JP3201810B2 - デュアルサンプルホールド回路 - Google Patents
デュアルサンプルホールド回路Info
- Publication number
- JP3201810B2 JP3201810B2 JP02606892A JP2606892A JP3201810B2 JP 3201810 B2 JP3201810 B2 JP 3201810B2 JP 02606892 A JP02606892 A JP 02606892A JP 2606892 A JP2606892 A JP 2606892A JP 3201810 B2 JP3201810 B2 JP 3201810B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- input terminal
- inverting input
- differential
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、入力信号をサンプリン
グしてホールドするデュアルサンプルホールド回路に関
するものである。
グしてホールドするデュアルサンプルホールド回路に関
するものである。
【0002】
【従来の技術】この種のデュアルサンプルホールド回路
として、従来から図6に示す回路が知られている。この
回路は、サンプリング用のアナログスイッチS3、ホー
ルド用のコンデンサC5、電圧ホロワ動作のオペアンプ
OP2からなる第1のサンプルホールド回路Aと、サン
プリング用のアナログスイッチS4、ホールド用のコン
デンサC6、電圧ホロワ動作のオペアンプOP3からな
る第2のサンプルホールド回路Bを直列接続したもので
ある。
として、従来から図6に示す回路が知られている。この
回路は、サンプリング用のアナログスイッチS3、ホー
ルド用のコンデンサC5、電圧ホロワ動作のオペアンプ
OP2からなる第1のサンプルホールド回路Aと、サン
プリング用のアナログスイッチS4、ホールド用のコン
デンサC6、電圧ホロワ動作のオペアンプOP3からな
る第2のサンプルホールド回路Bを直列接続したもので
ある。
【0003】このように直列接続したサンプルホールド
回路A、Bをサンプリングすべき信号の数に応じて複数
組を設けることにより、前段のサンプルホールド回路A
によって各信号を最適なタイミング(例えば位相)でサ
ンプリング・ホールドしておき、これらを後段のサンプ
ルホールド回路Bから同一タイミングで出力させること
ができる。
回路A、Bをサンプリングすべき信号の数に応じて複数
組を設けることにより、前段のサンプルホールド回路A
によって各信号を最適なタイミング(例えば位相)でサ
ンプリング・ホールドしておき、これらを後段のサンプ
ルホールド回路Bから同一タイミングで出力させること
ができる。
【0004】図7はここで使用されるアナログスイッチ
S3、S4の具体的回路図であり、インバータINV、
PチャンネルMOSトランジスタMP40、及びNチャ
ンネルMOSトランジスタMN40からなるものであ
る。23は入力端子、24は出力端子、25は制御端子
である。
S3、S4の具体的回路図であり、インバータINV、
PチャンネルMOSトランジスタMP40、及びNチャ
ンネルMOSトランジスタMN40からなるものであ
る。23は入力端子、24は出力端子、25は制御端子
である。
【0005】また図8はオペアンプOP2、OP3の具
体的回路図であり、26は反転入力端子、27は非反転
入力端子、28は出力端子、29はMP50、MP5
1、MN50、MN51、抵抗R3からなるカレントミ
ラー回路により構成されるバイアス回路、30はMP5
2〜MP54、MN52、MN53からなる差動増幅
器、31はMP55、MN54〜MN56、位相補償用
コンデンサC7からなる出力回路である。
体的回路図であり、26は反転入力端子、27は非反転
入力端子、28は出力端子、29はMP50、MP5
1、MN50、MN51、抵抗R3からなるカレントミ
ラー回路により構成されるバイアス回路、30はMP5
2〜MP54、MN52、MN53からなる差動増幅
器、31はMP55、MN54〜MN56、位相補償用
コンデンサC7からなる出力回路である。
【0006】また、図9はオペアンプOP2、OP3の
別の具体的回路図である。ここでは、バイアス回路2
9′をMP60、MP61、MN60、MN61、抵抗
R4から構成し、差動増幅器30′をMP62、MP6
3、MN62〜MN64から構成し、出力回路31′を
MP64〜MP66、MN65、コンデンサC8から構
成している。
別の具体的回路図である。ここでは、バイアス回路2
9′をMP60、MP61、MN60、MN61、抵抗
R4から構成し、差動増幅器30′をMP62、MP6
3、MN62〜MN64から構成し、出力回路31′を
