JP3238320B2 - 直流・直流変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング周
波数可変型の直流・直流変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１７は、特公昭５９−６１４６号公報
に示された従来の直流・直流変換装置を示す回路図であ
る。図において、１は入力電源、２はトランジスタ、３
はトランス、４は抵抗、５はコンデンサ、６は抵抗、７
はトランジスタ、８は抵抗、９はコンデンサ、１０、１
１はダイオード、１２は平滑リアクトル、１３はコンデ
ンサ、１４は負荷、１５はダイオード、１６はトランジ
スタ、１７は誤差増幅器、１８は基準電源である。

【０００３】また、図１８は図１７の直流・直流変換装
置の動作波形図であり、図１８（ａ）はトランジスタ２
のベース・エミッタ間電圧、図１８（ｂ）はトランジス
タ７のベース・エミッタ間電圧、図１８（ｃ）はトラン
ジスタ２のコレクタ・エミッタ間電圧、図１８（ｄ）は
第４の巻線ｎ４ に流れる電流である。

【０００４】次に動作について説明する。図１８（ａ）
のように時刻ｔ１ で、入力電源１とトランジスタ２の
ベース間に接続された抵抗４よりトランジスタ２にベー
ス電流が供給され、トランジスタ２にコレクタ電流が流
れると、トランス３の第１の巻線ｎ１ を介して第３の
巻線ｎ３ にトランジスタ２のベース電流を更に増加さ
せるような電圧が発生し、トランジスタ２は正帰還動作
により直ちに飽和状態に移行する。第３の巻線ｎ３ に
誘起した電圧は抵抗８とコンデンサ９で図１８（ｂ）の
波形のように積分され、トランジスタ７のベース・エミ
ッタ間電圧がトランジスタをオンさせる電圧ＶＢＥ２
に達すると、時刻ｔ２ にトランジスタ７がオンし、ト
ランジスタ２のベースを短絡するため、トランジスタ２
がオフする。トランジスタ２のオフ期間に、第４の巻線
ｎ４ にはダイオード１５をオンさせる方向に逆起電圧
が発生し、可変インピーダンス素子であるトランジスタ
１６のコレクタ・エミッタ間インピーダンスにより図１
８（ｄ）の波形のように、トランス３の励磁リセット電
流が流れる。この期間に、トランジスタ２のコレクタ・
エミッタ間電圧は、図１８（ｃ）の波形のように入力電
源１の端子電圧ＶＩＮより高い値となり、第３の巻線ｎ
３ にはトランジスタ２をオフさせる電圧が誘起するた
め、トランジスタ２のベース・エミッタ間電圧は、図１
８（ａ）の波形のようにトランジスタ２をオンさせる場
合と逆極性の電圧が印加される。時刻ｔ３ でトランス
３の励磁電流が第４の巻線ｎ４ を通して放出し終わる
と、トランジスタ２のベース・エミッタ間電圧は０に戻
り、直ちに抵抗４を通してトランジスタ２を再度オンさ
せる動作を繰り返す。

【０００５】トランジスタ２がオンした時、第２の巻線
ｎ２ に発生する電圧を整流平滑することにより、コン
デンサ１３の両端に出力電圧が得られ、負荷１４に供給
される。コンデンサ１３の両端で得られる出力電圧が基
準電源１８の電圧より上昇すると、誤差増幅器１７の出
力は上昇し、トランジスタ１６により多くのベース電流
を供給する。この状態において、トランジスタ１６のコ
レクタ・エミッタ間のインピーダンスは低下するため、
図１８における時刻ｔ２ 〜ｔ３ までの期間が増加す
る。このため、主スイッチ素子であるトランジスタ２の
オフ期間が増加し、トランジスタ２のスイッチング周期
に対するオン時間の比、即ちデューティ比が低下するた
め、前記出力は低下する。出力電圧が基準電源１８の電
圧より低下すると上記動作と逆の動作が行われ、負荷１
４には一定の出力電圧が供給される。

【０００６】なお上記の他にも、整流器として電界効果
型トランジスタを用いた直流・直流変換装置もあり、さ
らに電力損失を少なすることができるだけでなく、主ス
イッチ素子のオン／オフタイミングを決める可変インピ
ーダンス素子としても兼用できる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】従来の直流・直流変換
装置は以上のように構成されているので、トランス３の
励磁エネルギーを、可変インピーダンス素子であるトラ
ンジスタ１６で消費して、トランスのリセット期間、即
ち主スイッチ素子２の非導通期間を制御しており、電力
変換効率が悪くなるなどの問題点があった。

【０００８】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたものであり、電力変換効率の良い直流・
直流変換装置を得ることを目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】この発明に係る直流・直
流変換装置は、トランスの第１の巻線と主スイッチ素子
と入力電源とで構成された直列回路、上記第１の巻線と
上記主スイッチ素子に並列に接続されると共に、上記ト
ランスの励磁エネルギーを上記入力電源に回生するよう
上記トランスの第３の巻線とダイオードによって構成さ
れた直列回路、上記トランスの第２の巻線に接続された
整流用ダイオードと環流用ダイオードを備えた直流・直
流変換装置であって、上記変換装置の出力電圧と基準電
源の電圧との差を増幅する誤差増幅器、上記トランスの
励磁エネルギーの入力電源への回生終了を検出する回生
終了検出手段、この回生終了検出手段からの信号により
制御される三角波発振回路又はのこぎり波発振回路を備
え、上記主スイッチ素子のオンタイミングは上記回生終
了検出手段からの信号により決定し、上記主スイッチ素
子のオフタイミングは上記誤差増幅器の出力と上記三角
波発振回路又はのこぎり波発振回路の出力とを比較する
ことにより決定するように構成したものである。

【００１０】また、トランスの第１の巻線と主スイッチ
素子と入力電源とで構成された直列回路、上記第１の巻
線と上記主スイッチ素子に並列に接続されると共に、上
記トランスの励磁エネルギーを上記入力電源に回生する
よう上記トランスの第３の巻線とダイオードによって構
成された直列回路、上記トランスの第２の巻線に接続さ
れた整流用ダイオードと環流用ダイオードを備えた直流
・直流変換装置であって、上記変換装置の出力電圧と基
準電源の電圧との差を増幅する誤差増幅器、上記トラン
スの励磁エネルギーの入力電源への回生終了を検出する
回生終了検出手段、この回生終了検出手段からの信号と
上記誤差増幅器の出力とによって上記主スイッチ素子の
オン／オフタイミングを決定する手段を備え、上記主ス
イッチ素 子のオンタイミングは上記回生終了検出手段か
らの信号により決定し、上記主スイッチ素子のオフタイ
ミングは上記誤差増幅器に基因する出力と(1)上記主ス
イッチ素子に流れる電流信号に基因する信号もしくは
(2)上記変換装置の出力回路に流れる電流信号に基因す
る信号とを比較することにより決定するように構成した
ものである。

