CN105580264B - 电力变换系统以及电力变换装置 - Google Patents

Abstract

电力变换系统具有1个主控的电力变换装置和1个或多个从属的电力变换装置。各电力变换装置具有时刻计数器、和与时刻计数器同步地产生载波的载波发生部。主控的电力变换装置具有：同步数据生成部，其在时刻计数器达到预先确定的值时，生成用于使从属的时刻计数器的值与主控的时刻计数器同步的同步数据；以及通信部，其将同步数据发送至从属。从属的电力变换装置具有：通信部，其接收同步数据；时刻计数器校正处理部，其基于同步数据，对时刻计数器的值进行校正；电流传感器，其对从属的电力变换装置的输出电流进行检测；以及栅极定时调整部，其基于环流电流成分，使从属的电力变换装置的栅极信号的相位提前或延迟。

Description

电力变换系统以及电力变换装置

技术领域

本发明涉及一种电力变换系统，其具有并行运转的多个电力变换装置。

背景技术

在进行PWM(Pulse Width Modulation)半导体电力变换装置的容量扩大的方法中，存在使PWM半导体电力变换装置单体的容量增加的方法，和将多个PWM半导体电力变换装置并联连接而使容量增加的方法。在前者的方法中，由于所使用的半导体设备的容量存在上限，因此容量扩大存在上限。另一方面，在后者的方法中，由于在理论上能够使并联连接台数无限增加，因此存在下述优点，即，只要处于实用范围，则对台数的增加无限制。

但是，在将PWM半导体电力变换装置并联连接而没有特别地提起注意的情况下，各PWM半导体电力变换装置的PWM载波不同步，基于这一状况，在PWM半导体电力变换装置间流动的电流、即所谓的环流电流增加，输出至负载的电流减少。即，PWM半导体电力变换装置的载流量利用率下降。另外，还可能发生以下状况，即，过电流保护功能进行动作而使PWM半导体电力变换装置停止。对此，存在通过将电抗器插入至PWM半导体电力变换装置的输出线从而抑制环流电流的方法，但在设置面积及成本方面不利。因此，要求使并联连接的PWM半导体电力变换装置的PWM载波同步。

鉴于上述情况，本发明人提出了下述PWM半导体电力变换系统，即，通过将1台PWM半导体电力变换装置作为主控，将其他PWM半导体电力变换装置作为从属，从主控的PWM半导体电力变换装置将同步信号发送至从属的PWM半导体电力变换装置，从而使主控的PWM半导体电力变换装置的PWM载波和从属的PWM半导体电力变换装置的PWM载波同步(参照下述的专利文献1)。

另外，已知下述逆变器装置的并行运转电路，即，对基准逆变器装置的输出电流和并行运转的其他逆变器装置的输出电流之间的偏差电流进行检测，以使偏差电流为零的方式，使并行运转的其他逆变器装置的触发、切断信号的定时相对于基准逆变器装置的触发、切断信号提前或延迟(参照下述专利文献2)。

专利文献1：日本专利第5398380号公报

专利文献2：日本特开平1－110062号公报

发明内容

在专利文献1记载的技术中，能够使各PWM半导体电力变换装置的PWM载波同步。但是，在与PWM载波发生部相比位于后级的例如开关元件或驱动开关元件的电路具有个体差异、或由于周围环境而导致的特性变化的情况下，可能不成为完全的同步状态而是产生环流电流，其中，周围环境例如是温度。

在专利文献2记载的技术中，为了对基准逆变器装置的输出电流和并行运转的其他逆变器装置的输出电流之间的偏差电流进行检测，需要与逆变器装置的数量相对应的量的电流传感器。另外，在专利文献2记载的技术中，需要将各电流传感器和调节器连接的配线，成为对逆变器装置的设置造成的限制。另外，在专利文献2记载的技术中，在逆变器装置多于2个的情况下，需要分别求出基准逆变器装置的输出电流和多个逆变器装置的输出电流之间的偏差电流，变得繁琐。

本发明就是鉴于上述情况而提出的，其目的在于，提供能够以简单的结构抑制环流电流的电力变换系统以及电力变换装置。

为了解决上述课题，实现目的，本发明所涉及的电力变换系统具有1个主控的电力变换装置和1个或多个从属的电力变换装置，所述主控的电力变换装置和所述从属的电力变换装置基于通过对同一电压指令值进行PWM调制而得到的栅极信号，将PWM电压并行地输出至1个负载，该电力变换系统的特征在于，所述主控的电力变换装置及所述从属的电力变换装置各自具有：时刻计数器；以及载波发生部，其与所述时刻计数器同步地产生用于对所述电压指令值进行PWM调制的载波，所述主控的电力变换装置具有：同步数据生成部，其在所述主控的电力变换装置的所述时刻计数器达到预先确定的值时，生成用于使所述从属的电力变换装置的所述时刻计数器的值与所述主控的电力变换装置的所述时刻计数器同步的同步数据；以及通信部，其将所述同步数据发送至所述从属的电力变换装置，所述从属的电力变换装置具有：通信部，其从所述主控的电力变换装置接收所述同步数据；时刻计数器校正处理部，其基于预先求出的通信时间、和所述从属的电力变换装置的所述通信部完成所述同步数据的接收的时刻的所述从属的电力变换装置的所述时刻计数器的值，对所述从属的电力变换装置的所述时刻计数器的值进行校正；电流传感器，其对所述从属的电力变换装置的输出侧的电流进行检测；以及栅极定时调整部，其基于由所述电流传感器检测出的电流中的环流电流成分，使所述从属的电力变换装置的所述栅极信号的相位提前或延迟。

发明的效果

根据本发明，能够以简单的结构抑制环流电流，能够提高电力变换装置的载流量利用率。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的电力变换系统的结构的功能框图。

图2是表示半导体电力变换装置所具有的控制装置的功能结构的功能框图。

图3是表示电压指令值、三角波及栅极信号的一个例子的波形图。

图4是说明时刻计数器校正处理的时序图。

图5是说明时刻计数器校正处理的时序图。

图6是说明主控半导体电力变换装置的动作的流程图。

图7是说明从属半导体电力变换装置的动作的流程图。

图8是表示延迟电路、栅极定时调整电路及主电路的结构的功能框图。

图9是表示U相栅极定时调整电路的结构的功能框图。

图10是表示U相主电路的电流的频谱的一个例子的图。

图11是表示其他滤波器电路的一个例子的功能框图。

图12是表示延迟线的延迟时间的图。

图13是表示延迟量调整部的调整方向的图。

图14是说明通过U相栅极定时调整电路而实现的效果的时序图。

图15是说明通过U相栅极定时调整电路而实现的效果的时序图。

图16是说明通过U相栅极定时调整电路而实现的效果的时序图。

图17是说明通过U相栅极定时调整电路而实现的效果的时序图。

图18是表示本发明的实施方式2的半导体电力变换系统的结构的功能框图。

图19是表示半导体电力变换装置的延迟时间的一个例子的图。

图20是表示半导体电力变换装置的调整后的延迟时间的一个例子的图。

具体实施方式

下面，基于附图，对本发明所涉及的半导体电力变换系统及半导体电力变换装置的实施方式进行详细说明。此外，本发明不限定于实施方式。

实施方式1

图1是表示本发明的实施方式1的电力变换系统的结构的功能框图。如图1所示，实施方式1的电力变换系统1具有多个半导体电力变换装置1a、1b及1c。半导体电力变换装置1a、1b及1c例如与电动机等负载2并联连接。半导体电力变换装置1a、1b及1c各自产生用于驱动负载2的PWM电压。

在实施方式1中，半导体电力变换系统1具有3台半导体电力变换装置1a、1b及1c，但不限定于此，也可以具有2台半导体电力变换装置，也可以具有多于3台半导体电力变换装置。

半导体电力变换装置1a经由有线或无线的通信路径4而与上级控制装置3连接。作为近年来广泛使用的半导体电力变换装置，存在下述半导体电力变换装置，即，与用于进行动作设定等的上级控制装置3之间，例如能够以RS－485或USB(Universal Serial Bus)等通信规格进行通信。对半导体电力变换装置1a和上级控制装置3之间的通信路径4的通信规格不特别地限定，但此处假设使用上述的已有的通信手段的通信规格。上级控制装置3将施加于负载2的电压的指令值即电压指令值经由通信路径4而发送至半导体电力变换装置1a。