MP64〜MP66、MN65、コンデンサC8から構
成している。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】ところが、この従来の
ディアルサンプルホールド回路は、アナログスイッチ、
コンデンサを各々2個必要とするのみならず、オペアン
プもOP2、OP3のように2個必要としているので、
このデュアルサンプルホールド回路を内蔵させた集積回
路では、チップ面積が大幅に増大するという問題があっ
た。
ディアルサンプルホールド回路は、アナログスイッチ、
コンデンサを各々2個必要とするのみならず、オペアン
プもOP2、OP3のように2個必要としているので、
このデュアルサンプルホールド回路を内蔵させた集積回
路では、チップ面積が大幅に増大するという問題があっ
た。
【0008】本発明の目的は、オペアンプを1個とし構
成素子数を削減してチップ面積を小さくし、さらにオペ
アンプでのリーク電流を補償して正確な差動増幅動作が
行われるようにしたデュアルサンプルホールド回路を提
供することである。
成素子数を削減してチップ面積を小さくし、さらにオペ
アンプでのリーク電流を補償して正確な差動増幅動作が
行われるようにしたデュアルサンプルホールド回路を提
供することである。
【0009】
【課題を解決するための手段】このために本発明のデュ
アルサンプルホールド回路は、バイアス回路、該バイア
ス回路でバイアスされ共通の反転入力端子、個別の第
1,第2非反転入力端子をもち択一動作する第1,第2
差動回路を具備する差動増幅器、該差動増幅器の出力を
受けて出力動作する出力回路からなり、出力端子と上記
反転入力端子を接続したオペアンプと、上記差動増幅器
の第1,第2差動回路の一方を選択する制御端子群と、
上記第1の差動回路の上記第1非反転入力端子に接続さ
れるサンプリング用の第1スイッチ及びホールド用の第
1コンデンサと、上記第2差動回路の上記第2非反転入
力端子に接続されるサンプリング用の第2スイッチ及び
ホールド用の第2コンデンサとからなるデュアルサンプ
ルホールド回路であって、上記第1差動回路が、電流源
に接続され上記制御端子群に印加する信号でオン/オフ
制御される第1トランジスタと、上記第1非反転入力端
子から入力信号を受け上記第1トランジスタに直列接続
される第2トランジスタと、上記電流源に接続され上記
反転入力端子に印加する信号で制御される第3トランジ
スタと、能動負荷としてのカレントミラー回路とを有
し、上記第2差動回路が、上記電流源に接続され上記制
御端子群に印加する信号で上記第1トランジスタと反対
にオン/オフ制御される第4トランジスタと、上記第2
非反転入力端子から入力信号を受け該第4トランジスタ
に直列接続される第5トランジスタと、上記第3トラン
ジスタと、上記カレントミラー回路とを有し、上記第3
トランジスタと上記電流源との間に常時オン状態に保持
される第6トランジスタを直列接続し、且つ上記第3,
第6トランジスタの直列回路に並列に、常時オフ状態に
保持される第7トランジスタと上記反転入力端子の信号
を受ける第8トランジスタの直列回路を並列接続して構
成した。
アルサンプルホールド回路は、バイアス回路、該バイア
ス回路でバイアスされ共通の反転入力端子、個別の第
1,第2非反転入力端子をもち択一動作する第1,第2
差動回路を具備する差動増幅器、該差動増幅器の出力を
受けて出力動作する出力回路からなり、出力端子と上記
反転入力端子を接続したオペアンプと、上記差動増幅器
の第1,第2差動回路の一方を選択する制御端子群と、
上記第1の差動回路の上記第1非反転入力端子に接続さ
れるサンプリング用の第1スイッチ及びホールド用の第
1コンデンサと、上記第2差動回路の上記第2非反転入
力端子に接続されるサンプリング用の第2スイッチ及び
ホールド用の第2コンデンサとからなるデュアルサンプ
ルホールド回路であって、上記第1差動回路が、電流源
に接続され上記制御端子群に印加する信号でオン/オフ
制御される第1トランジスタと、上記第1非反転入力端
子から入力信号を受け上記第1トランジスタに直列接続
される第2トランジスタと、上記電流源に接続され上記
反転入力端子に印加する信号で制御される第3トランジ
スタと、能動負荷としてのカレントミラー回路とを有
し、上記第2差動回路が、上記電流源に接続され上記制
御端子群に印加する信号で上記第1トランジスタと反対
にオン/オフ制御される第4トランジスタと、上記第2
非反転入力端子から入力信号を受け該第4トランジスタ
に直列接続される第5トランジスタと、上記第3トラン
ジスタと、上記カレントミラー回路とを有し、上記第3
トランジスタと上記電流源との間に常時オン状態に保持
される第6トランジスタを直列接続し、且つ上記第3,
第6トランジスタの直列回路に並列に、常時オフ状態に
保持される第7トランジスタと上記反転入力端子の信号
