JP3208484B2 - 待機モードにおけるチョップ式電源の制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、スイッチ式電源またはチョップ式電源と呼
ばれる安定化電源に関するものである。 さらに詳細には、本発明は待機モードにおけるチョッ
プ式電源の制御回路に関する。実際、チョップ式電源を
テレビ受像機、ビデオテープレコーダその他の電気機器
に応用する際には、このチョップ式電源が待機モードを
備えていて、この待機モードのときにはほんのわずかの
電力しか消費されない一方、例えば遠隔操作によって直
ちに上記の電気機器のスイッチがオンになることが望ま
しい。 従来の技術 通常は、テレビ受像機には定格電力として40〜160ワ
ットの電力が電源から供給されている。待機モードにお
いては、電源から供給する電力は極めて小さな約0.5〜1
0ワットという値にして、マイクロプロセッサ、遠隔制
御命令受信装置、または、メモリにのみ電力が供給され
るとともに、テレビ受像機を構成する回路に備え付けら
れた充電用キャパシタが充電された状態が維持されるよ
うにすることが望ましい。 待機モードで動作するこのチョップ式電源のノイズが
聞こえず、しかも待機モードで実際に利用される電力と
配電線から供給される電力の比ができるだけ優れている
ことが望ましい。 一般に、消費電力のみを制限して制御モードでチョッ
プ式電源を稼働させると、必ず、稼働効率が悪くなると
か耳に聞こえるノイズが発生するとかする。 従来は、この問題点を解決するために特別な変圧器を
用いて待機回路に電力を供給していた。このようにする
と製造コストが大きく増大する。 本発明を説明する前に、まず本発明を適用することの
できる具体的なチョップ式電源の動作を詳しく説明して
おく。 チョップ式電源は、以下のような動作を行なう。AC主
電源から電力が整流器ブリッジに供給され、そのブリッ
ジからの電流が変圧器の１次巻線に供給される。変圧器
の電流は１次巻線と直列に接続されているスイッチ（例
えばスイッチングパワートランジスタ）によりチョップ
される。 スイッチングトランジスタの制御回路は、そのトラン
ジスタをイネーブルにする方形波を発生する。この方形
波が持続している間はスイッチングトランジスタに電流
が流れる。これに対しそれ以外のときはスイッチングト
ランジスタに電流は流れない。 変圧器の１つまたは複数の２次巻線には、交流電圧が
現われる。この交流電圧は整流され、濾波されて直流電
圧となる。これがチョップ式電源の直流出力電圧であ
る。 この直流電圧の値を安定化するために、上記スイッチ
の周期的な導通期間比、すなわち、チョッピング周期に
おける導通持続時間と非導通持続時間との比を調整す
る。第１図に、本件出願人に譲渡された出願（EP−Ａ−
193435、特開昭61−189170号公報）において提案したチ
ョップ式電源を示す。図示のチョップ式電源には、２個
の集積回路が用いられている。一方の集積回路CI1は、
スイッチングパワートランジスタＴPのオン／オフを制
御するために、このベースに周期的にイネーブル制御信
号及びディスエーブル制御信号を供給する。このベース
制御用集積回路CI1は変圧器TAの１次巻線EP側に設けら
れている。その理由については後述する。もう一方の集
積回路すなわち制御用集積回路CI2は、２次巻線ES1の側
に設けられている。この集積回路は、電源の出力電圧Vs
を検知して制御信号を発生し、小変圧器TXを介して第１
の集積回路にこの制御信号を送る働きをする。第１の集
積回路CI1は、この制御信号に基づいてスイッチングト
ランジスタＴPの周期的な導通期間比を変更し、電源の
出力電圧Vsを制御する。 第１図において、参照番号10は一般の商用電源の配電
線を示している。配電は110または220ボルト、50または
60ヘルツで行なわれる。この配電線はフィルタ12を通し
て整流器ブリッジ14の入力に接続している。この整流器
ブリッジの出力は、下向きの黒い三角形で表わす１次接
地に一端が接続されるとともに、変圧器TAの１次巻線EP
の一端に他端が接続されている。 フィルタ用コンデンサ16は整流器ブリッジ14の出力に
並列に設けられている。１次巻線の他端はスイッチング
トランジスタＴPのコレクタに接続されている。このト
ランジスタのエミッタは、電流測定用の小抵抗18を通し
て１次接地に接続されている。変圧器には２次巻線がい
くつか設けてあるが、配電線とは電気的に絶縁され、か
つ、原則として、一次接地とは電気的に絶縁された二次
接地等に接続されていることが望ましい。 本実施例では、一端が２次接地に接続されている各２