半导体电力变换装置1a、1b及1c经由有线或无线的通信路径C而彼此连接。对半导体电力变换装置1a、1b及1c间的通信路径C的通信规格不特别地限定，但此处假设使用上述的已有的通信手段的通信规格。半导体电力变换装置1a将从上级控制装置3接收到的电压指令值经由通信路径C而发送至半导体电力变换装置1b及1c。

此外，也可以是，上级控制装置3经由通信路径C而与半导体电力变换装置1a、1b及1c连接，上级控制装置3经由通信路径C，将电压指令值发送至半导体电力变换装置1a、1b及1c。

半导体电力变换装置1a具有控制装置11a、和主电路12a，半导体电力变换装置1b具有控制装置11b、和主电路12b，半导体电力变换装置1c具有控制装置11c、和主电路12c。控制装置11a、11b及11c对从上级控制装置3供给的电压指令值分别进行PWM调制处理，将经过电压指令值的PWM调制处理而得到的栅极信号分别输出。从控制装置11a、11b及11c输出的栅极信号分别输入至主电路12a、12b及12c。主电路12a、12b及12c基于被输入的栅极信号而分别产生供给至负载2的PWM电压。

在实施方式1中，为了抑制环流电流，半导体电力变换装置1b及1c各自进行下述第1控制，即，通过与半导体电力变换装置1a之间进行通信，从而使本半导体电力变换装置的载波的相位与半导体电力变换装置1a的载波的相位同步。另外，半导体电力变换装置1b及1c各自进行下述第2控制，即，基于本半导体电力变换装置的状态，对本半导体电力变换装置的栅极信号的相位进行调整。在实施方式1中，首先说明第1控制，然后说明第2控制。

图2是表示半导体电力变换装置所具有的控制装置的功能结构的功能框图。在图2中，示出半导体电力变换装置1a所具有的控制装置11a、和半导体电力变换装置1b所具有的控制装置11b的功能结构。此外，由于控制装置11b的功能结构和控制装置11c的功能结构相同，因此说明控制装置11b的功能结构，省略控制装置11c的说明。

控制装置11a具有控制器111a、和延迟电路112a。控制器111a具有：作为周期计数器的时刻计数器113a；三角波发生部114a，其产生与时刻计数器113a同步的三角波；以及PWM调制部115a，其基于由三角波发生部114a产生的三角波，对从上级控制装置3输入的电压指令值进行PWM调制，生成栅极信号。

延迟电路112a使从PWM调制部115a输出的栅极信号延迟预先确定的延迟时间，并输出至主电路12a。

由于在控制装置11a内具有延迟电路112a，所以半导体电力变换系统1能够更适当地进行第2控制。另外，关于延迟电路112a的预先确定的延迟时间，在第2控制的说明中进行说明。

控制装置11b具有控制器111b、和栅极定时调整电路112b。控制器111b具有：时刻计数器113b，其是以与时刻计数器113a相同的周期进行计数的周期计数器；三角波发生部114b，其产生与时刻计数器113b同步的三角波；以及PWM调制部115b，其基于由三角波发生部114b产生的三角波，对与输入至PWM调制部115a的电源电压值相同的电压指令值进行PWM调制，生成栅极信号。

控制器111b进行第1控制。另外，栅极定时调整电路112b进行第2控制。

此外，在实施方式1中，PWM调制的载波使用三角波，但在使用除三角波以外的例如锯齿波等载波的情况下，也能够同样地进行第1控制。

首先，说明第1控制。在第1控制的说明中，为了容易理解，假设延迟电路112a的延迟时间及栅极定时调整电路112b的延迟时间均为零。

如上所述，控制装置11a的三角波发生部114a及控制装置11b的三角波发生部114b分别产生与时刻计数器113a及113b同步的三角波。在这里，说明下述情况，即，时刻计数器113a及113b彼此不同步，三角波发生部114a及114b产生彼此不同步的三角波。

图3是表示电压指令值、三角波及栅极信号的一个例子的波形图。在图3中示出：电压指令值20，其被输入至图2所示的控制器111a及111b；三角波21，其由三角波发生部114a生成；栅极信号22，其由PWM调制部115a生成；三角波31，其由三角波发生部114b生成；以及栅极信号32，其由PWM调制部115b生成。

同一电压指令值20被输入至控制器111a及控制器111b。三角波发生部114b所产生的三角波31比三角波发生部114a所产生的三角波21晚Δt。即，三角波21和三角波31处于彼此不同步的状态。由PWM调制部115b生成的栅极信号32比由PWM调制部115a生成的栅极信号22晚Δt。并且，栅极信号32的延迟导致产生栅极信号22的状态和栅极信号32的状态不同的期间。

例如，如果关注图3中所示的三角波21及三角波31左端的1个周期，则在从时刻t2至时刻t3为止的期间，栅极信号22及栅极信号32均为低电平。但是，在从时刻t1至时刻t2为止的期间，栅极信号22为低电平，另一方面，栅极信号32为高电平。另外，在从时刻t3至时刻t4为止的期间，栅极信号22为高电平，另一方面，栅极信号32为低电平。即，在从时刻t1至时刻t2为止的期间以及从时刻t3至时刻t4为止的期间，栅极信号22的状态和栅极信号32的状态不同。

主电路12a所输出的PWM电压是基于栅极信号22而生成的，主电路12b所输出的PWM电压是基于栅极信号32而生成的。在栅极信号22的状态和栅极信号32的状态不同时，从半导体电力变换装置1a输出的PWM电压和从半导体电力变换装置1b输出的PWM电压不同。因此，环流电流在半导体电力变换装置1a和半导体电力变换装置1b之间流动，供给至负载2的电流减少，所以半导体电力变换系统1的载流量利用率下降。即，使半导体电力变换装置1a、1b及1c的栅极信号22及32同步是重要的。

因此，在第1控制中，将半导体电力变换装置1a所具有的时刻计数器113a的值作为基准，使其他2个半导体电力变换装置1b及1c所分别具有的时刻计数器113b与时刻计数器113a同步。基于由时刻计数器113a及113b分别生成的三角波21及31，对电压指令值20进行PWM调制，从而分别生成栅极信号22及32。因此，通过使时刻计数器113b与时刻计数器113a同步，从而能够使半导体电力变换装置1a、1b及1c的栅极信号22及32同步。

具体地说，在时刻计数器113a归零时，半导体电力变换装置1a向半导体电力变换装置1b及1c发送同步数据。半导体电力变换装置1b及1c如果分别接收到同步数据，则基于以下两者的比较，分别对时刻计数器113b的值进行调整，即，预先设定的半导体电力变换装置1a与半导体电力变换装置1b及1c之间的通信分别所耗费的通信时间、和接收到同步数据的时刻的半导体电力变换装置1b及1c所分别具有的时刻计数器113b的值。

为了实现上述处理，控制器111a具有同步数据生成部121、通信时间存储部122、错误检测码生成部123、和同步数据发送部124，控制器111b具有错误检测部131、时刻计数器校正处理部132、和同步数据接收部133。此外，在以下的说明中，有时也将半导体电力变换装置1a称为主控半导体电力变换装置，将半导体电力变换装置1b及1c称为从属半导体电力变换装置。

通信时间存储部122存储有主控半导体电力变换装置1a和从属半导体电力变换装置1b之间的通信时间以及主控半导体电力变换装置1a和从属半导体电力变换装置1c之间的通信时间。

在时刻计数器113a归零时，同步数据生成部121生成分别发送至从属半导体电力变换装置1b及1c的2个同步数据。在被发送至从属半导体电力变换装置1b的同步数据中，记述有存储在通信时间存储部122中的、主控半导体电力变换装置1a和从属半导体电力变换装置1b之间的通信时间。另外，在被发送至从属半导体电力变换装置1c的同步数据中，记述有存储在通信时间存储部122中的、主控半导体电力变换装置1a和从属半导体电力变换装置1c之间的通信时间。