【００１１】また、トランスの第１の巻線と主スイッチ
素子と入力電源とで構成された直列回路、上記第１の巻
線と上記主スイッチ素子に並列に接続されると共に、上
記トランスの励磁エネルギーを上記入力電源に回生する
よう上記トランスの第３の巻線とダイオードによって構
成された直列回路、上記トランスの第２の巻線に接続さ
れた整流用電界効果型トランジスタと環流用電界効果型
トランジスタを備えた直流・直流変換装置であって、上
記変換装置の出力電圧と基準電源の電圧との差を増幅す
る誤差増幅器、上記トランスの励磁エネルギーの入力電
源への回生終了を検出する回生終了検出手段、この回生
終了検出手段からの信号により制御される三角波発振回
路又はのこぎり波発振回路を備え、上記主スイッチ素子
のオンタイミングは上記回生終了検出手段からの信号に
より決定し、上記主スイッチ素子のオフタイミングは上
記誤差増幅器の出力と上記三角波発振回路又はのこぎり
波発振回路の出力とを比較することにより決定するよう
に構成したものである。

【００１２】また、トランスの第１の巻線と主スイッチ
素子と入力電源とで構成された直列回路、上記第１の巻
線と上記主スイッチ素子に並列に接続されると共に、上
記トランスの励磁エネルギーを上記入力電源に回生する
よう上記トランスの第３の巻線とダイオードによって構
成された直列回路、上記トランスの第２の巻線に接続さ
れた整流用電界効果型トランジスタと環流用電界効果型
トランジスタを備えた直流・直流変換装置であって、上
記変換装置の出力電圧と基準電源の電圧との差を増幅す
る誤差増幅器、上記トランスの励磁エネルギーの入力電
源への回生終了を検出する回生終了検出手段、この回生
終了検出手段からの信号と上記誤差増幅器の出力とによ
って上記主スイッチ素子のオン／オフタイミングを決定
する手段を備え、上記主スイッチ素子のオンタイミング
は上記回生終了検出手段からの信 号により決定し、上記
主スイッチ素子のオフタイミングは上記誤差増幅器に基
因する出力と(1)上記主スイッチ素子に流れる電流信号
に基因する信号もしくは(2)上記変換装置の出力回路に
流れる電流信号に基因する信号とを比較することにより
決定するように構成したものである。

【００１３】また、トランスの第１の巻線と主スイッチ
素子と入力電源とで構成された直列回路、上記トランス
の第２の巻線に接続された整流用電界効果型トランジス
タと環流用電界効果型トランジスタを備えた直流・直流
変換装置であって、上記変換装置の出力電圧と基準電源
の電圧との差を増幅する誤差増幅器、上記トランスの励
磁エネルギーの入力電源への回生終了を検出する回生終
了検出手段、この回生終了検出手段からの信号により制
御される三角波発振回路又はのこぎり波発振回路を備
え、上記主スイッチ素子のオンタイミングは上記回生終
了検出手段からの信号により決定し、上記主スイッチ素
子のオフタイミングは上記誤差増幅器の出力と上記三角
波発振回路又はのこぎり波発振回路の出力とを比較する
ことにより決定するように構成し、上記主スイッチ素子
が非導通時に、上記トランスの励磁インダクタンスと上
記電界効果型トランジスタ及び上記主スイッチ素子が有
する静電容量との共振により、上記トランスの励磁エネ
ルギーを上記入力電源へ回生することを特徴とするもの
である。

【００１４】また、トランスの第１の巻線と主スイッチ
素子と入力電源とで構成された直列回路、上記トランス
の第２の巻線に接続された整流用電界効果型トランジス
タと環流用電界効果型トランジスタを備えた直流・直流
変換装置であって、上記変換装置の出力電圧と基準電源
の電圧との差を増幅する誤差増幅器、上記トランスの励
磁エネルギーの入力電源への回生終了を検出する回生終
了検出手段、この回生終了検出手段からの信号と上記誤
差増幅器の出力とによって上記主スイッチ素子のオン／
オフタイミングを決定する手段を備え、上記主スイッチ
素子のオンタイミングは上記回生終了検出手段からの信
号により決定し、上記主スイッチ素子のオフタイミング
は上記誤差増幅器に基因する出力と(1)上記主スイッチ
素子に流れる電流信号に基因する信号もしくは(2)上記
変換装置の出力回路に流れる電流 信号に基因する信号と
を比較することにより決定するように構成し上記主スイ
ッチ素子が非導通時に、上記トランスの励磁インダクタ
ンスと上記電界効果型トランジスタ及び上記主スイッチ
素子が有する静電容量との共振により、上記トランスの
励磁エネルギーを上記入力電源へ回生することを特徴と
するものである。また、上記誤差増幅器に基因する出力
は、上記誤差増幅器の出力から、上記回生終了検出手段
からの信号により制御される三角波発振回路又はのこぎ
り波発振回路の出力を減算した出力である。 また、(1)
上記主スイッチ素子に流れる電流信号に基因する信号も
しくは(2)上記変換装置の出力回路に流れる電流信号に
基因する信号は、(1)上記主スイッチ素子に流れる電流
信号もしくは(2)上記変換装置の出力回路に流れる電流
信号に、上記回生終了検出手段からの信号により制御さ
れる三角波発振回路又はのこぎり波発振回路の出力を加
算した信号である。

【００１５】また、整流用電界効果型トランジスタと環
流用電界効果型トランジスタの駆動信号をトランスに誘
起される電圧で得ることを特徴とするものである。ま
た、トランスの励磁エネルギーの入力電源への回生終了
を検出する手段がトランスの第４の巻線を含むことを特
徴とするものである。 さらにまた、回生終了検出手段
は、主スイッチ素子にかかる電圧と入力電源の電圧とを
比較する比較回路を含むことを特徴とするものである。

【００１６】

【発明の実施の形態】実施の形態１． 以下、この発明の一実施の形態を図について説明する。
図１はこの発明の実施の形態１による直流・直流変換装
置を示す構成図である。図において、１は入力電源、１
０は整流用ダイオード、１１は環流用ダイオード、１２
は平滑リアクトル、１３は平滑コンデンサ、１４は負
荷、１８は基準電源であり、図１７に同一符号を付した
従来のそれらと同一、もしくは相当部分であるため詳細
な説明は省略する。

【００１７】２６はトランスであり、２６ａはその第１
の巻線、２６ｂは第２の巻線、２６ｃは第３の巻線であ
る。２７はトランス２６の第１の巻線２６ａと入力電源
１に接続した主スイッチ素子としての電界効果型トラン
ジスタ、２８は第３の巻線２６ｃと入力電源１に接続し
たトランスリセット用のダイオードである。２９、３０
は出力電圧を分圧するための抵抗、３１は出力電圧と基
準電源１８との差を増幅する誤差増幅器、３２は三角波
発振回路であり、３３の比較回路により、誤差増幅器３
１の出力信号と三角波発振回路３２の出力信号とを比較
する。３４は主スイッチ素子２７を駆動するための駆動
回路、２６ｄはトランス２６に誘起される電圧を検出す
るための第４の巻線、３５は第４の巻線２６ｄに接続し
た抵抗、３６は比較回路である。３７はスイッチング周
波数可変手段であり、ワンショット・マルチバイブレー
タ３８とその出力パルス幅を決定するための抵抗３９、
コンデンサ４０、およびスイッチ素子としての電界効果
型トランジスタ４１で構成されている。４２、４３はそ
れぞれ三角波発振回路３２のタイミングコンデンサとタ
イミング抵抗である。