を受ける第8トランジスタの直列回路を並列接続して構
成した。
【0010】第2の発明は、第1の発明において、上記
第6トランジスタが上記制御端子群に印加する信号でオ
ン/オフし、上記第7トランジスタが上記制御端子群に
印加する信号で上記第6トランジスタと逆にオン/オフ
するように変更した。
第6トランジスタが上記制御端子群に印加する信号でオ
ン/オフし、上記第7トランジスタが上記制御端子群に
印加する信号で上記第6トランジスタと逆にオン/オフ
するように変更した。
【0011】
【0012】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。図
1はその一実施例のデュアルサンプルホールド回路の概
略ブロック図である。OP1はオペアンプであって、反
転入力端子1、制御端子2,3、非反転入力端子4,
5、出力端子6を有し、反転入力端子1は出力端子6に
直接接続されている。従って、このオペアンプOP1は
非反転入力端子4又は5に印加する電圧をそのまま出力
端子6に出力する電圧ホロワとして機能する。
1はその一実施例のデュアルサンプルホールド回路の概
略ブロック図である。OP1はオペアンプであって、反
転入力端子1、制御端子2,3、非反転入力端子4,
5、出力端子6を有し、反転入力端子1は出力端子6に
直接接続されている。従って、このオペアンプOP1は
非反転入力端子4又は5に印加する電圧をそのまま出力
端子6に出力する電圧ホロワとして機能する。
【0013】制御端子2、3は、そこに印加する信号の
論理の組み合せによって後記する内部の2個の差動回路
を切り替えるためのものであって、外部の制御端子7、
8に接続されている。非反転入力端子4、5は処理すべ
き信号が印加する入力端子9、10にサンプリング用の
アナログスイッチS1、S2を介して接続される。ま
た、この非反転入力端子4、5にはホールド用のコンデ
ンサC1、C2が接続される。
論理の組み合せによって後記する内部の2個の差動回路
を切り替えるためのものであって、外部の制御端子7、
8に接続されている。非反転入力端子4、5は処理すべ
き信号が印加する入力端子9、10にサンプリング用の
アナログスイッチS1、S2を介して接続される。ま
た、この非反転入力端子4、5にはホールド用のコンデ
ンサC1、C2が接続される。
【0014】図2は上記したオペアンプOP1の内部回
路図である。この回路では、MP1、MP2、MN1、
MN2、抵抗R1からなるカレントミラー回路により定
電流源用のバイアス回路11が構成される。また、MP
3〜MP11、MN3、MN4により差動増幅器12が
構成される。更に、MP12、MN5〜MN7、位相補
償用コンデンサC3により出力回路13が構成される。
路図である。この回路では、MP1、MP2、MN1、
MN2、抵抗R1からなるカレントミラー回路により定
電流源用のバイアス回路11が構成される。また、MP
3〜MP11、MN3、MN4により差動増幅器12が
構成される。更に、MP12、MN5〜MN7、位相補
償用コンデンサC3により出力回路13が構成される。
【0015】上記した差動増幅器12において、MP4
はゲート電圧が常時「L」で常時オン、MP5はゲート
電圧が常時「H」で常時オフであり、制御端子2を
「L」、制御端子3を「H」にすると、MP6がオフ、
MP7がオンとなる。この結果、MP5、MP9のルー
トは動作しない。またMP6、MP10のルートも動作
しないので、非反転入力端子5に印加する入力電圧によ
り、実質的にMP8とMP11によって差動増幅動作が
行われる。
はゲート電圧が常時「L」で常時オン、MP5はゲート
電圧が常時「H」で常時オフであり、制御端子2を
「L」、制御端子3を「H」にすると、MP6がオフ、
MP7がオンとなる。この結果、MP5、MP9のルー
トは動作しない。またMP6、MP10のルートも動作
しないので、非反転入力端子5に印加する入力電圧によ
り、実質的にMP8とMP11によって差動増幅動作が
行われる。
【0016】従って、このときスイッチS1をオン、S
2をオフにしておけば、非反転入力端子5に接続された
コンデンサC2に充電されている電圧が、出力端子6に
そのまま現れる。このとき、同時にコンデンサC1に電
荷が充電される。またスイッチS1は、この期間内の任
意の時間、任意のタイミングでオンさせることも可能で
ある。
2をオフにしておけば、非反転入力端子5に接続された
コンデンサC2に充電されている電圧が、出力端子6に
そのまま現れる。このとき、同時にコンデンサC1に電
荷が充電される。またスイッチS1は、この期間内の任
意の時間、任意のタイミングでオンさせることも可能で
ある。
【0017】次のタイミングで、上記と逆に制御端子2
を「H」、制御端子3を「L」にすると、MP6がオ
ン、MP7がオフとなる。この結果、MP7、MP11