错误检测码生成部123生成将由同步数据生成部121生成的2个同步数据作为对象的2个错误检测码，将所生成的2个错误检测码分别赋予给2个同步数据。此外，关于错误检测码的种类，不特别地限定，但例如也可以是校验和或CRC(Cyclic Redundancy Check)等。同步数据发送部124是用于将被赋予了错误检测码的2个同步数据经由通信路径C而分别发送至从属半导体电力变换装置1b及1c的通信接口。同步数据发送部124还具有下述功能，即，接收从上级控制装置3供给的电压指令值，将所接收到的电压指令值发送至PWM调制部115a，并且发送至从属半导体电力变换装置1b及1c。

同步数据接收部133是用于接收从主控半导体电力变换装置1a发送来的同步数据的通信接口。同步数据接收部133还具有下述功能，即，从主控半导体电力变换装置1a接收电压指令值，将所接收到的电压指令值发送至PWM调制部115b。错误检测部131基于被赋予给所接收到的同步数据的错误检测码，进行同步数据的错误检测。

时刻计数器校正处理部132从由错误检测部131判定为无误的同步数据中读取通信时间。然后，时刻计数器校正处理部132执行时刻计数器校正处理，该时刻计数器校正处理是下述处理，即，对通信时间、和同步数据接收完成时的时刻计数器113b的值进行比较，基于比较结果，将时刻计数器113b的值向时刻提前方向或时刻回退方向进行校正。

此外，在上述说明中，将主控半导体电力变换装置1a与从属半导体电力变换装置1b及1c之间的通信所耗费的时间称为通信时间。但是，时刻计数器校正处理部132是对通信时间和同步数据接收完成时的时刻计数器113b的值进行比较。因此，严格地说，通信时间指从时刻计数器113a归零的时刻起至从属半导体电力变换装置1b及1c完成同步数据的接收为止的时间。

此外，通过对上述通信时间的定义进行变更，从而能够对时刻计数器校正处理部132读取时刻计数器113b的值的读取定时进行变更。例如，通过将通信时间的结束点的定义变更为从完成同步数据的接收起t秒后，从而时刻计数器校正处理部132不需要在完成同步数据的接收后立即读取时刻计数器113b，在从完成同步数据的接收起进一步经过t秒后读取时刻计数器113b即可。

图4及图5是说明时刻计数器校正处理的时序图。图4是表示从属半导体电力变换装置的时刻计数器与主控半导体电力变换装置的时刻计数器相比提前的情况的图，图5是表示从属半导体电力变换装置的时刻计数器与主控半导体电力变换装置的时刻计数器相比延迟的情况的图。

如图4所示，时刻计数器113a的值40及时刻计数器113b的值50以同一周期tint重复进行归零。在时刻计数器113a的值40归零时，在主控半导体电力变换装置1a和从属半导体电力变换装置1b之间进行通信处理com，同步数据被从主控半导体电力变换装置1a发送至从属半导体电力变换装置1b。从属半导体电力变换装置1b在从时刻计数器113a归零起经过通信时间tcom后的定时51，完成同步数据的接收。

在主控半导体电力变换装置1a的时刻计数器113a和从属半导体电力变换装置1b的时刻计数器113b同步的情况下，在从属半导体电力变换装置1b完成同步数据的接收的定时51，时刻计数器113b的值成为与tcom相同的值。

另一方面，如图4所示，在从属半导体电力变换装置1b的时刻计数器113b与主控半导体电力变换装置1a的时刻计数器113a相比提前的情况下，在从属半导体电力变换装置1b完成同步数据的接收的定时51，时刻计数器113b的值呈现为比tcom大的值即ts1。因此，时刻计数器校正处理部132在时刻计数器113b下次归零后，在进一步经过了ts1和tcom的差值即tc1时，使时刻计数器113b再次归零。

由此，从属半导体电力变换装置1b的时刻计数器113b以此前提前的量得到回退，从而与主控半导体电力变换装置1a的时刻计数器113a同步。

下面，如图5所示，在从属半导体电力变换装置1b的时刻计数器113b与主控半导体电力变换装置1a的时刻计数器113a相比延迟的情况下，在从属半导体电力变换装置1b完成同步数据的接收的定时51，时刻计数器113b的值呈现为比tcom小的值即ts2。因此，时刻计数器校正处理部132与时刻计数器113b下次归零的预定时刻相比早ts2和tcom的差值即tc2而使时刻计数器113b归零。

由此，从属半导体电力变换装置1b的时刻计数器113b以此前延迟的量得到提前，从而与主控半导体电力变换装置1a的时刻计数器113a同步。

此外，从属半导体电力变换装置1c在接收到同步数据时，与从属半导体电力变换装置1b同样地，基于以下两者的比较，对从属半导体电力变换装置1c所具有的时刻计数器的值进行校正，即，主控半导体电力变换装置1a与从属半导体电力变换装置1c之间的通信时间、和接收到同步数据的时刻的从属半导体电力变换装置1c所具有的时刻计数器的值。

下面，使用图6及图7，说明实施方式1的半导体电力变换系统的同步动作。图6是说明主控半导体电力变换装置的动作的流程图。图7是说明从属半导体电力变换装置的动作的流程图。

参照图6，首先，在步骤S1中，主控半导体电力变换装置1a进行下述等候处理，即，等候用于使从属半导体电力变换装置1b与主控半导体电力变换装置1a同步的动作的开始。如果时刻计数器113a归零而产生时刻计数器归零中断，则在步骤S2中，主控半导体电力变换装置1a开始用于发送同步数据的中断处理，即时刻计数器归零中断处理。然后，在步骤S3中，同步数据生成部121从通信时间存储部122读取与从属半导体电力变换装置1b之间的通信时间及与从属半导体电力变换装置1c之间的通信时间，生成分别包含所读取出的2个通信时间在内的2个同步数据。

然后，在步骤S4中，错误检测码生成部123生成针对2个同步数据的2个错误检测码，将所生成的2个错误检测码分别赋予给2个同步数据。然后，在步骤S5中，同步数据发送部124开始将被赋予了错误检测码的2个同步数据向从属半导体电力变换装置1b及1c发送。在步骤S6中，同步数据发送部124结束同步数据的发送。然后，主控半导体电力变换装置1a转移至步骤S1，成为直至发生接下来的时刻计数器归零中断为止进行等候的状态。

参照图7，首先，在步骤S11中，从属半导体电力变换装置1b进行下述等候处理，即，等候用于使从属半导体电力变换装置1b与主控半导体电力变换装置1a同步的动作的开始。然后，在步骤S12中，同步数据接收部133开始同步数据的接收。如果同步数据的接收完成而产生同步数据接收完成中断，则在步骤S13中，同步数据接收部133执行同步数据接收完成中断处理。然后，在步骤S14中，时刻计数器校正处理部132读取从属半导体电力变换装置1b的时刻计数器113b、即从属时刻计数器113b的值ts。

然后，在步骤S15中，错误检测部131基于被赋予给所接收到的同步数据的错误检测码，判定在所接收到的同步数据中是否存在错误。在步骤S15中为存在错误的情况、即步骤S15为Yes的情况下，从属半导体电力变换装置1b转移至步骤S11，直至接收接下来的同步数据为止进行等候。

在步骤S15中为无错误的情况、即步骤S15为No的情况下，在步骤S16中，时刻计数器校正处理部132判定时刻计数器113b的值ts和记述在同步数据中的通信时间tcom是否相同、即是否ts＝tcom。

在步骤S16中为时刻计数器113b的值ts和通信时间tcom相同的情况、即步骤S16为Yes的情况下，时刻计数器113a和时刻计数器113b同步、即主控半导体电力变换装置1a和从属半导体电力变换装置1b同步。因此，从属半导体电力变换装置1b转移至步骤S11，直至接收接下来的同步数据为止进行等候。

另一方面，在步骤S16中为时刻计数器113b的值ts和通信时间tcom不相同的情况、即步骤S16为No的情况下，时刻计数器113a和时刻计数器113b不同步。即，主控半导体电力变换装置1a和从属半导体电力变换装置1b不同步。因此，在步骤S17中，时刻计数器校正处理部132进一步判定时刻计数器113b的值ts是否比通信时间tcom大、即是否ts＞tcom。

在步骤S17中为时刻计数器113b的值ts比通信时间tcom大的情况、即步骤S17为Yes的情况下，时刻计数器113b与时刻计数器113a相比提前。因此，在步骤S18中，时刻计数器校正处理部132使时刻计数器113b执行将时刻回退的方向的校正处理、即时刻回退方向校正处理。

