JP3248832B2 - センサ回路 - Google Patents
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/12—Measuring magnetic properties of articles or specimens of solids or fluids
- G01R33/1223—Measuring permeability, i.e. permeameters
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
- G01L3/00—Measuring torque, work, mechanical power, or mechanical efficiency, in general
- G01L3/02—Rotary-transmission dynamometers
- G01L3/04—Rotary-transmission dynamometers wherein the torque-transmitting element comprises a torsionally-flexible shaft
- G01L3/10—Rotary-transmission dynamometers wherein the torque-transmitting element comprises a torsionally-flexible shaft involving electric or magnetic means for indicating
- G01L3/101—Rotary-transmission dynamometers wherein the torque-transmitting element comprises a torsionally-flexible shaft involving electric or magnetic means for indicating involving magnetic or electromagnetic means
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-
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Landscapes
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、磁歪式のトルク
検出装置等に用いられ、コイルの微小なインダクタンス
変化を検出することによって物理量を計測するセンサ回
路に関し、特にコイルの内部抵抗の影響を相殺して高精
度に物理量を検出することのできるセンサ回路に関する
ものである。
検出装置等に用いられ、コイルの微小なインダクタンス
変化を検出することによって物理量を計測するセンサ回
路に関し、特にコイルの内部抵抗の影響を相殺して高精
度に物理量を検出することのできるセンサ回路に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、コイルの微小なインダクタン
ス変化を検出することによって物理量を計測するセンサ
回路としては、たとえば社団法人電気学会発行のマグネ
ティックス研究会資料「磁歪式トルクセンサ」（宇津井
良彦他、資料番号ＭＡＧ−８８−１５８、１９８８年１
０月１１日）」に掲載されたものがある。
ス変化を検出することによって物理量を計測するセンサ
回路としては、たとえば社団法人電気学会発行のマグネ
ティックス研究会資料「磁歪式トルクセンサ」（宇津井
良彦他、資料番号ＭＡＧ−８８−１５８、１９８８年１
０月１１日）」に掲載されたものがある。
【０００３】図３は上記文献に（図４として）記載され
た従来のセンサ回路を示すブロック構成図、図４は図３
内の要部を示す（同文献に図５として記載された）回路
図である。図３において、受動軸１は回転軸からなり、
受動軸１の外周面上に固着された第１および第２の磁性
材２ａおよび２ｂは、それぞれ磁歪材の層からなる。
た従来のセンサ回路を示すブロック構成図、図４は図３
内の要部を示す（同文献に図５として記載された）回路
図である。図３において、受動軸１は回転軸からなり、
受動軸１の外周面上に固着された第１および第２の磁性
材２ａおよび２ｂは、それぞれ磁歪材の層からなる。
【０００４】図示されたように、第１の磁性材２ａは、
受動軸１の中心軸に対し、所定角度（＝４５゜）方向に
細長く短冊状に複数条形成されている。また、第２の磁
性材２ｂは、第１の磁性材２ａから軸方向に隔離され、
且つ第１の磁性材２ａとは逆方向の所定角度（＝−４５
゜）方向に細長く短冊状に複数条形成されている。
受動軸１の中心軸に対し、所定角度（＝４５゜）方向に
細長く短冊状に複数条形成されている。また、第２の磁
性材２ｂは、第１の磁性材２ａから軸方向に隔離され、
且つ第１の磁性材２ａとは逆方向の所定角度（＝−４５
゜）方向に細長く短冊状に複数条形成されている。
【０００５】第１および第２のコイル３ａおよび３ｂ
は、各磁性材２ａおよび２ｂの外側に個別に対向配置さ
れており、図４に示すように、それぞれ、インダクタン
スＬ１およびＬ２、ならびに、内部抵抗ｒ１およびｒ２
を有している。図４において、センサ回路のコイルを構
成する第１および第２のコイル３ａおよび３ｂは、互い
に直列接続されており、物理量（受動軸１に印加される
トルク等）に応じてインダクタンスが変化するようにな
っている。
は、各磁性材２ａおよび２ｂの外側に個別に対向配置さ
れており、図４に示すように、それぞれ、インダクタン
スＬ１およびＬ２、ならびに、内部抵抗ｒ１およびｒ２
を有している。図４において、センサ回路のコイルを構
成する第１および第２のコイル３ａおよび３ｂは、互い
に直列接続されており、物理量（受動軸１に印加される
トルク等）に応じてインダクタンスが変化するようにな
っている。
【０００６】図３において、駆動回路４は、各コイル３
ａおよび３ｂからなる直列コイルの両端に接続されてお
り、各コイル３ａおよび３ｂに駆動電圧Ｖａを印加して
コイル電流ｉを供給する。電圧検出回路５は、駆動電圧
Ｖａの印加により各コイル３ａおよび３ｂに発生する電
圧Ｖ１およびＶ２に基づいて、たとえば両者の差動電圧