のルートが動作しないので、非反転入力端子4に印加す
る入力電圧のみにより、実質的にMP8とMP10によ
って差動増幅動作が行われる。
を「H」、制御端子3を「L」にすると、MP6がオ
ン、MP7がオフとなる。この結果、MP7、MP11
のルートが動作しないので、非反転入力端子4に印加す
る入力電圧のみにより、実質的にMP8とMP10によ
って差動増幅動作が行われる。
【0018】このタイミングでは、上記と逆に、スイッ
チS1をオフ、S2をオンにしておくことにより、非反
転入力端子4に接続されたコンデンサC1に充電されて
いる電圧がそのまま出力端子6に現れる。このときは、
同時にコンデンサC2に電荷が充電される。またスイッ
チS2は、この期間内の任意の時間、任意のタイミング
でオンさせることも可能である。
チS1をオフ、S2をオンにしておくことにより、非反
転入力端子4に接続されたコンデンサC1に充電されて
いる電圧がそのまま出力端子6に現れる。このときは、
同時にコンデンサC2に電荷が充電される。またスイッ
チS2は、この期間内の任意の時間、任意のタイミング
でオンさせることも可能である。
【0019】以上のように、スイッチS1、S2の切り
替えと制御端子2、3の信号論理の反転切り替えを上記
のようなタイミングで交互に行うことによって、コンデ
ンサC1、C2への信号電圧のサンプルホールドを交互
に行うことができる。また、ホールド電圧と同電圧を出
力する。従って、図1のサンプルホールド回路をサンプ
リングすべき信号の数に応じた数だけ用意しておけば、
個々のサンプリング信号電圧をあるタイミングでまずコ
ンデンサC1にサンプルホールドし、同時にコンデンサ
C2にホールド電圧と等しい電圧をオペアンプOP1の
出力端子6から出力する。次のタイミングでコンデンサ
C2にサンプルホールドし、同時にコンデンサC1のホ
ールド電圧と等しい電圧をオペアンプOP1の出力端子
6から出力する。
替えと制御端子2、3の信号論理の反転切り替えを上記
のようなタイミングで交互に行うことによって、コンデ
ンサC1、C2への信号電圧のサンプルホールドを交互
に行うことができる。また、ホールド電圧と同電圧を出
力する。従って、図1のサンプルホールド回路をサンプ
リングすべき信号の数に応じた数だけ用意しておけば、
個々のサンプリング信号電圧をあるタイミングでまずコ
ンデンサC1にサンプルホールドし、同時にコンデンサ
C2にホールド電圧と等しい電圧をオペアンプOP1の
出力端子6から出力する。次のタイミングでコンデンサ
C2にサンプルホールドし、同時にコンデンサC1のホ
ールド電圧と等しい電圧をオペアンプOP1の出力端子
6から出力する。
【0020】上記した図2において、差動増幅器12の
部分では、純回路理論的には、MP4,MP5,MP9
は必要のない素子である。しかし、MN4側については
交互に切替わるMP6とMP10のルート、MP7とM
P11のルートを構成する必要から、オフしているルー
トでもリーク電流が皆無とはならない場合があるので、
MN3の側でもこのリーク電流に対応する電流を流すた
めに、MP4,MP5,MP9を設けている。これによ
り、電流源としてのMP3からみた両ルートのバランス
が均衡して、正確な差動増幅動作を実現できるようにな
る。
部分では、純回路理論的には、MP4,MP5,MP9
は必要のない素子である。しかし、MN4側については
交互に切替わるMP6とMP10のルート、MP7とM
P11のルートを構成する必要から、オフしているルー
トでもリーク電流が皆無とはならない場合があるので、
MN3の側でもこのリーク電流に対応する電流を流すた
めに、MP4,MP5,MP9を設けている。これによ
り、電流源としてのMP3からみた両ルートのバランス
が均衡して、正確な差動増幅動作を実現できるようにな
る。
【0021】また、図2の回路では、前述した従来の2
個のオペアンプOP2、OP3を使用する場合に比べ
て、バイアス回路11が共通化されることは勿論のこ
と、出力回路13も共通化される。特に、出力電流を多
く必要とする出力回路13の共通化は素子数、素子領域
の削減を実現しチップ面積の狭小化に大きく貢献するも
のである。また、差動増幅器12の部分においても、電
流源として機能するMP3、能動負荷として機能するカ
レントミラー接続のMN3、MN4が2個の差動回路の
共通部として使用されるために、この部分でも素子数、
素子領域が少なくなる。
個のオペアンプOP2、OP3を使用する場合に比べ
て、バイアス回路11が共通化されることは勿論のこ
と、出力回路13も共通化される。特に、出力電流を多
く必要とする出力回路13の共通化は素子数、素子領域
の削減を実現しチップ面積の狭小化に大きく貢献するも
のである。また、差動増幅器12の部分においても、電
流源として機能するMP3、能動負荷として機能するカ