另一方面，在步骤S17中为时刻计数器113b的值ts比通信时间tcom小的情况、即步骤S17为No的情况下，时刻计数器113b与时刻计数器113a相比延迟。因此，在步骤S19中，时刻计数器校正处理部132使时刻计数器113b执行将时刻提前的方向的校正处理、即时刻提前方向校正处理。

从属半导体电力变换装置1b在步骤S18或步骤S19的处理后转移至步骤S11，直至接收接下来的同步数据为止进行等候。

此外，在上述说明中，假设为通信时间存储部122、即主控半导体电力变换装置1a存储有通信时间。但是，也可以删除通信时间存储部122，从属半导体电力变换装置1b及1c各自具有通信时间存储部，该通信时间存储部存储从主控半导体电力变换装置1a向本半导体电力变换装置1b及1c的同步数据的通信所需要的通信时间。即，主控半导体电力变换装置1a将不包含通信时间的同步数据发送至从属半导体电力变换装置1b及1c，从属半导体电力变换装置1b及1c各自对所存储的通信时间和本半导体电力变换装置1b及1c的时刻计数器113b的值进行比较即可。另外，在将同步数据的大小构成为可变等、设想到通信时间会变化的情况下，也可以是同步数据生成部121针对每个同步数据，基于同步数据的大小或同步数据的收发前后所需要的处理时间等，计算在同步数据中记述的通信时间。

另外，记述在同步数据中的通信时间也可以不以与时刻计数器113a及113b的计数值相同的单位表示。在通信时间的单位和计数值的单位不同的情况下，时刻计数器校正处理部132以使从所接收到的同步数据中读取出的通信时间的单位变得等于计数值的单位的方式，对通信时间进行变换，基于变换后的通信时间而进行时刻计数器113b的校正即可。

另外，假设为时刻计数器113a及113b是周期计数器，在时刻计数器113a归零时生成同步数据。但是，生成同步数据的定时也可以不是时刻计数器113a归零的定时。例如，也可以是同步数据生成部121在时刻计数器113a达到预先确定的值时生成同步数据，时刻计数器校正处理部132基于以下两者的差值，对时刻计数器113b进行校正，即，通信时间和从同步数据接收部133完成同步数据的接收的时刻的时刻计数器113b的值减去预先确定的值而得到的值。另外，时刻计数器113a及113b也可以不是周期计数器，而是长时间持续进行累加或递减的计数器。另外，从得到良好的计数精度的角度出发，时刻计数器113a及113b优选由硬件实现，但也可以由软件实现。

另外，假设为同步数据发送部124及同步数据接收部133接收从上级控制装置3供给的电压指令值，将所接收到的电压指令值分别发送至PWM调制部115a及PWM调制部115b。但是，控制器111a及111b也可以设为下述结构，即，将用于电压指令值的收发的通信功能部和用于同步数据的收发的通信功能部分开。

如上所述，根据第1控制，主控半导体电力变换装置1a在本半导体电力变换装置1a所具有的时刻计数器113a达到预先确定的值时，生成被赋予了错误检测码的2个同步数据，并分别发送至从属半导体电力变换装置1b及1c。然后，从属半导体电力变换装置1b及1c各自基于被赋予给所接收到的同步数据的错误检测码，进行所接收到的同步数据的错误检测。在这里，在所接收到的同步数据中未检测出错误的情况下，从属半导体电力变换装置1b及1c基于完成同步数据的接收的时刻的本半导体电力变换装置1b及1c所具有的时刻计数器113b的值和预先计算出的同步数据的通信时间，对本半导体电力变换装置1b及1c所具有的时刻计数器113b的值进行校正。因此，由于在时刻计数器113a达到预先确定的值的时刻进行同步处理，所以即使半导体电力变换系统1使用数据收发速度慢的通信路径C，也不影响同步精度。即，半导体电力变换系统1能够使用低速且廉价的通信路径C。并且，由于半导体电力变换系统1在因噪声等而发生了数据转送错误的情况下不进行同步处理，因此不会因为噪声的影响而在错误的定时进行同步，能够降低所要求的噪声对策水平。即，半导体电力变换系统1能够以尽可能简单的结构且尽可能不受噪声影响地使多个半导体电力变换装置彼此同步而进行动作。

根据上述第1控制，能够使半导体电力变换装置1a、1b及1c的时刻计数器113a及113b同步。但是，在与时刻计数器113a及113b相比位于后级的电路，有时存在使开关元件的通断定时同步受损的因素。例如，在主电路12a、12b及12c内的开关元件或驱动开关元件的电路可能存在个体差异，或者产生由于周围环境而导致的特性变化，其中，周围环境例如是温度。在存在个体差异或特性变化的情况下，由于个体差异或特性变化的影响，开关元件的通断定时同步受损，产生环流电流。

因此，在第2控制中，从属半导体电力变换装置1b及1c各自基于本半导体电力变换装置1b及1c的状态，对供给至主电路12b及12c的栅极信号的定时进行调整。半导体电力变换装置1b及1c各自以预先确定的周期重复执行在下面说明的第2控制。

图8是表示延迟电路、栅极定时调整电路及主电路的结构的功能框图。在图8中，示出延迟电路112a、主电路12a、栅极定时调整电路112b及主电路12b中的U相部分。

此外，在半导体电力变换系统1是单相输出的系统的情况下，延迟电路112a、主电路12a、栅极定时调整电路112b及主电路12b还具有V相部分的电路，但V相部分的电路结构与U相部分的电路相同。另外，在半导体电力变换系统1为3相输出的系统的情况下，延迟电路112a、主电路12a、栅极定时调整电路112b及主电路12b还具有V相部分及W相部分的电路，但V相部分及W相部分的电路结构与U相部分的电路结构相同。

图1所示的主控半导体电力变换装置1a的U相主电路12au具有在高电位侧的直流电力母线P和低电位侧的直流电力母线N之间串联连接的2个开关元件12au1及12au2。直流电力从直流电源5供给至高电位侧的直流电力母线P和低电位侧的直流电力母线N之间。

用于续流的二极管12au3与开关元件12au1反向并联连接。用于续流的二极管12au4与开关元件12au2反向并联连接。

开关元件12au1和开关元件12au2的连接点经由输出线12au5而与负载2连接。输出线12au5具有电感成分Lm。此外，电感成分Lm是输出线12au5所具有的成分，不是电路元件。

将高电位侧的栅极信号G0p及低电位侧的栅极信号G0n从控制器111a供给至U相延迟电路112au。U相延迟电路112au将使栅极信号G0p及G0n分别延迟预先确定的延迟时间后的高电位侧的栅极信号G1p及低电位侧的栅极信号G1n，分别供给至开关元件12au1的栅极端子及开关元件12au2的栅极端子。

图1所示的从属半导体电力变换装置1b的U相主电路12bu具有在高电位侧的直流电力母线P和低电位侧的直流电力母线N之间串联连接的2个开关元件12bu1及12bu2。

用于续流的二极管12bu3与开关元件12bu1反向并联连接。用于续流的二极管12bu4与开关元件12bu2反向并联连接。

开关元件12bu1和开关元件12bu2的连接点经由输出线12bu5而与负载2连接。输出线12bu5具有电感成分Ls。此外，电感成分Ls是输出线12bu5所具有的成分，不是电路元件。

在输出线12bu5，设置有对流过输出线12bu5的电流Is进行检测的电流传感器12bu6。电流传感器12bu6所检测的电流Is的方向是从U相主电路12bu朝向负载2及U相主电路12au的方向。

将高电位侧的栅极信号G2p及低电位侧的栅极信号G2n从控制器111b供给至U相栅极定时调整电路112bu。U相栅极定时调整电路112bu基于由电流传感器12bu6检测出的电流Is，将对栅极信号G2p及G2n分别向时刻提前方向或时刻回退方向进行定时调整后的高电位侧的栅极信号G3p及低电位侧的栅极信号G3n，分别供给至开关元件12bu1的栅极端子及开关元件12bu2的栅极端子。