（Ｖ１−Ｖ２）のゲインＧ倍をコイル電圧Ｖｃとして検
出する。
ａおよび３ｂからなる直列コイルの両端に接続されてお
り、各コイル３ａおよび３ｂに駆動電圧Ｖａを印加して
コイル電流ｉを供給する。電圧検出回路５は、駆動電圧
Ｖａの印加により各コイル３ａおよび３ｂに発生する電
圧Ｖ１およびＶ２に基づいて、たとえば両者の差動電圧
（Ｖ１−Ｖ２）のゲインＧ倍をコイル電圧Ｖｃとして検
出する。
【０００７】検波回路６は、駆動回路４からのコントロ
ール信号Ｃに応答してコイル電圧Ｖｃを検波し、検波電
圧Ｖｄとして出力する。平滑化回路７は、検波電圧Ｖｄ
を平滑化処理し、各コイル３ａおよび３ｂのインダクタ
ンスＬ１およびＬ２の変化に対応した直流の平均電圧Ｖ
ｍを、最終的なセンサ出力信号として出力端子から出力
する。
ール信号Ｃに応答してコイル電圧Ｖｃを検波し、検波電
圧Ｖｄとして出力する。平滑化回路７は、検波電圧Ｖｄ
を平滑化処理し、各コイル３ａおよび３ｂのインダクタ
ンスＬ１およびＬ２の変化に対応した直流の平均電圧Ｖ
ｍを、最終的なセンサ出力信号として出力端子から出力
する。
【０００８】次に、図５の波形図を参照しながら、図３
および図４に示した従来のセンサ回路による物理量（た
とえば、トルク）の検出動作について説明する。図５は
センサ回路として磁歪式トルク検出装置に適用した場合
の各電圧信号の時間変化を示し、図において、交流周期
Ｔの駆動電圧Ｖａは、一定時間Ｔ／２毎に、０Ｖを中心
に正負にレベルが切り替わる矩形波形からなる。
および図４に示した従来のセンサ回路による物理量（た
とえば、トルク）の検出動作について説明する。図５は
センサ回路として磁歪式トルク検出装置に適用した場合
の各電圧信号の時間変化を示し、図において、交流周期
Ｔの駆動電圧Ｖａは、一定時間Ｔ／２毎に、０Ｖを中心
に正負にレベルが切り替わる矩形波形からなる。
【０００９】まず、受動軸１に外部からのトルクが印加
されると、受動軸１の表面上の、各所定角度（＝±４５
゜）方向に主応力が発生し、各磁性材２ａおよび２ｂの
うちの一方に引張応力が、他方に圧縮応力が生じる。こ
のような応力が生じると、ビラーリ（Ｖｉｌｌａｒｉ）
効果により各磁性材２ａおよび２ｂの透磁率が変化し、
引張応力の場合と圧縮応力の場合とによって透磁率が逆
方向に変化する。
されると、受動軸１の表面上の、各所定角度（＝±４５
゜）方向に主応力が発生し、各磁性材２ａおよび２ｂの
うちの一方に引張応力が、他方に圧縮応力が生じる。こ
のような応力が生じると、ビラーリ（Ｖｉｌｌａｒｉ）
効果により各磁性材２ａおよび２ｂの透磁率が変化し、
引張応力の場合と圧縮応力の場合とによって透磁率が逆
方向に変化する。
【００１０】したがって、第１および第２のコイル３ａ
および３ｂのうち、一方はインダクタンスが増加し、他
方はインダクタンスが減少する。この結果、インダクタ
ンスＬ１およびＬ２の変化に応じてコイル電圧Ｖｃが変
化するので、検波電圧Ｖｄの平均電圧Ｖｍを検出するこ
とにより、外部から印加されたトルクを求めることがで
きる。
および３ｂのうち、一方はインダクタンスが増加し、他
方はインダクタンスが減少する。この結果、インダクタ
ンスＬ１およびＬ２の変化に応じてコイル電圧Ｖｃが変
化するので、検波電圧Ｖｄの平均電圧Ｖｍを検出するこ
とにより、外部から印加されたトルクを求めることがで
きる。
【００１１】すなわち、駆動回路４は、図５のように、
矩形波形からなる駆動電圧Ｖａを発生し、これを第１お
よび第２のコイル３ａおよび３ｂの両端に印加してコイ
ル電流ｉを流す。ここで、各コイル３ａおよび３ｂの内
部抵抗ｒ１およびｒ２が非常に小さいものとすると、各
コイル３ａおよび３ｂに流れるコイル電流ｉは、各コイ
ル３ａおよび３ｂのインダクタンスＬ１およびＬ２を用
いて、以下の（１）式のように表わされる。
矩形波形からなる駆動電圧Ｖａを発生し、これを第１お
よび第２のコイル３ａおよび３ｂの両端に印加してコイ
ル電流ｉを流す。ここで、各コイル３ａおよび３ｂの内
部抵抗ｒ１およびｒ２が非常に小さいものとすると、各
コイル３ａおよび３ｂに流れるコイル電流ｉは、各コイ
ル３ａおよび３ｂのインダクタンスＬ１およびＬ２を用
いて、以下の（１）式のように表わされる。
【００１２】 ｉ＝∫Ｖａ・ｄｔ／（Ｌ１＋Ｌ２） …（１）
【００１３】このとき、各コイル３ａおよび３ｂの両端
に加わる電圧Ｖ１およびＶ２は、それぞれ、以下の
（２）式および（３）式のように表わされる。
に加わる電圧Ｖ１およびＶ２は、それぞれ、以下の
（２）式および（３）式のように表わされる。
【００１４】 Ｖ１＝Ｌ１／（Ｌ１＋Ｌ２）×ｄｉ／ｄｔ ＝Ｌ１／（Ｌ１＋Ｌ２）×Ｖａ …（２）
【００１５】 Ｖ２＝Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）×ｄｉ／ｄｔ ＝Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）×Ｖａ …（３）
【００１６】電圧検出回路５は、上記電圧Ｖ１およびＶ
２の差（＝Ｖ１−Ｖ２）をとり、以下の（４）式のよう
に、ゲインＧ倍された差動電圧をコイル電圧Ｖｃとして
出力する。
２の差（＝Ｖ１−Ｖ２）をとり、以下の（４）式のよう
に、ゲインＧ倍された差動電圧をコイル電圧Ｖｃとして
出力する。
【００１７】 Ｖｃ＝（Ｖ１−Ｖ２）×Ｇ ＝（Ｌ１−Ｌ２）／（Ｌ１＋Ｌ２）×Ｖａ×Ｇ …（４）
【００１８】（４）式から明らかなように、各コイル３
ａおよび３ｂのインダクタンスＬ１およびＬ２が互いに
等しい場合には、電圧検出回路５から出力されるコイル
電圧（差動電圧）Ｖｃは、駆動電圧Ｖａの値にかかわら
ず０となる。しかし、たとえば、各インダクタンスが異
なる（Ｌ２＞Ｌ１）場合には、差動電圧からなるコイル
電圧Ｖｃは、図５のように、駆動電圧Ｖａとは逆相の電
圧レベルとなる。
ａおよび３ｂのインダクタンスＬ１およびＬ２が互いに
等しい場合には、電圧検出回路５から出力されるコイル
電圧（差動電圧）Ｖｃは、駆動電圧Ｖａの値にかかわら
ず０となる。しかし、たとえば、各インダクタンスが異
なる（Ｌ２＞Ｌ１）場合には、差動電圧からなるコイル
電圧Ｖｃは、図５のように、駆動電圧Ｖａとは逆相の電
圧レベルとなる。
【００１９】そこで、駆動回路４は、電圧検出回路５か
らコイル電圧Ｖｃが出力されると同時に、駆動電圧Ｖａ