次巻線の他端は、それぞれ整流用のダイオード20を介し
て低域フィルタ用コンデンサ22に接続されている。 特に２次巻線ES1の接続線が図示されている。しか
し、別の値の直流出力電圧ももちろん２次巻線に接続し
ている他のフィルタ用コンデンサの端子から得ることが
できる。これら出力電圧が、使用する負荷回路（図示せ
ず）に対する安定化電源電圧である。例えば２次巻線ES
2からは、先ほど述べた制御用集積回路CI2に対して安定
化された数ボルトの電圧が供給される。 待機モードに移りたい場合には、２次巻線の整流出力
線に直接に接続された遠隔操作信号受信装置TCによりス
イッチI1、I2、I3をオフにして、変圧器の２次巻線に接
続された整流器（20、22）の出力線から負荷回路への電
力供給を遮断させる。この場合、集積回路CI2はもはや
動作せず、集積回路CI2が集積回路CI1に対して制御信号
を出力することはない。しかし、チョップ式電源を定格
よりも低い状態で動作させてコンデンサ22が充電された
状態を維持し、かつ遠隔操作信号受信装置TCに電力が供
給され続けるようにする必要がある。 パワートランジスタＴPのベースを制御する集積回路C
I1に対しても同様であることがすぐわかる。この回路に
は２次巻線ES3からダイオード24とコンデンサ26とを通
って安定化電圧が供給される。（この巻線は２次巻線で
ありながら２次接地ではなく１次接地に接続されてい
る。これは、集積回路CI1が１次接地と電気的に結合し
ている必要があるという単純な理由による。） しかし、チョップ式電源が動作するのを保障する必要
があるため、集積回路CI1の電源端子28は、高抵抗30と
ダイオード32を介して配電線にも直接接続する。集積回
路CI1は１次接地に接続しているため、このようにする
ことが可能である。これに対し集積回路CI2は配電線と
電気的に絶縁している必要があるため、このようにはで
きない。チョップ式電源が正常に稼働し始めるとすぐ
に、２次巻線ES3から出てダイオード24を通った安定化
電圧は、配電線から出てダイオード32を通った電圧に勝
るようになる。次に、集積回路CI1とCI2の役割を詳しく
説明する。 制御用集積回路CI2は、コンデンサ22の端子、即ち安
定化電圧の出力に設けられた分圧器34から、安定化すべ
き電圧の値Vsに関する情報を受け取る。 この情報は、前もって決めた基準値と比較された後、
パルス幅変調器に入力される。この変調器は、出力電圧
の値Vsに依存してパルス幅が変化する周期的方形波を発
生する。Vsが小さいほど方形波のパルス幅が大きくなる
という関係がある。 この方形波はチョップ式電源のチョッピング周波数と
同じ周波数である。従って、このチョッピング周波数
は、回路の２次側で発生する。具体的には、このチョッ
ピング周波数は、集積回路CI2の内部で発生することも
あるし、図には示していない外部の回路の中で発生する
こともある。このチョッピング周波数の信号は、選択し
たチョッピング周波数と同じ周波数の鋸歯状電圧信号の
形態である。そして、この鋸歯波電圧は、パルス幅変調
のために周知の方法で使用される。チョッピング周波数
と同じ周波数をもつ可変パルス幅の方形波は、小変圧器
TXの１次巻線36に供給される。この１次巻線とは電気的
に絶縁されている２次巻線38からは、方形波の立上がり
や立下りで正パルスや負パルスを発生する。制御用集積
回路CI2により位置と周波数が決められるこれらパルス
が、制御用集積回路CI1の入力端子40に供給される制御
信号である。変圧器TXはウェライト棒にコイルを何回か
巻きつけたものである。１次側のコイルと２次側のコイ
ルは互いに十分離して、チョップ式電源の１次回路と２
次回路の間の絶縁基準が満たされるようにしてある。 制御用集積回路CI1は様々な入力端子を備えている。
これら入力端子のうち、電源端子28と信号制御端子40に
ついては既に説明した。電流測定端子44は電流測定用小
抵抗18に接続されている。また、変圧器の励磁状態をモ
ニタする禁止端子がある。更に、集積回路の一部となっ
ている必要があるが、技術的理由（かさばる）とか実用
上の理由（使用者が制御することができるという点）で
外部に設けられている回路素子（抵抗、コンデンサ）と
の接続を行なうために入力端子が設けてある。 集積回路CI1は、出力端子46を備えている。この端子
はパワートランジスタＴPのベース制御用である。この
端子からは、トランジスタＴPのオンオフを行なわせる
方形波が発生する。 第２図は集積回路CI1の全体構成図である。ただし、
本発明に関係のある要素のみに限って表示してある。 この集積回路の出力端子46は、プッシュプル増幅段の
出力である。この段全体を参照番号48で表わす。この段
は２個の増幅器を備えていることが望ましい。一方はオ
ン信号を受信し、他方はオフ信号を受信する。オフ信号
は、反転したオン信号を数マイクロ秒遅延させて発生さ
せる。このような増幅器は現在ではよく知られている。 オン信号は、フリップフロップ50から出力される。こ
のフリップフロップは、セット入力端子52とリセット入
力端子54をもつ。セット入力端子は、パワートランジス
タをオン状態にさせるのに用いる。一方、リセット端子
はオン状態を停止させるのに用いる。セット入力端子52
（Ｓ）にはANDゲート58からのパルスが入力される。そ
の結果、同時にいくつかの条件が満たされる時にのみオ
ン状態となる。すなわち、条件が全て満足されない限り
オン状態とはならない。リセット入力端子54（Ｒ）に
は、ORゲート60からのパルスが入力される。その結果、
停止信号がこのゲートの入力端子の１つに入力されると
直ちにオフ状態（もちろんオン状態となったあとで）と
なる。 第２図のANDゲート58は３つの入力端子をもつ。入力
端子の１つには高周波発振器64の出力62からの周期パル
スが入力される。他の入力端子は、このパルスの通過を
抑制する働きをもつ。発振器64は電源のチョッピング周
期（例えば20キロヘルツ）を決定するのに用いる。発振
器64は、正常動作状態においては制御信号を用いて同期
させるのに対し、始動時には集積回路CI1の外にあっ
て、接続端子66、68を通じてこの集積回路に接続してい
る抵抗値がR0の抵抗と容量値がC0のコンデンサとによっ
て決まるある自由な周波数f0で自己発振を行なう。自由
周波数f0は原則として通常のチョッピング周波数よりも
わずかに小さい値である。 発振器64は弛張発振器で、端子40に正パルスが現われ
ると電圧値がゼロに戻るような鋸歯状電圧を出力端子70
に発生する。このようなわけで、発振器64の入力には、
端子40からの制御信号を受けて、正パルスと負パルスに
分けて整形を行なう分離整形回路74の出力72が接続され
ている。従って、分離整形回路74には出力が２つある。
出力72は正パルス用で、出力76は負パルス用である。
（正パルス、負パルスという言い方は、たとえ分離整形
回路が出力72と76から同じ符号のパルスを発生する場合
においてもオンパルスとオフパルスを区別するのにも使
用する。）発振器64には出力が２つある。出力70は鋸歯
状波を発生し、出力62は鋸歯状波がゼロとなるときに短
いパルスを発生する。パルス幅変調器78には発振器の出
力70が接続される一方、本集積回路の接続端子80に接続
された外部抵抗R1により調整可能な基準電圧が供給され
る。変調器78は、発振器の信号と同期した方形波を発生
する。この方形波は、最大導通時間Tmaxを決める。安全
のため、この時間を越えるとパワートランジスタがオフ
状態になる必要がある。変調器78からの方形波はORゲー
ト60の入力端子の１つに供給される。最大導通時間Tmax
は外部抵抗R1を用いて調節することができる。 以上説明した回路素子類が、集積回路CI1が正常動作
状態において機能する際の重要な働きをする。以下に説
明する回路素子類は、正常動作状態にない場合、すなわ
ち電源の始動時の制御を行なうために設けられている。 超低周波発振器82は、接続端子86を通して外部容量C2
に接続されている。この外部容量を用いて非常に低い周
波数の制御を行なうことができる。周波数は例えば１ヘ
ルツでもよい。発振器82は弛張発振器であり、鋸歯状波
を発生する。この鋸歯状波は、一方では、閾値コンパレ
ータ88に供給される。このコンパレータからは、この発
振器から発生した超低周波数の鋸歯状波と同期した方形
波を発生させる。しかし、この方形波は鋸歯状波と比べ
て持続時間が短い。この持続時間はコンパレータ88の閾
値により決まる。持続時間は例えば周期の10％である。
しかし、高周波発振決64からは多数のパルスからなるバ
ーストが超低周波数の周期の10％の間に出力されて利用
されうるよう、自由発振周波数の周期と比べて持続時間
が長くなっている必要がある。このバーストは、始動サ
イクルの第１部分の間の始動動作を決める。このバース
トのあとには、１周期の残りの90％の時間持続する休止
期間が続く。発振器82は始動にのみ用いられる。制御信
号が端子40に現われてチョップ式電源が稼動しているこ
とを表示しているときには、発振器82の動作が禁止され
る。このようなわけで、この発振器の禁止制御入力には
分離整形回路74の出力72がフリップフロップ89を介して
接続されている。このフリップフロップは、出力72に現
われるパルスに基づいて状態を変える。出力72からパル
スが出力されなくなると、発振器64からの出力62により
このフリップフロップは初期状態にリセットされる。超
低周波発振器からの鋸歯状波は、可変閾値発生回路90に
も送られる。この可変閾値発生回路90は、正常動作状態
では第１の値VS1をもち、始動時には第１の値VS1と第２
の値の間で周期的に変動する閾値をもつ閾値信号（電流
または電圧）を発生する。 可変閾値発生回路90から発生した閾値信号は、コンパ
レータ92の入力に供給される。このコンパレータ92のも
う一方の端子は既に説明した端子44に接続されていて、
パワースイッチを通過する電流の大きさを表わす信号が
入力される。コンパレータ92の出力はORゲート60の一入
力端子に供給される。従って、このORゲートは、パワー
トランジスタＴPをオン状態のあとでオフ状態にする働
きをもつ。従って、可変閾値発生回路90により決められ
た（固定または可変）閾値を越えるとすぐにトランジス
タＴPはオフ状態となる。 別の閾値コンパレータ94の入力端子の１つも電流測定
用端子44に接続されている。このコンパレータ94のもう
１つの入力端子には第３の閾値VS3を表わす信号が供給
される。第３の閾値VS3は、可変閾値発生回路90により
決められる第１の閾電圧VS1よりも大きなスイッチ内の
電流に対応する。コンパレータ94の出力は記憶用フリッ
プフロップ96を介してANDゲート58の１つの入力に接続
されている。従って、パワースイッチ内の電流が第３の
閾値VS3を越える場合に、トランジスタＴPが、コンパレ
ータ92によってディスエーブルされず、導通状態になる
ことが禁止される。この禁止状態は、フリップフロップ
96が正常動作状態に対応する初期状態に再び戻るまで続
く。原則として、集積回路CI1に電力が普通に供給され
なくなり、その後再び電力が供給されるときに限りこの
リセットが行なわれる。例えば、フリップフロップ96の
リセットはヒステリシスのある閾値コンパレータ98によ
り行なう。このコンパレータは、（端子28を通して）こ
の回路に供給される電圧ＶCCの部分電圧と基準電圧の比
較を行ない、この基準値より小さい第２の基準値よりも
ＶCCが小さくなった後に最初に第１の基準値をこのＶCC
が越えるときにフリップフロップをリセットする（ヒス
テリシス）。 （端子40に制御信号があるかどうか、つまり電源が正
常に働いているかどうかの検出を行なう）フリップフロ
ップ89の出力はORゲート100の入力の１つに接続され
る。このORゲートのもう１つの入力は、電源の動作が正
常状態になるとすぐにトランジスタＴPがオン状態に再
び戻るのを禁止する（超低周波数サイクルの90％の時間
の間の禁止する）ために、コンパレータ88の出力に接続
されている。 最初の状態では集積回路には電力はまったく供給され
ていない。 電源供給端子28の電圧はゼロからVaaまで上昇する。V
aaの値は、チョップ式電源が端子28に定格電圧ＶCCを出
力するまでは、ＶCCの定格通りの値ではなく、ダイオー
ド32と抵抗30（第１図参照）から供給されるより小さな
値をもつ。Vaaは集積回路CI1の全素子がほぼ正常に動作
するに十分な電圧である。Vaaはまた、フリップフロッ
プ96を再び初期設定するに十分な電圧である。フリップ
フロップは、初期設定し直されるとそれ以後は、パワー
トランジスタＴPがオンになるのをもはや禁止しない。 一方、入力端子40には制御信号は入力されていない。
この結果、高周波発振器64は自由周波数で発振し、超低
周波発振器82も同様に発振する。（この超低周波発振器
がフリップフロップ89により制御されることはない。何
故なら、このフリップフロップは分離整形回路74の出力
72の制御信号を受信しないからである）。超低周波発振
器82とコンパレータ88とで、超低周波数で繰返される始
動動作の周期的サイクルが決まる。各サイクルは、コン
パレータ88の出力における持続時間の短い方形波により
決まる第１の部分と、超低周波の周期の残りの部分から
なる第２の部分とからなっている。第１の部分は始動を
実際に行なわせる。第２の部分は、実際に始動しなかっ
た場合の休止の部分である。休止時間は、パワーの消費
を少なくするよう実効動作の持続時間よりもはるかに長
くしてある。 サイクルの第１の部分の間は、高周波発振器64からの
オン信号がANDゲート58を通過することが可能になる。
その後はこの信号の通過が禁止される。高周波発振器64
の出力62から出る各パルスはトランジスタＴPをオン状
態にする。そして、そのトリガパルスのバーストは、超
低周波数の周期の約10％の時間の間に出力される。始動
の間は、トランジスタ内の電流は増加する傾向にある。
発振器64から各イネーブルパルスが供給された後、電流
が可変閾値発生回路90の可変閾値により決まる閾値を越
えると直ちにコンパレータ92がオン状態を遮断する。も
しこのコンパレータ92がオフ状態を引き起こさないなら
ば、最大導通時間Tmaxの終わりに結局は変調器78がオフ
状態を引き起こすことになる。 可変閾値発生回路90は、正常動作状態で、（即ち、超
低周波発振器82がフリップフロップ89によりディスエー
ブルされるとき）第１の固定閾値VS1をコンパレータ92
に供給し、更に、超低周波発振器からの鋸歯状波の関数
として可変閾値を次のような方法で供給する。始動サイ
クルの始めの瞬間（鋸歯状波の開始またはすぐ前の鋸歯
状波のゼロへの戻り）には、閾値は第１の値VS1から、
第１の値に対応する電流よりも小さな電流に対応する第
２のVS2へと突然変化する。 続いて、この閾値は（超低周波数の鋸歯状波に駆動さ
れるおかげで）第２の値から第１の値へと徐々に上昇し
ていく。上昇持続時間は、始動方形波の持続時間（即
ち、超低周波周期の約10％の時間）と一致していること
が望ましい。 この後は、閾値は、その周期の終わりまで第１の値VS
1にとどまる。しかし、このときにこの回路が始動しな
かった場合には、コンパレータ88はORゲート100を通し
てANDゲート58を閉じさせ、その後の超低周波周期の残
りの期間の間（90％）パワートランジスタがオン状態に
なることを禁止する。この場合、始動サイクルの第２の
部分に移行する。第２の部分というのは休止であって、
その間は発振器64からのパルスがANDゲート58を通過す
ることはない。 このような理由で、始動サイクルの１サイクルは２段
階からなる。第１は、イネーブルパルスのバーストが出
力され（10％の時間）、次のサイクルが始まるまでは停
止する（90％の時間）。第２は、このバーストの間、電
流の制限閾値が、比較的低い第２の値から、より高い正
常値へと徐々に変化する。 従って、始動時のバースト期間にトランジスタＴP内
の電流のピークの振幅を観測するならば、振幅が第２の
値から第１の値へとほぼ直線的に増加するのを見ること
ができる。このため、単純に最大導通時間Tmaxを小さな
値から規格の値まで増加させるような場合と比べてずっ
と有効な作用により徐々に始動させる方法が得られる。 うまく始動しない場合には、次のサイクルの第１の部
分で新たにイネーブルパルスのバーストが供給される。
（サイクルはほぼ１秒に１回繰返し、バーストは100ミ
リ秒持続するということを指摘しておく。） 始動がうまくいった場合には、制御信号が入力端子40
に現われる。この信号は分離整形回路74で整形される。
この信号は、鋸歯状波がゼロに戻るのを妨げるフリップ
フロップ89を介して超低周波発振器82を停止させる。さ
らに、フリップフロップ89はORゲート100を介して、コ
ンパレータ88により与えられる禁止効果を無効にする信
号を出力する。最終的には、うまく始動すると直ちに、
制御信号は高周波発振器64を同期させる。 発明が解決しようとする問題点 以上、始動バーストモードで動作させるのに適したチ
ョップ式電源の制御回路の復習を行なった。 第１図及び第２図に示すチョップ式電源に限らず従来
のチョップ式電源では、公称電力で最大の効率を発揮す
るように構成されていた。そのために、従来のチョップ
式電源は、固定した非可聴音周波数で通常動作し、パル
ス幅変調により調整機能を達成したいた。しかし、この
従来のチョップ式電源では、待機モードのような電力供
給を大幅に減少した場合、効率は良好に維持されるが、
調整機能がもはや最適動作せず、不快な可聴音ノイズが
発生する問題があった。 また、第１図及び第２図に示す従来のチョップ式電源
では、前述したように、一般に、消費電力のみを制限し
たモードでチョップ式電源を稼働させると、必ず、稼働
効率が悪くなるとか耳に聞こえるノイズが発生するとか
する問題があった。 従来は、この問題点を解決するために特別な変圧器を
用いた待機回路に電力を供給していた。このようにする
と製造コストが大きく増大する。 そこで、本発明の第１の目的は、待機モードでの不快
な可聴音ノイズが発生する問題を解消するために、上述
した同じ原理を利用して、上記の始動動作と同様な動作
を、待機モードでも行なわせることである。 更に、本発明の第２の目的は、上記した本発明の第１
の目的を、第１図及び第２図に示すような従来のチョッ
プ式電源の非常に簡単で安価な変更で実現することであ
る。 問題点を解決するための手段 上記の目的を達成するため、本発明の第１の特徴によ
るならば、 配電線からの電圧を整流した電圧が印加される１次巻
線と複数の２次巻線とを有する変圧器（TA）と、上記変
圧器（TA）の１次巻線に接続されて該１次巻線を流れる
電流を制御する主スイッチ（Tp）と、上記主スイッチの
オン・オフを制御する第１の回路ユニットと、第２の回
路ユニットとを具備し、上記複数の２次巻線は、整流器
と制御スイッチ（I1、I2、I3）を介して負荷回路に接続
されており、上記複数の２次巻線の内の１つの２次巻線
が、整流器と制御スイッチ（I2）を介して上記第２の回
路ユニットに接続されており、上記第２の回路ユニット
は、上記第２の回路ユニットに電力が供給されている正
常動作状態において、負荷回路に供給される電圧を検出
して、上記第１の回路ユニットに対して、上記主スイッ
チ（Tp）の周期的な導通期間比を制御する制御信号を供
給する手段を備えており、上記制御スイッチ（I1、I2、
I3）が開放状態に置かれることにより待機モードとなる
チョップ式電源を、待機モードにおいて、制御する制御
回路であって、該制御回路は、 上記変圧器の２次巻線のうちの１つ（ES2）に常に接
続されていて、待機モードにおいて上記制御スイッチを
開放させて上記負荷回路と上記第２の回路ユニットへの
電力供給を遮断する待機モード制御回路（TC）と、 上記第１の回路ユニットに含まれており、待機モード
において上記主スイッチに、各バーストの持続時間より
も長時間互いに離れている、パルスのバースト信号を供
給して、上記変圧器の２次巻線側の上記待機モード制御
回路と上記整流器のみに電力を供給する第１の手段（T
5、82）と を備えることを特徴とする制御回路が提供される。 かかる構成により、主スイッチは、各バーストの持続
時間よりも長時間互いに離れている、パルスのバースト
信号を受ける。従って、チョップ式電源は、上記長時間
であるバースト間の間隔で分けられた、バーストに対応
する短い期間だけ動作する。かくして、各バースト期間
の間、チョップ式電源は、通常の動作状態で動作するの
で、その調整機能を発揮することができ、一方、上記長
時間であるバースト間の間隔に対するバースト期間の比
に応じた低電力消費の待機モードが実現できる。 なお、そのバーストが、非常に低い非可聴音周波数で
繰り返されるならば（上述したように、各サイクルがほ
ぼ１秒に１回繰返し、バーストは100ミリ秒持続するな
らば）、各バースト期間の間、チョップ式電源は、通常
の動作状態で動作するので、効率的であり、また不快な
可聴音ノイズを発生しない。 かかる構成により、上記した本発明の第１の目的を、
従来のチョップ式電源の非常に簡単で安価な変更で実現
する（第２の目的）ことができる。 更に、本発明では、始動状態にあるか待機モードにあ
るかに応じて上記のバーストモードから自動的に特別な
２つのモードの一方に切り替わるようにする。 始動状態は、待機モードと同様、集積回路CI2からの
同期信号がないことを特徴とする。しかし、待機モード
では、始動時に供給されるパルスを用いることができ
る。例えば、始動の際にはチョップ式電源に比較的大き
な電力を供給して、特にこのチョップ式電源の変圧器の
２次巻線の整流器の位置に設けられているあらゆる充電
用コンデンサを素早く充電することが必要である。 これに対して、待機モードではすべてのコンデンサは
既に充電されているため、単に電荷を維持して遠隔信号
受信装置またはマイクロプロセッサに電力を供給できる
ようになっているだけでよい。 従って、本発明では、集積回路への供給電圧が増加中
である（始動状態）か、または一定値になった（待機モ
ード）ことを自動的に検出する手段が備えられている。
これに対して、制御パルスはこのシステムには供給され
ない。 上記した本発明の目的、特徴、利点その他は、添付の
図面に記載の実施例に関する以下の説明により明らかに
されよう。 実施例 第３図では、第１図と同じ要素には同一の参照番号が
付されている。しかし、単純化のため、一般には制御論
理回路に相当する一群の要素50、54、58、96、100を１
つのユニット101にまとめ、一群の要素92、94、98を安
全回路と呼ばれるユニット102にまとめて示してある。 本発明の制御回路は先に説明した端子28、80、86に接
続されている。端子80には、抵抗R1と、先程の説明には
現れなかった抵抗R2とが接続されている。抵抗R1はグラ
ウンドに接続されており、抵抗R2は電圧供給端子ＶCCに
接続されている。端子86は先の場合と同様、コンデンサ
C2を介してグラウンドに接続されている。この端子86は
さらに、コンデンサＣ′２とトランジスタT5のコレクタ
／エミッタ間との直列接続を介してグラウンドに接続さ
れている。なお、このトランジスタT5のベースはコンデ
ンサC5を介して端子80に接続されるとともに、コンデン
サC6、ダイオードＤ、抵抗R4の並列接続を介してグラウ
ンドに接続されている。 始動状態においては、ＶCCがゼロから定格電圧に近い
値まで増加する。直列に接続された抵抗R2と抵抗R4とコ
ンデンサC5で決まる時定数により規定される期間、トラ
ンジスタT5は導通する。コンデンサC2と並列なコンデン
サＣ′２は、始動に必要とされるエネルギを供給する始
動バーストを十分に長い期間にわたって発生させる。こ
れと同時に各バーストパルスの持続時間を規定する端子
80の電流がより大きくなるため、単位パルスの持続時間
がより長くなる。 一旦システムが稼働し始めた状態でこのシステムを待
機モードにする遠隔命令装置を動作させると、端子40は
制御パルスを受信するのを停止し、超低周波発振器82が
動作を開始する。しかし、今度はコンデンサC5は導通せ
ず、各パルスの導通期間は抵抗R1と抵抗R2により決ま
る。さらに、このシステムを用いる場合には、抵抗R2が
電圧源ＶCCに接続されているために各パルスの持続時間
がＶCCに反比例して変化する結果として、電力を制御す
ることができることに注目されたい。すなわち、ＶCCが
増加すると、これに反比例して導通期間が短くなる。当
業者であれば、各パルスの導通期間を変化させる代わり
に、バーストの持続時間をＶCCに反比例して変化させる
ことが可能であることがわかろう。 以上に加えて、耳に聞こえるノイズが出ないようにす
るには、待機モードで超低周波発振器82の振動数を大き
くすることが考えられる。実際は、この超低周波発振器
の周波数は配電線から得られた周波数であり、通常は14
kHzに近い値である。この周波数での短パルス列は、特
に敏感な耳をもっている人には音として聞こえる。この
ため、待機モードで超低周波発振器82の周波数を約30％
増加させる命令を出すモード検出装置（別のフリップフ
ロップ）をフリップフロップ89の出力線に設置する。こ
れは、例えば超低周波発振器82の共鳴回路に補助抵抗を
挿入することによって実現可能である。

【図面の簡単な説明】 第１図と第２図は、従来のチョップ式電源の回路図であ
る。 第３図は、本発明の制御回路の図である。 〔主な参照番号〕 10……配電線、12……フィルタ、14……整流器ブリッ
ジ、16、22、26……コンデンサ、18……小抵抗、20、2
4、32……ダイオード、28……電源入力、30……高抵
抗、34……分圧器、36……１次巻線、38……２次巻線、
40……制御信号入力、44……電流測定入力、46……出
力、48……プッシュプル増幅器、50、89、96……フリッ
プフロップ、58……ANDゲート、60……ORゲート、64…
…高周波発振器、74……分離整形回路、78……変調器、
82……超低周波発振器、88、92、94……コンパレータ、
90……可変閾値発生回路、98……ヒステリシスコンパレ
ータ、CI1、CI2……集積回路、、EP……１次巻線、ES
1、ES2、ES3……２次巻線、TA、TX……変圧器、TC……
遠隔操作信号受信装置

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．配電線からの電圧を整流した電圧が印加される１次
   巻線と複数の２次巻線とを有する変圧器（TA）と、上記
   変圧器（TA）の１次巻線に接続されて該１次巻線を流れ
   る電流を制御する主スイッチ（Tp）と、上記主スイッチ
   のオン・オフを制御する第１の回路ユニットと、第２の
   回路ユニットとを具備し、上記複数の２次巻線は、整流
   器と制御スイッチ（I1、I2、I3）を介して負荷回路に接
   続されており、上記複数の２次巻線の内の１つの２次巻
   線が、整流器と制御スイッチ（I2）を介して上記第２の
   回路ユニットに接続されており、上記第２の回路ユニッ
   トは、上記第２の回路ユニットに電力が供給されている
   正常動作状態において、負荷回路に供給される電圧を検
   出して、上記第１の回路ユニットに対して、上記主スイ
   ッチ（Tp）の周期的な導通期間比を制御する制御信号を
   供給する手段を備えており、上記制御スイッチ（I1、I
   2、I3）が開放状態に置かれることにより待機モードと
   なるチョップ式電源を、待機モードにおいて、制御する
   制御回路であって、該制御回路は、 上記変圧器の２次巻線のうちの１つ（ES2）に常に接続
   されていて、待機モードにおいて上記制御スイッチを開
   放させて上記負荷回路と上記第２の回路ユニットへの電
   力供給を遮断する待機モード制御回路（TC）と、 上記第１の回路ユニットに含まれており、待機モードに
   おいて上記主スイッチに、各バーストの持続時間よりも
   長時間互いに離れている、パルスのバースト信号を供給
   して、上記変圧器の２次巻線側の上記待機モード制御回
   路と上記整流器のみに電力を供給する第１の手段（T5、
   82）と を備えることを特徴とする制御回路。 ２．配電線からの電圧を整流した電圧が印加される１次
   巻線と複数の２次巻線とを有する変圧器（TA）と、上記
   変圧器（TA）の１次巻線に接続されて該１次巻線を流れ
   る電流を制御する主スイッチ（Tp）と、上記主スイッチ
   のオン・オフを制御する第１の回路ユニットと、第２の
   回路ユニットとを具備し、上記複数の２次巻線は、整流
   器と制御スイッチ（I1、I2、I3）を介して負荷回路に接
   続されており、上記複数の２次巻線の内の１つの２次巻
   線が、整流器と制御スイッチ（I2）を介して上記第２の
   回路ユニットに接続されており、上記第２の回路ユニッ
   トは、上記第２の回路ユニットに電力が供給されている
   正常動作状態において、負荷回路に供給される電圧を検
   出して、上記第１の回路ユニットに対して、上記主スイ
   ッチ（Tp）の周期的な導通期間比を制御する制御信号を
   供給する手段を備えており、上記第１の回路ユニット
   は、正常動作状態において、上記制御信号を受けて、上
   記主スイッチ（Tp）をオンにするための方形波を周期的
   に発生するようになされており、上記方形波の幅は、受
   信した上記制御信号に応じて変化し、上記制御スイッチ
   （I1、I2、I3）が開放状態に置かれることにより待機モ
   ードとなる、チョップ式電源の制御回路であって、該制
   御回路は、 上記制御信号の存在を検出する検出手段（74、89）と、 上記検出手段に制御されて、上記制御信号が存在しない
   ときには一連の超低周波数の周期的サイクルを発生し、
   上記制御信号が存在するときには上記一連の超低周波数
   の周期的サイクルを発生しない超低周波発振器（82）
   と、 各パルスの持続時間を制御する変調器（78）が接続され
   ており、上記制御信号が存在しないときに、上記方形波
   を発生されるためのチョッピング信号を発生する高周波
   発振器（64）と、 上記各超低周波数周期的サイクルの内の、該サイクル自
   体の周期と比較して短く、かつ、上記高周波発振器の発
   振周波数の周期に比較して長い第１の部分の間のみ、上
   記チョッピング信号を上記主スイッチに通過させ、上記
   各超低周波数周期的サイクルの残りの部分の間はその通
   過を阻止する禁止手段（88）と、 正常動作状態に移行する前の始動状態であるか正常動作
   状態後に置かれる待機モードであるかに応じて上記主ス
   イッチの上記オンの期間を変化させる手段（R1、R2、T
   5、C2、Ｃ′２）と を備えることを特徴とする回路。 ３．上記超低周波発振器（82）は、時定数を決定するた
   めの時定数端子（86）を有しており、上記時定数端子
   （86）は、第１のコンデンサ（C2）を介してグラウンド
   に接続されており、上記時定数端子（86）は更に、上記
   第１のコンデンサと並列な、第２のコンデンサ（Ｃ′
   ２）と制御スイッチ（T5）との直列接続を介してグラウ
   ンドに接続されており、上記制御スイッチ（T5）は、当
   該制御回路への供給電圧（ＶCC）が増加中のとき（始動
   状態）にのみ導通状態になり、上記時定数が変わること
   により、上記超低周波発振器（82）の発振周波数は変化
   することを特徴とする特許請求の範囲第２項に記載の回
   路。 ４．待機モードが検出されたときに上記超低周波発振器
   の周波数を増大させる手段を備えることを特徴とする特
   許請求の範囲第２項に記載の回路。 ５．上記変調器（78）への電圧供給端子が分圧回路（R
   1、R2）を介して上記供給電圧（ＶCC）に接続され、そ
   の結果、各パルスの持続時間が上記供給電圧に反比例す
   ることを特徴とする特許請求の範囲第３項に記載の回
   路。