图9是表示U相栅极定时调整电路的结构的功能框图。如图9所示，U相栅极定时调整电路112bu具有带通滤波器112bu1、正侧阈值保存部112bu2、负侧阈值保存部112bu3、比较器112bu4及112bu5、锁存器112bu6及112bu7、延迟量调整部112bu8、和延迟线112bu9及112bu10。

带通滤波器112bu1去除电流Is中的、噪声成分及从U相主电路12bu向负载2的负载电流成分，使环流电流成分通过，并供给至比较器112bu4的非反相输入端子及比较器112bu5的反相输入端子。

图10是表示U相主电路的电流的频谱的一个例子的图。如图10所示，U相主电路12bu的电流Is在低频区域具有负载电流成分60，在中频区域具有环流电流成分61，在高频区域具有噪声成分62。负载电流成分60的频率是从0Hz至1kHz左右。噪声成分62的频率是比几百kHz高的频率。

在主控半导体电力变换装置1a的通断定时和从属半导体电力变换装置1b的通断定时一致的情况下，电流Is的电流变化是向负载2流动的通常的电流变化。主控半导体电力变换装置1a的通断定时和从属半导体电力变换装置1b的通断定时一致的情况下的电流变化的值，由直流电力母线P与直流电力母线N之间的电压、和负载2的电感确定。主控半导体电力变换装置1a的通断定时和从属半导体电力变换装置1b的通断定时一致的情况下的电流变化，与主控半导体电力变换装置1a的通断定时和从属半导体电力变换装置1b的通断定时不一致的情况下的环流电流的变化相比较为缓慢，频率较低。

因此，带通滤波器112bu1去除负载电流成分60及噪声成分62，使环流电流成分61通过。由此，带通滤波器112bu1能够仅将环流电流成分61供给至比较器112bu4及112bu5，能够提高栅极定时调整的精度。

此外，U相栅极定时调整电路112bu也可以具有其他电路而取代带通滤波器112bu1。图11是表示其他滤波器电路的一个例子的功能框图。图11所示的滤波器电路70具有：低通滤波器71，其去除电流Is中的高频成分；以及微分要素72，其通过对低通滤波器71的输出进行微分，从而去除低频成分。

再次参照图9，正侧阈值保存部112bu2将对于电流Is的环流电流成分来说所容许的正侧的阈值供给至比较器112bu4的反相输入端子。负侧阈值保存部112bu3将对于电流Is的环流电流成分来说所容许的负侧的阈值供给至比较器112bu5的非反相输入端子。

比较器112bu4对供给至非反相输入端子的电流Is的环流电流成分的振幅、和供给至反相输入端子的正侧的阈值进行比较。然后，如果电流Is的环流电流成分的振幅超过正侧的阈值，则比较器112bu4将高电平的信号供给至锁存器112bu6，如果电流Is的环流电流成分的振幅未超过正侧的阈值，则比较器112bu4将低电平的信号供给至锁存器112bu6。

比较器112bu5对供给至非反相输入端子的负侧的阈值、和供给至反相输入端子的电流Is的环流电流成分的振幅进行比较。然后，如果负侧的阈值超过电流Is的环流电流成分的振幅，则比较器112bu5将高电平的信号供给至锁存器112bu7，如果负侧的阈值未超过电流Is的环流电流成分的振幅，则比较器112bu5将低电平的信号供给至锁存器112bu7。

锁存器112bu6与时钟信号同步而进行动作，将比较器112bu4的输出信号保持一定时间。锁存器112bu7与时钟信号同步而进行动作，将比较器112bu5的输出信号保持一定时间。

延迟量调整部112bu8基于从锁存器112bu6及112bu7供给的信号，对延迟线112bu9及112bu10的延迟时间进行控制。

在这里，如果将延迟线112bu9及112bu10可取的延迟时间设为从0至T，则在初始时，延迟量调整部112bu8将延迟线112bu9及112bu10的延迟时间控制为T的一半。此外，初始时的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间也可以不限定为T的一半，而是从0至T为止的范围的其他值。

图12是表示延迟线的延迟时间的图。通过将初始时的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间设为T的一半，从而延迟量调整部112bu8能够将延迟线112bu9及112bu10的延迟时间向时间提前方向80的方向以T的一半的调整幅度进行调整，还能够将延迟线112bu9及112bu10的延迟时间向时间延迟方向81的方向以T的一半的调整幅度进行调整。

图8的U相延迟电路112au的预先确定的延迟时间确定为与初始时的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间相同的时间即可。由此，能够使初始时的栅极信号G1p及G1n的相位与栅极信号G3p及G3n的相位相匹配。

图13是表示延迟量调整部的调整方向的图。如图13的表80的第1行所示，在栅极信号G3p从低电平变为高电平时，电流Is的环流电流成分的增加方向为正方向，所谓电流Is的环流电流成分的振幅超过正侧的阈值的情况，是U相主电路12bu的输出电压Vs与U相主电路12au的输出电压Vm相比过早地变为高电平的状态。因此，延迟量调整部112bu8向使栅极信号G3p及G3n的相位延迟的方向，对延迟线112bu9及112bu10进行控制。即，延迟量调整部112bu8以使延迟线112bu9及112bu10的延迟时间增加的方式，对延迟线112bu9及112bu10进行控制。

因此，延迟量调整部112bu8能够使U相主电路12bu的输出电压Vs变为高电平的定时接近于U相主电路12au的输出电压Vm变为高电平的定时。由此，延迟量调整部112bu8能够减小电流Is的环流电流成分。

如前所述，U相栅极定时调整电路112bu以预先确定的周期，重复执行栅极定时调整动作。因此，栅极定时调整电路112bu能够使电流Is的环流电流成分渐渐变小。

此外，可以想到，将延迟量调整部112bu8使延迟线112bu9及112bu10的延迟时间增加或减少的幅度设为预先确定的一定时间。另外，也可以想到，电流Is的环流电流成分的振幅变得越大，则幅度越增加。由于在增加预先确定的一定时间的方法中，能够可靠地使环流电流朝着收敛方向变化，因此可以想到，在半导体电力变换装置的台数多的情况、例如半导体电力变换装置的台数超过2台的情况下是有效的。另一方面，在电流Is的环流电流成分的振幅变得越大则增加幅度越增加的方法中，能够缩短环流电流的收敛时间，另一方面，也可以想到的是，环流电流可能发散，因此在半导体电力变换装置的台数少的情况、例如半导体电力变换装置的台数为2台的情况下，能够缩短环流电流的收敛时间，且能够抑制环流电流发散的可能性，是有效的。

另外，如图13的表80的第2行所示，在栅极信号G3p从低电平变为高电平时，电流Is的环流电流成分的增加方向为负方向，所谓电流Is的环流电流成分的振幅超过负侧的阈值的情况，是U相主电路12bu的输出电压Vs与U相主电路12au的输出电压Vm相比过晚地变为高电平的状态。因此，延迟量调整部112bu8向将栅极信号G3p及G3n的相位提前的方向，对延迟线112bu9及112bu10进行控制。即，延迟量调整部112bu8以使延迟线112bu9及112bu10的延迟时间减少的方式，对延迟线112bu9及112bu10进行控制。

因此，延迟量调整部112bu8能够使U相主电路12bu的输出电压Vs变为高电平的定时接近于U相主电路12au的输出电压Vm变为高电平的定时。由此，延迟量调整部112bu8能够减小电流Is的环流电流成分。

另外，如图13的表80的第3行所示，在栅极信号G3p从高电平变为低电平时，电流Is的环流电流成分的增加方向为正方向，所谓电流Is的环流电流成分的振幅超过正侧的阈值的情况，是U相主电路12bu的输出电压Vs与U相主电路12au的输出电压Vm相比过晚地变为低电平的状态。因此，延迟量调整部112bu8向将栅极信号G3p及G3n的相位提前的方向，对延迟线112bu9及112bu10进行控制。即，延迟量调整部112bu8以使延迟线112bu9及112bu10的延迟时间减少的方式，对延迟线112bu9及112bu10进行控制。

因此，延迟量调整部112bu8能够使U相主电路12bu的输出电压Vs变为低电平的定时接近于U相主电路12au的输出电压Vm变为低电平的定时。由此，延迟量调整部112bu8能够减小电流Is的环流电流成分。

另外，如图13的表80的第4行所示，在栅极信号G3p从高电平变为低电平时，电流Is的环流电流成分的增加方向为负方向，所谓电流Is的环流电流成分的振幅超过负侧的阈值的情况，是U相主电路12bu的输出电压Vs与U相主电路12au的输出电压Vm相比过早地变为低电平的状态。因此，延迟量调整部112bu8向将栅极信号G3p及G3n的相位延迟的方向，对延迟线112bu9及112bu10进行控制。即，延迟量调整部112bu8以使延迟线112bu9及112bu10的延迟时间增加的方式，对延迟线112bu9及112bu10进行控制。

因此，延迟量调整部112bu8能够使U相主电路12bu的输出电压Vs变为低电平的定时接近于U相主电路12au的输出电压Vm变为低电平的定时。由此，延迟量调整部112bu8能够减小电流Is的环流电流成分。

图14至图17是说明通过U相栅极定时调整电路而实现的效果的时序图。在图14中，U相主电路12bu的输出电压91从低电平向高电平的变化定时比U相主电路12au的输出电压90从低电平向高电平的变化定时晚，电流Is的环流电流成分92在负方向上流动。

在这里，在接下来的通断定时，如图15所示，U相栅极定时调整电路112bu如果将栅极信号G3p及G3n的定时以时间t11提前，则开关元件12bu1及12bu2的通断定时也以时间t11提前。由此，U相栅极定时调整电路112bu能够使U相主电路12bu的输出电压94从低电平向高电平的变化定时接近于U相主电路12au的输出电压93从低电平向高电平的变化定时，能够使电流Is的环流电流成分95减少。

如前所述，U相栅极定时调整电路112bu以预先确定的周期，重复执行栅极定时调整动作。因此，栅极定时调整电路112bu能够使电流Is的环流电流成分95渐渐变小。

在图16中，U相主电路12bu的输出电压97从低电平向高电平的变化定时比U相主电路12au的输出电压96从低电平向高电平的变化定时早，电流Is的环流电流成分98在正方向上流动。

在这里，在接下来的通断定时，如图17所示，U相栅极定时调整电路112bu如果使栅极信号G3p及G3n的定时以时间t12延迟，则开关元件12bu1及12bu2的通断定时也以时间t12延迟。由此，U相栅极定时调整电路112bu能够使U相主电路12bu的输出电压100从低电平向高电平的变化定时接近于U相主电路12au的输出电压99从低电平向高电平的变化定时，能够使电流Is的环流电流成分101减少。

如前所述，U相栅极定时调整电路112bu以预先确定的周期，重复执行栅极定时调整动作。因此，U相栅极定时调整电路112bu能够使电流Is的环流电流成分101渐渐变小。

根据上述第2控制，从属半导体电力变换装置1b及1c能够基于本半导体电力变换装置的环流电流，对开关元件12bu1及12bu2的通断定时进行调整。由此，从属半导体电力变换装置1b及1c能够抑制本半导体电力变换装置的环流电流。

从属半导体电力变换装置1b及1c各自能够单独地进行第2控制，而不与其他半导体电力变换装置进行通信。因此，第2控制不会产生配线的绕引等限制。另外，第2控制也不需要计算半导体电力变换装置间的电流的差值。另外，第2控制也不需要在主控半导体电力变换装置1a具有电流传感器。

即使单独进行第1控制及第2控制各自，也具有上述效果。但是，在单独进行第1控制的情况下，在与时刻计数器113a及113b相比位于后级的电路存在使开关元件的通断定时同步受损的因素的情况下，难以对环流电流进行抑制。在与时刻计数器113a及113b相比位于后级的电路存在使开关元件的通断定时同步受损的因素的情况是指，例如在开关元件12au1、12au2、12bu1及12bu2或者驱动这些开关元件的电路存在个体差异，或者产生由于周围环境而导致的特性变化，其中，周围环境例如是温度。

另外，在单独进行第2控制的情况下，如果开关元件12au1、12au2、12bu1及12bu2的通断定时的偏离量小，则可以想到，能够使环流电流渐渐减少而抑制环流电流。但是，如果开关元件12au1、12au2、12bu1及12bu2的通断定时的偏离量大，则可以想到，有可能无法使环流电流减少，而是使环流电流发散。

因此，图1所示的半导体电力变换系统1通过第1控制和第2控制的结合，从而能够实现第1控制单独或第2控制单独所不能得到的、相辅相成的效果。

即，半导体电力变换系统1能够通过第1控制，从而使三角波发生部114a的相位和三角波发生部114b的相位同步。由此，半导体电力变换系统1能够对开关元件12au1、12au2、12bu1及12bu2的通断定时的偏离量进行抑制。并且，半导体电力变换系统1在进行第2控制时，由于通过第1控制而对开关元件12au1、12au2、12bu1及12bu2的通断定时的偏离量进行抑制，因此实现下述相辅相成的效果，即，抑制环流电流，而不使其发散。

此外，在实施方式1中，对于开关元件12au1、12au2、12bu1及12bu2以及二极管12au3、12au4、12bu3及12bu4，通常，使用将硅(Si：Silicon)作为材料的Si类半导体是主流，但也可以使用将碳化硅(SiC：Silicon carbide)或氮化镓(GaN)、金刚石作为材料的宽带隙半导体。

由宽带隙半导体形成的开关元件及二极管的耐电压性高，容许电流密度也高。因此，能够实现更小型化的功率半导体模块，通过使用小型化的功率半导体模块，从而能够实现半导体电力变换装置1a、1b及1c的小型化。

另外，由宽带隙半导体形成的开关元件及二极管的耐热性也高。因此，能够实现半导体电力变换装置1a、1b及1c的散热器的散热鳍片的小型化，所以能够实现半导体电力变换装置1a、1b及1c的进一步小型化。

并且，由宽带隙半导体形成的开关元件及二极管的电力损耗低。因此，能够实现开关元件及二极管的高效化，进而能够实现功率半导体模块及半导体电力变换装置1a、1b及1c的高效化。

在开关元件12au1、12au2、12bu1及12bu2以及二极管12au3、12au4、12bu3及12bu4由宽带隙半导体形成的情况下，由于通断速度快，因此能够提高载波的频率。因此，能够提高栅极定时调整电路112b的定时调整分辨率，能够实现更高精度的并行运转。

另外，也可以是半导体电力变换装置1a、1b及1c各自具有控制器111a、延迟电路112a、控制器111b及栅极定时调整电路112b全体。并且，也可以是半导体电力变换装置1a、1b及1c各自基于机械式开关或电气信号等而被设定为主控或从属。半导体电力变换装置1a、1b及1c各自如果被设定为主控，则使控制器111a及延迟电路112a进行动作。此外，半导体电力变换装置1a、1b及1c各自如果被设定为从属，则使控制器111b及栅极定时调整电路112b进行动作。

由此，仅制造1个种类的半导体电力变换装置，即能够实现半导体电力变换系统1。由此，能够实现部件的共通化、制造工序的共通化、库存管理的容易化，能够实现成本降低。

实施方式2

图18是表示本发明的实施方式2的半导体电力变换系统的结构的功能框图。在实施方式2中，主控半导体电力变换装置1a的控制装置11a具有控制器111a、延迟线116a、和延迟时间调整部117a。延迟线116a与从属半导体电力变换装置1b及1c的延迟线112bu9及112bu10(参照图9)同样地，可取从0至T为止的延迟时间。延迟线116a的延迟时间在初始时设定为T的一半。

从属半导体电力变换装置1b及1c的栅极定时调整电路112b在预先确定的定时或以预先确定的周期，将本半导体电力变换装置的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间发送至通信部133b。通信部133b将从栅极定时调整电路112b接收到的延迟时间经由通信路径C而发送至主控半导体电力变换装置1a的通信部124a。通信部124a将从从属半导体电力变换装置1b及1c分别接收到的延迟时间发送至延迟时间调整部117a。延迟时间调整部117a进而在预先确定的定时或以预先确定的周期，从延迟线116a接收延迟时间。

延迟时间调整部117a在预先确定的定时或以预先确定的周期，对主控半导体电力变换装置1a的延迟线116a的延迟时间、以及从属半导体电力变换装置1b及1c各自的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间进行调整。

图19是表示半导体电力变换装置的延迟时间的一个例子的图。主控半导体电力变换装置1a的延迟线116a的延迟时间110设定为T的一半。从属半导体电力变换装置1b的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间111由栅极定时调整电路112b设定为大于主控半导体电力变换装置1a的延迟线116a的延迟时间110。从属半导体电力变换装置1c的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间112由栅极定时调整电路112b设定为小于主控半导体电力变换装置1a的延迟线116a的延迟时间110。

在这里，从属半导体电力变换装置1b的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间111设定得远大于主控半导体电力变换装置1a的延迟时间110。因此，余量113变得非常少，其中，该余量113是指能够将从属半导体电力变换装置1b的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间111进一步增多的余量。即，从属半导体电力变换装置1b的延迟线112bu9及112bu10的调整余地变得非常少。

另一方面，从属半导体电力变换装置1c的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间112设定得稍微小于主控半导体电力变换装置1a的延迟时间110。因此，余量114变得大于余量113，其中，该余量114是指能够将从属半导体电力变换装置1c的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间112进一步减少的余量。即，从属半导体电力变换装置1c的延迟线112bu9及112bu10的调整余地变大。

因此，延迟时间调整部117a以使半导体电力变换装置1a、1b及1c中的调整余量最少的半导体电力变换装置的调整余量增加的方式，决定将半导体电力变换装置1a、1b及1c的全部的延迟时间减少或增多的调整幅度。延迟时间调整部117a如果决定了调整幅度，则对延迟线116a的延迟时间进行调整，并且将调整幅度发送至从属半导体电力变换装置1b及1c。从属半导体电力变换装置1b及1c各自的栅极定时调整电路112b基于从主控半导体电力变换装置1a接收到的调整幅度，对本半导体电力变换装置的延迟线112bu9及112bu10的延迟时间进行调整。

图20是表示半导体电力变换装置的调整后的延迟时间的一个例子的图。在前边说明的图19中，余量113变得非常少，其中，该余量113是指能够将从属半导体电力变换装置1b的延迟时间111进一步增多的余量。因此，延迟时间调整部117a以使半导体电力变换装置1a、1b及1c各自的延迟时间减少的方式，决定调整幅度115。

主控半导体电力变换装置1a的延迟时间110以调整幅度115减少。同样地，从属半导体电力变换装置1b的延迟时间111也以调整幅度115减少。结果，余量116成为将调整幅度115与调整前的余量113相加所得到的值，其中，该余量116是指能够将从属半导体电力变换装置1b的延迟时间111增多的余量。

另外，从属半导体电力变换装置1c的延迟时间112也以调整幅度115减少。结果，余量117成为从调整前的余量114减去调整幅度115所得到的值，其中，该余量117是指能够将从属半导体电力变换装置1c的延迟时间112进一步减少的余量。

此外，延迟时间调整部117a能够以下述方式决定调整幅度，即，使将半导体电力变换装置1a、1b及1c中的延迟时间最多的半导体电力变换装置的延迟时间进一步增多的调整余量、和将半导体电力变换装置1a、1b及1c中的延迟时间最少的半导体电力变换装置的延迟时间进一步减少的调整余量相同。

参照图20，延迟时间调整部117a能够以下述方式决定调整幅度115，即，使将半导体电力变换装置1a、1b及1c中的延迟时间最多的半导体电力变换装置1b的延迟时间111进一步增多的调整余量116、和将半导体电力变换装置1a、1b及1c中的延迟时间最少的半导体电力变换装置1c的延迟时间112进一步减少的调整余量117相同。由此，能够取得半导体电力变换装置1a、1b及1c中的延迟时间最多的半导体电力变换装置的调整余地、和半导体电力变换装置1a、1b及1c中的延迟时间最少的半导体电力变换装置的调整余地之间的平衡，能够增大半导体电力变换系统1整体的调整余地。

标号的说明

1半导体电力变换系统，1a、1b、1c半导体电力变换装置，11a、11b、11c控制装置，12a、12b、12c主电路，111a、111b控制器，112a延迟电路，112b栅极定时调整电路，113a、113b时刻计数器，114a、114b三角波发生部，115a、115b PWM调制部，121同步数据生成部，122通信时间存储部，123错误检测码生成部，124同步数据发送部，131错误检测部，132时刻计数器校正处理部，133同步数据接收部，112au U相延迟电路，112bu U相栅极定时调整电路，12au、12bu U相主电路，112bu1带通滤波器，112bu8延迟量调整部，112bu9、112bu10、116a延迟线，117a延迟时间调整部，124a、133b通信部。

Claims (9)

1.一种电力变换系统，其具有1个主控的电力变换装置和1个或多个从属的电力变换装置，所述主控的电力变换装置和所述从属的电力变换装置基于通过对同一电压指令值进行PWM调制而得到的栅极信号，将PWM电压并行地输出至1个负载，

该电力变换系统的特征在于，

所述主控的电力变换装置及所述从属的电力变换装置各自具有：

时刻计数器；以及

载波发生部，其与所述时刻计数器同步地产生用于对所述电压指令值进行PWM调制的载波，

所述主控的电力变换装置具有：

同步数据生成部，其在所述主控的电力变换装置的所述时刻计数器达到预先确定的值时，生成用于使所述从属的电力变换装置的所述时刻计数器的值与所述主控的电力变换装置的所述时刻计数器同步的同步数据；以及

通信部，其将所述同步数据发送至所述从属的电力变换装置，

所述同步数据包含表示从所述主控的电力变换装置至所述从属的电力变换装置之间的通信所耗费的时间的通信时间，

所述从属的电力变换装置具有：

通信部，其从所述主控的电力变换装置接收所述同步数据；

时刻计数器校正处理部，其在所述从属的电力变换装置的所述通信部完成所述同步数据的接收时，将所述从属的电力变换装置的所述时刻计数器的值与所述通信时间进行比较，基于比较结果，对所述从属的电力变换装置的所述时刻计数器的值进行校正；

电流传感器，其对所述从属的电力变换装置的输出侧的电流进行检测；以及

栅极定时调整部，其仅基于由所述电流传感器检测出的电流中的环流电流成分，使所述从属的电力变换装置的所述栅极信号的相位提前或延迟，

所述栅极定时调整部，

在所述栅极信号从低电平向高电平变化时，如果从所述从属的电力变换装置朝向外部的方向的环流电流成分的振幅超过预先确定的对于所述环流电流成分来说所容许的正侧的阈值，则使所述栅极信号的相位延迟，

在所述栅极信号从低电平向高电平变化时，如果从外部朝向所述从属的电力变换装置的方向的环流电流成分的振幅超过预先确定的对于所述环流电流成分来说所容许的负侧的阈值，则将所述栅极信号的相位提前，

在所述栅极信号从高电平向低电平变化时，如果从所述从属的电力变换装置朝向外部的方向的环流电流成分的振幅超过所述正侧的阈值，则将所述栅极信号的相位提前，

在所述栅极信号从高电平向低电平变化时，如果从外部朝向所述从属的电力变换装置的方向的环流电流成分的振幅超过所述负侧的阈值，则使所述栅极信号的相位延迟。

2.根据权利要求1所述的电力变换系统，其特征在于，

环流电流成分的振幅越大，则所述栅极定时调整部越增大使所述栅极信号的相位提前或延迟的幅度。

3.根据权利要求1所述的电力变换系统，其特征在于，

所述栅极定时调整部具有滤波器电路，该滤波器电路去除由所述电流传感器检测出的电流中的噪声成分及向负载流动的负载电流成分，使环流电流成分通过。

4.根据权利要求1所述的电力变换系统，其特征在于，

所述主控的电力变换装置具有：

延迟线，其使所述主控的电力变换装置的所述栅极信号的相位提前或延迟；以及

延迟时间调整部，其对所述主控的电力变换装置的所述栅极信号以及所述1个或多个从属的电力变换装置的所述栅极信号的延迟时间进行调整，

所述栅极定时调整部具有使所述从属的电力变换装置的所述栅极信号的相位提前或延迟的延迟线，

所述从属的电力变换装置的所述通信部将所述从属的电力变换装置的所述延迟线的延迟时间发送至所述延迟时间调整部，

所述延迟时间调整部基于全部的所述电力变换装置的所述延迟线的延迟时间，以使全部的所述电力变换装置中的所述延迟线的调整余量最少的所述电力变换装置的调整余量增加的方式，决定用于使全部的所述电力变换装置的所述延迟线的延迟时间同样地减少或同样地增多的调整幅度，将该调整幅度设定于所述主控的电力变换装置所具有的所述延迟线，并且发送至所述1个或多个从属的电力变换装置的所述栅极定时调整部。

5.根据权利要求4所述的电力变换系统，其特征在于，

所述延迟时间调整部以下述方式决定调整幅度，即，使将全部的所述电力变换装置中的所述延迟线的延迟时间最多的所述电力变换装置的所述延迟线的延迟时间进一步增多的调整余量、和将全部的所述电力变换装置中的所述延迟线的延迟时间最少的所述电力变换装置的所述延迟线的延迟时间进一步减少的调整余量相同。

6.根据权利要求1所述的电力变换系统，其特征在于，

所述电力变换装置各自具有开关元件，该开关元件通过基于所述栅极信号进行通断，从而输出PWM电压，

所述开关元件是宽带隙半导体元件。

7.一种电力变换系统，其具有1个主控的电力变换装置和1个或多个从属的电力变换装置，所述主控的电力变换装置和所述从属的电力变换装置基于通过对同一电压指令值进行PWM调制而得到的栅极信号，将PWM电压并行地输出至1个负载，

该电力变换系统的特征在于，

所述从属的电力变换装置各自具有：

开关元件，其通过基于所述栅极信号进行通断，从而输出PWM电压；以及

控制装置，

所述控制装置判定所述从属的电力变换装置的时刻计数器的值是否等于所述主控的电力变换装置与所述从属的电力变换装置之间的通信所耗费的通信时间，

所述控制装置进行第1控制以及第2控制，

所述第1控制是指：在所述时刻计数器的值与所述通信时间不同的情况下，该控制装置使所述时刻计数器执行将时刻回退的方向的校正处理、即时刻回退方向校正处理，或者将时刻提前的方向的时刻提前方向校正处理，

所述第2控制是指：如果在所述开关元件进行通断的第1通断时，所述从属的电力变换装置的输出电流的环流电流成分超过预先确定的阈值，则该控制装置在所述第1通断之后的接下来的第2通断时进行下述控制，从而使所述第2通断时的所述从属的电力变换装置的输出电流的环流电流成分比所述第1通断时的所述从属的电力变换装置的输出电流的环流电流成分小，该控制装置进行的控制为，以使所述从属的电力变换装置的输出侧的电压变化的定时，接近于所述从属的电力变换装置之外的电力变换装置的输出侧的电压变化的定时的方式，使所述从属的电力变换装置的所述栅极信号提前或延迟，

所述控制装置在所述第2控制中，

在所述栅极信号从低电平向高电平变化时，如果从所述从属的电力变换装置朝向外部的方向的环流电流成分的振幅超过预先确定的对于所述环流电流成分来说所容许的正侧的阈值，则使所述栅极信号的相位延迟，

在所述栅极信号从低电平向高电平变化时，如果从外部朝向所述从属的电力变换装置的方向的环流电流成分的振幅超过预先确定的对于所述环流电流成分来说所容许的负侧的阈值，则将所述栅极信号的相位提前，

在所述栅极信号从高电平向低电平变化时，如果从所述从属的电力变换装置朝向外部的方向的环流电流成分的振幅超过所述正侧的阈值，则将所述栅极信号的相位提前，

在所述栅极信号从高电平向低电平变化时，如果从外部朝向所述从属的电力变换装置的方向的环流电流成分的振幅超过所述负侧的阈值，则使所述栅极信号的相位延迟。

8.一种电力变换装置，其作为从属的电力变换装置，基于通过对与1个主控的电力变换装置相同的电压指令值进行PWM调制而得到的栅极信号，将PWM电压与所述1个主控的电力变换装置并行地输出至1个负载，

该从属的电力变换装置的特征在于，具有：

时刻计数器；

载波发生部，其与所述时刻计数器同步地产生用于对所述电压指令值进行PWM调制的载波；

PWM调制部，其基于所述载波对所述电压指令值进行PWM调制而生成栅极信号；

通信部，其在所述主控的电力变换装置的时刻计数器达到了预先确定的值时，从所述主控的电力变换装置接收用于使所述时刻计数器的值与所述主控的电力变换装置的所述时刻计数器同步的同步数据；

时刻计数器校正处理部，所述同步数据包含表示所述从属的电力变换装置与所述主控的电力变换装置之间的通信所耗费的时间的通信时间，该时刻计数器校正处理部在所述通信部完成所述同步数据的接收时，将所述时刻计数器的值与所述通信时间进行比较，基于比较结果对所述时刻计数器的值进行校正；

电流传感器，其对输出侧的电流进行检测；以及

栅极定时调整部，从所述从属的电力变换装置的所述PWM调制部向所述栅极定时调整部输入所述栅极信号，所述栅极定时调整部仅基于由所述电流传感器检测出的电流中的环流电流成分，使所述栅极信号的相位提前或延迟，

所述栅极定时调整部，

在所述栅极信号从低电平向高电平变化时，如果从所述从属的电力变换装置朝向外部的方向的环流电流成分的振幅超过预先确定的对于所述环流电流成分来说所容许的正侧的阈值，则使所述栅极信号的相位延迟，

在所述栅极信号从低电平向高电平变化时，如果从外部朝向所述从属的电力变换装置的方向的环流电流成分的振幅超过预先确定的对于所述环流电流成分来说所容许的负侧的阈值，则将所述栅极信号的相位提前，

在所述栅极信号从高电平向低电平变化时，如果从所述从属的电力变换装置朝向外部的方向的环流电流成分的振幅超过所述正侧的阈值，则将所述栅极信号的相位提前，

在所述栅极信号从高电平向低电平变化时，如果从外部朝向所述从属的电力变换装置的方向的环流电流成分的振幅超过所述负侧的阈值，则使所述栅极信号的相位延迟。

9.一种电力变换装置，其作为从属的电力变换装置，基于通过对与1个主控的电力变换装置相同的电压指令值进行PWM调制而得到的栅极信号，将PWM电压与所述1个主控的电力变换装置并行地输出至1个负载，

该从属的电力变换装置的特征在于，具有：

开关元件，其通过基于所述栅极信号进行通断，从而输出PWM电压；以及

控制装置，

所述控制装置判定所述从属的电力变换装置的时刻计数器的值是否等于所述从属的电力变换装置与所述主控的电力变换装置之间的通信所耗费的通信时间，

所述控制装置进行第1控制以及第2控制，

所述第1控制是指：在所述时刻计数器的值与所述通信时间不同的情况下，该控制装置使所述时刻计数器执行将时刻回退的方向的校正处理、即时刻回退方向校正处理，或者将时刻提前的方向的时刻提前方向校正处理，

所述第2控制是指：如果在所述开关元件进行通断的第1通断时，输出电流的环流电流成分超过预先确定的阈值，则该控制装置在所述第1通断之后的接下来的第2通断时进行下述控制，从而使所述第2通断时的所述输出电流的环流电流成分比所述第1通断时的所述输出电流的环流电流成分小，该控制装置进行的控制为，以使输出侧的电压变化的定时，接近于其他电力变换装置的输出侧的电压变化的定时的方式，使所述栅极信号提前或延迟，

所述控制装置在所述第2控制中，

在所述栅极信号从低电平向高电平变化时，如果从所述从属的电力变换装置朝向外部的方向的环流电流成分的振幅超过预先确定的对于所述环流电流成分来说所容许的正侧的阈值，则使所述栅极信号的相位延迟，

在所述栅极信号从低电平向高电平变化时，如果从外部朝向所述从属的电力变换装置的方向的环流电流成分的振幅超过预先确定的对于所述环流电流成分来说所容许的负侧的阈值，则将所述栅极信号的相位提前，

在所述栅极信号从高电平向低电平变化时，如果从所述从属的电力变换装置朝向外部的方向的环流电流成分的振幅超过所述正侧的阈值，则将所述栅极信号的相位提前，

在所述栅极信号从高电平向低电平变化时，如果从外部朝向所述从属的电力变换装置的方向的环流电流成分的振幅超过所述负侧的阈值，则使所述栅极信号的相位延迟。