レントミラー接続のMN3、MN4が2個の差動回路の
共通部として使用されるために、この部分でも素子数、
素子領域が少なくなる。
【0022】図3は上記の図2の回路を一部変形したオ
ペアンプOP1の回路図である。変更点は、図2におけ
るMP4に代えてゲートを制御端子2に接続したMP1
3を設け、同様に図2におけるMP5に代えてゲートを
制御端子3に接続したMP14を設けた点である。
ペアンプOP1の回路図である。変更点は、図2におけ
るMP4に代えてゲートを制御端子2に接続したMP1
3を設け、同様に図2におけるMP5に代えてゲートを
制御端子3に接続したMP14を設けた点である。
【0023】この図3の回路では、制御端子2を「L」
レベル、制御端子3を「H」レベルにすると、MP13
とMP8のルート、MP7とMP11のルートが動作
し、MP14とMP9のルート、MP6とMP10のル
ートが不動作となる。逆に、制御端子2を「H」レベ
ル、制御端子3を「L」レベルにすると、MP14とM
P9のルート、MP6とMP10のルートが動作し、M
P13とMP8のルート、MP7とMP11のルートが
不動作となる。他については図2における動作と同様で
ある。
レベル、制御端子3を「H」レベルにすると、MP13
とMP8のルート、MP7とMP11のルートが動作
し、MP14とMP9のルート、MP6とMP10のル
ートが不動作となる。逆に、制御端子2を「H」レベ
ル、制御端子3を「L」レベルにすると、MP14とM
P9のルート、MP6とMP10のルートが動作し、M
P13とMP8のルート、MP7とMP11のルートが
不動作となる。他については図2における動作と同様で
ある。
【0024】図4は図2のオペアンプOP1のバイアス
回路11のバイアス出力を接地側に変更し、これに応じ
て差動増幅器12′を主としてNチャンネルMOSトラ
ンジスタで、出力回路13′を主としてPチャンネルM
OSトランジスタで構成したものである。この回路で
は、MP20、MP21、MN20、MN21、抵抗R
2からなるカレントミラー回路により定電流源用のバイ
アス回路11′が構成され、MP22、MP23、MN
22〜MN30により差動増幅器12′が構成され、M
P24〜MP26、MN31、位相補償用コンデンサC
4により出力回路13′が構成される。
回路11のバイアス出力を接地側に変更し、これに応じ
て差動増幅器12′を主としてNチャンネルMOSトラ
ンジスタで、出力回路13′を主としてPチャンネルM
OSトランジスタで構成したものである。この回路で
は、MP20、MP21、MN20、MN21、抵抗R
2からなるカレントミラー回路により定電流源用のバイ
アス回路11′が構成され、MP22、MP23、MN
22〜MN30により差動増幅器12′が構成され、M
P24〜MP26、MN31、位相補償用コンデンサC
4により出力回路13′が構成される。
【0025】この回路では、MN27が常時オフ、MN
26が常時オンとなって、このMN27とMN23のル
ートがバランス用として機能する。他の動作は前記の図
2、図3の回路と同様である。
26が常時オンとなって、このMN27とMN23のル
ートがバランス用として機能する。他の動作は前記の図
2、図3の回路と同様である。
【0026】図5は、図4の回路を一部変形したオペア
ンプOP1の回路図である。変更点は、図4におけるM
N26に代えてゲートを制御端子3に接続したMN32
を設け、同様に図4におけるMN27に代えてゲートを
制御端子2に接続したMN33を設けた点である。
ンプOP1の回路図である。変更点は、図4におけるM
N26に代えてゲートを制御端子3に接続したMN32
を設け、同様に図4におけるMN27に代えてゲートを
制御端子2に接続したMN33を設けた点である。
【0027】この図5の回路では、制御端子2、3の信
号論理によって、MN32とMN29が同時にオン/オ
フ、MN33とMN28がそれと反対に同時にオフ/オ
ンする点が図4と異なる点で、他は同じである。
号論理によって、MN32とMN29が同時にオン/オ
フ、MN33とMN28がそれと反対に同時にオフ/オ
ンする点が図4と異なる点で、他は同じである。
【0028】以上から本発明のデュアルサンプルホール
ド回路によれば、オペアンプがバイアス回路のみならず
出力回路も共通化され、また差動増幅器においても電流
源、能動負荷、反転入力部が共通化されるので、構成素
子数、素子領域を削減でき、チップ面積を小さくできる
という優れた利点がある。また、第1差動増幅器の第
1,第2トランジスタのルートと、第2差動増幅器の第
4,第5トランジスタのルートの内の動作していない側
を流れるリーク電流が、第6,第7,第8のトランジス
タによって補償され、正確な差動増幅動作が実現できる
という利点がある。
ド回路によれば、オペアンプがバイアス回路のみならず
