路３１のゲ―トを閉じ
てスイッチ素子８１ａ，８２ａはオフとなる。また、時
点ｔ１ において、３相負荷１３の誘導起電力が所定値
以下であれば電圧レベル判定部９２の出力信号により素
子選択部 １０２は極性判別器 １０１の出力信号によ
り他相のスイッチ素子のスイッチング状態を決定する信
号Ｓａ１，Ｓａ２を出力する。電流ｉａ の方向が、図
７（ｃ）の場合、スイッチ素子８１ｂと８１ｃをオンに
し、図７（ｄ）の場合、スイッチ素子８２ｂと８２ｃを
オンにする。上記信号Ｓａ１，Ｓａ２は他相の制御部２
００ｂ，２００ｃを介して該当スイッチ素子を強制的に
オンする。これにより時点ｔ１ における他相の電流ｉ
ｂ１，ｉｃ１は殆んど減衰することなく電流ｉａのみを
急速に零に減衰させることができる。また時点ｔ１ に
おいて、３相負荷１３の誘導起電力が所定値以上であれ
ば、電圧レベル判定部９２の出力により素子選択部 １
０２は極性判別器９３の出力信号により他相のスイッチ
素子のスイッチング状態を決定する信号Ｓａ１，Ｓａ２
を出力する。誘導起電力の極性が、図７（ｃ）の場合、
スイッチ素子８２ｂと８２ｃをオンにし、図７（ｆ）の
場合、スイッチ素子８１ｂと８１ｃをオンにする。上記
信号Ｓａ１，Ｓａ２は他相の制御部２００ｂ，２００ｃ
を介して該当スイッチ素子を強制的にオンにする。
ｉａ ，ｉｂ ，ｉｃ が図７（ａ）のように負荷１３
に供給されている場合、各相の制御部２００ａ，２００
ｂ，２００ｃは電流が零に近い値になったとき、次のよ
うに作用する。ａ相の電流ｉａ が零に近い値になる時
点ｔ１ において、タイミングパルス発生部３３から信
号Ｓｏｆｆ が出力されアンド回路３１のゲ―トを閉じ
てスイッチ素子８１ａ，８２ａはオフとなる。また、時
点ｔ１ において、３相負荷１３の誘導起電力が所定値
以下であれば電圧レベル判定部９２の出力信号により素
子選択部 １０２は極性判別器 １０１の出力信号によ
り他相のスイッチ素子のスイッチング状態を決定する信
号Ｓａ１，Ｓａ２を出力する。電流ｉａ の方向が、図
７（ｃ）の場合、スイッチ素子８１ｂと８１ｃをオンに
し、図７（ｄ）の場合、スイッチ素子８２ｂと８２ｃを
オンにする。上記信号Ｓａ１，Ｓａ２は他相の制御部２
００ｂ，２００ｃを介して該当スイッチ素子を強制的に
オンする。これにより時点ｔ１ における他相の電流ｉ
ｂ１，ｉｃ１は殆んど減衰することなく電流ｉａのみを
急速に零に減衰させることができる。また時点ｔ１ に
おいて、３相負荷１３の誘導起電力が所定値以上であれ
ば、電圧レベル判定部９２の出力により素子選択部 １
０２は極性判別器９３の出力信号により他相のスイッチ
素子のスイッチング状態を決定する信号Ｓａ１，Ｓａ２
を出力する。誘導起電力の極性が、図７（ｃ）の場合、
スイッチ素子８２ｂと８２ｃをオンにし、図７（ｆ）の
場合、スイッチ素子８１ｂと８１ｃをオンにする。上記
信号Ｓａ１，Ｓａ２は他相の制御部２００ｂ，２００ｃ
を介して該当スイッチ素子を強制的にオンにする。
【００２７】図７（ｅ）（ｆ）の場合、ｂ相とｃ相の出
力端は短絡状態となり内部リアクタンス降下を生じてそ
の合成電圧ベクトルは図７（ｂ）に示すようにａ相の誘
導起電力Ｅａ より小さく、ほぼ逆相の電圧Ｅｏ とな
り、その合成電圧Ｅａ −Ｅｏ は電流ｉａ を急速に
減衰させる方向に作用する。従って、誘導起電力が大き
くなっても他相の電流ｉｂ ，ｉｃ を殆ど減衰させる
ことなくａ相の電流のみを急速に零まで減衰させること
ができる。
力端は短絡状態となり内部リアクタンス降下を生じてそ
の合成電圧ベクトルは図７（ｂ）に示すようにａ相の誘
導起電力Ｅａ より小さく、ほぼ逆相の電圧Ｅｏ とな
り、その合成電圧Ｅａ −Ｅｏ は電流ｉａ を急速に
減衰させる方向に作用する。従って、誘導起電力が大き
くなっても他相の電流ｉｂ ，ｉｃ を殆ど減衰させる
ことなくａ相の電流のみを急速に零まで減衰させること
ができる。
【００２８】このようにして、電流ｉａ が零になった
後、タイミングパルス発生部３３から信号Ｓａｈが出力
され電流検出器１０ａの検出出力ｉｏａがサンプルホ―
ルドされ、前述と同様にして零点補正が行われる。ｂ
相，ｃ相の電流ｉｂ ，ｉｃも零に近い値となったとき
同様に作用し、６０°毎にいずれかの相の電流検出出力
の零点の補正動作が行われる。
後、タイミングパルス発生部３３から信号Ｓａｈが出力
され電流検出器１０ａの検出出力ｉｏａがサンプルホ―
ルドされ、前述と同様にして零点補正が行われる。ｂ
相，ｃ相の電流ｉｂ ，ｉｃも零に近い値となったとき
同様に作用し、６０°毎にいずれかの相の電流検出出力
の零点の補正動作が行われる。
【００２９】
【発明の効果】本発明によれば、パルス幅変調により直
流電圧を交流電圧に変換し、電流検出器を介して交流電
流を出力する場合に、電流検出器の出力に零点ドリフト
が生じてもその交流出力に直流成分を含まないように制
御することができ、汎用性を有し、高精度の制御を可能
としたＰＷＭインバ―タを提供することができる。
流電圧を交流電圧に変換し、電流検出器を介して交流電
流を出力する場合に、電流検出器の出力に零点ドリフト
が生じてもその交流出力に直流成分を含まないように制
御することができ、汎用性を有し、高精度の制御を可能
としたＰＷＭインバ―タを提供することができる。
【図１】本発明の第１の実施例の要部構成図
【図２】図１の実施例の作用を説明するためのタイムチ
ャ―ト
ャ―ト
【図３】（ａ）図２のタイムチャ―トの部分詳細図、
（ｂ）図４（ｂ）のデッドタイム信号ＤＥＴを説明する
ためのタイムチャ―ト
（ｂ）図４（ｂ）のデッドタイム信号ＤＥＴを説明する
ためのタイムチャ―ト
【図４】本発明の第２の実施例で、（ａ）はその要部構
成図、（ｂ）はその作用を説明するためのタイムチャ―
ト
成図、（ｂ）はその作用を説明するためのタイムチャ―
ト
【図５】本発明の第３の実施例で、（ａ）はその要部構
成図、（ｂ）（ｃ）はその作用を説明するための主回路
モ―ド図
成図、（ｂ）（ｃ）はその作用を説明するための主回路
モ―ド図
【図６】本発明の第４の実施例の要部構成図
【図７】図６の実施例の作用を説明するための図で、
（ａ）はインバ―タの出力電流の波形図、（ｂ）は誘導
起電力のベクトル図、（ｃ）〜（ｆ）は主回路モ―ド図
（ａ）はインバ―タの出力電流の波形図、（ｂ）は誘導
起電力のベクトル図、（ｃ）〜（ｆ）は主回路モ―ド図
【図８】従来装置の要部構成図
１...交流電源 ２，１０，１２...
電流検出器 ３，９...リアクトル ４，８，８１...ス
イッチ素子 ５，６...コンデンサ（直流電圧） ７...バッテリ― １１...コンデンサ １３...負荷 １４，１７，２３...電圧検出器 １６...電圧
制御器 １８...乗算器 １９，２８...電
流制御器 ２０...キャリア発生部 ２１，２９...Ｐ
ＷＭ制御部 ２２，３０...駆動部 ２４...電圧基
準発生部 ２５...微分器 ２６...電圧制御
部 ２７，３６...加算器 ３１...アンド
回路 ３２，９３， １０１...極性判別器 ３３...タ
イミングパルス発生器 ３４...サンプルホ―ルド部 ３５...極性反転
器 ３７...直流成分検出部 ３８...レベル検
出器 ３９...故障検出部 ４１...フリップ
フロップ回路 ４２...デットタイム検出部 ４３...タイミン
グ同期部 ４４...零電流検出部 ４５...補正制限
部 ９２...電圧レベル判定部 ９５...スイッチ
状態切換部 １０２ ...素子選択部 １０３ ...強
制切換部
電流検出器 ３，９...リアクトル ４，８，８１...ス
イッチ素子 ５，６...コンデンサ（直流電圧） ７...バッテリ― １１...コンデンサ １３...負荷 １４，１７，２３...電圧検出器 １６...電圧
制御器 １８...乗算器 １９，２８...電
流制御器 ２０...キャリア発生部 ２１，２９...Ｐ
ＷＭ制御部 ２２，３０...駆動部 ２４...電圧基
準発生部 ２５...微分器 ２６...電圧制御
部 ２７，３６...加算器 ３１...アンド
回路 ３２，９３， １０１...極性判別器 ３３...タ
イミングパルス発生器 ３４...サンプルホ―ルド部 ３５...極性反転
器 ３７...直流成分検出部 ３８...レベル検
出器 ３９...故障検出部 ４１...フリップ
フロップ回路 ４２...デットタイム検出部 ４３...タイミン
グ同期部 ４４...零電流検出部 ４５...補正制限
部 ９２...電圧レベル判定部 ９５...スイッチ
状態切換部 １０２ ...素子選択部 １０３ ...強
制切換部
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−141673（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−182384（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−372583（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48
Claims (1)
- 【請求項１】 パルス幅変調により直流電圧を交流電圧
に変換し、電流検出器を介して交流電流を出力するイン
バ―タと、交流電流基準と前記電流検出器を介して検出
される前記インバ―タの出力電流を比較して前記交流電
流を制御する電流制御手段を備え、交流電流基準の極性
が変化した時点後の一定期間だけ前記インバ―タの動作
を停止させ、前記一定期間内に前記電流検出器の検出出
力をサンプルホ―ルドし、このサンプルホ―ルド値によ
り前記検出出力の零点を補正する零調手段を設けたこと
を特徴とするＰＷＭインバ―タ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09900594A JP3260033B2 (ja) | 1994-05-13 | 1994-05-13 | Ｐｗｍインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09900594A JP3260033B2 (ja) | 1994-05-13 | 1994-05-13 | Ｐｗｍインバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07308072A JPH07308072A (ja) | 1995-11-21 |
| JP3260033B2 true JP3260033B2 (ja) | 2002-02-25 |
Family
ID=14234914
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09900594A Expired - Fee Related JP3260033B2 (ja) | 1994-05-13 | 1994-05-13 | Ｐｗｍインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3260033B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102007019250B4 (de) * | 2007-04-24 | 2009-06-25 | Phoenixtec Power Co., Ltd. | WS-Stromversorgung und Verfahren zum Steuern des Ausgangsstroms derselben |
| CN105580264B (zh) | 2014-09-05 | 2018-12-21 | 三菱电机株式会社 | 电力变换系统以及电力变换装置 |
| CA3034966C (en) | 2016-09-23 | 2022-11-01 | Wobben Properties Gmbh | Method for generating an alternating current by means of an inverter of a wind turbine |
-
1994
- 1994-05-13 JP JP09900594A patent/JP3260033B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07308072A (ja) | 1995-11-21 |
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