【００１８】また、図２は図１の直流・直流変換装置の
動作波形図である。なお、同図（ａ）は主スイッチ素子
２７のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳＯ の波形、同図
（ｂ）はトランスの誘起電圧ＶＤＥＴ の波形、同図
（ｃ）は比較回路３６の出力Ａ点の波形、同図（ｄ）は
ワンショット・マルチバイブレータ３８の出力Ｂ点の波
形、同図（ｅ）は誤差増幅器３１の出力Ｃ点と三角波発
振回路３２の出力Ｄ点の波形、同図（ｆ）は比較回路３
３の出力Ｅ点の波形である。

【００１９】次に動作について説明する。図２（ｅ）の
ように、時刻ｔ１で三角波発振回路３２の出力Ｄが出力
電圧と基準電源１８との差を増幅した誤差増幅器３１の
出力Ｃを上回ると、比較回路３３の出力Ｅは図２（ｆ）
のように０となり、駆動回路３４は主スイッチ素子２７
にオフ信号を与え、主スイッチ素子２７はオフとなる。
主スイッチ素子２７がオフになるとトランスリセット用
ダイオード２８がオンとなり、主スイッチ素子２７がオ
ンの時にトランスに蓄えられた励磁エネルギーが第３の
巻線２６ｃから入力電源１へ回生される。時刻ｔ２で励
磁エネルギーが回生し終わると、図２（ａ）のように主
スイッチ素子２７のドレイン・ソース間電圧が入力電源
電圧ＶＩＮまで下がり、トランスの誘起電圧ＶＤＥＴ
も図２（ｂ）のように０まで下がるため、比較回路３６
の出力Ａが下がる。この出力Ａの立ち下がり信号によ
り、スイッチング周波数可変手段３７を構成するワンシ
ョット・マルチバイブレータ３８がパルスを図２（ｄ）
のように出力し、スイッチ素子４１をオンする。これに
より、三角波発振回路３２のタイミングコンデンサ４２
が短絡され、発振周期が図２（ｅ）のように変わる。こ
れにより、スイッチング周波数が可変できる。なお、ワ
ンショット・マルチバイブレータ３８のパルス幅は抵抗
３９、コンデンサ４０により三角波発振回路３２のタイ
ミングコンデンサ４２の電荷を放電するのに十分な値に
設定する。

【００２０】時刻ｔ２で、三角波発振回路３２の出力Ｄ
が誤差増幅器３１の出力Ｃを図２（ｅ）のように下回る
と、比較回路３３の出力Ｅは図２（ｆ）のように高くな
り、駆動回路３４は主スイッチ素子２７にオン信号を与
え、主スイッチ素子２７はオンとなる。これにより、主
スイッチ素子２７のドレイン・ソース間電圧は図２
（ａ）のように０まで下がり、トランスの誘起電圧ＶＤ
ＥＴ も図２（ｂ）のように負となる。

【００２１】時刻ｔ３で、三角波発振回路３２の出力Ｄ
が誤差増幅器３１の出力Ｃを図２（ｅ）のように上回る
と、比較回路３３の出力Ｅは図２（ｆ）のように０とな
り、駆動回路３４は再び主スイッチ素子２７にオフ信号
を与え、主スイッチ素子２７はオフとなる。以上、上記
動作を繰り返す。

【００２２】なお、トランスの第２の巻線２６ｂ側の整
流平滑動作は従来と同じ動作をするので、説明は省略す
る。

【００２３】以上のようにこの実施の形態１によれば、
主スイッチ素子のオン／オフタイミングの制御をトラン
スの励磁エネルギーの消費によらない構成としたので、
励磁エネルギーを入力電源へ回生でき、電力変換効率の
良い直流・直流変換装置が得られる効果がある。

【００２４】なお、トランスの励磁エネルギーの入力電
源への回生終了を検出する手段が、上記実施の形態では
トランスの誘起電圧検出用巻線２６ｄを設けたものにつ
いて述べたが、第１の巻線２６ａの電圧や第２の巻線２
６ｂの電圧からトランスの励磁エネルギーの入力電源へ
の回生終了を検出しても良い。

【００２５】実施の形態２． 実施の形態１では、トランスの励磁エネルギーの入力電
源への回生終了を検出する手段に第４の巻線を用いた
が、主スイッチ素子にかかる電圧と入力電源にかかる電
圧とを比較する比較回路でも実施の形態１と同様の効果
が得られる。

【００２６】図３はこの発明の実施の形態２による直流
・直流変換装置を示す構成図である。図３において、
１、１０〜１４、１８、２６〜３４、および３７〜４３
は、図１に同一符号を付した実施の形態１のそれらと同
一、もしくは相当部分であるため詳細な説明は省略す
る。

【００２７】４４、４５は主スイッチ素子２７のドレイ
ン・ソース間電圧を分圧検出するための抵抗、４６、４
７は入力電源１の電圧を分圧検出するための抵抗であ
る。４８は主スイッチ素子２７のドレイン・ソース間電
圧と入力電源１の電圧を比較するための比較回路であ
る。

【００２８】次に動作について説明する。主スイッチ素
子２７のオフタイミングの決定動作、およびトランスの
第２の巻線２６ｂ側の整流平滑動作は、実施の形態１と
同様の動作をするのでその説明は省略する。主スイッチ
素子２７がオフになるとトランスリセット用ダイオード
２８がオンとなり、主スイッチ素子２７がオンの時にト
ランスに蓄えられた励磁エネルギーが第３の巻線２６ｃ
から入力電源１へ回生される。励磁エネルギーが回生し
終わると、主スイッチ素子２７のドレイン・ソース間電
圧が入力電源電圧ＶＩＮまで下がるため、入力電圧と比
較している比較回路４８の出力Ａが下がる。この出力Ａ
の立ち下がり信号により、実施の形態１と同様にスイッ
チング周波数可変手段３７を構成するワンショット・マ
ルチバイブレータ３８がパルスを出力し、スイッチ素子
４１をオンする。これにより、三角波発振回路３２のタ
イミングコンデンサ４２が短絡され、発振周期が変わ
る。これにより、スイッチング周波数が可変できる。

【００２９】三角波発振回路３２の出力Ｄが誤差増幅器
３１の出力Ｃを下回ると、比較回路３３の出力Ｅは高く
なり、駆動回路３４は主スイッチ素子２７にオン信号を
与え、主スイッチ素子２７はオンとなる。

【００３０】実施の形態３． 図４はこの発明の実施の形態３による直流・直流変換装
置を示す構成図である。図４において、１、１０〜１
４、１８、２６〜３０、３２、および３５〜４３は、図
１に同一符号を付した実施の形態１のそれらと同一、も
しくは相当部分であるため詳細な説明は省略する。

【００３１】４９は出力電圧と基準電圧源１８の差を増
幅する誤差増幅器、５０は主スイッ素子２７に流れる電
流を検出する、例えば抵抗などのスイッチング電流検出
手段、５１は誤差増幅器の出力Ｃとスイッチング電流検
出値Ｆとを比較する比較回路、５２は三角波発振回路３
２の出力Ｄを微分する微分回路、５３はインバータ、５
４はＲ−Ｓフリップフロップ回路、５５はＲ−Ｓフリッ
プフロップ回路５４の出力信号を受けて主スイッチング
素子２７を駆動する駆動回路である。

【００３２】また、図５は図４の直流・直流変換装置の
動作波形図である。なお、同図（ａ）は主スイッチ素子
２７のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳＯ の波形、同図
（ｂ）はワンショット・マルチバイブレータ３８の出力
Ｂ点の波形、同図（ｃ）は三角波発振回路３２の出力Ｄ
点の波形、同図（ｄ）はＲ−Ｓフリップフロップ回路５
４のセット入力信号波形、同図（ｅ）は誤差増幅器４９
の出力Ｃとスイッチング電流検出値Ｆの波形、同図
（ｆ）はＲ−Ｓフリップフロップ回路５４のリセット入
力信号波形、同図（ｇ）はＲ−Ｓフリップフロップ回路
５４の出力信号波形、並びに駆動回路５５の出力Ｅの波
形である。

【００３３】次に動作について説明する。図５（ｅ）の
ように、時刻ｔ１でスイッチング電流検出手段５０で検
出したスイッチング電流検出値Ｆが誤差増幅器４９の出
力Ｃと一致すると、比較回路５１の出力が図５（ｆ）の
ように高くなり、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路５４のリ
セット入力Ｒにその出力が入力されＲ−Ｓフリップフロ
ップ回路５４がリセットされる。これにより、Ｒ−Ｓフ
リップフロップ回路５４の出力Ｑは、図５（ｇ）のよう
に０となり、主スイッチ素子２７は駆動回路５５からオ
フ信号Ｅを受けてオフとなる。

【００３４】一方、時刻ｔ１で主スイッチ素子２７がオ
フとなると、トランスリセット用ダイオード２８がオン
し、第３の巻線２６ｃから入力電源１にトランスの励磁
エネルギーを実施の形態１または２と同様に回生する。
時刻ｔ２で励磁エネルギーが回生し終わると、図５
（ａ）のように主スイッチ素子２７のドレイン・ソース
間電圧が入力電源電圧ＶＩＮまで下がり、トランスの誘
起電圧ＶＤＥＴ も０まで下がるため、比較回路３６の
出力Ａが下がる。この出力Ａの立ち下がり信号により、
スイッチング周波数可変手段３７を構成するワンショッ
ト・マルチバイブレータ３８がパルスを図５（ｂ）のよ
うに出力し、スイッチ素子４１をオンする。これによ
り、三角波発振回路３２のタイミングコンデンサ４２が
短絡され、発振周期が図５（ｃ）のように変わる。これ
により、スイッチング周波数が可変できる。

【００３５】時刻ｔ２で、三角波発振回路３２の出力Ｄ
の一周期の終了を、微分回路５２により検知し、この信
号をインバータ５３で反転することにより、Ｒ−Ｓフリ
ップフロップ回路５４には図５（ｄ）のようなセット入
力Ｓが与えられ、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路５４がセ
ットされる。これにより、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路
５４の出力Ｑは、図５（ｇ）のように高くなり、主スイ
ッチ素子２７は駆動回路５５からオン信号Ｅを受けてオ
ンとなる。

【００３６】時刻ｔ３で、スイッチング電流検出値Ｆ
が、誤差増幅器４９の出力Ｃと図５（ｅ）のように再び
一致すると、比較回路５１の出力が図５（ｆ）のように
高くなり、Ｒ−Ｓフリップフロップ回路５４のリセット
入力Ｒにその出力が入力されＲ−Ｓフリップフロップ回
路５４がリセットされる。これにより、Ｒ−Ｓフリップ
フロップ回路５４の出力Ｑは、図５（ｇ）のように０と
なり、主スイッチ素子２７は駆動回路５５から再びオフ
信号Ｅを受けてオフとなる。以上、上記動作を繰り返
す。

【００３７】なお、トランスの第２の巻線２６ｂ側の整
流平滑動作は従来と同じ動作をするので、説明は省略す
る。

【００３８】以上のようにこの実施の形態３によれば、
トランスの励磁エネルギーを入力電源に回生でき、電力
変換効率の良い直流・直流変換装置が得られ、かつ、制
御特性が良い直流・直流変換装置が得られる効果があ
る。

【００３９】実施の形態４． なお、実施の形態３では、主スイッチ素子のオフタイミ
ングを決定する手段が、誤差増幅器の出力と主スイッチ
素子に流れるスイッチング電流信号とを比較する比較回
路により構成されたものについて示したが、誤差増幅器
の出力から三角波発振器またはのこぎり波発振器の出力
信号を減算した信号と、主スイッチ素子に流れるスイッ
チング電流信号とを比較する比較回路により構成された
ものであっても良く、実施の形態３よりもさらに制御安
定性が良くなる効果がある。

【００４０】図６はこの発明の実施の形態４による直流
・直流変換装置を示す構成図である。図６において、図
４と同一符号を付したものは実施の形態３と同一、もし
くは相当部分であるため詳細な説明は省略する。

【００４１】５６は誤差増幅器の出力Ｃから三角波発振
器の出力Ｄを減算する減算器である。この実施の形態の
動作は、比較回路５１がスイッチング電流検出値Ｆと、
誤差増幅器４９の出力Ｃから三角波発振器の出力または
のこぎり波発振器の出力信号Ｄを減算した三角波または
のこぎり波信号とを比較する点が異なるのみで、あとの
動作は上記実施の形態３と同様の動作をするので詳細説
明は省略する。

【００４２】実施の形態５． なお、実施の形態４では、主スイッチ素子のオフタイミ
ングを決定する手段が、誤差増幅器の出力から三角波発
振器またはのこぎり波発振器の出力信号を減算した信号
と、主スイッチ素子に流れるスイッチング電流信号とを
比較する比較回路により構成されたものについて示した
が、誤差増幅器の出力と主スイッチ素子に流れるスイッ
チング電流信号に三角波発振器またはのこぎり波発振器
の出力信号を加算した信号とを比較する比較回路により
構成されたものであっても良く、実施の形態４と同様の
効果を奏する。

【００４３】図７はこの発明の実施の形態５による直流
・直流変換装置を示す構成図である。図７において、図
６と同一符号を付したものは実施の形態４と同一、もし
くは相当部分であるため詳細な説明は省略する。

【００４４】５７は主スイッチ素子に流れるスイッチン
グ電流信号Ｆに三角波発振器またはのこぎり波発振器の
出力Ｄを加算する加算器である。この実施の形態の動作
は、比較回路５１が誤差増幅器４９の出力Ｃと、スイッ
チング電流信号に三角波発振器またはのこぎり波発振器
の出力Ｄを加算した三角波またはのこぎり波信号とを比
較する点が異なるのみで、あとの動作は実施の形態４と
同様の動作をするので詳細説明は省略する。

【００４５】実施の形態６． なお、実施の形態３から５では、主スイッチ素子のスイ
ッチング電流検出信号を用いるものについて示したが、
主スイッチ素子がオンの時に導通状態となるトランスの
第２の巻線側の整流用ダイオードに流れる電流検出信号
を用いたものであっても良く、上記実施の形態３から５
より使用する電流検出信号に励磁電流が重畳されないの
で制御性が向上する。

【００４６】図８はこの発明の実施の形態６による直流
・直流変換装置を示す構成図である。図８において、図
４と同一符号を付したものは実施の形態３と同一、もし
くは相当部分であるため詳細な説明は省略する。

【００４７】５８はトランスの第２の巻線２６ｂ側の整
流用ダイオード１０に流れる電流を検出する手段であ
る。この実施の形態の動作は、実施の形態３とほぼ同様
の動作をするので詳細説明は省略する。なお、本実施の
形態における電流検出信号Ｆには、負荷へのエネルギー
伝達に直接関係しない励磁電流分を含んでいないので、
入力電圧変動によって変化する励磁電流の傾きの変化の
影響を受けずに済む。

【００４８】また、実施の形態４または５と同様に、発
振回路の出力信号Ｄを減算器を用いて誤差増幅器の出力
信号Ｃから減算する構成としたものや、発振回路の出力
信号Ｄを加算器を用いて整流用ダイオード１０に流れる
電流検出信号Ｆに加算する構成としたものであっても良
い。

【００４９】以上のようにこの実施の形態６によれば、
入力電圧変動によって変化する励磁電流の傾きの変化の
影響を受けなくしたので、制御特性が非常に良い直流・
直流変換装置が得られる効果がある。

【００５０】実施の形態７． なお、実施の形態６では、主スイッチ素子がオンの時に
導通状態となるトランスの第２の巻線側の整流用ダイオ
ードに流れる電流検出信号を用いたものについて示した
が、平滑リアクトル１２に流れる電流検出信号を用いた
ものであっても良く、実施の形態６と同様の効果を奏す
る。

【００５１】図９はこの発明の実施の形態７による直流
・直流変換装置を示す構成図である。図９において、図
８と同一符号を付したものは実施の形態６と同一、もし
くは相当部分であるため詳細な説明は省略する。

【００５２】５９は平滑リアクトル１２に流れる電流を
検出する手段である。この実施の形態の動作は、実施の
形態６とほぼ同様の動作をするので詳細説明は省略す
る。なお、上記実施の形態６と同様に、本実施の形態に
おける電流検出信号には、負荷へのエネルギー伝達に直
接関係しない励磁電流分を含んでいないので、入力電圧
変動によって変化する励磁電流の傾きの変化の影響を受
けずに済む。

【００５３】また、実施の形態４または５と同様に、発
振回路の出力信号Ｄを減算器を用いて誤差増幅器の出力
信号Ｃから減算する構成としたものや、発振回路の出力
信号Ｄを加算器を用いて平滑リアクトル１２に流れる電
流検出信号Ｆに加算する構成としたものであっても良
い。

【００５４】実施の形態８． なお、実施の形態１から７では、トランスの第２の巻線
側に整流用ダイオードと環流用ダイオードを用いたもの
について示したが、電界効果型トランジスタを用いたも
のであっても良く、導通時の電圧降下値を低くできるの
で、損失の低減効果がある。

【００５５】図１０はこの発明の実施の形態８による直
流・直流変換装置を示す構成図である。図１０におい
て、図１と同一符号を付したものは実施の形態１と同
一、もしくは相当部分であるため詳細な説明は省略す
る。

【００５６】６０は整流用のＭＯＳ電界効果型トランジ
スタ（以下、整流用ＭＯＳＦＥＴと略す。）、６１は環
流用のＭＯＳ電界効果型トランジスタ（以下、環流用Ｍ
ＯＳＦＥＴと略す。）であり、環流用ＭＯＳＦＥＴ６１
のドレイン端子はトランス２６の第２の巻線２６ｂの巻
始め方向（・印で示す）に接続し、ソース端子は整流用
ＭＯＳＦＥＴ６０のソース端子と接続している。また、
整流用ＭＯＳＦＥＴ６０のドレイン端子は第２の巻線２
６ｂの巻終わり方向に接続している。整流用ＭＯＳＦＥ
Ｔ６０のゲート端子は第２の巻線２６ｂの巻始め方向
に、環流用ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート端子は第２の巻線
２６ｂの巻終わり方向に接続している。この実施の形態
の第１の巻線２６ａ側、および制御回路の動作は、実施
の形態１とほぼ同様の動作をするので詳細説明は省略す
る。

【００５７】図１１は図１０の直流・直流変換装置の動
作波形図である。なお、同図（ａ）は主スイッチ素子２
７のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳＯ の波形、同図
（ｂ）はトランス２６の第２の巻線２６ｂの電圧Ｖ２
の波形、同図（ｃ）は整流用ＭＯＳＦＥＴ６０のゲート
・ソース間電圧ＶＧＳ１ の波形、同図（ｄ）は環流用
ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ２ の
波形である。

【００５８】図１２はＭＯＳＦＥＴの特性図における第
３象限であり、Ａはしきい値電圧以上の十分なゲート・
ソース間電圧を与えた時の特性、Ｂはゲート・ソース間
電圧が０の時の特性、即ちＭＯＳＦＥＴに寄生するダイ
オードの特性、Ｃは整流用、環流用ダイオードとして従
来一般的に用いられてきたショットキバリアダイオード
の特性である。

【００５９】以下に、第２の巻線２６ｂ側の動作につい
て説明する。図１１において、時刻ｔ１で主スイッチ素
子２７がオフされると、図１１（ｂ）のように第２の巻
線２６ｂの電圧Ｖ２ は負電圧になる。これにより、整
流用ＭＯＳＦＥＴ６０のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ１
は図１１（ｃ）のように０となり、整流用ＭＯＳＦＥ
Ｔ６０には電流が流れなくなる。一方、環流用ＭＯＳＦ
ＥＴ６１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ２ は図１１
（ｄ）のように正方向の電圧がかかる。図１２で示すよ
うに、第３象限で使用し、十分なゲート・ソース間電圧
を与えてやると、ショットキバリアダイオードより導通
時の電圧降下値が低い整流素子となる。これにより導通
損失が低減できる。一般に用いられているスイッチング
周波数固定型の直流・直流変換装置では、トランスの磁
束のリセットが終了すると第２の巻線２６ｂの電圧Ｖ２
が０となり、環流用ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート・ソー
ス間電圧ＶＧＳ２ も０になるので、導通時の電圧降下
値がショットキバリアダイオードより図１２のように高
くなってしまう期間が存在する問題があった。しかし、
本実施の形態ではトランスの磁束のリセット終了と同時
に、主スイッチ素子をオンするので環流用ＭＯＳＦＥＴ
６１のゲート・ソース間には、図１１（ｄ）のように電
流が流れている期間中、十分な電圧が必ず与えられ、Ｍ
ＯＳＦＥＴを電圧降下値の低い整流素子として使用する
ことができる。

【００６０】時刻ｔ２で主スイッチ素子２７がオンされ
ると、図１１（ｂ）のように第２の巻線２６ｂの電圧Ｖ
２ は正電圧になる。これにより、整流用ＭＯＳＦＥＴ
６０のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ１ は図１１（ｃ）
のように正方向の電圧がかかり、電圧降下値が低い整流
素子として働く。一方、環流用ＭＯＳＦＥＴ６１のゲー
ト・ソース間電圧ＶＧＳ２ は図１１（ｄ）のように０
となり、環流用ＭＯＳＦＥＴ６１には電流が流れなくな
る。以上の動作を繰り返す。

【００６１】以上のようにこの実施の形態８によれば、
電圧降下値を低くすることができ、かつ、電界効果型ト
ランジスタが整流素子として動作している期間は常に十
分な駆動電圧を与えることができるため、電界効果型ト
ランジスタを同期整流器として最大限に機能させて、導
通損失を非常に低減できるので、電力変換効率の良い直
流・直流変換装置が得られる効果がある。

【００６２】実施の形態９． なお、実施の形態８では、トランスの第２の巻線の電圧
で整流用ＭＯＳＦＥＴと環流用ＭＯＳＦＥＴを駆動する
ものについて示したが、トランスに整流用ＭＯＳＦＥＴ
を駆動する巻線と環流用ＭＯＳＦＥＴを駆動する巻線を
別に設けたものであっても良く、駆動電圧を巻線比で調
整できるので、実施の形態９より駆動電圧をかなり自由
に設定ができる効果がある。

【００６３】図１３はこの発明の実施の形態９による直
流・直流変換装置を示す構成図である。図１３におい
て、図１１と同一符号を付したものは実施の形態８と同
一、もしくは相当部分であるため詳細な説明は省略す
る。

【００６４】２６ｅはトランス２６に巻いた整流用ＭＯ
ＳＦＥＴ６２の駆動巻線であり、巻線の巻始め方向（・
印で示す）を整流用ＭＯＳＦＥＴ６２のゲート端子に接
続し、巻終わり方向を第２の巻線２６ｂの巻始め方向に
接続している。また、２６ｆはトランス２６に巻いた環
流用ＭＯＳＦＥＴ６１の駆動巻線であり、巻線の巻始め
方向（・印で示す）を第２の巻線２６ｂの巻終わり方向
に接続し、巻終わり方向を環流用ＭＯＳＦＥＴ６１のゲ
ート端子に接続している。

【００６５】環流用ＭＯＳＦＥＴ６１のドレイン端子は
整流用ＭＯＳＦＥＴ６２のドレイン端子と接続し、ソー
ス端子は第２の巻線２６ｂの巻終わり方向に接続してい
る。また、整流用ＭＯＳＦＥＴ６２のソース端子はトラ
ンス２６の第２の巻線２６ｂの巻始め方向に接続してい
る。

【００６６】図１４は図１３の直流・直流変換装置の動
作波形図である。なお、同図（ａ）は主スイッチ素子２
７のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳＯ の波形、同図
（ｂ）はトランス２６の第２の巻線２６ｂの電圧Ｖ２
の波形、同図（ｃ）は整流用ＭＯＳＦＥＴ６２のゲート
・ソース間電圧ＶＧＳ１ の波形、同図（ｄ）は環流用
ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ２ の
波形である。

【００６７】この実施の形態９の動作は、駆動巻線の巻
数で駆動電圧を最適に調整できること、並びに図１４
（ｃ）（ｄ）のようにオフ時の駆動電圧が負となる以外
は、実施の形態８と同様の動作をするので詳細な動作説
明については省略する。

【００６８】実施の形態１０． なお、実施の形態８または９では、トランスの第３の巻
線とトランスリセット用ダイオードを用いて、トランス
の励磁エネルギーを入力電源に回生するものについて示
したが、トランスの第３の巻線とトランスリセット用ダ
イオードを用いず、トランスの励磁インダクタンスとＭ
ＯＳＦＥＴが有する静電容量との共振により、トランス
の励磁エネルギーを入力電源に回生するものであっても
良く、直流・直流変換装置を小型にする効果がある。

【００６９】図１５はこの発明の実施の形態１０による
直流・直流変換装置を示す構成図である。図１５におい
て、図１０と同一符号を付したものは実施の形態８と同
一、もしくは相当部分であるため詳細な説明は省略す
る。

【００７０】また、図１６は図１５の直流・直流変換装
置の動作波形図である。なお、同図（ａ）は主スイッチ
素子２７のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳＯ の波形、
同図（ｂ）はトランスの誘起電圧ＶＤＥＴ の波形、同
図（ｃ）は比較回路３６の出力Ａ点の波形、同図（ｄ）
は発振周波数可変回路３７内のワンショット・マルチバ
イブレータの出力Ｂ点（図１５では省略）の波形、同図
（ｅ）は誤差増幅器３１の出力Ｃ点と三角波発振回路３
２の出力Ｄ点の波形、同図（ｆ）は比較回路３３の出力
Ｅ点の波形、同図（ｇ）は整流用ＭＯＳＦＥＴ６０のゲ
ート・ソース間電圧ＶGS１ の波形、図（ｈ）は環流用
ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ２ の
波形である。

【００７１】次に動作について説明する。時刻ｔ１で図
１６（ｅ）のように三角波発振回路３２の出力Ｄが誤差
増幅器３１の出力Ｃを上回ると、比較回路３３の出力Ｅ
は図１６（ｆ）のように０となり、駆動回路３４は主ス
イッチ素子２７にオフ信号を与え、主スイッチ素子２７
はオフとなる。主スイッチ素子２７がオフになると、主
スイッチ素子２７がオンの時にトランスに蓄えられた励
磁エネルギーをトランス２６の励磁インダクタンスと整
流用ＭＯＳＦＥＴ６０のドレイン・ソース間容量、環流
用ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート・ソース間容量、および主
スイッチ素子２７のドレイン・ソース間容量の和の静電
容量との共振現象により、トランス２６の励磁エネルギ
ーが入力電源１に回生される。この時、整流用ＭＯＳＦ
ＥＴ６０のドレイン・ソース間容量と環流用ＭＯＳＦＥ
Ｔ６１のゲート・ソース間容量はトランス２６の１次側
換算値で作用する。時刻ｔ２で励磁エネルギーが回生し
終わると、図１６（ａ）のように主スイッチ素子２７の
ドレイン・ソース間電圧が入力電源電圧ＶＩＮまで下が
り、トランスの誘起電圧ＶＤＥＴ も図１６（ｂ）のよ
うに０まで下がるため、比較回路３６の出力Ａが下が
る。この出力Ａの立ち下がり信号により、スイッチング
周波数可変手段３７を構成するワンショット・マルチバ
イブレータ３８がパルスを図１６（ｄ）のように出力
し、スイッチ素子４１をオンする。これにより、三角波
発振回路３２のタイミングコンデンサ４２が短絡され、
発振周期が図１６（ｅ）のように変わる。これにより、
スイッチング周波数が可変できる。

【００７２】時刻ｔ２で、三角波発振回路３２の出力Ｄ
が誤差増幅器３１の出力Ｃを図１６（ｅ）のように下回
ると、比較回路３３の出力Ｅは図１６（ｆ）のように高
くなり、駆動回路３４は主スイッチ素子２７にオン信号
を与え、主スイッチ素子２７はオンとなる。これによ
り、主スイッチ素子２７のドレイン・ソース間電圧は図
１６（ａ）のように０まで下がり、トランスの誘起電圧
ＶＤＥＴ も図１６（ｂ）のように負となる。

【００７３】時刻ｔ３で、三角波発振回路３２の出力Ｄ
が誤差増幅器３１の出力Ｃを図１６（ｅ）のように上回
ると、比較回路３３の出力Ｅは図１６（ｆ）のように０
となり、駆動回路３４は再び主スイッチ素子２７にオフ
信号を与え、主スイッチ素子２７はオフとなる。

【００７４】また、トランス２６の２次巻線２６ｂ側の
動作は、主スイッチング素子２７のオフ期間ｔ１ 〜ｔ
２ には、整流用ＭＯＳＦＥＴ６０のゲート・ソース間
電圧ＶＧＳ１ が図１６（ｇ）のように０であり整流用
ＭＯＳＦＥＴ６０には電流が流れなくなる。一方、環流
用ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ２は
図１６（ｈ）のように正となり、図１２に示したように
電圧降下値の低い整流素子として働く。

【００７５】主スイッチング素子２７のオン期間ｔ２〜
ｔ３には、整流用ＭＯＳＦＥＴ６０のゲート・ソース間
電圧ＶＧＳ１が図１６（ｇ）のように正の電圧となり、
図１２に示したように電圧降下値の低い整流素子として
働く。一方、環流用ＭＯＳＦＥＴ６１のゲート・ソース
間電圧ＶＧＳ２は図１６（ｈ）のように０であり環流用
ＭＯＳＦＥＴ６１には電流が流れなくなる。以下、上記
動作を繰り返す。

【００７６】以上のようにこの実施の形態１０によれ
ば、トランスの励磁エネルギーを共振現象により入力電
源に回生でき、電界効果型トランジスタを同期整流器と
して最大限に機能させて、導通損失を非常に低減できる
ため、電力変換効率が良い直流・直流変換装置の小型化
が図れる効果がある。

【００７７】なお、実施の形態１０では、第２の巻線２
６ｂの電圧で整流用ＭＯＳＦＥＴと環流用ＭＯＳＦＥＴ
を駆動するものについて示したが、実施の形態９のよう
にトランスに整流用ＭＯＳＦＥＴを駆動する巻線と環流
用ＭＯＳＦＥＴを駆動する巻線を別に設けたものであっ
ても良い。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１による直流・直流変
換装置を示す構成図である。

【図２】 この発明の実施の形態１の動作を説明するた
めの波形図である。

【図３】 この発明の実施の形態２による直流・直流変
換装置を示す構成図である。

【図４】 この発明の実施の形態３による直流・直流変
換装置を示す構成図である。

【図５】 この発明の実施の形態３の動作を説明するた
めの波形図である。

【図６】 この発明の実施の形態４による直流・直流変
換装置を示す構成図である。

【図７】 この発明の実施の形態５による直流・直流変
換装置を示す構成図である。

【図８】 この発明の実施の形態６による直流・直流変
換装置を示す構成図である。

【図９】 この発明の実施の形態７による直流・直流変
換装置を示す構成図である。

【図１０】 この発明の実施の形態８による直流・直流
変換装置を示す構成図である。

【図１１】 この発明の実施の形態８の動作を説明する
ための波形図である。

【図１２】 この発明の実施の形態８に用いた電界効果
型トランジスタの特性を説明するための特性図である。

【図１３】 この発明の実施の形態９による直流・直流
変換装置を示す構成図である。

【図１４】 この発明の実施の形態９の動作を説明する
ための波形図である。

【図１５】 この発明の実施の形態１０による直流・直
流変換装置を示す構成図である。

【図１６】 この発明の実施の形態１０の動作を説明す
るための波形図である。

【図１７】 従来の直流・直流変換装置を示す構成図で
ある。

【図１８】 従来例の動作を説明するための波形図であ
る。

【符号の説明】

１ 入力電源、１０ 整流用ダイオード、１１ 環流用
ダイオード、１２ 平滑リアクトル、１３ コンデン
サ、１４ 負荷、１８ 基準電源、２６ トランス、２
６ａ 第１の巻線、２６ｂ 第２の巻線、２６ｃ 第３
の巻線、２６ｄ 第４の巻線、２６ｅ、２６ｆ 駆動巻
線、２７ 主スイッチ素子、２８ トランスリセット用
ダイオード、３１、４９ 誤差増幅器、３２ 三角波発
振回路、３３、３６、４８、５１ 比較回路、３４、５
５ 駆動回路、３７ スイッチング周波数可変手段、３
８ ワンショット・マルチバイブレータ、４１ 電界効
果型トランジスタ、４２ タイミングコンデンサ、４３
タイミング抵抗、５０、５８、５９ 電流検出器、５
２ 微分回路、５３ インバータ、５４ Ｒ−Ｓフリッ
プフロップ回路、５６ 減算器、５７ 加算器、６０、
６２ 整流用ＭＯＳＦＥＴ、６１ 環流用ＭＯＳＦＥＴ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02J 1/00 G05F 1/10 H02M 3/28

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランスの第１の巻線と主スイッチ素子
   と入力電源とで構成された直列回路、上記第１の巻線と
   上記主スイッチ素子に並列に接続されると共に、上記ト
   ランスの励磁エネルギーを上記入力電源に回生するよう
   上記トランスの第３の巻線とダイオードによって構成さ
   れた直列回路、上記トランスの第２の巻線に接続された
   整流用ダイオードと環流用ダイオードを備えた直流・直
   流変換装置であって、上記変換装置の出力電圧と基準電
   源の電圧との差を増幅する誤差増幅器、上記トランスの
   励磁エネルギーの入力電源への回生終了を検出する回生
   終了検出手段、この回生終了検出手段からの信号により
   制御される三角波発振回路又はのこぎり波発振回路を備
   え、 上記主スイッチ素子のオンタイミングは上記回生終了検
   出手段からの信号により決定し、 上記主スイッチ素子のオフタイミングは上記誤差増幅器
   の出力と上記三角波発振回路又はのこぎり波発振回路の
   出力とを比較することにより決定するように構成した 直
   流・直流変換装置。
2. 【請求項２】 トランスの第１の巻線と主スイッチ素子
   と入力電源とで構成された直列回路、上記第１の巻線と
   上記主スイッチ素子に並列に接続されると共に、上記ト
   ランスの励磁エネルギーを上記入力電源に回生するよう
   上記トランスの第３の巻線とダイオードによって構成さ
   れた直列回路、上記トランスの第２の巻線に接続された
   整流用ダイオードと環流用ダイオードを備えた直流・直
   流変換装置であって、上記変換装置の出力電圧と基準電
   源の電圧との差を増幅する誤差増幅器、上記トランスの
   励磁エネルギーの入力電源への回生終了を検出する回生
   終了検出手段、この回生終了検出手段からの信号と上記
   誤差増幅器の出力とによって上記主スイッチ素子のオン
   ／オフタイミングを決定する手段を備え、 上記主スイッチ素子のオンタイミングは上記回生終了検
   出手段からの信号により決定し、 上記主スイッチ素子のオフタイミングは上記誤差増幅器
   に基因する出力と(1)上 記主スイッチ素子に流れる電流
   信号に基因する信号もしくは(2)上記変換装置の出力回
   路に流れる電流信号に基因する信号とを比較することに
   より決定するように構成した直流・直流変換装置。
3. 【請求項３】 トランスの第１の巻線と主スイッチ素子
   と入力電源とで構成された直列回路、上記第１の巻線と
   上記主スイッチ素子に並列に接続されると共に、上記ト
   ランスの励磁エネルギーを上記入力電源に回生するよう
   上記トランスの第３の巻線とダイオードによって構成さ
   れた直列回路、上記トランスの第２の巻線に接続された
   整流用電界効果型トランジスタと環流用電界効果型トラ
   ンジスタを備えた直流・直流変換装置であって、上記変
   換装置の出力電圧と基準電源の電圧との差を増幅する誤
   差増幅器、上記トランスの励磁エネルギーの入力電源へ
   の回生終了を検出する回生終了検出手段、この回生終了
   検出手段からの信号により制御される三角波発振回路又
   はのこぎり波発振回路を備え、 上記主スイッチ素子のオンタイミングは上記回生終了検
   出手段からの信号により決定し、 上記主スイッチ素子のオフタイミングは上記誤差増幅器
   の出力と上記三角波発振回路又はのこぎり波発振回路の
   出力とを比較することにより決定するように構成した直
   流・直流変換装置。
4. 【請求項４】 トランスの第１の巻線と主スイッチ素子
   と入力電源とで構成された直列回路、上記第１の巻線と
   上記主スイッチ素子に並列に接続されると共に、上記ト
   ランスの励磁エネルギーを上記入力電源に回生するよう
   上記トランスの第３の巻線とダイオードによって構成さ
   れた直列回路、上記トランスの第２の巻線に接続された
   整流用電界効果型トランジスタと環流用電界効果型トラ
   ンジスタを備えた直流・直流変換装置であって、上記変
   換装置の出力電圧と基準電源の電圧との差を増幅する誤
   差増幅器、上記トランスの励磁エネルギーの入力電源へ
   の回生終了を検出する回生終了検出手段、この回生終了
   検出手段からの信号と上記誤差増幅器の出力とによって
   上記主スイッチ素子のオン／オフタイミングを決定する
   手段を備え、 上記主スイッチ素子のオンタイミングは上記回生終了検
   出手段からの信号により決定し、 上記主スイッチ素子のオフタイミングは上記誤差増幅器
   に基因する出力と(1)上記主スイッチ素子に流れる電流
   信号に基因する信号もしくは(2)上記変換装置の出力回
   路に流れる電流信号に基因する信号とを比較することに
   より決定するように構成した直流・直流変換装置。
5. 【請求項５】 トランスの第１の巻線と主スイッチ素子
   と入力電源とで構成された直列回路、上記トランスの第
   ２の巻線に接続された整流用電界効果型トランジスタと
   環流用電界効果型トランジスタを備えた直流・直流変換
   装置であって、上記変換装置の出力電圧と基準電源の電
   圧との差を増幅する誤差増幅器、上記トランスの励磁エ
   ネルギーの入力電源への回生終了を検出する回生終了検
   出手段、この回生終了検出手段からの信号により制御さ
   れる三角波発振回路又はのこぎり波発振回路を備え、上
   記主スイッチ素子のオンタイミングは上記回生終了検出
   手段からの信号により決定し、 上記主スイッチ素子のオフタイミングは上記誤差増幅器
   の出力と上記三角波発振回路又はのこぎり波発振回路の
   出力とを比較することにより決定するように構成し、 上記主スイッチ素子が非導通時に、上記トランスの励磁
   インダクタンスと上記電界効果型トランジスタ及び上記
   主スイッチ素子が有する静電容量との共振により、上記
   トランスの励磁エネルギーを上記入力電源へ回生するこ
   とを特徴とする直流・直流変換装置。
6. 【請求項６】 トランスの第１の巻線と主スイッチ素子
   と入力電源とで構成された直列回路、上記トランスの第
   ２の巻線に接続された整流用電界効果型トランジスタと
   環流用電界効果型トランジスタを備えた直流・直流変換
   装置であって、上記変換装置の出力電圧と基準電源の電
   圧との差を増幅する誤差増幅器、上記トランスの励磁エ
   ネルギーの入力電源への回生終了を検出する回生終了検
   出手段、この回生終了検出手段からの信号と上記誤差増
   幅器の出力とによって上記主スイッチ素子のオン／オフ
   タイミングを決定する手段を備え、 上記主スイッチ素子のオンタイミングは上記回生終了検
   出手段からの信号により決定し、 上記主スイッチ素子のオフタイミングは上記誤差増幅器
   に基因する出力と(1)上 記主スイッチ素子に流れる電流
   信号に基因する信号もしくは(2)上記変換装置の出力回
   路に流れる電流信号に基因する信号とを比較することに
   より決定するように構成し上記主スイッチ素子が非導通
   時に、上記トランスの励磁インダクタンスと上記電界効
   果型トランジスタ及び上記主スイッチ素子が有する静電
   容量との共振により、上記トランスの励磁エネルギーを
   上記入力電源へ回生することを特徴とする直流・直流変
   換装置。
7. 【請求項７】 上記誤差増幅器に基因する出力は、上記
   誤差増幅器の出力から、上記回生終了検出手段からの信
   号により制御される三角波発振回路又はのこぎり波発振
   回路の出力を減算した出力である請求項２、請求項４又
   は請求項６記載の直流・直流変換装置。
8. 【請求項８】 (1)上記主スイッチ素子に流れる電流信
   号に基因する信号もしくは(2)上記変換装置の出力回路
   に流れる電流信号に基因する信号は、(1)上記主スイッ
   チ素子に流れる電流信号もしくは(2)上記変換装置の出
   力回路に流れる電流信号に、上記回生終了検出手段から
   の信号により制御される三角波発振回路又はのこぎり波
   発振回路の出力を加算した信号である請求項２、請求項
   ４又は請求項６記載の直流・直流変換装置。
9. 【請求項９】 整流用電界効果型トランジスタと環流用
   電界効果型トランジスタの駆動信号をトランスに誘起さ
   れる電圧で得ることを特徴とする請求項３から６のいず
   れか一項に記載の直流・直流変換装置。
10. 【請求項１０】 トランスの励磁エネルギーの入力電源
    への回生終了を検出する手段がトランスの第４の巻線を
    含むことを特徴とする請求項１から９のいずれか一項に
    記載の直流・直流変換装置。
11. 【請求項１１】 回生終了検出手段は、主スイッチ素子
    にかかる電圧と入力電源の電圧とを比較する比較回路を
    含むことを特徴とする請求項１から１０のいずれか一項
    に記載の直流・直流変換装置。