出力回路も共通化され、また差動増幅器においても電流
源、能動負荷、反転入力部が共通化されるので、構成素
子数、素子領域を削減でき、チップ面積を小さくできる
という優れた利点がある。また、第1差動増幅器の第
1,第2トランジスタのルートと、第2差動増幅器の第
4,第5トランジスタのルートの内の動作していない側
を流れるリーク電流が、第6,第7,第8のトランジス
タによって補償され、正確な差動増幅動作が実現できる
という利点がある。
【図1】 本発明の一実施例のデュアルサンプルホール
ド回路のブロック図である。
ド回路のブロック図である。
【図2】 同実施例のデュアルサンプルホールド回路の
オペアンプの回路図である。
オペアンプの回路図である。
【図3】 同オペアンプの変形例の回路図である。
【図4】 同オペアンプの更なる変形例の回路図であ
る。
る。
【図5】 同オペアンプの更なる変形例の回路図であ
る。
る。
【図6】 従来のデュアルサンプルーホールド回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図7】 アナログスイッチの回路図である。
【図8】 従来のデュアルサンプルーホールド回路のオ
ペアンプの回路図である。
ペアンプの回路図である。
【図9】 同オペアンプの別の回路図である。
1:反転入力端子、2、3:制御端子、4、5:非反転
入力端子、6:出力端子、7、8:制御端子、9、1
0:入力端子、11、11′:バイアス回路、12、1
2′:差動増幅器、13、13′:出力回路。
入力端子、6:出力端子、7、8:制御端子、9、1
0:入力端子、11、11′:バイアス回路、12、1
2′:差動増幅器、13、13′:出力回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平4−295699(JP,A) 特開 平5−20890(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G11C 27/02
Claims (2)
- 【請求項1】バイアス回路、該バイアス回路でバイアス
され共通の反転入力端子、個別の第1,第2非反転入力
端子をもち択一動作する第1,第2差動回路を具備する
差動増幅器、該差動増幅器の出力を受けて出力動作する
出力回路からなり、出力端子と上記反転入力端子を接続
したオペアンプと、上記差動増幅器の第1,第2差動回
路の一方を選択する制御端子群と、上記第1の差動回路
の上記第1非反転入力端子に接続されるサンプリング用
の第1スイッチ及びホールド用の第1コンデンサと、上
記第2差動回路の上記第2非反転入力端子に接続される
サンプリング用の第2スイッチ及びホールド用の第2コ
ンデンサとからなるデュアルサンプルホールド回路であ
って、 上記第1差動回路が、電流源に接続され上記制御端子群
に印加する信号でオン/オフ制御される第1トランジス
タと、上記第1非反転入力端子から入力信号を受け上記
第1トランジスタに直列接続される第2トランジスタ
と、上記電流源に接続され上記反転入力端子に印加する
信号で制御される第3トランジスタと、能動負荷として
のカレントミラー回路とを有し、 上記第2差動回路が、上記電流源に接続され上記制御端
子群に印加する信号で上記第1トランジスタと反対にオ
ン/オフ制御される第4トランジスタと、上記第2非反
転入力端子から入力信号を受け該第4トランジスタに直
列接続される第5トランジスタと、上記第3トランジス
タと、上記カレントミラー回路とを有し、上記第3トランジスタと上記電流源との間に常時オン状
態に保持される第6トランジスタを直列接続し、且つ上
記第3,第6トランジスタの直列回路に並列に、常時オ
フ状態に保持される第7トランジスタと上記反転入力端
子の信号を受ける第8トランジスタの直列回路を並列接
続した、 ことを特徴とするデュアルサンプルホールド回路。 - 【請求項2】上記第6トランジスタが上記制御端子群に
印加する信号でオン/オフし、上記第7トランジスタが
上記制御端子群に印加する信号で上記第6トランジスタ
と逆 にオン/オフするように変更したことを特徴とする
請求項1に記載のデュアルサンプルホールド回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02606892A JP3201810B2 (ja) | 1992-01-17 | 1992-01-17 | デュアルサンプルホールド回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP02606892A JP3201810B2 (ja) | 1992-01-17 | 1992-01-17 | デュアルサンプルホールド回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05198197A JPH05198197A (ja) | 1993-08-06 |