に同期したコントロール信号Ｃ（図５参照）を検波回路
６に入力する。これにより、検波回路６は、コントロー
ル信号Ｃがローレベルのときには、コイル電圧Ｖｃをそ
のままの極性で検波電圧Ｖｄとして出力し、コントロー
ル信号Ｃがハイレベルのときには、コイル電圧Ｖｃを逆
極性に反転して検波電圧Ｖｄとして出力する。
らコイル電圧Ｖｃが出力されると同時に、駆動電圧Ｖａ
に同期したコントロール信号Ｃ（図５参照）を検波回路
６に入力する。これにより、検波回路６は、コントロー
ル信号Ｃがローレベルのときには、コイル電圧Ｖｃをそ
のままの極性で検波電圧Ｖｄとして出力し、コントロー
ル信号Ｃがハイレベルのときには、コイル電圧Ｖｃを逆
極性に反転して検波電圧Ｖｄとして出力する。
【００２０】この結果、検波電圧Ｖｄは、各コイル３ａ
および３ｂのインダクタンス差（＝Ｌ２−Ｌ１）に比例
した直流電圧となる。したがって、各インダクタンスＬ
１およびＬ２の関係がＬ２＞Ｌ１の場合には、検波電圧
Ｖｄ＞０、各インダクタンスＬ１およびＬ２の関係がＬ
２＜Ｌ１の場合には、検波電圧Ｖｄ＜０となる。
および３ｂのインダクタンス差（＝Ｌ２−Ｌ１）に比例
した直流電圧となる。したがって、各インダクタンスＬ
１およびＬ２の関係がＬ２＞Ｌ１の場合には、検波電圧
Ｖｄ＞０、各インダクタンスＬ１およびＬ２の関係がＬ
２＜Ｌ１の場合には、検波電圧Ｖｄ＜０となる。
【００２１】このとき、検波電圧Ｖｄには位相検波時の
ノイズが重畳されているため、平滑回路７は、検波電圧
Ｖｄを平滑化処理して、直流の平均電圧Ｖｍとして出力
する。ここで、各コイル３ａおよび３ｂの内部抵抗ｒ１
およびｒ２が非常に小さいものとすれば、上述したセン
サ回路は理想的な動作をすることになる。
ノイズが重畳されているため、平滑回路７は、検波電圧
Ｖｄを平滑化処理して、直流の平均電圧Ｖｍとして出力
する。ここで、各コイル３ａおよび３ｂの内部抵抗ｒ１
およびｒ２が非常に小さいものとすれば、上述したセン
サ回路は理想的な動作をすることになる。
【００２２】しかし、実際のセンサ回路においては、小
形化を目的として特にコイル３ａおよび３ｂの線径を細
くした場合、内部抵抗ｒ１およびｒ２が無視できない大
きさになることがある。次に、図６の波形図を参照しな
がら、各コイルの内部抵抗ｒ１およびｒ２が増大したと
きの、従来のセンサ回路の動作について説明する。
形化を目的として特にコイル３ａおよび３ｂの線径を細
くした場合、内部抵抗ｒ１およびｒ２が無視できない大
きさになることがある。次に、図６の波形図を参照しな
がら、各コイルの内部抵抗ｒ１およびｒ２が増大したと
きの、従来のセンサ回路の動作について説明する。
【００２３】図６においては、コイルに印加される駆動
電圧Ｖａ（＝Ｖ１＋Ｖ２）を抵抗成分電圧Ｖｒおよびイ
ンダクタンス成分電圧ＶＬに分割しており、駆動電圧Ｖ
ａ、コイル電流ｉおよびコントロール信号Ｃとともに、
コイルの内部抵抗成分（＝ｒ１＋ｒ２）に印加される抵
抗成分電圧Ｖｒと、コイルのインダクタンス成分（Ｌ１
＋Ｌ２）に印加されるインダクタンス成分電圧ＶＬとを
示している。この場合、各電圧ＶｒおよびＶＬの和は、
駆動電圧Ｖａに一致する。
電圧Ｖａ（＝Ｖ１＋Ｖ２）を抵抗成分電圧Ｖｒおよびイ
ンダクタンス成分電圧ＶＬに分割しており、駆動電圧Ｖ
ａ、コイル電流ｉおよびコントロール信号Ｃとともに、
コイルの内部抵抗成分（＝ｒ１＋ｒ２）に印加される抵
抗成分電圧Ｖｒと、コイルのインダクタンス成分（Ｌ１
＋Ｌ２）に印加されるインダクタンス成分電圧ＶＬとを
示している。この場合、各電圧ＶｒおよびＶＬの和は、
駆動電圧Ｖａに一致する。
【００２４】前述（図５の場合）のように、もし、各コ
イルの内部抵抗ｒ１およびｒ２が無視できる場合には、
インダクタンス成分電圧ＶＬは駆動電圧Ｖａと一致す
る。しかし、コイルの内部抵抗ｒ１およびｒ２が無視で
きない大きさの場合には、内部抵抗ｒ１およびｒ２によ
って、コイル電流ｉに比例した抵抗成分電圧Ｖｒが発生
するので、インダクタンス成分電圧ＶＬは、駆動電圧Ｖ
ａと不一致状態になる。
イルの内部抵抗ｒ１およびｒ２が無視できる場合には、
インダクタンス成分電圧ＶＬは駆動電圧Ｖａと一致す
る。しかし、コイルの内部抵抗ｒ１およびｒ２が無視で
きない大きさの場合には、内部抵抗ｒ１およびｒ２によ
って、コイル電流ｉに比例した抵抗成分電圧Ｖｒが発生
するので、インダクタンス成分電圧ＶＬは、駆動電圧Ｖ
ａと不一致状態になる。
【００２５】この不一致状態は、コイルの内部抵抗ｒ１
およびｒ２が大きければ大きいほど、また、駆動電圧Ｖ
ａの交流周期Ｔが長ければ長いほど顕著になる。たとえ
ば、交流周期Ｔを非常に長くした場合には、差動電圧か
らなるコイル電圧Ｖｃとして、内部抵抗の差（ｒ２−ｒ
１）に比例した電圧が表われるようになってしまい、コ
イルのインダクタンスＬ１およびＬ２を計測することは
できなくなる。
およびｒ２が大きければ大きいほど、また、駆動電圧Ｖ
ａの交流周期Ｔが長ければ長いほど顕著になる。たとえ
ば、交流周期Ｔを非常に長くした場合には、差動電圧か
らなるコイル電圧Ｖｃとして、内部抵抗の差（ｒ２−ｒ
１）に比例した電圧が表われるようになってしまい、コ
イルのインダクタンスＬ１およびＬ２を計測することは
できなくなる。
【００２６】もし、コイルの内部抵抗ｒ１およびｒ２が
精密にｒ１＝ｒ２の関係を満たしていれば、内部抵抗ｒ
１およびｒ２の影響が差動電圧のコイル電圧Ｖｃに表わ
れることはないが、インダクタンスＬ１およびＬ２の変
化を検出することにより物理量を計測するセンサ回路に
おいて、上記のようにコイル線径を細くした場合には、
各コイルの内部抵抗ｒ１およびｒ２のばらつきの増大は
避けられない。
精密にｒ１＝ｒ２の関係を満たしていれば、内部抵抗ｒ
１およびｒ２の影響が差動電圧のコイル電圧Ｖｃに表わ
れることはないが、インダクタンスＬ１およびＬ２の変
化を検出することにより物理量を計測するセンサ回路に
おいて、上記のようにコイル線径を細くした場合には、
各コイルの内部抵抗ｒ１およびｒ２のばらつきの増大は
避けられない。
【００２７】したがって、各コイル３ａおよび３ｂの量
産において、全製品の内部抵抗ｒ１およびｒ２を精密に
一致させることは困難である。また、コイル線の抵抗値
は温度によっても変化するので、全温度域において、差
動電圧のコイル電圧Ｖｃに対する内部抵抗ｒ１およびｒ
２の影響をなくすことは難しく、結局、内部抵抗ｒ１お
よびｒ２の影響によって最終的に出力される平均電圧Ｖ
ｍにも誤差が生じることになる。
産において、全製品の内部抵抗ｒ１およびｒ２を精密に
一致させることは困難である。また、コイル線の抵抗値
は温度によっても変化するので、全温度域において、差
動電圧のコイル電圧Ｖｃに対する内部抵抗ｒ１およびｒ
２の影響をなくすことは難しく、結局、内部抵抗ｒ１お
よびｒ２の影響によって最終的に出力される平均電圧Ｖ
ｍにも誤差が生じることになる。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】従来のセンサ回路は以
上のように、単に駆動電圧Ｖａの極性反転タイミングに
同期したコントロール信号Ｃに応答して差動電圧のコイ
ル電圧Ｖｃを検波し、検波電圧Ｖｄを得るとともに平均
電圧Ｖｍを出力しているので、コイルの内部抵抗ｒ１お
よびｒ２が大きい場合に、コイル電流ｉに比例した電圧
Ｖｒ（図６参照）を発生することから、コイルのインダ
クタンスＬ１およびＬ２を計測することができず、結
局、物理量を検出することができなくなるという問題点
があった。
上のように、単に駆動電圧Ｖａの極性反転タイミングに
同期したコントロール信号Ｃに応答して差動電圧のコイ
ル電圧Ｖｃを検波し、検波電圧Ｖｄを得るとともに平均
電圧Ｖｍを出力しているので、コイルの内部抵抗ｒ１お
よびｒ２が大きい場合に、コイル電流ｉに比例した電圧
Ｖｒ（図６参照）を発生することから、コイルのインダ
クタンスＬ１およびＬ２を計測することができず、結
局、物理量を検出することができなくなるという問題点
があった。
【００２９】特に、小形化等を目的としてコイルの線径
を細くした場合には、内部抵抗ｒ１およびｒ２のばらつ
きが大きくなるうえ、抵抗値が温度によって変化するの
で、コイル電圧Ｖｃに対する内部抵抗ｒ１およびｒ２の
影響をなくすことは困難であり、平均電圧Ｖｍに誤差を
生じることから、高精度に物理量を検出することができ
ないという問題点があった。
を細くした場合には、内部抵抗ｒ１およびｒ２のばらつ
きが大きくなるうえ、抵抗値が温度によって変化するの
で、コイル電圧Ｖｃに対する内部抵抗ｒ１およびｒ２の
影響をなくすことは困難であり、平均電圧Ｖｍに誤差を
生じることから、高精度に物理量を検出することができ
ないという問題点があった。
【００３０】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、内部抵抗の大きなコイルを用い
ても、センサ出力に対応する平均電圧に誤差が生じるこ
とがなく、高精度の物理量検出が可能なセンサ回路を得
ることを目的とする。
ためになされたもので、内部抵抗の大きなコイルを用い
ても、センサ出力に対応する平均電圧に誤差が生じるこ
とがなく、高精度の物理量検出が可能なセンサ回路を得
ることを目的とする。
【００３１】
【課題を解決するための手段】この発明に係るセンサ回
路は、物理量に応じてインダクタンスが変化するコイル
と、コイルに交流の駆動電圧を印加する駆動回路と、駆
動電圧の印加によりコイルに発生するコイル電圧を検出
する電圧検出回路と、駆動電圧の印加によりコイルに流
れるコイル電流を駆動電圧の極性反転時点から積分し、
コイル電流の積算電流値が０となるまでの期間にわたっ
てコントロール信号を出力する電流積分回路と、コント
ロール信号の出力期間にコイル電圧を検波して検波電圧
を出力する検波回路と、検波電圧を平滑化処理して平均
電圧を出力する平滑化回路とを備え、検波期間内におけ
るコイルの抵抗成分電圧を相殺することにより、コイル
電圧に対する内部抵抗の影響をなくし、コイルのインダ
クタンス変化に応答する平均電圧に基づいて物理量を高
精度に検出するものである。
路は、物理量に応じてインダクタンスが変化するコイル
と、コイルに交流の駆動電圧を印加する駆動回路と、駆
動電圧の印加によりコイルに発生するコイル電圧を検出
する電圧検出回路と、駆動電圧の印加によりコイルに流
れるコイル電流を駆動電圧の極性反転時点から積分し、
コイル電流の積算電流値が０となるまでの期間にわたっ
てコントロール信号を出力する電流積分回路と、コント
ロール信号の出力期間にコイル電圧を検波して検波電圧
を出力する検波回路と、検波電圧を平滑化処理して平均
電圧を出力する平滑化回路とを備え、検波期間内におけ
るコイルの抵抗成分電圧を相殺することにより、コイル
電圧に対する内部抵抗の影響をなくし、コイルのインダ
クタンス変化に応答する平均電圧に基づいて物理量を高
精度に検出するものである。
【００３２】また、この発明に係るセンサ回路は、駆動
電圧は、一定時間毎に電圧が正負に切り替わる矩形波形
を有し、コントロール信号は、駆動電圧が正から負に切
り替わってから積算電流値が０となるまでの第１の出力
期間を有する第１のコントロール信号と、駆動電圧が負
から正に切り替わってから積算電流値が０となるまでの
第２の出力期間を有する第２のコントロール信号とを含
み、検波回路は、第１および第２の出力期間のうちの一
方の出力期間ではコイル電圧をそのままの極性で検波電
圧として出力し、第１および第２の出力期間のうちの他
方の出力期間ではコイル電圧の極性を反転して検波電圧
として出力するものである。
電圧は、一定時間毎に電圧が正負に切り替わる矩形波形
を有し、コントロール信号は、駆動電圧が正から負に切
り替わってから積算電流値が０となるまでの第１の出力
期間を有する第１のコントロール信号と、駆動電圧が負
から正に切り替わってから積算電流値が０となるまでの
第２の出力期間を有する第２のコントロール信号とを含
み、検波回路は、第１および第２の出力期間のうちの一
方の出力期間ではコイル電圧をそのままの極性で検波電
圧として出力し、第１および第２の出力期間のうちの他
方の出力期間ではコイル電圧の極性を反転して検波電圧
として出力するものである。
【００３３】また、この発明に係るセンサ回路は、コイ
ルは、物理量に応じてインダクタンスが変化する第１の
コイルと、第１のコイルに直列接続され、且つ、物理量
に対するインダクタンスの変化が第１のコイルとは逆特
性の第２のコイルとを含み、電圧検出回路は、第１およ
び第２のコイルに発生する各電圧を差動増幅した差動電
圧をコイル電圧として出力するものである。
ルは、物理量に応じてインダクタンスが変化する第１の
コイルと、第１のコイルに直列接続され、且つ、物理量
に対するインダクタンスの変化が第１のコイルとは逆特
性の第２のコイルとを含み、電圧検出回路は、第１およ
び第２のコイルに発生する各電圧を差動増幅した差動電
圧をコイル電圧として出力するものである。
【００３４】また、この発明に係るセンサ回路は、コイ
ルは、物理量に応じてインダクタンスが変化する第１の
コイルと、第１のコイルに直列接続され、且つ、物理量
の変化に対してインダクタンスが一定の第２のコイルと
を含み、電圧検出回路は、第１および第２のコイルに発
生する各電圧を差動増幅した差動電圧をコイル電圧とし
て出力するものである。
ルは、物理量に応じてインダクタンスが変化する第１の
コイルと、第１のコイルに直列接続され、且つ、物理量
の変化に対してインダクタンスが一定の第２のコイルと
を含み、電圧検出回路は、第１および第２のコイルに発
生する各電圧を差動増幅した差動電圧をコイル電圧とし
て出力するものである。
【００３５】
実施の形態１．以下、この発明の実施の形態１を図につ
いて説明する。図１はこの発明の実施の形態１を示すブ
ロック構成図、図２は図１内の各電圧信号の時間変化を
示す波形図である。
いて説明する。図１はこの発明の実施の形態１を示すブ
ロック構成図、図２は図１内の各電圧信号の時間変化を
示す波形図である。
【００３６】図１において、駆動回路４Ａおよび検波回
路６Ａは、前述の駆動回路４および検波回路６Ａにそれ
ぞれ対応しており、各コイル３ａ、３ｂ、電圧検出回路
５および平滑化回路７は前述（図３および図４参照）と
同様のものである。また、ここでは図示されないが、測
定の対象となる受動軸１、磁性材２ａおよび２ｂは、図
３に示した通りに構成されている。
路６Ａは、前述の駆動回路４および検波回路６Ａにそれ
ぞれ対応しており、各コイル３ａ、３ｂ、電圧検出回路
５および平滑化回路７は前述（図３および図４参照）と
同様のものである。また、ここでは図示されないが、測
定の対象となる受動軸１、磁性材２ａおよび２ｂは、図
３に示した通りに構成されている。
【００３７】第１および第２のコイル３ａおよび３ｂの
両端には、等しい抵抗値有する持つ抵抗器８および９が
１個ずつ挿入されており、それぞれ、抵抗器８、第１の
コイル３ａ、第２のコイル３ｂおよび抵抗器９の順に直
列に接続されている。抵抗器９は、各コイル３ａおよび
３ｂを含む直列回路の対称性を保つための抵抗器であ
る。駆動電圧Ｖａを出力する駆動回路４Ａは、各コイル
３ａおよび３ｂならびに抵抗器８および９を含む直列回
路の両端に接続されている。
両端には、等しい抵抗値有する持つ抵抗器８および９が
１個ずつ挿入されており、それぞれ、抵抗器８、第１の
コイル３ａ、第２のコイル３ｂおよび抵抗器９の順に直
列に接続されている。抵抗器９は、各コイル３ａおよび
３ｂを含む直列回路の対称性を保つための抵抗器であ
る。駆動電圧Ｖａを出力する駆動回路４Ａは、各コイル
３ａおよび３ｂならびに抵抗器８および９を含む直列回
路の両端に接続されている。
【００３８】抵抗器８の両端には、電流積分回路１０が
接続されている。電流積分回路１０は、抵抗器８の両端
間に発生する電圧Ｖｉ（コイル電流ｉに対応する）を入
力して積分電流値を求め、積分電流値に基づく第１およ
び第２のコントロール信号Ｃ１およびＣ２を出力する。
検波回路６Ａは、電流積分回路１０からの各コントロー
ル信号Ｃ１およびＣ２の出力期間Ｐ１およびＰ２（図２
参照）にわたって、電圧検出回路５から出力される差動
のコイル電圧Ｖｃを検波して検波電圧Ｖｄを出力する。
接続されている。電流積分回路１０は、抵抗器８の両端
間に発生する電圧Ｖｉ（コイル電流ｉに対応する）を入
力して積分電流値を求め、積分電流値に基づく第１およ
び第２のコントロール信号Ｃ１およびＣ２を出力する。
検波回路６Ａは、電流積分回路１０からの各コントロー
ル信号Ｃ１およびＣ２の出力期間Ｐ１およびＰ２（図２
参照）にわたって、電圧検出回路５から出力される差動
のコイル電圧Ｖｃを検波して検波電圧Ｖｄを出力する。
【００３９】次に、図２の波形図を参照しながら、図１
に示したこの発明の実施の形態１の動作について説明す
る。ここでは、コイル電流ｉの積算電流値を０とするこ
とによる効果のみを明確に説明するため、便宜的に、電
圧検出回路５が、差動電圧を検出するのではなく、コイ
ル全体の電圧をコイル電圧Ｖｃとして検出する場合を例
にとって説明する。したがって、コイル電圧Ｖｃおよび
検波電圧Ｖｄの各波形は、差動電圧を示す図２の場合と
は異なるものとする。
に示したこの発明の実施の形態１の動作について説明す
る。ここでは、コイル電流ｉの積算電流値を０とするこ
とによる効果のみを明確に説明するため、便宜的に、電
圧検出回路５が、差動電圧を検出するのではなく、コイ
ル全体の電圧をコイル電圧Ｖｃとして検出する場合を例
にとって説明する。したがって、コイル電圧Ｖｃおよび
検波電圧Ｖｄの各波形は、差動電圧を示す図２の場合と
は異なるものとする。
【００４０】まず、駆動回路４Ａから駆動電圧Ｖａを印
加することにより、各コイル３ａおよび３ｂに交流のコ
イル電流ｉが流されると、前述のように、コイル全体の
インダクタンス成分Ｌおよび内部抵抗成分ｒによって、
それぞれインダクタンス成分電圧ＶＬおよび抵抗成分電
圧Ｖｒが発生する。
加することにより、各コイル３ａおよび３ｂに交流のコ
イル電流ｉが流されると、前述のように、コイル全体の
インダクタンス成分Ｌおよび内部抵抗成分ｒによって、
それぞれインダクタンス成分電圧ＶＬおよび抵抗成分電
圧Ｖｒが発生する。
【００４１】電圧検出回路５は、インダクタンス成分電
圧ＶＬおよび抵抗成分電圧Ｖｒを分離して検出すること
はできないので、必然的に、これらの合成電圧をコイル
電圧Ｖｃとして検出することになる。
圧ＶＬおよび抵抗成分電圧Ｖｒを分離して検出すること
はできないので、必然的に、これらの合成電圧をコイル
電圧Ｖｃとして検出することになる。
【００４２】検波回路６Ａは、第１および第２のコント
ロール信号Ｃ１およびＣ２の各出力期間Ｐ１およびＰ２
（電流積分回路１０がコイル電流ｉの積分を開始してか
ら、積算電流値が０となるまでの期間）にわたって、電
圧検出回路５から出力されるコイル電圧Ｖｃを検波す
る。たとえば、駆動電圧Ｖａの立ち下がり時点からの出
力期間Ｐ１において、積算電流値は、以下の（５）式の
ように表わされる。
ロール信号Ｃ１およびＣ２の各出力期間Ｐ１およびＰ２
（電流積分回路１０がコイル電流ｉの積分を開始してか
ら、積算電流値が０となるまでの期間）にわたって、電
圧検出回路５から出力されるコイル電圧Ｖｃを検波す
る。たとえば、駆動電圧Ｖａの立ち下がり時点からの出
力期間Ｐ１において、積算電流値は、以下の（５）式の
ように表わされる。
【００４３】∫ｉ・ｄｔ＝０ …（５）
【００４４】また、コイル全体の内部抵抗成分ｒによっ
て発生する抵抗成分電圧Ｖｒは、以下の（６）式のよう
に表わされる。
て発生する抵抗成分電圧Ｖｒは、以下の（６）式のよう
に表わされる。
【００４５】Ｖｒ＝ｒ×ｉ …（６）
【００４６】したがって、出力期間Ｐ１で電圧検出回路
からのコイル電圧Ｖｃを検波し、その検波電圧Ｖｄを平
滑化回路７で平均化することによって、出力期間Ｐ１で
の平均電圧Ｖｍを求めると、以下の（７）式のようにな
る。
からのコイル電圧Ｖｃを検波し、その検波電圧Ｖｄを平
滑化回路７で平均化することによって、出力期間Ｐ１で
の平均電圧Ｖｍを求めると、以下の（７）式のようにな
る。
【００４７】 Ｖｍ＝∫（ＶＬ＋Ｖｒ）・ｄｔ／Ｐ１ ＝∫ＶＬ・ｄｔ／Ｐ１＋ｒ×∫ｉ・ｄｔ／Ｐ１ ＝∫ＶＬ・ｄｔ／Ｐ１ …（７）
【００４８】（７）式から明らかなように、積算電流値
∫ｉ・ｄｔを０にすることによって抵抗成分電圧Ｖｒの
影響が相殺され、インダクタンス成分電圧ＶＬのみの平
均電圧Ｖｍが得られることが分かる。これにより、内部
抵抗成分ｒによるインダクタンス成分Ｌの測定誤差をな
くすことができ、高精度のセンサ回路を実現することが
できる。
∫ｉ・ｄｔを０にすることによって抵抗成分電圧Ｖｒの
影響が相殺され、インダクタンス成分電圧ＶＬのみの平
均電圧Ｖｍが得られることが分かる。これにより、内部
抵抗成分ｒによるインダクタンス成分Ｌの測定誤差をな
くすことができ、高精度のセンサ回路を実現することが
できる。
【００４９】すなわち、コイル全体の検出電圧をコイル
電圧Ｖｃとして検出した場合であっても、高精度のセン
サ回路が得られることが分かる。したがって、図２の波
形のように、直列接続された第１および第２のコイル３
ａおよび３ｂから発生する各電圧Ｖ１およびＶ２を差動
増幅した差動電圧（Ｖ１−Ｖ２）をコイル電圧Ｖｃとし
て検出した場合には、上述のように内部抵抗ｒ１および
ｒ２の影響を相殺することにより、さらに高精度のセン
サ回路を実現することができる。
電圧Ｖｃとして検出した場合であっても、高精度のセン
サ回路が得られることが分かる。したがって、図２の波
形のように、直列接続された第１および第２のコイル３
ａおよび３ｂから発生する各電圧Ｖ１およびＶ２を差動
増幅した差動電圧（Ｖ１−Ｖ２）をコイル電圧Ｖｃとし
て検出した場合には、上述のように内部抵抗ｒ１および
ｒ２の影響を相殺することにより、さらに高精度のセン
サ回路を実現することができる。
【００５０】また、図２のように、駆動回路４Ａは、一
定時間（Ｔ／２）毎に電圧が０Ｖを中心に正負に切り替
わる矩形波形の駆動電圧Ｖａを発生しているので、電流
積分回路１０は、駆動電圧Ｖａが正から負に切り替わる
立ち下がりタイミングからコイル電流ｉの積算電流値が
０となるまでの期間Ｐ１と、駆動電圧Ｖａが負から正に
切り替わる立ち上がりタイミングからコイル電流ｉの積
算電流値が０となるまでの期間Ｐ２とを求め、一定時間
（Ｔ／２）毎に交互に各コントロール信号Ｃ１およびＣ
２を出力する。
定時間（Ｔ／２）毎に電圧が０Ｖを中心に正負に切り替
わる矩形波形の駆動電圧Ｖａを発生しているので、電流
積分回路１０は、駆動電圧Ｖａが正から負に切り替わる
立ち下がりタイミングからコイル電流ｉの積算電流値が
０となるまでの期間Ｐ１と、駆動電圧Ｖａが負から正に
切り替わる立ち上がりタイミングからコイル電流ｉの積
算電流値が０となるまでの期間Ｐ２とを求め、一定時間
（Ｔ／２）毎に交互に各コントロール信号Ｃ１およびＣ
２を出力する。
【００５１】検波回路６Ａは、第１のコントロール信号
Ｃ１の出力期間Ｐ１または第２のコントロール信号Ｃ２
の出力期間Ｐ２のうちのいずれか一方（図２の例では、
Ｐ１）の期間において、電圧検出回路５からのコイル電
圧Ｖｃをそのままの極性で検波電圧Ｖｄとして出力し、
他方の期間（図２の例では、Ｐ２）において、コイル電
圧Ｖｃの極性を反転して検波電圧Ｖｄとして出力する。
この結果、１周期Ｔのうちに２回の検波電圧Ｖｄが得ら
れるので、さらに高精度のセンサ回路を実現することが
できる。
Ｃ１の出力期間Ｐ１または第２のコントロール信号Ｃ２
の出力期間Ｐ２のうちのいずれか一方（図２の例では、
Ｐ１）の期間において、電圧検出回路５からのコイル電
圧Ｖｃをそのままの極性で検波電圧Ｖｄとして出力し、
他方の期間（図２の例では、Ｐ２）において、コイル電
圧Ｖｃの極性を反転して検波電圧Ｖｄとして出力する。
この結果、１周期Ｔのうちに２回の検波電圧Ｖｄが得ら
れるので、さらに高精度のセンサ回路を実現することが
できる。
【００５２】また、図３に示した磁歪式トルク検出装置
のように、受動軸１に外部からのトルクが印加されたと
きに、第１および第２のコイル３ａおよび３ｂのうちの
一方のインダクタンスが増加し、他方のインダクタンス
が減少するように構成することにより、インダクタンス
Ｌ１およびＬ２の変化に基づいて物理量たとえばトルク
を検出することができる。
のように、受動軸１に外部からのトルクが印加されたと
きに、第１および第２のコイル３ａおよび３ｂのうちの
一方のインダクタンスが増加し、他方のインダクタンス
が減少するように構成することにより、インダクタンス
Ｌ１およびＬ２の変化に基づいて物理量たとえばトルク
を検出することができる。
【００５３】次に、図１および図２を参照しながら、こ
の発明の実施の形態１によるセンサ回路を磁歪式トルク
センサに適用した場合の動作について、さらに具体的に
説明する。まず、前述のように、駆動回路４Ａから発生
する矩形波形の駆動電圧Ｖａにより、抵抗器８、第１の
コイル３ａ、第２のコイル３ｂおよび抵抗器９の順に接
続された直列回路には、コイル電流ｉが流される。
の発明の実施の形態１によるセンサ回路を磁歪式トルク
センサに適用した場合の動作について、さらに具体的に
説明する。まず、前述のように、駆動回路４Ａから発生
する矩形波形の駆動電圧Ｖａにより、抵抗器８、第１の
コイル３ａ、第２のコイル３ｂおよび抵抗器９の順に接
続された直列回路には、コイル電流ｉが流される。
【００５４】このとき、各コイル３ａおよび３ｂを含む
直列回路がインダクタンス成分Ｌを含むため、図２に示
すように、時間ｔ軸の時刻０において駆動電圧Ｖａが正
から負に切り替わっても、その直後においてコイル電流
ｉは正のままであり、やがて減少して負の方向に流れる
ようになる。
直列回路がインダクタンス成分Ｌを含むため、図２に示
すように、時間ｔ軸の時刻０において駆動電圧Ｖａが正
から負に切り替わっても、その直後においてコイル電流
ｉは正のままであり、やがて減少して負の方向に流れる
ようになる。
【００５５】電流積分回路１０は、抵抗器８の両端に発
生する電圧Ｖｉからコイル電流ｉを求め、駆動電圧Ｖａ
が正から負に切り替わる立ち下がり時点（ｔ＝０）から
コイル電流ｉの積分を開始し、コイル電流ｉの積算電流
値が０となるまでの期間、すなわち、図２内の斜線で示
す正側の面積と負側の面積とが等しくなる期間Ｐ１を求
め、期間Ｐ１（第１のコントロール信号Ｃ１の出力期
間）の範囲にわたって、第１のコントロール信号Ｃ１を
ローレベルからハイレベルにする。
生する電圧Ｖｉからコイル電流ｉを求め、駆動電圧Ｖａ
が正から負に切り替わる立ち下がり時点（ｔ＝０）から
コイル電流ｉの積分を開始し、コイル電流ｉの積算電流
値が０となるまでの期間、すなわち、図２内の斜線で示
す正側の面積と負側の面積とが等しくなる期間Ｐ１を求
め、期間Ｐ１（第１のコントロール信号Ｃ１の出力期
間）の範囲にわたって、第１のコントロール信号Ｃ１を
ローレベルからハイレベルにする。
【００５６】次に、駆動電圧Ｖａが負から正に切り替わ
る立ち上がり時点（ｔ＝Ｔ／２）の直後においても、立
ち下がり時点（ｔ＝０）の場合と同様に、コイル電流ｉ
は負のままであり、やがて増大して正の方向に流れるよ
うになる。このとき、電流積分回路１０は、立ち上がり
時点（ｔ＝Ｔ／２）からコイル電流ｉの積分を開始し、
コイル電流ｉの積算電流値が０となるまでの期間Ｐ２を
求め、期間Ｐ２（第２のコントロール信号Ｃ２の出力期
間）の範囲にわたって、第２のコントロール信号Ｃ２を
ハイレベルにする。
る立ち上がり時点（ｔ＝Ｔ／２）の直後においても、立
ち下がり時点（ｔ＝０）の場合と同様に、コイル電流ｉ
は負のままであり、やがて増大して正の方向に流れるよ
うになる。このとき、電流積分回路１０は、立ち上がり
時点（ｔ＝Ｔ／２）からコイル電流ｉの積分を開始し、
コイル電流ｉの積算電流値が０となるまでの期間Ｐ２を
求め、期間Ｐ２（第２のコントロール信号Ｃ２の出力期
間）の範囲にわたって、第２のコントロール信号Ｃ２を
ハイレベルにする。
【００５７】電圧検出回路５は、各コイル３ａおよび３
ｂから発生する電圧Ｖ１およびＶ２を検出して差動増幅
することにより、差動出力電圧をコイル電圧Ｖｃとして
出力する。図２においては、各コイル３ａおよび３ｂの
インダクタンスＬ１およびＬ２がＬ２＞Ｌ１の関係を満
たす場合の差動電圧からなるコイル電圧Ｖｃの例を示し
ている。
ｂから発生する電圧Ｖ１およびＶ２を検出して差動増幅
することにより、差動出力電圧をコイル電圧Ｖｃとして
出力する。図２においては、各コイル３ａおよび３ｂの
インダクタンスＬ１およびＬ２がＬ２＞Ｌ１の関係を満
たす場合の差動電圧からなるコイル電圧Ｖｃの例を示し
ている。
【００５８】検波回路６Ａは、第１のコントロール信号
Ｃ１がハイレベルとなる第１の出力期間Ｐ１において
は、コイル電圧Ｖｃをそのままの極性で検波出力Ｖｄと
し、第２のコントロール信号Ｃ２がハイレベルとなる第
２の出力期間Ｐ２においては、コイル電圧Ｖｃを逆極性
に反転して検波電圧Ｖｄとして出力し、その他の期間に
おいては、出力信号をハイインピーダンスにする。平滑
回路７は、各コントロール信号Ｃ１およびＣ２の出力期
間Ｐ１およびＰ２における検波電圧Ｖｄを平均化処理
し、直流の平均電圧Ｖｍを出力する。
Ｃ１がハイレベルとなる第１の出力期間Ｐ１において
は、コイル電圧Ｖｃをそのままの極性で検波出力Ｖｄと
し、第２のコントロール信号Ｃ２がハイレベルとなる第
２の出力期間Ｐ２においては、コイル電圧Ｖｃを逆極性
に反転して検波電圧Ｖｄとして出力し、その他の期間に
おいては、出力信号をハイインピーダンスにする。平滑
回路７は、各コントロール信号Ｃ１およびＣ２の出力期
間Ｐ１およびＰ２における検波電圧Ｖｄを平均化処理
し、直流の平均電圧Ｖｍを出力する。
【００５９】このとき、各出力期間Ｐ１およびＰ２にお
ける積算電流値が０であることから、上記（５）式〜
（７）式に示すように、抵抗成分電圧Ｖｒの影響は相殺
されている。一方、インダクタンス成分電圧ＶＬの極性
は、常に駆動電圧Ｖａの極性と一致するので、各コント
ロール信号Ｃ１およびＣ２に応じた極性の検波を行うこ
とにより、最終的に、平滑化回路７は、（Ｌ１−Ｌ２）
／（Ｌ１＋Ｌ２）に比例した平均電圧Ｖｍを出力するこ
とができる。このように、内部抵抗成分ｒによるインダ
クタンス成分Ｌの測定誤差を除去することにより、高精
度のセンサ回路が得られる。
ける積算電流値が０であることから、上記（５）式〜
（７）式に示すように、抵抗成分電圧Ｖｒの影響は相殺
されている。一方、インダクタンス成分電圧ＶＬの極性
は、常に駆動電圧Ｖａの極性と一致するので、各コント
ロール信号Ｃ１およびＣ２に応じた極性の検波を行うこ
とにより、最終的に、平滑化回路７は、（Ｌ１−Ｌ２）
／（Ｌ１＋Ｌ２）に比例した平均電圧Ｖｍを出力するこ
とができる。このように、内部抵抗成分ｒによるインダ
クタンス成分Ｌの測定誤差を除去することにより、高精
度のセンサ回路が得られる。
【００６０】実施の形態２．なお、上記実施の形態１で
は、物理量に対する第２のコイル３ｂのインダクタンス
Ｌ２の変化特性を、第１のコイル３ａのインダクタンス
Ｌ１の変化特性とは逆方向に設定したが、第２のコイル
３ｂのインダクタンスＬ２を物理量の変化によらず一定
になるように設定してもよい。また、一対のコイル３ａ
および３ｂを用いたが、物理量に対してインダクタンス
が変化する単一のコイルを用いてもよい。
は、物理量に対する第２のコイル３ｂのインダクタンス
Ｌ２の変化特性を、第１のコイル３ａのインダクタンス
Ｌ１の変化特性とは逆方向に設定したが、第２のコイル
３ｂのインダクタンスＬ２を物理量の変化によらず一定
になるように設定してもよい。また、一対のコイル３ａ
および３ｂを用いたが、物理量に対してインダクタンス
が変化する単一のコイルを用いてもよい。
【００６１】以上のように、この発明によれば、コイル
電流ｉの積算電流値が０となるようにコイル電圧Ｖｃを
検波し、コイルの抵抗成分電圧Ｖｒを検波期間内で相殺
し、内部抵抗ｒ１およびｒ２の影響が最終的に出力され
る平均電圧Ｖｍに表われないようにしたので、内部抵抗
ｒ１およびｒ２の高いコイルを用いても、内部抵抗成分
ｒによるインダクタンス成分Ｌの測定誤差がなくなり、
高精度のセンサ回路が得られる効果がある。
電流ｉの積算電流値が０となるようにコイル電圧Ｖｃを
検波し、コイルの抵抗成分電圧Ｖｒを検波期間内で相殺
し、内部抵抗ｒ１およびｒ２の影響が最終的に出力され
る平均電圧Ｖｍに表われないようにしたので、内部抵抗
ｒ１およびｒ２の高いコイルを用いても、内部抵抗成分
ｒによるインダクタンス成分Ｌの測定誤差がなくなり、
高精度のセンサ回路が得られる効果がある。
【００６２】また、この発明によれば、直列に接続され
た第１および第２のコイル３ａおよび３ｂの発生電圧Ｖ
１およびＶ２を差動増幅したうえで、さらに内部抵抗ｒ
１およびｒ２の影響を相殺するようにしたので、さらに
高精度のセンサ回路が得られる効果がある。
た第１および第２のコイル３ａおよび３ｂの発生電圧Ｖ
１およびＶ２を差動増幅したうえで、さらに内部抵抗ｒ
１およびｒ２の影響を相殺するようにしたので、さらに
高精度のセンサ回路が得られる効果がある。
【００６３】さらに、この発明によれば、一定時間（Ｔ
／２）毎に出力される各コントロール信号Ｃ１およびＣ
２に応答して、コイル電圧Ｖｃを極性反転して検波する
ようにしたので、駆動電圧Ｖａの１周期Ｔのうちに２回
の検波電圧Ｖｄが得られ、さらに高精度のセンサ回路が
得られる効果がある。
／２）毎に出力される各コントロール信号Ｃ１およびＣ
２に応答して、コイル電圧Ｖｃを極性反転して検波する
ようにしたので、駆動電圧Ｖａの１周期Ｔのうちに２回
の検波電圧Ｖｄが得られ、さらに高精度のセンサ回路が
得られる効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１を示すブロック構成
図である。
図である。
【図２】 この発明の実施の形態１の動作を示す形図で
ある。
ある。
【図３】 従来のセンサ回路をトルク検出装置に適用し
た場合を示すブロック構成図である。
た場合を示すブロック構成図である。
【図４】 図３内のコイル部の接続関係を示す回路図で
ある。
ある。
【図５】 従来のセンサ回路の動作を示す波形図であ
る。
る。
【図６】 コイル内部抵抗の大きい場合の従来のセンサ
回路の動作を示す波形図である。
回路の動作を示す波形図である。
１ 受動軸、２ 磁性材、３ａ 第１のコイル、３ｂ
第２のコイル、４Ａ駆動回路、５ 電圧検出回路、６Ａ
検波回路、７ 平滑化回路、８ 抵抗器、１０ 電流
積分回路、Ｃ１ 第１のコントロール信号、Ｃ２ 第２
のコントロール信号、ｉ コイル電流、Ｌ１，Ｌ２ イ
ンダクタンス、Ｐ１ 第１の出力期間、Ｐ２ 第２の出
力期間、ｒ１，ｒ２ 内部抵抗、Ｔ／２ 一定時間、Ｖ
ａ 駆動電圧、Ｖｃ コイル電圧、Ｖｄ 検波電圧、Ｖ
ｍ 平均電圧。
第２のコイル、４Ａ駆動回路、５ 電圧検出回路、６Ａ
検波回路、７ 平滑化回路、８ 抵抗器、１０ 電流
積分回路、Ｃ１ 第１のコントロール信号、Ｃ２ 第２
のコントロール信号、ｉ コイル電流、Ｌ１，Ｌ２ イ
ンダクタンス、Ｐ１ 第１の出力期間、Ｐ２ 第２の出
力期間、ｒ１，ｒ２ 内部抵抗、Ｔ／２ 一定時間、Ｖ
ａ 駆動電圧、Ｖｃ コイル電圧、Ｖｄ 検波電圧、Ｖ
ｍ 平均電圧。
Claims (4)
- 【請求項１】 物理量に応じてインダクタンスが変化す
るコイルと、 前記コイルに交流の駆動電圧を印加する駆動回路と、 前記駆動電圧の印加により前記コイルに発生するコイル
電圧を検出する電圧検出回路と、 前記駆動電圧の印加により前記コイルに流れるコイル電
流を前記駆動電圧の極性反転時点から積分し、前記コイ
ル電流の積算電流値が０となるまでの期間にわたってコ
ントロール信号を出力する電流積分回路と、 前記コントロール信号の出力期間に前記コイル電圧を検
波して検波電圧を出力する検波回路と、 前記検波電圧を平滑化処理して平均電圧を出力する平滑
化回路とを備え、 前記コイルのインダクタンス変化に応答する前記平均電
圧に基づいて前記物理量を検出することを特徴とするセ
ンサ回路。 - 【請求項２】 前記駆動電圧は、一定時間毎に電圧が正
負に切り替わる矩形波形を有し、 前記コントロール信号は、 前記駆動電圧が正から負に切り替わってから前記積算電
流値が０となるまでの第１の出力期間を有する第１のコ
ントロール信号と、 前記駆動電圧が負から正に切り替わってから前記積算電
流値が０となるまでの第２の出力期間を有する第２のコ
ントロール信号とを含み、 前記検波回路は、 前記第１および第２の出力期間のうちの一方の出力期間
では前記コイル電圧をそのままの極性で前記検波電圧と
して出力し、 前記第１および第２の出力期間のうちの他方の出力期間
では前記コイル電圧の極性を反転して前記検波電圧とし
て出力することを特徴とする請求項１に記載のセンサ回
路。 - 【請求項３】 前記コイルは、 前記物理量に応じてインダクタンスが変化する第１のコ
イルと、 前記第１のコイルに直列接続され、且つ、前記物理量に
対するインダクタンスの変化が前記第１のコイルとは逆
特性の第２のコイルとを含み、 前記電圧検出回路は、前記第１および第２のコイルに発
生する各電圧を差動増幅した差動電圧を前記コイル電圧
として出力することを特徴とする請求項１に記載のセン
サ回路。 - 【請求項４】 前記コイルは、 前記物理量に応じてインダクタンスが変化する第１のコ
イルと、 前記第１のコイルに直列接続され、且つ、前記物理量の
変化に対してインダクタンスが一定の第２のコイルとを
含み、 前記電圧検出回路は、前記第１および第２のコイルに発
生する各電圧を差動増幅した差動電圧を前記コイル電圧
として出力することを特徴とする請求項１に記載のセン
サ回路。
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