JP3201810B2 true JP3201810B2 (ja) | 2001-08-27 |
Family
ID=12183366
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP02606892A Expired - Fee Related JP3201810B2 (ja) | 1992-01-17 | 1992-01-17 | デュアルサンプルホールド回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3201810B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4039315B2 (ja) * | 2002-06-07 | 2008-01-30 | セイコーエプソン株式会社 | 電子回路、電子装置、電気光学装置及び電子機器 |
JP4046015B2 (ja) | 2002-06-07 | 2008-02-13 | セイコーエプソン株式会社 | 電子回路、電子装置、電気光学装置及び電子機器 |
-
1992
- 1992-01-17 JP JP02606892A patent/JP3201810B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05198197A (ja) | 1993-08-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2656714B2 (ja) | 全差動増幅器 | |
US5789981A (en) | High-gain operational transconductance amplifier offering improved bandwidth | |
JP2002314398A (ja) | 半導体集積回路 | |
JPS61232708A (ja) | 平衡型差動増幅器 | |
US4573020A (en) | Fully differential operational amplifier with D.C. common-mode feedback | |
US5208552A (en) | Rail to rail operational transconductance amplifier | |
KR0134178B1 (ko) | 개량된 선형성을 갖는 트랜스콘덕턴스 셀 | |
US4742308A (en) | Balanced output analog differential amplifier circuit | |
JPH0193207A (ja) | 演算増幅器 | |
US4884039A (en) | Differential amplifier with low noise offset compensation | |
US7098736B2 (en) | Amplifier circuit | |
JP2002368592A (ja) | サンプル・ホールド回路 | |
JP3201810B2 (ja) | デュアルサンプルホールド回路 | |
JPH0766641A (ja) | 差動増幅器の同相帰還回路 | |
JP2884896B2 (ja) | 差動演算増幅器 | |
JPH0414885B2 (ja) | ||
EP1173923B1 (en) | Differential pair provided with degeneration means for degenerating a transconductance of the differential pair | |
US20020005757A1 (en) | Fully differential operational amplifier of the folded cascode type | |
JPH0828630B2 (ja) | 演算増幅回路 | |
EP0324205B1 (en) | Amplifier circuit arrangement | |
US5982234A (en) | Low noise arrangement or an amplifier | |
JP2710715B2 (ja) | コンパレータ | |
JP3119221B2 (ja) | 演算増幅器 | |
JP3325707B2 (ja) | 演算増幅器 | |
JPH0570328B2 (ja) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20010529 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |